JP6725758B2 - 電力変換装置および三相電力変換装置 - Google Patents

Description

本発明は、電力変換装置および三相電力変換装置に関する。

高電圧または大容量の電力変換においては、複数の電力変換セルを直列または並列に接続した電力変換装置が用いられる。例えば、高電圧モータの駆動には，複数のインバータ（インバータセル、電力変換セル）の出力端子を直列に接続し、各インバータの出力電圧を合成して高電圧を出力する方式が利用されている。
また、太陽光発電や風力発電といった自然エネルギー発電の導入が世界的に拡大している。自然エネルギーから得られる電力を変換して電力系統に出力するための電力変換装置として、ＰＣＳ（パワーコンディショニングシステム）がある。このＰＣＳにおいても、高電圧化や大容量化に対応する際には、前記のように複数の電力変換セルを用いる構成が有効である。

複数の電力変換セルを備えた電力変換装置では、信頼性の確保が重要である。信頼性に関する機能として、従来の電力変換装置には故障や保全などの理由によって一部の電力変換セルを停止させる場合でも、残りのセルを用いて運転を継続する機能がある。このような機能を備えた電力変換装置として、例えば、特許文献１がある。

特開２００９−０３３９４３号公報

しかしながら、従来の電力変換装置では、一つの単相インバータに故障が発生した場合に備えて、予備インバータを設けておく必要がある。

本発明は、前記した課題に鑑みて創案されたものであって、予備の電力変換セルを設けることなく、電力変換セルの故障や保全に対して、適切に対応できる電力変換装置を提供することを目的とする。

前記の課題を解決するために、本発明を以下のように構成した。
すなわち、本発明の電力変換装置は、複数の電力変換セルと、前記複数の電力変換セルを制御する制御装置と、を備え、前記電力変換セルは、トランスと、前記トランスの１次側に配置される１次側変換器と、前記トランスの２次側に配置される２次側変換器と、前記電力変換セルの入力端子間を短絡するための１次側バイパス手段と、前記電力変換セルの出力端子間を短絡するための２次側バイパス手段と、を有し、前記１次側変換器は、該１次側変換器に入力される電圧を１次側直流リンク電圧に変換する１次側コンバータと、前記１次側直流リンク電圧を平滑するコンデンサと、前記１次側直流リンク電圧を交流電圧に変換して前記トランスの１次巻線に印加する１次側インバータとを有し、前記２次側変換器は、前記トランスの２次巻線に誘起した電圧を２次側直流リンク電圧に変換する２次側コンバータと、前記２次側直流リンク電圧を平滑するコンデンサと、前記２次側直流リンク電圧を交流電圧に変換して出力する２次側インバータとを有し、前記複数の電力変換セルにおいて、電力変換セルの入力端子と出力端子の両方がそれぞれ直列に接続され、前記制御装置は、前記複数の電力変換セルのうち一部の電力変換セルが有する前記１次側変換器を停止させる場合、停止した１次側変換器を有する電力変換セルの１次側バイパス手段をオン状態として、当該停止した１次側変換器を有する電力変換セルの２次側変換器を、当該２次側変換器の２次側直流リンク電圧を平滑するコンデンサの充放電を２次側インバータによって制御することで、２次側直流リンク電圧が所定の値となるように制御し、前記制御装置は、前記複数の電力変換セルのうち一部の電力変換セルが有する前記２次側変換器を停止させる場合、停止した２次側変換器を有する電力変換セルの２次側バイパス手段をオン状態として、当該停止した２次側変換器を有する電力変換セルの１次側変換器を、当該１次側変換器の１次側直流リンク電圧を平滑するコンデンサの充放電を１次側コンバータによって制御することで、１次側直流リンク電圧が所定の値となるように制御する、ことを特徴とする。
また、その他の手段は、発明を実施するための形態のなかで説明する。

