CN115039327A - 无桥单相pfc多电平推挽式电源转换器 - Google Patents

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Abstract

电源转换装置采用多电平技术和宽带隙半导体开关器件，以在具有高功率密度的转换器系统中实现高效率。所述装置可以配置为能够作为逆变器和整流器操作的双向转换系统，所述逆变器用于接收DC电源并产生AC电源，所述整流器用于接收AC电源并产生DC电源。所述装置特别适用于电动汽车(electric vehicle，EV)应用。

Description

无桥单相PFC多电平推挽式电源转换器
技术领域
所公开实施例的各方面大体涉及电力电子器件，更具体地，涉及开关模式电源转换器。
背景技术
电源转换器的当前趋势是朝着高效率和高功率密度方向发展，交流(alternatingcurrent，AC)到直流(direct current，DC)转换器和DC到AC转换器都是如此。此类电源转换器的许多现有问题可以使用新型宽带隙开关器件来解决。可以通过增加半导体器件的数量、改进磁组件以及降低开关频率来实现高效率。然而，这些方法会带来其它问题，例如降低转换器的功率密度。
为提高电源转换器的开关频率，可以使用无桥推挽式拓扑。然而，不断增加的电源转换电平对能够处理这些拓扑所需的较高电流速率的半导体器件的可用性构成限制。在转换器中并联开关器件可以降低所需的电流速率，但可能会导致电流不平衡。这些方法也几乎不能增加功率密度或减小转换器的尺寸和重量。
多电平转换器技术采用串联开关单元可提供更多电压电平，因此能够实现低电流纹波并减少滤波元件，但代价是增加半导体开关的数量和电流能力。传统的推挽式转换器拓扑仅包括单个高频开关单元来产生三个电压电平，这几乎不能减少电流纹波或降低施加到各种转换器组件的电压。
因此，需要经过改进的电源转换装置，该电源转换装置具有高效率、高功率密度和低电磁干扰(electromagnetic interference，EMI)。因此，需要提供一种至少部分解决上述问题的电源转换器装置。
发明内容
所公开实施例的各方面涉及适用于高功率、高效率和高功率密度应用的电源转换器拓扑。所公开实施例的目的是提供一种电源转换器拓扑，所述电源转换器拓扑为AC-DC和DC-AC操作模式提供较低的输入电流总谐波失真(total harmonic distortion，THD)和较高的功率因数(power factor，PF)。此目的和其它目的通过独立权利要求的主旨来实现。附属权利要求中可以找到进一步有利的修改。
根据第一方面，通过一种装置来实现上述和其它目的和优势。在一个实施例中，所述装置包括多个高频开关单元。第一高频开关单元与至少一个其它高频开关单元并联。所述装置包括多个电感器，其中，所述多个电感器中的至少一个电感器磁耦合到所述多个电感器中的至少一个其它电感器。所述多个电感器用于将输入侧上的公共连接点与连接到所述第一高频开关单元的中点的至少一个第一连接点以及连接到所述至少一个其它高频开关单元的中点的至少一个第二连接点电感耦合。所述装置还包括升压电感器。所述升压电感器的第一端耦合到第一AC电压。所述升压电感器的第二端耦合到所述多个电感器的所述输入侧上的所述公共连接点。所述装置还包括与所述多个高频开关单元并联的低频开关单元。所述低频开关单元的中点耦合到第二AC电压。所公开实施例所述的电源转换器或转换装置提供具有更高效率和功率密度的电源转换。
在根据第一方面所述的装置的一种可能的实现方式中，所述第一高频开关单元包括连接在第一DC电压和所述第一高频开关单元的所述中点之间的第一高频开关器件，以及连接在所述第一高频开关单元的所述中点和第二DC电压之间的第二高频开关器件。所述推挽式开关装置允许输出功率的脉宽调制(pulse-width modulation，PWM)控制。
在所述装置的一种可能的实现方式中，所述至少一个其它高频开关单元包括耦合在所述第一DC电压和所述至少一个其它高频开关单元的所述中点之间的第一高频开关器件，以及连接在所述至少一个其它高频开关单元的所述中点和所述第二DC电压之间的第二高频开关器件。在转换器装置的所有高频开关单元中使用相同的开关单元配置可以促进均流并简化控制器结构。
在所述装置的一种可能的实现方式中，所述多个电感器的所述输入侧上的所述公共连接点通过所述多个电感器中的第一电感器耦合到所述至少一个第一连接点，并且所述公共连接点通过所述多个电感器中的第二电感器耦合到所述至少一个第二连接点。所述电感器之间的磁耦合可以促进均流并实现所述装置的多电平操作。
在所述装置的一种可能的实现方式中，所述第一电感器通过相对磁耦合耦合到所述第二电感器。自耦变压器提供相对磁耦合，并且在某些实施例中具有较小尺寸的优点。
在所述装置的一种可能的实现方式中，所述第一电感器通过辅助磁耦合耦合到所述第二电感器。在所述多个电感器包括奇数个电感器(例如三个电感器)的实施例中，辅助磁耦合可能非常有利。
在所述装置的一种可能的实现方式中，所述多个电感器包括以树形结构连接在一起的一个或多个自耦变压器。树形结构可以利用尺寸较小的自耦变压器，从而产生更高的功率密度。
在所述装置的一种可能的实现方式中，所述装置还包括耦合在所述低频开关单元和所述DC电源之间的滤波器。所述滤波器可以用于去除不必要的频率分量并提高所述DC电源的质量。将所述装置作为DC到AC转换器操作时，这一点尤其重要。
