JP6836786B2

JP6836786B2 - 信号受信回路及び測定装置

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Publication number: JP6836786B2
Application number: JP2017130590A
Authority: JP
Inventors: 真史黒田; 生嶋　健司; 健司生嶋
Original assignee: NATIONAL UNIVERSITY CORPORATION TOKYO UNIVERSITY OF AGRICULUTURE & TECHNOLOGY
Current assignee: NATIONAL UNIVERSITY CORPORATION TOKYO UNIVERSITY OF AGRICULUTURE & TECHNOLOGY
Priority date: 2017-07-03
Filing date: 2017-07-03
Publication date: 2021-03-03
Anticipated expiration: 2037-07-03
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Description

本発明は、信号受信装置及び測定装置に関する。

特定の周波数帯域に振幅を持つと想定される微弱な信号に対して、共振回路による捕捉と低雑音な増幅回路による信号増強を試みる場合、インダクタとキャパシタとを並列に接続してＬＣ並列共振回路を構成し、ＬＣ並列共振回路の両端電圧を増幅回路に入力する回路構成をとることが一般的である。このとき、ＬＣ並列共振回路の出力インピーダンスは小さくし難いことから、増幅回路の入力インピーダンスを高く保つ必要があり、一般的には非反転増幅回路が採用される。共振回路を備えた低雑音増幅回路に関する技術として、例えば以下のものが知られている。

特許文献１には、高周波増幅用半導体素子のソースと接地間にインダクタンスを有する高周波低雑音増幅器において、半導体素子のゲート側をコンデンサとコイルと抵抗とからなる直列共振回路を介し接地した高周波低雑音増幅器が記載されている。

特許文献２には、信号入力端と増幅素子との間に介挿された伝送特性補正回路を備え、伝送特性補正回路が、直列共振回路と、直列共振回路に並列に接続された互いに直列接続された２つの抵抗と、２つの抵抗の相互の接続点とグランドとの間に接続されたインダクタンス素子とを含む低雑音増幅器が記載されている。

特許文献３には、半導体増幅回路の入力段に設けられた入力整合回路と、入力整合回路の入力端とグランドとの間に設けられたキャパシタとインダクタとが並列接続されてなる並列回路と、を含み、入力整合回路を介して高周波信号が半導体増幅回路を構成する半導体素子へ入力可能とされるように構成された低雑音増幅器が記載されている。

特開平６−１８８６４３号公報特開２００４−５６６１１号公報特開２００９−２６０４０５号公報

共振回路及び増幅回路を備えた信号受信回路を、例えば、放送または通信の用途に用いる場合には、通常、搬送波と信号波の周波数が十分乖離しており、混信を抑制するために共振回路のＱ値を高く設定し、バンド幅を狭くすることが好ましい。一方、核磁気共鳴（NMR: Nuclear Magnetic Resonance）や音響誘起電磁（ASEM: Acoustically Stimulated Electromagnetic）応答を捕捉する場合のように、パルス状に外場変調を印加し、その応答信号を補足しようとする場合には、捕捉される応答信号の時間分解能を高める必要があり、共振回路のＱ値を適度に低下させ、バンド幅を広げる調整をすることが求められる。

ＬＣ並列共振回路のＱ値を低下させるには、例えば、ＬＣ並列共振回路に抵抗素子を更に並列接続すればよい。しかしながら、この場合、信号電流はほとんど抵抗素子を流れることになり、増幅回路へ引き込まれる信号が小さくなり、信号ノイズ比（Ｓ／Ｎ）が低下する。これは、増幅回路側で生じる雑音強度は変化しないのに対し、入力信号電圧が小さくなるから、ともいえる。

入力信号が特定の周波数帯域に局在していると予め期待できる場合には、共振回路を用いることで、目的の周波数帯域のみを選択的に捕捉できる。その信号を増幅回路によって増幅しようとするとき、一般に、増幅回路は、捕捉しようとする入力信号の周波数帯域よりも広い周波数帯域で作動することを要するが、増幅回路自身の入力換算雑音は、増幅回路の作動周波数帯域の全域に亘って積分され、増幅される。すなわち、目的信号を増幅しようとすると、増幅回路自身の持つ雑音が、前段の共振回路に関係なく増幅回路の作動周波数帯域の全域に亘って増幅され、雑音強度が大きくなる。