本発明によれば、予備の電力変換セルを設けることなく、電力変換セルの故障や保全に対して、適切に対応できる電力変換装置を提供する。

本発明の第１実施形態に係る電力変換装置の回路構成例を示すブロック図である。 本発明の第１実施形態に係る電力変換セルにおける１次側変換器の回路構成例を示す図である。 本発明の第１実施形態に係る電力変換セルにおける２次側変換器の回路構成例を示す図である。 本発明の第１実施形態に係る電力変換装置における各電力変換セルの出力電圧の波形、および、これらを合成した合成出力電圧の波形の一例を示す図である。 本発明の第１実施形態に係る電力変換装置における各電力変換セルの通常状態における入力電圧の波形、および、これらを合成した合成入力電圧Ｖ_ｉＳの波形の一例を示す図である。 本発明の第１実施形態に係る電力変換装置における１次側変換器を停止させる場合の各電力変換セルの出力電圧の波形、および、これらを合成した合成出力電圧の波形の一例を示す図である。 本発明の第１実施形態に係る電力変換セルにおける２次側インバータの図６の期間ａにおける回路動作の一例を示す図である。 本発明の第１実施形態に係る電力変換セルにおける２次側インバータの図６の期間ｂ１における回路動作の一例を示す図である。 本発明の第１実施形態に係る電力変換セルにおける２次側インバータの図６の期間ｃにおける回路動作の一例を示す図である。 本発明の第１実施形態に係る電力変換装置の出力電流が負で、電力変換セルのコンデンサを充電する場合における２次側インバータの回路動作の一例を示す図である。 本発明の第１実施形態に係る電力変換装置における１次側変換器を停止させる場合の各電力変換セルの出力電圧の波形、および、これらを合成した合成出力電圧の波形の他の例を示す図である。 本発明の第１実施形態に係る電力変換セルの１次側変換器を停止させる場合の各電力変換セルの入力電圧の波形、および、これら入力電圧を合成した合成入力電圧Ｖ_ｉＳの波形の一例を示す図である。 本発明の第１実施形態に係る電力変換セルの２次側変換器を停止させる場合の各電力変換セルの入力電圧Ｖの波形、および、これら入力電圧を合成した合成入力電圧の波形の一例を示す図である。 本発明の第１実施形態に係る電力変換セルにおける１次側コンバータの図１３の期間Ａにおける回路動作の一例を示す図である。 本発明の第１実施形態に係る電力変換セルにおける１次側コンバータの図１３の期間Ｂ１における回路動作の一例を示す図である。 本発明の第１実施形態に係る電力変換セルにおける１次側コンバータの図１３の期間Ｃにおける回路動作の一例を示す図である。 本発明の第１実施形態に係る電力変換セルにおいて、入力電流が負であり、かつ、コンデンサを放電する場合における１次側コンバータの回路動作の一例を示す図である。 本発明の第１実施形態に係る電力変換セルの２次側変換器を停止させる場合の各電力変換セルの入力電圧の波形、および、これら入力電圧を合成した合成入力電圧の波形の別の例を示す図である。 本発明の第１実施形態に係る電力変換セルの２次側変換器を停止させる場合の各電力変換セルの出力電圧の波形、および、これら出力電圧を合成した合成出力電圧の波形の一例を示す図である。 本発明の第２実施形態に係る三相電力変換装置の回路構成例を示すブロック図である。 本発明の第３実施形態に係る電力変換装置の回路構成例を示すブロック図である。 本発明の第４実施形態に係る三相電力変換装置の回路構成例を示すブロック図である。

以下、本発明を実施するための形態（以下においては「実施形態」と表記する）を、適宜、図面を参照して説明する。

≪第１実施形態≫
図１は、本発明の第１実施形態に係る電力変換装置１０の回路構成例を示すブロック図である。図１において、電力変換装置１０は、外部の交流電源５００から入力端子４０１，４０２を介して入力される電力を可変の周波数と可変の電圧の交流電力に変換する。そして、電力変換装置１０は、前記の交流電力を出力端子４１１，４１２を介して出力し、外部の負荷６００に供給する。
また、図１において、電力変換装置１０は、交流電源５００を入力する入力端子４０１にリアクトル４００を備えている。
また、電力変換装置１０は、複数の電力変換セル１０１〜１０４と制御装置３００を備える。また、電力変換装置１０では、電力変換セル１０１〜１０４のそれぞれの入力端子が直列に接続されている。同様に電力変換セル１０１〜１０４のそれぞれの出力端子が直列に接続されている。

《電力変換セル》
電力変換セル１０１〜１０４は、それぞれ１次側変換器１１１〜１１４と、２次側変換器１２１〜１２４と、トランス１３１〜１３４と、１次側バイパス手段１４１〜１４４と、２次側バイパス手段１５１〜１５４とを備える。
１次側変換器１１１〜１１４は、それぞれ入力した交流電力（電圧）を可変の周波数と可変の電圧の交流電力（電圧）に変換する。
トランス１３１〜１３４は、それぞれ所定の変圧比を基に、入力した交流電圧を変圧して出力した交流電圧を２次側変換器１２１〜１２４に供給する。
２次側変換器１２１〜１２４は、それぞれ入力した交流電力（電圧）を可変の周波数と可変の電圧の交流電力（電圧）に変換する。
１次側バイパス手段１４１〜１４４は、それぞれ電力変換セル１０１〜１０４の入力端子間を短絡する。
２次側バイパス手段１５１〜１５４は、それぞれ電力変換セル１０１〜１０４の出力端子間を短絡する。なお、１次側バイパス手段１４１〜１４４と２次側バイパス手段１５１〜１５４の例として、スイッチング素子によるバイパス回路やリレーがある。

１次側変換器１１１〜１１４は、それぞれ１次側コンバータ１６１〜１６４と、コンデンサ１７１〜１７４と、１次側インバータ１８１〜１８４とを備える。
１次側コンバータ１６１〜１６４は、電力変換セル１０１〜１０４のそれぞれの入力電圧Ｖ_ｉ１〜Ｖ_ｉ４を変換して、１次側直流リンク電圧Ｖ_ｄ１１〜Ｖ_ｄ１４を生成する。
コンデンサ１７１〜１７４は、それぞれ１次側直流リンク電圧Ｖ_ｄ１１〜Ｖ_ｄ１４を平滑（平滑化）する。
１次側インバータ１８１〜１８４は、それぞれ１次側直流リンク電圧Ｖ_ｄ１１〜Ｖ_ｄ１４を交流電圧に変換してトランス１３１〜１３４の１次巻線に印加する。

