JP6770669B2 - マルチレベル変換器 - Google Patents

Description

本発明は、マルチレベル変換器に関する。これは、誘導電力伝達（ＩＰＴ）システム用の変換器に特に関連する。

ＩＰＴシステムは従来、ＩＧＢＴスイッチを伴う一方向または二方向（ＢＤ）のいずれかのＨブリッジ変換器を用いて、電力レベルを調節する。スイッチング周波数は約１０〜２０ｋＨｚに制限され、システム損失及び全体的な費用を許容可能なレベル内に食い止める。ＩＰＴシステムのより高い周波数の動作は、小型急速充電システムの実施を可能にする。しかしながら、より高い周波数では、特により高い定格の装置において、ＩＧＢＴは、乏しいスイッチング能力ならびに乏しいｄｖ／ｄｔ及びｄｉ／ｄｔを有する。さらに、従来のＩＧＢＴに基づく変換器は、費用及び性能の両方に影響する望ましくない高調波を生成する。これらの懸念事項をある程度緩和するためにソフトスイッチング技術及びマルチレベル変換器トポロジーが提案されてきたが、これらの方法はこれら自体の欠点をもたらす。

図１３に示されるような典型的なＢＤ−ＩＰＴシステムは、ＩＧＢＴに基づく単一Ｈブリッジ変換器（ＳＨＢ）を使用し、高周波交流電圧を合成する。ＳＨＢ変換器は、一次共振回路Ｖｐｉ及び二次共振回路Ｖｓｉにわたる電圧の振幅及び相対位相を変化させることで、電力レベル及び電力の方向を制御することができる。一般的に、位相偏移変調（ＰＳＭ）は、ＶＡＲ消費をゼロ相対位相角で最小に保ちながら、電圧の大きさを制御するように適合される。ＰＳＭで、変換器の各位相レグは、５０％のデューティサイクルで、各変換器の２つの位相レグ間に（π−２α）の位相遅延で動作する。Ｖ_ｐｉ及びＶ_ｓｉが正弦波ではないため、単純化された電力方程式は、対応する次のようなフーリエ級数
同様に、次のようなフーリエ級数
に基づいて改正されるべきであり、式中、「ｎ」は、高調波を表し、Ｖ_ｄｃｐ及びＶ_ｄｃｓは、一次直流源電圧及び二次直流源電圧であり、α_ｐ及びα_ｓは、それぞれ、一次変換器及び二次変換器の位相偏移角に対応する。

スイッチング（動作）周波数はｆ_Ｔは、次のように定義される。

しかしながら、スイッチング損失は、高い動作周波数ＰＳＭでも過度になり、そのため、Ｈブリッジトポロジー及びＩＧＢＴ装置を使用するＩＰＴに基づく急速充電の実施は実行できない。そのため、より低いスイッチング損失及び高調波歪ならびにｄｖ／ｄｔ及びｄｉ／ｄｔのより低い定格を有する、急速充電器などの高電力の印加に好適なＩＰＴシステム用の高周波電力変換器を開発することが必要である。

ＩＰＴシステムの１つの適用は、電気自動車（ＥＶ）充電器における適用である。出力電力レベルに関して、ＥＶ充電器は３つの主要な類に分類される。レベル１（Ｌ１）クラスは、単相の、低電圧グリッドによって供給されるバッテリ充電器を表す。例えば、１．９ｋＷ、２３０Ｖ／２０Ａの供給である。典型的なＬ１バッテリ充電器の充電過程は約１日かかり、これは家で一晩充電することにより好適である。２０ｋＷまでをＥＶに供給する半急速またはレベル２（Ｌ２）充電器は、三相またはより高い電流の単相コンセントに接続される必要がある。Ｌ２充電器は、個人と公共施設の両方において使用され、数時間で電気自動車を充電することができる。レベル３（Ｌ３）に類別される急速充電器は、１００ｋＷもの高さの電力レベルで作動し、充電時間は１５分もの低さになり得る。多くのＬ１及びＬ２充電器と違い、Ｌ３充電器はオフボードであり、高電流三相または直流電圧接続によって供給される。Ｌ３急速充電器は、充電時間の制限をなくすように意図されるが、熱負荷、電圧調節、高調波歪レベル、アンバランス、損失、及びトランスの寿命など、グリッド分配ネットワークの性能に影響し得る。

発明の目的
既存のシステムの欠点を少なくともいくらか克服するか、または既存のシステムに有益な代替案を少なくとも提供する、新しい変換器、即ちＩＰＴ変換器を提供することが本発明の目的である。

本発明のさらなる目的は、次の説明から明らかになるであろう。

一態様に従って、本発明は、概して、
時変入力電力信号を生成するように適合される第１のスイッチング手段と、
第１のスイッチング手段によって提供される入力電力信号を修正して、修正された入力電力信号を生成するように適合される第２のスイッチング手段と、
無線電力伝達を提供するように適合される共振回路と、を備え、
共振回路に結合される、ＩＰＴ変換器を提供する。

別の態様において、本発明は、概して、
実質的に単極の階段状波形を備える時変入力電力信号を生成するように適合される第１のスイッチング手段と、
第１のスイッチング手段によって提供される時変入力電力信号を修正して、修正された入力電力信号を生成するように適合される第２のスイッチング手段と、
無線電力伝達を提供するように適合される共振回路と、を備え、
修正された入力電力信号を受信するように結合される、誘導電力伝達（ＩＰＴ）変換器を提供する。

