JP6851903B2 - 双方向電源装置 - Google Patents

Description

本発明は、一方側端子に受けた直流電圧に基づいて他方側端子に交流電圧を出力すると共に、他方側端子に受けた交流電圧に基づいて一方側端子に直流電圧を出力することができる双方向電源装置に関する。

電気自動車の場合など、商用交流電源に基づいて、自動車バッテリを充電する必要性が高まっている。また、自動車で野外に出かけたような場合など、ＡＣ電源で動作する家電装置を屋外で使用したい場合もある。

そこで、一台の電源装置で、上記した動作を実現する電源装置が望まれている。

特開２００１−０３７２２６号公報 特開２００８−２０６３０４号公報 特開２００９−２６１１８６号公報 特開２０１１−１５５８３７号公報 特開２０１２−１１０１０８号公報 特開２０１３−０６２９３６号公報 特開２０１３−０７０４６３号公報 特開２０１３−２５８８８３号公報 特開２０１４−００７９０４号公報 特開２０１４−２３０３６８号公報 特開２０１４−２３０３７１号公報 特開２０１５−１００１９８号公報

ここで、パワーＭＯＳＦＥＴのボディーダイオードを活用して、双方向の動作を実現する構成については、良く知られている（特許文献１〜特許文献１２）。しかし、何れの構成も自動車に搭載して、野外で家電装置を駆動する上では完成度が高いとは言えない。

例えば、特許文献２や特許文献９に記載の発明では、ＤＣ／ＡＣ変換（インバータ動作）＋整流動作＋インバータ動作によって交流電圧を生成し、ＡＣ／ＤＣ変換＋インバータ動作＋整流動作によって直流電圧を生成しているに過ぎず、性能的その他において完成度が高いとは言えない。

本発明は、上記の実情を踏まえて完成されたものであって、より完成度の高い双方向電源装置を提供することを目的とする。

上記の目的を達成するため、本発明は、ＯＮ電流と逆方向の通電電流が通過可能な通電素子が並列接続されたスイッチング素子と、一方側と他方側にセンタータップを有する高周波トランス（ＴＲＮ）と、動作指示を受けるコンピュータ回路（ＭＩＣＯＭ）と、前記コンピュータ回路（ＭＩＣＯＭ）に制御されて二態様に機能する第１と第２の動作制御回路（ＣＴＬ１，ＣＴＬ２）と、を有し、一方側の装置接続端子（Ｔ１，Ｔ２）と他方側の装置接続端子（Ｔ３，Ｔ４）との間で、直流電圧と交流電圧の双方向の変換動作が実行可能な双方向電源装置であって、前記高周波トランスの一対の一方側端子に、各々の電流流入端子が接続される第１スイッチング素子（Ｑ１）及び第２スイッチング素子（Ｑ２）と、前記高周波トランスの一対の他方側端子に、各々の電流流入端子が接続される第３スイッチング素子（Ｑ３）及び第４スイッチング素子（Ｑ４）と、を有し、前記交流電圧から前記直流電圧へ電力変換される際、前記高周波トランス、第３スイッチング素子、第４スイッチング素子、及び、第１動作制御回路を含んだ回路構成が、力率改善回路として機能するよう構成されている。

本発明は、一方側と他方側にセンタータップを有する高周波トランスを有し、この高周波トランスを中心とした回路構成によって、力率改善回路を構成することで、完成度の高い双方向電源装置を実現することができる。

第１実施例に係る双方向電源装置の全体構成を示す回路図である。 一方側端子に受けた直流電圧に基づいて、他方側端子に交流電圧を出力する動作を説明する図面である。 他方側端子に受けた交流電圧に基づいて、一方側端子に直流電圧を出力する動作を説明する図面である。 力率改善回路の回路構成を概略的に説明する図面である。 具体的な力率改善回路の回路動作を説明する図面である。 力率改善回路の内部動作を説明する波形図である。 リレー回路に関する変形実施例を説明する図面である。 第２実施例に係る双方向電源装置の全体構成を示す回路図である。 一方側端子に受けた直流電圧に基づいて、他方側端子に交流電圧を出力する動作を説明する図面である。 他方側端子に受けた交流電圧に基づいて、一方側端子に直流電圧を出力する動作を説明する図面である。

以下、第１実施例に基づいて本発明を更に詳細に説明する。図１は、双方向電源装置ＥＱＵの全体構成を示す回路図であり、一方側端子Ｔ１，Ｔ２と他方側端子Ｔ３，Ｔ４との間に、高周波トランスＴＲＮが配置され、グランドラインＧＮＤ１，ＧＮＤ２が区別された左側回路ＬＥＦＴと、右側回路ＲＩＧＨＴを内蔵して構成されている。

図示の通り、一方側端子Ｔ２は、第１グランドたるフレームグランドＧＮＤ１に接続されている。なお、本明細書では、高周波トランスＴＲＮについても、図示左側を一方側と称し、図示右側を他方側と称する。