２次側変換器１２１〜１２４は、それぞれ２次側コンバータ１９１〜１９４と、コンデンサ２０１〜２０４と、２次側インバータ２１１〜２１４とを備える。
２次側コンバータ１９１〜１９４は、それぞれトランス１３１〜１３４の２次巻線に誘起された交流電圧を変換して２次側直流リンク電圧Ｖ_ｄ２１〜Ｖ_ｄ２４を生成する。
コンデンサ２０１〜２０４は、それぞれ２次側直流リンク電圧Ｖ_ｄ２１〜Ｖ_ｄ２４を平滑する。
２次側インバータ２１１〜２１４は、それぞれ２次側直流リンク電圧Ｖ_ｄ２１〜Ｖ_ｄ２４を交流電圧に変換して電力変換セル１０１〜１０４の出力電圧Ｖ_ｏ１〜Ｖ_ｏ４を生成する。

《制御装置》
制御装置３００は、電力変換セル１０１〜１０４のそれぞれ１次側変換器１１１〜１１４と、２次側変換器１２１〜１２４と、１次側バイパス手段１４１〜１４４と、２次側バイパス手段１５１〜１５４とに対して、制御信号を出力して統括的に制御する。
また、制御装置３００は、電力変換セル１０１〜１０４おける電圧、電流、温度などの物理量を検出する。また、制御装置３００に入力される電力変換セル１０１〜１０４の物理量や状態に関する信号を検出信号と定義する。
制御装置３００は、検出信号を制御に利用するだけでなく、検出信号から「目標値通りの電圧が出力されていない」、「過電流が発生した」などの現象を把握して、電力変換セルの正常または異常を判定する。

また、図１においては、図面の煩雑化を防ぐため、制御装置３００と電力変換セル１０１の間の制御信号、検出信号のみを示した。実際には、制御装置３００は、電力変換セル１０２〜１０４とも同様に信号の入出力を行う。
また、図１では、後記する電力変換セル１０１の具体的な構成を踏まえて、１次側コンバータ１６１と２次側インバータ２１１が制御装置３００に検出信号を出力し、制御装置３００が１次側コンバータ１６１、１次側インバータ１８１、２次側インバータ２１１、１次側バイパス手段１４１、２次側バイパス手段１５１に制御信号を出力する構成を示している。
ただし、後記するように、電力変換セルの具体的な構成が変われば、制御装置３００が信号の入出力を行う対象も変わる。また、図１では各信号を１本の矢印として表現したが、１本の矢印は複数の情報を含んでいてもよい。
また、制御装置３００のすべての要素が、１枚の基板上に実装される必要はない。各電力変換セル１０１〜１０４の１次側変換器１１１〜１１４や２次側変換器１２１〜１２４が実装される基板上に、制御装置３００の要素が実装されてもよい。

《図１の電力変換装置の回路構成の補足》
図１に示すように、電力変換装置１０では、各電力変換セル１０１〜１０４の入力端子が直列に接続されている。また、同様に各電力変換セル１０１〜１０４の出力端子が直列に接続されている。
各電力変換セル１０１〜１０４が内部にトランス１３１〜１３４を備えており、１次側変換器１１１〜１１４と２次側変換器１２１〜１２４が電気的に絶縁されているため、図１に示すように電力変換セル１０１〜１０４同士を接続できる。
以上の接続方法によって、電源５００が高電圧電源であっても、電源５００と電力変換装置１０の入力部を接続可能である。また、電力変換装置１０から負荷６００に高電圧を出力できる。

また、各電力変換セル１０１〜１０４の出力端子が直列に接続されていることから、各電力変換セル１０１〜１０４の出力電圧Ｖ_ｏ１〜Ｖ_ｏ４の合成電圧が、出力端子４１１，４１２を介して、負荷６００に出力される。
各電力変換セル１０１〜１０４の出力電圧Ｖ_ｏ１〜Ｖ_ｏ４を合成した電圧を合成出力電圧Ｖ_ｏＳと定義する。また、入力側についても同様の定義が可能であり、各電力変換セル１０１〜１０４の入力電圧Ｖ_ｉ１〜Ｖ_ｉ４を合成した電圧を合成入力電圧Ｖ_ｉＳと定義する。
また、電力変換装置１０の出力電流Ｉ_ｏ、および、各電力変換セル１０１〜１０４の出力電流は、すべて共通である。同様に、電力変換装置１０の入力電流Ｉ_ｉ、および、各電力変換セル１０１〜１０４の入力電流はすべて共通である。

図１におけるリアクトル４００の役目について説明する。
外部の交流電源５００は、正弦波の交流電圧を出力している。一方、電力変換装置１０における合成入力電圧Ｖ_ｉＳは、後記する図４に示すように階段状の疑似正弦波形（マルチレベル疑似正弦波）である。この出力の正弦波と合成入力電圧Ｖ_ｉＳの疑似正弦波形の差分を、リアクトル４００を設けることによって、調整している。
また、リアクトル４００は、電力変換装置１０における合成入力電圧Ｖ_ｉＳによるスパイク（ノイズ）を外部の交流電源５００に及ぼさないようにする役目をしている。

《１次側変換器の回路構成例》
図２は、本発明の第１実施形態に係る電力変換セル１０１における１次側変換器１１１の回路構成例を示す図である。また、図２には、１次側変換器１１１の他に１次側バイパス手段１４１、トランス１３１、制御装置３００も併せて示している。
図２おいて、１次側変換器１１１は、１次側コンバータ１６１とコンデンサ１７１と１次側インバータ１８１を備えている。

