JP6817775B2 - 補正装置、補正方法及び磁気共鳴画像装置 - Google Patents

補正装置、補正方法及び磁気共鳴画像装置 Download PDF

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Description

本発明の実施形態は、補正装置、補正方法及び磁気共鳴画像装置に関する。
ＭＲＩ（Magnetic Resonance Imaging：磁気共鳴画像）装置においては、撮像したい断面位置の指定と断面内の位置情報を得るために、人体のＸＹＺの３軸に傾斜磁場（場所によって磁場強度が異なる磁場のこと。）を与えている。ＭＲＩ装置の画質向上のために、傾斜磁場の磁場強度を向上することと傾斜磁場をパルス状に高速駆動することが行われている。そのため、傾斜磁場を生成するコイルには、数百Ｈｚで数百アンペア（Ａ）という電流を流している。このように磁場が時間的かつ高速に変化する場合、コイル近くに存在する導体部に渦電流を発生させる。この渦電流により傾斜磁場を歪めてしまい画質を劣化させることになる。
画質の劣化を防止するため、渦電流による磁場の歪みを補正する電流制御を要する。補正方法として例えば、傾斜磁場コイルから漏れた磁場を補正する補正コイルを傾斜磁場コイルの外側に配置し、補正コイルに流れる電流を時間的に変化させて渦電流による影響の補正を行う方法がある。この場合、補正コイルを新たに配置する必要があるためコストが高くなることと、渦電流を発生させる導体部の温度が変化すると補正コイルに流す電流を変えなければならない。
また、設置時にＭＲＩ内部にファントムを置き、傾斜磁場コイルの電流をステップ状に０に変化させた時のＮＭＲ（Nuclear Magnetic Resonance：核磁気共鳴）信号を計測することで、適切な時定数を持った固定フィルタを設計し補正する方法がある。しかし、このような固定フィルタを用いた方法では、渦電流による磁場の歪みを完全に補正することが困難であった。
特開２０００−２６２４８５号公報 特開２０１４−４５７７５号公報
発明が解決しようとする課題は、傾斜磁場コイルの電流及び電圧値から渦電流を推定することにより、渦電流による磁場の歪みをタイムリーに補正できる補正装置、補正方法及びＭＲＩ装置を提供することである。
実施形態の補正装置は、コイルと、前記コイルの近傍に位置する導体部とを備える装置に用いられ、前記コイルに電流が流れる場合に前記導体部が生じる磁場の影響を補正する補正装置であって、前記コイルの第１の信号を測定する第１の測定部と、前記コイルの前記第１の信号とは異なる第２の信号を測定する第２の測定部と、前記第１の信号を第１のフィルタでフィルタリングし、前記第２の信号を第２のフィルタでフィルタリングし、前記フィルタリングされた前記第１の信号と前記第２の信号との差分に基づいて前記コイルに作用する前記導体部の磁場の影響を推定し、その推定結果に基づいて前記コイルに電流を流すための指令信号を制御する制御部と、を備える。
また、実施形態の補正方法は、コイルと、前記コイルの近傍に位置する導体部とを備える装置に用いられ、前記コイルに電流が流れる場合に前記導体部が生じる磁場の影響を補正する補正装置のおける補正方法であって、前記コイルの第１の信号を測定し、前記コイルの前記第１の信号とは異なる第２の信号を測定し、前記第１の信号を第１のフィルタでフィルタリングし、前記第２の信号を第２のフィルタでフィルタリングし、前記フィルタリングされた第１の信号と第２の信号との差分に基づいて前記コイルに作用する前記導体部の磁場の影響を推定し、前記推定結果に基づいて前記コイルに電流を流すための指令信号を制御する。
また、実施形態の磁気共鳴画像装置は、前記補正装置と、ガントリと画像生成装置の少なくとも一方を含む。
第１の実施形態にかかる補正装置の一例を示す図である。 渦電流の影響を考慮した傾斜磁場コイルと導体部の線形モデルを示す図である。 Ｍ１２ｉ２の推定の流れの一例を示すブロック線図である。 周波数帯域を制限するための制御構成の一例を示すブロック線図である。 制御部の電流指令値を補正するための制御構成の一例を示すブロック線図である。 電流指令値と傾斜磁場コイルを流れる電流との比較を示す図である。 電流指令値にゲインかけた波形と鎖交磁束の比較を示す図である。 第１の実施形態にかかる渦電流の影響を推定した場合の電流指令値と傾斜磁場コイルを流れる電流の比較を示す図である。 電流指令値にゲインをかけた波形と鎖交磁束の比較を示す図である。 磁場解析手法を用いて作成されたモデルを示す図である。 渦電流の補正有りの場合と無しの場合の磁束密度の計算結果の比較を示す図である。 実験装置の構成の一例を示す図である。 実験装置で用いた電流指令値を補正するための制御構成を示すブロック線図である。 傾斜磁場コイルの上部にアルミ板またはＳＵＳ３０３板（厚み２０ｍｍ）を置いた時の磁束密度と傾斜磁場コイル電流の測定結果を示す図である。 図１４に本実施形態にかかる補正装置の渦電流の補正を行った場合の測定結果を示す図である。 第２の実施形態にかかる補正装置の一例を示す図である。 ＭＲＩ装置の構成を示す図である。
以下、図面を参照して実施形態にかかる補正装置について説明する。同じ符号が付されているものは同様のものを示す。なお、図面は模式的または概念的なものであり、各部分の厚みと幅との関係や部分間の大きさの比係数などは、必ずしも現実のものと同一とは限らない。また、同じ部分を表す場合であっても、図面により互いの寸法や比係数が異なって表される場合もある。
