JP6725907B2 - 自動車のためのレーダセンサ - Google Patents

Description

本発明は、時間的な間隔Ｔ’_ｃ，ｊをおいて連続して送信され、中心周波数ｆ_ｃ，ｊに関して互いに相違するそれぞれの周波数帯域を占有する、周期的に反復されるＮ個の波列Ｗ_ｊ，ｊ＝１，．．．，Ｎのシーケンスを含むレーダ信号を生成するためにコンフィグレーションされた信号発生器を有する、自動車のためのレーダセンサに関する。

物体（たとえば車両や障害物）の距離、相対速度、および角度を測定するためのレーダシステムは、安全性機能や快適性機能のために自動車で利用されることが増えてきている。その場合、距離、速度、および角度に関するレーダ測定の精度がいっそう重要な役割を演じるようになっている。運転者アシストシステムや自律的な走行機能は、可能な限り正確な周辺区域検出を必要とするからである。

さらにはレーダセンサの分解能が、すなわち、所与の次元で２つの接近した目標物を互いに区別する能力が、３つすべてのパラメータにおいて１つの重要な基準となる。基本的に言えるのは、レーダの分解能は距離に関して有効帯域幅にのみ依存し、速度分解能は測定時間に依存し、角度分解能はアンテナアパーチャの大きさと関連するということである。したがって、距離分解能の改善のためにはさらに広い帯域幅を通過するのがよく、それに対して、改善された速度分解能のためにはいっそう長い測定時間が必要となる。帯域幅の拡大はアナログ・デジタルコンバータ（ＡＤＣ）速度の向上を必要とし、計算コストを増大させる。距離分解能の拡張は、測定中に搬送周波数をシフトさせ、そのようにして測定に利用される周波数帯域が拡張されることによっても実現することができる。

角度見積りについては、複数の送受信アンテナが利用されるＭＩＭＯシステム（ＭＩＭＯ：multiple input, multiple output）が適用されることが増えている。ＭＩＭＯ原理を用いて、特に、特別に正確な角度測定を行うことができ、角度測定にとって重要なアンテナアパーチャ（アンテナ面）がバーチャルに拡張される。その場合、複数の送信アンテナが互いに影響を受けることなくそれぞれの信号を発信し、これらの信号が受信チャネルで分離される。アパーチャのバーチャルな拡張は、受信アンテナに対する送信アンテナの間隔がそれぞれ相違しており、そのようにしてコンピュータにより、ただ１つの送信アンテナしか存在しないかのように手順を進めることができるが、受信アンテナの数は多様であり、そのようにしていっそう広いアンテナアパーチャがバーチャルに生じることによって成立する。複数の送信アンテナの支障のない動作を可能にするために、たとえば時間的な分離（Time-Division Multiplexing (TDM)）、または周波数に関する分離（Frequency-Division Multiplexing (FDM)）によって、送信アンテナが分離されるのがよい。

上記の説明は、適用される変調方式に関わりなく妥当する。典型的な送信周波数は、今日では２４ＧＨｚまたは７７ＧＨｚであり、最大限占有可能な帯域幅は＜４ＧＨｚであり、ただし典型的にはこれよりも明らかに低い（たとえば０．５ＧＨｚ）。

今日の自動車レーダシステムは、通常、勾配の異なる複数の線形の周波数ランプが順次通過されるＦＭＣＷ変調（frequency-modulated continuous wave）を採用している。目下の送信信号と受信信号の混合が低周波の信号を生じさせ、その周波数は距離に比例しているが、相対速度と比例するドップラー周波数による加算／減算成分もさらに含んでいる。複数の目標物の距離情報と速度情報の分離は、さまざまなランプの結果が互いに割り当てられる複雑な方法によって行われる（いわゆるマッチング）。

最近のシステムは明らかにいっそう高速のランプを有するＦＭＣＷ変調を採用しており（Fast-Chirp-ModulationないしChirp-Sequence Modulation）、それにより、１つのランプ内部でのドップラーシフトを無視することが可能になる。得られる距離情報はほぼ一義的であり、引き続き、複素距離信号の位相の時間的動向を観察することでドップラーシフトを決定することができる。距離決定と速度決定は、通常は二次元フーリエ関数を用いて、互いに独立して行われる。