別の態様において、本発明は、概して、
時変入力電力信号を生成するように適合される第１のスイッチング手段と、
第１のスイッチング手段によって提供される入力電力信号を修正して、修正された入力電力信号を生成するように適合される第２のスイッチング手段と、
無線電力伝達を提供するように適合される共振回路であって、修正された入力電力信号が共振回路に提供される、共振回路と、を備え、
第２のスイッチング手段がより高い周波数で動作することを可能にするために、入力電力信号がより低いスイッチング電流、電圧、及び電力のうちの少なくとも１つを第２のスイッチング手段に提供するように、入力電力信号が第１のスイッチング手段によって変調される、
高い損失をもたらさすことなく高電力成分を使用する、
少なくとも２つのスイッチング段階を有する誘導電力伝達（ＩＰＴ）変換器を提供する。

一実施形態において、第１のスイッチング手段は、第２のスイッチング手段よりも高い周波数で動作する。一実施形態において、第１のスイッチング手段は、ＭＯＳＦＥＴであってもよい。

一実施形態において、第２のスイッチング手段は、第１のスイッチング手段よりも高い電力能力または定格を有する。一実施形態において、第２のスイッチング手段は、ＩＧＢＴであってもよい。

一実施形態において、第２のスイッチング手段は、ゼロまたは実質的にゼロ電流で切り替える。

一実施形態において、第２のスイッチング手段のスイッチング周波数は、４０ｋＨｚより高い。

一実施形態において、第２のスイッチング手段のスイッチング周波数は、６０〜１００ｋＨｚの範囲内である。

一実施形態において、第２のスイッチング手段のスイッチング周波数は、７０〜８５ｋＨｚである。

一実施形態において、第２のスイッチング手段による入力電力信号の修正は、反転を含む。

一実施形態において、修正された入力電力信号は、実質的に正弦波様である階段波形を備える。

一実施形態において、修正された入力電力信号は、階段状の正弦波を実質的に備える。

一実施形態において、第１のスイッチング手段は、時変入力電力信号を生成するときに、選択的高調波除去を使用する。

一実施形態において、第３及び第９高調波は、減少される、弱められる、または除去される。

一実施形態において、第１のスイッチング手段は、第２のスイッチング手段がより高い周波数で動作することを可能にする時変入力電力信号を生成する。

一実施形態において、時変入力電力信号は、より低い電力領域で生成される。

一実施形態において、低い電力領域は、第２のスイッチング手段のスイッチに実質的に同期されてもよい。

一実施形態において、第１のスイッチング手段は、複数のモジュールを備える。

一実施形態において、１つ以上の複数のモジュールは、回路にまたは回路から切り替えられ、入力電力信号の変調を提供する。

一実施形態において、少なくとも１つのモジュールは、縦続接続ハーフブリッジ変換器を備える。

一実施形態において、少なくとも１つのモジュールは、電圧源を備える。

一実施形態において、モジュールのうちの１つは、回路から切断されることができない電圧源を含む。

一実施形態において、少なくとも１つのモジュールは、１つ以上のスイッチを備える。

一実施形態において、時変入力電力信号は、階段信号である。

一実施形態において、時変入力電力信号は、変調された信号である。

一実施形態において、第１のスイッチング手段は、階段状の入力電力信号を生成する。

一実施形態において、第２のスイッチング手段は、Ｈブリッジインバータである。

一実施形態において、ＩＰＴ変換器は、三相変換器である。

一実施形態において、ＩＰＴ変換器は、一次変換器である。

一実施形態において、ＩＰＴ変換器は、二次またはピックアップ変換器である。

さらなる態様において、本発明は、電気自動車充電器に関する第１の態様で特許請求されるようなＩＰＴ変換器におけるように概してあってもよい。

別の態様によると、本発明は、概して、第１のスイッチング手段、第２のスイッチング手段及び共振回路を有するＩＰＴ変換器を動作する方法を提供し、本方法は、
第１のスイッチング手段を切り替えて、時変入力電力信号を作り出す工程と、
時変入力信号を第２のスイッチング手段に提供する工程と、
第２のスイッチング手段を切り替えて、時変入力信号を修正する工程と、
修正された入力信号を共振回路に提供する工程と、を含む。

一実施形態において、第１のスイッチング手段は、階段入力電力信号を作り出す。

一実施形態において、時変入力電力信号は、共振回路周波数に関連する周波数を有する。

一実施形態において、本方法は、共振回路を二次回路に疎結合する工程をさらに含む。

一実施形態において、本方法は、共振回路を使用して無線で電力を伝達する工程をさらに含む。

別の態様によると、本発明は、概して、
１つ以上の直流源から入力電力信号を生成するように適合される第１のスイッチング手段であって、入力電力信号が選択された周波数成分を有する、第１のスイッチング手段と、
第１のスイッチング手段によって提供される入力電力信号を修正するように適合される第２のスイッチング手段と、
無線電力伝達を提供するように適合される共振回路と、を備え、
前記修正された入力電力信号が前記共振回路に提供される、ＩＰＴシステム用の変換器において提供する。

