JP6826393B2 - スイッチングレギュレータ - Google Patents

Description

本発明は、スイッチングレギュレータに関する。

入力電圧変動、出力電流変動等の外乱に応じてスイッチング信号のデューティ比を変更して出力電圧の安定化を図るスイッチング電源装置（スイッチングレギュレータ）の制御方式は電圧モード制御と電流モード制御に大別できる。電流モード制御は、一般的に位相補償の簡易化、高速応答、外付け部品点数削減の面で極めて有効な制御方式である。電流モード制御型スイッチング電源装置の従来例を図１１に示す。

特開２０１４−００３８５０号公報

図１１に示すスイッチング電源装置１００は、下側ＭＯＳ［metal oxide semiconductor］トランジスタＱ２を流れる電流を検出して電流モード制御を実行する。電流モード制御に従って上側ＭＯＳトランジスタＱ１と下側ＭＯＳトランジスタＱ２は相補的にオン／オフし、このスイッチング動作によって入力電圧Ｖ_ＩＮがパルス状のスイッチ電圧Ｖ_ＳＷに変換される。そして、そのスイッチ電圧Ｖ_ＳＷがインダクタＬ１及び出力コンデンサＣ１によって平滑化されて入力電圧Ｖ_ＩＮよりも低い出力電圧Ｖ_ＯＵＴに変換される。

例えば車載用のスイッチング電源装置は、ＡＭラジオ周波数帯に対してノイズとなることを避けるために２ＭＨｚ以上の高速スイッチング動作が求められる。図１１に示すスイッチング電源装置１００において、例えば入力電圧Ｖ_ＩＮを４８［Ｖ］、出力電圧Ｖ_ＯＵＴを３．３［Ｖ］、スイッチング周波数ｆを２［ＭＨｚ］に設定した場合、安定時のスイッチ電圧Ｖ_ＳＷのパルス幅Ｗは下記の通り３４［ｎｓ］となる。

図１１に示すスイッチング電源装置１００では、上側ＭＯＳトランジスタＱ１を流れる過電流が検出されたときに生成される過電流検出信号ＯＣに基づいて過電流保護動作が行われる。しかしながら、上記設定の場合には上側ＭＯＳトランジスタＱ１がオン状態である区間が３４［ｎｓ］しかないため、上側ＭＯＳトランジスタＱ１を流れる過電流を検出することは不可能である。

なお、特許文献１で開示されている電流モード制御型スイッチング電源装置も、図１１に示すスイッチング電源装置１００と同様に、上側スイッチング素子を流れる過電流を検出して過電流保護動作を実行しているので、同様の問題を有している。

上記の問題を解決するためには下側ＭＯＳトランジスタＱ２を流れる過電流に基づいて過電流保護動作が行われる構成に変更すればよい。なお、過電流が検出されている状態ではスイッチング電源装置１００の出力電圧Ｖ_ＯＵＴが低下しているため、スイッチ電圧Ｖ_ＳＷのパルス幅Ｗに制限を設けていなければ過電流からの復帰タイミングで上側ＭＯＳトランジスタＱ１をオン状態にするときに、上側ＭＯＳトランジスタＱ１のオン時間が無制限に伸びてしまう。そのため、出力電圧Ｖ_ＯＵＴが低下しているときには、スイッチ電圧Ｖ_ＳＷのパルス幅Ｗを制限する構成も追加する。ここで、過電流状態には、負荷が短絡して過電流が発生している状態と、スイッチング電源装置１００の上側ＭＯＳトランジスタＱ１と下側ＭＯＳトランジスタＱ２の接続ノードが短絡して過電流が発生している状態とがある。そして、スイッチング電源装置１００の上側ＭＯＳトランジスタＱ１と下側ＭＯＳトランジスタＱ２の接続ノードが短絡して過電流が発生している状態では下側ＭＯＳトランジスタＱ２に過電流が流れない。このため、下側ＭＯＳトランジスタＱ２を流れる過電流に基づいて過電流保護動作が行われる構成だけでは、スイッチング電源装置１００の上側ＭＯＳトランジスタＱ１と下側ＭＯＳトランジスタＱ２の接続ノードが短絡して過電流が発生している状態を検出することができない。すなわち、負荷が短絡して過電流が発生している状態では、スイッチ電圧Ｖ_ＳＷのパルス幅Ｗが制限され且つ下側ＭＯＳトランジスタＱ２を流れる過電流が検出されるのに対して、スイッチング電源装置１００の上側ＭＯＳトランジスタＱ１と下側ＭＯＳトランジスタＱ２の接続ノードが短絡して過電流が発生している状態では、スイッチ電圧Ｖ_ＳＷのパルス幅Ｗが制限され且つ下側ＭＯＳトランジスタＱ２を流れる過電流が検出されない。スイッチ電圧Ｖ_ＳＷのパルス幅Ｗが制限され且つ下側ＭＯＳトランジスタＱ２を流れる過電流が検出されない状態において過電流保護動作を行うためには、電流検出素子の検出結果を直接用いることなく過電流保護動作を行うことができる技術が必要である。なお、上述した過電流に限らず、異常保護の対象である物理量を検出する検出素子の検出結果を直接用いることなく異常保護動作を行うことができる技術が確立できれば、非常に有用である。

本発明は、上記の状況に鑑み、異常保護の対象である物理量を検出する検出素子の検出結果を直接用いることなく異常保護動作を行うことができるスイッチングレギュレータを提供することを目的とする。

本明細書中に開示されているスイッチングレギュレータ制御回路は、入力電圧をスイッチング素子のスイッチングによって出力電圧に変換するスイッチングレギュレータに用いられ、前記スイッチング素子のオン／オフ動作を制御するためのスイッチング信号を生成するスイッチングレギュレータ制御回路であって、前記スイッチング信号のデューティ比、又は、前記スイッチング信号を生成するために用いられる制御信号が有する前記デューティ比と相関のある変数に基づいて、前記デューティ比が正常な変調範囲外である異常状態を検出する異常状態検出部と、前記異常状態が前記異常状態検出部によって検出されると、前記スイッチング素子のスイッチングを停止させる異常保護部と、を備える構成（第１の構成）である。

また上記第１の構成のスイッチングレギュレータ制御回路において、前記デューティ比が正常な変調範囲とは、前記スイッチングレギュレータ制御回路を有するスイッチングレギュレータの動作時において想定されうる外乱に対する応答として表れる前記デューティ比の変調範囲を示している構成（第２の構成）であってもよい。なお、前記スイッチングレギュレータ制御回路を有するスイッチングレギュレータの動作時において想定されうる外乱としては、例えば入力電圧変動、負荷電流変動などが考えられる。