たとえば特許文献１や特許文献２などの従来技術では、レーダ信号の等間隔のランプシーケンスにおけるいっそう大きい時間的間隔によって、速度見積りの多義性を的確に引き起こす高速チャープ変調の特別な実施形態が知られている。この多義性は、レーダ信号の複数の等間隔のシーケンスの利用によって二次元フーリエ評価に基づいて解消され、それにより所望の速度領域で一義性が回復される。このような取り組みは、送信ランプの時間を拡張することができ、それにより、たとえばランプ急峻度を低減することができ、その結果としてＡＤＣ速度および計算コストが減るという利点がある。

将来的に、デジタル式に生成される変調方式も自動車レーダシステムで重要な役割を演じることになる。ＯＦＤＭ（orthogonal frequency division multiplex）などのデジタル変調方式は、すでに現在、多くの用途（ＷＬＡＮ、ＬＴＥ、ＤＶＢ−Ｔ）で通信目的のために成功裡に採用されている。ＯＦＤＭ基本原理から影響を受けたデジタル変調によるレーダシステムに関して、すでにいくつかの学位請求論文や刊行物が発表されている。これらの論文はシーケンシャルに順次送信されるＯＦＤＭ記号を利用しており、それにより、高速チャープシステムの場合と同様に、距離評価と速度評価を互いに独立して実行することができる。そのために二次元フーリエ変換を利用することができるが、送信される変調記号を事前に消去しておかなければならない。別案として、速度測定をフーリエ変換で実行し、距離測定を「マッチドフィルタリング」で実行することができる。

高速チャープレーダシステムとＯＦＤＭレーダシステムは、距離測定と速度測定をするために共通の測定原理を有している。これら両方のシステムでは、アナログ式ないしデジタル式の変調に応じて二次元の振動が生じ、その周波数が一方の次元で距離に比例するとともに、他方の次元で目標物のドップラー周波数すなわち相対速度に比例する。したがって、これら両方のシステムでは距離評価と速度評価のために、典型的には二次元フーリエ変換が利用される。このとき、受信信号のドップラー周波数と初期位相とがいずれも搬送周波数と関連する。

その帰結として、測定中の搬送周波数の変化が、波列を通じての位相推移の変化につながり（以下において「スロータイム」と呼ぶ）、そのようにしてこの次元でのフーリエ評価に影響を及ぼす。従来技術では高速チャープ変調のために、このような依存性から、搬送周波数を線形に変更することで改善された距離見積りのための追加情報を得ることが知られているが（たとえば特許文献３）、その際に速度見積りがネガティブな影響を受ける。そのため、高速チャープシステムのためのこの取り組みは、距離見積りの改善と、速度見積りの改悪との間の妥協となる。

さらに、コグニティブレーダの取り組みがますます意義を増してきている。自動車分野のレーダセンサの数が増える一方であり、そのため、他のレーダセンサによる障害の確率が増しているからである。コグニティブな取り組みでは、レーダを環境に合わせてアダプティブに適合化することができ、それにより、特に他のレーダセンサからの干渉に対応し、そのようにしてこれを可能な限り回避する。このようなアダプションは測定サイクルごとに搬送周波数の適合化によって行うことができ、あるいは１つの測定サイクルの内部で、たとえば個々のレーダ波列（ランプ、ＯＦＤＭ記号など）の搬送周波数の適合化によって行うこともできる。その場合にも、位相推移がスロータイムにわたって搬送周波数、距離、および速度に依存していて、搬送周波数の変化が位相の非線形の変化につながるという問題がある。このことは、（たとえばフーリエ評価による）速度見積りが悪影響を受けたり、まったく可能でなくなることを帰結する。