（第１の実施形態）
第１の実施形態について図１乃至図５を参照して説明する。
図１は、第１の実施形態にかかる補正装置１の一例を示す図である。補正装置１は、コイルとコイルの近傍に導体部を備える装置に用いられる。例えば、ＭＲＩ（Magnetic Resonance Imaging：磁気共鳴画像）装置のような傾斜磁場コイルとその近傍に導体板（導体部とも称する。）を有するような装置である。ＭＲＩ装置では、傾斜磁場コイルに電流が流れると導体板内に渦電流が生じる。この渦電流が発生する磁場は、傾斜磁場コイルが発する磁場に影響を与えるため、補正装置１は、傾斜磁場コイルに生じる渦電流の影響を推定して電流指令値を補正するように構成されている。
図１に示すように第１の実施形態にかかる補正装置１は、目標の電流指令値を指令するための指令部１００と、傾斜磁場コイル１１０の電圧信号と電流信号から渦電流の影響を推定し、指令部１００から与えられる目標の電流指令値に対してフィードバック制御した制御指令信号を作成し、制御指令信号に基づいたＰＷＭ（Pulse Width Modulation）信号を出力する制御部２と、傾斜磁場コイル１１０とを備える。
また、渦電流の影響を推定するために、傾斜磁場コイル１１０のコイル端の電圧信号（第１の信号とも称する。）と電流信号（第２の信号とも称する。）を測定する電圧計３（電圧センサ）及び電流計４（電流センサ）と、測定した電圧信号と電流信号をＡ／Ｄ変換して制御部２にフィードバックするＡ／Ｄ変換部５と、を設ける。
指令部１００は、エンコーダー情報等を演算して指令値を作成する。この実施形態では、指令値は電流値で与えられる。指令部１００は、コンピュータのＤＳＰ（Digital Signal Processor）やＣＰＵ（Central Processing Unit：中央演算処理装置）にあたる。指令値は、電流値に限定されず電圧値等であっても良い。指令値は、指令信号とも称され、電圧値及び電流値は、電圧信号及び電流信号とも称される。また、指令部１００は、本実施形態にかかる補正装置１の必須の構成要素ではなく、外部から入力されても良い。
制御部２は、演算部２１と、生成部２２と、多段ブリッジ回路２３と、ＬＰＦ２４（Low Pass Filter）と、を有する。制御部２は、指令部１００から入力された電流指令値から渦電流の影響を除去した制御指令信号を作成して、制御指令信号に基づいたＰＷＭ信号を出力する。
演算部２１は、電圧計３及び電流計４で測定された信号に基づいて渦電流の影響を推定し、制御指令信号を作成する。演算部２１は、例えばマイクロプロセッサやＭＣＵ（Micro Control Unit）やＣＰＵ等である。
生成部２２は、制御指令信号とキャリア信号（搬送波）に基づきスイッチング素子のＯｎ／Ｏｆｆを制御するためのゲート信号を生成する。キャリア信号とは、変調の行われていない基準信号である。変調とは、信号を伝える為にキャリア信号を変化させることであり、キャリア波を変化させる方法には、周波数を変化させる周波数変調、振幅を変化させる振幅変調や位相を変化させる位相変調等がある。キャリア信号（搬送波）は、三角波やのこぎり波として表され、外部に設けられた発振器（図示しない）等により与えられる。生成部２２では、キャリア信号を制御指令信号と比較することにより、例えばキャリア信号が制御指令信号より高い場合に“１”を出力し、キャリア信号が制御指令信号より低い場合に“０”の信号となるようなゲート信号を生成する。スイッチング素子のＯｎ／Ｏｆｆ制御は、この“０”、“１”の信号により制御される。例えば、ゲート信号が“０”の場合は、スイッチング素子をＯｆｆとし、ゲート信号が“１”の場合はスイッチング素子をＯｎとする。キャリア信号と制御指令信号の比較は、生成部２２の比較器（図示しない）等で行われる。
多段ブリッジ回路２３は、例えばブリッジ回路を有するインバータ回路を直列に複数接続した回路である。ブリッジ回路は、複数のスイッチング素子を有し、スイッチング素子のそれぞれに還流ダイオードが並列に接続される。スイッチング素子としてＩＧＢＴ（Insulated Gate Bipolar Transistor：絶縁ゲートバイポーラトランジスタ）などの半導体デバイスを用いる場合は、電流を順方向にしか流すことができないため、逆方向にも電流が流れるように還流ダイオードを各素子に並列に接続するのが一般的である。スイッチング素子は、ＩＧＢＴ以外にも、ＭＯＳＦＥＴ（Metal-Oxide Semiconductor Field Effect Transistor）を用いても良い。ＭＯＳＦＥＴは還流ダイオードを内蔵するため、還流ダイオードの特性を備えている。多段ブリッジ回路２３は、電源と接続され、ゲート信号に基づいて各スイッチング素子を動作することによりＰＷＭ信号を出力する。
ＬＰＦ２４は、多段ブリッジ回路２３に接続される。ＬＰＦ２４は、２つのコンデンサ（Ｃ）と２つのコイル（Ｌ）で構成される。ＬＰＦ２４の構成は、これに限定されず、コンデンサ（Ｃ）と抵抗（Ｒ）を有する回路で構成されても良いし、コイル（Ｌ）、コンデンサ（Ｃ）と抵抗（Ｒ）を有する回路で構成されても良い。また、単一のコンデンサ（Ｃ）とコイル（Ｌ）から構成されても良い。制御部２は、ＬＰＦ２４を含む構成として説明するが、ＬＰＦ２４は必須の構成ではなくＬＰＦ２４が無い場合も含む。
