JP2003514642A - 傾斜磁場ループにおいて挿入されたフィードフォワードループを有するｍｒｉ装置 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】 傾斜磁場パルスをＭＲＩ装置において制御回路によって発生し、前記制御回路において妨害の影響を発生しやすく、したがって、傾斜磁場電流パルスが、前記制御回路の入力部（３３）における入力信号によって規定されるように正確には形成されない。この影響を、フィードバックによって軽減することができるが、前記制御回路における種々の容量性及び／又は誘電性素子（３，５１）のため、いくつかの偏差が依然として残る。これらの偏差を、前記制御回路における制限されたバンド幅のため、十分に補償することはできない。本発明によれば、前記制御回路に、そのフィルタ特性が傾斜を導く構成要素（３，５１）のインピーダンス特性の逆であるフィルタ（６１，６３）を含むフィードフォワードループ（５７）を設ける。前記制御回路にフィードバックループも設けた場合、Ａ／Ｄコンバータ４１を、ディジタル実施形態の場合において信号経路に挿入することができ、誤差信号ｅ（ｔ）がきわめて小さくなるように、前記フィードフォワードループ（５７）からの信号を遅延するために、前記アナログディジタルコンバータより前に遅延メンバ（３５）を挿入することもできる。このとき、前記アナログディジタルコンバータ（４１）を、小さいビット幅を有するように実現することができ、結果として、変換レートが所望の高い値に達することができる。

Description

【発明の詳細な説明】

【０００１】 本発明は、傾斜磁場装置を設けた磁気共鳴装置であって、前記傾斜磁場装置が
、 傾斜磁場を該装置のイメージングボリュームにおいて傾斜磁場電流パルスによ
って発生する少なくとも１つの傾斜磁場コイルと、 前記傾斜磁場電流パルスを前記傾斜磁場コイルに供給するパワー増幅器と、 前記パワー増幅器に前記傾斜磁場電流パルスを表す制御信号を供給するために
前記パワー増幅器の入力部に接続された制御回路とを含み、前記制御回路に、そ
れによって前記制御信号を得る入力信号を受ける信号入力部を設けた、磁気共鳴
装置に関する。

【０００２】 この種類の装置は、米国特許明細書第５４４２２９０号から既知である。

【０００３】 一般的に言って、医療ＭＲＩ（磁気共鳴イメージング）装置を使用し、一様で
安定な磁場（いわゆるメイン磁場）が存在する前記装置のイメージングボリュー
ムにおいて配置されたイメージ化すべき物体の像を形成する。位置の関数として
（通常は線形的に）変化する傾斜磁場を前記メイン磁場に重ね、イメージ化すべ
き領域において、所定の瞬時においてイメージ化すべき点（ｘ，ｙ，ｚ）を示す
ようにする。イメージ化すべき領域における各点（ｘ，ｙ，ｚ）は、このとき、
ｘ傾斜磁場、ｙ傾斜磁場及びｚ傾斜磁場の瞬時値によって示される。これらの磁
場の時間依存値を、しばしば台形形状と１ｍｓのオーダの持続時間とを有するパ
ルス、いわゆる傾斜磁場パルスとして整形する。前記傾斜磁場を、各々が関連す
る傾斜磁場電流パルスが通過するコイルの対（すなわち、ｘ、ｙ及びｚ座標の各
々に関して１対）によって発生する。

【０００４】 ＭＲＩ装置における傾斜磁場パルスの形成のディジタル制御の場合において、
前記パルス状傾斜磁場を発生する傾斜磁場電流パルスを、連続的なサブパルスと
直接比較し、これらのサブパルスを、以後傾斜磁場パルス標本と呼び、離散値の
みとする入力信号によって制御されるパワー増幅器によって供給する。この入力
信号を、コンバータ、例えば、前記傾斜磁場パルスの外観を指定する制御回路の
一部を形成するパルス幅コンバータ（ＰＷＭコンバータ）によって発生すること
ができる。