国際公開第２０１４／０７５８３８Ａ１号パンフレット 国際公開第２０１５／１９７２２６Ａ１号パンフレット ドイツ特許出願公開第１０２０１３２００４０４Ａ１号明細書

したがって本発明の課題は、距離と相対速度を一義的に、かついっそう高い精度で測定することを可能にする方法を提供することにある。

本発明の出発点となるのは、たとえば特許文献３にも記載されているような、冒頭に述べた種類のレーダセンサである。この公知のレーダセンサでは、連続する波列が個々の周波数ランプによって形成される。しかし、これらの周波数ランプは等間隔であり、すなわち、波列の送信時点は固定的な同じ時間インターバルによって互いに区切られる。

課せられた課題は本発明によると、時間的な間隔Ｔ’_ｃ，ｊと中心周波数ｆ_ｃ，ｊについて次の関係：
Ｔ’_ｃ，ｊ ^＊ｆ_ｃ，ｊ＝Ｘ
が一定のパラメータＸをもって成り立つことによって解決される。

このように、本発明によるレーダセンサでは、たとえば従来技術のように一定の同じ勾配と同じ周波数偏移とを有する周波数ランプによって、あるいはたとえばＯＦＤＭ記号によっても形成することができる個々の波列が等間隔ではなくなり、上に挙げた関係が生じるようにそれぞれの中心周波数に依存して送信時点が変化する。その帰結は、ｊ番目の波列の送信時間Ｔ_ｊと、スロータイムにわたっての位相推移を規定する中心周波数ｆ_ｃ，ｊとの積が、ランプ指数ｊの一次関数になるということである。それにより位相推移において、従来技術では中心周波数ｆ_ｃ，ｊの変化によって生じ、スロータイムに関する、すなわち指数ｊに関するフーリエ変換にあたってピーク拡大およびこれに伴って特に速度測定での測定精度と分解能への影響をもたらすことになる非線形性が除去される。

このようにして本発明は、中心周波数を必要に応じて変化させ、それによってたとえば距離測定での測定精度と分解能を最適化し、またはコグニティブレーダシステムの場合に他のレーダ信号との干渉を回避することを可能にするものであり、このような中心周波数の変化が速度測定に対してどのような効果を有するかを考慮に入れる必要がない。

「中心周波数」という概念は、ここでは該当する波列の周波数位置を特徴づけるための役目を果たす。この概念はわかりやすさために選択されているにすぎず、「中心周波数」が、波列の最小の周波数と最大の周波数の間のちょうど中心に必ず位置しなければならないと解釈されるものではない。異なる波列での互いに対応する点によって、中心周波数が周波数帯域において定義されることが要請されるにすぎない。

送信時点Ｔ_ｊのシーケンスは、個々の波列またはランプの間の時間的な間隔Ｔ’_ｃ，ｊを規定する。たとえばそれぞれの波列における送信時点として、送信される信号の周波数が中心周波数を通過する時点を定義することができる。あるいは、たとえば波列の始点または終点を送信時点とみなすことも、同様に良好に行えるはずである。

本発明の好ましい実施形態は従属請求項に記載されている。

次に、図面を参照しながら１つの実施例について詳しく説明する。

ＦＭＣＷレーダシステムのブロック図である。 周波数変調スキームの例である。 中間周波数・時間信号のシーケンス、ならびにそのフーリエ変換である。 図３の時間信号の縦断面、ならびにこの縦断面のフーリエ変換である。 二次元フーリエ変換の結果を図解するためのグラフである。 別の相対速度についての図４と同様の縦断面である。 変化する中心周波数を有する変調スキームを説明するためのグラフである。 図７の変調スキームの効果を図解するための図５と同様のグラフである。 本発明による変調スキームを説明するためのグラフである。

図１には、たとえば自動車の前側に組み付けられ、たとえば先行する車両などの物体１２の距離Ｒと相対速度ｖを測定するための役目を果たすＦＭＣＷレーダセンサ１０が、簡略化されたブロック図として示されている。レーダセンサ１０は、発振器１４と、変調器１５と、変調器により生成される波列をそのつどの搬送周波数と混合することでミキシングして高周波帯域へと引き上げ、そのようにして、送信されるべきレーダ信号を生成するミキサ１６とを備えた信号発生器１３を有している。別案として信号生成は、波列に応じて発振器により直接的に行うことができる。そしてこのレーダ信号が送受信ミキサ１８を介して送受信装置２０へ供給され、そこから信号が物体１２に向かう方向へと発信される。物体に当たって反射された信号が送受信装置２０によって受信されて、送受信ミキサ１８で送信信号の成分と混合される。このようにして中間周波数信号ｓが得られ、これが電子式の評価・制御装置２２でさらに評価される。

