JP6885489B1 - 電力変換システムおよび電力変換システムの制御方法 - Google Patents

Abstract

【課題】モデル予測制御（ＭＰＣ）を用いた電力変換システムにおいて、高い電流制御性能、低いスイッチング周波数の制御を行う。【解決手段】予測部７において、予測期間中の各出力周期に複数の仮定電圧ベクトルを設定し、検出電流に演算周期中の電流変化量Δｉｄｃ，Δｉｑｃを加算した補正電流値に基づいて仮定電圧ベクトルの予測電流を算出する。予測部７は、仮定電圧ベクトルと予測電流の評価関数Ｊを算出し、予測期間における仮定電圧ベクトルの組み合わせの中から評価関数Ｊが最上位の仮定電圧ベクトルの組み合わせを決定し、評価関数Ｊが最上位の仮定電圧ベクトルの組み合わせの中から実際に出力する仮定電圧ベクトルを指令電圧ベクトルＶ*として出力する。ゲート信号決定部８は、指令電圧ベクトルＶ*で表現される電圧を電力変換器３から出力するためのゲート信号ｇを出力する。【選択図】図４

Description

本発明は、電力変換器を用いて電圧を出力する電力変換システムにおける電流制御法に関する。

入力された三相交流電圧をレクティファイア（交流−直流変換器）で直流電圧に変換し、直流電圧をインバータ（電力変換器）によって所望の周波数，振幅の交流電圧として出力するシステムを考える。インバータは半導体素子のスイッチングによって出力電圧を制御する。このとき、インバータの出力可能な電圧は離散的な値となる。

このようなシステムでは、出力電流を所望の値とするために電流制御を用いることがある。電流制御の一般的な構成では、まず、ＡＣＲ（Ａｕｔｏ Ｃｕｒｒｅｎｔ Ｒｅｇｕｌａｔｏｒ：電流制御器）が連続的な値で指令電圧を決定する。しかし、連続的な電圧値は実際には出力不可能である。そのため、三角波比較ＰＷＭ（Ｐｕｌｓｅ Ｗｉｄｔｈ Ｍｏｄｕｌａｔｉｏｎ）を行い、指令電圧を平均的に達成できる離散的な出力電圧を確定する。

しかし、ＡＣＲと三角波比較ＰＷＭを用いた構成以外にも電流制御の方法は存在する。その一例が、本願の対象とするＭＰＣ（Ｍｏｄｅｌ Ｐｒｅｄｉｃｔｉｖｅ Ｃｏｎｔｒｏｌ：モデル予測制御）である。ＭＰＣでは、仮定した出力電圧それぞれに対する電流の変化を予測し、出力電流の軌跡が最も指令電流に追従するような電圧を実際の出力として採用する。離散的な出力電圧をあらかじめ考慮しており、瞬時電流を予測できるのがＭＰＣの特長である。

ＭＰＣに関しては、非特許文献１、特許文献１が開示されている。非特許文献１においては、ＭＰＣの基本的な制御構成、モータの状態方程式を用いた電流の予測方法、そして予測電流と電圧ベクトルの評価方法が述べられている。評価方法に関して、指令電流と各予測電流の偏差、全偏差のうちの最大値、電圧ベクトルの変化回数、といった項目を考慮することで、指令電流と近い出力電流を得られ、かつ、電圧変化回数（スイッチング回数）の少ない出力電圧を決定できる。

特許文献１では、電流の予測演算をｉ（ｎ＋２）まで行うＭＰＣの制御法が述べられている。この特許文献１においては、検出の時刻をｎとし、演算時間中の電流変化を予測してｉ（ｎ＋１）を得ている。その後、ｉ（ｎ＋１）からインバータの電圧ベクトル分岐を考えてｉ（ｎ＋２）を算出し、ｉ（ｎ＋２）の評価で電圧ベクトルを定めている。

特開２０１０−２５２４３３号公報

門田充弘、道木慎二、大熊繁、「永久磁石同期モータの電流制御系に対するモデル予測制御の適用」、電学論Ｃ、１３１巻４号、２０１１年、ｐｐ．８６１−８６９

非特許文献１は、演算時間中の電流変化を考慮していない。

特許文献１では、検出電流をｉ（ｎ）とし、そこから演算時間中の電流変化を予測して電流ｉ（ｎ＋１）を算出する。そして、ｉ（ｎ＋１）を用いてｉ（ｎ＋２）を算出する。このようにして先の電流の予測電流を得ている。しかし、ｎ＋２以降の予測を行う場合、１回の演算で複数周期分の電圧ベクトルを定める場合などの一般的かつ具体的な演算方法について言及していない。

以上示したようなことから、モデル予測制御（ＭＰＣ）を用いた電力変換システムにおいて、高い電流制御性能、低いスイッチング周波数の制御を行うことが課題となる。

本発明は、前記従来の問題に鑑み、案出されたもので、その一態様は、 指令値に基づいて指令電流を生成する上位制御部と、モデル予測制御により、予測期間中の各出力周期に複数の仮定電圧ベクトルを設定し、検出電流に演算周期中の電流変化量を加算した補正電流値に基づいて前記仮定電圧ベクトルの予測電流を算出し、前記仮定電圧ベクトルと前記予測電流の評価関数を算出し、前記予測期間における前記仮定電圧ベクトルの組み合わせの中から前記評価関数が最上位の前記仮定電圧ベクトルの組み合わせを決定し、前記評価関数が最上位の前記仮定電圧ベクトルの組み合わせの中から実際に出力する仮定電圧ベクトルを指令電圧ベクトルとして出力する予測部と、前記指令電圧ベクトルで表現される電圧を電力変換器から出力するためのゲート信号を出力するゲート信号決定部と、ゲート信号に基づいて駆動制御される電力変換器と、を備えたことを特徴とする。

また、その一態様として、前記演算周期中の電流変化量は、以下の（５）式により算出することを特徴とする。

Δｉｄｃ：演算周期中の電流変化量（ｄ軸）
Δｉｑｃ：演算周期中の電流変化量（ｑ軸）
Ｔｃ：出力周期（＝演算周期）
ｉｄ：検出ｄ軸電流
ｉｑ：検出ｑ軸電流
ｖｄｚ：ｄ軸電圧ベクトル前回値
ｖｑｚ：ｑ軸電圧ベクトル前回値
Ｒ：巻線抵抗
Ｌｄ：ｄ軸インダクタンス
Ｌｑ：ｑ軸インダクタンス
ωｒ：検出電気角速度
ψ：永久磁石鎖交磁束数。