【０００５】 上記で引用した米国特許、特に図１と関連する記載は、制御ループによって給
電される傾斜磁場コイルを有する傾斜磁場装置を有するＭＲＩ装置を開示してい
る。前記制御ループは、制御回路と、パルス幅変調電源の形態におけるパワー増
幅器とを含む。既知のように、ＰＷＭ電源は、その平均値が所望の出力電流を構
成するパルス列の形態における出力電流を供給する。前記（所望の）平均値に加
えて、前記出力電流は、前記ＭＲＩ装置の動作において妨害する影響を有するか
もしれない望ましくないより高い高調波も含む。このようなより高い高調波を前
記出力電流から除去するために、ロウパスフィルタを前記パワー増幅器と前記傾
斜磁場コイルとの間に配置する。比較器の形態における制御回路を前記パワー増
幅器の入力部に接続し、前記比較器の一方の入力部は鋸波基準信号を受け、他方
の入力部は、前記所望の電流と測定された電流との間の差の時間積分値を、前記
傾斜磁場コイルを経て受ける。この種の構成において、前記比較器によって供給
される傾斜磁場電流は、前記傾斜磁場電流パルスを表す制御信号を構成し、前記
比較器の後者の入力部に供給される信号は、それにより前記制御信号が得られる
入力信号である。

【０００６】 前記傾斜磁場コイルを流れる傾斜磁場電流パルスの形状が前記制御回路の信号
入力部に供給される入力信号によって指定されるように正確ではないことの結果
として、種々の影響が、傾斜磁場装置の制御ループの内部及び外部の双方におい
て生じるかもしれない。このような妨害する悪影響を防ぐために、前記既知の傾
斜磁場装置において、傾斜磁場コイルを流れる電流を、前記制御回路の信号入力
部にフィードバックしている。結果として、前記傾斜磁場電流パルスの実際の形
状は、前記所望の形状により近づく。しかしながら、前記所望の信号用信号入力
部から前記傾斜磁場コイルまででこの傾斜磁場コイルを含む前記傾斜磁場ループ
における種々の容量性又は誘導性素子の存在による偏差が残り、前記フィードバ
ック傾斜磁場ループのバンド幅が有限のため、その影響をフィードバックによっ
て補償することはできない。

【０００７】 本発明の目的は、前記傾斜磁場装置が前記傾斜磁場電流パルスの所望の形状に
より近づける磁気共鳴装置を提供することである。この目的のため、本発明によ
る装置は、前記制御回路の信号入力部と前記パワー増幅器の入力部より前の点と
の間に、そのインピーダンス特性が、前記パワー増幅器の出力電流が通過する少
なくとも１つの構成要素のインピーダンス特性の逆である少なくとも１つのフィ
ルタを含むフィードフォワードループを挿入したことを特徴とする。

【０００８】 前記傾斜磁場電流パルスの所望の形状を有する信号は、前記フィードフォワー
ドループの入力部に、すなわち、前記フィードフォワードループが前記信号入力
部に接続された点に供給される。この信号は、前記逆インピーダンス特性を有す
る前記フィルタによって歪み、その影響により、前記パワー増幅器の出力電流が
通過する構成要素によって生じる歪みが前者の歪みを打ち消すようになる。

【０００９】 本発明の上述した実施形態において、前記パワー増幅器をパワー出力段が後に
続くパルス幅変調可能増幅器として構成し、前記フィードフォワードループの出
力部を前記パルス幅変調可能増幅器の入力部に接続する。前記フィードフォワー
ドループの出力信号を、前記傾斜磁場コイルの制御回路における比較的低パワー
レベルが存在する点に供給するため、前記フィードフォワードループにおける構
成要素を低パワータイプとして構成することができ、したがって、大ボリューム
を必要としない安価な実現が可能になる。

【００１０】 本発明の他の好適実施例において、前記逆インピーダンス特性を有するフィル
タをディジタルとなるように構成する。所定のインピーダンス特性の逆であるイ
ンピーダンス特性を有するアナログフィルタを設計するのは、しばしばきわめて
困難である。さらに、前記構成要素の製造公差により、前記所望のフィルタ特性
は、依然として前記設計から逸脱しているかもしれず、所望の効果が得られない
おそれがある。これらの問題は、ディジタル構造の前記逆フィルタの場合におい
ては回避される。

【００１１】 本発明の他の実施形態において、フィードバックループを前記傾斜磁場コイル
と前記制御回路の信号入力部との間に設ける。この実施形態は、第１の粗い補償
を、前記所望の傾斜磁場電流パルスと実際の傾斜磁場電流パルスとの間の偏差に
関して行うことを可能にする。このとき、前記フィードバックループにおけるフ
ィルタをより小さい信号範囲に関して設計することができ、この特徴は、種々の
レジスタの幅、例えば、前記ディジタルフィルタにおけるアナログディジタルコ
ンバータの大きさ（と、したがって速度）を決定するビット数を考慮するディジ
タルフィルタに関して特に重要なものである。