増幅回路の出力信号に含まれる雑音を除去し、必要な周波数帯域のみを得るためには、増幅回路の後段に、バンドパスフィルタやローパスフィルタなどのフィルタ回路を設置することが考えられる。しかしながら、増幅回路後段のフィルタ回路は、増幅回路前段の共振回路とは連動していないため、共振回路における共振周波数及びその帯域幅を可変制御しようとすると、共振回路及びフィルタ回路を別々に調整する必要があり、煩雑である。また、増幅回路の増幅率を高くすると、雑音強度で増幅回路の出力が飽和してしまうことがあり、この場合、増幅回路後段のフィルタ回路によっても信号情報を再現することはできない。従って、増幅回路の入力換算雑音が、出力において最小限の寄与になるよう、信号の周波数帯域に応じて増幅回路の作動周波数帯域が追随すればよいが、このような設計を行うことは極めて困難である。

本発明は、上記した点に鑑みてなされたものであり、共振回路及び増幅回路を備えた信号受信回路において、従来よりも高い信号ノイズ比（Ｓ／Ｎ）を得ることを目的とする。

本発明に係る信号受信回路は、非反転入力端子、反転入力端子及び出力端子を備えた差動増幅器を含み、前記反転入力端子と前記出力端子との間に第１の抵抗素子が設けられた増幅回路と、インダクタ及びキャパシタを含むＬＣ並列共振回路と、前記ＬＣ並列共振回路と前記反転入力端子との間に設けられた第２の抵抗素子と、を含み、前記インダクタ及び前記キャパシタは、一端が前記非反転入力端子の電位と同じ電位とされており、他端が前記第２の抵抗素子の一端に接続されており、前記ＬＣ並列共振回路に信号源が直接接続されている。

前記非反転入力端子が所定の定電位ラインに接続されていてもよい。

前記インダクタ及び前記キャパシタの少なくとも一方が、外部電磁場を捕捉するアンテナを構成していてもよい。

前記第２の抵抗素子の抵抗値は可変であってもよい。前記インダクタのインダクタンス及び前記キャパシタのキャパシタンスの少なくとも一方が可変であってもよい。

前記増幅回路は、オペアンプを含んで構成され得る。

本発明に係る測定装置は、上記の信号受信回路と、前記ＬＣ並列共振回路の共振周波数の帯域に含まれる周波数帯域の音波を発生させる音波発生部と、を含み、前記音波発生部から発せられる音波を受けて測定対象物から放射される電磁波を前記信号受信回路で受信する。

本発明によれば、共振回路及び増幅回路を備えた信号受信回路において、従来よりも高い信号ノイズ比（Ｓ／Ｎ）を得ることが可能となる。

本発明の実施形態に係るＬＣ並列共振回路１０の構成を示す図である。本発明の実施形態に係るＬＣ並列共振回路１０の構成を示す図である。本発明の実施形態に係るＬＣ並列共振回路１０の構成を示す図である。本発明の実施形態に係るＬＣ並列共振回路１０の構成を示す図である。発明の実施形態に係る信号受信回路の構成を示す図である。比較例に係る信号受信回路の構成を示す図である。本発明の実施形態に係る測定装置の構成を示す図である。本発明の実施形態に係る測定装置を用いて取得した電磁応答信号波形を示す図である。本発明の実施形態に係る測定装置を用いて取得した電磁応答信号波形を示す図である。比較例に係る測定装置を用いて取得した電磁応答信号波形を示す図である。比較例に係る測定装置を用いて取得した電磁応答信号波形を示す図である。