在所述装置的一种可能的实现方式中，所述装置包括连接在所述AC输入电源和所述升压电感器之间的滤波器。所述滤波器可以是电磁干扰(electromagneticinterference，EMI)滤波器。在所述AC输入电源和所述升压电感器之间包含EMI滤波器有助于降低EMI排放。
在所述装置的一种可能的实现方式中，所述装置是多电平电源转换装置。
在所述装置的一种可能的实现方式中，所述装置包括控制器，所述控制器用于基于控制电压和多个三角电压信号生成多个脉冲波调制(pulse wave modulation，PWM)信号。所述多个三角电压信号中的每个三角电压信号基于所述多个高频开关单元中的高频开关单元数量进行等相移位。使用相移三角电压信号生成所述PWM信号，为所述装置提供了非常简单的控制结构。这种控制结构使得所述电源转换器实现较低的THD和较高的PF。
在所述装置的一种可能的实现方式中，所述多个高频开关单元与DC电源并联耦合，并且所述装置用于接收AC电源并产生所述DC电源。例如，从本地电网为电池充电时，AC到DC电源转换非常有用。
在所述装置的一种可能的实现方式中，所述装置用于接收所述DC电源并产生所述AC电源。在同一电源转换装置中包括AC到DC以及DC到AC电源转换，在电动汽车(electricvehicle，EV)应用中特别有用。
在所述装置的一种可能的实现方式中，所述多个高频开关单元包括氮化镓开关器件。氮化镓开关器件等宽带隙半导体开关器件非常适用于硬开关推挽式电源转换器应用。
在所述装置的一种可能的实现方式中，所述控制器用于基于AC电源的电压和流经所述升压电感器的电流中的至少一个来生成所述控制电压，并生成用于驱动所述多个高频开关单元的多个PWM开关控制信号(PWMH1、PWML1、PWMH2、PWML2、PWMHj、PWMLj)。从单个控制电压生成多个PWM控制信号简化了所述控制器的结构。
根据第二方面，通过一种方法来实现上述和其它目的和优势。在一个实施例中，所述方法包括接收升压电感器处的AC电源，并且经由所述升压电感器将所述AC电源传输到多个电感器。所述多个电感器中的至少一个电感器磁耦合到所述多个电感器中的至少一个其它电感器。将AC电源分配到多个高频开关单元的中点。所述多个高频开关单元中的每个高频开关单元包括所述单元的所述开关器件之间的中点，并且与DC电源并联耦合。通过使用多个PWM开关控制信号控制所述多个高频开关单元，将AC电源转换为所述DC电源。通过低频开关单元将DC电源转换回所述AC电源。所述低频开关单元的开关频率与所述AC电源的主频率同步。所公开实施例的各方面提供具有更高效率和功率密度的电源转换。
在所述方法的一种可能的实现方式中，所述方法还包括生成多个PWM控制信号，其中，所述多个PWM控制信号中的每个PWM控制信号基于所述多个高频开关单元中的高频开关单元数量进行等相移位。对所述控制信号进行等相移位可显著降低EMI以及所述升压电感器上的电压应力，从而能够减小组件尺寸并提高所述转换器的整体功率密度。
在所述方法的一种可能的实现方式中，所述方法还包括接收所述DC电源并产生所述AC电源。在某些应用中，提供电源逆变和电源整流特别有利。
在此处结合附图描述的实施例中，示例性实施例的这些和其它方面、实现方式和优点将变得显而易见。然而，应当理解的是，描述和附图仅用于说明目的，而不是作为对所公开发明的限制，对此应当参考所附权利要求书。本发明的其它方面和优点将在下面的描述中阐述，并且部分方面和优点在所述描述中显而易见，或者可以通过本发明的实践来了解。此外，本发明的各方面和优点可以通过所附权利要求书中特别指出的方法和组合来实现和获得。
附图说明
在本发明的以下详述部分中，将结合附图中所示的示例性实施例来更详细地解释本发明，其中，相同的数字表示相同的元件：
图1示出了结合所公开实施例各方面的示例性电源转换装置的示意性框图；
图2示出了结合所公开实施例各方面的具有两个高频开关单元的示例性电源转换装置的示意图；
图3示出了结合所公开实施例各方面的具有三个高频开关单元的示例性电源转换装置的示意图；
图4示出了结合所公开实施例各方面的装置的替代电感器配置的示意图；
图5示出了结合所公开实施例各方面的具有三个自耦变压器的示例性电源转换装置的示意图；
图6示出了结合所公开实施例各方面的电源转换装置的示例性控制器的框图；
图7示出了结合所公开实施例各方面的控制器内生成的示例性控制信号；
图8示出了结合所公开实施例各方面的示例性控制器生成的一组模拟信号图；
图9示出了结合所公开实施例各方面的五电平电源转换装置的模拟波形图；
图10示出了从结合所公开实施例各方面的五电平电源转换器装置获得的实验电压波形图；
图11示出了结合本发明各方面的五电平电源转换装置与传统三电平电源转换器的效率曲线比较图；
图12示出了从结合所公开实施例各方面的七电平电源转换器装置获得的实验电压波形图；
图13示出了结合所公开实施例各方面的单相PFC推挽式九电平转换器装置的一组主波形模拟结果图；
图14示出了结合所公开实施例各方面的九电平装置的实验波形图；
图15示出了结合所公开实施例各方面的示例性电源转换方法的流程图。
具体实施方式
参考图1，该图中示出了结合所公开实施例各方面的示例性电源转换装置100的示意性框图。所公开实施例的电源转换装置100涉及电源转换器拓扑，本文中也称为无桥单相功率因数校正(power factor correction，PFC)多电平推挽式电源转换器。所述装置100采用多电平技术和宽带隙半导体开关器件，以在具有高功率密度的转换器系统中实现高效率。所述示例性装置100可以配置为能够作为逆变器和整流器操作的双向转换系统，所述逆变器用于接收DC电源并产生AC电源，所述整流器用于接收AC电源并产生DC电源。所述装置100特别适用于电动汽车(electric vehicle，EV)应用。