また、他の態様として、指令値に基づいて指令電流を生成する上位制御部と、１演算周期に複数出力周期の電圧ベクトルを決定するモデル予測制御により、予測期間中の各出力周期に複数の仮定電圧ベクトルを設定し、検出電流に演算周期中の電流変化量を加算した補正電流値に基づいて前記仮定電圧ベクトルの予測電流を算出し、前記仮定電圧ベクトルと前記予測電流の評価関数を算出し、前記予測期間における前記仮定電圧ベクトルの組み合わせの中から前記評価関数が最上位の前記仮定電圧ベクトルの組み合わせを指令電圧ベクトル行列として出力する予測部と、複数出力周期の前記指令電圧ベクトル行列から今回出力周期の電圧ベクトルを選択し、出力電圧ベクトルとして出力する読み出し部と、前記出力電圧ベクトルで表現される電圧を電力変換器から出力するためのゲート信号を出力するゲート信号決定部と、ゲート信号に基づいて駆動制御される電力変換器と、を備えたことを特徴とする。

また、その一態様として、前記演算周期中の電流変化量は、各出力周期中の電流変化量を以下の（２１）式により算出し、演算周期中のすべての出力周期の電流変化量を加算した値とすることを特徴とする。

Δｉｄｃ：出力周期中の電流変化量（ｄ軸）
Δｉｑｃ：出力周期中の電流変化量（ｑ軸）
Ｔｃ：出力周期
ｉｄ’：検出ｄ軸電流、または、ｄ軸電流
ｉｑ’：検出ｑ軸電流、または、ｑ軸電流
ｖｄｚ：ｄ軸電圧ベクトル前回値
ｖｑｚ：ｑ軸電圧ベクトル前回値
Ｒ：巻線抵抗
Ｌｄ：ｄ軸インダクタンス
Ｌｑ：ｑ軸インダクタンス
ωｒ：検出電気角速度
ψ：永久磁石鎖交磁束数。

また、その一態様として、前記補正電流値は、検出電流に演算周期中の電流変化量、および、電流検出に対する出力電圧変化のタイミングずれ期間における電流変化量を加算した値とすることを特徴とする。

また、その一態様として、前記電流検出に対する出力電圧変化のタイミングずれ期間における電流変化量は、以下の（１７）式により算出することを特徴とする。

Δｉｄｄｅｌ：電流検出に対する出力電圧変化のタイミングずれ期間における電流変化量（ｄ軸）
Δｉｑｄｅｌ：電流検出に対する出力電圧変化のタイミングずれ期間における電流変化量（ｑ軸）
Ｔｄｅｌ：電流検出に対する出力電圧変化のタイミングずれ期間
ｉｄ：検出ｄ軸電流
ｉｑ：検出ｑ軸電流
ｖｄｚｚ：ｄ軸電圧ベクトル前々回値
ｖｑｚ：ｑ軸電圧ベクトル前々回値
Ｒ：巻線抵抗
Ｌｄ：ｄ軸インダクタンス
Ｌｑ：ｑ軸インダクタンス
ωｒ：検出電気角速度
ψ：永久磁石鎖交磁束数。

本発明によれば、モデル予測制御（ＭＰＣ）を用いた電力変換システムにおいて、高い電流制御性能、低いスイッチング周波数の制御を行うことが可能となる。

実施形態１〜４における電力変換システムの構成図。 ２レベルインバータの電圧ベクトルと相電圧の関係を示す図。 検出電流と予測電流の関係を示す図。 実施形態１におけるＭＰＣを示すブロック図。 実施形態１における予測部の処理を示すフローチャート。 実施形態２におけるＭＰＣを示すブロック図。 実施形態２における予測部の処置を示すフローチャート。 実施形態３におけるＭＰＣを示すブロック図。 実施形態３における予測部の処理を示すフローチャート。 実施形態３における読み出し部の処理を示すフローチャート。 実施形態４におけるＭＰＣを示すブロック図。 実施形態４における予測部の処理を示すフローチャート。

以下、本願発明におけるモデル予測制御（ＭＰＣ）を用いた電力変換システムの実施形態１〜４を図１〜図１２に基づいて詳述する。

［実施形態１］
図１に本実施形態１における電力変換システムの構成図を示す。上位制御部１はＭＰＣ２より上流に存在する制御を示しており、例えば、盤・パネルの操作量やアクセル開度などの情報に基づく速度指令と検出速度とを用いて速度制御演算を行い、指令電流ｉ^*を生成する。

上位制御部１から出力された指令電流ｉ^*と、検出電流ｉと、検出位相θはＭＰＣ（モデル予測制御部）２へと入力される。ただし、検出位相θは電気角であり、例えば検出値がモータの機械的な位置である場合、適宜極対数を用いて変換を行うものとする。

ＭＰＣ２ではモデルパラメータをもとに次回以降の電流を予測する演算を行い、その結果をもとに電圧ベクトルを決定する。ＭＰＣ２からは決定した電圧ベクトルの通りに出力するためのゲート信号ｇが出力され、ゲート信号ｇにより電力変換器（例えばインバータ、以下インバータと称する）３が駆動される。

インバータ３はモータなどの負荷４に接続されており、負荷４にはゲート信号ｇに応じた電圧が印加される。

図１はＭＰＣによる電力変換システムの代表的なシステム構成例であり、本願発明の適用対象はこれに限らない。例えば、電源に回生を行うＤＣ／ＡＣ変換器においてモデル予測に基づき電流制御を行う構成，電気角をＰＬＬ（Ｐｈａｓｅ Ｌｏｃｋｅｄ Ｌｏｏｐ）で推定してＭＰＣで用いる構成，単相の構成，などでもよい。重要なのは、モデル予測制御によって電流予測結果をもとに電圧ベクトルを決定し、その電圧ベクトルで電力変換器を駆動することである。

本明細書での制御に関連する周期・期間などの定義を以下に記す。
予測刻み：電流の予測刻み時間（ｉ（ｎ）の時刻からｉ（ｎ＋１）の時刻までの時間幅）
予測期間：電流を予測する最も先の時刻とｉ（ｎ）の時刻の時間幅
出力周期：電圧の出力を切り替える周期
演算周期：予測演算を行う周期。

出力周期ごとにスイッチングするかどうかの選択がなされるため、以下では予測刻みと出力周期を同じ時間幅として扱う。また、本実施形態１では演算周期と出力周期を同じとする。

ＭＰＣ２では、インバータ３の電圧ベクトルを仮定し、その仮定電圧ベクトルを出力した場合の予測電流を求め、最適な予測結果となる電圧ベクトルを採用し、実際の出力とする。

ＭＰＣ２は予測電流を評価して出力電圧を決定するため、電流の予測精度が重要となる。電流予測演算は状態方程式に基づく。例えば、負荷にＰＭＳＭ（永久磁石同期電動機）が用いられる場合には（１）式の状態方程式となる。ここで、Ｌｄはｄ軸インダクタンス、Ｌｑはｑ軸インダクタンス、Ｒは巻線抵抗、ψは永久磁石鎖交磁束数、ωｒは検出電気角速度である。以下では（１）式、つまりＰＭＳＭを基準に説明するが、本願発明の本質から、本願発明は状態方程式が（１）式の場合以外に適用しても構わない。