【００１２】 本発明の他の好適実施形態における前記フィードバックループは、前記制御回
路の信号入力部に続くように接続された差形成装置と、前記フィードフォワード
ループの入力部と差形成装置との間に接続された遅延メンバとを含む。このステ
ップは、以下の有利な効果、すなわち、前記傾斜磁場コイルの直接制御ループの
ような前記フォワードループにおいてと、前記フィードバックループにおいて、
信号遅延が、それにより前記制御信号が得られる入力信号に関して導入されると
いう利点を与える。前記フィードバックループによってフィードバックされる信
号を前記入力信号と比較する。前記フィードバック信号の遅延により、この比較
は、理想的な信号形状の場合において依然として違いを示し、これは、もちろん
望ましくない。前記比較を正確に行うために、前記制御回路の信号入力部に供給
される入力信号を、前記差形成装置にフィードバックされる信号によって前記制
御ループにおいて受けるのと同じ遅延だけ遅延させる。前記フィードバックルー
プの差形成装置より前に前記遅延メンバが存在することにより、したがって、種
々の信号経路の遅延を等しくすることができる。前記差形成装置の後の信号の大
きさ（したがってその振幅）は、特に通常台形の傾斜磁場電流パルスの立上り及
び立下りエッジの領域において、前記信号遅延における差の大きさに依存する。
この差をゼロにすることによって（実際には大幅に減少することを意味する）、
前記差形成装置の直後の信号の最大値を小さく保つことができ、前記差形成装置
に続く構成要素を、小さい大きさを有するように構成することができる。

【００１３】 本発明の他の実施形態において、アナログディジタルコンバータを前記差形成
装置と前記制御回路の信号入力部との間に接続する。前記制御ループの前記差形
成装置に続く部分がディジタル構造の場合において、アナログディジタルコンバ
ータを、前記制御回路のこの部分の前になるように配置すべきである。このコン
バータによって処理すべき信号が上述したように小さい振幅なので、前記アナロ
グ−ディジタルコンバータの大きさを決定するビット数を小さく保つことができ
、その速度を速くすることができ、または代わりに、その分解能を同じビット数
に関してより高くすることができる。

【００１４】 本発明による他の実施形態において、前記磁気共鳴装置に、前記傾斜磁場コイ
ルと直列に接続された少なくとも１つのロウパスフィルタを設け、該磁気共鳴装
置におけるフィードフォワードループが、そのインピーダンス特性が前記傾斜磁
場コイルのインピーダンス特性の逆である第１フィルタを含むと共に、そのイン
ピーダンス特性が前記ロウパスフィルタのインピーダンス特性の逆である第２フ
ィルタも含む。前記傾斜磁場電流パルスの所望の形状と実際の形状との差は、し
ばしば、主に前記２個の構成要素における種々の容量性及び／又は誘電性効果の
存在によって生じる。これらの場合において、前記逆インピーダンス特性を前記
フィードフォワードループに導入することによる影響を打ち消すことが重要であ
る。

【００１５】 本発明を図面の参照と共に以下に詳細に説明し、これらの図において、対応す
る参照符は対応する要素を示す。

【００１６】 図１に図式的に示す磁気共鳴装置は、静磁場Ｂを発生する第１磁気システム１
と、傾斜磁場を発生する第２磁気システム３（傾斜磁場コイルシステム）と、傾
斜磁場コイルシステム３用のパワー増幅器７と、第１磁気システム１用の電源５
とを含む。ＲＦコイル９は、ＲＦ交流磁場を発生するように働き、この目的のた
め、ＲＦソース１１を含むＲＦ送信装置に接続する。ＲＦコイル９を、検査すべ
き物体（図示せず）においてＲＦ送信場によって発生されるスピン共鳴信号の検
出に使用することもでき、この目的のため、前記ＲＦコイルを、信号増幅器１３
を含むＲＦ受信装置に接続する。信号増幅器１３の出力部を、中央制御装置１７
に接続された検出器回路１５に接続する。中央制御回路１７は、ＲＦソース１１
用の変調器１９と、パワー増幅器７と、画像表示用のモニタ２１も制御する。Ｒ
Ｆ発振器２３は、変調器１９と、測定信号を処理する検出器１５を制御する。冷
却ダクト２７を有する冷却装置２５を、第１磁気システム１の磁気コイルを冷却
するために設ける。磁気システム１および３内に配置されたＲＦコイル９は、医
療診断測定用装置において検査すべき患者又は患者の一部、例えば、頭及び首を
収容するのに十分なほど大きいイメージングボリューム２９を取り囲む。このよ
うに、静磁場Ｂと、物体のスライスを選択する傾斜磁場と、空間的に一様な交流
ＲＦ磁場とを、測定空間２９において発生することができる。ＲＦコイル９は、
送信コイルの機能と測定コイルの機能とを結合することができ、この場合におい
て、分離回路１４を、往路信号トラヒックと復路信号トラヒックとを分離するた
めに設ける。代わりに、前記２つの機能に関して異なったコイルを使用すること
ができ、例えば、このとき表面コイルは測定コイルとして働く。望むなら、コイ
ル９を、ＲＦ場遮蔽ファラデーケージ３１によって取り囲んでもよい。