所述示例性电源转换装置100示出了一种电源转换器拓扑，所述电源转换器拓扑为AC-DC和DC-AC操作模式提供较低的输入电流总谐波失真(total harmonic distortion，THD)和较高的功率因数(power factor，PF)。较低的THD是指THD约低于百分之三(3％)，较高的PF是指PF接近1。
如图1所示，所述装置100包括多个高频开关单元50。第一高频开关单元150与至少一个其它高频开关单元151并联。每个开关单元150、151并联连接在正DC电压172和负DC电压176之间。虽然图1中仅示出了两个高频开关单元150、151，但可以理解的是，所述多个高频开关单元50可以包括任意数量的两个或多个高频开关单元，而不偏离所公开实施例的精神和范围。
所述装置100包括多个电感器140。所述多个电感器140中的至少一个电感器磁耦合到所述多个电感器140中的至少一个其它电感器。所述多个电感器140用于将所述电源转换器100输入侧上的公共连接点42与连接到所述多个高频开关单元的至少一个第一连接点44和至少一个第二连接点46电感耦合。
如图1所示，所述第一高频开关单元150的中点156连接到所述至少一个第一连接点44。所述至少一个其它高频开关单元151的中点157连接到所述至少一个第二连接点46。
所述装置100包括升压电感器130。所述升压电感器130的第一端132耦合到第一AC电压112，所述升压电感器130的第二端134耦合到所述公共连接点42，所述公共连接点42连接到所述多个电感器140。
低频开关单元60与所述多个高频开关单元50并联。所述低频开关单元60的中点166耦合到第二AC电压114。
如下文将进一步讨论的，在某些实施例中，在所述电源转换装置100的输入侧上包括输入滤波器120(例如EMI滤波器)是有利的。所述输入滤波器120用于减少EMI排放。在图1的示例中，EMI滤波器120耦合在所述AC电压110与所述升压电感器130的所述第一端132和所述低频开关单元60的所述中点166之间。
在一个实施例中，所述多个高频开关单元50中的每个高频开关单元(例如高频开关单元150)包括连接在所述第一DC电压172和所述第一高频开关单元150的所述中点156之间的第一高频开关器件152，以及连接在所述第一高频开关单元150的所述中点156和第二DC电压176之间的第二高频开关器件154。所述多个高频开关单元50中的所有高频开关单元150、151均进行类似的配置，以分别具有以推挽式方式连接的两个高频开关器件152和154以及153和155。如图1所示，中点156连接开关器件152和154，而中点157连接开关器件153和155。
宽带隙半导体开关器件可以有利地用作所述多个高频开关单元50中的所述高频开关器件152、154、153、155。降低硬开关电源转换器中的半导体损耗时，需要考虑的重要方面包括输出电容中存储的能量、开关反并联二极管的反向恢复特性以及开关频率。所有这些考虑事项都可以通过使用新型宽带隙器件来解决，例如氮化镓(Gallium Nitride，GaN)和碳化硅(Silicon Carbide，SiC)半导体开关器件。
本文中使用的术语“整流”是指将AC电源转换为DC电源，术语“逆变”是指将DC电源转换为AC电源。在图1的示例性装置100中，整流和逆变由连接在所述正DC电压172和所述负DC电压176两端的低频开关单元60提供。所述低频开关单元60还与所述多个高频开关单元50并联。在某些实施例中，所述低频开关单元60的操作与所述AC电源110的频率同步，从而提供所述电源转换装置100的双向整流或逆变功能。例如，所述低频开关单元60可以有利地与北美电网的60赫兹频率或欧洲电网的50赫兹频率同步。
如图1所示，本实施例中所述的低频开关单元60包括耦合在中点连接166和所述正DC电压172之间的第一低频开关器件162，以及耦合在所述中点连接166和所述负DC电压176之间的第二低频开关器件164。所述开关器件162和所述开关器件164之间的所述中点连接166连接到第二AC电压114。所述低频开关单元60中使用的所述开关器件162、164可以有利地使用低成本硅(silicon，Si)半导体器件来实现。
在图1的示例中，装置100在所述升压电感器130和所述多个高频开关单元50之间的所述电源转换装置100的输入侧上包括多个电感器140。如图1所示，所述多个电感器140用于将所述升压电感器130的第二端134与所述多个高频开关单元50的所述中点连接156、157耦合。如下文更加详细描述的那样，所述多个电感器140包括两个或多个电感器或感应元件，所述两个或多个电感器或感应元件用于将所述多个电感器一侧的公共连接点42与所述多个电感器另一侧的两个或多个连接点44、46电感耦合。
所述多个电感器140中的每个电感器可以磁耦合到所述多个电感器中的一个或多个其它电感器。所述公共连接点42连接到所述升压电感器130的所述第二端134，并且所述连接点44、46中的每一个连接到所述多个高频单元50的相应中点连接156、157。
例如，在一个实施例中，所述第一连接点44连接到所述第一高频开关单元150的所述中点156，所述第二连接点46连接到所述第二高频开关单元151的所述中点157。所述示例性装置100在所述连接点44、46和所述多个高频开关单元150、151之间采用一一对应。每个连接点44、46分别连接到相应高频开关单元150、151的单个中点156、256。每个中点连接156、157连接到相应的连接点44、46。