以下、本発明の実施形態について図面を参照しつつ説明する。尚、各図面において、実質的に同一又は等価な構成要素又は部分には同一の参照符号を付している。

図１Ａは、後述する本発明の実施形態に係る信号受信回路１００（図２参照）に用いられるＬＣ並列共振回路１０の構成を示す図である。図１Ａには、信号源１が、ＬＣ並列共振回路１０とともに示されている。ＬＣ並列共振回路１０は、並列接続されたインダクタ１１及びキャパシタ１２を含んで構成されている。インダクタ１１及びキャパシタ１２の一端は、それぞれ、グランド電位を有するグランドラインに接続されている。

信号源１から流出する電流信号Ｉ_ＳＩＧは、ＬＣ並列共振回路１０に供給される。なお、信号源１は、どのような形態であってもよく、特に外部由来の微弱な電磁場信号を、インダクタ１１及びキャパシタ１２の少なくとも一方でアンテナを構成して捕捉してもよい。例えば、図１Ｂに示すように、インダクタ１１によってループアンテナを構成し、インダクタ１１を通過する磁束密度の時間変化から得られる誘導起電力によって発生する電流を電流信号Ｉ_ＳＩＧとして扱うことができる。また、図１Ｃに示すように、キャパシタ１２によってロッド形状またはボウタイ形状の容量性のアンテナを構成し、このアンテナに誘起される電荷の時間変化を信号電流Ｉ_ＳＩＧとして扱ってもよい。

なお、図１Ａに示すＬＣ並列共振回路１０は、散逸のない理想的なものとして示されているが、実際には、インダクタ１１に寄生する抵抗成分、分布容量成分及びキャパシタ１２の漏れ電流が存在する。すなわち、ＬＣ並列共振回路１０は、図１Ｄに示すように、インダクタ１１及びキャパシタ１２に対して更に抵抗素子１３が並列接続されたものとして、表すことができる。インダクタ１１のインダクタンスをＬ、キャパシタ１２のキャパシタンスをＣ、抵抗素子１３の抵抗値をＲ_ｐとすると、図１Ｄに示すＬＣ並列共振回路１０の共振の中心周波数ｆ_ｃは、下記の（１）式によって表され、Ｑ値は、下記の（２）式によって表される。（２）式においてｆ_ＢＷは、ＬＣ並列共振回路１０の周波数特性における半値全幅である。

図２は、ＬＣ並列共振回路１０を備えた本発明の実施形態に係る信号受信回路１００の構成を示す図である。信号受信回路１００は、ＬＣ並列共振回路１０、増幅回路２０、抵抗素子１４を含んで構成されている。

増幅回路２０は、差動増幅器２１及び抵抗素子２２を含んで構成されている。差動増幅器２１は、反転入力端子ａ１、非反転入力端子ａ２及び出力端子ａ３を有し、反転入力端子ａ１に入力される電圧と非反転入力端子ａ２に入力される電圧の差分を増幅して出力端子ａ３から出力する機能を有する。非反転入力端子ａ２は、接地電位を有するグランドラインに接続されている。差動増幅器２１として、市販のＯＰアンプ（オペレーショナルアンプリファイア：演算増幅器）を用いることができ、一例として、アナログデバイセズ社製のＡＤ７９７を好適に用いることができる。また、差動増幅器２１として、パッケージ品のみならず、ＯＰアンプ相当回路をディスクリート部品で構成したものを用いることも可能である。

抵抗素子２２は、一端が出力端子ａ３に接続され、他端が反転入力端子ａ１に接続されており、帰還抵抗として機能する。増幅回路２０は、反転入力端子ａ１と非反転入力端子ａ２との電位差がゼロとなるように動作する。すなわち、反転入力端子ａ１と非反転入力端子ａ２との間でイマジナリーショートが成立する。