電圧計３（電圧センサ）は、傾斜磁場コイル１１０のコイル端の電圧信号を測定する。電流計４（電流センサ）は、傾斜磁場コイル１１０の電流信号を測定する。電流測定には、主に電流センサを用いるが、電流センサは、例えば、軟磁性のコアに測定対象となる電線を巻きつけるため、電線の巻きつけによるインダクタンスが発生する。インダクタンスの影響が電圧信号に及ばないように、傾斜磁場コイル１１０端の電圧信号の測定は、電流センサと傾斜磁場コイル１１０の間で行うのが良い。
電圧計３と電流計４で測定された電流信号と電圧信号は、Ａ／Ｄ変換部５で変換され、制御部２に出力される。
傾斜磁場コイル１１０は、例えば、ＭＲＩ装置等に用いられ、傾斜磁場を生成するためのコイルである。これにより空間的に線形な磁場を生成することができる。また、傾斜磁場コイル１１０は、本実施形態にかかる補正装置１の必須の構成要素ではない。傾斜磁場コイル１１０は、傾斜磁場を作成するコイルに限定されず、回転電機等に用いられるコイルも含む。
次に、本実施形態にかかる補正装置１の渦電流の推定方法について詳しく説明する。
補正装置１の渦電流の推定は、制御部２内の演算部２１で行われる。
図２は、渦電流の影響を考慮した傾斜磁場コイルと導体部の線形モデルを示す図である。図２に示すように、渦電流の影響を考慮した傾斜磁場コイルを、漏れ磁束のある変圧器の単純な線形モデルで表している。また、傾斜磁場コイルの周辺に位置する導体部の渦電流の影響をインダクタンスと抵抗で表す。導体部とは、金属板等であり、アルミニウムやＳＵＳ３００系等の材料が該当する。Ｌ１、Ｒ１、ｉ１は、傾斜磁場コイルのインダクタンス、抵抗、電流を示す。Ｌ２、Ｒ２、ｉ２は、導体部のインダクタンス、抵抗、渦電流を示す。図２のモデルの回路方程式は、以下の式（１）で表される。
渦電流ｉ２の時定数は、導体部のインダクタンスＬ２及び抵抗Ｒ２で調整される。また、Ｍ１２は、導体部と傾斜磁場コイルとの相互インダクタンスを表しており、結合係数ｋ１２を用いて以下の式（２）で表される。
結合係数ｋ１２の値が1に近いと傾斜磁場コイルと導体部が接近しており渦電流の影響は大きい。結合係数ｋ１２が０に近いと傾斜磁場コイルと導体部は離れており渦電流の影響は小さい。例えば、ＭＲＩ装置における磁束を線形モデルにおける鎖交磁束Φとして、以下の式（３）で表す。
傾斜磁場コイルと導体部が離れており渦電流の影響が小さい場合は、相互インダクタンスＭ１２≒０となる。この時の鎖交磁束は、傾斜磁場コイルに流れる電流に比例して生成される。導体部が傾斜磁場コイルに近く渦電流の影響が大きい場合は、Ｍ１２≒１となる。この時の鎖交磁束は、渦電流の影響でコイル電流に比例しなくなる。
式（３）から所望の鎖交磁束を生成するためにＭ１２ｉ２を推定できれば、インダクタンスＬ１は既知であり、ｉ１は測定可能なので鎖交磁束Φを推定できる。鎖交磁束Φを制御部２でフィードバック制御することにより指令値に比例した鎖交磁束を得る。
次に、制御部２でのＭ１２ｉ２の推定について詳しく説明する。
式（１）の回路方程式から以下の式（４）が導かれる。
式（４）が示すように、傾斜磁場コイル端の電圧信号ｖ１とコイル電流信号ｉ１は、電圧計３及び電流計４により測定でき、インダクタンスＬ１と抵抗Ｒ１は既知なので、Ｍ１２ｄｉ２／ｄｔが推定される。Ｍ１２ｉ２は、推定したＭ１２ｄｉ２／ｄｔを積分することにより得られる。
図３は、Ｍ１２ｉ２の推定の一例を示すブロック線図である。
傾斜磁場コイル１１０の端子間には、電圧信号を測定する電圧計３と、傾斜磁場コイル１１０に流れる電流の電流信号を測定する電流計４を備える。また、傾斜磁場に流れる電流の電流信号をフィルタリングするフィルタを有し、電圧計３、電流計４及びフィルタを用いて得られたデータから推定されるＭ１２ｄｉ２／ｄｔを積分してＭ１２ｉ２を得る積分器２５（積分回路）を備える。Ｃは、フィードバック制御器である。Ｃは、生成部２２、多段ブリッジ回路２３、ＬＰＦ２４の機能を含んでおり制御指令信号（後述する図５）に基づいたＰＷＭ信号を出力する。Ｇ１は、傾斜磁場コイル１１０である。フィルタリングとは、特定の周波数帯域以外の信号を除却して、特定の周波数帯域の信号のみを残すことである。周波数帯域は、例えば、特定の周波数と周波数の幅として設定しても良いし、特定の周波数以上あるいは特定の周波数以下として設定しても良い。
図３に示すように、フィルタ（Ｌ１ｓ＋Ｒ１）が式（４）の右辺の括弧内に対応する。Ｍ１２ｄｉ２／ｄｔを推定するために傾斜磁場コイル１１０に流れる電流の電流信号ｉ１をフィルタ（Ｌ１ｓ＋Ｒ１）の中に入れているが、このフィルタは分子の次数が分母の次数より大きいため実現することができない。よって、Ｍ１２ｄｉ２／ｄｔを推定するための周波数帯域を制限する。
図４は、周波数帯域を制限するための制御構成の一例を示すブロック線図である。周波数帯域を制限するフィルタのカットオフ周波数ωは指令値の周波数帯域より高く設定する。これにより、例えばＭＲＩ装置内部の制御プロセッサに実装できる。図４に示すように、演算部２１は、周波数帯域を制限するために、高周波成分をフィルタリングするローパスフィルタ２６であるω／（ｓ＋ω）と、低周波数成分をフィルタリングするハイパスフィルタ２７であるω（Ｌ１ｓ＋Ｒ１）／（ｓ＋ω）を有する。傾斜磁場コイル１１０のコイル端の電圧信号ｖ１は、ローパスフィルタ２６でフィルタリングされる。傾斜磁場コイルを流れる電流の電流信号ｉ１は、ハイパスフィルタ２７でフィルタリングされる。フィルタリングされたｖ１とｉ１の差分から推定されるＭ１２（ω／（ｓ＋ω））・ｄｉ２／ｄｔは、積分器２５で積分される。これにより、Ｍ１２ｉ２（ω／（ｓ＋ω））が推定される。傾斜磁場コイル１１０を流れるコイル電流の電流信号ｉ１は、電流指令値にフィードバックされる。