図２は、信号発生器１３から供給される送信信号の変調スキームの例を示している。送信信号の周波数ｆは、ここでは時間ｔの関数としてプロットされている。周波数は、以下において「ランプ」２４とも呼ぶ、連続する同一の波列の形態で変調される。ランプ２４は、図２では指数によって連番が付されている。送信信号の中央の周波数（中心周波数ｆ_ｃ）は７６ＧＨｚのオーダーであり、周波数が各々のランプの過程で変化する周波数偏移ｆ_ｈは、数ＭＨｚから数ＧＨｚのオーダーにある。ランプ２４が連続する時間的な間隔Ｔ’_Ｃは数マイクロ秒から数ミリ秒のオーダーにある。図示している例ではランプ２４はポーズなしに連続しているので、Ｔ’_Ｃは同時にランプ時間Ｔ_Ｃを表す。

中間周波数信号ｓの周波数は、送受信ミキサ１８から送受信装置２０に転送される送信信号と、物体１２での反射後に送受信装置２０によって受信されて再び送受信ミキサ１８に入る信号との間の周波数差に相当する。この周波数差は、距離依存的な成分ｆ_Ｒと、速度依存的な成分ｆ_Ｖとを合わせて加算したものからなる。距離依存的な成分ｆ_Ｒは周波数変調の結果として生じ、ここに示す例では次式
ｆ_Ｒ＝２Ｒｆ_ｈ／（ｃＴ_ｃ） （１）
によって与えられ、ここでｃは光速である。速度依存的な成分はドップラー効果の結果として生じ、ここに示す例では次式によって近似的に与えられる：
ｆ_Ｄ＝２ｆ_ｃｖ／ｃ （２）

図３（Ａ）では、ただ１つの物体が位置特定されるという仮定のもとで、中間周波数信号ｓが第１の３つのランプｊ＝１からｊ＝３について、時間ｔ（時間信号）の関数として示されている。評価・制御装置で、アナログ信号としてミキサ１８から供給される時間信号が周期的に走査時点ｔ_１，ｔ_２，．．．，で走査されてデジタル化され、保存される。走査時点は送信信号の変調ランプと同期化されており、各々のランプの内部で指数ｋによりナンバリングされる。走査周期、すなわち個々の走査時点の間の時間的間隔はＴで表されている。

高速フーリエ変換（ＦＦＴ）により、時間信号を各々のランプについて、中間周波数信号の（複素）振幅を周波数ｆの関数として表すスペクトルに変換することができる。図３（Ｂ）および（Ｃ）には３つのランプの各々について、絶対値Ａと位相φを周波数ｆの関数として表す２つの小さなグラフが示されている。

ただ１つの物体が存在しているという仮定のもとでは、個々のランプで記録されるスペクトルは、周波数ｆ_Ｒ＋ｆ_Ｄのところに鋭いピーク２６を有している。各ランプの時間的間隔Ｔ’_ｃが短いので周波数ｆ_Ｒ＋ｆ_Ｄは事実上変わらずに保たれ、それによりピーク２６は、図３（Ｂ）に示す３つすべてのスペクトルにおいて同一の個所に位置している。

しかし物体の相対速度がゼロに等しくないときには、ランプ時間Ｔ_ｃの内部で生じる物体のわずかな距離変化が、図３Ａに示すように中間周波数信号の位相シフトをもたらす。ランプごとに位相がそれぞれ特定の値ｘだけ増えていく。第１のランプ（ｊ＝１）における位相をφ_０で表すと、等間隔のランプ間隔の場合、第２のランプ（ｊ＝２）における位相は値φ_０＋ｘを有し、第３のランプ（ｊ＝３）はφ_０＋２ｘの値を有する。