本実施例において、一方側端子Ｔ１，Ｔ２は、直流電圧ＤＣに関する端子であり、他方側端子Ｔ３，Ｔ４は、交流電圧ＡＣに関する端子である。そして、高周波トランスＴＲＮは、一方側巻線と他方側巻線に、各々、センタータップを有して構成されている。そして、一方側巻線は、センタータップで区分されて、コイルＬ１とコイルＬ２を構成し、他方側巻線は、センタータップで区分されて、コイルＬ２とコイルＬ３を構成している。

左側回路ＬＥＦＴは、一方側端子Ｔ１と第１グランドＧＮＤ１の間に配置される第１コンデンサＣ１と、一方側端子Ｔ１と高周波トランスＴＲＮのセンタータップ間に配置されるチョークコイルＬ７と、コイルＬ１の上側端子と第１グランドＧＮＤ１との間に配置されるＭＯＳＦＥＴ（Ｑ１）と、コイルＬ２の下側端子と第１グランドＧＮＤ１との間に配置されるＭＯＳＦＥＴ（Ｑ２）と、一方側端子Ｔ２への帰路電流を検出するための電流検出抵抗Ｒ１と、装置各部を制御する汎用のマイコンＭＩＣＯＮと、を有して構成されている。なお、本明細書では、便宜上、上側端子や下側端子との用語を用いるが、何れも、非センタータップ側の端子を意味する。

実施例のＭＯＳＦＥＴ（metal-oxide-semiconductor field-effect transistor ）Ｑ１，Ｑ２（以下、トランジスタＱ１，Ｑ２と略す）は、ＮチャネルＭＯＳＦＥＴであり、そのソース・ドレイン間には、ボディーダイオードＤｂ１，Ｄｂ２が等価的に内蔵されている。なお、この点は、他のトランジスタ（ＭＯＳＦＥＴ）Ｑ３〜Ｑ８についても同様であり、各々、ボディーダイオードＤｂ３〜Ｄｂ８が等価的に内蔵されている。

マイコンＭＩＣＯＭは、操作入力部ＳＥＴを経由して動作態様の指示（動作指示）を受け、フォトカプラなどのインタフェイス回路ＩＦ２，ＩＦ３を経由して、右側回路ＲＩＧＨＴを制御している。具体的には、インタフェイス回路ＩＦ２を経由して、第１制御回路ＣＴＬ１及び第２制御回路ＣＴＬ２を制御し、インタフェイス回路ＩＦ３を経由して、リレー回路ＲＥＬ１，ＲＥＬ２を制御している。

図示の通り、電流検出抵抗Ｒ１の両端電圧は、マイコンＭＩＣＯＭに供給されており、マイコンＭＩＣＯＭは、一対のトランジスタＱ１，Ｑ２の各ゲート電圧を制御している。また、一方側端子Ｔ１の直流電圧レベルＬＶは、フォトカプラなどのインタフェイス回路ＩＦ１を経由して、加算回路に供給されている。図示の通り、加算回路には、マイコンＭＩＣＯＭが出力する差分電圧ＶＲＥＱも供給され、加算回路の出力（ＶＲＥＱ＋ＬＶ）が第１制御回路ＣＴＬ１に供給されている。

右側回路ＲＩＧＨＴは、マイコンＭＩＣＯＮに制御されてＰＦＣ（Power Factor Correction ）コントローラとして機能可能な第１制御回路ＣＴＬ１と、マイコンＭＩＣＯＮに制御されてインバータ（Inverter）コントローラとして機能可能な第２制御回路ＣＴＬ２と、第１リレー回路ＲＥＬ１及び第２リレー回路ＲＥＬ２と、トランジスタ（ＮチャネルＭＯＳＦＥＴ）Ｑ３〜Ｑ８とを中心に構成されている。

図示の通り、高周波トランスＴＲＮの他方側巻線Ｌ３，Ｌ４と、センタータップとの間に、第１リレー回路ＲＥＬ１及び第２リレー回路ＲＥＬ２が、各々、別経路で直列接続されている。すなわち、コイルＬ３（上側端子）→ダイオードＤ２→第１リレー回路ＲＥＬ１及び第２リレー回路ＲＥＬ２→第２リレー回路ＲＥＬ２の第２接点の径路で、第１直列回路が形成され、コイルＬ４（下側端子）→ダイオードＤ１→第１リレー回路ＲＥＬ１及び第２リレー回路ＲＥＬ２→第２リレー回路ＲＥＬ２の第２接点の経路で、第２直列回路が形成されている。

また、コイルＬ４の下側端子と、第２グランドＧＮＤ２との間には、トランジスタＱ３が配置され、コイルＬ３の上側端子と、第２グランドＧＮＤ２との間には、トランジスタＱ４が配置されている。図示の通り、ダイオードＤ１とトランジスタＱ３、及び、ダイオードＤ２とトランジスタＱ４は、各々、ダイオードのアノード端子と、トランジスタのドレイン端子とが接続されている。

