JP6742967B2 - Motor control device - Google Patents
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Description
本発明は、モータ制御装置に関する。 The present invention relates to a motor control device.
従来、応答性および追従性を向上したモータ制御装置が求められている。特許文献1には、PI演算値Vdo,Vqoを演算するためのPI演算部51a,52aと、モータの非干渉化制御のための非干渉化制御量を演算するための非干渉化制御量演算部51b,52bと、PI演算値Vdo,Vqoと非干渉化制御量とを加算する加算部51c,52cと、この加算部51c,52cの加算結果を制限し、制限した値を電圧指令値Vd*,Vq*として出
力するリミッタ51d,52dと、電圧指令値Vd*,Vq*から非干渉化制御量を減算する減算部51e,52eとを備えているモータ制御装置が開示されている。このモータ制御装置において、PI演算部51a,52aは、減算部51e,52eの減算結果の前回値をPI演算値Vdo,Vqoを演算するために使用する。
Conventionally, there has been a demand for a motor control device having improved responsiveness and followability.
特許文献1に記載の従来技術では、トルク指令の急激な変化に対してトルク精度を所望の範囲に保つことが困難である。
In the conventional technique described in
本発明によるモータ制御装置は、交流モータの駆動を制御するものであって、前記交流モータに流す電流量を定めるd軸電流指令値およびq軸電流指令値を決定する電流指令値決定部と、前記d軸電流指令値を補正するためのd軸電流補正量を演算するd軸電流補正量算出部と、前記q軸電流指令値を補正するためのq軸電流補正量を演算するq軸電流補正量算出部と、前記d軸電流補正量により前記d軸電流指令値を補正した補正後d軸電流指令値と、前記q軸電流補正量により前記q軸電流指令値を補正した補正後q軸電流指令値とに基づいて、前記交流モータを駆動するための電圧指令値および変調率を演算する電流制御部と、を備え、前記q軸電流補正量算出部は、積分器を用いたPI制御により前記q軸電流補正量を演算するq軸PI制御部と、前記積分器からの出力を所定のリミット値以内に制限するリミッタ部と、前記交流モータのロータ温度および前記q軸電流指令値に基づいて、前記リミット値を変化させるリミット値変化部と、を有する。 A motor control device according to the present invention controls the drive of an AC motor, and a current command value determination unit that determines a d-axis current command value and a q-axis current command value that determines the amount of current flowing in the AC motor, A d-axis current correction amount calculation unit for calculating a d-axis current correction amount for correcting the d-axis current command value, and a q-axis current for calculating a q-axis current correction amount for correcting the q-axis current command value. A correction amount calculation unit, a corrected d-axis current command value obtained by correcting the d-axis current command value by the d-axis current correction amount, and a corrected q after correcting the q-axis current command value by the q-axis current correction amount. A current control unit that calculates a voltage command value and a modulation rate for driving the AC motor based on a shaft current command value, and the q-axis current correction amount calculation unit is a PI using an integrator. A q-axis PI control unit that calculates the q-axis current correction amount by control, a limiter unit that limits the output from the integrator within a predetermined limit value, a rotor temperature of the AC motor, and the q-axis current command value. And a limit value changing unit that changes the limit value based on the above.
本発明によれば、トルク指令の急激な変化に対してトルク精度を所望の範囲に保つことができる。 According to the present invention, the torque accuracy can be kept within a desired range with respect to a sudden change in the torque command.
図1は、本発明の一実施形態に係るモータ制御装置を含むモータ制御システムを説明する図である。図1に示すモータ制御システムは、高圧電源1と、平滑コンデンサ2と、インバータ3と、交流モータであるモータ4と、回転速度センサ5と、相電流検出器6と、モータ制御装置10とを有する。
FIG. 1 is a diagram illustrating a motor control system including a motor control device according to an embodiment of the present invention. The motor control system shown in FIG. 1 includes a high-
モータ制御装置10は、モータ4に接続されたインバータ3を制御することでモータ4の駆動を制御するものであり、電流指令値決定部100と、d軸電流補正量算出部110と、q軸電流補正量算出部120と、電流制御部130と、PWM回路140と、トルク偏差算出部150と、加算器160、170とを有する。モータ制御装置10は、たとえば、CPU(Central Processing Unit)やDSP(Digital Signal Processor)において所定のプログラムを実行することで、これらの各機能ブロックを実現することができる。あるいは、FPGA(Field-Programmable Gate Array)等のハードウェアを用いて各機能ブロックを実現してもよい。
The
インバータ3には、モータ4の他に、高圧電源1と平滑コンデンサ2が接続されている。モータ4には回転速度センサ5が設置されており、インバータ3とモータ4の間には相電流検出器6が設けられている。
In addition to the motor 4, the inverter 3 is connected to the high
高圧電源1は、システム駆動用の電源回路であり、インバータ3に直流電力を供給する。平滑コンデンサ2は、高圧電源1とインバータ3の間に接続されており、高圧電源1からインバータ3に供給される直流電力の電圧変動を小さくする。インバータ3は、複数のスイッチング素子を有しており、モータ制御装置10によって各スイッチング素子のオンオフ状態が切り替えられることにより、高圧電源1から供給される直流電力を3相交流電力に変換してモータ4に出力する。インバータ3の直流側は高圧電源1および平滑コンデンサ2に接続され、3相交流側はモータ4に接続されている。
The high-
モータ4は、インバータ3から出力される3相交流電力を受けて回転駆動する。モータ4は、インバータ3の交流側と回転速度センサ5の間に接続されている。回転速度センサ5は、モータ4に接続されており、モータ4の回転速度と角度情報を取得して、モータ4の回転速度に応じた電気角速度ωeを出力する。相電流検出器6は、インバータ3からモータ4に出力される3相交流電流を検出し、各相の電流値iu、iv、iwを出力する。 The motor 4 receives the three-phase AC power output from the inverter 3 and is driven to rotate. The motor 4 is connected between the AC side of the inverter 3 and the rotation speed sensor 5. The rotation speed sensor 5 is connected to the motor 4, acquires rotation speed and angle information of the motor 4, and outputs an electrical angular speed ωe according to the rotation speed of the motor 4. The phase current detector 6 detects the three-phase alternating current output from the inverter 3 to the motor 4, and outputs the current values iu, iv, iw of each phase.