１次側コンバータ１６１は、ＭＯＳＦＥＴ（Metal-Oxide-Semiconductor-Field-Efect-Transistor）と逆並列ダイオードとからなるスイッチング素子Ｍ１１〜Ｍ１４を備えている。スイッチング素子Ｍ１１〜Ｍ１４によって、Ｈブリッジ回路を構成している。
すなわち、スイッチング素子Ｍ１１とスイッチング素子Ｍ１２は、直列に接続され、正側直流電源配線１０１ｐと負側直流電源配線１０１ｎとの間に配置されている。また、スイッチング素子Ｍ１３とスイッチング素子１４は、直列に接続され、正側直流電源配線１０１ｐと負側直流電源配線１０１ｎとの間に配置されている。
スイッチング素子Ｍ１１とスイッチング素子Ｍ１２の接続点と、スイッチング素子Ｍ１３とスイッチング素子１４の接続点との間に、入力電圧Ｖ_ｉ１を入力して、制御装置３００により、スイッチング素子Ｍ１１〜Ｍ１４を制御することにより、正側直流電源配線１０１ｐと負側直流電源配線１０１ｎとの間に入力電圧Ｖ_ｉ１を整流して出力している。そして、整流した電圧をコンデンサ１７１で平滑して、直流電圧（電力）を生成している。
また、１次側コンバータ１６１は、正側直流電源配線１０１ｐと負側直流電源配線１０１ｎとの間の電圧、すなわち１次側直流リンク電圧Ｖ_ｄ１１を検出するための電圧検出器Ｆ１を備える。

１次側インバータ１８１は、ＭＯＳＦＥＴと逆並列ダイオードとからなるスイッチング素子Ｍ１５〜Ｍ１８を備えている。スイッチング素子Ｍ１５〜Ｍ１８によって、Ｈブリッジ回路を構成している。すなわち、スイッチング素子Ｍ１５とスイッチング素子Ｍ１６は、直列に接続され、正側直流電源配線１０１ｐと負側直流電源配線１０１ｎとの間に配置されている。また、スイッチング素子Ｍ１７とスイッチング素子１８は、直列に接続され、正側直流電源配線１０１ｐと負側直流電源配線１０１ｎとの間に配置されている。
スイッチング素子Ｍ１５とスイッチング素子１６の接続点と、スイッチング素子Ｍ１７とスイッチング素子１８の接続点とが、Ｈブリッジ回路の出力端子となっている。
Ｈブリッジ回路の第１の出力端子であるスイッチング素子Ｍ１５とスイッチング素子Ｍ１６の接続点には、コイル（インダクタ、リアクトル）４８２の一方の端子が接続されている。また、Ｈブリッジ回路の第２の出力端子であるスイッチング素子Ｍ１７とスイッチング素子１８の接続点には、コンデンサ４８３の一方の端子が接続されている。コイル４８２の他方の端子とコンデンサ４８３の他方の端子との間に、トランス１３１の１次巻線が直列に接続されている。

制御装置３００は、制御信号として、１次側コンバータ１６１のスイッチング素子Ｍ１１〜Ｍ１４と、１次側インバータ１８１のスイッチング素子Ｍ１５〜Ｍ１８とに駆動信号を出力する。
また、１次側直流リンク電圧Ｖ_ｄ１１を検出するための電圧検出器Ｆ１の出力が、検出信号として制御装置３００に入力されている。

図２の１次側変換器１１１において、１次側コンバータ１６１によって交流の入力電圧Ｖ_ｉ１を整流し、コンデンサ１７１で平滑して正側直流電源配線１０１ｐと負側直流電源配線１０１ｎとの間に直流電圧（電力）Ｖ_ｄ１１を生成する。
この直流電圧（電力）を１次側インバータ１８１によって、可変の周波数の交流電圧（電力）を生成し、コイル４８２とコンデンサ４８３とを介して、生成した交流電圧（電力）を１次側変換器１１１から出力する。
なお、コイル４８２とコンデンサ４８３とで共振回路を構成している。１次側インバータ１８１の制御信号の周波数を変化させると、この周波数が前記の共振回路の共振周波数あるいは共振特性と、どの程度ずれるかによって、１次側変換器１１１の出力パワーを制御できる。

以上、図２の電力変換セル１０１の１次側変換器１１１の構成について説明したが、電力変換セル１０２〜１０４の１次側変換器１１２〜１１４についても同様の構成である。

《２次側変換器の回路構成例》
図３は、本発明の第１実施形態に係る電力変換セル１０１における２次側変換器１２１の回路構成例を示す図である。
また、図３には、２次側変換器１２１の他に２次側バイパス手段１５１、トランス１３１、制御装置３００も併せて示している。
図３において、２次側変換器１２１は、２次側コンバータ１９１と、コンデンサ２０１と、２次側インバータ２１１とを備えている。

２次側コンバータ１９１は、ダイオードＤ２１〜Ｄ２４によって、ダイオードブリッジ回路が構成されている。すなわち、ダイオードＤ２１のアノードとダイオードＤ２２のカソードとが接続され、ダイオードＤ２１のカソードは正側直流電源配線２０１ｐに接続され、ダイオードＤ２２のアノードは負側直流電源配線２０１ｎに接続されている。
また、ダイオードＤ２３のアノードとダイオードＤ２４のカソードとが接続され、ダイオードＤ２３のカソードは正側直流電源配線２０１ｐに接続され、ダイオードＤ２４のアノードは負側直流電源配線２０１ｎに接続されている。
そして、ダイオードＤ２１のアノードとダイオードＤ２２のカソードとの接続点と、ダイオードＤ２３のアノードとダイオードＤ２４のカソードとの接続点との間に、トランス１３１の２次巻線の電圧が入力している。
また、正側直流電源配線２０１ｐと負側直流電源配線２０１ｎとの間に平滑用のコンデンサ２０１が備えられている。