（１）式は連続的な状態方程式であるが、これを離散的な制御系で扱うために離散状態方程式にすると（２）式になる。（２）式のＩは単位行列を示す。また、単に傾きと出力周期Ｔｃの積をとって近似的に変化量として扱い、（３）式としてもよい。

（２）式，（３）式より、出力周期１周期先の電流ｉｄ（ｎ＋１），ｉｑ（ｎ＋１）を予測するために、現在時刻に相当する電流ｉｄ（ｎ），ｉｑ（ｎ）と電圧ｖｄ（ｎ），ｖｑ（ｎ）が必要となる。

電圧ｖｄ（ｎ），ｖｑ（ｎ）については予測演算の前段で仮定した電圧ベクトルを用いる。例えば、直流電圧ｖｄｃの２レベルインバータでは電圧ベクトルは図２になるため、（４）式の計算で仮定電圧ベクトルをｄｑ軸上の電圧に変換できる。ここで、θ（ｎ）はモータ位相である。位相は角周波数に応じて進み補償を行ってもよいが、詳細な演算は後述する。

一方、電流ｉｄ（ｎ），ｉｑ（ｎ）については検出値を基準とする。予測途中の電流ｉｄ（ｎ＋ａ），ｉｑ（ｎ＋ａ）から電流ｉｄ（ｎ＋ａ＋１），ｉｑ（ｎ＋ａ＋１）を求める演算であればｎ＋ａ番目の予測値を用いることができるが、予測開始点であるｎ番目の電流ｉｄ（ｎ），ｉｑ（ｎ）に関しては仮定することはできず、検出値を基準にしなければならない。検出値基準の電流ｉｄ（ｎ），ｉｑ（ｎ）を用いるのではなく推定値を用いる構成もあり得るが、実用上、検出値を用いた補正や、複数周期ごとに検出値基準の電流を用いる構成を必要とする。つまり、いずれにしても検出値を基準とすることになる。

ただし、電流ｉｄ（ｎ），ｉｑ（ｎ）には検出値を基準とした値を用いるが、検出値そのものを用いてしまうと予測精度の低下につながる。

図３に検出電流と予測電流の関係を示す。実線で出力電流、点線で予測電流を示した。Ｔｃは出力周期である。予測電流ｉ（ｎ）はｄ軸，ｑ軸電流であるが、ｄ軸，ｑ軸電流どちらにも当てはまる性質を示しているためｄ，ｑの表記を省略した。

２周期目において、１周期目の終わりで検出した電流と仮定した電圧ベクトルをもとに、３周期目以降の電流を予測している。また、仮定する電圧ベクトルは複数種類のため、点線の予測電流は複数に分岐している。

図３（ａ）は、ｉ（ｎ）に検出値を用いる場合である。図３を見ると、検出時刻とｉ（ｎ）の時刻に出力周期Ｔｃだけの時間差がある。この時間差は検出値から次回以降の出力電圧を決定するまでの演算時間であり、検出時刻とｉ（ｎ）の時刻を同時刻とすることは不可能である。

だが、演算時間中には前回出力周期に決定した電圧ベクトルを出力しており、電流は検出時刻からｉ（ｎ）の時刻までに検出値から変化する。したがって、ｉ（ｎ）に検出値を用いると制御内で用いたｉ（ｎ）の値とｉ（ｎ）の時刻の実際の出力電流の値が異なってしまう。これにより、電流予測精度の低下が懸念される。電流予測精度が低下すると、その後の電流評価の妥当性も低下してしまうので、電流リプルの増大やスイッチング周波数上昇の原因となる。

図３（ｂ）は、検出値に演算時間中の電流変化量を加算した値をｉ（ｎ）として用いる場合である。前回周期に決定した電圧ベクトルを用いて検出時刻からｉ（ｎ）の時刻までの電流予測演算を行い、演算時間中の電流変化を予測している。破線がその電流変化を示している。これを行うことで正確なｉ（ｎ）を得ており、電流予測精度が図３（ａ）よりも向上している。

以上のように、演算時間中の電流変化を予測することで電流予測精度を向上し、電流リプル低減、スイッチング周波数低減といった効果を得られる。

以下では、演算時間中の電流変化を予測するための構成を述べる。図４に本実施形態１におけるＭＰＣ２の構成図を示す。指令電流ｉ^*は便宜上、指令ｄ軸電流ｉｄ^*、指令ｑ軸電流ｉｑ^*に分割する。三相二相変換部５は、三相の検出電流ｉを検出位相θに基づいて、ＵＶＷ／ｄｑ変換し、検出ｄ軸電流ｉｄ、検出ｑ軸電流ｉｑに変換する。

微分器６は、検出位相θを微分処理、あるいは疑似微分処理して検出電気角速度ωｒを出力する。

指令ｄ軸電流ｉｄ^*，指令ｑ軸電流ｉｑ^*，検出ｄ軸電流ｉｄ，検出ｑ軸電流ｉｑ，検出位相θ，検出電気角速度ωｒ，指令電圧ベクトル前回値Ｖｚ^*は予測部７に入力される。予測部７は電流の予測演算と予測結果の評価を行い、次回以降の出力電圧ベクトルである指令電圧ベクトルＶ^*を出力する。指令電圧ベクトルＶ^*は１回遅延を経て指令電圧ベクトル前回値Ｖｚ^*として予測部７に入力され、次回の予測演算に用いられる。

ゲート信号決定部８ではシステムの回路構成に基づき指令電圧ベクトルＶ^*で表現される電圧をインバータから出力するためのゲート信号ｇの決定、およびデッドタイムの挿入を行う。そして、ゲート信号ｇはＭＰＣ２の出力となる。本実施形態１では、指令電圧ベクトルＶ^*の通りの電圧が出力される範囲内であればゲート信号決定部８の構成は特に限定しない。

図４で重要なのは、予測部７では動的に電流予測演算を行うことであり構成は図２に限らない。例えば、検出電気角速度ωｒを用いず推定電気角速度を用いる構成も許容される。

図５は、予測部７の処理を示すフローチャートである。予測部７は、以下の処理を行う。
（Ａ）演算時間中の電流変化を予測する。
（Ｂ）次回以降の出力周期の電圧ベクトルを仮定し、その場合の予測電流を得る。
（Ｃ）予測電流と仮定した電圧ベクトルを評価する。
（Ｄ）評価結果の良い電圧ベクトルを採用し、出力とする。
（Ａ）の処理は本願発明の本質であり、（Ｂ），（Ｃ），（Ｄ）はＭＰＣにおいて基本的な処理である。

１−１において、指令ｄ軸電流ｉｄ^*，指令ｑ軸電流ｉｑ^*，検出ｄ軸電流ｉｄ，検出ｑ軸電流ｉｑ，検出位相θ，検出電気角速度ωｒ，指令電圧ベクトル前回値Ｖｚ^*を入力する。