【００１７】 図２は、パルス状傾斜磁場を発生する傾斜磁場電流パルスを発生する傾斜磁場
ループのより詳細な表現である。本発明によるＭＲＩ装置のユーザは、所定のイ
メージングモードを選択し、この選択は、この図に示さないコンピュータによっ
て受けられる。選択されたイメージングモードに応じて、前記コンピュータは、
関連するイメージングモードに関係する傾斜磁場電流パルスの形状及び他のパラ
メータを決定する。この点における例は、台形形状を有し、２ｍｓのパルス持続
時間と、各々０．２ｍｓの立ち上がり時間及び立下り時間と、６００Ｖの振幅と
のようなパラメータを有する傾斜磁場電流パルスである。このデータに基づいて
、前記コンピュータは、前記関連する傾斜磁場パルス標本の数及び大きさを計算
する。

【００１８】 図２に示す傾斜磁場ループは、３つのブランチ、すなわち、メインループ、フ
ィードバックループ５５及びフィードフォワードループ５７から成る。前記メイ
ンループは、信号入力部３３と傾斜磁場コイル３との間に延在する。このループ
を、遅延素子３５と、ディジタルアナログコンバータ３７と、差形成装置３９と
、アナログディジタルコンバータ４１と、補償ネットワーク４３と、加算器回路
４５と、ＰＷＭコンバータ４７及びパワー出力段４９の組み立て部品として構成
されたパワー増幅器７と、ロウパスフィルタ５１と、電流センサ５３と、傾斜磁
場コイル３とによって連続的に形成する。

【００１９】 フィードバックループ５５を、傾斜磁場コイル３と、制御回路６９の信号入力
部３３の後に続く接続点との間に接続し、さらに特に、信号入力部３３と、加算
器回路４５の２つの入力部の一方との間に接続する。フィードフォワードループ
５７は、第１フィルタ６１を含み、第１フィルタ６１のインピーダンス特性を傾
斜磁場コイル３のインピーダンス特性の逆にする。前記フィードフォワードルー
プは、ロウパスフィルタ５１によって生じるひずみの一部を補償する第２フィル
タ６３も含む。ロウパスフィルタ５１は、ＰＷＭコンバータ４７によって導入さ
れたより高い高調波を除去するように働く。しかしながら、前記所望の信号（す
なわち、前記ＰＷＭコンバータの出力信号の直流成分）も、これによって劣化す
る。逆フィルタ６３は、このような望ましくない劣化を補償し、フィルタ６３の
インピーダンス特性は、ロウパスフィルタ５１のインピーダンス特性の逆である
。

【００２０】 前記コンピュータによって決定された傾斜磁場パルス、すなわち、時間の関数
としての前記傾斜磁場電流の所望の変化を、図２に示す傾斜磁場ループに供給し
、この信号波形を前記フィードバックループとメインループとに供給するように
する。この領域において、この信号波形はディジタル形状を有する。遅延メンバ
３５によって生じた遅延である時間を無視し、入力部３３において受けた信号を
、ディジタルアナログコンバータ３７においてアナログ形式に変換し、アナログ
信号が、その出力部において現れると共に、差形成装置５５の非反転入力部にお
いて現れるようにする。後者の信号を、アナログディジタルコンバータ４１によ
って再びディジタル化し、その後、補償ネットワーク４３に供給する。このネッ
トワークは、いくらかでもあれば、このネットワークの前のメインループにおい
て生じるかもしれない信号歪みに関する補償を行い、このネットワークは、既知
のＰＩＤコントローラのような制御回路を含んでもよい。その後、補償ネットワ
ーク４３から生じる（ディジタル）信号を、加算器回路４５の２つの入力部の一
方に供給する。加算器回路４５の他方の入力部は、フィードフォワードループ５
７から生じる信号を受けるように働く。加算器回路４５から生じる信号は、ＰＷ
Ｍコンバータ４７を制御し、その瞬時の直流成分が前記傾斜磁場電流の瞬時の値
の測定値であるパルス状信号を発生するようにする。このように形成されたＰＷ
Ｍ信号をパワー出力段４９に供給し、その後、前記ＰＷＭコンバータによって導
入されたより高い高調波を、ロウパスフィルタ５１によってフィルタ処理し、除
去する。このフィルタ処理されたパワー信号は、前記所望の傾斜磁場電流パルス
を構成する。