推定されたＭ１２ｉ２（ω／（ｓ＋ω））を用いて電流指令値を補正する。
図５は、制御部２での電流指令値を補正するための制御構成の一例を示すブロック線図である。
図５は、渦電流による影響を推定して電流指令値をオンラインで補正する。図５のブロック線図は、図４の構成に、更に積分器２５の出力に対してゲインをかけるゲイン調整器２８を有する。ゲイン調整器２８は、積分器２５の出力に１／Ｌ１を乗じた補正電流を求める。ゲイン調整器２８から出力される渦電流の補正電流は、電流指令値にフィードバックされる。つまり、電流指令値から渦補正電流と傾斜磁場コイル１１０を流れる電流信号を減じた信号を電流指令値に加えて制御指令信号を得ている。傾斜磁場コイル１１０のコイル端電圧と電流を測定することにより、渦電流の時定数をタイムリーに推定することができる。これらの、渦電流の推定計算は、制御部２内の演算部２１で行われる。また、これらの推定計算は、演算部２１のみではなく、指令部１００で計算されても良い。また、演算部２１は、制御部２の外部にあっても良い。
次に、本実施形態にかかる補正装置の電流指令値の補正を行った場合のシミュレーション結果について説明する。シミュレーションでは、渦電流の影響を考慮した傾斜磁場コイルの線形モデル（図２）について図５に示す補正をした場合の鎖交磁束を計算した。傾斜磁場コイルのパラメータとして、インダクタンスをＬ１＝０．５×１０−３Ｈ、抵抗Ｒ１＝８．３Ω、導体部のパラメータとして、インダクタンスをＬ２＝０．５×１０−５Ｈ、抵抗をＲ２＝７．５×１０−３Ω、結合係数をｋ＝０．６とした。本実施形態にかかる電流指令値の補正を行わないで、傾斜磁場コイル電流を電流指令値に追従させた場合の電流指令値にゲインをかけた値と鎖交磁束の計算結果を図６及び図７示す。図６は、電流指令値と傾斜磁場コイル電流との比較を示す図である。電流指令値が実線、傾斜磁場コイル電流が破線である。傾斜磁場コイル電流は、電流指令値に良く追従している。図７は、電流指令値にゲインかけた波形と鎖交磁束の比較を示す図である。電流指令値にゲインをかけた波形が実線、鎖交磁束が破線である。鎖交磁束は、渦電流の影響により電流指令値と大きく異なっているのが分かる。この場合、渦電流の影響により所望の傾斜磁場が生成できないためＭＲＩの画像が歪んでしまう。
これに対して、本実施形態にかかる補正装置の電流指令値の補正を行った場合の結果を図８及び図９に示す。図８は、本実施形態にかかる渦電流の影響を推定した場合の電流指令値と傾斜磁場コイル電流の比較を示す図である。電流指令値が実線、傾斜磁場コイル電流が破線である。電流指令値と傾斜磁場コイル電流は、良く追従している。図９は、電流指令値にゲインをかけた波形と鎖交磁束の比較を示す図である。電流指令値にゲインをかけた波形が実線、鎖交磁束が破線である。鎖交磁束は、修正前の電流指令値に比例した波形となり、図７と比較しても鎖交磁束から渦電流の影響を排除できているのが分かる。指令部から与えられる目標の電流指令値に渦電流の影響を推定した補正を行い、補正した信号を制御部に入力することによって渦電流が発する磁場の影響を効果的に排除でき、目標の電流指令値に比例した鎖交磁束を得ることができる。
次に、磁場解析手法を用いたシミュレーション結果について説明する。図１０は、磁場解析手法を用いて作成されたモデルを示す図である。図１０に示すように、コイルは、外径２０ｍｍ、内径１６ｍｍ、高さ４ｍｍの円環形状とし、インダクタンスＬ＝０．７５ｍＨ、抵抗Ｒ＝８Ωとした。導体部には、金属板を用い、４０ｍｍ×４０ｍｍ×２ｍｍの外形形状とした。金属板の材料は、アルミニウム相当とした。コイルと導体部との間隔は１ｍｍとして、導体部と対向するコイルの面とは反対側の面から１ｍｍの位置の磁束密度を計算した。このモデルに対して、ＭＲＩ装置において傾斜磁場が頻繁に切り替わるＥＰＩ（Echo Planar Imaging）というシーケンスに類似した電流指令値を与えた。
図１１は、渦電流の補正有りの場合と無しの場合の磁束密度の計算結果の比較を示す図である。渦電流の補正無しの場合は、渦電流の影響によりなまった波形となった。対して渦電流の補正有りの場合は、きれいな台形波を得た。
次に、本実施形態にかかる補正装置を模擬した実験装置による測定結果について説明する。
図１２は、実験装置の構成の一例を示す図である。図１２に示すように、傾斜磁場コイルに印可する電圧は、直列多段ブリッジ回路を駆動し、ＰＷＭ信号として出力する。傾斜磁場コイルを流れる電流の電流信号と傾斜磁場コイル端の間の電圧信号をＡ／Ｄ変換してＤＳＰにフィードバックして、電流フィードバック制御と渦電流の補正値の計算を行う。この際、傾斜磁場コイルの電流信号を観測するために電流センサを用いるが、電流センサにケーブルを巻きつけるため、ケーブル巻きつけによるインダクタンスが発生する。センサへのケーブル巻きつけによるインダクタンスが電流信号及び電圧信号に影響しないように、傾斜磁場コイル端の電圧は、電流センサとコイルの間で測定する。また、生成される磁束密度を観測するために、コイル下部にリニアホールＩＣを設置した。なお、実験に使用した傾斜磁場コイルのパラメータは、インダクタンスＬ１＝０．７４ｍＨ、抵抗Ｒ１＝０．１３Ω、線径＝２ｍｍとした。また、実験装置に用いたコイルは、傾斜磁場コイルを模擬したものとしている。