一般に、中間周波数信号ｓは走査指数ｋとランプ指数ｊとの関数として次のように記述することができる：
ｓ（ｋ，ｊ）＝ｅｘｐ（ｉ（φ_０＋２π（ｆ_Ｒ＋ｆ_Ｄ）ｋＴ＋２πｆ_Ｄ（ｊ−１）Ｔ’_ｃ）） （３）

項（ｆ_Ｒ＋ｆ_Ｄ）ｋＴは、個々のランプ内部での進行時間効果とドップラー効果を表す。項ｆ_Ｄ（ｊ−１）Ｔ’_ｃは、ランプごとの物体距離の軽微な変化の効果を表しており、（ドップラー周波数の）速度依存的な成分ｆ_Ｄにのみ依存する。値φ_０は位相オフセットであり、ここでは次式
φ_０＝４πＲｆ_ｃ／ｃ （４）
によって与えられ、ここでｆ_ｃは周波数ランプの中心周波数である。式（３）への式（４）の代入は次式をもたらす：
ｓ（ｋ，ｊ）＝ｅｘｐ（ｉ（４πＲｆ_ｃ／ｃ＋２π（ｆ_Ｒ＋ｆ_Ｄ）ｋＴ＋２πｆ_Ｄ（ｊ−１）Ｔ’_ｃ）） （５）

図３のように、フーリエ変換をそれぞれただ１つのランプの内部でのみ実行すると（固定的なｊのとき指数ｋに関して）、式（３）の項ｆ_Ｄ（ｊ−１）Ｔ’_ｃはそれぞれ位相への寄与ｘ，２ｘ，．．．をもたらすにすぎない。

しかし、フーリエ変換を時間信号の「縦断面」に関して実行することもでき、それは、走査指数ｋを固定的に保っておき、進行中のランプ指数ｊに関して（いわゆる「スロータイム」に関して）高速フーリエ変換を行うことによる。図４には、このことが走査指数ｋ＝１についてシンボリックに示されている。図３では、走査時点ｔ_１に対する関数値が太い棒として示されている。これと同じ棒が図４（Ａ）にも示されているが、ここではランプ指数ｊに対してプロットされている。ランプごとの位相オフセットに基づき、フーリエ変換を施すことができる周期的な関数がやはり得られる。その結果が図４（Ｂ）および（Ｃ）に同じく値Ａについて、および複素振幅の位相φについてのグラフとして示されている。各々のｋについて実行することができるこのようなフーリエ変換は、単一の物体の場合、ドップラー周波数ｆ_Ｄのところに鋭いピークをもたらす。位相は、位相オフセットφ_０と成分ｙ（＝ｆ_Ｒ＋ｆ_Ｄ）ｋＴとを合わせたものからなる。

物体の距離Ｒと相対速度ｖの計算のために、周波数成分ｆ_Ｒおよびｆ_Ｄだけしか必要とされない。図４が示すとおり、ランプ指数ｊに関するフーリエ変換によって得られるスペクトルは周波数成分ｆ_Ｄをもたらし、それに対して、図３に示すそれぞれ個々のランプの内部でのフーリエ変換は周波数成分の合計ｆ_Ｒ＋ｆ_Ｄをもたらす。そしてこれら両方の量を合わせたものから、周波数成分ｆ_Ｒおよびこれに伴って距離Ｒを計算することができる。

特別に洗練された１つの評価方法は、上に説明したそれぞれのフーリエ変換が、１つのいわゆる二次元フーリエ変換にまとめられることにある。この場合、複数の連続するランプで得られた時間信号が二次元の周波数空間へと変換され、その座標は図５に示すようにドップラー周波数ｆ_Ｄおよび和ｆ_Ｒ＋ｆ_Ｄである。そしてこの二次元の周波数空間の中で、ドップラー周波数およびこれに伴って物体の相対速度ｖに相当する水平軸上の位置ｆ_Ｄ，１のところにピーク２６があり、垂直軸上でのその位置はｆ_Ｒ，１＋ｆ_Ｄ，１である。このグラフでは、同じ距離（ｆ_Ｒが一定）を有するが異なる相対速度（ｆ_Ｄが可変）を有する物体のピークは４５°直線上に位置する。ピーク２６を通る４５°直線が垂直軸と交差するところで距離依存的な周波数成分ｆ_Ｒ，１を直接的に読み取って、対応する距離Ｒ_１へと変換することができる。