所述示例性电源转换器装置100用于通过所述升压电感器130在所述AC电源110和所述DC电源170之间传输电能。所述升压电感器130用于在第一开关状态期间存储能量，并在随后的开关状态期间释放所存储的能量。所述升压电感器130的第一端132耦合到所述第一AC电压112，所述升压电感器130的第二端134耦合到所述公共连接点42，所述公共连接点连接到所述多个电感器140。通过这种方式，所述升压电感器130在所述AC电源110和所述多个电感器140之间传递能量。
许多司法管辖区对电子设备可能发出的电磁干扰(electromagneticinterference，EMI)或射频干扰(radio frequency interference，RFI)的量施加限制。为确保低于这些EMI要求，所述示例性装置100的某些实施例可以包括EMI滤波器120。如图1所示，包括连接点122、128的所述EMI滤波器120的第一侧连接到所述AC电源110。包括连接点124、126的所述EMI滤波器120的第二侧连接到所述升压电感器130和所述低频开关单元60的所述中点连接166。有利的是，所述EMI滤波器120用于减少所述装置100发出的EMI量或幅度。
在某些实施例中，在所述低频开关单元60的输出端包括输出滤波器70，以从所述DC电源170中去除不必要的频率分量，这一点是有利的。如图1所示，所述输出滤波器70耦合在所述低频开关单元60和所述DC电源170之间。在图1的示例中，所述输出滤波器70包括与所述低频开关单元60和所述DC电源170并联耦合的电容器174。所述输出滤波器70可以包括任何合适类型的滤波器，例如电子滤波器，所述滤波器的元件用于从所述DC输出电源170中去除不必要的频率分量。
所述高频开关单元150、151的并联和所述磁组件的耦合可以实现高效的电源转换装置100。图1所示的转换器拓扑创建了无桥单相多电平推挽式电源转换器100，所述转换器用于降低所述开关器件上的电流应力以及所述磁组件上的电压应力。图1所示的开关单元150、151的并联连接还可通过降低所述系统的总等效电阻来提高效率。
电源转换装置的功率密度主要取决于电容器、电感器和变压器的尺寸。所述装置100的多电平能力使所述高频开关单元50能够以更高的开关频率(例如，高于20千赫兹)操作，从而避免使用笨重的电容器、电感器或变压器。
参考图2，该图中示出了结合所公开实施例各方面的示例性电源转换装置200的示意图。所述示例性装置200描述了上文结合图1描述的示例性装置100的替代实现方式。图1和图2描述了类似的电源转换装置，其中，相同的数字表示相同的元件。
在图2所示的实施例中，所述多个电感器140包括自耦变压器246，所述自耦变压器具有耦合到所述公共连接点42的中心抽头，并且所述自耦变压器246绕组的每端耦合到相应的连接点43、45。所述连接点43、45中的每一个连接到所述多个高频开关单元50中的相应中点256、257。图2所示的示例性装置200包括两个高频开关单元250、251。
本文中使用的术语“自耦变压器”是指一种电力变压器，其具有带中心抽头的单个绕组。在图2所示的示例性实施例中，所述中心抽头连接到连接点42。所述自耦变压器246的感应元件或电感器242、244包括相等数量的绕组或匝数，从而在两个绕组或电感器242、244之间产生1:1的匝数比。在某些实施例中，可能需要配置所述中心抽头，使得每个电感器242、244包括不同的匝数，从而在所述两个电感器242、244之间产生不平衡的匝数比。所述自耦变压器的两个感应元件242、244以接近于1的耦合系数进行磁耦合。
在图2所示的实施例中，所述自耦变压器246用于提供两个电感器242、244。由于两个电感器242、244均由单个自耦变压器绕组的相对端形成，因此从连接到所述中心抽头的所述连接点42流向所述连接点43、45中的每一个的电流将在每个电感器242、244内产生相反的磁场。当正电流施加到每个电感器时，所述电感器242、244等磁耦合电感器将产生相反的磁场，在本文中被称为具有相对磁耦合。相反，当正电流施加到每个电感器时，以相同方向缠绕的磁耦合电感器将产生互补磁场。产生互补或辅助磁场的磁耦合电感器在本文中被称为具有辅助磁耦合。
本文中使用的术语“多电平电源转换器”用于描述使用较低电压分量合成高电压多电平波形的电源转换器。当通过自耦变压器246耦合到所述升压电感器130并适当操作时，与所述低频开关单元60协同工作的所述两个高频开关单元250、251用于合成两个正电压电平和两个负电压电平。如下文将进一步讨论的，所述示例性装置200用于生成主电压信号VBE，该主电压信号具有五个不同电压电平，其基频与所述AC电源110相等。本文中使用的术语“主电压信号”是指在所述升压电感器130的所述第二端134产生并标记为VBE的电压信号。
图3示出了结合所公开实施例各方面的具有三个高频开关单元351、352、353的电源转换装置300。所述装置300代表上文结合图1描述的装置100的替代实施例，其中，相同的数字表示相同的元件。
在图3的示例中，所述多个电感器140包括三个磁耦合电感器342、344、346，所述磁耦合电感器将所述多个电感器40的所述公共连接点42与三个连接点47、48、49电感耦合。如图3所示，每个连接点47、48、49通过单个电感器342、344、346耦合到所述公共连接点42。每个连接点47、48、49还连接到所述多个高频开关单元50的相应一个中点356、357、358。