一実施形態において、選択された周波数成分は、時変信号を作り出す。

一実施形態において、選択された周波数成分は、階段または階段状の信号を作り出す。

一実施形態において、選択された周波数成分は、共振回路の周波数に関連する高周波を含む。

一実施形態において、選択された周波数成分は、絶対値正弦波に近似する波形を形成する。

一実施形態において、選択された周波数成分は、選択された周波数を減少させる、または弱める。

一実施形態において、第３及び／または第９高調波が弱められる。

一実施形態において、第１のスイッチング手段は、複数の直流源を備える。

第４の態様によると、本発明は、第１または第３の態様において説明される変換器を備えるＩＰＴシステムにおけるように概してあってもよい。

一実施形態において、変換器は、一次側にあってもよい。

一実施形態において、変換器は、二次側にあってもよい。

一実施形態において、ＩＰＴシステムは、第１または第３の態様において説明される変換器を一次側及び二次側に備えてもよい。

さらなる態様において、本発明は、図１〜１２のうちの１つ以上を参照して本明細書に記載されるＩＰＴ変換器を備えてもよい。

さらなる態様において、本発明は、図１〜１２のうちの１つ以上を参照して本明細書に記載されるＩＰＴ変換器を動作させる方法を含んでもよい。

さらなる態様において、本発明は、図１〜１２のうちの１つ以上を参照して本明細書に記載されるＩＰＴシステムを備えてもよい。

上述の本実施形態は、概説された態様のうちのいずれか１つ以上に適用されてもよい。

開示された主題は、個別に、または一括して、本明細書において言及される、または示される、部分、要素、及び特徴の、これらの部分、要素、または特徴のうちの２つ以上のいずれかまたはすべての組み合わせで概してあってもよい方法の、コネクタ装置または接続も提供する。特定の整数が本明細書において挙げられ、これは本発明が関連する技術における既知の等価物であり、これらの等価物は本明細書本明細書に組み込まれているとみなされる。

本発明のさらなる態様は、すべてその新規の態様において考慮されるべきであり、次の説明から明らかになるであろう。

本発明のいくつかの実施形態が、一例として次の図面を参照して説明される。

本発明によるＩＰＴシステムの第１の実施形態の図である。 本発明による変換器の第１の実施形態の図である。 本発明による第１スイッチング手段の第１の実施形態の概念図である。 本発明によるＩＰＴシステムの第２の実施形態の図である。 本発明によるＩＰＴシステムの第３の実施形態の図である。 ６ａ及び６ｂは、本発明による三相ＩＰＴ変換器の第１の実施形態の図である。 ７ａ及び７ｂは、本発明による三相ＩＰＴ変換器の第２の実施形態の図である。 異なる一次電圧レベルｆＴ＝２０ｋＨｚ＆７０ｋＨｚでの、典型なものと本発明の実施形態とのＴＨＤＩｐｉの比較である。 異なる一次電圧レベルｆＴ＝２０ｋＨｚ＆７０ｋＨｚでの、典型なものと本発明の実施形態とのＴＨＤＩｐｔの比較である。 異なる一次電圧レベルｆＴ＝２０ｋＨｚ＆７０ｋＨｚでの、典型なトポロジーと提案されたトポロジーとの電力損失の比較である。 異なる一次電圧レベルｆＴ＝２０ｋＨｚ＆７０ｋＨｚでの、典型なトポロジーと提案されたトポロジーとの力率の比較である。 異なる一次電圧レベルｆＴ＝２０ｋＨｚ＆７０ｋＨｚでの、従来のトポロジーと提案されたトポロジーとの効率の比較である。 典型的なＩＰＴ変換器の図である。

図面の詳細な説明
説明全体において、同じ参照符号は、異なる実施形態において同じ特徴を表すために使用される。

マルチレベル変換器はＩＰＴシステムに関して説明されるが、共振回路または無線電力伝達を必要としない使用を有してもよい。システムは電気自動車充電への関連を有してもよい。上記で説明したように、Ｌ３充電器は急速充電及び１００ｋＷもの高さの電力レベルを必要とし、下記で説明する実施形態は、このような急速で高電力のシステムの設計を可能にしてもよい。あるいは、本変換器は幅広い種類のＩＰＴシステムのいずれか１つにおいて使用されてもよい。

図１をまず参照すると、誘導電力伝達（ＩＰＴ）システム１１が示され、ＩＰＴシステムは電源と、電磁場を生成できる一次、すなわち軌道側１と、生成された電磁場から電力を受けることができる二次、すなわちピックアップ７とを有する。一次及び二次は、疎結合されるように言及されてもよい。この場合、一次は本発明の一実施形態による変換器とともに示される。マルチレベル変換器は、レベル段２の形式で第１のスイッチング手段、及びレベル段１０の形式で第２のスイッチング手段を有する。

第１のスイッチング手段２、第２のスイッチング手段１０、及び共振回路３は、電力を無線で伝達するための電磁場の作成を可能にしてもよい回路を形成する。

共振回路３は、補償回路１３及び一次巻線１４を含んでもよい。巻線１４は、例えばコイル、または一連のコイルとして、またはトラックの形式で細長のループとして提供されてもよい。しかしながら、共振回路３における本発明の動作に影響を与えない変形が可能であることが、当業者には明らかである。

図１の実施形態は、共振回路１４及び二次スイッチング手段１５を有する二次７を示す。例証された実施形態はフルＨブリッジ変換器であるが、代替のスイッチング手段が可能である。いくつかの実施形態において、二次７は本発明の第２の実施形態またはダイオード整流器を備えてもよい。いくつかの実施形態において、二次７の設計は、一次３の高い周波数の動作を管理するように適合されてもよい。

図２を次に参照すると、一次変換器１がさらに詳細に示される。レベル段または第１のスイッチング手段２が３つの縦続接続されたモジュール４を伴って示されるが、任意の数のモジュールが可能である。さらなる実施形態は７つのモジュール４を含む。適切な数のモジュール４の選択において、電力要件、費用、スイッチング周波数、及び複雑性が考慮されてもよい。

電圧源１２Ｖｐｄｃ及び２つのスイッチ８Ｓｐ＋及びＳｐ−を伴うモジュール４の実施形態も図２に示される。この実施形態は、電圧源１２を回路にまたは回路から切り替え、それによって入力電力信号５、Ｖｌｖｌに寄与するかを変化させる、簡潔な手段を提供する。そのため、入力電力信号５が変調される、階段状になる、または時変となる。一実施形態において、第１のスイッチング手段は、実質的に単極の半正弦波階段波形を含む時変入力信号５を提供する周回を提供する。本発明の効果を変化させることなくモジュール設計における変形が可能であることを理解されたい。一実施形態において、スイッチ８は高い周波数のスイッチングが可能なＭＯＳＦＥＴである。一実施形態において、最大入力電圧Ｖｌｖｌ．ｍａｘまたは電力と比較されるときに切り替えられる減少された電圧または電力レベルは、より低い電力スイッチの使用を可能にしてもよい。