図２に示す変調スキームに代えて、図７に示す変調スキームを適用するのが好ましい。この変調スキームでは、Ｎ（＝８）個の連続するランプ２４が相互に周波数オフセットされている。ランプ２４は同じ時間と同じ周波数偏移を有しているが、固定的な周波数間隔ｆ_ｓの分だけ相互にシフトしており、それにより中心周波数ｆ_ｃ，ｊについて次式
ｆ_ｃ，ｊ＝ｆ_{ｃ，ｊ−１}＋ｆ_ｓ （６）
が成り立ち、それにより、波列のシーケンスＷ_ｊ，ｊ＝１，．．．８，（「ファストランプ２４」）が全体として、周波数偏移Ｎｆ_ｓを有する「スロー」ランプ３０を形成する（本例ではＮ＝８を有する）。

選択的に、個々のランプ２４がそれぞれポーズによって分離されていてよい。しかし、 図示した例ではランプ２４はポーズなしに連続しており、それにより、時間的な間隔Ｔ’_ｃはやはりランプ時間Ｔ_ｃに等しくなっている。

そして、図１〜図３を参照して説明した評価手順を、それぞれ個々のランプ２４について実行することができる。その際に得られる中間周波数信号ｓは、特にそれぞれの位相オフセットに関して相違している。このような位相オフセットの評価が、改善された距離見積りを可能にする。

そのために、図７にシンボリックに示すとおり、ランプ２４の群について得られる時間信号が、二次元高速フーリエ関数（２ＤＦＦＴ）にかけられる。指数ｋに関するフーリエ関数では大きいランプ勾配に基づき、ｆ_Ｒ＋ｆ_Ｄに比例する距離依存的な項が支配的である。位置特定される単一の物体については、このような変換によってピークが得られ、そのｋ軸上の位置が、物体の距離Ｒと速度ｖとの間の第１の関係をもたらす。指数ｊに関するフーリエ変換は、いっそう低いランプ勾配ｆ_ｓＴ’_ｃといっそう長い測定時間（Ｎ−１）Ｔ’_ｃとを有するランプ３０での測定に相当する。単一の物体についてここでピークが得られ、そのｊ軸上の位置が距離と速度の間の第２の関係をもたらす。そして距離と速度についての最良の見積りは、これら両方の関係が同一の値ペア（Ｒ，ｖ）について満たされていなければならないという要請から得られる。このようにして、図５における「真の」ピーク２６の座標ｆ_Ｄおよびｆ_Ｒ＋ｆ_Ｄを得る。

評価のときのＡＤＣ速度を図２に示す変調スキームの場合よりも高くする必要がないにもかかわらず、ランプ３０における中心周波数のシフトによって帯域幅が全体として増大し、それに伴って距離見積りが改善される。ただし、これまでに説明した本方法の態様では、速度測定の精度については犠牲を払わざるを得ない。その原因は、ランプごとの中心周波数ｆ_ｃ，ｊの変化が、位相推移における非線形性につながることにあり（単調な事象の場合、これは追加の二次位相項である）、これが相対速度の測定時の測定精度と分解能を低下させる。

すなわち中心周波数がランプごとに変化すると、ドップラー周波数ｆ_Ｄの速度依存性を表す式（２）において、指数ｊを有する各々のランプにおける量ｆ_ｃが量ｆ_ｃ，ｊで置き換えられる。そして式（１）および（２）を式（５）へ代入すると、中間周波数信号ｓについて次の式がもたらされる：
ｓ（ｋ，ｊ）＝ｅｘｐ（ｉ（４πＲｆ_ｃ，ｊ／ｃ＋２π（２Ｒｆ_ｈ／ｃＴ’_ｃ＋２ｆ_ｃ，ｊｖ／ｃ）ｋＴ＋４πｆ_ｃ，ｊ（ｖ／ｃ）（ｊ−１）Ｔ’_ｃ）） （７）