第１リレー回路ＲＥＬ１及び第２リレー回路ＲＥＬ２は、上側の第１接点と、下側の第２接点と、出力端子ＯＴと、を有して構成され、マイコンＭＩＣＯＮに制御されて、何れか一方の接点と出力端子ＯＴが接続状態となるよう構成されている。また、第１リレー回路ＲＥＬ１の出力端子ＯＴと第２グランドＧＮＤ２との間には、第２コンデンサＣ２が接続されている。

第２リレー回路ＲＥＬ２の出力端子ＯＴにはチョークコイルＬ６が接続され、チョークコイルＬ６の一方端子Ｈｖには、４個のトランジスタＱ５〜Ｑ８が、フルブリッジ型に配置されている。すなわち、トランジスタＱ５，Ｑ６が直列接続され、トランジスタＱ７，Ｑ８が直列接続されると共に、トランジスタＱ５，Ｑ７のドレイン端子が、共通してチョークコイルＬ６の一方端子Ｈｖに接続されている。

また、トランジスタＱ６，Ｑ８のソース端子が互いに接続されており、その接続点と第２グランド間に電流検出抵抗Ｒ２が配置されている。また、トランジスタＱ５，Ｑ７のソース端子Ｑ５Ｓ，Ｑ７Ｓと、他方側端子Ｔ３，Ｔ４との間には、コモンモードチョークコイルＣＯＭＭＯＮが配置されている。

ここで、コモンモードチョークコイルＣＯＭＭＯＮとは、磁心に巻かれた２本のコイル巻線の巻き線方向が、互いに逆方向となっているチョークコイルを言う。そのため、コモンモードのノイズ電流が各巻線に流れと、各ノイズ電流によって発生する磁束の向きが同一方向になり、各巻線に発生する逆起電力が強化されることで、ノイズ電流を抑制する効果が実現される。

図示の通り、第１制御回路ＣＴＬ１は、トランジスタＱ３，Ｑ４のゲート電圧を制御しており、また、電流検出抵抗Ｒ２の両端電圧と、チョークコイルＬ６の一方端子Ｈｖの電圧を受けている。

先に説明した通り、第１制御回路ＣＴＬ１は、インタフェイス回路ＩＦ１，ＩＦ２に接続されており、インタフェイス回路ＩＦ１を経由して、一方側端子Ｔ１の直流電圧レベルＬＶを把握すると共に、インタフェイス回路ＩＦ２を経由して、マイコンＭＩＣＯＭから、差分電圧ＶＲＥＱと、二値的なＯＮ／ＯＦＦ指令とを受けている。

そして、第１制御回路ＣＴＬ１は、ＯＮ指令を受けた場合には、ＰＦＣコントローラとして機能して、一方側端子Ｔ１の直流電圧レベル（直流出力電圧）ＬＶと、差分電圧ＶＲＥＱとの和（ＬＶ＋ＶＲＥＱ）が、規定の目標電圧Ｖｔ（例えば１６Ｖ）に一致するよう、トランジスタＱ３，Ｑ４のゲート電圧をＰＷＭ制御している。

したがって、一方側端子Ｔ１，Ｔ２から出力される直流出力電圧ＬＶは、マイコンＭＩＣＯＭから受ける差分電圧ＶＲＥＱに対応して、第１制御回路ＣＴＬ１のＰＷＭ制御に基づき、ＬＶ＝Ｖｔ−ＶＲＥＱ＝１６−ＶＲＥＱとなる（この点は、図５に関して更に後述する）。

一方、第２制御回路ＣＴＬ２は、インタフェイス回路ＩＦ２を経由して、マイコンＭＩＣＯＭからＯＮ／ＯＦＦ指令を受けている。そして、そして、第２制御回路ＣＴＬ２は、ＯＮ指令を受けた場合には、インバータコントローラとして機能して、トランジスタＱ５〜Ｑ８のゲート電圧Ｑ５Ｇ〜Ｑ８ＧをＯＮ／ＯＦＦ制御する。

以上、回路構成について説明したので、次に、マイコンＭＩＣＯＭが、一方側端子Ｔ１，Ｔ２に受ける直流電圧に基づいて、他方側端子Ｔ３，Ｔ４に交流電圧を出力すべき動作指示を受けた場合の動作を説明する。

図２は、この動作状態を図示したものであり、マイコンＭＩＣＯＭは、第１リレー回路ＲＥＬ１及び第２リレー回路ＲＥＬ２について、各々、上側の第１接点と出力端子ＯＴとを接続状態に制御している。また、マイコンＭＩＣＯＭは、第１制御回路ＣＴＬ１に対してＯＦＦ指令を出す一方、第２制御回路ＣＴＬ２には、ＯＮ指令を発している。

そのため、ＯＦＦ指令を受けた第１制御回路ＣＴＬ１は、トランジスタＱ３，Ｑ４のゲート電圧をＬレベルとすることで、トランジスタＱ３，Ｑ４を非動作状態に維持する。一方、ＯＮ指令を受けた第２制御回路ＣＴＬ２は、インバータコントローラとして機能する。