電流指令値は、ＥＰＩを模擬した振幅±２Ａの台形波形を制御部に加えた。
Ｍ１２ｄｉ２／ｄｔを推定する際のフィルタの設定に用いる傾斜磁場コイルの抵抗Ｒ１とインダクタンスＬ１は、予めインピーダンスアナライザーで測定した低周波における値を用いても良い。
図１３は、実験装置で用いた電流指令値を補正するための制御構成を示すブロック線図である。
図５と比較して、積分器２９を１／（ｓ＋ωｉ）に変更している。
渦電流補正の計算は、制御部の制御周期よりも短い制御周期で行う。これにより、ローパスフィルタ２６、ハイパスフィルタ２７、積分器２９の離散化による位相の遅れをできるだけ小さくする。また、電流センサ及び電圧センサのノイズ、ゲイン誤差やオフセット等により、図５に示す積分器２５では渦電流補正値がドリフトしてしまう可能性がある。そのため実験装置では、積分器２５を数Ｈｚといった極低周波数領域にカットオフ周波数ωｉを持つローパスフィルタに変更し、低周波数領域では積分特性を持たせないようにして渦電流の補正値のドリフトを防止している。
図１４は、傾斜磁場コイルの上部にアルミ板またはＳＵＳ３０３板（厚み２０ｍｍ）を置いた時の磁束密度と傾斜磁場コイル電流の測定結果を示す図である。測定結果から、傾斜磁場コイル電流を台形波形の電流指令値に追従させても、コイル上部に置いた導体部に発生した渦電流の影響により、生成される磁束密度は傾斜磁場コイルを流れる電流に比例しないことが分かる。
図１５は、図１４の傾斜磁場コイルに本実施形態にかかる補正装置の渦電流の補正を行った場合の測定結果を示す図である。傾斜磁場コイルの電流信号と傾斜磁場コイル端の電圧信号に基づいて渦電流の補正値を推定し、推定結果をフィードバックすることにより電流指令値が補正される。これにより、磁束密度が台形波で変化していることが分かる。また、生成される磁束密度は傾斜磁場コイルを流れる電流に比例しているのが分かる。
本実施形態にかかる補正装置により渦電流の影響を推定し、制御部に入力される電流指令値を補正することにより、渦電流による磁場の歪みの影響を低減することができる。また、渦電流の時定数の変化に応じた電流指令値の補正ができる。また、ＭＲＩ装置に用いる場合、ＭＲＩ設置時にファントムを置いてフィルタを設定する必要がなくなる。また、ＭＲＩ装置内の渦電流が発生する導体部の温度特性等が変化しても渦電流による傾斜磁場への影響を補正することができる。
（第２の実施形態）
第２の実施形態について図１６を参照して説明する。
図１６は、第２の実施形態にかかる補正装置の一例を示す図である。
本実施形態にかかる補正装置１は、傾斜磁場コイル１１０の抵抗Ｒ１を同定するために傾斜磁場コイル１１０にインパルス状の信号を入力し、そのインパルス応答から抵抗Ｒ１を同定する。抵抗値Ｒ１をハイパスフィルタ２７であるω（Ｌ１ｓ＋Ｒ１）／（ｓ＋ω）に適用することで、抵抗値Ｒ１をタイムリーに同定した渦電流の推定が可能となる。インパルス状の信号とは、時間幅が０に近く、ある瞬間に値を有する信号である。
傾斜磁場コイル１１０へのインパルス入力は、予め記憶部（図示しない）に記憶されたインパルス信号生成用のゲート信号を多段ブリッジ回路２３に入力し、制御部２内の多段ブリッジ回路２３内のスイッチング素子を動作することにより行う。これにより、多段ブリッジ回路２３は、傾斜磁場コイルにインパルス状の信号を出力する。そのインパルス応答により、傾斜磁場コイルの抵抗Ｒ１を得る。インパルス入力は、例えばインパルス信号生成器（図示しない）から直接傾斜磁場コイルに入力しても良い。記憶部は、ＨＤＤ（Hard Disk Drive）、光ディスク、磁気テープ、半導体メモリ、ＲＯＭ（Read Only memory）やＲＡＭ（Random access memory）を含む。
具体的に傾斜磁場コイルの抵抗値Ｒ１は、以下のように同定される。
インパルス入力を加えた時の傾斜磁場コイルの端子間電圧ｖｔｍと電流ｉｍをサンプリング周期Ｔｓで計測したときのＮ点のデータをそれぞれ式（５）、（６）とする。
ＰＷＭ入力から傾斜磁場コイル間電圧までのＦＩＲ（Finite Impulse Response）フィルタモデルを式（７）とする。
ＰＷＭ入力から電流までのＦＩＲフィルタモデルを式（８）とする。
式（７）、（８）より、傾斜磁場コイル間電圧から電流までの伝達特性は、式（９）として得られる。
式（９）のモデルから周波数特性を計算することができる。例えば、傾斜磁場コイルの抵抗値Ｒ１を求めたい場合は、式（９）においてｚ＝１とすることで式（１０）を得ることができる。
インパルス応答の時系列データを用いてＦＩＲ形式でモデル化するだけでなく、時系列波形をもとに、伝達特性を別な形式でフィッティングしても良い。例えば、式（１１）のように連続系のモデルとして仮定し、計測したインパルス応答に一致するようにパラメータをフィッティングすることで同定しても良い。これにより、インダクタンス及び抵抗値を求めることができる。