電流指令値決定部100は、モータ4に流す電流量を定めるd軸電流指令値id*およびq軸電流指令値iq*を決定する。電流指令値決定部100は、不図示の外部コントローラから入力される直流電圧指令Vdc*、トルク指令Trq*およびモータ回転数指令ωr*に基づいて、これらの入力値に対するd軸電流指令値id*およびq軸電流指令値iq*を決定する。具体的には、電流指令値決定部100は、たとえば予めテーブル化された入力値と出力値の関係を元に、外部コントローラからの各入力値に応じた出力値としてのd軸電流指令値id*およびq軸電流指令値iq*を決定する。なお、これ以外の方法、たとえば所定の演算式を用いてd軸電流指令値id*およびq軸電流指令値iq*を決定してもよい。また、直流電圧指令Vdc*、トルク指令Trq*およびモータ回転数指令ωr*のうち、いずれかの入力値を他のものと置き換えたり、省略したりしてもよい。
The current command
d軸電流補正量算出部110は、電流指令値決定部100と電流制御部130の間に接続されており、電流指令値決定部100により決定されたd軸電流指令値id*を補正するためのd軸電流補正量idcmp*を演算する。具体的には、d軸電流補正量算出部110は、電流指令値決定部100から入力されるd軸電流指令値id*およびq軸電流指令値iq*と、回転速度センサ5から入力される電気角速度ωeと、電流制御部130から入力される変調率MFとに基づいて、d軸電流補正量idcmp*の演算を行う。なお、d軸電流補正量算出部110によるd軸電流補正量idcmp*の演算方法の詳細については、後で図2を参照して説明する。
The d-axis current correction
q軸電流補正量算出部120は、電流指令値決定部100と電流制御部130の間に接続されており、電流指令値決定部100により決定されたq軸電流指令値iq*を補正するためのq軸電流補正量iqcmp*を演算する。具体的には、q軸電流補正量算出部120は、電流指令値決定部100から入力されるq軸電流指令値iq*と、d軸電流補正量算出部110から入力されるd軸電流補正量idcmp*と、トルク偏差算出部150から入力されるトルク偏差量ΔTrqと、外部から入力されるモータ4のロータ温度Rtmpおよびロータ温度基準値Rtmp_baseとに基づいて、q軸電流補正量iqcmp*の演算を行う。なお、q軸電流補正量算出部120によるq軸電流補正量iqcmp*の具体的な演算方法については、後で図4を参照して説明する。
The q-axis current correction
加算器160は、d軸電流補正量算出部110で演算されたd軸電流補正量idcmp*をd軸電流指令値id*に対して加算することで、d軸電流指令値id*を補正した補正後d軸電流指令値idh*を演算する。加算器170は、q軸電流補正量算出部120で演算されたq軸電流補正量iqcmp*をq軸電流指令値iq*に対して加算することで、q軸電流指令値iq*を補正した補正後q軸電流指令値iqh*を演算する。
The
電流制御部130は、加算器160、170とPWM回路140の間に接続されており、補正後d軸電流指令値idh*および補正後q軸電流指令値iqh*に基づいて、各相の電圧指令値Vu*、Vv*、Vw*を出力する。このとき電流制御部130は、相電流検出器6から入力される各相の電流値iu、iv、iwをフィードバック電流として用いて、電気角速度ωeに応じた電圧指令値Vu*、Vv*、Vw*を演算し、PWM回路140に出力する。さらに電流制御部130は、電圧指令値Vu*、Vv*、Vw*の演算結果から変調率MFを演算し、d軸電流補正量算出部110に出力する。
The
PWM回路140は、電流制御部130とインバータ3の間に接続されており、電流制御部130から取得した各相の電圧指令値Vu*、Vv*、Vw*を用いて、インバータ3の各スイッチング素子に対するPWM信号を生成し、インバータ3に出力する。このPWM信号に応じてインバータ3の各スイッチング素子がスイッチング駆動することにより、インバータ3からモータ4に交流電力が供給され、モータ4が回転駆動する。
The
トルク偏差算出部150は、電流指令値決定部100とq軸電流補正量算出部120の間に接続されている。トルク偏差算出部150は、電流指令値決定部100から入力されるd軸電流指令値id*およびq軸電流指令値iq*と、これらを補正して得られた補正後d軸電流指令値idh*および補正後q軸電流指令値iqh*と、モータ4のロータ温度Rtmpとに基づいて、トルク指令Trq*に対してモータ4が実際に出力するトルクとの差分に相当するトルク偏差ΔTrqを演算し、q軸電流補正量算出部120に出力する。なお、モータ4の出力トルクを計測し、その値とトルク指令Trq*との差分を求めることでトルク偏差ΔTrqを演算してもよい。
The torque
図2は、本発明の一実施形態に係るd軸電流補正量算出部110の機能構成を示す図である。d軸電流補正量算出部110は、弱め界磁電流算出部200と、d軸PI制御部210と、d軸電流補正出力第一判定器220と、d軸電流補正出力第二判定器230とを有する。
FIG. 2 is a diagram showing a functional configuration of the d-axis current correction
弱め界磁電流算出部200は、減算器201、リミッタ202、除算器203、乗算器204、d軸インダクタンステーブル205、および除算器206の各演算要素を有する。減算器201は、d軸電流補正量算出部110にそれぞれ入力された最大変調率MFmaxと変調率MFの差分を計算する。リミッタ202は、減算器201で計算された最大変調率MFmaxと変調率MFの差分を所定の範囲内に制限する。除算器203は、リミッタ202で制限された最大変調率MFmaxと変調率MFの差分を、d軸電流補正量算出部110に入力された電気角速度ωeで除算する。乗算器204は、除算器203の除算結果に対して所定の制御角周波数ωCLKを乗算する。d軸インダクタンステーブル205は、d軸電流補正量算出部110にそれぞれ入力されたd軸電流指令値id*およびq軸電流指令値iq*に基づいて、これらの入力値に応じたd軸インダクタンスLdを出力する。除算器206は、乗算器204の乗算結果を、d軸インダクタンステーブル205で求められたd軸インダクタンスLdで除算し、その演算結果を弱め界磁電流idw*として出力する。