この状態において、マイコンＭＩＣＯＭは、トランジスタＱ１，Ｑ２を図２（ａ）のように相補的にＯＮ／ＯＦＦ制御する。そのため、トランジスタＱ１がＯＮ、トランジスタＱ２がＯＦＦの動作状態では、図示の破線の経路でトランジスタＱ１のＯＮ電流が流れ、高周波トランスＴＲＮの他方側では、ダイオードＤ１→第１リレー回路ＲＥＬ１→第２コンデンサＣ２→ボディーダイオードＤｂ４の向きのコイル電流（Ｌ３，Ｌ４）が増加傾向で流れる。

その後、トランジスタＱ１がＯＦＦ、トランジスタＱ２がＯＦＦの動作状態に移行すると、高周波トランスＴＲＮの他方側の誘起電圧に基づき、同じ経路のコイル電流が減少傾向で継続される。

次に、トランジスタＱ１がＯＦＦ、トランジスタＱ２がＯＮの動作状態に移行するので、今後は、図示の実線の経路でトランジスタＱ２のＯＮ電流が流れ、高周波トランスＴＲＮの他方側では、ダイオードＤ２→第１リレー回路ＲＥＬ１→第２コンデンサＣ２→ボディーダイオードＤｂ３の向きのコイル電流（Ｌ３，Ｌ４）が増加傾向で流れる。

このようにして、コイル電流（Ｌ３，Ｌ４）の増加と減少とを繰り返すことで、第２コンデンサＣ２両端電圧は、僅かなリップルを含んだ直流電圧となる。このように、本実施例では、一方側端子Ｔ１，Ｔ２から、第２リレー回路ＲＥＬ２までの回路構成によって、プッシュプルＤＣ／ＤＣコンバータが実現される。なお、コイル電流の減少を抑制するためには、図７（ａ）の矩形枠に示すように、第１リレー回路ＲＥＬ１と第２リレー回路ＲＥＬ２の間、又はダイオードＤ１，Ｄ２と第１リレー回路ＲＥＬ１との間にチョークコイルＬ２を追加的に配置するのも好適である。

また、図７（ｂ）〜図７（ｄ）の矩形枠に示すように、適宜個数のチョークコイルＬ１／Ｌ２／Ｌ３を追加することで、図２に示す右方向の動作と、図３に示す左方向に動作に対応して、最適なインダクタンス値を設定することができる。

例えば、トランジスタＱ１，Ｑ２を中心としたプッシュプルＤＣ／ＤＣコンバータ（図示右向き動作）としては、図７（ｃ）の回路構成は、図７（ａ）と同じであり、コイル電流を平滑化するための最適値のチョークコイルＬ２＋Ｌ６や、チョークコイルＬ１が選択される。

一方、トランジスタＱ３，Ｑ４を中心とした力率改善動作（図３に示す左向き動作）としては、図７（ａ）と図７（ｄ）の回路構成は、図２と同じであり、最適値のチョークコイルＬ６又はＬ３が選択される。また、力率改善動作（図示左向き動作）としては、図７（ｂ）と図７（ｃ）の回路構成は、同一であり、最適値のチョークコイルＬ１と、チョークコイルＬ３が選択される。

何れにしても、図１や図７（ａ）〜図７（ｃ）の回路構成では、第２コンデンサＣ２の直流電圧は、チョークコイルＬ６／Ｌ１を経由してトランジスタＱ５〜Ｑ８に供給される。この時、第２制御回路は、インバータコントローラとして機能して、各トランジスタＱ５〜Ｑ８のゲート電圧Ｑ５Ｇ〜Ｑ８Ｇを、ＰＷＭ制御又は単純なＯＮ／ＯＦＦ制御することで、他方側端子Ｔ３，Ｔ４から交流電圧ＡＣが出力される。すなわち、各トランジスタＱ５〜Ｑ８は、フルブリッジ型のインバータ回路として機能する。

続いて、マイコンＭＩＣＯＭが、他方側端子Ｔ３，Ｔ４に受ける交流電圧に基づいて、一方側端子Ｔ１，Ｔ２に直流電圧を出力すべき動作指示を受けた場合の動作を説明する。

図３は、この動作状態を図示したものであり、マイコンＭＩＣＯＭは、トランジスタＱ１，Ｑ２をＯＦＦ制御すると共に、第１リレー回路ＲＥＬ１及び第２リレー回路ＲＥＬ２について、各々、下側の第２接点と出力端子ＯＴとを接続状態に制御している。また、マイコンＭＩＣＯＭは、第１制御回路に対してＯＮ指令を出す一方、第２制御回路には、ＯＦＦ指令を発している。

そのため、ＯＦＦ指令を受けた第２制御回路ＣＴＬ１は、トランジスタＱ５〜Ｑ８のゲート電圧をＬレベルにすることで、トランジスタＱ５〜Ｑ８を非動作状態に維持する。その結果、ボディーダイオードＤｂ５〜Ｄｂ８がブリッジ型の全波整流回路を構成することになり、Ｈｖ端子には整流電圧が得られる。