インパルス入力を加えた際の傾斜磁場コイル１１０間の電圧信号及び電流信号の測定は、電圧計３及び電流計４を用いる。演算部２１により、電圧信号及び電流信号に基づき傾斜磁場コイルの抵抗値を計算し、ハイパスフィルタ２７内の抵抗値Ｒ１に加えることで抵抗値Ｒ１をタイムリーに同定した渦電流の推定が可能となる。これにより、大電流が流れた際の傾斜磁場コイル１１０の温度上昇や環境温度の変化による抵抗値の変動に対応することができる。
抵抗値Ｒ１の同定は、例えばＭＲＩ装置のような場合は、１ライン測定毎に抵抗値Ｒ１の同定を行っても良い。また、所定の間隔毎に抵抗値Ｒ１を同定しても良い。所定の間隔とは、プログラム等で一定期間毎に繰り返し抵抗値Ｒ１を同定する場合も含む。また、利用者（ユーザ）が入力部（図示しない）等から抵抗値Ｒ１を同定するモードに切替えるように直接入力する場合も含む。
本実施形態にかかる補正装置は、傾斜磁場コイルの抵抗Ｒ１をタイムリーに同定することにより、より正確な渦電流の推定ができる。また、傾斜磁場コイルに大電流を流す場合は、傾斜磁場コイルの温度が上昇し抵抗が変化するため、本実施形態にかかる補正装置で抵抗値を同定することにより傾斜磁場コイルの抵抗変化による渦電流の推定誤差を低減できる。
（第３の実施形態）
第３の実施形態では、第１または２の実施形態にかかる補正装置を用いたＭＲＩ装置について説明する。まず、ＭＲＩ装置の構成について簡単に説明する。
図１７は、ＭＲＩ装置の構成を示す図である。
図１７に示すように、ＭＲＩ装置２００は、静磁場を形成する筒状の静磁場磁石２１０と、静磁場磁石２１０の内側において軸を同じにして設けられた筒状のシムコイル２２０と、傾斜磁場コイル２３０と、ＲＦコイル２４０と、制御装置２５０と、被検体Ｈが乗せられる寝台２６０とを有する。制御装置２５０は、例えば、静磁場電源２６０と、シムコイル電源２７０と、傾斜磁場電源２８０と、ＲＦ送信器２９０と、ＲＦ受信器３００と、寝台駆動装置３１０と、シーケンスコントローラ３２０と、コンピュータ３３０とを含む。
静磁場磁石２１０は、静磁場電源２６０に接続され、静磁場電源２６０から供給された電流により撮像空間に静磁場を形成させる。上記撮像空間とは、例えば、被検体Ｈが置かれて、静磁場が印加されるガントリ内の空間を意味する。ガントリとは、静磁場磁石２１０、シムコイル２２０、傾斜磁場コイル２３０、ＲＦコイル２４０を含むように、例えば円筒状に形成された構造体である。被検体Ｈが乗せられた寝台２６０がガントリの内部に移動できるように、ガントリ及び寝台２６０は構成される。
シムコイル２２０は、シムコイル電源２７０に接続され、シムコイル電源２７０から供給される電流により、この静磁場を均一化する。静磁場磁石２１０は、超伝導コイルで構成される場合が多く、励磁の際に静磁場電源２６０に接続されて電流が供給されるが、一旦励磁された後は非接続状態とされるのが一般的である。なお、静磁場電源２６０を設けずに、静磁場磁石２１０を永久磁石で構成してもよい。
傾斜磁場コイル２３０は、Ｘ軸傾斜磁場コイル２３１と、Ｙ軸傾斜磁場コイル２３２と、Ｚ軸傾斜磁場コイル２３３とを有し、静磁場磁石２１０の内側で筒状に形成されている。Ｘ軸傾斜磁場コイル２３１、Ｙ軸傾斜磁場コイル２３２、Ｚ軸傾斜磁場コイル２３３はそれぞれ、傾斜磁場電源２８０のＸ軸傾斜磁場電源２８１、Ｙ軸傾斜磁場電源２８２、Ｚ軸傾斜磁場電源２８３に接続される。そして、各電源からそれぞれのコイルに電流が供給されることにより傾斜磁場が撮像空間にそれぞれ形成される。
ＲＦ送信器２９０は、シーケンスコントローラ３２０から入力される制御情報に基づいて、核磁気共鳴を起こすためのラーモア周波数のＲＦパルス（ＲＦ電流パルス）を生成し、これを送信用のＲＦコイル２４０に送信する。ＲＦコイル２４０には、ガントリに内蔵されたＲＦパルスの送受信用の全身用コイルや、寝台２６０または被検体Ｈの近傍に設けられるＲＦパルスの受信用の局所コイルなどがある。送信用のＲＦコイル２４０は、ＲＦ送信器２９０からＲＦパルスを受けて被検体Ｈに送信する。受信用のＲＦコイル２４０は、被検体Ｈの内部の原子核スピンがＲＦパルスによって励起されることで発生したＭＲ信号を受信し、このＭＲ信号は、ＲＦ受信器３００により検出される。ＲＦ受信器３００は、検出したＭＲ信号に前置増幅、中間周波変換、位相検波、低周波増幅、フィルタリングなどの各種の信号処理を施した後、Ａ／Ｄ（Analog to Digital）変換を施すことで、デジタル化された複素データである生データを生成する。ＲＦ受信器３００は、生成したＭＲ信号の生データをシーケンスコントローラ３２０に入力する。ＲＦパルスは高周波パルス（Radio Frequency Pulse）の意味であり、ＭＲ信号は核磁気共鳴信号（nuclear magnetic resonance signal）の意味である。
シーケンスコントローラ３２０は、傾斜磁場電源２８０、ＲＦ送信器２９０及びＲＦ受信器３００を駆動させるために必要な制御情報を記憶する。ここでの制御情報とは、例えば、傾斜磁場電源２８０に印加すべきパルス電流の強度や印加時間、印加タイミング等の動作制御情報を記述したシーケンス情報である。シーケンスコントローラ３２０は、記憶した所定のシーケンスに従って傾斜磁場電源、ＲＦ送信器２９０及びＲＦ受信器３００を駆動させることにより、傾斜磁場及びＲＦパルスを発生させる。また、シーケンスコントローラ３２０は、ＲＦ受信器３００から入力されるＭＲ信号の生データを受けて、これをコンピュータ３３０に入力する。