The field weakening
弱め界磁電流算出部200は、以上説明した演算を各演算要素においてそれぞれ行うことにより、d軸電流補正量算出部110に入力されたd軸電流指令値id*およびq軸電流指令値iq*と、モータ4の回転速度とに基づいて、モータ4に対する弱め界磁電流idw*を演算することができる。
The field-weakening
d軸PI制御部210は、乗算器211、加算器212、乗算器213、加算器214、および積分器215の各演算要素を有する。乗算器211は、弱め界磁電流idw*に所定の比例ゲインKdpを乗算することで、d軸電流補正量の比例成分idp*を演算する。乗算器213は、弱め界磁電流idw*に所定の積分ゲインKdiを乗算する。加算器212は、乗算器213による乗算結果に積分器215からの出力を加算することで、d軸電流補正量の積分成分idi*を演算する。加算器214は、d軸電流補正量の比例成分idp*と積分成分idi*とを合計することで、d軸電流補正量idcmp*を演算する。積分器215は、d軸電流補正出力第二判定器230からの出力を積分して加算器212に出力する。
The d-axis
d軸PI制御部210は、以上説明した演算を各演算要素においてそれぞれ行うことによって、弱め界磁電流算出部200で算出された弱め界磁電流idw*に基づくPI制御により、d軸電流補正量idcmp*を演算することができる。
The d-axis
d軸電流補正出力第一判定器220には、変調率MFと、d軸PI制御部210により算出されたd軸電流補正量idcmp*とが入力される。d軸電流補正出力第一判定器220は、変調率MFを所定の閾値と比較し、変調率MFが閾値以下のときには、d軸電流補正量算出部110によるd軸電流補正量idcmp*の演算結果を0として出力する。一方、変調率MFが閾値を超えたときには、d軸PI制御部210が算出したd軸電流補正量idcmp*を、そのままd軸電流補正量算出部110によるd軸電流補正量idcmp*の演算結果として出力する。
The modulation factor MF and the d-axis current correction amount idcmp* calculated by the d-axis
d軸電流補正出力第二判定器230には、変調率MFと、d軸PI制御部210により算出されたd軸電流補正量の積分成分idi*とが入力される。d軸電流補正出力第二判定器230は、変調率MFを所定の閾値と比較し、変調率MFが閾値以下のときには0を、閾値を超えたときにはd軸電流補正量の積分成分idi*を、d軸PI制御部210の積分器215に対して出力する。なお、d軸電流補正出力第二判定器230において変調率MFと比較される閾値は、d軸電流補正出力第一判定器220と同じものであってもよいし、異なっていてもよい。
The modulation factor MF and the integral component idi* of the d-axis current correction amount calculated by the d-axis
以下では、d軸電流補正量算出部110における演算内容についてさらに説明する。d軸電流補正量算出部110は、前述のように、電流指令値決定部100において決定されたd軸電流指令値id*およびq軸電流指令値iq*と、電流制御部130において算出された変調率MFと、最大変調率MFとに基づいて、弱め界磁電流算出部200により、弱め界磁電流idw*を演算する。この弱め界磁電流idw*に対して、d軸PI制御部210によりPI制御を行うことで、d軸電流補正量idcmp*を演算する。これにより、d軸電流補正量算出部110は、モータ4の印加電圧が制限値を超えるモータ4の速度領域において、印加電圧が規定電圧を超えないようにd軸電流指令値id*を補正制御する。すなわち、永久磁石により界磁磁束を得るPMSM(Permanent Magnet Synchronous Motor)を用いて構成されるモータ4では、界磁磁束を直接制御できないが、負のd軸電流をモータ4に流すことで生じる減磁効果により、d軸方向の磁束を減少させることができる。d軸電流補正量算出部110では、これを利用してd軸電流量を制御し、モータ4の誘起電圧を所定値以下に抑えることで、モータ4の線間電圧を規定電圧以内に抑えるようにしている。
Below, the calculation contents in the d-axis current correction
モータ4における鎖交磁束の最大値をφmax、電圧制限値をVlim、電気角速度をωe、d軸インダクタンスをLd、q軸インダクタンスをLq、q軸電流をIqとすると、弱め磁束制御におけるd軸電流Idは下記の式(1)で表される。 If the maximum value of the flux linkage in the motor 4 is φmax, the voltage limit value is Vlim, the electrical angular velocity is ωe, the d-axis inductance is Ld, the q-axis inductance is Lq, and the q-axis current is Iq, the d-axis current in weakening flux control Id is represented by the following formula (1).