１−２において、採用された指令電圧ベクトル前回値Ｖｚ^*、検出ｄ軸電流ｉｄ，検出ｑ軸電流ｉｑから演算時間、ここでは出力周期Ｔｃ中の電流変化量Δｉｄｃ，Δｉｑｃを求める。この演算は、（３）式に基づき（５）式のように行えばよい。ただし、行列Ａ，Ｂとベクトルｅ_ψは（１）式と同様であり、ｖｄｚ，ｖｑｚは指令電圧ベクトル前回値Ｖｚ^*をｄｑ軸電圧に変換した値である。

１−３では、検出ｄ軸電流ｉｄ，検出ｑ軸電流ｉｑに１−２で求めた演算時間中の電流変化量Δｉｄｃ，Δｉｑｃを加算し、これを予測演算の始点であるｉｄ（ｎ），ｉｑ（ｎ）とする。このｉｄ（ｎ），ｉｑ（ｎ）を補正電流値とする。

１−２，１−３は上記の（Ａ）に相当し、これらの処理により検出時刻からｉｄ（ｎ），ｉｑ（ｎ）の時刻までの電流変化が考慮され、電流予測演算の精度が向上する。

１−４は予測期間中の各出力周期に仮定電圧ベクトルＶ’（ｎ＋ａ）を設定する。ａは予測開始から何番目の出力周期を考慮しているかを示すカウンタ値であり、演算の進行に合わせて０からＮ−１まで増大する。Ｎは予測期間中の出力周期数である。本実施形態１では設定の仕方を特に限定しない。つまり、前回までの出力に応じてスイッチングの少ない変化となる電圧ベクトルとしてもよいし、出力可能なすべての電圧ベクトルの中から１つを選んでもよい。

１−５は仮定電圧ベクトルを出力した場合の電流変化量の予測である。仮定電圧ベクトルＶ’（ｎ＋ａ），ｉｄ（ｎ＋ａ），ｉｑ（ｎ＋ａ）から出力周期Ｔｃ中の電流変化量Δｉｄ，Δｉｑを求める。ｉｄ（ｎ＋ａ），ｉｑ（ｎ＋ａ）は、ａが０の時は補正電流値であり、ａが１以上の時は予測電流である。１−２と同様に（６）式のような演算とすればよい。

ここで、ｖｄ’（ｎ＋ａ），ｖｑ’（ｎ＋ａ）は仮定電圧ベクトルｖ’（ｎ＋ａ）をｄｑ軸上の電圧に変換したものである。ただし、ｄｑ軸電圧を得るにはモータ位相が必要となるが、モータ位相については角速度に応じた位相進み補償を行ってもよい。この場合、（７）式の演算となる。

θは検出位相、ωｒは検出電気角速度、Ｔｃは出力周期である。また、１＋ａ＋Ｋ_θは、演算時間（＝出力周期）を表す１と、ｎ番目からいくつ先の周期であるかを表すａと、出力周期中の任意の時刻の位相を電圧の基準に用いるための位相調整項Ｋ_θと、を加算したものである。なお、Ｋ_θは（８）式で定まる。Ｋ_θ＝Ｔｃ／２で出力周期の中間の時刻がｄｑ座標変換の基準となる。

１−６では、ｉｄ（ｎ＋ａ），ｉｑ（ｎ＋ａ）に１−５で求めた演算時間中の電流変化量Δｉｄ，Δｉｑを加算し、１周期先、つまり出力周期Ｔｃだけ先の予測電流ｉｄ（ｎ＋ａ＋１），ｉｑ（ｎ＋ａ＋１）を算出している。先の分岐がある場合、この電流は次のｎ＋ａ＋２番目の予測電流を得るために用いられる。

１−４〜１−６は上記の（Ｂ）の処理に相当する。

１−７は仮定電圧ベクトルＶ’（ｎ＋ａ）および予測電流ｉｄ（ｎ＋ａ＋１），ｉｑ（ｎ＋ａ＋１）の評価を行う。本実施形態１は任意の評価方法に適用できるが、例えば以下のように評価すればよい。

仮定電圧ベクトルＶ’（ｎ＋ａ），予測電流ｉｄ（ｎ＋ａ＋１），ｉｑ（ｎ＋ａ＋１）を用いて評価関数Ｊを算出する。評価関数Ｊは望ましくない予測である場合に大きい値となる損失関数であり、複数の評価基準に重みをつけて算出される。予測電流と指令電流との偏差が小さいことを条件とする（９）式、（１０）式、予測電流と指令電流の偏差が一定以上とならないための（１１）式、（１２）式、スイッチング回数が多くならないよう電圧ベクトル変化にペナルティを与える（１３）式がそれぞれの評価基準である。ただし、ｉｄｍａｘ，ｉｑｍａｘはそれぞれｄ軸電流、ｑ軸電流の最大許容誤差である。最終的に重み係数Ｗｉｄ、Ｗｉｑ、Ｗｉｄｍａｘ、Ｗｉｑｍａｘ、Ｗｖを用いて（１４）式によって評価関数Ｊを求める。

実際の１−７の演算では前回までの評価関数値を保持しておき、今回分である仮定電圧ベクトルＶ’（ｎ＋ａ），予測電流ｉｄ（ｎ＋ａ＋１），ｉｑ（ｎ＋ａ＋１）に関する演算のみを行って重みづけして加算すればよい。

上述した評価関数は一例であり、本実施形態１の演算法に限らない。同じ評価内容でも、例えば（１１）式、（１２）式のＱｄ、Ｑｑを０，１の２値にせず、指令との偏差が大きいほど大きい値になるよう連続的な値を与えてもよい。また、ＰＭＳＭの場合、（１５）式のモータトルクＴの導出から、（９）式の代わりに（１６）式を評価基準としてもよい。ただし、（１５）式のＰｎは極対数、（１６）式のＴ^*は指令トルクである。

以上の評価基準では、予測電流と指令電流との誤差が小さいだけでなく、電圧ベクトルの変更回数、つまりスイッチング回数の少ない電圧ベクトルについて評価関数が小さくなる。したがって、この評価基準によればスイッチング周波数を低減しつつ電流制御を行うことができる。

また、重み係数を調整することで、制御性能を変更できる。例えば、Ｗｖを小さくすればスイッチング周波数を増加する代わりに電流制御性能を向上でき、ＷｉｄよりもＷｉｑを大きくすればｉｄのリプルを大きくする代わりにｉｑのリプルを小さくできる。１−７の処理は、上記の（Ｃ）に相当する。