抵抗素子１４は、ＬＣ並列共振回路１０と、差動増幅器２１の反転入力端子ａ１との間に設けられている。より具体的には、抵抗素子１４は、一端がインダクタ１１及びキャパシタ１２の、グランドラインとは反対側の接続点に接続され、他端が差動増幅器２１の反転入力端子ａ１に接続されている。増幅回路２０のイマジナリーショート作用により、抵抗素子１４の他端の電位は、グランド電位となる。従って、信号受信回路１００の、ＬＣ並列共振回路１０及び抵抗素子１４を含む回路部分は、図１Ｄに示す回路と等価である。なお、図１Ｄに示される寄生抵抗成分としての抵抗素子１３は、図２に示す抵抗素子１４に統合されたものとみなすことができる。すなわち、信号受信回路１００において、ＬＣ並列共振回路１０のＱ値は、Ｒ_ｐを抵抗素子１４の抵抗値として（２）式に示すとおりである。本実施形態において抵抗素子１４は、抵抗値が可変である可変抵抗素子であり、抵抗値の調整によりＬＣ並列共振回路１０のＱ値を調整することが可能である。なお、抵抗素子１４は、抵抗値が固定された固定抵抗素子であってもよい。

ＬＣ並列共振回路１０の共振の中心周波数ｆ_ｃは、信号電流Ｉ_ＳＩＧの周波数に一致するようにインダクタ１１のインダクタンスおよびキャパシタ１２のキャパシタンスが設定されている。これにより、信号電流のうち、共振周波数帯域外の成分は打ち消され、目的の周波数成分のみを取り出して増幅回路２０へと導入される。なお、インダクタ１１のインダクタンス及びキャパシタ１２のキャパシタンスの少なくとも一方が可変であってもよい。これにより、ＬＣ並列共振回路１０における共振の中心周波数ｆ_ｃを可変とすることができる。

抵抗素子１４を流れる信号電流（共振電流）Ｉ_ＳＩＧは、増幅回路２０の抵抗素子２２に流れることで、電圧に変換され、下記の（３）式によって示される出力電圧Ｖ_ｏｕｔが出力端子ａ３から出力される。（３）式においてＲ_ｆは、抵抗素子２２の抵抗値である。（３）式に示すように、信号受信回路１００の出力電圧Ｖ_ｏｕｔは、抵抗素子２２の抵抗値Ｒ_ｆに応じて定まり、ＬＣ並列共振回路１０のＱ値（抵抗素子１４の抵抗値Ｒ_ｐ）には、依存しない。

ここで、増幅回路２０において発生する雑音の要因には、抵抗素子２２の熱雑音、差動増幅器２１の電圧雑音及び電流雑音の３つが考えられる。増幅回路２０の入力換算雑音電流Ｉ_ｎは、下記の（４）式によって表すことができ、増幅回路２０の出力電圧Ｖ_ｏｕｔに現れる雑音は、下記の（５）式によって表すことができる。（４）式及び（５）式においてｅ_ｎは、増幅回路２０の雑音の電圧性成分であり、ｉ_ｎは増幅回路２０の雑音の電流性成分である。ｋ_Ｂはボルツマン定数であり、Ｔは絶対温度である。ｆ_ＢＷは、ＬＣ並列共振回路１０の周波数特性における半値全幅である。

（５）式に示されるように、抵抗素子２２の熱雑音と差動増幅器２１の電圧雑音は、等倍で出力されるため、信号に対して相対的に小さく抑えられる。さらに、増幅回路２０とＬＣ並列共振回路１０とは、抵抗素子１４を介して接続されており、（４）式で表される雑音電流Ｉ_ｎは、信号電流（共振電流）Ｉ_ＳＩＧと結合している。従って、雑音電流Ｉ_ｎの各周波数成分のうち、共振周波数帯域（ｆ_ＢＷ）以外の成分は、ＬＣ並列共振回路１０によって減衰される。すなわち、信号受信回路１００によれば、増幅回路２０において発生する雑音が、ＬＣ並列共振回路１０によって帯域制限されるとともに、増幅回路２０による増幅作用が抑制される。これにより、信号受信回路１００の出力信号における信号ノイズ比（Ｓ／Ｎ）を高くすることができる。