また、制御角周波数をωCLKとすると、弱め界磁ゲインKfwは以下の式(2)で示される。 Further, when the control angular frequency is ωCLK, the field weakening gain Kfw is expressed by the following equation (2).
変調率をMF、最大変調率をMFmaxとすると、上記の式(1)、(2)から、弱め界磁電流idw*は以下の式(3)で表される。 When the modulation rate is MF and the maximum modulation rate is MFmax, the field weakening current idw* is represented by the following equation (3) from the above equations (1) and (2).
図2に示した弱め界磁電流算出部200の構成は、上記式(3)の演算に相当するものである。d軸PI制御部210は、式(3)で算出した弱め界磁電流idw*をPI制御することでd軸電流補正量idcmp*を演算する。こうして算出されたd軸電流補正量idcmp*をd軸電流指令値id*に加算することで求められた補正後d軸電流指令値idh*を用いて、電流制御部130は電圧指令値Vu*、Vv*、Vw*を演算する。これにより、モータ4の誘起電圧を抑制し、線間電圧を規定電圧以内に抑えることができる。その結果、高回転領域でも最大トルク出力を保ったまま、安定したモータ4の電流制御を実現できる。
The configuration of the field weakening
図3は、本発明の一実施形態に係るd軸電流補正量算出部110の処理手順を説明するフローチャートである。
FIG. 3 is a flowchart illustrating a processing procedure of the d-axis current correction
ステップS10において、d軸電流補正量算出部110は、最大変調率MFmax、変調率MF、電気角速度ωe、d軸電流指令値id*およびq軸電流指令値iq*の各制御パラメータを取得する。
In step S10, the d-axis current correction
ステップS20において、d軸電流補正量算出部110は、弱め界磁電流算出部200のリミッタ202により、ステップS10で取得した最大変調率MFmaxと変調率MFとの大小判定を実施する。その結果、変調率MFが最大変調率MFmaxよりも大きいとき、すなわちMFmax−MF<0の不等式が成り立つときには、処理をステップS30に進める。一方、変調率MFが最大変調率MFmax以下であるとき、すなわち不等式の不成立時には、処理をステップS40に進める。
In step S20, the d-axis current correction
ステップS30において、d軸電流補正量算出部110は、弱め界磁電流算出部200により、ステップS10で取得した各制御パラメータから弱め界磁電流idw*を算出する。その後、処理をステップS50に進める。
In step S30, the d-axis current correction
ステップS40において、d軸電流補正量算出部110は、弱め界磁電流算出部200のリミッタ202からの出力を0とすることで、弱め界磁電流idw*の演算結果を0とする。これにより、モータ4に流れる弱め界磁電流idw*を0に近づけるように制御する。その後、処理をステップS50に進める。
In step S40, the d-axis current correction
ステップS50において、d軸電流補正量算出部110は、d軸電流補正出力第一判定器220により、ステップS10で取得した変調率MFと所定の変調率閾値との大小判定を実施する。その結果、変調率MFが閾値よりも大きいときには処理をステップS60に進め、閾値以下のときには処理をステップS70に進める。
In step S50, the d-axis current correction
ステップS60において、d軸電流補正量算出部110は、d軸PI制御部210により、ステップS30で算出した弱め界磁電流idw*からd軸電流補正量idcmp*を算出する。その後、処理をステップS80に進める。
In step S60, the d-axis current correction
ステップS70において、d軸電流補正量算出部110は、d軸電流補正出力第一判定器220からの出力を0とすることで、d軸電流補正量idcmp*の演算結果を0とする。これにより、d軸電流指令値id*に対して弱め磁束制御による補正が行われないようにする。その後、処理をステップS80に進める。
In step S70, the d-axis current correction
ステップS80において、d軸電流補正量算出部110は、ステップS50の判定結果に応じて実行されたステップS60あるいはステップS70の演算結果を、d軸電流補正量idcmp*として出力する。
In step S80, the d-axis current correction
図4は、本発明の一実施形態に係るq軸電流補正量算出部120の機能構成を示す図である。q軸電流補正量算出部120は、q軸PI制御部400と、リミット値変化部410と、q軸電流補正量積分項リミッタ420とを有する。
FIG. 4 is a diagram showing a functional configuration of the q-axis current correction