【００２１】 ロウパスフィルタ５１及び傾斜磁場コイル３と直列において、前記傾斜磁場電
流の測定である信号をそこから得る電流センサ５３を接続する。このセンサの出
力部は、前記フィードバック信号を増幅する増幅器も含むフィードバックループ
５５の入力部を構成する。増幅器５９の出力信号を、差形成装置３９の反転入力
部に供給する。前記差形成装置において、前記フィードバック信号を前記（アナ
ログ）入力信号から減算し、さらに処理すべき誤差信号が前記差形成装置の出力
部において残るようにする。フィードフォワードループ及び遅延素子３５が前記
傾斜磁場ループにおいて含まれない場合、前記入力信号とフィードバック信号と
の間で遅延が生じ、前記誤差信号は依然として有意な値を有する。これは、アナ
ログディジタルコンバータ４１が、このようなコンバータにおいて一般的に知ら
れているように比較的大きいビット幅を有するべきであり、このようなビット幅
は、これらのコンバータの最高速度を犠牲にすることを意味する。

【００２２】 フィードフォワードループ５７は、２個のディジタル式に構成された逆フィル
タ６１及び６３から成る。これらのフィルタのインピーダンス特性を、これらが
傾斜磁場コイル３及びロウパスフィルタ５１によって各々導入される信号歪みを
補償するように選択する。前記傾斜磁場ループの制御の有意な部分は、フィード
フォワードループ５７を経て行われる。フィルタ６１及び６３のディジタル構造
のため、前記補償を、傾斜磁場コイル３の偏差と、前記ロウパスフィルタの偏差
とに関して、すなわち、これらの設計から生じるこれらの一般的な特性と、これ
らの構成要素の製造公差から生じる個々の偏差とに関して、常に行うことができ
る。前記メインループにおける遅延素子３５の存在により、フィードバックルー
プ５５によって生じる信号遅延は補償され、したがって、図３の参照と共に説明
すべき有利な効果を生じる。

【００２３】 図３は、前記メインループにおける信号における遅延素子３５の効果を説明す
る。この図におけるライン６５は、前記所望の傾斜磁場電流の時間における変化
を表す。これに関して、前記傾斜磁場パルスの変化は台形であり、ライン６７を
この台形形状の立ち上がりエッジとする。実際の傾斜磁場電流の時間における変
化をライン６７によって表す。信号遅延が常に十分に小さくなるほど高速には制
御できない前記フィードバックループの存在により、この信号は、前記所望の信
号に対して期間ｔ_ｄだけ遅延する。この差のため、前記所望の信号と実際の信号
との間の垂直距離である誤差信号ｅは、望ましくない高い値をとる。この影響を
、所定の遅延、すなわち前記信号遅延と同じ大きさの遅延を前記所望の信号に加
えることによって、相当軽減することができる。図３において、これは、ライン
６５の方向におけるライン６７のシフトとして現れ、これによりこれら２つのラ
イン間の垂直距離を十分に小さくすることができ、すなわち、アナログディジタ
ルコンバータ４１のビット幅が所望の変換速度を制限しなくなるほど小さくする
ことができる。ＭＲＩシステムにおいて、前記フィードバックループの制御がな
いこと、すなわち、このループにおける信号が長い期間の間ゼロであることは望
ましくなく、この状況は、前記誤差信号が２つのビットレベルの間にある場合に
生じる。これは、前記傾斜磁場電流の時間積分が、イメージ化すべきイメージン
グボリュームにおける点の指示において含まれる重要な量であるためである。前
記フィードバックループにおける信号が長い期間の間きわめて小さい場合、前記
時間積分が依然として増加するのに、丸めにより、値ゼロが前記アナログ−ディ
ジタルコンバータの出力部において何度も現れるかもしれない。したがって、ゼ
ロに等しくない信号が前記フィードバックループにおいて常に存在することが望
ましい。