１−８は電圧ベクトルをすべて仮定し、演算したかどうかの分岐処理である。予測期間中の出力周期数がＮのとき、考慮する電圧ベクトルはＶ’（ｎ＋Ｎ−１）までなので、考慮したいＶ’（ｎ＋Ｎ−１）すべてについて予測演算と評価を行ったなら分岐をすべて考慮したとして１−９へ進む。まだ考慮すべき電圧ベクトルが残っている場合は１−４へ戻り、次の電圧ベクトルを仮定する。

１−９では、評価結果を比較して最良の電圧ベクトルの組み合わせを定める。（１４）式のように評価関数Ｊを定める場合は、最小のＪとなるＶ’（ｎ）〜Ｖ’（ｎ＋Ｎ−１）が最良の電圧ベクトルの組み合わせＶ（ｎ）〜Ｖ（ｎ＋Ｎ−１）となる。

１−１０では、最良の電圧ベクトルの組み合わせＶ（ｎ）〜Ｖ（ｎ＋Ｎ−１）から実際に出力する電圧を指令電圧ベクトルＶ^*に代入する。ここでは演算時間中の出力周期数を１としており、１−１０ではＶ（ｎ）のみを代入している。
１−９，１−１０は、上記の（Ｄ）の処理に相当する。

１−１１では、指令電圧ベクトルＶ^*を出力する。以上が図５のフローチャートの動作である。

図５はモデル予測にもとづく電圧ベクトル決定の一例である。本実施形態１の予測部７の詳細な演算手順は図５のフローチャートに限らない。重要なのは、予測電流演算・評価の始点となる電流値ｉｄ（ｎ），ｉｑ（ｎ）に検出値ではなく、検出値に演算周期中の電流変化量を加算した電流値を用いる点である。

以上示したように、本実施形態１によれば、図４，５に基づいて、演算時間中の電流変化を予測するＭＰＣを行うことで、高い電流制御性能、低いスイッチング周波数、を達成した制御を行うことができる。

また、先行文献に対しては、予測期間が一般の場合に適用可能であるという利点がある。

［実施形態２］
実施形態１では、演算時間中の電流変化を考慮して予測演算の始点となる電流ｉｄ（ｎ），ｉｑ（ｎ）を設定し、電流の予測精度を向上させた。

しかし、現実にはゲート信号ｇを決定してから実際にインバータ３から電圧が出力されるまでには通信等のタイムラグがある。

また、インバータ３のスイッチングの瞬間には高速な電流振動（リンギング）が生じるため、電圧ベクトルの切り替わりである出力周期の割り込みで検出を行うと振動途中の電流を検出する可能性がある。この対策のために電流検出割り込みを出力周期の割り込みからずらしたタイミングに設定する場合がある。

以上の理由から、検出電流と予測電流のタイミングにずれが生じることがある。このずれは上記のように複数の理由からなるが、本明細書では遅れ時間Ｔｄｅｌとしてまとめて呼称する。この場合の遅れとは、検出タイミングに対する予測電流変化の遅れであるが、予測電流変化タイミングは出力電圧の変化タイミングとみなせる。すなわち、電流検出に対する出力電圧変化のタイミングずれ期間が遅れ時間Ｔｄｅｌとなる。

瞬時電流を高度に予測することが求められるＭＰＣ２では、遅れ時間Ｔｄｅｌが数μｓ程度でも電流予測精度が低下するため、本実施形態２ではこの時間中の電流変化の考慮を行う。

図６に本実施形態２におけるＭＰＣ２の構成図を示す。遅れ時間Ｔｄｅｌ中は前回決定した電圧ではなく前々回決定した電圧が出力されるため、指令電圧ベクトル前々回値Ｖｚｚ^*を予測部７の入力に追加した。それ以外の構成は実施形態１と同等である。

なお、前々回の電圧ベクトルと前回の電圧ベクトルがわかるならば、指令電圧ベクトル前々回値Ｖｚｚ^*と指令電圧ベクトル前回値Ｖｚ^*でなくても、指令電圧ベクトル前々回値Ｖｚｚ^*と指令電圧ベクトル前々回値Ｖｚｚ^*から指令電圧ベクトル前回値Ｖｚ^*への変化パターンなど、異なる入力を用いても構わない。

図７に本実施形態２における予測部７のフローチャートを示す。予測演算の始点であるｉｄ（ｎ），ｉｑ（ｎ）に演算周期中の電流変化量だけでなく電流検出に対する出力電圧変化のタイミングずれ期間（遅れ時間Ｔｄｅｌ）中の電流変化量を加算した電流値を用いる点以外は図５と同様の処理である。

すなわち、図５の１−１と１−２の間に新たに２つの処理２−２，２−３が追加されている。ただし、２−４，２−５は追加した２−２，２−３に応じて一部変更している。追加した処理は遅れ時間Ｔｄｅｌ中の電流変化量の予測である。

２−２では、指令電圧ベクトル前々回値Ｖｚｚ^*、検出ｄ軸電流ｉｄ，検出ｑ軸電流ｉｑから遅れ時間Ｔｄｅｌ中の電流変化量Δｉｄｄｅｌ，Δｉｑｄｅｌを演算する。（３）式に基づいて、（１７）式のように計算すればよい。ただし、ｖｄｚｚ，ｖｑｚｚは指令電圧ベクトル前々回値Ｖｚｚ^*のｄｑ軸電圧への変換値である。

２−３では、検出ｄ軸電流ｉｄ，検出ｑ軸電流ｉｑに電流変化量Δｉｄｄｅｌ，Δｉｑｄｅｌを加算し、電流値ｉｄ’，ｉｑ’を得る。

２−２，２−３の補正により、検出と出力のタイミングが揃えられたため、２−４，２−５ではこの電流値ｉｄ’，ｉｑ’を用いて演算時間中の電流変化量Δｉｄｃ，Δｉｑｃおよび予測の始点ｉｄ（ｎ），ｉｑ（ｎ）の算出を行う。

２−４以降は実施形態１の図５と同様に電圧ベクトルの仮定、電流予測演算・評価、最良の電圧ベクトルの採用を行う。以上が図７のフローチャートの動作となる。すなわち、本実施形態２では、検出電流に演算周期中の電流変化量Δｉｄｃ，Δｉｑｃ、および、電流検出に対する出力電圧変化のタイミングずれ期間における電流変化量Δｉｄｄｅｌ，Δｉｑｄｅｌを加算した値を補正電流値としている。

ところで、位相の進み補正について下記のような修正を行ってもよい。２−４，２−７に用いる補正モータ位相θ’について（１８）式、２−７に用いるモータ位相θ（ｎ＋ａ）について（１９）式とすることで遅れ時間Ｔｄｅｌ分の位相進みを考慮することができる。

以上示したように、本実施形態２によれば、図６，７に基づいて、演算時間中の電流変化を予測し、かつ、電流検出と出力電圧変化のタイミングずれを考慮したＭＰＣを行うことで、高い電流制御性能、低いスイッチング周波数、リンギングの影響を受けないタイミングでの電流検出を達成した制御を行うことができる。