在所示装置300中，所有三个电感器342、344、346都通过辅助磁耦合来耦合。或者，所述电感器中的一个电感器342可以与所述电感器中的第二个电感器344进行相对磁耦合。
图4示出了结合所公开实施例各方面的装置100的多个电感器140的两种替代感应网络配置402、404的示意图。本领域技术人员很容易认识到，可以有利地采用多个电感器的任何合适的配置而不偏离本发明的精神和范围，所述配置将公共连接点42与多个连接点446-1、446-2……446-n电感耦合，如图4所示。
在图4中，所述第一示例性感应网络402包括标记为电感器442-1、442-2、442-3……442-n的多个磁耦合电感器140。所述单个电感器442-1、442-2、442-3……442-n连接在相应的连接点446-1、446-2……446-n与所述公共连接点42之间。在所述网络402中，所述多个电感器140都通过辅助磁耦合进行磁耦合。或者，所述电感器442-1、442-2、442-3……442-n中的一个或多个可以与另一电感器442-1、442-2、442-3……442-n进行相对磁耦合。在某些实施例中，可能有利的是将所述多个电感器140中的一个电感器磁耦合到少于所述多个电感器140中的所有其它电感器。
所述感应网络404示出了以树形结构连接的自耦变压器412、424、416的使用情况。在所述示例性感应网络404中，三个自耦变压器412、414、416以树形结构连接且用于将所述公共连接点42耦合到本示例中的四个连接点447-1、447-2、447-3、447-4。本文中使用的术语“树形结构”是指一组自耦变压器，其中，一个自耦变压器414的中心抽头418连接到所述多个电感器140中的另一个自耦变压器412的绕组的端部420。如果需要其它开关连接点(未示出)，可以将其它自耦变压器(未示出)添加到所述感应网络404的所述树形结构。在其最简单的形式中，术语“树形结构”可以应用于仅包括如上所述并参照装置200连接的单个自耦变压器的多个电感器。在某些实施例中，采用自耦变压器404的多个电感器140可以产生比所述感应网络402的所述多个磁耦合电感器更小的尺寸。
图5示出了结合所公开实施例各方面的具有三个连接的自耦变压器542、544、546的示例性电源转换装置500的示意图。在所述示例性装置500中，所述三个自耦变压器542、544、546以树形结构耦合，其中，第一自耦变压器542的中心抽头形成所述公共连接点42，其它两个自耦变压器544、546的绕组端部形成四个相应的连接点56、57、58、59。
所述示例性装置500包括四个高频开关单元551、552、553、554。所述高频开关单元551、552、553、554与所述DC电源170并联耦合，并且每个高频开关单元551、552、553、554的所述中点556、557、558、559连接到所述多个电感器140的相应开关连接点56、57、58、59。如图5所示，将四个高频开关单元551、552、553、554与以树形连接的自耦变压器542、544、546相结合，使得所述示例性装置500可以作为具有九个电压电平的多电平转换器来操作。
参考图6，该图中示出了结合所公开实施例各方面的电源转换器装置100的示例性控制器600。所述示例性控制器600用于通过生成高频开关控制信号SH1、SL1、SH2、SL2……SHj、SLj以及低频开关控制信号SHlf和SLlf来控制所述装置100的操作，以驱动上文结合图1描述的示例性装置100中的所述开关单元50、60。所述示例性控制器600可用于控制具有j个高频开关单元50的任何n电平转换器，例如所述电源转换器装置100，其中，j是所述多个高频开关单元50中的高频开关单元数量，n是主电压信号VBE的电压电平的数量。所述示例性控制器600用于合成多个电压电平n，其中，n＝2j+1。
所述示例性控制器600用于在AC到DC转换器模式下操作所述装置100，所述AC到DC转换器模式接收AC电源110并产生DC电源170。或者，可以有利地采用类似的控制器技术在逆变器模式下操作所述装置100，以接收所述DC电源170并产生所述AC电源110。
所述示例性控制器600采用平均电流控制模式将输入电流604整形为正弦波形。所述控制器600包括两个控制回路：外部电压调节器回路C(s)v和内部电流调节器回路C(s)c。所述电压调节器回路C(s)v将所述DC电源170的电压Vo与参考电压Vref进行比较(612)，并生成电流参考信号iref。然后，将电流参考信号iref与所述AC输入电流iL进行比较(614)，以产生(602)控制电压Vc。
所述控制器600使用脉宽调制(pulse width modulation，PWM)方法来生成所述高频开关控制信号SH1、SL1、SH2、SL2……SHj、SLj。所述高频开关控制信号用于驱动所述多个高频开关单元中的所述半导体开关的栅极。
将所述控制电压Vc 602与一组三角电压信号610-1、610-2……610-j进行比较，以生成一组PWM信号608-1、608-2、608-j。然后将所述一组PWM信号608-1、608-2、608-j反转为inv1、inv2……invj，以生成高频开关逻辑信号PWMH1、PWML1、PWMH2、PWML2……PWMHj、PWMLj，并且通过适当的栅极驱动器进行调节，以生成所述高频开关控制信号SH1、SL1、SH2、SL2……SHj、SLj。所述低边开关控制信号SL1、SL2……SLj与所述高边开关控制信号SH1、SH2……SHj具有互补性，并通过将inv1、inv2……invj反转且随后对所述高边开关逻辑信号PWMH1、PWMH2……PWMHj进行调节生成。所示的示例性控制器600配置用于AC到DC操作。可以通过反转所述高频开关逻辑信号PWMH1、PWML1、PWMH2、PWML2……PWMHj、PWMLj来配置所述示例性控制器600，以用于DC到AC操作。