図２をさらに参照すると、フルＨブリッジ変換器が示される。これはインバータ段１０または第２のスイッチング手段１０の実施形態である。第２のスイッチング手段は、第１のスイッチング手段２によって生成される時変入力電力信号５を入力として扱う。第２のスイッチング手段は１つ以上のスイッチ９を備えてもよい。一実施形態において、スイッチ９はＩＧＢＴであってもよい。一実施形態において、第２のスイッチング手段はフルＨブリッジであってもよい。第２のスイッチング手段は時変または変調された入力電力信号５を修正し、修正された入力電力信号６を生成する。この修正は変調された入力電力信号５の反転を含んでもよい。一実施形態において、これは図１及び２に示される階段正弦波タイプの波形６をもたらし得る。

時変入力電力信号５は、フル入力電圧Ｖｌｖｌ．ｍａｘを入力として有するスイッチング手段と比較して、改善された第２のスイッチング手段１０のスイッチング性能を可能にする。レベル段２のユーザは、いくつかの実施形態において、インバータ段１０で、ゼロ電流及び／または電圧のスイッチングを可能にする。例えば、図２に示される波形は、ゼロ電圧点での第２のスイッチング手段１０のスイッチングを表す。変調された入力電力信号５がゼロボルトに達しない実施形態において、電圧レベルはさらに減少される。図４における例は、最大電圧の約３分の１のスイッチング電圧を示す。第２のスイッチング手段１０を切り替えるときの減少された電力の流れは、特に電流が流れていない場合、スイッチング損失及びスイッチング時間を減少させ、典型的なシステムと比べる場合、より高い周波数としてスイッチングを可能にする。時変入力電力信号５は、絶対値正弦波に類似するように設計されてもよい。一実施形態において、時変信号の周波数は、共振回路３及び／または電力伝達の調整された周波数と実質的に同様であるか、またはその２倍である。

図３を参照すると、事変電力信号を生成するように適合される、レベル段２または第１のスイッチング手段２の実施形態が示される。一実施形態において、複数のモジュールまたはレベルまたはユニット４を備えてもよい。各モジュール４は、電圧源１２を備えてもよく、１つ以上のスイッチング装置８を含んでもよい。時変、または変調された、または階段状、または一定でない電力信号５が、スイッチングによって制御されることから、モジュールの適切な総和によって形成されてもよい。例えば、３つのモジュールレベル段２を考慮すると、階段または階段状のタイプの変調された入力信号５は、７つのレベルで生成され得る。時変信号は、電流及び／または電圧が低い、または実質的にゼロである、低電力領域を含むように適合されてもよい。第２のスイッチング手段のスイッチの動作は、スイッチングのｄｉ／ｄｔ及び／またはｄｖ／ｄｔ特徴を改善するように低い電力領域に実質的に一致される、または同期される。

最初にすべてのモジュール１６、１７、１８が回路から切り替えられ、Ｖｌｖｌがゼロになり、Ｓ３１＋のスイッチをオンにし、Ｓ３１−のスイッチをオフにして、電圧源１２、Ｖｄｃ３を回路に切り替え、ＶｌｖｌがＶｄｃ３に等しくなる。次に、スイッチＳｐ２１−は開いてもよく、スイチＳＰ２１＋は閉まり、電圧源１２、Ｖｄｃ２を回路にもたらし、入力電力信号を増加させ、ＶｌｖｌはＶｄｃ２及びＶｄｃ３の総和となる。最後に、３つのレベルの変換器スイッチの場合において、Ｓｐ１１−及びＳｐ１１＋は、Ｖｄｃ１を回路にもたらすように切り替えられ得る。これは、Ｖｄｃ１、Ｖｄｃ２、及びＶｄｃ３の総和によって、最大電力出力を出力Ｖｌｖｌとして提供する。説明された手法の反転は、電圧を、ゼロであり得る基本レベルに戻す。スイッチング手段は、一定のタイミングで動作してもよく、または電力信号を適切に変調するために異なる期間が使用されてもよい。同様に、電圧源１２の大きさは、同様であってもよく、または異なってもよい。例証された実施形態において、スイッチ８は、最大電圧Ｖｌｖｌよりも小さい最大スイッチング電圧、例えばＶｉ１〜３を有する。これはより低い定格のスイッチが使用されることを可能にする。一実施形態において、使用されるスイッチは、所望される電力レベルでの高い周波数動作が可能なＭＯＳＦＥＴであってもよい。スイッチは単一波形またはサイクルで複数回動作し得るため、動作の周波数は重要であり得る。

図２を再度参照すると、マルチレベル変換器１の全体的な性能が概説され得る。第１のスイッチング手段２は、変調された入力電力信号５を生成し、示された実施形態において、これは階段状の信号である。この信号は、次に、修正された入力電力信号６を生成するように動作する第２のスイッチング手段１０に受け渡す。示される実施形態において、修正は入力電力信号５の半分の反転である。変調された入力信号５は、第２のスイッチング手段用の、より低いスイッチング電流及び／または電圧及び／または電力を提供するため、有利であり得る。これは、第２のスイッチング手段１０が、高い損失をもたらさない高い電力成分を使用して、より高い周波数で動作することを可能にする。共振回路３に供給される達成可能な共振周波数は、１０〜２０ｋＨｚのＩＰＴシステムの典型的な動作周波数を上回る。いくつかの実施形態において、変換器１は、この技術を使用して、最大４０ｋＨｚ、１００ｋＨｚ、またはより高い周波数で動作してもよい。スイッチの動作に加えられるこれらの改善は、典型的に高い電力で動作するが、比較的遅いスイッチング速度であるＩＧＢＴが、第２のスイッチング手段に使用されることを可能にし得る。第１のスイッチング手段は、比較的より低い電力で動作し、より高い周波数のＭＯＳＦＥＴが使用されてもよい。そのため本実施形態は、高いスイッチング周波数を達成しながら、費用効果の高いＩＧＢＴが使用されることを可能にし得る。