また、先行文献に対しては、予測期間が一般の場合に適用可能である、検出時刻と出力電圧変化時刻の差を考慮しているという利点がある。

［実施形態３］
図８に本実施形態３におけるＭＰＣ２の構成図を示す。本実施形態３は予測部７で複数出力周期の電圧ベクトルを決定し、指令とする。そのため、実施形態１と異なり予測部７の出力であるＶ^*は単一の電圧ベクトルではなく指令電圧ベクトル行列となる。同様に前回値であるＶｚ^*も指令電圧ベクトル行列前回値となる。

また、予測部７とゲート信号決定部８の間に読み出し部９を設けている。読み出し部９は、複数出力周期分の指令電圧ベクトル行列Ｖ^*から今回出力周期の電圧ベクトルを選択し、出力電圧ベクトルＶ^**を決定する。読み出し部９の入力は、指令電圧ベクトル行列Ｖ^*、カウンタ前回値Ｃｚであり、出力は出力電圧ベクトルＶ^**、カウンタ値Ｃである。

ここで注意すべき点として、予測部７は演算周期、読み出し部９は出力周期で動作を行う点がある。１回遅延ブロックも入力先であるそれぞれの周期での１回遅延を意味する。

本実施形態３の重要な点は、実施形態１に対して複数周期分の電圧ベクトルを決定し、読み出す機構を設けた点であり、詳細な実装構成は図８に限らない。

実施形態１，実施形態２は演算周期と出力周期が等しい場合、つまり演算時間中にインバータ３の出力電圧が変わらない場合の電流予測演算法を述べた。

だが、ＭＰＣ２では出力周期を短くした方が電流制御性能の向上が見込め、かつ、電流予測演算の演算負荷を考えると演算周期を短くすると実装不可能になる恐れがあるため、１回の演算で複数出力周期の電圧ベクトルを決定する構成に対応できることが望ましい。

本実施形態３では、演算周期中の出力周期数がＮｃａｌｃである場合に演算時間中の電流変化を予測する構成を検討する。Ｎｃａｌｃは予測期間中の出力周期数Ｎ以下に設定するので、（２０）式の関係がある。

複数周期分の電圧ベクトルを扱うにあたっては、図８に示すように予測部７の出力を複数電圧ベクトルの行列情報とし、予測部７の後段に複数周期分の電圧ベクトル情報から出力周期ごとに１つを読み出す機構を追加する必要がある。また、本願発明の本質である演算時間中の電流変化の考慮も複数周期分の電圧ベクトルに対して行わなければならない。

図９に本実施形態３における予測部７のフローチャートを示す。実施形態１の図５と比べると、予測部７の出力を複数出力周期分の電圧ベクトルとしている点が異なり、それにともない演算時間中の電流変化予測の方法も異なっている。図９は演算周期Ｔｃａｌｃで動作する。

３−１は、図５の１−１と同様である。ただし、指令電圧ベクトル前回値Ｖｚ^*を指令電圧ベクトル行列前回値Ｖｚ^*に変更している。

３−２において、演算時間中の電流変化を考慮する繰り返し演算の初期値を定める。繰り返しを管理する変数ｂは１を、ｄｑ軸電流の一時的な値ｉｄ’，ｉｑ’は検出ｄ軸流ｉｄ，検出ｑ軸電流ｉｑを初期値とする。

３−３では、指令電圧ベクトル行列前回値Ｖｚ^*のｂ番目をＶｚ’とする。ここで、指令電圧ベクトル行列前回値Ｖｚ^*には１〜Ｎｃａｌｃ番目までの電圧ベクトルがあり、読み出し部９では指令電圧ベクトル行列前回値Ｖｚ^*を１番目から順に出力するものとしている。

３−４では、Ｖｚ’，ｉｄ’，ｉｑ’から出力周期Ｔｃ中の電流変化量Δｉｄｃ，Δｉｑｃを求める。（３）式に基づいて、（２１）式のように計算すればよい。ただし、ｖｄｚ’，ｖｑｚ’はＶｚ’のｄｑ軸電圧への変換値である。ｉｄ’ｉｑ’はｂ＝１の時、検出ｄ軸電流，検出ｑ軸電流であり、ｂ＝２〜Ｎｃａｌｃの時、前回のサイクルにおいて３−５で算出したｄ軸電流，ｑ軸電流である。

３−５では、ｉｄ’，ｉｑ’に出力周期Ｔｃ中の電流変化量であるΔｉｄｃ，Δｉｑｃを加算する。

３−６は演算時間中の出力周期をすべて考慮したかどうかの分岐である。ｂが演算周期中の出力周期数Ｎｃａｌｃに到達していれば、演算周期中の電流変化をすべて加算したということであり３−８へ移行する。ｂが出力周期数Ｎｃａｌｃ未満ならば３−７でｂを１だけ増やして３−３に戻り、次の出力周期の電流変化量Δｉｄｃ，Δｉｑｃを演算する。すなわち、ｂ＝１〜Ｎｃａｌｃにおいて、各出力周期Ｔｃ中の電流変化量Δｉｄｃ，Δｉｑｃを算出し、演算周期中のすべての出力周期の電流変化量を加算した値が演算周期中の電流変化量となる。また、ｂ＝Ｎｃａｌｃの時の３−５で算出したｉｄ’ｉｑ’が補正電流値となる。

３−８では予測演算の始点である電流ｉｄ（ｎ），ｉｑ（ｎ）に演算時間中の出力周期すべてについて電流変化量Δｉｄｃ，Δｉｑｃを加算した補正電流値ｉｄ’，ｉｑ’を代入する。

３−９〜３−１４は、実施形態１の１−４〜１−９と同様の処理であり、電圧ベクトルの仮定、電流の予測・評価を決定する。

３−１５は、実施形態１から変更される。採用した電圧ベクトルから１番目のＶ（ｎ）のみを代入するのではなく、演算時間中の出力周期数Ｎｃａｌｃ番目までの電圧ベクトルを指令電圧ベクトル行列Ｖ^*に代入する。以上が、図９のフローチャートの動作である。

図１０に本実施形態３における読み出し部９のフローチャートを示す。図１０ではカウンタを用いて、複数周期分の電圧ベクトル情報を持つ指令電圧ベクトル行列Ｖ^*から今回の出力周期の電圧ベクトルである出力電圧ベクトルＶ^**を決定する。複数周期分の電圧ベクトルから今回の出力周期の電圧ベクトルを読み出すことができれば、構成は図１０に限らない。

図１０の読み出し部９のフローチャートについて説明する。図１０は出力周期Ｔｃで動作する。

Ｒ−１では、指令電圧ベクトル行列Ｖ^*，カウンタ前回値Ｃｚを入力する。Ｒ−２では、カウンタ値Ｃにカウンタ前回値Ｃｚを代入している。Ｒ−３では、指令電圧ベクトル行列Ｖ^*のうちカウンタ値Ｃ（Ｃ番目）の電圧ベクトルＶ^*［Ｃ］を出力電圧ベクトルＶ^**に代入する。