通过将过零检测器应用于输入电压信号Vis来生成低频开关控制信号SHlf、SLlf，其中，所述输入电压信号Vis与所述输入电源110的电压成正比。然后对所生成的信号616进行反转(INV)，并且通过适当的LF栅极驱动器进行调节，以生成所述低频开关控制信号SHlf、SLlf。
在所述示例性控制器600中，所有三角电压信号610-1、610-2……610-j具有相同的频率和形状，并且基于所述多个高频开关单元50中的高频开关单元数量j在彼此之间进行等相移位。例如，五电平转换器将具有两个高频开关单元和两个三角电压信号，其中，所述两个高频开关单元位于所述多个开关单元50中，两个三角电压信号相隔一百八十度(180°)移位。因此，所述多个高频开关单元50中的所有高频开关单元具有相同的开关频率，并且所述PWM控制信号608-1、608-2、608-j相对于彼此进行相移。三角电压信号610-1、610-2……610-j的数量与所述多个高频开关单元50中的高频开关单元数量j成正比。
所述示例性控制器600中采用的PWM策略仅需要一个电流传感器618来生成所有转换器开关的控制信号SH1、SL1、SH2、SL2……SHj、SLj。
所述示例性控制器600提供的优点包括：由于所述多个高频开关单元50中的均流使设备的电流应力降低，以及电流纹波减少。电流纹波减少的部分原因在于所述输入/输出电流的频率以开端单元的数量j倍增。这两个优点有助于减少所述装置100内的损耗，因此提高了效率和功率密度。
所述装置100提供的多电平性质和减少的电流纹波意味着，无需包括常规电源转换器应用中使用的两极或三级输入和输出滤波器即可满足EMI要求。由于所公开实施例的多电平特性，单极EMI滤波器应该足以满足大多数EMI法规的要求，从而有助于提高整个系统的功率密度。
图7示出了结合所公开实施例各方面的示例性控制器600内生成的一组模拟控制信号图700。在所述一组图700中，时间沿横轴710向右水平增加。所述一组图700上未指示具体的时间值，并且应当理解的是，所述一组图700中描述的控制信号可以基于千赫兹范围内的任何合适的频率，例如20千赫兹或更高。
所述一组图700示出了适合操作具有两个高频开关单元251、252的电源转换器装置(例如上文结合图2描述的装置200)的模拟控制信号。图702示出了沿竖轴712标出的电压垂直增加的控制信号。所述图702中包括所述控制电压Vc 602以及两个三角电压信号Tr1、Tr2。如上所述，所述两个三角电压信号Tr1、Tr2可以用于生成所述一组PWM控制信号608-1、608-2。图704、705、706、707描述了驱动所述示例性装置200中包含的一对高频开关250、251所需、所生成的四个PWM开关逻辑信号PWMH1、PWML1、PWMH2、PWML2。
图8示出了结合所公开实施例各方面的示例性控制器600生成的一组模拟信号图800。在所述一组图800中，时间沿横轴810向右水平增加。所述一组图800示出了用于驱动上述下部低频开关器件164和上部低频开关器件162的所述低频开关单元60的控制信号PWMLLF、PWMHLF。所述低频开关单元60可以与所述AC输入电源110同步，因此将具有例如50Hz或60Hz的频率。
上图显示了叠加在所述升压电感器电流IL上的所述输入电源的电压Vi。在图802所示的所述电感器电流IL中可以看到纹波电流有所降低。图804和图806分别示出了下部低频开关控制信号PWMLLF和上部低频开关控制信号PWMLHF。
图9示出了结合所公开实施例各方面的五电平装置200的一组模拟波形图900。所述一系列图900中示出的波形可以由单相PFC五电平推挽式电源转换器生成，例如上文结合图2描述的示例性装置200。图900示出了沿横轴902向右增加的时间。
图908示出了叠加在所述主电压信号VBE上的所述AC电压112Vi，图906示出了所述升压电感器130的电压VAB。图906和图908中描述了电压沿竖轴910和912向上增加。五电平装置200的有利结果是降低了所述升压电感器130的电压VAB，如图908所示。降低所述升压电感器的电压VAB，可以减小所述升压电感130的尺寸和重量，从而产生更高的功率密度。
下图904中示出了升压电感器的电流IL，其中，沿竖轴914描绘电流。图904示出了多个VBE电压电平与所述多个高频开关单元50产生的较高频率相结合如何导致电流纹波减少。
图10示出了来自结合所公开实施例各方面的五电平电源转换器装置200的实验电压波形图1000。图1000示出了沿横轴1002向右增加的时间以及沿竖轴1004向上增加的电压。图1000示出了从基于上述示例性装置200的原型电源转换器获得的所述AC输入电压Vi和所述主电压信号VBE的实际实验测量值。
图11示出了结合本发明各方面的五电平电源转换装置200的效率曲线1102与传统三电平电源转换器的效率曲线1104的比较图1100。图1100示出了沿横轴1106向右增加的功率输出(以瓦为单位)以及沿竖轴1108向上增加的效率(以百分比为单位)。标记为5电平的上曲线中示出了五电平转换器(例如，所述示例性装置200)的效率曲线1102。作为参考，标记为3电平的下曲线中示出了传统三电平推挽式转换器的效率曲线1104。