また上記第１又は第２の構成のスイッチングレギュレータ制御回路において、前記異常保護部は、前記スイッチング信号のパルス幅、前記パルス幅と相関のある電圧、又は前記パルス幅と相関のある電流を検出し、その検出結果に基づいて前記異常状態を検出する構成（第３の構成）であってもよい。

また上記第１〜第３いずれかの構成のスイッチングレギュレータ制御回路において、前記パルス幅の上限が固定幅に制限されており、前記異常検出部は、前記スイッチング信号に前記固定幅のパルスが通常動作時のスイッチング周期がｍ周期以内でｎ回（ただしｎはｍ以下の自然数）以上発生している場合に、前記異常状態を検出する構成（第４の構成）であってもよい。

また上記第４の構成のスイッチングレギュレータ制御回路において、前記固定幅の値が複数設定されており、複数設定の中から任意に選択することができる構成（第５の構成）であってもよい。

また上記第４又は第５の構成のスイッチングレギュレータ制御回路において、前記固定幅の値が、前記スイッチングレギュレータ制御回路を有するスイッチングレギュレータの入力電圧及び出力電圧の少なくとも一つの関数である構成（第６の構成）であってもよい。

本明細書中に開示されている電流モード制御型スイッチング電源装置は、第１端が入力電圧の印加される第１印加端に接続された第１スイッチと、第１端が前記第１スイッチの第２端に接続されて第２端が前記入力電圧よりも低い電圧の印加される第２印加端に接続された第２スイッチと、前記第２スイッチを流れる電流を検出する電流検出部と、前記第２スイッチを流れる過電流を検出する過電流検出部と、前記電流検出部によって検出された電流に応じて前記第１スイッチ及び前記第２スイッチを制御する制御部と、を備え、前記制御部は、前記第１スイッチがオフ状態である間の所定期間に前記電流検出部によって検出された電流の情報を蓄積して、蓄積された電流の情報に基づいたスロープ電圧を生成するスロープ電圧生成部を有し、前記スロープ電圧に応じて前記第１スイッチ及び前記第２スイッチを制御し、前記スロープ電圧に応じて前記第１スイッチ及び前記第２スイッチを制御したままでは前記第１スイッチ及び前記第２スイッチのオン／オフ動作を制御するためのスイッチング信号に発生するパルスのパルス幅が固定幅を超える場合には、前記スイッチング信号に発生するパルスのパルス幅を前記固定幅に制限し、前記過電流検出部によって過電流が検出されている期間中は前記スイッチング信号にパルスを発生させないようにし、前記スイッチング信号に前記固定幅のパルスが通常動作時のスイッチング周波数で連続して発生している場合に前記第１スイッチのオン／オフ動作を停止させ前記第１スイッチをオフ状態にする構成（第７の構成）にしてもよい。

また上記第７の構成の電流モード制御型スイッチング電源装置において、前記制御部は、前記電流モード制御型スイッチング電源装置の出力電圧に応じた電圧と基準電圧との差分に応じた誤差信号を生成するエラーアンプと、前記スロープ電圧と前記誤差信号を比較して比較信号であるリセット信号を生成するコンパレータと、所定周波数のクロック信号であるセット信号を生成するオシレータと、前記セット信号と前記リセット信号に応じて前記第１スイッチのオン／オフ及び前記第２スイッチのオン／オフを制御するタイミング制御回路と、を有する構成（第８の構成）にしてもよい。

また上記第７又は第８の構成の電流モード制御型スイッチング電源装置において、前記固定幅の値は、前記入力電圧及び前記電流モード制御型スイッチング電源装置の出力電圧の関数である構成（第９の構成）にしてもよい。

また上記第７〜第９いずれかの構成の電流モード制御型スイッチング電源装置において、前記第２スイッチがＭＯＳトランジスタであって、前記電流検出部が前記ＭＯＳトランジスタのオン抵抗の両端電圧を用いて前記第２スイッチを流れる電流を検出し、前記過電流検出部が前記ＭＯＳトランジスタのオン抵抗の両端電圧を用いて前記第２スイッチを流れる過電流を検出する構成（第１０の構成）にしてもよい。

また、本明細書中に開示されている車載機器は、第１〜第６いずれかの構成のスイッチングレギュレータ制御回路と、前記スイッチングレギュレータ制御回路から出力されるスイッチング信号によってオン／オフ制御されるスイッチング素子と、を備えるスイッチングレギュレータ、又は、第７〜第１０いずれかの構成の電流モード制御型スイッチング電源装置を備える構成（第１１の構成）である。

また、本明細書中に開示されている車両は、第１１の構成の車載機器と、前記車載機器に電力を供給するバッテリを備える構成（第１２の構成）である。

本明細書中に開示されているスイッチングレギュレータによれば、異常保護の対象である物理量を検出する検出素子の検出結果を直接用いることなく異常保護動作を行うことができる。

スイッチング電源装置の全体構成例を示す図 電流検出回路及びスロープ回路の一構成例を示す図 電圧電流変換回路４Ａの一構成例を示す図 電圧電流変換回路５Ａの一構成例を示す図 電流検出回路及びスロープ回路の他の構成例を示す図 タイミング制御回路の要部構成例を示す図 図５に示すタイミング制御回路の動作例を示すタイミングチャート 図５に示すタイミング制御回路の他の動作例を示すタイミングチャート タイミング制御回路の他の要部構成例を示す図 図８に示すタイミング制御回路の動作例を示すタイミングチャート 車載機器を搭載した車両の一構成例を示す外観図 電流モード制御型スイッチング電源装置の従来例を示す図 スイッチング信号の最大パルス幅を示す図 図１２に示したスイッチング信号の最大パルス幅の三次元プロット 回路バラツキなどを考慮したスイッチング信号の最大パルス幅の三次元プロット スイッチング電源装置の他の全体構成例を示す図 図１５に示すスイッチング電源装置の変形例を示す図 図１５に示すスイッチング電源装置の他の変形例を示す図

＜全体構成＞
図１は、電流モード制御型スイッチング電源装置（電流モード制御型スイッチングレギュレータ）の全体構成例を示す図である。本構成例のスイッチング電源装置１０１は、入力電圧を降圧する降圧動作を行う電流モード制御型スイッチング電源装置であって、タイミング制御回路１と、上側ＭＯＳトランジスタＱ１と、下側ＭＯＳトランジスタＱ２と、インダクタＬ１と、出力コンデンサＣ１と、分圧抵抗Ｒ１及びＲ２と、エラーアンプ２と、基準電圧源３と、電流検出回路４と、スロープ回路５と、コンパレータ６と、オシレータ７と、過電流検出回路８と、を備える。