変換器１の動作は、第１のスイッチング手段２が入力信号に対する周波数成分を選択するとして代替的にみなされてもよい。第１のスイッチング手段２は、入力信号５を変化させており、選択された周波数成分を有する信号を生成し、これが第２のスイッチング手段１０に供給される。時変入力信号５の周波数成分は、所望される共振周波数の周波数成分に、より近く類似してもよい。いくつかの実施形態において、選択された周波数は、共振回路３の調整された周波数に関連してもよい。この関連は、中間ステップに対するものであってもよく、例えば、選択された周波数が絶対値正弦波を概ね形成する。一実施形態において、選択された周波数成分の優勢の高調波は共振回路の周波数または共振回路の周波数の二倍であってもよい。図２は、正弦波の単極（本例では正）部分に近似する各半分の期間の形状の、階段または階段状の波形５を生成する変調された入力信号５を示す。第２のスイッチング手段１０は、次に時変または変調された入力波形５を修正し、修正された双極フル正弦波入力電力信号波形６を生成する。第２のスイッチング手段１０の動作は、入力電力信号５の帯域における減少によってより効果的及び効率的にされてもよい。第２のスイッチング手段１０は、もはや、典型的な直流入力信号の望ましくない周波数の少なくとも一部を実行する、または切り替える必要はない。そのため、第２のスイッチング手段１０のスイッチング周波数は、全体的な損失を増加させることなく増加し得る。

図４を次に参照すると、一次変換器１及び二次変換器７を伴う実施形態が示される。この実施形態において、変換器は同様のマルチレベル変換器であるが、これは必須ではない。各変換器の第１のスイッチング手段２は３つのモジュールを含む。モジュール１９のうちの１つは、スイッチング要素を含まない。これは、さらに費用効果の高い解決策を提供し得て、より少ない成分を必要とする。残りのモジュール４は、先に説明された実施形態を示す。これらのモジュールの切り替えは、先に説明された切り替えと同様であるが、最小電圧はもはや０ではなくＶｐｄｃである。この変化の実施形態は、変調された入力電力信号５の波形において見られてもよく、この場合、階段形はゼロボルトに戻らない。示された実施形態において、修正された入力電力信号６は、図１の実施形態によって生成される入力電力信号と概ね同様である。これは、第２のスイッチング手段１０の動作によって達成されてもよい。第２のスイッチング手段１０は、まず適切なスイッチを開き、入力電力信号の伝達を止め、そして、適切な量の時間を待ってから、逆に入力電力信号をオンに切り替え、信号を反転させ、所望される修正された入力電力信号６を生成する。これは、所望される出力を生成する一方で、使用される成分の数を減少させる。第２のスイッチング手段１０は、もはやゼロ電力または電流点で切り替えないが、切り替えられた電力レベルは最大未満のままである。

図５を次に参照すると、一次変換器１及び二次変換器７の両方が図２に示されるマルチレベル変換器である実施形態が示される。本実施形態は、二次巻線２３及び補償回路２４を有する二次共振回路３を示す。特定の共振回路が示されるが、様々な共振回路が使用されてもよい。本実施形態において、二次変換器は、スイッチング損失の増加を伴わずに、一次変換器と同じ、または実質的に同じ、周波数で動作することができる。あるいは、ダイオード整流器は二次共振回路３に接続されてもよいが、これは二方向の電力伝達を可能にできない。図１のように、フルＨブリッジ段が二次変換器として使用され、共振回路が同じ周波数で動作する場合、Ｈブリッジスイッチング周波数が、典型的に使用されるＩＧＢＴの効率的な動作には高すぎるため、損失の増加が起こる。

図６ａ及びｂを次に参照すると、マルチレベル変換器は、ＩＰＴシステムに好適な三相変換器に適用されるように示される。三相システムは、デルタ配置で、図６ａに示されるように接続される、各相２０用の変換器を必要としてもよいが、スター配置で接続されてもよい。各位相変換器２０は、単相変換器１に関連して説明されるように動作する第１のスイッチング手段２及び第２のスイッチング手段１０を備える。いくつかの実施形態において、位相間の関連性は変換器の同期を必要としてもよい。図７ａ及び７ｂは、単相システム用の図４に示されるような三相変換器の実施形態を示す。

通常、マルチレベル変換器は、減少されたスイッチング損失及び高調波成分を伴う、低電圧装置から所望される高電圧を合成するために用いられる。典型的なＩＧＢＴに基づくＳＨＢ変換器のスイッチング損失は、全体的な損失に大きく寄与し、周波数とともにさらに増加する。逆に、ＭＯＳＦＥＴに基づく変換器の損失は、スイッチのオン抵抗Ｒｏｎ、スイッチ電流のＲＭＳ値、及びスイッチの数に多く依存する、伝導損失により左右されることが明らかである。