図３は、比較例に係る信号受信回路１００Ｘの構成を示す図である。比較例に係る信号受信回路１００Ｘは、ＬＣ並列共振回路１０、抵抗素子１４及び高入力インピーダンスの増幅回路２０Ｘを含んで構成されている。図３において、増幅回路２０Ｘの入力インピーダンスは、抵抗素子２３として示されている。増幅回路２０Ｘは、非反転増幅回路に相当する回路構成を有し、差動増幅器２１と、一端が差動増幅器２１の出力端子ａ３に接続され、他端が差動増幅器２１の反転入力端子ａ１に接続された抵抗素子２５と、一端が差動増幅器２１の反転入力端子ａ１に接続され、他端がグランドラインに接続された抵抗素子２４と、を含んで構成されている。

比較例に係る信号受信回路１００Ｘにおいて、抵抗素子１４は、インダクタ１１及びキャパシタ１２に対して並列接続されている。比較例に係る信号受信回路１００Ｘは、抵抗素子１４の両端に生じる電圧を増幅回路２０Ｘによって増幅して出力する回路構成を有する。増幅回路２０Ｘへの入力電圧Ｖ_ｉｎは、増幅回路２０Ｘの入力インピーダンスが十分大きいとすると、下記の（６）式によって表され、信号受信回路１００Ｘの出力電圧Ｖ_ｏｕｔは、下記の（７）式によって表される。（６）式においてＱは、ＬＣ並列共振回路１０のＱ値であり（２）式で表される。また、Ｒ_ｐは抵抗素子１４の抵抗値である。（７）式においてＲ_ｆは、抵抗素子２５の抵抗値であり、Ｒ_ｉは抵抗素子２４の抵抗値である。

ここで、比較例に係る信号受信回路１００Ｘの出力信号において、高時間分解能を得るために、抵抗素子１４の抵抗値Ｒ_ｐを小さくしてＬＣ並列共振回路１０のＱ値を小さくすると、入力電圧Ｖ_ｉｎが小さくなり、その結果、出力電圧Ｖ_ｏｕｔも小さくなる。すなわち、比較例に係る信号受信回路１００Ｘによれば、出力電圧Ｖ_ｏｕｔの大きさは、ＬＣ並列共振回路１０のＱ値（抵抗素子１４の抵抗値Ｒ_ｐ）に依存する。一方、増幅回路２０Ｘに起因する雑音成分の大きさは、抵抗素子１４の抵抗値Ｒ_ｐに依存しないため、Ｑ値を小さくすると結果的に信号ノイズ比（Ｓ／Ｎ）は小さくなる。

また、増幅回路２０Ｘにおいて発生する雑音のうち、抵抗素子２４及び２５の熱雑音を考えると、その雑音電流は、増幅回路の中で独立しており、信号電流（共振電流）Ｉ_ＳＩＧと結合しないので、増幅回路２０Ｘの稼働周波数帯域の全幅ｆ_{ＢＷ（ａｍｐ）}に亘って積分される。増幅回路２０Ｘの入力換算雑音の電流性成分ｉ_ｎについては、信号電流（共振電流）Ｉ_ＳＩＧと結合され、共振周波数帯域（ｆ_ＢＷ）以外の周波数成分についてはＬＣ並列共振回路１０によって打ち消されるものの、増幅回路２０Ｘの入力換算雑音の電圧性成分ｅ_ｎについては増幅回路２０Ｘの稼働周波数帯域の全幅ｆ_{ＢＷ（ａｍｐ）}に亘って積分される。すなわち、比較例に係る信号受信回路１００Ｘにおいて、出力電圧Ｖ_ｏｕｔに含まれるノイズ成分Ｖ_ｎの大きさは、下記の（８）式によって表される。

このように、ＬＣ並列共振回路１０に並列接続された抵抗素子１４の両端電圧を増幅回路２０Ｘによって増幅する回路構成を有する比較例に係る信号受信回路１００Ｘによれば、増幅回路２０Ｘの入力換算雑音の電圧性成分ｅ_ｎ及び抵抗素子２４、２５の熱雑音は、増幅回路２０Ｘの稼働周波数帯域の全幅ｆ_{ＢＷ（ａｍｐ）}に亘って積分されるので、信号ノイズ比（Ｓ／Ｎ）を高くすることが困難である。また、比較例に係る信号受信回路１００Ｘによれば、出力信号の時間分解能を高くするべくＱ値を小さくすると、これに伴って信号ノイズ比（Ｓ／Ｎ）が小さくなる。