２次側インバータ２１１は、ＭＯＳＦＥＴと逆並列ダイオードとからなるスイッチング素子Ｍ２５〜Ｍ２８を備えている。スイッチング素子Ｍ２５〜Ｍ２８によって、Ｈブリッジ回路を構成している。すなわち、スイッチング素子Ｍ２５とスイッチング素子２６は、直列に接続され、正側直流電源配線２０１ｐと負側直流電源配線２０１ｎとの間に配置されている。また、スイッチング素子Ｍ２７とスイッチング素子Ｍ２８は、直列に接続され、正側直流電源配線２０１ｐと負側直流電源配線２０１ｎとの間に配置されている。
スイッチング素子Ｍ２５とスイッチング素子Ｍ２６の接続点と、スイッチング素子Ｍ２７とスイッチング素子２８の接続点とが、Ｈブリッジ回路の出力端子となっている。
このＨブリッジ回路の出力端子から、電力変換セル１０１の出力電圧Ｖ_ｏ１が出力される。
また、２次側インバータ２１１は、正側直流電源配線２０１ｐと負側直流電源配線２０１ｎとの間の電圧である２次側直流リンク電圧Ｖ_ｄ２１を検出するための電圧検出器Ｆ２を備えている。
電圧検出器Ｆ２の出力は、検出信号として制御装置３００に入力されている。

制御装置３００は、制御信号として、２次側インバータ２１１のスイッチング素子Ｍ２５〜Ｍ２８に駆動信号を出力する。
また、２次側直流リンク電圧Ｖ_ｄ２１を検出するための電圧検出器Ｆ２の出力が、検出信号として制御装置３００に入力されている。

図３の２次側変換器１２１において、２次側コンバータ１９１によって、トランス１３１の２次側（２次巻線）の交流入力電圧を整流し、コンデンサ２０１で平滑して、正側直流電源配線２０１ｐと負側直流電源配線２０１ｎとの間に直流電圧（電力）Ｖ_ｄ２１を生成する。
この直流電圧（電力）を２次側インバータ２１１によって、可変の周波数の交流電圧（電力）を生成し、交流電圧（電力）Ｖ_ｏ１を２次側変換器１２１から出力する。

以上のように、図３の電力変換セル１０１の２次側変換器１２１の構成について説明したが、電力変換セル１０２〜１０４の２次側変換器１２２〜１２４についても同様の構成である。

＜電力変換装置の通常状態の動作＞
以上の構成によって得られる電力変換装置１０の通常状態の動作を説明する。
まず、各電力変換セル１０１〜１０４の１次側変換器１１１〜１１４と２次側変換器１２１〜１２４について、故障や保全などの理由によって停止させるものがない場合（適宜、「通常状態」と呼称する）を説明する。
制御装置３００は、電力変換セル１０１〜１０４の１次側バイパス手段１４１〜１４４と２次側バイパス手段１５１〜１５４をオフ（開放状態、非短絡状態）にする。

《各電力変換セルの出力電圧波形と合成出力電圧波形》
図４は、本発明の第１実施形態に係る電力変換装置１０における各電力変換セル１０１〜１０４の出力電圧Ｖ_ｏ１〜Ｖ_ｏ４の波形、および、これらを合成した合成出力電圧Ｖ_ｏＳの波形の一例を示す図である。
図４において、縦軸に出力電圧Ｖ_ｏ１〜Ｖ_ｏ４と合成出力電圧Ｖ_ｏＳと２次側直流リンク電圧の目標値Ｖ_２を示し、横軸は時刻もしくは時間（時間の推移）である。
また、図４では、電力変換装置１０が出力する交流周期Ｔ_ＡＣ２の１周期分の各電圧の波形を示している。
また、図４の合成出力電圧Ｖ_ｏＳの波形と重ねて示した破線の正弦波１４０１は、合成出力電圧Ｖ_ｏＳに含まれる基本波成分である。この基本波成分は合成出力電圧Ｖ_ｏＳの目標値であると考えてよい。
なお、合成出力電圧Ｖ_ｏＳは、階段状の疑似正弦波形（マルチレベル疑似正弦波）であって、正弦波とは少し離れた波形であるが、出力負荷がモータのようにコイル成分で構成されている場合には、コイルのインダクタンスの作用で電流波形は、実用的には充分に正弦波に近づいた波形となる。

図１における２次側変換器１２１〜１２４の２次側コンバータ１９１〜１９４は、図３に示すようにダイオードＤ２１〜Ｄ２４によって構成されるダイオードブリッジ回路である。すなわち、制御装置３００では制御されていない。
そのため、電力変換セル１０１〜１０４の２次側直流リンク電圧Ｖ_ｄ２１〜Ｖ_ｄ２４は、電力変換セル１０１〜１０４が備える１次側変換器１１１〜１１４（具体的には１次側インバータ１８１〜１８４）によってそれぞれ所定の値に制御される。それとともに、２次側直流リンク電圧Ｖ_ｄ２１〜Ｖ_ｄ２４は、２次側変換器のコンデンサ２０１〜２０４によってそれぞれ平滑されている。