Ｒ−４はカウンタ値Ｃに基づく分岐処理である。カウンタ値Ｃが演算周期中の出力周期数Ｎｃａｌｃに達していれば、Ｒ−５でカウンタ値Ｃを１に戻す。カウンタ値ＣがＮｃａｌｃでなければＲ−６にてカウンタ値Ｃを１だけ増加する。

Ｒ−７で出力電圧ベクトルＶ^**とカウンタ値Ｃを出力する。

このようにカウンタ値をループさせつつ指令電圧ベクトル行列のカウンタ値Ｃの箇所を出力電圧ベクトルＶ^*に設定することで複数周期分の電圧ベクトルから１つの電圧ベクトルを読み出すことができる。

ただし、入力のカウンタ前回値Ｃｚが１であるタイミングと指令電圧ベクトル行列Ｖ^*が更新されるタイミングは同期しているものとする。これを守れない場合、予測部７が想定するのと異なる出力電圧となり予測誤差につながるので注意する。

以上示したように、本実施形態３によれば、図８，９，１０に基づいて、演算時間中の電流変化を予測し、かつ、１度の予測演算で複数周期分の電圧ベクトルを決定するＭＰＣを行うことで、高い電流制御性能、低いスイッチング周波数、実施形態１，２よりも長い演算時間の確保を達成した制御を行うことができる。

また、先行文献に対しては、予測期間が一般の場合に適用可能である、電流予測演算により複数周期分の電圧ベクトルを決定する場合を考慮しているという利点がある。

［実施形態４］
図１１に本実施形態４におけるＭＰＣ２の構成図を示す。本実施形態４は電流検出に対する出力電圧変化のタイミングずれ期間を考慮する構成と、予測部７にて複数周期分の電圧ベクトルを出力する構成を合わせたものである。すなわち、実施形態２の図６、実施形態３の図８を合わせたものである。

実施形態３は実施形態１を複数周期分の電圧ベクトルを扱う場合に対応した構成であった。実施形態３は実施形態２と組み合わせて用いることができ、これを本実施形態４とする。

図１１に示すように、予測部７の出力を複数出力周期分の電圧ベクトルである指令電圧ベクトル行列Ｖ^*にして後段に読み出し部９を設け、かつ、予測部７に指令電圧ベクトル行列前々回値Ｖｚｚ^*を代入している。読み出し部９については実施形態３の図１０と同様に動作するものとする。

図１２に本実施形態４における予測部７のフローチャートを示す。図１２は図７と図９、つまり実施形態２，実施形態３のフローチャートの機能を合わせたものである。

図１２に示す予測部７のフローチャートの動作を述べる。図１２では演算時間中の電流変化量Δｉｄｃ，Δｉｑｃを算出する前に遅れ時間Ｔｄｅｌ中の電流変化量Δｉｄｄｅｌ，Δｉｑｄｅｌを考慮する。

４−１では、図９の３−１に対して、指令電圧ベクトル行列前々回値Ｖｚｚ^*を追加して入力している。

４−２では指令電圧ベクトル行列前々回値Ｖｚｚ^*の最終出力周期であるＮｃａｌｃ番目の電圧ベクトルに関して遅れ時間Ｔｄｅｌ中の電流変化量Δｉｄｄｅｌ，Δｉｑｄｅｌを求めている。（３）式に基づいて、（２２）式のように計算すればよい。ただし、ｖｄｚｚ１，ｖｑｚｚ１は指令電圧ベクトル行列前々回値Ｖｚｚ^*［Ｎｃａｌｃ］のｄｑ軸電圧への変換値である。

４−３では検出ｄ軸電流ｉｄ，検出ｑ軸電流ｉｑに電流変化量Δｉｄｄｅｌ，Δｉｑｄｅｌを加算した電流ｉｄ’，ｉｑ’を演算時間中の電流変化を考慮した繰り返しの初期値に設定している。これで、検出からの出力変化の遅れ時間Ｔｄｅｌを考慮したことになる。

ところで、遅れ時間Ｔｄｅｌは出力周期Ｔｃ以下であると仮定しており、指令電圧ベクトル行列前々回値Ｖｚｚ^*からはＮｃａｌｃ番目のみを使用した。これに関し、入力情報を減らすために指令電圧ベクトル行列前々回値Ｖｚｚ^*すべてではなくＮｃａｌｃ番目のみを入力としてもよい。

また、遅れ時間Ｔｄｅｌが出力周期Ｔｃ以上である場合には、演算時間中の電流変化量演算の繰り返しと同様に、処理を複数に分ければよい。例えば（２３）式の条件ならば、（２４）式〜（２９）式について式番号の順で処理を行えば遅れ時間Ｔｄｅｌ中の電流変化量Δｉｄｄｅｌ，Δｉｑｄｅｌを考慮することができる。ただし、ｖｄｚｚ２，ｖｑｚｚ２はＶｚｚ＊［Ｎｃａｌｃ−１］のｄｑ軸電圧への変換値である。

４−４〜４−１７は図９の３−３〜３−１６と同様である。

以上示したように、本実施形態４によれば、実施形態２，３を合わせた、つまり、図１０，図１１，図１２に基づいて、演算時間中の電流変化量を予測し、かつ、１度の予測演算で複数周期分の電圧ベクトルを決定し、かつ、電流検出と出力電圧変化のタイミングずれを考慮したＭＰＣを行うことで、高い電流制御性能、低いスイッチング周波数、実施形態１，２よりも長い演算時間の確保、リンギングの影響を受けないタイミングでの電流検出を達成した制御を行うことができる。

また、先行文献に対しては、予測期間が一般の場合に適用可能である、検出時刻と出力電圧変化時刻の差を考慮している、電流予測演算により複数周期分の電圧ベクトルを決定する場合を考慮しているという利点がある。

以上、本発明において、記載された具体例に対してのみ詳細に説明したが、本発明の技術思想の範囲で多彩な変形および修正が可能であることは、当業者にとって明白なことであり、このような変形および修正が特許請求の範囲に属することは当然のことである。

１…上位制御部
２…ＭＰＣ（モデル予測制御部）
３…電力変換器（インバータ）
４…負荷
５…三相二相変換部
６…微分器
７…予測部
８…ゲート信号決定部
９…読み出し部

Claims (8)