タイミング制御回路１は、上側ＭＯＳトランジスタＱ１のオン／オフ及び下側ＭＯＳトランジスタＱ２のオン／オフを制御し、セット信号ＳＥＴとリセット信号ＲＥＳＥＴに応じて上側ＭＯＳトランジスタＱ１のゲート信号Ｇ１及び下側ＭＯＳトランジスタＱ２のゲート信号Ｇ２を生成する。

上側ＭＯＳトランジスタＱ１は、Ｎチャネル型ＭＯＳトランジスタであって、入力電圧Ｖ_ＩＮが印加されている入力電圧印加端からインダクタＬ１に至る電流経路を導通／遮断する上側スイッチの一例である。上側ＭＯＳトランジスタＱ１のドレインは、入力電圧Ｖ_ＩＮが印加されている入力電圧印加端に接続されている。上側ＭＯＳトランジスタＱ１のソースは、インダクタの一端及び下側ＭＯＳトランジスタＱ２のドレインに接続されている。上側ＭＯＳトランジスタＱ１のゲートには、タイミング制御回路１からゲート信号Ｇ１が供給される。上側ＭＯＳトランジスタＱ１は、ゲート信号Ｇ１がハイレベルであるときにオンとなり、ゲート信号Ｇ１がローレベルであるときにオフとなる。

下側ＭＯＳトランジスタＱ２は、Ｎチャネル型ＭＯＳトランジスタであって、接地端からインダクタＬ１に至る電流経路を導通／遮断する下側スイッチの一例である。下側ＭＯＳトランジスタＱ２のドレインは、上述の通りインダクタの一端及び上側ＭＯＳトランジスタＱ１のソースに接続されている。下側ＭＯＳトランジスタＱ２のソースは、接地端に接続されている。下側ＭＯＳトランジスタＱ２のゲートには、タイミング制御回路１からゲート信号Ｇ２が供給される。下側ＭＯＳトランジスタＱ２は、ゲート信号Ｇ２がハイレベルであるときにオンとなり、ゲート信号Ｇ２がローレベルであるときにオフとなる。なお、下側ＭＯＳトランジスタＱ２の代わりにダイオードを下側スイッチとして用いることができるが、この場合は当該ダイオードに直列接続されるセンス抵抗を設け、電流検出回路４が当該センス抵抗の両端電圧を検出する必要がある。

上側ＭＯＳトランジスタＱ１と下側ＭＯＳトランジスタＱ２は、タイミング制御回路１の制御により、相補的にオン／オフする。これにより、上側ＭＯＳトランジスタＱ１と下側ＭＯＳトランジスタＱ２の接続ノードにパルス状のスイッチ電圧Ｖ_ＳＷが生成される。なお、上側ＭＯＳトランジスタＱ１と下側ＭＯＳトランジスタＱ２のオン／オフ切り替わり時には、上側ＭＯＳトランジスタＱ１と下側ＭＯＳトランジスタＱ２の双方がオフになるデッドタイムを設けることが好ましい。

インダクタＬ１及び出力コンデンサＣ１は、パルス状のスイッチ電圧Ｖ_ＳＷを平滑化して出力電圧Ｖ_ＯＵＴを生成し、その出力電圧Ｖ_ＯＵＴを出力電圧Ｖ_ＯＵＴの印加端に供給する。

分圧抵抗Ｒ１及びＲ２は、出力電圧Ｖ_ＯＵＴを分圧して帰還電圧Ｖ_ＦＢを生成する。

エラーアンプ２は、帰還電圧Ｖ_ＦＢと、基準電圧源３から出力される基準電圧との差分に応じた誤差信号Ｖ_ＥＲＲを生成する。

電流検出回路４は、下側ＭＯＳトランジスタＱ２のオン状態におけるドレイン−ソース間電圧すなわち下側ＭＯＳトランジスタＱ２のオン抵抗の両端電圧に基づいて、下側ＭＯＳトランジスタＱ２を流れる電流を検出する。

スロープ回路５は、電流検出回路４によって検出された下側ＭＯＳトランジスタＱ２を流れる電流に応じたスロープ電圧を生成して出力する。

電流情報をスロープの傾きに反映させたスロープ電圧を生成する場合、電流検出回路４及びスロープ回路５を例えば図２に示す構成にすればよい。一方、電流情報をスロープのオフセット電圧に反映させたスロープ電圧を生成する場合、電流検出回路４及びスロープ回路５を例えば図４に示す構成にすればよい。

図２に示す例において電流検出回路４は、電圧電流変換回路４Ａによって構成される。また図２に示す例においてスロープ回路５は、スイッチＳ１〜Ｓ３と、コンデンサＣ２及びＣ３と、電圧電流変換回路５Ａによって構成される。

電圧電流変換回路４Ａ及び５Ａそれぞれは、タイミング制御回路１と、エラーアンプ２と、基準電圧源３と、電流検出回路４と、スロープ回路５と、コンパレータ６と、オシレータ７と、過電流検出回路８と、を備えるＩＣ［integrated circuit］内部で生成される内部電源電圧Ｖ_ＣＣによって駆動する回路である。

電圧電流変換回路４Ａは下側ＭＯＳトランジスタＱ２のドレイン−ソース間電圧を電流に変換して出力する。スイッチＳ１がオンのとき電圧電流変換回路４Ａの出力電流によってコンデンサＣ２が充電される。一方、スイッチＳ２がオンのときコンデンサＣ２は放電する。

電圧電流変換回路５ＡはコンデンサＣ２の充電電圧Ｖ_ＣＲＧを電流に変換して出力する。電圧電流変換回路５Ａの出力電流によってコンデンサＣ３が充電される。一方、スイッチＳ３がオンのときコンデンサＣ３は放電する。コンデンサＣ３の充電電圧がスロープ電圧Ｖ_ＳＬＰとなる。