また、２次側直流リンク電圧Ｖ_ｄ２１〜Ｖ_ｄ２４の目標値は、それぞれ異なる値であってもよい。しかし、説明の都合上、図４では２次側直流リンク電圧Ｖ_ｄ２１〜Ｖ_ｄ２４の目標値がすべて等しくＶ_２である場合について示した。
電力変換セル１０１の２次側インバータ２１１は、出力電圧Ｖ_ｏ１の瞬時値として＋Ｖ_ｄ２１（＝＋Ｖ_２），０，−Ｖ_ｄ２１（＝−Ｖ_２）のいずれかを生成する。
そのため、２次側インバータ２１１は、図４に示すように正負パルス状の出力電圧Ｖ_ｏ１を生成できる。また、出力電圧Ｖ_ｏ１の振幅（パルス波高値）はＶ_ｄ２１（＝Ｖ_２）となる。
また、電力変換セル１０２〜１０４の出力電圧Ｖ_ｏ２〜Ｖ_ｏ４についても、同じ要領で生成される。

また、電力変換セル１０１〜１０４の出力端子が直列に接続されていることから、合成出力電圧Ｖ_ｏＳは、電力変換セル１０１〜１０４の出力電圧Ｖ_ｏ１〜Ｖ_ｏ４の総和となる。そのため、図４のようなマルチレベル疑似正弦波状の合成出力電圧Ｖ_ｏＳが生成される。
合成出力電圧Ｖ_ｏＳのレベル数は、正負を合わせて９レベルである。合成出力電圧Ｖ_ｏＳの振幅（波高値）は４Ｖ_２である。また、合成出力電圧Ｖ_ｏＳの目標値を決定し、実際に出力される合成出力電圧Ｖ_ｏＳの基本波成分が目標値（図４の破線１４０１）と一致するように電力変換セル１０１〜１０４を制御する。
図４の合成出力電圧Ｖ_ｏＳは完全な正弦波電圧ではなく、基本波成分の他に高調波成分を含む。用いる電力変換セルの台数が多いほど、合成出力電圧Ｖ_ｏＳのレベル数が増大して、合成出力電圧Ｖ_ｏＳに含まれる高調波成分は小さくなる。このとき、出力電流Ｉ_ｏに含まれる高調波成分もまた小さくなる。
また、図４において、出力電圧Ｖ_ｏ１〜Ｖ_ｏ４のパルス幅をＴ_２１〜Ｔ_２４と定義する。
このように定義したとき、図４では、Ｔ_２１＞Ｔ_２２＞Ｔ_２３＞Ｔ_２４の関係であるため、各電力変換セル１０１〜１０４の出力電力に着目すると、電力変換セル１０１＞電力変換セル１０２＞電力変換セル１０３＞電力変換セル１０４の順となる。

《各電力変換セルの入力電圧波形と合成入力電圧波形》
図５は、本発明の第１実施形態に係る電力変換装置１０における電力変換セル１０１〜１０４の通常状態における入力電圧Ｖ_ｉ１〜Ｖ_ｉ４の波形、および、これらを合成した合成入力電圧Ｖ_ｉＳの波形の一例を示す図である。
図５において、縦軸に入力電圧Ｖ_ｉ１〜Ｖ_ｉ４と合成入力電圧Ｖ_ｉＳと１次側直流リンク電圧の目標値Ｖ_１を示し、横軸は時刻もしくは時間（時間の推移）である。
また、図５では、電源５００の交流周期Ｔ_ＡＣ１の１周期分の波形を示した。
また、図５の合成入力電圧Ｖ_ｉＳの波形と重ねて示した破線の正弦波１５０１は、合成入力電圧Ｖ_ｉＳに含まれる基本波成分である。この基本波成分は合成入力電圧Ｖ_ｉＳの目標値であると考えてよい。
なお、電力変換セル１０１〜１０４の入力電圧Ｖ_ｉ１〜Ｖ_ｉ４を制御して、合成入力電圧Ｖ_ｉＳを所定の正弦波状の振幅や位相を制御するのは、電力変換装置１０としての入力電力を所定の電力に制御するためである。
また、図４で示した合成出力電圧Ｖ_ｏＳの周期Ｔ_ＡＣ２と、図５で示す合成入力電圧Ｖ_ｉＳの波形の周期Ｔ_ＡＣ１とは異なる。これは２次側インバータ２１１〜２１４によって、合成出力電圧Ｖ_ｏＳの周波数（１／Ｔ_ＡＣ２）が新たに生成されるからである。

電力変換セル１０１〜１０４の１次側直流リンク電圧Ｖ_ｄ１１〜Ｖ_ｄ１４は、電力変換セル１０１〜１０４が備える１次側変換器１１１〜１１４（具体的には１次側コンバータ１６１〜１６４）によって、それぞれ所定の値に制御されている。また、１次側直流リンク電圧Ｖ_ｄ１１〜Ｖ_ｄ１４は、１次側変換器のコンデンサ１７１〜１７４によって、それぞれ平滑化されている。
１次側直流リンク電圧Ｖ_ｄ１１〜Ｖ_ｄ１４の目標値は、それぞれ異なる値であってもよい。しかし、説明の都合上、図５では１次側直流リンク電圧Ｖ_ｄ１１〜Ｖ_ｄ１４の目標値がすべて等しくＶ_１である場合について示した。
電力変換セル１０１の１次側コンバータ１６１は、入力電圧Ｖ_ｉ１の瞬時値として＋Ｖ_ｄ１１（＝＋Ｖ_１），０，−Ｖ_ｄ１１（−Ｖ_１）のいずれかを生成できる。