q軸PI制御部400は、乗算器401、加算器402、乗算器403、加算器404、および積分器405の各演算要素を有する。乗算器401は、トルク偏差算出部150からq軸電流補正量算出部120に入力されたトルク偏差ΔTrqに所定の比例ゲインKqpを乗算することで、q軸電流補正量の比例成分iqp*を演算する。乗算器403は、トルク偏差ΔTrqに所定の積分ゲインKqiを乗算する。加算器402は、乗算器403による乗算結果に積分器405からの出力を加算することで、q軸電流補正量の積分成分iqi*を演算する。加算器404は、q軸電流補正量の比例成分iqp*と積分成分iqi*とを合計することで、q軸電流補正量iqcmp*を演算する。積分器405は、q軸電流補正量積分項リミッタ420からの出力を積分して加算器402に出力する。
The q-axis
q軸PI制御部400は、以上説明した演算を各演算要素においてそれぞれ行うことによって、積分器405を用いたPI制御により、q軸電流補正量iqcmp*を演算することができる。
The q-axis
q軸電流補正量積分項リミッタ420は、q軸PI制御部400から出力されるq軸電流補正量の積分成分iqi*に対して、所定のリミット値以内に制限するためのリミット処理を施す。すなわち、q軸電流補正量積分項リミッタ420は、q軸PI制御部400の積分器405からの出力であるq軸電流補正量の積分成分iqi*を、所定のリミット値以内に制限する。なお、q軸電流補正量積分項リミッタ420におけるリミット値は、後述のようにリミット値変化部410からの出力に応じて変化される。
The q-axis current correction amount
リミット値変化部410は、減算器411、乗算器412〜414、および加算器415の各演算要素を有する。減算器411は、q軸電流補正量算出部120にそれぞれ入力されたロータ温度Rtmpとロータ温度基準値Rtmp_baseの差分を計算する。乗算器412は、減算器411で計算されたロータ温度Rtmpとロータ温度基準値Rtmp_baseの差分に所定の比例ゲインKiqを乗算する。乗算器413は、乗算器412の演算結果に対して、q軸電流補正量算出部120に入力されたq軸電流指令値iq*を乗算する。乗算器414は、d軸電流補正量算出部110からq軸電流補正量算出部120に入力されたd軸電流補正量idcmp*に所定の比例ゲインKidを乗算する。加算器415は、乗算器413の演算結果と乗算器414の演算結果を合計し、その演算結果をq軸電流補正量積分項リミッタ420のリミット値Iqi_lmtとして出力する。
The limit
q軸電流補正量積分項リミッタ420は、リミット値変化部410から出力されるリミット値Iqi_lmtを用いて、前述のリミット処理を実施する。その結果、q軸PI制御部400の積分器405から出力されるq軸電流補正量の積分成分iqi*は、リミット値Iqi_lmtに応じた範囲内に制限される。すなわち、リミット値変化部410は、以上説明した演算を各演算要素においてそれぞれ行うことにより、モータ4のロータ温度Rtmp、q軸電流指令値iq*およびd軸電流補正量idcmp*に基づいて、q軸電流補正量の積分成分iqi*に対するリミット値Iqi_lmtを変化させることができる。
The q-axis current correction amount
以下では、q軸電流補正量算出部120における演算内容についてさらに説明する。q軸電流補正量算出部120は、前述のように、トルク指令Trq*に対するトルク偏差ΔTrqを用いて、q軸PI制御部400によりPI制御を行うことで、q軸電流補正量iqcmp*を演算する。このPI制御において用いられるq軸電流補正量の積分成分iqi*を、q軸電流補正量積分項リミッタ420が行うリミット処理により、リミット値Iqi_lmtの範囲内にリミットする。このとき、リミット値変化部410において、モータ4のロータ温度Rtmpおよびロータ温度基準値Rtmp_baseと、q軸電流指令値iq*およびd軸電流補正量idcmp*とに基づいて、リミット処理におけるリミット値Iqi_lmtを演算する。これにより、q軸電流補正量算出部120は、モータ4のロータ温度に応じてq軸電流指令値iq*を補正制御する。
Below, the calculation contents in the q-axis current correction
モータ4のトルク指令に対する実トルクの偏差をΔTrq、モータ4のロータ温度をRtmp、ロータ温度基準値をRtmp_base、q軸電流指令値をIq*、d軸電流補正量をIdcmp*とすると、積分項のリミット値Iqi_lmtは以下の式(4)で示される。 If the deviation of the actual torque from the torque command of the motor 4 is ΔTrq, the rotor temperature of the motor 4 is Rtmp, the rotor temperature reference value is Rtmp_base, the q-axis current command value is Iq*, and the d-axis current correction amount is Idcmp*, the integral term The limit value Iqi_lmt of is expressed by the following equation (4).