図３Ａ及び図３Ｂは、電圧電流変換回路４Ａ及び５Ａそれぞれの一構成例を示す図である。図３Ａに示す電圧電流変換回路では、電流源ＣＳ１が、Ｎチャネル型ＭＯＳトランジスタＱ３及びＱ４からなるカレントミラー回路に電流を供給する。Ｎチャネル型ＭＯＳトランジスタＱ３及びＱ４からなるカレントミラー回路のミラー比が１：１であれば、抵抗Ｒ４を流れる電流はスイッチ電圧Ｖ_ＳＷを抵抗Ｒ３の抵抗値ｒ３と抵抗Ｒ４の抵抗値ｒ４の差（ｒ３−ｒ４）で除した値となる。そして、Ｐチャネル型ＭＯＳトランジスタＱ５及びＱ６からなるカレントミラー回路によって、抵抗Ｒ４を流れる電流に応じた電流（電圧電流変換回路４Ａの入力電圧であるスイッチ電圧Ｖ_ＳＷに応じた電流）が電圧電流変換回路４Ａの出力電流として掃き出される。図３Ｂに示す電圧電流変換回路では、抵抗Ｒ５とＰＮＰトランジスタＱ７の直列回路により電圧電流変換回路の入力電圧に応じた電流が抵抗Ｒ５を流れ、抵抗Ｒ５とＰＮＰトランジスタＱ７の接続ノードに電圧電流変換回路の入力電圧に応じた電圧が生成される。さらに、ＮＰＮトランジスタＱ８と抵抗Ｒ６の直列回路により抵抗Ｒ５とＰＮＰトランジスタＱ７の接続ノード電圧（電圧電流変換回路の入力電圧に応じた電圧）に応じた電流が抵抗Ｒ６を流れる。そして、Ｐチャネル型ＭＯＳトランジスタＱ９及びＱ１０からなるカレントミラー回路によって、抵抗Ｒ６を流れる電流に応じた電流（電圧電流変換回路５Ａの入力電圧Ｖに応じた電流）が電圧電流変換回路の出力電流として掃き出される。

図４に示す例において電流検出回路４は、電圧電流変換回路４Ａによって構成される。また図４に示す例においてスロープ回路５は、スイッチＳ１、Ｓ２、及びＳ４と、コンデンサＣ２と、定電流源ＣＳ２によって構成される。なお、定電流源ＣＳ２から出力される定電流の値は調整可能であることが望ましい。

電圧電流変換回路４Ａ及び定電流源ＣＳ２それぞれは、タイミング制御回路１と、エラーアンプ２と、基準電圧源３と、電流検出回路４と、スロープ回路５と、コンパレータ６と、オシレータ７と、過電流検出回路８と、を備えるＩＣ［integrated circuit］内部で生成される内部電源電圧Ｖ_ＣＣによって駆動する回路である。

電圧電流変換回路４Ａは下側ＭＯＳトランジスタＱ２のドレイン−ソース間電圧を電流に変換して出力する。コンデンサＣ２は、スイッチＳ１がオンのとき電圧電流変換回路４Ａの出力電流によって充電され、スイッチＳ４がオンのとき定電流源ＣＳ２の出力電流によって充電される。一方、スイッチＳ２がオンのときコンデンサＣ２は放電する。コンデンサＣ２の充電電圧がスロープ電圧Ｖ_ＳＬＰとなる。

次に、図１に戻ってスイッチング電源装置１０１の説明を続ける。

コンパレータ６は、スロープ回路５の出力電圧と誤差信号Ｖ_ＥＲＲを比較して比較信号であるリセット信号ＲＥＳＥＴを生成する。スロープ回路５によって生成されるスロープ電圧Ｖ_ＳＬＰが固定周期であるため、リセット信号ＲＥＳＥＴはＰＷＭ［pulse width modulation］信号となる。

オシレータ７は、所定周波数のクロック信号であるセット信号ＳＥＴを生成する。

過電流検出回路８は、下側ＭＯＳトランジスタＱ２がオン状態のときに発生する電圧に基づいて、下側ＭＯＳトランジスタＱ２を流れる電流が閾値を超えている場合に過電流を検出する。過電流検出回路８の検出結果を用いてタイミング制御回路１は過電流保護動作を行う。過電流保護動作の詳細については後述する。

＜過電流保護の第１実施例＞
図５は、過電流保護の第１実施例に係るタイミング制御回路１の要部構成を示す図である。図５に示す構成のタイミング制御回路１は、ＯＲゲート１１と、ＮＯＲゲート１２と、Ｄフリップフロップ１３と、アンプ１４と、を備える。

ＯＲゲート１１は、コンパレータ６から出力されるリセット信号ＲＥＳＥＴと、固定幅信号ＦＷとの論理和演算を行い、その演算結果を出力する。固定幅信号ＦＷは、タイミング制御回路１内部で生成される信号であり、オシレータ７から出力されるセット信号ＳＥＴの立ち下がりエッジ（セット信号ＳＥＴがハイレベルからローレベルに切り替わるタイミング）から所定時間（図６に示す固定幅Ｗ１に相当する時間）が経過したときにパルスが立ち上がるパルス信号である。図６に示す固定幅Ｗ１が通常動作におけるゲート信号Ｇ１及びスイッチ電圧Ｖ_ＳＷの最大パルス幅よりも大きくなるように、上記の所定時間を設定する。

ここで、固定幅Ｗ１の設定方法について説明する。スイッチング電源装置１０１は、通常動作の際にも入力電圧変動、出力電流変動等の外乱を受ける。しかしながら、通常動作であるにもかかわらず外乱によってゲート信号Ｇ１及びスイッチ電圧Ｖ_ＳＷのパルス幅が固定幅Ｗ１に固定されることは避けなければならない。そのため、スイッチング電源装置１０１の制御系のトータルゲインのゼロクロス周波数Ｆzeroから固定幅Ｗ１を決めるようにする。

ゼロクロス周波数Ｆzeroが高ければ、制御系での応答が速くなり、スイッチング信号（ゲート信号Ｇ１）の変調量が大きくなる。一方、ゼロクロス周波数Ｆzeroが低ければ、制御系での応答が遅くなり、スイッチング信号（ゲート信号Ｇ１）の変調量が小さくなる。そこで、スイッチング電源装置１０１が用いられる各分野（車載分野、産業機械分野、民生機器分野など）においてそれぞれ適したゼロクロス周波数Ｆzeroを決定し、シミュレーションソフトウェアを利用して安定時におけるスイッチング信号（ゲート信号Ｇ１）の最大パルス幅を求める。

車載分野に用いるスイッチング電源装置１０１の一設定例として、ゼロクロス周波数Ｆzeroを１００ｋＨｚとし、入力電圧Ｖ_ＩＮを２０〜６０Ｖとし、出力電圧Ｖ_ＯＵＴを５Ｖとし、スイッチング周波数を２．１ＭＨｚとし、出力電流Ｉ_ＯＵＴを０〜１Ａとした場合について、ゼロクロス周波数Ｆzeroを２０ｋＨｚ刻み、入力電圧Ｖ_ＩＮを１０Ｖ刻みでスイッチング信号（ゲート信号Ｇ１）の最大パルス幅を求めると、図１２に示すようになる。図１３は、図１２に示したスイッチング信号の最大パルス幅の三次元プロットである。図１３に示す矢印の領域、すなわち境界面Ｆ１よりも上の領域で固定幅Ｗ１を設定すれば、通常動作であるにもかかわらず外乱によってゲート信号Ｇ１及びスイッチ電圧Ｖ_ＳＷのパルス幅が固定幅Ｗ１に固定されることを避けることができる。