そのため、１次側コンバータ１６１は、図５に示すように正負パルス状の入力電圧Ｖ_ｉ１を生成できる。そして、入力電圧Ｖ_ｉ１の振幅（パルス波高値）は、Ｖ_ｄ１１（＝Ｖ_１）となる。電力変換セル１０２〜１０４の入力電圧Ｖ_ｉ２〜Ｖ_ｉ４についても同じ要領で生成される。
また、電力変換セル１０１〜１０４の各入力端子が直列に接続されていることから、合成入力電圧Ｖ_ｉＳは、電力変換セル１０１〜１０４の入力電圧Ｖ_ｉ１〜Ｖ_ｉ４の総和となる。そのため、図５のようなマルチレベル疑似正弦波状の合成入力電圧Ｖ_ｉＳが生成される。
合成入力電圧Ｖ_ｉＳのレベル数は、正負を合わせて９レベルである。また、１レベル（段）分の電圧はＶ_１となる。

図１に示したように、交流電源５００と電力変換装置１０の入力部にはリアクトル４００が直列に挿入される。前記したように、リアクトル４００によって、交流電源５００の出力と電力変換装置１０の入力の電圧差を調整する。
制御装置３００は、前記したように、合成入力電圧Ｖ_ｉＳの振幅や位相を制御することで、電源５００から電力変換装置１０に入力される電力を制御する。また、制御装置３００は、合成入力電圧Ｖ_ｉＳの目標値を決定し、実際に生成される合成入力電圧Ｖ_ｉＳの基本波成分が目標値（図５の破線１５０１）と一致するように各電力変換セル１０１〜１０４を制御する。
図５の合成入力電圧Ｖ_ｉＳは、完全な正弦波電圧ではなく、基本波成分の他に高調波成分を含む。用いるセルの台数が多いほど、合成入力電圧Ｖ_ｉＳのレベル数が増大し、合成入力電圧Ｖ_ｉＳに含まれる高調波成分は小さくなる。このとき、入力電流Ｉ_ｉに含まれる高調波成分もまた小さくなる。
図５において、入力電圧Ｖ_ｉ１〜Ｖ_ｉ４のパルス幅をＴ_１１〜Ｔ_１４と定義する。
Ｔ_１１＞Ｔ_１２＞Ｔ_１３＞Ｔ_１４の関係であるため、電力変換セル１０１〜１０４の入力電力に着目すると、電力変換セル１０１＞電力変換セル１０２＞電力変換セル１０３＞電力変換セル１０４の順となる。

＜１台の電力変換セルが止まった場合に残りの電力変換セルで補う制御について＞
次に、故障や保全などの理由によって、１台の電力変換セルが止まった場合においても、残りの他の電力変換セルで補うように制御して、電力変換装置１０を通常状態と同様の出力電力の品質を保ちつつ、すみやかに運転を継続できる方法について説明する。

＜１台の電力変換セルの１次側変換器を停止させる場合の電力変換装置の動作＞
故障や保全などの理由によって、１台の電力変換セル、例えば電力変換セル１０１の１次側変換器１１１を停止させる場合の電力変換装置１０の動作を説明する。
まず、制御装置３００は、停止させる電力変換セル１０１の１次側バイパス手段１４１をオン状態（短絡状態）とする。一方、２次側バイパス手段１５１については通常状態と同様にオフ状態（非短絡状態、開放状態）とする。
次に、制御装置３００は、電力変換セル１０１の２次側変換器１２１に発生する２次側直流リンク電圧Ｖ_ｄ２１を所定の値Ｖ_２に制御するように、電力変換セル１０１の２次側変換器１２１を制御する。なお、具体的には２次側インバータ２１１を、後記するように、制御する。

以上のように、１次側変換器１１１を停止させ、かつ、１次側バイパス手段１４１をオン状態とするので、電力変換セル１０１には電力が入力されない。そのため、１次側変換器１１１から２次側変換器１２１へと電力が供給されることはない。
また、通常状態のように１次側変換器１１１によって、２次側直流リンク電圧Ｖ_ｄ２１を制御することはできない。しかし、２次側インバータ２１１は、後記するように、コンデンサ２０１を充放電することによって、２次側直流リンク電圧Ｖ_ｄ２１を所定の値Ｖ_２に制御するとともに、２次側直流リンク電圧Ｖ_ｄ２１を利用して出力電圧Ｖ_ｏ１を継続的に生成できる。さらに、電力変換装置１０は、通常状態と同様に合成出力電圧Ｖ_ｏＳを継続的に生成できる。
次に、以上の動作を、動作波形を参照して、詳しく説明する。