図１の提案された変換器は、縦続接続された半ブリッジＭＯＳＦＥＴ変換器であり得るレベル段、及びフルＨブリッジＩＧＢＴ変換器からなる。各変換段によって合成される典型的な電圧波形は、図１にさらに例証される。変換器は、ＩＰＴシステムの一次側で用いられ、高い電力の印加に必要な高い周波数の電流を生成してもよい。フルＨブリッジ変換器は、縦続接続されたレベルユニットＶｌｖｌによって合成された電圧波形を反転し、所望される出力電圧を生成し、所望される電流を生成することができる。提案されたトポロジーは、典型的なシステムより少ない数の、特に高い電力レベル用の定格の切り替え装置を使用する。

実施形態の性能を評価するために、図１に示されるような２０ｋＷ二方向ＩＰＴシステムが、典型的なＩＰＴシステムとの比較においてモデル化される。単一のＨブリッジ変換器がピックアップ側で使用され、ハイブリッドマルチレベル変換器がＩＰＴシステムの一次側で使用された。２つの周波数でのシミュレーションに使用された２つのシステムのパラメータが表Ｉに示される。ＰＳＭを通してＶ_pｉを制御し、θ＝π/２及びＶ_ｓｉを一定に保つことで、両方のシステムが異なる電力レベル下で調査された。ハイブリッドマルチレベル変換器において、選択的な高調波除去（ＳＨＥ）方法を伴う階段状の変調が使用され、第３及び第９高調波電圧を除去した。図１に示される角度φ_ｐ１、φ_ｐ２、及びφ_Ｐ３は、次の式を解くことで計算される。

２０ｋＨｚ、７０ｋＨｚの２つの異なる周波数で両方のシステムがシミュレーションされ、公正な比較のために、任意の電圧に対する電力レベルが動作周波数に無関係であると次のように仮定される。

典型的なＩＰＴに使用されるＳＨＢトポロジーは、４つの電力ＩＧＢＴスイッチのみからなる。逆に、従来のマルチレベル変換器は、多数のスイッチを必要とし、結果として比較的さらに効果で、複雑なシステムになる。従来の縦続接続されたマルチレベルトポロジーであるＣ−ＣＭＬは、多数のスイッチを使用することとなる。例えば、２（Ｎ−１）ＭＯＳＦＥＴは、Ｎレベルの変換器に対して切り替える。表ＩＩによると、スイッチング成分の数が電圧レベルの数とともにかなり増加する。

図１に例証される実施形態は、スイッチの数が減少されたマルチレベル変換器を使用する。これは、７つのレベルの変換器用の６つのＭＯＳＦＥＴスイッチ及び４つのＩＧＢＴスイッチを使用してもよい。表ＩＩは、Ｃ−ＣＭＬ変換器が、特に変換器のレベルの数が増加する場合、提案されたトポロジーと比較して、さらに多くのスイッチを必要とすることを示す。

スイッチングプロセスに関連する高調波歪の合計（ＴＨＤ）を減少させることは、マルチレベル変換器の利点の１つである。図９は、異なる周波数の動作及び電圧レベルでのＩｐｉ用のＴＨＤにおける変形を示す。ＴＨＤにおける傾向は、両方の変換器に対して同様である。しかしながら、ＴＨＤＩｐｉにおける７０％までの増加が、典型的なトポロジーにおいて見ることができる一方で、提案されたハイブリッドマルチレベルトポロジーにおいては約２０％である。図９は、異なる周波数及び電圧レベルに対するＴＨＤＩｐｔを例証する。提案されたシステムについて、ＴＨＤレベルが１％以内に制限される一方で、典型的なシステムにおいては１〜３％間で変化する。電流のＴＨＤは、インダクタ損失及び構成部品の定格に影響する。そのため、高いＴＨＤＩｐｉはより高い定格の構成部品を必要とし得ることが議論され得る。

ＩＰＴシステムにおいて、変換器損失、銅損、鉄損が、全体的な電力損失を構成する。変換器損失は、スイッチング損失及び伝導損失からなる。本明細書において、鉄損及びＴＨＤによる損失は無視される。銅損は、抵抗Ｒｐｉ、Ｒｓｉ、Ｒｐｔ、及びＲｓｔによって表される。より小さなインダクタがより高い周波数において用いられるため、銅損の減少が予想される。一方で、より高い表皮硬化及び近接効果は、さらなる銅損につながる。結果的に、銅損を表す抵抗の量は、表ＩＩに示されるように、異なる周波数において変化しないままであると仮定される。

典型的なシステムと図１に示される実施形態の両方において、伝導損失はＩｐｉ．ｒｍｓ及びＩｓｉ．ｒｍｓに比例する。さらにこれは、Ｉｓｉ１及びＩｐｉ１”がＶｐｉ１及びＶｓｉ１にそれぞれ比例することから明白であり、この場合、指数１は基本成分を表す。つまり、電力出力がＶｐｉを通して調節される場合、ＴＨＤ．Ｉｐｉ効果、一次導電電力損失、Ｐｃｎｄ損失−ｐを無視することは、変化しないことが予想される。逆に、二次導電電力損失、Ｐｃｎｄ損失−ｓはｖｐｉに比例する。しかしながら、典型的なトポロジーにおける高いＴＨＤＩｐｉレベルは、Ｉｐｉ．ｒｍｓ及びＰｃｎｄ損失−ｐへの大きな影響を有する

本システムの提案された実施形態において、フルＨブリッジＩＧＢＴ変換器は、ゼロ電流スイッチング状態で動作してもよい。そのため、スイッチング損失が主にＭＯＳＦＥＴに基づく変換器に関係している一方で、典型的なＩＰＴシステムにおいて、スイッチング損失は、ＩＧＢＴに基づくフルＨブリッジに関連している。