上記の式(4)において、d軸電流ゲインKidおよびq軸電流ゲインKiqは、いずれも定数である。これらの定数は、たとえば、モータ4の実装範囲内でのロータ温度、基準温度、d軸電流指令値およびq軸電流指令値に基づいて予め定められる。 In the above equation (4), both the d-axis current gain Kid and the q-axis current gain Kiq are constants. These constants are predetermined based on, for example, the rotor temperature within the mounting range of the motor 4, the reference temperature, the d-axis current command value, and the q-axis current command value.
q軸電流補正量の積分成分Iqi*は、上記の式(4)により導出される積分項のリミット値Iqi_lmtにより、以下の式(5)で制限される。 The integral component Iqi* of the q-axis current correction amount is limited by the following equation (5) by the limit value Iqi_lmt of the integral term derived by the above equation (4).
図4に示したリミット値変化部410およびq軸電流補正量積分項リミッタ420の構成は、上記式(4)、(5)の演算にそれぞれ相当するものである。すなわち、q軸電流補正量積分項リミッタ420は、式(5)により、リミット値Iqi_lmtの正値を上限値とし、リミット値Iqi_lmtの負値を下限値として、q軸PI制御部400の積分器405からの出力を、下限値以上かつ上限値以下の値に制限する。また、リミット値変化部410は、式(5)で表される下限値と上限値の差分を式(4)により増減することで、積分器405に対するリミット値を変化させる。
The configurations of the limit
q軸電流補正量算出部120のq軸PI制御部400では、上記のようにして上下限処理を施したq軸電流補正量の積分成分iqi*を用いてPI制御を行う。これにより、モータ4のロータ温度Rtmpに応じたq軸電流補正量iqcmp*を算出できるため、q軸電流指令値iq*の急峻な変化にも対応できる。その結果、たとえばロータ温度の変化が激しい環境での急加減速時などのように、トルク指令の急激な変化に対しても、トルク精度を所望の範囲に維持することができる。すなわち、トルク指令の急峻な変化時には、従来の制御方法ではq軸電流指令値iq*に対して必要以上の電流補正が加えられてしまい、トルクショックを引き起こす可能性がある。一方、本実施形態では、q軸電流補正量算出部120において、前述のような処理により、モータ4のロータ温度Rtmpとq軸電流指令値iq*に応じた電流補正のリミット処理を、q軸PI制御部400に設けられた積分器405に対して行う。これにより、q軸電流指令値iq*に対する過補正を防ぐことができ、かつトルク指令の急激な変化にも対応できる。したがって、モータ4を自動車等の車両に搭載した場合には、トルクショックによるモータ4の異音や車両の振動などを防いで、運転者の乗り心地や走行性能が損なわれる可能性を回避できる。
The q-axis
以上説明した本発明の一実施形態によれば、以下の作用効果を奏する。 According to the embodiment of the present invention described above, the following operational effects are obtained.
(1)交流モータであるモータ4の駆動を制御するモータ制御装置10は、モータ4に流す電流量を定めるd軸電流指令値id*およびq軸電流指令値iq*を決定する電流指令値決定部100と、d軸電流指令値id*を補正するためのd軸電流補正量idcmp*を演算するd軸電流補正量算出部110と、q軸電流指令値iq*を補正するためのq軸電流補正量iqcmp*を演算するq軸電流補正量算出部120と、d軸電流補正量idcmp*によりd軸電流指令値id*を補正した補正後d軸電流指令値idh*と、q軸電流補正量iqcmp*によりq軸電流指令値iq*を補正した補正後q軸電流指令値iqh*とに基づいて、モータ4を駆動するための電圧指令値Vu*、Vv*、Vw*および変調率MFを演算する電流制御部130と、を備える。q軸電流補正量算出部120は、積分器405を用いたPI制御によりq軸電流補正量iqcmp*を演算するq軸PI制御部400と、積分器405からの出力であるq軸電流補正量の積分成分iqi*を所定のリミット値Iqi_lmt以内に制限するリミッタ部、すなわちq軸電流補正量積分項リミッタ420と、モータ4のロータ温度Rtmpおよびq軸電流指令値iq*に基づいて、リミット値Iqi_lmtを変化させるリミット値変化部410と、を有する。このようにしたので、モータ制御装置10はq軸電流指令値iq*の急峻な変化にも対応でき、その結果、トルク指令の急激な変化に対してトルク精度を所望の範囲に保つことができる。
(1) The
(2)モータ制御装置10において、リミット値変化部410は、さらにd軸電流補正量idcmp*に基づいてリミット値Iqi_lmtを変化させる。このようにしたので、モータ4の誘起電圧を所定値以下に抑えるように最適なリミット値Iqi_lmtとすることができる。
(2) In the
(3)リミット値Iqi_lmtは、下限値と上限値とを有し、q軸電流補正量積分項リミッタ420は、積分器405からの出力をリミット値Iqi_lmtの下限値以上かつ上限値以下の値に制限する。リミット値変化部410は、この下限値と上限値の差分を増減することでリミット値Iqi_lmtを変化させる。このようにしたので、積分器405から出力されるq軸電流補正量の積分成分iqi*を適切に制限することができる。
(3) The limit value Iqi_lmt has a lower limit value and an upper limit value, and the q-axis current correction amount
(4)d軸電流補正量算出部110は、変調率MFが所定の閾値以下のときには(図3、ステップS50:NO)d軸電流補正量idcmp*の演算結果を0とする(ステップS60)。このようにしたので、変調率MFの大きさに応じて、弱め磁束制御が不要なときにはこれを実施しないようにすることができる。
(4) The d-axis current correction
(5)d軸電流補正量算出部110は、d軸電流指令値id*およびq軸電流指令値iq*と、モータ4の回転速度とに基づいて、弱め界磁電流idw*を演算する弱め界磁電流算出部200と、弱め界磁電流算出部200により算出された弱め界磁電流idw*に基づくPI制御によりd軸電流補正量idcmp*を演算するd軸PI制御部210と、を有する。弱め界磁電流算出部200は、変調率MFが所定の最大変調率MFmax以下のときには(図3、ステップS20:YES)弱め界磁電流idw*の演算結果を0とする(ステップS30)。このようにしたので、変調率MFの大きさに応じて、弱め界磁電流idw*を0に近づけるように制御することができる。
(5) The d-axis current correction
なお、以上説明した実施形態では、q軸電流補正量算出部120のリミット値変化部410において、リミット値Iqi_lmtを求める際にd軸電流補正量idcmp*を用いる例を説明したが、d軸電流補正量idcmp*を用いずにリミット値Iqi_lmtを求めてもよい。このようにすれば、リミット値変化部410の演算負荷を軽減しつつ、q軸電流指令値iq*の急峻な変化にもある程度は対応できる。そのため、トルク指令の急激な変化に対してトルク精度を所望の範囲に保つことができる。