しかしながら、図１２及び図１３では回路のバラツキなどを考慮していないので、例えば図１４に示すように境界面Ｆ１を２．２倍した境界面Ｆ２よりも上の領域で固定幅Ｗ１を設定することが望ましい。これにより、回路のバラツキなどがあっても、通常動作であるにもかかわらず外乱によってゲート信号Ｇ１及びスイッチ電圧Ｖ_ＳＷのパルス幅が固定幅Ｗ１に固定されることを避けることができる。

固定幅Ｗ１は一つの値にしてもよいが、入力電圧Ｖ_ＩＮ及び出力電圧Ｖ_ＯＵＴの少なくとも一つが変われば、許容されるゲート信号Ｇ１及びスイッチ電圧Ｖ_ＳＷの最大オンデューティが異なる（通常動作における許容されるゲート信号Ｇ１及びスイッチ電圧Ｖ_ＳＷの最大パルス幅が異なる）ので、固定幅Ｗ１の値を入力電圧Ｖ_ＩＮ及び出力電圧Ｖ_ＯＵＴの関数にしてもよい。この場合、タイミング制御回路１が、関数式を記憶する記憶部を有し関数式を用いた計算により固定幅Ｗ１の値を算出してもよく、固定幅Ｗ１の値と入力電圧Ｖ_ＩＮの値と出力電圧Ｖ_ＯＵＴの値との関係を示すデータテーブルを記憶する記憶部を有しデータテーブルを参照して固定幅Ｗ１の値を求めてもよい。

なお、入力電圧Ｖ_ＩＮ及び出力電圧Ｖ_ＯＵＴをリアルタイムにモニタリングして、固定幅Ｗ１の値を入力電圧Ｖ_ＩＮ及び出力電圧Ｖ_ＯＵＴに応じて変更することは余り現実的ではなく、想定した入力電圧Ｖ_ＩＮ及び出力電圧Ｖ_ＯＵＴの範囲で固定幅Ｗ１の値を求めることが好ましい。

例えば、上述した設定例のように出力電圧Ｖ_ＯＵＴが一つの値に設定されている場合には、固定幅Ｗ１の値を入力電圧Ｖ_ＩＮのみの関数にする。この場合、例えば複数設定されている固定幅Ｗ１の値の中から、入力電圧Ｖ_ＩＮとして利用するバッテリ電圧の種類に適した値を選択するようにすればよい。

また例えば、タイミング制御回路１に外付けされる抵抗の抵抗値などによって出力電圧Ｖ_ＯＵＴの設定値を複数の中から選択できるようになっている場合に、例えば複数設定されている固定幅Ｗ１の値の中から、出力電圧Ｖ_ＯＵＴの設定値に適した値を選択するようにすればよい。

ＮＯＲゲート１２は、ＯＲゲート１１の出力信号と、過電流検出回路８の出力信号ＯＣとの否定論理和演算を行い、その演算結果を出力する。過電流検出回路８は、下側ＭＯＳトランジスタＱ２を流れる電流が閾値を超えていると判定した場合に出力信号ＯＣをハイレベルにし、下側ＭＯＳトランジスタＱ２を流れる電流が閾値を超えていないと判定した場合に出力信号ＯＣをローレベルにする。出力信号ＯＣがハイレベルである期間が、過電流検出回路８によって過電流が検出されている期間となる。

Ｄフリップフロップ１３のデータ入力端子（Ｄ）にはハイレベルの一定信号ＲＥＧが供給され、Ｄフリップフロップ１３のクロックパルス端子（ＣＰ）にはオシレータ７から出力されるセット信号ＳＥＴが供給され、Ｄフリップフロップ１３のリセット端子（Ｒ）にはＮＯＲゲート１２の出力信号が供給される。Ｄフリップフロップ１３はセット信号ＳＥＴがハイレベルからローレベルに切り替わるタイミングでデータ入力端子（Ｄ）に入力されるデータ（一定信号ＲＥＧ）の値を保持する。Ｄフリップフロップ１３の出力端子（Ｑ）から出力される信号はアンプ１４によって増幅されてゲート信号Ｇ１となる。

図６は、図５に示すタイミング制御回路１の動作例を示すタイミングチャートである。図６は、時間ｔ０でスイッチング電源装置１０１が通常の過電流状態となり、その後通常の過電流状態が続いている場合の動作を示している。ここで、通常の過電流状態とは、スイッチング電源装置１０１の負荷が過負荷になることによってスイッチング電源装置１０１に過電流が流れる状態である。

時間ｔ０以降は通常の過電流状態が継続して出力電圧Ｖ_ＯＵＴが低下しているため、リセット信号ＲＥＳＥＴのパルスによってＤフリップフロップ１３が一度リセットされた以降はリセット信号ＲＥＳＥＴにパルスは発生しない。

過電流保護動作期間において、過電流検出回路８の出力信号ＯＣがハイレベルであるときは、Ｄフリップフロップ１３のリセット端子（Ｒ）にローレベルの信号が供給され続けるので、ゲート信号Ｇ１及びスイッチ電圧Ｖ_ＳＷはローレベルになる。

また過電流保護動作期間において、過電流検出回路８の出力信号ＯＣがローレベルであるときは、セット信号ＳＥＴの立ち下がりエッジによってＤフリップフロップ１３がセットされ固定幅信号ＦＷのパルスによってＤフリップフロップ１３がリセットされるので、ゲート信号Ｇ１及びスイッチ電圧Ｖ_ＳＷのパルス幅が固定幅Ｗ１に固定される。

したがって、過電流保護動作期間では、ゲート信号Ｇ１及びスイッチ電圧Ｖ_ＳＷのパルス幅が固定幅Ｗ１に固定されるとともにスイッチング周波数が通常動作時よりも低くなる。これにより、スイッチ電圧Ｖ_ＳＷのオンデューティを小さくすることができる。すなわち、スイッチング信号（ゲート信号Ｇ１）によって上側ＭＯＳトランジスタＱ１のオン／オフ動作を制御しながら過電流保護動作が行われる。