図８を図１０と比較すると、典型的なシステム総電力損失であるＰｃｎｙ損失とＴＨＤＩｐｉとの間に正の相関が見られる。逆に、提案されたシステムの総電力損失であるＰｐｒ損失は、図１０から明白であるように、Ｖｐｉに直接比例する。図１０が示すように、典型的なＩＰＴシステムにおいて、動作周波数の増加が、電力損失レベルを提案されたシステムよりも上昇させ得る。

一次変換器であるＰＦｔによって見られる電力係数は次のようになる。
式中、ＤＦは変位係数である。図１１は、ＰＦｔが動作周波数に無関係であることを例証する。図１１において、両方のシステムで、ｍｐが下がるとＰＦｔが減少する明らかな傾向がある。しかしながら、ＰＦｔにおけるｍｐでの減少率は、提案されたＩＰＴシステムではより低い。さらに、提案されたシステムにおけるＰＦｔは、典型的なＩＰＴシステムに比べて改善されている。例えば、提案されたトポロジーは、最高電圧レベルで０．９８のＰＦｔを有する一方で、典型的なトポロジーにおいては０．８７である。

図１２は、異なるｖｐｉ及びｆＴでの両方のシステムにおける効率であるηを示す。図１２から、典型的なシステムと比べ、提案されたシステムにおける効率であるηｐｒｐが、特により低い電力レベル及びより高い動作周波数で、改善されている。図１２によると、典型的なトポロジーにおいて、電力レベルが下がると、効率であるηｃｎｙが減少する傾向がある。ｆＴ＝２０ｋＨｚで、ηｃｎｙは約９１％〜８８％穏やかに下がり、次いでｍｐが５０％に急落する。ｆＴ＝７０ｋＨｚであるηｃｎｙの減少が、８４％〜７０％へとさらに大きくなる。逆に、異なる一次電圧レベル下で提案されたシステムにおいて、効率における重大な変化は見られない。しかしながら、ｆＴ＝２０ｋＨｚ及び７０ｋＨｚでの効率レベル間に約３％の差が認められる。

上記から、所望される入力信号を作り出すための第１及び第２のスイッチング手段を含む変換器が提供されることが分かるであろう。

文脈が明らかに必要としない限り、説明を通して、「備える」、「備えている」などの用語は、排他的または排他的な意味に対して包括的な意味である、即ち、「〜を含むが、それらに限定されない」の意味であると解釈されるべきである。

本発明が例として、かつその可能な実施形態を参照して説明されているが、修正または改善が本発明の範囲から逸脱することなく加えられ得ることを理解されたい。本発明は、個別に、または一括して、本明細書において言及される、または示される、部分、要素、及び特徴の、これらの部分、要素、または特徴のうちの２つ以上のいずれかまたはすべての組み合わせを概ね含んでもよい。さらに、本発明の特定の成分または整数が本明細書において参照される場合、このような等価物は個別に述べられるように本明細書に組み込まれる。

本明細書を通して従来技術のあらゆる議論は、このような従来技術は広く既知であるか、本分野における共通の一般知識の部分を形成するという認識のため、全く考慮されるべきではない。

Claims (26)