In the above-described embodiment, the limit
以上説明した実施形態や各種変形例はあくまで一例であり、発明の特徴が損なわれない限り、本発明はこれらの内容に限定されるものではない。また、上記では種々の実施形態や変形例を説明したが、本発明はこれらの内容に限定されるものではない。本発明の技術的思想の範囲内で考えられるその他の態様も本発明の範囲内に含まれる。 The embodiments and various modifications described above are merely examples, and the present invention is not limited to these contents unless the characteristics of the invention are impaired. Although various embodiments and modifications have been described above, the present invention is not limited to these contents. Other modes that are conceivable within the scope of the technical idea of the present invention are also included within the scope of the present invention.
1:高圧電源
2:平滑コンデンサ
3:インバータ
4:モータ
5:回転速度センサ
6:相電流検出器
10:モータ制御装置
100:電流指令値決定部
110:d軸電流補正量算出部
120:q軸電流補正量算出部
130:電流制御部
140:PWM回路
150:トルク偏差算出部
160:加算器
170:加算器
200:弱め界磁電流算出部
210:d軸PI制御部
220:d軸電流補正出力第一判定器
230:d軸電流補正出力第二判定器
400:q軸PI制御部
410:リミット値変化部
420:q軸電流補正量積分項リミッタ
1: High-voltage power supply 2: Smoothing capacitor 3: Inverter 4: Motor 5: Rotation speed sensor 6: Phase current detector 10: Motor control device 100: Current command value determination unit 110: d-axis current correction amount calculation unit 120: q-axis Current correction amount calculation unit 130: current control unit 140: PWM circuit 150: torque deviation calculation unit 160: adder 170: adder 200: field weakening current calculation unit 210: d-axis PI control unit 220: d-axis current correction output First determiner 230: d-axis current correction output second determiner 400: q-axis PI control unit 410: limit value changing unit 420: q-axis current correction amount integral term limiter
Claims (5)
前記交流モータに流す電流量を定めるd軸電流指令値およびq軸電流指令値を決定する電流指令値決定部と、
前記d軸電流指令値を補正するためのd軸電流補正量を演算するd軸電流補正量算出部と、
前記q軸電流指令値を補正するためのq軸電流補正量を演算するq軸電流補正量算出部と、
前記d軸電流補正量により前記d軸電流指令値を補正した補正後d軸電流指令値と、前記q軸電流補正量により前記q軸電流指令値を補正した補正後q軸電流指令値とに基づいて、前記交流モータを駆動するための電圧指令値および変調率を演算する電流制御部と、を備え、
前記q軸電流補正量算出部は、
積分器を用いたPI制御により前記q軸電流補正量を演算するq軸PI制御部と、
前記積分器からの出力を所定のリミット値以内に制限するリミッタ部と、
前記交流モータのロータ温度および前記q軸電流指令値に基づいて、前記リミット値を変化させるリミット値変化部と、を有するモータ制御装置。 A motor control device for controlling the drive of an AC motor,
A current command value determining unit that determines a d-axis current command value and a q-axis current command value that determine the amount of current flowing through the AC motor;
A d-axis current correction amount calculation unit that calculates a d-axis current correction amount for correcting the d-axis current command value;
A q-axis current correction amount calculation unit that calculates a q-axis current correction amount for correcting the q-axis current command value,
A corrected d-axis current command value obtained by correcting the d-axis current command value by the d-axis current correction amount and a corrected q-axis current command value obtained by correcting the q-axis current command value by the q-axis current correction amount. Based on, a current control unit that calculates a voltage command value and a modulation factor for driving the AC motor,
The q-axis current correction amount calculation unit
A q-axis PI control unit that calculates the q-axis current correction amount by PI control using an integrator,
A limiter unit for limiting the output from the integrator within a predetermined limit value,
And a limit value changing unit that changes the limit value based on the rotor temperature of the AC motor and the q-axis current command value.