一方、ＯＮ指令を受けた第１制御回路ＣＴＬ１は、ＰＦＣコントローラとして機能する。図４は、この時の動作状態、つまり、力率改善回路の動作状態を概略的に図示したものである。また、図５（ａ）は、具体的なＰＦＣコントローラの一例として、ＡＣライン電流の位相が、ＡＣライン電圧の位相に合うよう制御して、ほぼ力率１を実現するＵＣＣ２８１７Ａ（TEXAS INSTRUMENTS 社）の内部構成を示している。

図５（ａ）に示す通り、このＰＦＣコントローラは、低電圧誤動作防止機能（UVLO: Under Voltage Lock Out）を有しており、電源投入時の誤動作を防止すると共に、動作中に電源電圧が異常低下した場合にも内部回路を準スタンバイ状態にして誤動作を防止している。

また、ＰＫＬＭＴ（ピーク電流制限）端子や、ＯＶＰ／ＥＮ（過電圧／イネーブル）端子を活用することで、過電圧過電流保護機能や、高精度基準回路イネーブル機能を発揮している。

また、電圧誤差アンプの反転入力端子ＶＳＥＮＳＥには、目標電圧Ｖｔ（＝ＬＶ＋ＶＲＥＱ）を、分圧抵抗Ｒａ，Ｒｂで分圧したセンス電圧Ｖｓ（＝Ｖｔ＊Ｒｂ／（Ｒａ＋Ｒｂ））が供給されている。実施例の場合、電圧誤差アンプには、基準電圧７．５Ｖが供給されており、ＰＦＣコントローラは、センス電圧Ｖｓが、基準電圧７．５Ｖに一致するよう動作する。

特に限定されないが、本実施例では、目標電圧ＶｔがＶｔ＝１６Ｖになるよう、分圧抵抗Ｒａ，Ｒｂが設定されており、実際の直流出力電圧ＬＶは、ＬＶ＝Ｖｔ−ＶＲＥＱ＝１６−ＶＲＥＱとなる。すなわち、本実施例では、マイコンＭＩＣＯＭが出力する差分電圧ＶＲＥＱが大きいほど、実際の直流出力電圧ＬＶは低くなる（ＬＶ≦１６Ｖ）。

図４（ａ）に示す通り、第１実施例の力率改善回路は、概念的には、ＰＦＣコントローラＰＦＣと、チョークコイルＬ６と、トランジスタＱ３，Ｑ４と、電流検出抵抗Ｒ２と、抵抗Ｒ２の電流検出部ＤＴ１と、整流電圧Ｈｖの検出部ＤＴ２と、ダイオードＤｂ１，Ｄｂ２１と、チョークコイルＬ７及びコンデンサＣ１による平滑回路と、出力電圧を検出するインタフェイス回路ＩＦ１と、高周波トランスＴＲＮと、を有して構成され、図４（ｂ）に示すように、電流連続モードで動作している。

ＰＦＣコントローラＰＦＣは、電流検出部（IL Dect ）と、乗算器（multiplier）と、スイッチング周波数Ｆｓ（数１０ｋＨｚ程度）のノコギリ波発生部（Saw tooth OSC ）と、ＰＷＭ波を出力するコンパレータ（PWM Com ）と、ドライバ部Ｄｒと、を有して構成されている。そして、検出部ＤＴ２で特定される整流電圧と、検出部ＤＴ１によって特定される通電電流と、インタフェイス回路ＩＦ１で特定される出力電圧とに基づいて、スイッチング周波数ＦｓのＰＷＭ波を出力している。

その結果、トランジスタＱ３，Ｑ４が、適度な導通時間でＯＮ／ＯＦＦ動作することになり、トランジスタＱ３，Ｑ４のＯＮ電流がチョークコイルＬ６で平滑されることで、図４（ｂ）に示す力率＝１に力率改善されたコイル電流となる。

図５は、ＰＦＣコントローラとして、ＵＣＣ２８１７Ａ（TEXAS INSTRUMENTS 社）を使用した場合の回路図を示しており、ＰＦＣコントローラのＤＲＶＯＵＴ信号（ゲート駆動信号）は、トグル動作をするＤ型フリップフロップＦＦと、ＯＲゲートＧ１，Ｇ２と、ドライバＤｒ，Ｄｒとを経由して、トランジスタＱ３，Ｑ４のゲート制御電圧Ｑ３Ｇ，Ｑ４Ｇとなっている。

図５（ｂ）と図５（ｃ）は、図５（ａ）の回路構成についてのタイムチャートであり、Ｄ型フリップフロップＦＦのクロック端子ＣＬＫに、ＰＦＣコントローラのＤＲＶＯＵＴ信号が供給される場合の各部の波形を示している。