図７に示す例のように、各々のランプの中心周波数が同じ周波数オフセットｆ_ｓの分だけ増大しているとき、中心周波数ｆ_ｃ，ｊについて次の式が得られる：
ｆ_ｃ，ｊ＝ｆ_ｃ，１＋（ｊ−１）ｆ_ｓ （８）

この式を式（７）へ代入すると、両方の第１の項
４πＲｆ_ｃ，ｊ／ｃ＝４πＲ（ｆ_ｃ，１＋（ｊ−１）ｆ_ｓ）／ｃ （９）
および
４π（Ｒｆ_ｈ／ｃＴ’_ｃ＋ｆ_ｃ，ｊｖ／ｃ）ｋＴ＝４π（Ｒｆ_ｈ／ｃＴ’_ｃ＋（ｆ_ｃ，１＋（ｊ−１）ｆ_ｓ）ｖ／ｃ）ｋＴ （１０）
はｊにおいて線形である。しかし第３の項については次式が得られる：
４π（ｆ_ｃ，ｊｖ／ｃ）（ｊ−１）Ｔ’_ｃ＝４π（（ｆ_ｃ，１＋（ｊ−１）ｆ_ｓ）ｖ／ｃ）（ｊ−１）Ｔ’_ｃ＝４π（ｖ／ｃ）Ｔ’_ｃ（−ｆ_ｃ，１＋ｆ_ｓ＋（ｆ_ｃ，１−２ｆ_ｓ）ｊ＋ｆ_ｓｊ^２） （１１）

この項は指数に比例する成分のほか、ｊ^２に比例する成分も含んでいる。すなわち、この項によって記述される位相推移はｊに関して非線形である。ランプ指数ｊに関するフーリエ変換では、このことは図８に示すようにｆ_Ｒ＋ｆ_Ｄ／ｆ_Ｄグラフにおけるピーク拡大につながる。したがって、ドップラー周波数ｆ_Ｄおよびこれに伴って相対速度は比較的広い精度インターバルの中でしか決定することができず、それに応じて、非常に類似する相対速度を有する２つの物体があるときに分解能が低くなる。対応するそれぞれのピークを互いに区別できなくなるからである。距離見積りの精度もこのような現象によって損なわれ、それによって周波数オフセットｆ_ｓの増大が限界を設定する。

このような現象を回避するために、上に説明した方法の本発明による発展例では、中心周波数ｆ_ｃ，ｊが変化するだけでなく、これに対応する個々の波列Ｗ_ｊの送信時点Ｔ_ｊも変化し、および、これに伴ってランプ２４が連続する時間的な間隔Ｔ’_ｃも変化する。

特に送信時点Ｔ_ｊ＝Ｔ_ｊ−１＋Ｔ’_ｃ，ｊは、それぞれの波列の間の時間的な間隔Ｔ’_ｃ，ｊが次式を満たすように選択される：
Ｔ’_ｃ，ｊ ^＊ｆ_ｃ，ｊ＝Ｘ （１２）

この中でＸは、測定サイクル全体について、すなわちＮ個の波列すべてについて一定である、適用目的に応じて適切に選択することができるパラメータである。第１の波列についての基準時点として、Ｔ_０＝−Ｔ’_ｃ，１を定義することができる。

そして式（１２）は、第３の項について、式（１１）に代えて次式をもたらす：
４πｆ_ｃ，ｊ（ｖ／ｃ）（ｊ−１）Ｔ’_ｃ，＝４π（ｖ／ｃ）（ｊ−１）×ｊ （１３）

このようにすべての波列Ｗ_ｊについて、位相項も指数ｊの線形関数となる。

このように式（１２）で定義される条件は、位相推移が線形化され、それに応じて、ｊに関するフーリエ変換のときのピーク拡大が回避されるように作用する。それにより、個々の波列の中心周波数ｆ_ｃ，ｊの選択にあたって、たとえば速度見積りにあたっての妥協をする必要なしに、距離見積りの精度を改善するために利用できる追加的な余地が得られる。