图12示出了来自结合所公开实施例各方面的七电平装置300的实际实验电压波形图1200。图1200示出了沿横轴1202向右增加的时间以及沿竖轴1204向上增加的电压。图1200示出了上文结合图3描述的七电平装置300产生的所述AC输入电压Vi和主电压信号VBE的实际实验测量值。
图13示出了所述单相PFC推挽式九电平转换器(例如示例性装置500)的一组主波形模拟结果图1300。所述一组图1300示出了沿横轴1310向右增加的时间以及沿竖轴1302和1304向上增加的电压。图1312示出了沿竖轴1312向上增加的电流。
图1304示出了叠加在上文和图5所示九电平装置500的所述主电压信号VBE上的所述输入电压Vi。图1308示出了装置500的升压电感器130两端的电压VAB。将图1308中所示九电平装置500的升压电感器的电压VAB与图906中所示五电平装置200的升压电感器的电压VAB进行比较，示出了所公开实施例的多电平特性的优势。对于所述五电平装置200，图906示出了所述升压电感器的电压VAB在大约–150伏特和+150伏特之间变化。图1308示出了所述九电平装置500的升压电感器的电压VAB保持在大约–100伏特和+100伏特之间。因此，所述九电平装置500施加在所述升压电感器130上的电压应力明显小于所述五电平装置200施加在所述升压电感器130上的电压应力。本文公开的示例性多电平装置可降低电压应力，从而使得能够使用更高功率密度的组件。
图1312示出了所述九电平装置500的所述升压电感器的电流IL。如上所述，电流纹波的减少可以提高所述装置500的整体功率密度。
图14示出了九电平装置500的实验波形图1400。图1400示出了沿横轴1402向右增加的时间以及沿竖轴1404向上增加的电压。图1400示出了叠加在上文和图5所示九电平装置500的所述主电压信号VBE上的所述输入电压Vi。
参考图15，该图中示出了结合所公开实施例各方面的示例性电源转换方法1500的流程图。所述示例性方法1500可以由任何适当的电源转换装置来执行，例如上文结合图1描述的示例性装置100。为帮助理解，将结合图1中所示的装置100来描述所述示例性方法1500，然而本领域技术人员很容易认识到，可以有利地采用包含多个电感器和多个高频开关单元的任何合适的电源转换装置，而不偏离本发明的精神和范围。
所述方法1500包括接收AC电源，例如所述AC电源110。在充电周期内，接收(1502)升压电感器(例如，所述升压电感器130)内的所述AC电源。充电周期是开关期间用于允许来自所述AC电源110的AC电流流经所述升压电感器130从而在所述升压电感器130内产生磁场的时段。
将来自所述升压电感器130的AC电源传输(1504)到多个电感器，例如所述多个电感器140。所述多个电感器中的至少一个电感器磁耦合到所述多个电感器中的至少一个其它电感器。在某些实施例中，所述多个电感器可以包括以树形结构(例如上文结合图4描述的树形结构404)耦合的一个或多个自耦变压器。或者，所述多个电感器可以包括两个或多个磁耦合电感器(例如上述配置402)，其中，每个电感器的第一端在公共连接点处耦合到所述升压电感器130。
将AC电源从所述多个电感器分配(1506)到多个高频开关单元(例如，所述多个高频开关单元50)中的每个高频开关单元的中点。可以有利地采用包括多个电感器的任何合适的感应网络，所述多个电感器用于将来自升压电感器130的多电平电源分配到多个高频单元50。
使用PWM技术操作所述多个高频开关单元。在一个实施例中，生成(1508)多个PWM控制信号，其中，所述多个PWM控制信号中的每个PWM控制信号用于驱动所述多个高频开关单元中的相应单个高频开关单元。针对所述多个高频开关单元中的每个高频开关单元生成单独的PWM控制信号。每个PWM控制信号根据其它PWM控制信号进行等相移位。例如，当驱动两个高频开关单元时，将有两个相隔180度移位的PWM控制信号，而当驱动三个高频开关单元时，将有三个相隔120度的PWM控制信号。如上所述，可以使用比较器(例如基于多个三角电压信号的比较器)生成所述PWM控制信号，其中，每个三角电压信号与其它三角电压信号等相间隔或移位。
通过所述多个高频开关单元将所述AC电源传输(1510)到DC电源总线，例如上述DC电源总线170。每个高频开关单元包括以推挽式配置耦合的一对半导体开关器件，并且每个开关单元并联耦合到所述DC电源总线。通过向每个高频开关单元应用PWM控制信号来实现电源传输，其中，所述PWM控制信号用于操作每个高频开关单元中的半导体开关器件，以将电流引导至所述DC电源的相应正侧或负侧。
通过低频开关单元(例如上述低频开关单元60)将所述DC电源转换回(1512)所述AC电源。例如，所述低频开关单元的操作可以与所述AC电源的基频同步，从而提供所述AC电源的整流，以产生所述DC电源。
在某些应用中，双向电源转换是有利的。双向电源转换是指一种既适用于AC到DC转换又适用于DC到AC电源转换的电源转换器。例如，双向转换在电动汽车应用中尤其有利。处于说明的目的，上文描述了AC到DC转换，然而在某些实施例中，所述示例性方法1500还可以作为用于接收所述DC电源并产生所述AC电源的DC到AC转换器来操作。作为逆变器(即DC到AC转换器)的操作可以通过反转所述PWM控制信号来实现，对所述PWM控制信号进行反转时，所述PWM控制信号将操作所述多个高频开关单元，以将所述DC电源作为所述AC电源从所述DC电源总线传输到所述多个电感器。