ＰＦＣコントローラから出力されるＤＲＶＯＵＴ信号は、パルス周期ＴのＰＷＭ波であり、図５（ｂ）は、ＤＲＶＯＵＴ信号のデューティ比（τ）が、τ＜５０％の場合、図５（ｃ）は、ＤＲＶＯＵＴ信号のデューティ比（τ）がτ＞５０％の場合を示している。

そして、このようなＤＲＶＯＵＴ信号を、クロック端子に受けたリップフロップＦＦは、ＤＲＶＯＵＴ信号の立上りエッジで、Ｑ出力とＱバー出力を反転させるトグル動作を実現している。そのため、フリップフロップＦＦのＱ出力及びＱバー出力のパルス幅は、パルス周期Ｔと一致する。

そして、本実施例では、パルス幅ＴのＱ出力と、ＤＲＶＯＵＴ信号とをＯＲゲートＧ１に供給して、トランジスタＱ３のゲート制御電圧Ｑ３Ｇを生成し、パルス幅ＴのＱバー出力と、ＤＲＶＯＵＴ信号とをＯＲゲートＧ２に供給して、トランジスタＱ４のゲート制御電圧Ｑ４Ｇを生成している。

そのため、ゲート制御電圧Ｑ３Ｇと、ゲート制御電圧Ｑ４Ｇのパルス幅は、ＤＲＶＯＵＴ信号のデューティ比（τ）に対応して広がることになり、斜線で示すような、２つのトランジスタＱ３，Ｑ４が共に、ＯＮ動作する重複ＯＮ期間が生じる。

そして、この重複ＯＮ期間は、ＤＲＶＯＵＴ信号のデューティ比（τ）に対応して広がり、図５（ｂ）と図５（ｃ）に示す通り、ＤＲＶＯＵＴ信号のＯＮ期間が、重複ＯＮ期間に一致する。すなわち、本実施例では、ＤＲＶＯＵＴ信号のデューティ比（τ）に対応して、２つのトランジスタＱ３，Ｑ４の重複ＯＮ期間が広がることになり、２つのトランジスタＱ３，Ｑ４が、共にＯＦＦ状態となる動作期間は存在しない。

以上を踏まえて、図３に基づいて説明を続ける。重複ＯＮ期間では、２つのトランジスタＱ３，Ｑ４がＯＮ動作することに対応して、整流電圧Ｈｖに基づいて、チョークコイルＬ６→コイルＬ４→トランジスタＱ３の径路で、高周波トランスの他方側巻線Ｌ４のコイル電流Ｉ４が流れると共に（実線参照）、チョークコイルＬ６→コイルＬ３→トランジスタＱ４の径路で、高周波トランスの他方側巻線Ｌ３のコイル電流Ｉ３が流れる（破線参照）。

高周波トランスＴＲＮのトランスコアにおいて、コイルＬ３，Ｌ４のコイル電流Ｉ３，Ｉ４により発生する磁束が逆向きとなり相殺するため、この期間では高周波トランスＴＲＮは、トランスとしての機能は果たさず、チョークコイルＬ６の左端は、トランジスタＱ３，Ｑ４によって地絡されている状態となり、一般的なＰＦＣ回路におけるコイルの一端が地絡されている状態となる。

そして、その後、トランジスタＱ３か、トランジスタＱ４の何れか一方がＯＦＦ遷移すると、トランス他方側（右側）センタータップには、整流電圧Ｈｖと、チョークコイルＬ６に蓄えられたエネルギーによるＬ６両端電位差とが加算された電圧が印加される。

そして、トランジスタＱ３がＯＦＦの場合は、チョークコイルＬ６→コイルＬ３→トランジスタＱ４の経路で、電流が流れ、コイルＬ１→チョークコイルＬ７→コンデンサＣ１→ダイオードＤｂ１の経路でコンデンサ充電電流が流れる。

一方、トランジスタＱ４がＯＦＦの場合は、チョークコイルＬ６→コイルＬ４→トランジスタＱ３の経路で、電流が流れ、コイルＬ２→チョークコイルＬ７→コンデンサＣ１→ダイオードＤｂ２の経路でコンデンサ充電電流が流れる。

なお、図示省略しているが、トランジスタＱ３とＱ４には、これに並列にスナバ回路が接続されており、トランジスタＱ３のＯＦＦ遷移後のコイルＬ４の蓄積エネルギーや、トランジスタＱ４のＯＦＦ遷移後のコイルＬ３の蓄積エネルギーは、適宜に放電される。

以上のように、本実施例では、トランジスタＱ３，Ｑ４が共にＯＮとなる期間にてチョークコイルＬ６の左端を地絡させることができ、その期間をＰＦＣ制御回路によって制御することでＰＦＣ動作もでき、且つ、トランジスタＱ３，Ｑ４の一方がＯＮ、他方がＯＦＦとなる期間にてプッシュプルコンバータとしての動作ができる直流電源を実現することができる。