前記リミット値変化部は、さらに前記d軸電流補正量に基づいて前記リミット値を変化させるモータ制御装置。 The motor control device according to claim 1, wherein
The limit value changing unit further changes the limit value based on the d-axis current correction amount.
前記リミット値は、下限値と上限値とを有し、
前記リミッタ部は、前記積分器からの出力を前記下限値以上かつ前記上限値以下の値に制限し、
前記リミット値変化部は、前記下限値と前記上限値の差分を増減することで前記リミット値を変化させるモータ制御装置。 The motor control device according to claim 1 or 2, wherein
The limit value has a lower limit value and an upper limit value,
The limiter unit limits the output from the integrator to a value of the lower limit value or more and the upper limit value or less,
The limit value changing unit changes the limit value by increasing or decreasing a difference between the lower limit value and the upper limit value.
前記d軸電流補正量算出部は、前記変調率が所定の閾値以下のときには前記d軸電流補正量の演算結果を0とするモータ制御装置。 The motor control device according to claim 1 or 2, wherein
The motor control device in which the d-axis current correction amount calculation unit sets the calculation result of the d-axis current correction amount to 0 when the modulation rate is equal to or less than a predetermined threshold value.
前記d軸電流補正量算出部は、
前記d軸電流指令値および前記q軸電流指令値と、前記交流モータの回転速度とに基づいて、弱め界磁電流を演算する弱め界磁電流算出部と、
前記弱め界磁電流算出部により算出された前記弱め界磁電流に基づくPI制御により前記d軸電流補正量を演算するd軸PI制御部と、を有し、
前記弱め界磁電流算出部は、前記変調率が所定の最大変調率以下のときには前記弱め界磁電流の演算結果を0とするモータ制御装置。 The motor control device according to claim 1 or 2, wherein
The d-axis current correction amount calculation unit
A field-weakening current calculator that calculates a field-weakening current based on the d-axis current command value, the q-axis current command value, and the rotation speed of the AC motor;
A d-axis PI controller that calculates the d-axis current correction amount by PI control based on the field-weakening current calculated by the field-weakening current calculator.
The motor control device, wherein the field weakening current calculation unit sets the calculation result of the field weakening current to 0 when the modulation factor is equal to or lower than a predetermined maximum modulation factor.
Priority Applications (1)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
JP2017156738A JP6742967B2 (en) | 2017-08-15 | 2017-08-15 | Motor control device |
Applications Claiming Priority (1)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
JP2017156738A JP6742967B2 (en) | 2017-08-15 | 2017-08-15 | Motor control device |
Publications (2)
Publication Number | Publication Date |
---|---|
JP2019037067A JP2019037067A (en) | 2019-03-07 |
JP6742967B2 true JP6742967B2 (en) | 2020-08-19 |
Family
ID=65637940
Family Applications (1)
Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
---|---|---|---|
JP2017156738A Active JP6742967B2 (en) | 2017-08-15 | 2017-08-15 | Motor control device |
Country Status (1)
Country | Link |
---|---|
JP (1) | JP6742967B2 (en) |
Families Citing this family (1)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
JP7269152B2 (en) * | 2019-11-05 | 2023-05-08 | 株式会社豊田中央研究所 | rotary motor controller |
Family Cites Families (8)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
JP4228237B2 (en) * | 2006-06-06 | 2009-02-25 | トヨタ自動車株式会社 | Electric power steering device |
JP2008029082A (en) * | 2006-07-19 | 2008-02-07 | Toyota Motor Corp | Rotating electric machine control unit, method and program for controlling rotating electric machine |
JP2009081915A (en) * | 2007-09-25 | 2009-04-16 | Jtekt Corp | Motor controller |
JP5387892B2 (en) * | 2009-03-12 | 2014-01-15 | 株式会社ジェイテクト | Motor control device |
CA2806317C (en) * | 2010-07-27 | 2015-08-11 | Mitsubishi Electric Corporation | Control apparatus for ac rotating machine |
JP2014131392A (en) * | 2012-12-28 | 2014-07-10 | Toshiba Corp | Inverter control device and inverter device |
JP6057876B2 (en) * | 2013-11-18 | 2017-01-11 | 東芝三菱電機産業システム株式会社 | Power converter |
JP6544104B2 (en) * | 2015-07-17 | 2019-07-17 | 日産自動車株式会社 | Magnet temperature estimation system, motor, and magnet temperature estimation method |
-
2017
- 2017-08-15 JP JP2017156738A patent/JP6742967B2/en active Active
Also Published As
Publication number | Publication date |
---|---|
JP2019037067A (en) | 2019-03-07 |
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Legal Events
Date | Code | Title | Description |
---|---|---|---|
A621 | Written request for application examination |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A621 Effective date: 20190710 |
|
A977 | Report on retrieval |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A971007 Effective date: 20200619 |
|
TRDD | Decision of grant or rejection written | ||
A01 | Written decision to grant a patent or to grant a registration (utility model) |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A01 Effective date: 20200630 |
|
A61 | First payment of annual fees (during grant procedure) |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A61 Effective date: 20200729 |
|
R150 | Certificate of patent or registration of utility model |
Ref document number: 6742967 Country of ref document: JP Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: R150 |
|
S533 | Written request for registration of change of name |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: R313533 |
|
R350 | Written notification of registration of transfer |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: R350 |