なお、図６では、過電流検出回路８の出力信号ＯＣがハイレベルである一つの連続した期間において、ゲート信号Ｇ１及びスイッチ電圧Ｖ_ＳＷのパルスが一つ間引かれているが、これはあくまで一例である。ゲート信号Ｇ１及びスイッチ電圧Ｖ_ＳＷのパルスが一つ間引かれただけでは、上側ＭＯＳトランジスタＱ１を流れる電流が閾値以下にならない場合には、例えば図７に示すようなタイミングチャートのように、過電流検出回路８の出力信号ＯＣがハイレベルである一つの連続した期間において、ゲート信号Ｇ１及びスイッチ電圧Ｖ_ＳＷのパルスが複数間引かれる。

＜過電流保護の第２実施例＞
上述した通り、過電流検出回路８は、下側ＭＯＳトランジスタＱ２を流れる電流が閾値を超えているか否かを判定する回路である。したがって、上述した過電流保護の第１実施例では、負荷が短絡したときに起こる過電流状態に対して過電流保護動作を行うことはできるものの、上側ＭＯＳトランジスタＱ１と下側ＭＯＳトランジスタＱ２の接続ノードが接地電位に短絡したときに起こる過電流状態に対して過電流保護動作を行うことができない。

ここで、上側ＭＯＳトランジスタＱ１と下側ＭＯＳトランジスタＱ２の接続ノードが接地電位に短絡したときに起こる過電流状態に対して過電流保護動作を行うことができるようにするためだけに、図１１に示す従来の過電流保護回路を追加することが考えられる。しかしながら、このような解決策では回路規模が大幅に大きくなってしまうため好ましくない。

そこで、過電流保護の第２実施例では、回路規模が大幅に大きくすることなく、上側ＭＯＳトランジスタＱ１と下側ＭＯＳトランジスタＱ２の接続ノードが接地電位に短絡したときに起こる過電流状態に対して過電流保護動作を行うことができるようにする。

図８は、過電流保護の第２実施例に係るタイミング制御回路１の要部構成を示す図である。図８に示す構成のタイミング制御回路１は、図５に示す構成のタイミング制御回路１に連続パルス検出回路１５及びシャットダウン回路１６を追加した構成である。

連続パルス検出回路１５は、Ｄフリップフロップ１３の出力信号を監視して、固定幅Ｗ１のパルスが通常動作時のスイッチング周波数で連続して発生しているか否かを判定する。

シャットダウン回路１６は、連続パルス検出回路１５の検出結果に応じて動作する。固定幅Ｗ１のパルスが通常動作時のスイッチング周波数で連続して発生していることが連続パルス検出回路１５によって検出されると、シャットダウン回路１６は、上側ＭＯＳトランジスタＱ１及び下側ＭＯＳトランジスタＱ２のスイッチング動作が停止して上側ＭＯＳトランジスタＱ１がオフ状態になるように、タイミング制御回路１の制御動作を停止させる。なお、タイミング制御回路１の制御動作停止以外の過電流保護を行ってもよい。例えば、固定幅Ｗ１のパルスが通常動作時のスイッチング周波数で連続して発生していることが連続パルス検出回路１５によって検出されると、スイッチング電源装置１０１と入力電圧Ｖ_ＩＮの供給元（例えばバッテリ）との電気的接続を遮断してもよい。この場合も上側ＭＯＳトランジスタＱ１及び下側ＭＯＳトランジスタＱ２のスイッチング動作が停止して上側ＭＯＳトランジスタＱ１がオフ状態になる。

通常の過電流状態に対する過電流保護動作は、上述した過電流保護の第１実施例と同様であるため説明を省略する。以下、上側ＭＯＳトランジスタＱ１と下側ＭＯＳトランジスタＱ２の接続ノードが接地電位に短絡したときに起こる過電流状態に対する過電流保護動作について説明する。

図９は、図８に示すタイミング制御回路１の動作例を示すタイミングチャートである。図９は、時間ｔ２で上側ＭＯＳトランジスタＱ１と下側ＭＯＳトランジスタＱ２の接続ノードが接地電位に短絡し、当該短絡による過電流状態がその後続いている場合の動作を示している。

過電流検出回路８は、下側ＭＯＳトランジスタＱ２を流れる電流が閾値を超えているか否かを判定する。したがって、図９において出力信号ＯＣはローレベルに保持される。

また、時間ｔ１以降は上側ＭＯＳトランジスタＱ１と下側ＭＯＳトランジスタＱ２の接続ノードが接地電位に短絡したときに起こる過電流状態が続いているため、リセット信号ＲＥＳＥＴにパルスは発生しない。

その結果、時間ｔ１以降にＤフリップフロップ１３の出力信号Ｖ１３において固定幅Ｗ１のパルスが通常動作時のスイッチング周波数で２回連続して発生し、時間ｔ２においてタイミング制御回路１の制御動作が停止する。すなわち、時間ｔ２において上側ＭＯＳトランジスタＱ１のオン／オフ動作を停止させる過電流保護動作が行われる。

なお、上述した実施例では、固定幅Ｗ１のパルスが通常動作時のスイッチング周波数で連続して発生したことを検出した場合に、スイッチング信号（ゲート信号Ｇ１）のデューティ比が正常な変調範囲外である過電流状態であると判断しているが、より一般化して、固定幅Ｗ１のパルスが通常動作時のスイッチング周期（スイッチング周波数の逆数）がｍ周期以内でｎ回（ただしｎはｍ以下の自然数）以上発生していることを検出した場合に、スイッチング信号（ゲート信号Ｇ１）のデューティ比が正常な変調範囲外である過電流状態であると判断してもよい。ｍ及びｎの各値を適切に設定し、スイッチング信号（ゲート信号Ｇ１）のデューティ比が正常な変調範囲内である過電流状態を、スイッチング信号（ゲート信号Ｇ１）のデューティ比が正常な変調範囲外である過電流状態であると誤検出しないようにすればよい。固定幅Ｗ１のパルスが通常動作時のスイッチング周期（スイッチング周波数の逆数）がｍ周期以内でｎ回（ただしｎはｍ以下の自然数）以上発生していることを検出することは、スイッチング信号（ゲート信号Ｇ１）のデューティ比の異常値を検出していることに他ならない。

＜他の全体構成＞
図１５は、電圧モード制御型スイッチング電源装置（電圧モード制御型スイッチングレギュレータ）の全体構成例を示す図である。なお、図１５において図１及び図８と同一の部分には同一の符号を付し、詳細な説明を適宜省略する。本構成例のスイッチング電源装置１０２は、入力電圧を降圧する降圧動作を行う電圧モード制御型スイッチング電源装置であって、タイミング制御回路１と、上側ＭＯＳトランジスタＱ１と、下側ＭＯＳトランジスタＱ２と、インダクタＬ１と、出力コンデンサＣ１と、分圧抵抗Ｒ１及びＲ２と、エラーアンプ２と、基準電圧源３と、コンパレータ６と、オシレータ７と、ランプ回路９と、異常検出回路１０と、アンプ１４と、シャットダウン回路１６と、を備える。