因此，尽管文中已示出、描述和指出应用于本发明的示例性实施例的本发明的基本新颖特征，但应理解，本领域的技术人员可以在不脱离本发明的精神和范围的情况下，对所示设备和方法的形式和细节以及设备操作进行各种省略、取代和改变。此外，本文的明确意图在于以大体相同的方式执行大体相同的功能以实现相同结果的那件元件的所有组合均在本发明的范围内。此外，应当认识到，结合所公开的本发明的任何形式或实施例示出和/或描述的结构和/或元件可作为设计选择的通用项并入所公开或描述或建议的任何其它形式或实施例中。因此，本发明仅受限于随附权利要求书所述的范围。

Claims (15)

1.一种装置(100)，其特征在于，包括：
多个高频开关单元(50)，包括与至少一个其它高频开关单元(151)并联的第一高频开关单元(150)；
多个电感器(140)，其中，所述多个感应器(140)中的至少一个电感器磁耦合到所述多个电感器(140)中的至少一个其它电感器，并且所述多个电感器(140)用于将公共连接点(42)与至少一个第一连接点(44)和至少一个第二连接点(46)电感耦合；
所述第一高频开关单元(150)的中点(156)，连接到所述至少一个第一连接点(44)；以及所述至少一个其它高频开关单元(250)的中点(256)，连接到所述至少一个第二连接点(46)；
升压电感器(130)，所述升压电感器(130)的第一端(132)耦合到第一AC电压(112)，所述升压电感器(130)的第二端(134)耦合到所述公共连接点(42)；
与所述多个高频开关单元(50)并联的低频开关单元(60)，所述低频开关单元(60)的中点(166)耦合到第二AC电压(114)。
2.根据权利要求1所述的装置(100)，其特征在于，所述第一高频开关单元(150)包括连接在第一DC电压(172)和所述第一高频开关单元(150)的所述中点(156)之间的第一高频开关器件(152)，以及连接在所述中点(156)和第二DC电压(176)之间的第二高频开关器件(154)。
3.根据权利要求1或2所述的装置(100)，其特征在于，所述至少一个其它高频开关单元(151)包括耦合在所述第一DC电压(172)和所述至少一个其它高频开关单元(151)的所述中点(157)之间的第一高频开关器件(153)，以及连接在所述中点(157)和所述第二DC电压(176)之间的第二高频开关器件(155)。
4.根据上述权利要求中任一项所述的装置(100)，其特征在于，所述公共连接点(42)通过所述多个电感器(140)中的第一电感器(342)耦合到所述至少一个第一连接点(47)，并且所述公共连接点(42)通过所述多个电感器(140)中的第二电感器(344)耦合到所述至少一个第二连接点(48)。
5.根据权利要求4所述的装置(100)，其特征在于，所述第一电感器(342)通过相对磁耦合耦合到所述第二电感器(344)。
6.根据权利要求4所述的装置(100)，其特征在于，所述第一电感器(342)通过辅助磁耦合耦合到所述第二电感器(344)。
7.根据权利要求1至3中任一项所述的装置(100)，其特征在于，所述多个电感器(140)包括以树形结构(404)连接在一起的一个或多个自耦变压器(412、414、416)。
8.根据上述权利要求中任一项所述的装置(100)，其特征在于，还包括耦合在所述低频开关单元(60)和所述DC电源(170)之间的滤波器(70)。
9.根据上述权利要求中任一项所述的装置(100)，其特征在于，还包括连接在所述AC输入电源(110)和所述升压电感器(130)之间的EMI滤波器(120)。
10.根据上述权利要求中任一项所述的装置(100)，其特征在于，还包括控制器(600)，所述控制器用于基于控制电压(602)和多个三角电压信号(610-1、610-2、610-j)生成多个PWM信号(608-1、608-2、608-j)，其中，所述多个三角电压信号(610-1、610-2、610-j)中的每个三角电压信号基于所述多个高频开关单元(50)中的高频开关单元(150、151)数量进行等相移位。
11.根据上述权利要求中任一项所述的装置(100)，其特征在于，所述多个高频开关单元(50)与DC电源(170)并联耦合，并且所述装置(100)用于接收AC电源(110)并产生所述DC电源(170)。
12.根据上述权利要求中任一项所述的装置(100)，其特征在于，所述装置(100)用于接收所述DC电源(170)并产生所述AC电源(110)。
13.一种方法(1500)，其特征在于，包括：
接收(1502)升压电感器内的AC电源；
将所述AC电源传输(1504)到多个电感器，其中，所述多个电感器中的至少一个电感器磁耦合到所述多个电感器中的至少一个其它电感器；
将所述AC电源分配(1506)到多个高频开关单元的每个中点，其中，所述多个高频开关单元中的每个高频开关单元包括中点并且与DC电源并联耦合；
通过使用多个PWM开关控制信号操作所述多个高频开关单元，将所述AC电源转换(1508)为所述DC电源；
通过低频开关单元将所述DC电源转换回(1510)所述AC电源，其中，所述低频开关单元的开关频率与所述AC电源的主频率同步。
14.根据权利要求13所述的方法(1500)，其特征在于，还包括生成多个PWM控制信号，其中，所述多个PWM控制信号中的每个PWM控制信号基于所述多个高频开关单元中的高频开关单元数量进行等相移位。
15.根据权利要求13所述的方法(1500)，其特征在于，还包括接收所述DC电源并产生所述AC电源。
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