以上、図５（ｂ）や図５（ｃ）のＰＷＭ波に基づいて、トランジスタＱ３，Ｑ４を駆動する実施例について説明した。図６は、各部の波形を示しており、他方側端子Ｔ３，Ｔ４が受ける交流入力電圧ＡＣ（ａ）と、Ｈｖ端子電圧（ｂ）と、トランジスタＱ３のゲート制御電圧Ｑ３Ｇ（ｃ）と、トランジスタＱ４のゲート制御電圧Ｑ４Ｇ（ｄ）と、一方側端子Ｔ１，Ｔ２から出力される直流電圧ＬＶ（ｅ）との関係を示している。

以上、本発明の第１実施例について具体的に説明したが、具体的な記載内容は特に本発明を限定するものではない。すなわち、図１の第１実施例では、ダイオードＤ１，Ｄ２を設けたがこれを省略することもできる。

図８は、ダイオードＤ１，Ｄ２を省略した第２実施例の回路構成であり、高周波トランスＴＲＮのセンタータップは、第１リレー回路ＲＥＬ１の上側の第１接点に接続されると共に、チョークコイルＬ６を通して、第２リレー回路ＲＥＬ２の下側の第２接点に接続されている。

そして、第１リレー回路ＲＥＬ１の出力端子ＯＴと、第２リレー回路ＲＥＬ２の上側の第１接点との間に、チョークコイルＬ５が接続され、第２リレー回路ＲＥＬ２の上側の第１接点と第２グランドＧＮＤ２との間には第２コンデンサＣ２が配置されている。

なお、高周波トランスＴＲＮのセンタータップと、Ｈｖ端子との間は、図示の回路構成に限定されず、図１や、図７（ａ），図７（ｂ），図７（ｃ）において、矩形枠で示す回路構成であっても良い。

何れにしても、回路動作は、図１の回路の場合と同様であり、マイコンＭＩＣＯＭが、一方側端子Ｔ１，Ｔ２に受ける直流電圧に基づいて、他方側端子Ｔ３，Ｔ４に交流電圧を出力すべき動作指示を受けた場合には、図９に示す動作を実行する。

図９に示す回路動作は、図２の場合と同じであり、マイコンＭＩＣＯＭは、第１リレー回路ＲＥＬ１及び第２リレー回路ＲＥＬ２について、各々、上側の第１接点と出力端子ＯＴとを接続状態に制御している。また、マイコンＭＩＣＯＭは、第１制御回路ＣＴＬ１に対してＯＦＦ指令を出す一方、第２制御回路ＣＴＬ２には、ＯＮ指令を発している。

その結果、ＯＦＦ指令を受けた第１制御回路ＣＴＬ１は、トランジスタＱ３，Ｑ４を非動作状態に維持する。一方、ＯＮ指令を受けた第２制御回路ＣＴＬ２は、インバータコントローラとして機能する。

この状態において、マイコンＭＩＣＯＭは、トランジスタＱ１，Ｑ２を図２（ａ）のように相補的にＯＮ／ＯＦＦ制御する。そのため、トランジスタＱ１がＯＮ、トランジスタＱ２がＯＦＦの動作状態では、図示の破線の経路でトランジスタＱ１のＯＮ電流が流れ、高周波トランスＴＲＮの他方側では、コイルＬ３の下側端子→第１リレー回路ＲＥＬ１→チョークコイルＬ５→第２コンデンサＣ２→ボディーダイオードＤｂ４の向きのコイルＬ３のコイル電流が増加傾向で流れる。

その後、トランジスタＱ１がＯＦＦ、トランジスタＱ２がＯＦＦの動作状態に移行すると、高周波トランスＴＲＮの他方側の誘起電圧に基づき、同じ経路のコイル電流が減少傾向で継続される。

次に、トランジスタＱ１がＯＦＦ、トランジスタＱ２がＯＮの動作状態に移行するので、今後は、図示の実線の経路でトランジスタＱ２のＯＮ電流が流れ、高周波トランスＴＲＮの他方側では、コイルＬ４の上側端子→第１リレー回路ＲＥＬ１→チョークコイルＬ５→第２コンデンサＣ２→ボディーダイオードＤｂ３の向きのコイルＬ４のコイル電流が増加傾向で流れる。

このようにして、コイル電流（Ｌ３，Ｌ４）の増加と減少とを繰り返すことで、第２コンデンサＣ２両端電圧は、僅かなリップルを含んだ直流電圧となる。なお、一方側端子Ｔ１，Ｔ２から、第２リレー回路ＲＥＬ２までの回路構成によって、プッシュプルＤＣ／ＤＣコンバータが実現される点は、図２の場合と同じである。

但し、図９の回路構成では、第２コンデンサＣ２は、コイルＬ３又はコイルＬ４の何れかの誘起電圧に基づいて充電されるに過ぎないので、コイルＬ３＋Ｌ４の誘起電圧に基づいて充電される図２の場合より、第２コンデンサＣ２の両端電圧が低いことになる。そのため、高周波トランスの一方側と他方側の巻数比は、このことを踏まえた巻数比となる。