コンピュータ３３０は、画像生成装置３３１と、位置取得装置３３２と、補正装置３３３とを有する。画像生成装置３３１は、ＭＲ信号に基づいて被検体Ｈの画像データを再構成する。位置取得装置３３２は、撮像空間内の位置的な情報として、撮像領域を取得する。第１または２の実施形態にかかる補正装置は、このコンピュータ３３０内で用いられ、傾斜磁場コイル２３０が発する磁場の補正装置３３３として機能する。
補正装置３３３は、傾斜磁場コイル２３０への印加に伴って周辺の導体部が発生する渦電流の影響を推定し、渦電流の時定数に応じて傾斜磁場に印可される電流指令値を補正する。これにより、渦電流による磁場の歪みを防止することができ、より鮮明な画像データを得ることができる。
また、ＭＲＩ装置の設置時に、予めファントムを置いてフィルタを設定する必要がなく、渦電流の時定数の変化に応じた電流指令値の補正ができる。
また、ＭＲＩ装置内部の導体部が温度変化により特性変化しても渦電流による傾斜磁場への影響を排除できる。
第１乃至３の実施形態では、コイルを傾斜磁場コイルに限定して説明したが、それに限定されず近傍に導体部を有する様々なコイルに適用できる。例えば、縦方向回転電機のコイル、横方向回転電機のコイルやＨＤＤ（Hard Disk Drive；ハードディスクドライブ）のＶＣＭ（Voice Coil Motor；ボイスコイルモータ）等も含む。
また、第１乃至２の実施形態にかかる補正装置は、ＭＲＩ装置に限定されず、渦電流変位計等にも用いることができる。
本発明のいくつかの実施形態を説明したが、これらの実施形態は、例として提示したものであり、発明の範囲を限定することは意図していない。これら新規な実施形態は、その他の様々な形態で実施されることが可能であり、発明の要旨を逸脱しない範囲で、種々の省略、置き換え、変更を行うことができる。これら実施形態やその変形は、発明の範囲や要旨に含まれるとともに、特許請求の範囲に記載された発明とその均等の範囲に含まれる。
１ 補正装置
２ 制御部
３ 電圧計
４ 電流計
５ Ａ／Ｄ変換部
２１ 演算部
２２ 生成部
２３ 多段ブリッジ回路
２４ ＬＰＦ
２５ 積分器
２６ ローパスフィルタ
２７ ハイパスフィルタ
２８ ゲイン調整器
２９ 積分器
１００ 指令部
１１０ 傾斜磁場コイル
２００ ＭＲＩ装置
２１０ 静磁場磁石
２２０ シムコイル
２３０ 傾斜磁場コイル
２３１ Ｘ軸傾斜磁場コイル
２３２ Ｙ軸傾斜磁場コイル
２３３ Ｚ軸傾斜磁場コイル
２４０ ＲＦコイル
２５０ 制御装置
２６０ 静磁場電源
２７０ シムコイル電源
２８０ 傾斜磁場電源
２８１ Ｘ軸傾斜磁場電源
２８２ Ｙ軸傾斜磁場電源
２８３ Ｚ軸傾斜磁場電源
２９０ ＲＦ送信器
３００ ＲＦ受信器
３１０ 寝台駆動装置
３２０ シーケンスコントローラ
３３０ コンピュータ
３３１ 画像生成装置
３３２ 位置取得装置
３３３ 補正装置

Claims (12)

  1. コイルと、前記コイルの近傍に位置する導体部とを備える装置に用いられ、前記コイルに電流が流れる場合に前記導体部が生じる磁場の影響を補正する補正装置であって、
    前記コイルの第１の信号を測定する第１の測定部と、
    前記コイルの前記第１の信号とは異なる第２の信号を測定する第２の測定部と、
    前記第１の信号を第１のフィルタでフィルタリングし、前記第２の信号を第２のフィルタでフィルタリングし、前記フィルタリングされた前記第１の信号と前記第２の信号との差分に基づいて前記コイルに作用する前記導体部の磁場の影響を推定し、その推定結果に基づいて前記コイルに電流を流すための指令信号を制御する制御部と、
    前記制御部は前記フィルタリングされた第１の信号と第２の信号の差分を積分する積分回路と、を備える補正装置。
  2. 前記制御部は、前記積分回路で積分された前記差分の信号にゲインを乗じるゲイン調整器を更に備える請求項１に記載の補正装置。
  3. コイルと、前記コイルの近傍に位置する導体部とを備える装置に用いられ、前記コイルに電流が流れる場合に前記導体部が生じる磁場の影響を補正する補正装置であって、
    前記コイルの第１の信号を測定する第１の測定部と、
    前記コイルの前記第１の信号とは異なる第２の信号を測定する第２の測定部と、
    前記第１の信号の高周波数成分を第１のフィルタでフィルタリングし、前記第２の信号の低周波数成分を第２のフィルタでフィルタリングし、前記フィルタリングされた前記第１の信号と前記第２の信号との差分に基づいて前記コイルに作用する前記導体部の磁場の影響を推定し、その推定結果に基づいて前記コイルに電流を流すための指令信号を制御する制御部と、を備える補正装置。
  4. コイルと、前記コイルの近傍に位置する導体部とを備える装置に用いられ、前記コイルに電流が流れる場合に前記導体部が生じる磁場の影響を補正する補正装置であって、
    前記コイルの第１の信号を測定する第１の測定部と、
    前記コイルの前記第１の信号とは異なる第２の信号を測定する第２の測定部と、
    前記第１の信号を第１のフィルタでフィルタリングし、前記第２の信号を第２のフィルタでフィルタリングし、前記フィルタリングされた前記第１の信号と前記第２の信号との差分に基づいて前記コイルに作用する前記導体部の磁場の影響を推定し、その推定結果に基づいて前記コイルに電流を流すための指令信号を制御する制御部と、を備え、
    前記制御部は、前記コイルのインダクタンス及び抵抗値に基づいて前記推定結果を得る補正装置。