更に、比較例に係る信号受信回路１００Ｘによれば、ＬＣ並列共振回路１０のキャパシタ１２と増幅回路２０Ｘの入力容量Ｃ_ｉｎとが並列になるため、これらの合計が共振周波数を決定する。特に増幅回路２０Ｘの入力容量Ｃ_ｉｎが大きい場合には、目標とする共振周波数を設定することが困難となる場合がある。

一方、本発明の実施形態に係る信号受信回路１００は、ＬＣ並列共振回路１０に流れる信号電流（共振電流）Ｉ_ＳＩＧを、増幅回路２０において電圧に変換して出力する回路構成を有する。具体的には、抵抗素子１４に流れる信号電流（共振電流）Ｉ_ＳＩＧを仮想接地点において帰還抵抗である抵抗素子２２へと導入している。これにより、増幅回路２０において発生する雑音電流Ｉ_ｎが全て信号電流（共振電流）Ｉ_ＳＩＧと結合されるので、雑音電流Ｉ_ｎの共振周波数帯域（ｆ_ＢＷ）以外の周波数成分を、ＬＣ並列共振回路１０によって打ち消すことができ、（５）式に示すように、雑音成分の帯域制限及び振幅増幅作用の抑制を実現できる。換言すれば、増幅回路２０において発生する雑音成分が、増幅回路２０の稼働周波数帯域の全幅ｆ_{ＢＷ（ａｍｐ）}に亘って積分されることがなくなる。従って、出力信号における信号ノイズ比（Ｓ／Ｎ）を、比較例に係る信号受信回路１００Ｘと比較して高くすることができる。

また、本発明に係る信号受信回路１００において、抵抗素子１４を流れる電流の振幅は、抵抗素子１４の抵抗値によらず信号電流Ｉ_ＳＩＧの振幅と同じになることから、出力電圧Ｖ_ｏｕｔの振幅に影響を与えることなくＱ値を調整することができる。従って、出力電圧Ｖ_ｏｕｔ及び信号ノイズ比（Ｓ／Ｎ）に影響を与えることなく出力信号の時間分解能の設定を行うことが可能である。

また、本発明の実施形態に係る信号受信回路１００によれば、ＬＣ並列共振回路１０の共振周波数は、増幅回路２０の入力容量Ｃ_ｉｎの影響を受けないので、目標とする共振周波数を容易に得ることができる。

図４は、信号受信回路１００を備えた本発明の実施形態に係る測定装置２００の構成を示す図である。測定装置２００は、測定対象物３００に超音波（図４に示す励起音波Ａ）を照射することによって励起される電磁波（図４に示す電磁応答信号Ｓ）を捉えることで、測定対象物３００の性状（特性及び状態の少なくとも一方）を測定するものである。

弾性波である音波は，電磁波のように直接的に電気・磁気特性と結合しない。しかしながら、弾性変調は、固体の格子歪みや液体の密度変化を通してしばしば対象物の電荷や磁気モーメントに時間変調を与えることができる。このことは、超音波照射により、双極子放射等を通して超音波と同一周波数の電磁波が発生し得ることを意味する。本明細書では、超音波によって励起される電磁波を音響誘起電磁波(Acoustically Stimulated Electromagnetic (ASEM) wave) と呼ぶことにする。固体物質ならピエゾ効果や磁歪効果を通してＡＳＥＭ波が放射される。

本実施形態に係る測定装置２００によるＡＳＥＭ計測は、測定対象物３００の電荷や磁化に超音波を通して変調を加え、電磁放射の形でこれらの情報を外部発信させる手法と見なすことができる。