【図面の簡単な説明】

【図１】 慣例的な磁気共鳴装置の一般的な構造を示す。

【図２】 傾斜磁場パルスを発生する傾斜磁場ループを説明する図を示す。

【図３】 フィードフォワード遅延補償の効果を説明するグラフを示す。

───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続き (72)発明者 ウィルヘルムス デー ハー ファン フ ロニンゲン オランダ国 5656 アーアー アインドー フェン プロフ ホルストラーン ６ (72)発明者 ロベルト イェー ファン ヴェセンベー ク オランダ国 5656 アーアー アインドー フェン プロフ ホルストラーン ６ (72)発明者 ポーラス ペー イェー ファン デン ボス オランダ国 5656 アーアー アインドー フェン プロフ ホルストラーン ６ Ｆターム(参考） 4C096 AB33 AD09 CB08 【要約の続き】 メンバ（３５）を挿入することもできる。このとき、前 記アナログディジタルコンバータ（４１）を、小さいビ ット幅を有するように実現することができ、結果とし て、変換レートが所望の高い値に達することができる。

Claims (7)

【特許請求の範囲】
1. 【請求項１】 傾斜磁場装置を設けた磁気共鳴装置であって、前記傾斜磁場装置
   が、 傾斜磁場を該装置のイメージングボリュームにおいて傾斜磁場電流パルスによ
   って発生する少なくとも１つの傾斜磁場コイルと、 前記傾斜磁場電流パルスを前記傾斜磁場コイルに供給するパワー増幅器と、 前記パワー増幅器に前記傾斜磁場電流パルスを表す制御信号を供給するために
   前記パワー増幅器の入力部に接続された制御回路とを含み、前記制御回路に、そ
   れによって前記制御信号を得る入力信号を受ける信号入力部を設けた、磁気共鳴
   装置において、 前記制御回路の信号入力部と前記パワー増幅器の入力部より前の点との間に、
   そのインピーダンス特性が、前記パワー増幅器の出力電流が通過する少なくとも
   １つの構成要素のインピーダンス特性の逆である少なくとも１つのフィルタを含
   むフィードフォワードループを挿入したことを特徴とする磁気共鳴装置。
2. 【請求項２】 請求項１に記載の磁気共鳴装置において、前記パワー増幅器をパ
   ワー出力段が後に続くパルス幅変調可能増幅器として構成し、前記フィードフォ
   ワードループの出力部を前記パルス幅変調可能増幅器の入力部に接続したことを
   特徴とする磁気共鳴装置。
3. 【請求項３】 請求項１又は２に記載の磁気共鳴装置において、前記逆インピー
   ダンス特性を有するフィルタをディジタルとなるように構成したことを特徴とす
   る磁気共鳴装置。
4. 【請求項４】 請求項１、２又は３に記載の磁気共鳴装置において、フィードバ
   ックループを、前記傾斜磁場コイルと前記制御回路の信号入力部との間に設けた
   ことを特徴とする磁気共鳴装置。
5. 【請求項５】 請求項４に記載の磁気共鳴装置において、前記フィードバックル
   ープは、前記制御回路の信号入力部に続くように接続された差形成装置と、前記
   フィードフォワードループの入力部と差形成装置との間に接続された遅延メンバ
   とを含むことを特徴とする磁気共鳴装置。
6. 【請求項６】 請求項５に記載の磁気共鳴装置において、アナログディジタルコ
   ンバータを前記差形成装置と前記制御回路の信号入力部との間に接続したことを
   特徴とする磁気共鳴装置。
7. 【請求項７】 請求項１ないし６のいずれか１項に記載の磁気共鳴装置において
   、前記傾斜磁場コイルと直列に接続された少なくとも１つのロウパスフィルタを
   設け、該磁気共鳴装置におけるフィードフォワードループが、そのインピーダン
   ス特性が前記傾斜磁場コイルのインピーダンス特性の逆である第１フィルタを含
   むと共に、そのインピーダンス特性が前記ロウパスフィルタのインピーダンス特
   性の逆である第２フィルタも含むことを特徴とする磁気共鳴装置。