  5. コイルと、前記コイルの近傍に位置する導体部とを備える装置に用いられ、前記コイルに電流が流れる場合に前記導体部が生じる磁場の影響を補正する補正装置であって、
    前記コイルの第１の信号を測定する第１の測定部と、
    前記コイルの前記第１の信号とは異なる第２の信号を測定する第２の測定部と、
    前記第１の信号を第１のフィルタでフィルタリングし、前記第２の信号を第２のフィルタでフィルタリングし、前記フィルタリングされた前記第１の信号と前記第２の信号との差分に基づいて前記コイルに作用する前記導体部の磁場の影響を推定し、その推定結果に基づいて前記コイルに電流を流すための指令信号を制御する制御部と、を備え、
    前記第１の測定部は、前記第２の測定部と前記コイルの間に接続される補正装置。
  6. コイルと、前記コイルの近傍に位置する導体部とを備える装置に用いられ、前記コイルに電流が流れる場合に前記導体部が生じる磁場の影響を補正する補正装置であって、
    前記コイルの第１の信号を測定する第１の測定部と、
    前記コイルの前記第１の信号とは異なる第２の信号を測定する第２の測定部と、
    前記第１の信号を第１のフィルタでフィルタリングし、前記第２の信号を第２のフィルタでフィルタリングし、前記フィルタリングされた前記第１の信号と前記第２の信号との差分に基づいて前記コイルに作用する前記導体部の磁場の影響を推定し、その推定結果に基づいて前記コイルに電流を流すための指令信号を制御する制御部と、を備え、
    前記推定結果は、前記第１の信号をｖ １ とし、前記前記第２の信号をｉ １ とし、前記コイルのインダクタンスをＬ １ とし、前記コイルの抵抗をＲ １ とし、前記導体部を流れる電流をｉ ２ とし、前記コイルと前記導体部の相互インダクタンスをＭ １２ とすると、
    で表される補正装置。
  7. コイルと、前記コイルの近傍に位置する導体部とを備える装置に用いられ、前記コイルに電流が流れる場合に前記導体部が生じる磁場の影響を補正する補正装置の補正方法であって、
    前記コイルの第１の信号を測定し、
    前記コイルの前記第１の信号とは異なる第２の信号を測定し、
    前記第１の信号を第１のフィルタでフィルタリングし、前記第２の信号を第２のフィルタでフィルタリングし、前記フィルタリングされた第１の信号と第２の信号との差分の積分に基づいて前記コイルに作用する前記導体部の磁場の影響を推定し、前記推定結果に基づいて前記コイルに電流を流すための指令信号を制御する補正方法。
  8. 積分された前記差分の信号にゲインを乗じる請求項７に記載の補正方法。
  9. コイルと、前記コイルの近傍に位置する導体部とを備える装置に用いられ、前記コイルに電流が流れる場合に前記導体部が生じる磁場の影響を補正する補正装置の補正方法であって、
    前記コイルの第１の信号を測定し、
    前記コイルの前記第１の信号とは異なる第２の信号を測定し、
    前記第１の信号の高周波数成分を第１のフィルタでフィルタリングし、前記第２の信号の低周波数成分を第２のフィルタでフィルタリングし、前記フィルタリングされた第１の信号と第２の信号との差分に基づいて前記コイルに作用する前記導体部の磁場の影響を推定し、前記推定結果に基づいて前記コイルに電流を流すための指令信号を制御する補正方法。
  10. コイルと、前記コイルの近傍に位置する導体部とを備える装置に用いられ、前記コイルに電流が流れる場合に前記導体部が生じる磁場の影響を補正する補正装置の補正方法であって、
    前記コイルの第１の信号を測定し、
    前記コイルの前記第１の信号とは異なる第２の信号を測定し、
    前記第１の信号を第１のフィルタでフィルタリングし、前記第２の信号を第２のフィルタでフィルタリングし、前記フィルタリングされた第１の信号と第２の信号との差分、前記コイルのインダクタンス、及び抵抗値に基づいて前記コイルに作用する前記導体部の磁場の影響を推定し、前記推定結果に基づいて前記コイルに電流を流すための指令信号を制御する補正方法。
  11. コイルと、前記コイルの近傍に位置する導体部とを備える装置に用いられ、前記コイルに電流が流れる場合に前記導体部が生じる磁場の影響を補正する補正装置の補正方法であって、
    前記コイルの第１の信号を測定し、
    前記コイルの前記第１の信号とは異なる第２の信号を測定し、
    前記第１の信号を第１のフィルタでフィルタリングし、前記第２の信号を第２のフィルタでフィルタリングし、前記フィルタリングされた第１の信号と第２の信号との差分に基づいて前記コイルに作用する前記導体部の磁場の影響を推定し、前記推定結果に基づいて前記コイルに電流を流すための指令信号を制御し、
    前記推定結果は、前記第１の信号をｖ １ とし、前記前記第２の信号をｉ １ とし、前記コイルのインダクタンスをＬ １ とし、前記コイルの抵抗をＲ １ とし、前記導体部を流れる電流をｉ ２ とし、前記コイルと前記導体部の相互インダクタンスをＭ １２ とすると、
    で表される補正方法。
  12. 請求項１乃至６のいずれか１項に記載の補正装置と、
    ガントリと画像生成装置の少なくとも一方を含む磁気共鳴画像装置。
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