測定装置２００は、パルサ２１０及び超音波振動子２２０を含んで構成される音波発生部と、デジタルオシロスコープ２３０と、信号受信回路１００とを含んで構成されている。パルサ２１０は、所定周波数の電気パルス信号を生成する。超音波振動子２２０は、パルサ２１０から供給される電気パルス信号を超音波信号に変換し、これを励起音波Ａとして出力する。励起音波Ａは、遅延材３１０を介して測定対象物３００に照射される。遅延材３１０は、固体または液体であってもよい。励起音波Ａの照射によって測定対象物３００から放射される電磁応答信号Ｓは、信号受信回路１００によって受信される。ＬＣ並列共振回路１０を構成するインダクタ１１は、電磁応答信号Ｓを捕捉するためのループアンテナを構成している。また、ＬＣ並列共振回路１０の共振周波数の帯域が、励起音波Ａ（電磁応答信号Ｓ）の周波数帯域を含むように、インダクタ１１のインダクタンス及びキャパシタ１２のキャパシタンスが設定されている。なお、キャパシタ１２としてキャパシタンスが可変である可変キャパシタを用いてもよい。信号受信回路１００によって受信された電磁応答信号Ｓは、信号受信回路１００に接続されたデジタルオシロスコープ２３０によって観測される。

図５Ａ及び図５Ｂは、それぞれ、本発明の実施形態に係る測定装置２００を用いて取得した電磁応答信号波形を示す図である。図５Ａは、シングルショット波形であり、図５Ｂは、１６回の積算平均波形である。信号受信回路１００の出力信号波形には電磁応答信号Ｓのみならず励起音波Ａ及び界面反射音波Ｅに起因するノイズが混入する。従って、電磁応答信号Ｓと、これらのノイズとを分離するために、信号受信回路１００の出力信号の時間分解能をある程度高くしておく必要がある。信号受信回路１００によれば、抵抗素子１４の抵抗値Ｒ_ｐの調整により、出力電圧Ｖ_ｏｕｔ及び信号ノイズ比（Ｓ／Ｎ）に影響を与えることなく、出力信号の時間分解能を調整することが可能である。

一方、図６Ａ及び図６Ｂは、それぞれ、比較例に係る信号受信回路１００Ｘ（図３参照）を用いて構成された比較例に係る測定装置（図示せず）を用いて取得した電磁応答信号波形を示す図である。図６Ａは、シングルショット波形であり、図６Ｂは、１６回の積算平均波形である。なお、図５Ａ、５Ｂ、６Ａ、６Ｂにおいて、横軸は時間であり、縦軸は信号強度であり、各図において、横軸及び縦軸のスケールは同じである。

本発明の実施形態に係る信号受信回路１００及び比較例に係る信号受信回路１００Ｘにおいて、インダクタ１１のインダクタンスを１ｍＨ、キャパシタ１２のキャパシタンスを１００ｐＦ、抵抗素子１４の抵抗値を１０ｋΩとした。インダクタ１１によってフェライトコア入りのループアンテナを構成し、超音波によって励起された中心周波数５００ｋＨｚの電磁応答信号を捕捉した。本発明の実施形態に係る信号受信回路１００では、差動増幅器２１として、アナログデバイセズ社製のＡＤ７９７を使用した。一方、比較例に係る信号受信回路１００Ｘでは、増幅回路２０Ｘとして、エヌエフ回路設計ブロック社製の超低雑音広帯域アンプＳＡ−４２０Ｆ５を使用した。

比較例に係る測定装置によれば、図６Ａに示すように、高周波ノイズ成分によって全体が覆い尽くされ、電磁応答信号が埋もれており、図６Ｂに示すように、１６回積算平均しても電磁応答信号を判別することは困難であった。

一方、本発明の実施形態に係る測定装置２００によれば、図５Ａに示すように、ノイズ成分は、ＬＣ並列共振回路１０の共振の中心周波数ｆ_ｃである５００ｋＨｚの周辺に限定され、高い信号ノイズ比（Ｓ／Ｎ）を実現できた。図５Ｂに示すように、１６回の積算平均によって、励起タイミングと非同期のノイズは無視できる程度になった。更に、ＬＣ並列共振回路１０のＱ値を約３．２に設定することで高時間分解能（τ＝１μｓ）を実現し、電磁応答信号を、励起ノイズ及び反射ノイズから時間分離することができた。