続いて、マイコンＭＩＣＯＭが、他方側端子Ｔ３，Ｔ４に受ける交流電圧に基づいて、一方側端子Ｔ１，Ｔ２に直流電圧を出力すべき動作指示を受けた場合の動作を説明する。

図１０は、この動作状態を図示したものであり、マイコンＭＩＣＯＭは、トランジスタＱ１，Ｑ２をＯＦＦ制御すると共に、第１リレー回路ＲＥＬ１及び第２リレー回路ＲＥＬ２について、各々、下側の第２接点と出力端子ＯＴとを接続状態に制御している。また、マイコンＭＩＣＯＭは、第１制御回路に対してＯＮ指令を出す一方、第２制御回路には、ＯＦＦ指令を発している。

そのため、ＯＦＦ指令を受けた第２制御回路ＣＴＬ１は、トランジスタＱ５〜Ｑ８のゲート電圧をＬレベルにすることで、トランジスタＱ５〜Ｑ８を非動作状態に維持する。その結果、ボディーダイオードＤｂ５〜Ｄｂ８がブリッジ型の全波整流回路を構成することになり、Ｈｖ端子には整流電圧が得られる。

また、トランジスタＱ３，Ｑ４が、図５（ｂ）（ｃ）に示すように、重複ＯＮ期間を有して、ＯＮ動作することで、コンデンサＣ１が、コイルＬ１＋Ｌ２と、チョークコイルＬ７を経由して充電されることになり、電流容量の大きい直流電源が実現される。

以上、本発明の第１実施例と第２実施例について、詳細に説明したが、具体的な回路構成は、特に本発明を限定するものではなく、適宜に変更可能である。例えば、上記の実施例では、一方側端子Ｔ１の直流電圧レベルＬＶを加算回路に供給して、第１制御回路ＣＴＬ１に、加算電圧（ＶＲＥＱ＋ＬＶ）が供給される構成としたが、何ら限定されない。

すなわち、加算回路に代えて、減算回路を設けることで、第１制御回路ＣＴＬ１に、減算電圧（ＬＶ−ＶＲＥＱ）を供給することもできる。この場合には、差分電圧ＶＲＥＱが大きいほど、実際の直流出力電圧ＬＶは高くなる。

ＴＲＮ 高周波トランス
Ｑ１〜Ｑ８ スイッチング素子
Ｔ１，Ｔ２ 一方側の装置接続端子
Ｔ３，Ｔ４ 他方側の装置接続端子
ＭＩＣＯＮ コンピュータ回路
ＣＴＬ１ 第１動作制御回路
ＣＴＬ２ 第２動作制御回路

Claims (4)

1. ＯＮ電流と逆方向の通電電流が通過可能な通電素子が並列接続されたスイッチング素子と、一方側と他方側にセンタータップを有する高周波トランス（ＴＲＮ）と、動作指示を受けるコンピュータ回路（ＭＩＣＯＭ）と、前記コンピュータ回路（ＭＩＣＯＭ）に制御されて二態様に機能する第１と第２の動作制御回路（ＣＴＬ１，ＣＴＬ２）と、を有し、一方側の装置接続端子（Ｔ１，Ｔ２）と他方側の装置接続端子（Ｔ３，Ｔ４）との間で、直流電圧と交流電圧の双方向の変換動作が実行可能な双方向電源装置であって、
   前記高周波トランスの一対の一方側端子に、各々の電流流入端子が接続される第１スイッチング素子（Ｑ１）及び第２スイッチング素子（Ｑ２）と、
   前記高周波トランスの一対の他方側端子に、各々の電流流入端子が接続される第３スイッチング素子（Ｑ３）及び第４スイッチング素子（Ｑ４）と、を有し、
   前記交流電圧から前記直流電圧へ電力変換される際、前記高周波トランス、第３スイッチング素子、第４スイッチング素子、及び、第１動作制御回路を含んだ回路構成が、力率改善回路として機能するよう構成されていることを特徴とする双方向電源装置。
2. 第１動作制御回路は、前記交流電圧と前記高周波トランスの他方側巻線電流との位相差を零近傍で制御させるＰＷＭ信号を生成し、当該ＰＷＭ信号によって第３スイッチング素子及び第４スイッチング素子をＯＮ／ＯＦＦ駆動させることを特徴とする請求項１に記載の双方向電源装置。
3. 第１動作制御回路は、前記交流電圧の波形に関して略相似形となるよう、前記他方側巻線電流の波形を成形制御することを特徴とする請求項２に記載の双方向電源装置。
4. 第１動作制御回路は、前記交流電圧と前記高周波トランスの前記他方側巻線電流との位相差を零近傍で制御させる力率改善機能と、前記直流電圧に関する要求出力電圧へ近づくよう制御させる出力電圧調整機能と、を具備し、
   前記ＰＷＭ信号は、前記力率改善機能及び前記出力電圧調整機能の両機能の結果が反映された信号であることを特徴とする請求項２又は請求項３に記載の双方向電源装置。

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