タイミング制御回路１と上側ＭＯＳトランジスタＱ１のゲートとの間にはドライバとして機能するアンプ１４が設けられている。タイミング制御回路１から出力されるタイミング制御信号はアンプ１４によって増幅され、スイッチング信号（ゲート信号Ｇ１）となって上側ＭＯＳトランジスタＱ１のゲートに供給される。図示していないが、タイミング制御回路１と下側ＭＯＳトランジスタＱ２のゲートとの間にも同様にドライバが設けられている。なお、図１に示すスイッチング電源装置１０１についても同様のドライバを設けるとよい。

ランプ回路９は、入力電圧Ｖ_ＩＮに応じた傾きのランプ電圧を生成して出力する。コンパレータ６は、ランプ回路９から出力されるランプ電圧と誤差信号Ｖ_ＥＲＲを比較して比較信号であるリセット信号ＲＥＳＥＴを生成する。ランプ回路９は、入力電圧Ｖ_ＩＮが変動した場合にランプ電圧の傾きをフィードフォワード制御して誤差信号Ｖ_ＥＲＲの変動を抑えている。

異常検出回路１０は、タイミング制御回路１からアンプ１４に出力されるタイミング制御信号のデューティ比を監視し、タイミング制御信号のデューティ比（オンデューティ）が所定値を超えている場合に、スイッチング信号（ゲート信号Ｇ１）のデューティ比が正常な変調範囲外である異常状態であると判断する。

シャットダウン回路１６は、異常検出回路１０の判断結果に応じて動作する。スイッチング信号（ゲート信号Ｇ１）のデューティ比が正常な変調範囲外である異常状態であると異常検出回路１０によって判断された場合、シャットダウン回路１６は、上側ＭＯＳトランジスタＱ１及び下側ＭＯＳトランジスタＱ２のスイッチング動作が停止するように、タイミング制御回路１の制御動作を停止させる。なお、タイミング制御回路１の制御動作停止以外の異常保護を行ってもよい。例えば、スイッチング信号（ゲート信号Ｇ１）のデューティ比が正常な変調範囲外である異常状態であると異常検出回路１０によって判断された場合に、スイッチング電源装置１０２と入力電圧Ｖ_ＩＮの供給元（例えばバッテリ）との電気的接続を遮断してもよい。この場合も上側ＭＯＳトランジスタＱ１及び下側ＭＯＳトランジスタＱ２のスイッチング動作が停止する。

なお、スイッチング電源装置１０２では異常検出回路１０がタイミング制御回路１からアンプ１４に出力されるタイミング制御信号のデューティ比を監視したが、図１６に示すスイッチング電源装置１０３のように異常検出回路１０がスイッチング信号（ゲート信号Ｇ１）のデューティ比を監視してもよく、図１７に示すスイッチング電源装置１０４のように異常検出回路１０が誤差信号Ｖ_ＥＲＲの値を監視してもよい。誤差信号Ｖ_ＥＲＲはスイッチング信号（ゲート信号Ｇ１）を生成するために用いられる制御信号であって、誤差信号Ｖ_ＥＲＲの値とスイッチング信号（ゲート信号Ｇ１）のデューティ比とには相関があるため、タイミング制御信号或いはスイッチング信号（ゲート信号Ｇ１）のデューティ比の代わりに誤差信号Ｖ_ＥＲＲの値を監視しても同様の異常保護を実現することができる。

＜用途＞
次に、先に説明したスイッチング電源装置１０１〜１０４の用途例について説明する。図１０は、車載機器を搭載した車両の一構成例を示す外観図である。本構成例の車両Ｘは、車載機器Ｘ１１〜Ｘ１７と、これらの車載機器Ｘ１１〜Ｘ１７に電力を供給するバッテリ（不図示）と、を搭載している。

車載機器Ｘ１１は、エンジンに関連する制御（インジェクション制御、電子スロットル制御、アイドリング制御、酸素センサヒータ制御、及び、オートクルーズ制御など）を行うエンジンコントロールユニットである。

車載機器Ｘ１２は、ＨＩＤ［high intensity discharged lamp］やＤＲＬ［daytime running lamp］などの点消灯制御を行うランプコントロールユニットである。

車載機器Ｘ１３は、トランスミッションに関連する制御を行うトランスミッションコントロールユニットである。

車載機器Ｘ１４は、車両Ｘの運動に関連する制御（ＡＢＳ［anti-lock brake system］制御、ＥＰＳ［electric power Steering］制御、電子サスペンション制御など）を行うボディコントロールユニットである。

車載機器Ｘ１５は、ドアロックや防犯アラームなどの駆動制御を行うセキュリティコントロールユニットである。

車載機器Ｘ１６は、ワイパー、電動ドアミラー、パワーウィンドウ、電動サンルーフ、電動シート、及び、エアコンなど、標準装備品やメーカーオプション品として、工場出荷段階で車両Ｘに組み込まれている電子機器である。

車載機器Ｘ１７は、車載Ａ／Ｖ［audio/visual］機器、カーナビゲーションシステム、及び、ＥＴＣ［Electronic Toll Collection System］など、ユーザの任意で車両Ｘに装着される電子機器である。

なお、先に説明したスイッチング電源装置１０１〜１０４は、車載機器Ｘ１１〜Ｘ１７のいずれにも組み込むことが可能である。

＜その他の変形例＞
なお、本発明の構成は、上記実施形態のほか、発明の主旨を逸脱しない範囲で種々の変更を加えることが可能である。

例えば、上記実施形態では、降圧型スイッチングレギュレータを例に挙げて説明を行ったが、本発明の適用対象はこれに限定されるものではなく、スイッチングレギュレータ全般に適用することも可能である。

このように、上記実施形態は、全ての点で例示であって、制限的なものではないと考えられるべきであり、本発明の技術的範囲は、上記実施形態の説明ではなく、特許請求の範囲によって示されるものであり、特許請求の範囲と均等の意味及び範囲内に属する全ての変更が含まれると理解されるべきである。