本発明の実施形態に係る測定装置２００によれば、信号ノイズ比（Ｓ／Ｎ）は、比較例に対して１０倍程度向上した。なお、比較例に係る測定装置において、本発明の実施形態に係る測定装置２００と同等の信号ノイズ比（Ｓ／Ｎ）を得るためには、測定装置２００に対して１００倍程度の積算平均回数が必要となる。つまり、本発明の実施形態に係る測定装置２００によれば、比較例に係る測定装置よりも積算平均回数を削減することが可能であり、測定時間の大幅な短縮が可能である。

なお、雑音電流Ｉ_ｎが、信号電流（共振電流）Ｉ_ＳＩＧと結合し、雑音電流Ｉ_ｎの共振周波数帯域（ｆ_ＢＷ）以外の周波数成分が、ＬＣ並列共振回路１０によって減衰される、という作用を生じる限りにおいて、信号受信回路１００に対して種々の改変を加えることが可能である。例えば、抵抗素子、インダクタ、キャパシタ等の受動素子が更に付加されていてもよい。

また、本実施形態では、インダクタ１１、キャパシタ１２の下端及び差動増幅器２１の非反転入力端子ａ２を、グランド電位を有するグランドラインに接続する場合を例示したが、これに限定されるものではない。インダクタ１１、キャパシタ１２の下端及び差動増幅器２１の非反転入力端子ａ２は、グランド電位とは異なる電位を有する電位ラインに接続されていてもよく、また、インダクタ１１、キャパシタ１２の下端及び差動増幅器２１の非反転入力端子ａ２を、一定の電位に固定しなくても動作可能であり、例えば、インダクタ１１、キャパシタ１２の下端と差動増幅器２１の非反転入力端子ａ２とを直接接続してもよい。

１信号源
１０ＬＣ並列共振回路
１１インダクタ
１２キャパシタ
１３、１４、２２、２３、２４、２５抵抗素子
２０、２０Ｘ増幅回路
２１差動増幅器
１００、１００Ｘ信号受信回路
２００測定装置
２１０パルサ
２２０超音波振動子
２３０デジタルオシロスコープ
３００測定対象物
３１０遅延材

Claims

非反転入力端子、反転入力端子及び出力端子を備えた差動増幅器を含み、前記反転入力端子と前記出力端子との間に第１の抵抗素子が設けられた増幅回路と、
インダクタ及びキャパシタを含むＬＣ並列共振回路と、
前記ＬＣ並列共振回路と前記反転入力端子との間に設けられた第２の抵抗素子と、
を含み、
前記インダクタ及び前記キャパシタは、一端が前記非反転入力端子の電位と同じ電位とされており、他端が前記第２の抵抗素子の一端に接続されており、
前記ＬＣ並列共振回路に信号源が直接接続されている
信号受信回路。
前記非反転入力端子が所定の定電位ラインに接続されている、
請求項１に記載の信号受信回路。
前記インダクタ及び前記キャパシタの少なくとも一方が、外部電磁場を捕捉するアンテナを構成している
請求項１または請求項２に記載の信号受信回路。
前記第２の抵抗素子の抵抗値は可変である
請求項１から請求項３のいずれか１項に記載の信号受信回路。
前記インダクタのインダクタンス及び前記キャパシタのキャパシタンスの少なくとも一方が可変である
請求項１から請求項４のいずれか１項に記載の信号受信回路。
前記増幅回路は、オペアンプを含んで構成されている
請求項１から請求項５のいずれか１項に記載の信号受信回路。
請求項１から請求項６のいずれか１項に記載の信号受信回路と、
前記ＬＣ並列共振回路の共振周波数の帯域に含まれる周波数帯域の音波を発生させる音波発生部と、
を含み、
前記音波発生部から発せられる音波を受けて測定対象物から放射される電磁波を前記信号受信回路で受信する
測定装置。