1. 指令値に基づいて指令電流を生成する上位制御部と、
   モデル予測制御により、予測期間中の各出力周期に複数の仮定電圧ベクトルを設定し、検出電流に演算周期中の電流変化量を加算した補正電流値に基づいて前記仮定電圧ベクトルの予測電流を算出し、前記仮定電圧ベクトルと前記予測電流の評価関数を算出し、前記予測期間における前記仮定電圧ベクトルの組み合わせの中から前記評価関数が最上位の前記仮定電圧ベクトルの組み合わせを決定し、前記評価関数が最上位の前記仮定電圧ベクトルの組み合わせの中から実際に出力する仮定電圧ベクトルを指令電圧ベクトルとして出力する予測部と、
   前記指令電圧ベクトルで表現される電圧を電力変換器から出力するためのゲート信号を出力するゲート信号決定部と、
   ゲート信号に基づいて駆動制御される電力変換器と、
   を備えたことを特徴とする電力変換システム。
2. 前記演算周期中の電流変化量は、以下の（５）式により算出することを特徴とする請求項１記載の電力変換システム。
   

   

   

   Δｉｄｃ：演算周期中の電流変化量（ｄ軸）
   Δｉｑｃ：演算周期中の電流変化量（ｑ軸）
   Ｔｃ：出力周期（＝演算周期）
   ｉｄ：検出ｄ軸電流
   ｉｑ：検出ｑ軸電流
   ｖｄｚ：ｄ軸電圧ベクトル前回値
   ｖｑｚ：ｑ軸電圧ベクトル前回値
   Ｒ：巻線抵抗
   Ｌｄ：ｄ軸インダクタンス
   Ｌｑ：ｑ軸インダクタンス
   ωｒ：検出電気角速度
   ψ：永久磁石鎖交磁束数
3. 指令値に基づいて指令電流を生成する上位制御部と、
   １演算周期に複数出力周期の電圧ベクトルを決定するモデル予測制御により、予測期間中の各出力周期に複数の仮定電圧ベクトルを設定し、検出電流に演算周期中の電流変化量を加算した補正電流値に基づいて前記仮定電圧ベクトルの予測電流を算出し、前記仮定電圧ベクトルと前記予測電流の評価関数を算出し、前記予測期間における前記仮定電圧ベクトルの組み合わせの中から前記評価関数が最上位の前記仮定電圧ベクトルの組み合わせを指令電圧ベクトル行列として出力する予測部と、
   複数出力周期の前記指令電圧ベクトル行列から今回出力周期の電圧ベクトルを選択し、出力電圧ベクトルとして出力する読み出し部と、
   前記出力電圧ベクトルで表現される電圧を電力変換器から出力するためのゲート信号を出力するゲート信号決定部と、
   ゲート信号に基づいて駆動制御される電力変換器と、
   を備えたことを特徴とする電力変換システム。
4. 前記演算周期中の電流変化量は、各出力周期中の電流変化量を以下の（２１）式により算出し、演算周期中のすべての出力周期の電流変化量を加算した値とすることを特徴とする請求項３記載の電力変換システム。
   

   

   

   Δｉｄｃ：出力周期中の電流変化量（ｄ軸）
   Δｉｑｃ：出力周期中の電流変化量（ｑ軸）
   Ｔｃ：出力周期
   ｉｄ’：検出ｄ軸電流、または、ｄ軸電流
   ｉｑ’：検出ｑ軸電流、または、ｑ軸電流
   ｖｄｚ：ｄ軸電圧ベクトル前回値
   ｖｑｚ：ｑ軸電圧ベクトル前回値
   Ｒ：巻線抵抗
   Ｌｄ：ｄ軸インダクタンス
   Ｌｑ：ｑ軸インダクタンス
   ωｒ：検出電気角速度
   ψ：永久磁石鎖交磁束数
5. 前記補正電流値は、検出電流に演算周期中の電流変化量、および、電流検出に対する出力電圧変化のタイミングずれ期間における電流変化量を加算した値とすることを特徴とする請求項１または３に記載の電力変換システム。
6. 前記電流検出に対する出力電圧変化のタイミングずれ期間における電流変化量は、以下の（１７）式により算出することを特徴とする請求項５記載の電力変換システム。
   

   

   

   Δｉｄｄｅｌ：電流検出に対する出力電圧変化のタイミングずれ期間における電流変化量（ｄ軸）
   Δｉｑｄｅｌ：電流検出に対する出力電圧変化のタイミングずれ期間における電流変化量（ｑ軸）
   Ｔｄｅｌ：電流検出に対する出力電圧変化のタイミングずれ期間
   ｉｄ：検出ｄ軸電流
   ｉｑ：検出ｑ軸電流
   ｖｄｚｚ：ｄ軸電圧ベクトル前々回値
   ｖｑｚ：ｑ軸電圧ベクトル前々回値
   Ｒ：巻線抵抗
   Ｌｄ：ｄ軸インダクタンス
   Ｌｑ：ｑ軸インダクタンス
   ωｒ：検出電気角速度
   ψ：永久磁石鎖交磁束数
7. ゲート信号に基づいて駆動制御される電力変換器を備えた電力変換システムの制御方法であって、
   上位制御部において、指令値に基づいて指令電流を生成し、
   予測部において、モデル予測制御により、予測期間中の各出力周期に複数の仮定電圧ベクトルを設定し、検出電流に演算周期中の電流変化量を加算した補正電流値に基づいて前記仮定電圧ベクトルの予測電流を算出し、前記仮定電圧ベクトルと前記予測電流の評価関数を算出し、前記予測期間における前記仮定電圧ベクトルの組み合わせの中から前記評価関数が最上位の前記仮定電圧ベクトルの組み合わせを決定し、前記評価関数が最上位の前記仮定電圧ベクトルの組み合わせの中から実際に出力する仮定電圧ベクトルを指令電圧ベクトルとして出力し、
   ゲート信号決定部において、前記指令電圧ベクトルで表現される電圧を前記電力変換器から出力するためのゲート信号を出力する
   ことを特徴とする電力変換システムの制御方法。
8. ゲート信号に基づいて駆動制御される電力変換器を備えた電力変換システムの制御方法であって、
   上位制御部において、指令値に基づいて指令電流を生成し、
   予測部において、１演算周期に複数出力周期の電圧ベクトルを決定するモデル予測制御により、予測期間中の各出力周期に複数の仮定電圧ベクトルを設定し、検出電流に演算周期中の電流変化量を加算した補正電流値に基づいて前記仮定電圧ベクトルの予測電流を算出し、前記仮定電圧ベクトルと前記予測電流の評価関数を算出し、前記予測期間における前記仮定電圧ベクトルの組み合わせの中から前記評価関数が最上位の前記仮定電圧ベクトルの組み合わせを指令電圧ベクトル行列として出力し、
   読み出し部において、複数出力周期の前記指令電圧ベクトル行列から今回出力周期の電圧ベクトルを選択し、出力電圧ベクトルとして出力し、
   ゲート信号決定部において、前記出力電圧ベクトルで表現される電圧を前記電力変換器から出力するためのゲート信号を出力する
   ことを特徴とする電力変換システムの制御方法。

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