1. 実質的に単極の階段状波形を備える時変入力電力信号を生成するように適合される第１のスイッチング手段と、
   前記第１のスイッチング手段によって提供される前記時変入力電力信号を修正して、修正された入力電力信号を生成するように適合される第２のスイッチング手段と、
   無線電力伝達を提供するように適合され、前記修正された入力電力信号を受信するように結合される共振回路と、
   を備え、
   前記第１のスイッチング手段は、少なくとも３つのモジュールを含み、前記少なくとも３つのモジュールのうちの１つはスイッチング素子を含まず、
   前記第２のスイッチング手段は、
   i）前記時変入力電力信号を、前記修正された入力電力信号として送信するときに、
   ii）ゼロ電力または電流点とならないように、前記時変入力電力信号の前記送信を停止し、
   iii）前記時変入力電力信号を反転させ、反転させた時変入力電力信号を、前記修正された入力電力信号として送信する、誘導電力伝達（ＩＰＴ）変換器。
2. 前記単極の階段状波形が半正弦波の階段状波形を備える、請求項１に記載のＩＰＴ変換器。
3. 前記修正された入力電力信号が別の共振回路に無線で伝達される、請求項１または請求項２に記載のＩＰＴ変換器。
4. 前記時変入力電力信号が、より低いスイッチング電流、電圧、及び電力のうちの少なくとも１つを前記第２のスイッチング手段に提供する、請求項１〜３のいずれか１項に記載のＩＰＴ変換器。
5. 前記第１のスイッチング手段が前記第２のスイッチング手段よりも高い周波数で動作する、請求項１〜４のいずれか１項に記載のＩＰＴ変換器。
6. 前記第１のスイッチング手段がＭＯＳＦＥＴを含む、請求項１〜５のいずれか１項に記載のＩＰＴ変換器。
7. 前記第２のスイッチング手段が前記第１のスイッチング手段よりも高い電源能力または電力定格を有する、請求項１〜６のいずれか１項に記載のＩＰＴ変換器。
8. 前記第２のスイッチング手段による前記入力電力信号の前記修正が反転を含む、請求項１〜７のいずれか１項に記載のＩＰＴ変換器。
9. 前記修正された入力電力信号が階段波形を実質的に備える、請求項１〜８のいずれか１項に記載のＩＰＴ変換器。
10. 前記第１のスイッチング手段が、前記時変入力電力信号を生成するときに、選択的高調波除去を使用する、請求項１〜９のいずれか１項に記載のＩＰＴ変換器。
11. 前記少なくとも３つのモジュールのうちの１つ以上が、回路にまたは回路から切り替えられて、前記入力電力信号の変調を提供する、請求項１〜１０のいずれか１項に記載のＩＰＴ変換器。
12. 前記少なくとも３つのモジュールのうちの少なくとも１つが縦続接続ハーフブリッジ変換器を備える、請求項１〜１１のいずれか１項に記載のＩＰＴ変換器。
13. 前記少なくとも３つのモジュールのうちの少なくとも１つが電圧源を備える、請求項１〜１２のいずれか１項に記載のＩＰＴ変換器。
14. 前記第２のスイッチング手段がＨブリッジインバータを含む、請求項１〜１３のいずれか１項に記載のＩＰＴ変換器。
15. 前記ＩＰＴ変換器が二次またはピックアップ変換器である、請求項１〜１４のいずれか１項に記載のＩＰＴ変換器。
16. 前記ＩＰＴ変換器が電気自動車充電器を含む、請求項１〜１５のいずれか１項に記のＩＰＴ変換器。
17. 時変入力電力信号を生成するように適合される第１のスイッチング手段と、
    前記第１のスイッチング手段によって提供される前記時変入力電力信号を修正して、修正された入力電力信号を生成するように適合される第２のスイッチング手段と、
    無線電力伝達を提供するように適合され、前記修正された入力電力信号を受信するように結合される共振回路と、
    を備え、
    前記第１のスイッチング手段は、少なくとも３つのモジュールを含み、前記少なくとも３つのモジュールのうちの１つはスイッチング素子を含まず、
    前記第２のスイッチング手段は、
    i）前記時変入力電力信号を、前記修正された入力電力信号として送信するときに、
    ii）ゼロ電力または電流点とならないように、前記時変入力電力信号の前記送信を停止し、
    iii）前記時変入力電力信号を反転させ、反転させた時変入力電力信号を、前記修正された入力電力信号として送信する、誘導電力伝達（ＩＰＴ）変換器。
18. 時変入力電力信号を生成するように適合される第１のスイッチング手段と、
    前記第１のスイッチング手段によって提供される前記時変入力電力信号を修正して、修正された入力電力信号を生成するように適合される第２のスイッチング手段と、
    無線電力伝達を提供するように適合される共振回路であって、前記修正された入力電力信号が前記共振回路に提供される、共振回路と、を備え、
    前記第２のスイッチング手段が、高い損失をもたらさない高い電力成分を使用して、より高い周波数で動作することを可能にするために、前記入力電力信号がより低いスイッチング電流、電圧、及び電力のうちの少なくとも１つを前記第２のスイッチング手段に提供するように、前記入力電力信号が前記第１のスイッチング手段によって変調される、少なくとも２つのスイッチング段階を有し、
    前記第１のスイッチング手段は、少なくとも３つのモジュールを含み、前記少なくとも３つのモジュールのうちの１つはスイッチング素子を含まず、
    前記第２のスイッチング手段は、
    i）前記時変入力電力信号を、前記修正された入力電力信号として送信するときに、
    ii）ゼロ電力または電流点とならないように、前記時変入力電力信号の前記送信を停止し、
    iii）前記時変入力電力信号を反転させ、反転させた時変入力電力信号を、前記修正された入力電力信号として送信する、誘導電力伝達（ＩＰＴ）変換器。
19. 第１のスイッチング手段と、第２のスイッチング手段と、共振回路とを有するＩＰＴ変換器を動作させる方法であって、
    ａ）前記第１のスイッチング手段を切り替えて、実質的に単極の階段状波形を備える時変入力電力信号を作り出す工程と、
    ｂ）前記時変入力電力信号を前記第２のスイッチング手段に提供する工程と、
    ｃ）ゼロ電力または電流点とならないように、前記時変入力電力信号の伝達を止め、適切な量の時間を待って、前記時変入力電力信号を反転させるように、前記第２のスイッチング手段を切り替えて、前記時変入力電力信号を修正する工程と、
    ｄ）前記修正された入力電力信号を前記共振回路に提供する工程と、を含む、方法。
20. 前記第１のスイッチング手段が階段状の入力電力信号を作り出す、請求項１９に記載の方法。
21. 前記時変入力電力信号が単極である、請求項１９または請求項２０に記載の方法。
22. 前記時変入力電力信号が前記共振回路周波数に関連する周波数を有する、請求項１９〜２１のいずれか１項に記載の方法。
23. 前記方法が前記共振回路を二次回路に疎結合する工程をさらに含む、請求項１９〜２２のいずれか１項に記載の方法。
24. ａ）１つ以上の直流源から入力電力信号を生成するように適合される第１のスイッチング手段であって、前記入力電力信号が選択された周波数成分を有する、第１のスイッチング手段と、
    ｂ）前記第１のスイッチング手段によって提供される前記入力電力信号を修正するように適合され、前記入力電力信号の伝達を止め、適切な量の時間を待って、前記入力電力信号を反転させる第２のスイッチング手段と、
    ｃ）無線電力伝達を提供するように適合される共振回路と、を備え、
    ｄ）前記修正された入力電力信号が前記共振回路に提供され、
    前記第２のスイッチング手段は、
    i）前記入力電力信号を、前記修正された入力電力信号として送信するときに、
    ii）ゼロ電力または電流点とならないように、前記入力電力信号の前記送信を停止し、
    iii）前記入力電力信号を反転させ、反転させた入力電力信号を、前記修正された入力電力信号として送信する、ＩＰＴシステム用の変換器。
25. 前記第１のスイッチング手段における少なくとも１つのモジュールは、受動素子であり、前記スイッチング素子を有するモジュールの数は、２つである、請求項１に記載のＩＰＴ変換器。
26. 前記第１のスイッチング手段は、ｎ個のモジュールを含み、前記スイッチング素子を有するモジュールの数は、ｎ−１個である、請求項１に記載のＩＰＴ変換器。