図９には、本発明による変調スキームがグラフ形式で示されている。インターバルＴ’_ｃ，ｊ（ここにはｊ＝２．．．７について図示）は同じではなく、本例では波列ごとに減少しており、それにより中心周波数ｆ_ｃ，ｊの増加が補償される。第１のインターバルＴ’_ｃ，１は、最小の（ここでは最後の）インターバルについても、インターバル長がランプ時間Ｔ_ｃよりも大きいという条件がまだ満たされるような大きさに選択される。

送信時点Ｔ_１〜Ｔ_８は、本例では、それぞれのランプにおける送信信号の周波数が中心周波数に達する時点として定義される。本例のように、すべてのランプが同じ勾配と同じ周波数偏移を有しているとき、たとえば各々のランプの開始または各々のランプの終了を送信時点として等価に定義することもできる。ランプがそれぞれ異なる勾配および／または異なる周波数偏移を有する、または非線形である、より一般的なケースでは、各々のランプの開始の時点は、周波数がそれぞれ中心周波数に達する時点について式（１５）の関係が成り立つように選択されることになる。

本例では個々の波列Ｗ_ｊはポーズによって分離されているのに対し、別の実施形態では、たとえばランプ時間Ｔ_ｃを変えることによって送信時点Ｔｊを変化させることもできる。

ただし、本発明はランプ状の変調スキームだけに限定されるものではなく、二次元の周波数分析による距離見積りと速度見積りのための同じ評価原理を有する他の変調スキームでも適用することができる（たとえばＯＦＤＭレーダ）。

上に説明した方法は、連続する波列の中心周波数の選択に関して高度のフレキシビリティを提供する。したがって、何らかの理由で中心周波数を変化させるべきであるあらゆるケースで、たとえばコグニティブレーダセンサにおいて中心周波数の変更により他のレーダ源のレーダ信号との干渉が回避されるべきであるケースでも、好ましく適用することができる。このときレーダセンサは複数の送信アンテナおよび／または受信アンテナを有することもでき、特に、角度分解式のＭＩＭＯレーダセンサとして構成されていてもよい。

１３ 信号発生器
２４ ランプ

Claims (8)

1. 時間的な間隔Ｔ’_ｃ，ｊをおいて連続して送信され、中心周波数ｆ_ｃ，ｊに関して互いに相違するそれぞれの周波数帯域を占有する、周期的に反復されるＮ個の波列Ｗ_ｊ，ｊ＝１，．．．，Ｎのシーケンスを含むレーダ信号を生成するためにコンフィグレーションされた信号発生器（１３）を有する、自動車のためのレーダセンサにおいて、時間的な間隔Ｔ’_ｃ，ｊと中心周波数ｆ_ｃ，ｊについて次の関係：
   Ｔ’_ｃ，ｊ ^＊ｆ_ｃ，ｊ＝Ｘ
   が一定のパラメータＸをもって成り立つことを特徴とするレーダセンサ。
2. ＦＭＣＷレーダの形態の請求項１に記載のレーダセンサ。
3. それぞれ個々の波列Ｗ_ｊの内部での周波数推移が線形のランプ（２４）によって記述される、請求項１または２に記載のレーダセンサ。
4. すべての波列Ｗ_ｊが同じ周波数偏移を有している、請求項３に記載のレーダセンサ。
5. すべての波列Ｗ_ｊが同じランプ勾配を有している、請求項３または４に記載のレーダセンサ。
6. 連続する波列Ｗ_ｊがポーズによって互いに分離されている、請求項４および５に記載のレーダセンサ。
7. ＯＦＤＭ（Orthogonal Frequency Division Multiplex）レーダの形態の請求項１に記載のレーダセンサ。
8. 他のレーダ源のレーダ信号の観点から中心周波数が適合化されるコグニティブレーダセンサとして構成されている、請求項１から７までのいずれか１項に記載のレーダセンサ。
   
   

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