本発明は、あらゆる分野（家電分野、自動車分野、産業機械分野など）で用いられるスイッチングレギュレータに利用することが可能である。

１ タイミング制御回路
２ エラーアンプ
３ 基準電圧源
４ 電流検出回路
５ スロープ回路
６ コンパレータ
７ オシレータ
８ 過電流検出回路
９ ランプ回路
１０ 異常検出回路
１１ ＯＲゲート
１２ ＮＯＲゲート
１３ Ｄフリップフロップ
１４ アンプ
１５ 連続パルス検出回路
１６ シャットダウン回路
１０１〜１０４ スイッチング電源装置
Ｃ１ 出力コンデンサ
Ｃ２、Ｃ３ コンデンサ
ＣＳ１ 電流源
ＣＳ２ 定電流源
Ｌ１ インダクタ
Ｑ１ 上側ＭＯＳトランジスタ
Ｑ２ 下側ＭＯＳトランジスタ
Ｑ３〜Ｑ１０ トランジスタ
Ｒ１、Ｒ２ 分圧抵抗
Ｒ３〜Ｒ６ 抵抗
Ｓ１〜Ｓ４ スイッチ
Ｘ 車両
Ｘ１１〜Ｘ１７ 車載機器

Claims (10)

1. 第１端が入力電圧の印加される第１印加端に接続された第１スイッチと、第１端が前記第１スイッチの第２端に接続されて第２端が前記入力電圧よりも低い電圧の印加される第２印加端に接続された第２スイッチと、前記第２スイッチの第１端と第２端間の電位差に基づき前記第２スイッチを流れる過電流を検出する過電流検出部と、を備えるスイッチングレギュレータに用いられ、前記第１スイッチのオン／オフ動作を制御するためのスイッチング信号を生成するスイッチングレギュレータ制御回路であって、
   前記スイッチング信号のデューティ比、又は、前記スイッチング信号を生成するために用いられる制御信号が有する前記デューティ比と相関のある変数に基づいて、前記デューティ比が正常な変調範囲外である異常状態を検出する異常状態検出部と、
   前記異常状態が前記異常状態検出部によって検出されると、前記第１スイッチのスイッチングを停止させて前記第１スイッチをオフ状態にする異常保護部と、
   を備え、
   前記スイッチングレギュレータ制御回路は、前記スイッチング信号のパルス幅の上限を固定幅に制限し、
   前記スイッチングレギュレータ制御回路は、前記過電流検出部によって過電流が検出されている期間中は前記スイッチング信号にパルスを発生させないようにし、
   前記異常状態検出部は、前記過電流検出部によって過電流が検出されていない一の連続した期間において、前記スイッチング信号に前記固定幅のパルスが通常動作時のスイッチング周期がｍ周期以内でｎ回（ただしｎはｍ以下の自然数）以上発生している場合に前記異常状態を検出する、
   ことを特徴とするスイッチングレギュレータ制御回路。
2. 前記デューティ比が正常な変調範囲とは、前記スイッチングレギュレータ制御回路を有するスイッチングレギュレータの動作時において想定されうる外乱に対する応答として表れる前記デューティ比の変調範囲を示している請求項１に記載のスイッチングレギュレータ制御回路。
3. 前記固定幅の値が複数設定されており、複数設定の中から任意に選択することができる請求項１又は請求項２に記載のスイッチングレギュレータ制御回路。
4. 前記固定幅の値が、前記スイッチングレギュレータ制御回路を有する前記スイッチングレギュレータの前記入力電圧及び出力電圧の少なくとも一つの関数である請求項１〜３のいずれか一項に記載のスイッチングレギュレータ制御回路。
5. 第１端が入力電圧の印加される第１印加端に接続された第１スイッチと、
   第１端が前記第１スイッチの第２端に接続されて第２端が前記入力電圧よりも低い電圧の印加される第２印加端に接続された第２スイッチと、
   前記第２スイッチを流れる電流を検出する電流検出部と、
   前記第２スイッチを流れる過電流を検出する過電流検出部と、
   前記電流検出部によって検出された電流に応じて前記第１スイッチ及び前記第２スイッチを制御する制御部と、
   第１端が前記第１スイッチの第２端及び前記第２スイッチの第１端に接続されたインダクタと、
   を備え、
   前記制御部は、前記第１スイッチがオフ状態である間の所定期間に前記電流検出部によって検出された電流の情報を蓄積して、蓄積された電流の情報に基づいたスロープ電圧を生成するスロープ電圧生成部を有し、前記スロープ電圧に応じて前記第１スイッチ及び前記第２スイッチを制御し、
   前記スロープ電圧に応じて前記第１スイッチ及び前記第２スイッチを制御したままでは前記第１スイッチ及び前記第２スイッチのオン／オフ動作を制御するためのスイッチング信号に発生するパルスのパルス幅が固定幅を超える場合には、前記スイッチング信号に発生するパルスのパルス幅を前記固定幅に制限し、
   前記過電流検出部によって過電流が検出されている期間中は前記スイッチング信号にパルスを発生させないようにし、前記スイッチング信号に前記固定幅のパルスが通常動作時のスイッチング周波数で連続して発生している場合に前記第１スイッチのオン／オフ動作を停止させ前記第１スイッチをオフ状態にすることを特徴とする電流モード制御型スイッチング電源装置。
6. 前記制御部は、
   前記電流モード制御型スイッチング電源装置の出力電圧に応じた電圧と基準電圧との差分に応じた誤差信号を生成するエラーアンプと、
   前記スロープ電圧と前記誤差信号を比較して比較信号であるリセット信号を生成するコンパレータと、
   所定周波数のクロック信号であるセット信号を生成するオシレータと、
   前記セット信号と前記リセット信号に応じて前記第１スイッチのオン／オフ及び前記第２スイッチのオン／オフを制御するタイミング制御回路と、
   を有する請求項５に記載の電流モード制御型スイッチング電源装置。
7. 前記固定幅の値は、前記入力電圧及び前記電流モード制御型スイッチング電源装置の出力電圧の関数である請求項５または請求項６に記載の電流モード制御型スイッチング電源装置。
8. 前記第２スイッチがＭＯＳトランジスタであって、
   前記電流検出部が前記ＭＯＳトランジスタのオン抵抗の両端電圧を用いて前記第２スイッチを流れる電流を検出し、
   前記過電流検出部が前記ＭＯＳトランジスタのオン抵抗の両端電圧を用いて前記第２スイッチを流れる過電流を検出する請求項５〜請求項７のいずれか一項に記載の電流モード制御型スイッチング電源装置。
9. 請求項１〜請求項４のいずれか一項に記載のスイッチングレギュレータ制御回路と、前記スイッチングレギュレータ制御回路から出力されるスイッチング信号によってオン／オフ制御されるスイッチング素子と、を備えるスイッチングレギュレータ、又は、
   請求項５〜請求項８のいずれか一項に記載の電流モード制御型スイッチング電源装置
   を備えることを特徴とする車載機器。
10. 請求項９に記載の車載機器と、
    前記車載機器に電力を供給するバッテリと、
    を備えることを特徴とする車両。