《電力変換セルの１次側変換器を停止させる場合の出力電圧波形と合成出力電圧波形》
図６は、本発明の第１実施形態に係る電力変換装置１０における１次側変換器１１１を停止させる場合の電力変換セル１０１〜１０４の出力電圧Ｖ_ｏ１〜Ｖ_ｏ４の波形、および、これらを合成した合成出力電圧Ｖ_ｏＳの波形の一例を示す図である。
図６において、縦軸に出力電圧Ｖ_ｏ１〜Ｖ_ｏ４と、合成出力電圧Ｖ_ｏＳと、２次側直流リンク電圧の目標値Ｖ_２とを示し、横軸は時刻もしくは時間（時間の推移）である。なお、Ｔ_ＡＣ１やＴ_ＡＣ２の符号を時刻として表記する場合や、時間としてその時間の逆数から周期（交流周期）として表記する場合がある。
図６では、電力変換装置１０が出力する交流周期Ｔ_ＡＣ２の１周期分の波形を示している。そのうち時刻Ｔ_ＡＣ２／４から時刻Ｔ_ＡＣ２／２までの四半周期を対象として、動作モード、および、その継続期間（期間）を示す符号ａ，ｂ１，ｃ，ｂ２を表記している。

また、図６の合成出力電圧Ｖ_ｏＳの波形と重ねて示した破線の正弦波１４０２は、合成出力電圧Ｖ_ｏＳに含まれる基本波成分である。この基本波成分は合成出力電圧Ｖ_ｏＳの目標値であると考えてよい。
また、図６では、出力電流Ｉ_ｏの波形１４１２も併せて示した。ただし、出力電流Ｉ_ｏに含まれる高調波成分については無視し、基本波成分のみを示している。
以下では、説明の都合上、電力変換装置１０の出力における力率がほぼ１であると仮定する。そのため、合成出力電圧Ｖ_ｏＳの基本波成分（図６の破線１４０２）が正である場合には出力電流Ｉ_ｏも正である。図６の時刻Ｔ_ＡＣ２／４から時刻Ｔ_ＡＣ２／２までの期間において、出力電流Ｉ_ｏ（波形１４１２）は正である。なお、出力電流Ｉ_ｏの正負の極性は、図１に矢印で示した通りである。

《２次側インバータの期間ａにおける動作》
図６の期間ａにおいて、制御装置３００は、コンデンサ２０１を放電するように電力変換セル１０１の２次側インバータ２１１を制御する。具体的には、出力電圧Ｖ_ｏ１が＋Ｖ_ｄ２１（＝＋Ｖ_２）となるように２次側インバータ２１１を制御する。
なお、図６の電圧波形の記載においては、コンデンサ２０１の静電容量が十分大きいため、期間ａに渡ってコンデンサ２０１を放電しても、２次側直流リンク電圧Ｖ_ｄ２１はＶ_２から減少しないと仮定した。
期間ａでは、合成出力電圧Ｖ_ｏＳを＋４Ｖ_２に制御する。そのため、電力変換セル１０１〜１０４の出力電圧Ｖ_ｏ１〜Ｖ_ｏ４をすべて正（＋Ｖ_２）に制御する必要がある。
また、図６の期間ａでコンデンサ２０１が放電して、失った電荷を回復するように充電するのは、後記するように図６の期間ｃである。

図７は、本発明の第１実施形態に係る電力変換セル１０１における２次側インバータ２１１の図６の期間ａにおける回路動作の一例を示す図である。
図７では、スイッチング素子Ｍ２５〜Ｍ２８を理想スイッチと逆並列ダイオードによって模擬している。また、２次側インバータ２１１だけでなくコンデンサ２０１も併せて示している。また、電流経路を一点鎖線７０１の矢印で示した。
図７に示すように、４個のスイッチング素子Ｍ２５〜Ｍ２８のうち、左上のスイッチング素子Ｍ２５と右下のスイッチング素子Ｍ２８をオン状態にすることで、出力電圧Ｖ_ｏ１は、正（＋Ｖ_ｄ２１＝＋Ｖ_２）となり、コンデンサ２０１を放電する向きに電流が流れる。

《２次側インバータの期間ｂ１における動作》
図６の期間ｂ１において、制御装置３００は、電力変換セル１０１の出力電圧Ｖ_ｏ１が０となるように２次側インバータ２１１を制御する。このとき、コンデンサ２０１は充電も放電もされない。
したがって、期間ｂ１において、２次側直流リンク電圧Ｖ_ｄ２１はＶ_２から変化しない。また、期間ｂ１では、合成出力電圧Ｖ_ｏＳを＋３Ｖ_２に制御する。
電力変換セル１０１の出力電圧Ｖ_ｏ１が０に制御されていても、他の電力変換セル１０２〜１０４の出力電圧Ｖ_ｏ２〜Ｖ_ｏ４をすべて正（＋Ｖ_２）に制御することによって、合成出力電圧Ｖ_ｏＳは＋３Ｖ_２となる。

図８は、本発明の第１実施形態に係る電力変換セル１０１における２次側インバータ２１１の図６の期間ｂ１における回路動作の一例を示す図である。
図８に示すように、４個のスイッチング素子Ｍ２５〜Ｍ２８のうち、左下のスイッチング素子Ｍ２６と右下のスイッチング素子Ｍ２８をオン状態にする。
このとき、スイッチング素子の電圧降下を無視すれば出力電圧Ｖ_ｏ１は０となる。また、コンデンサ２０１には電流が流れない。

《２次側インバータの期間ｃにおける動作》
図６の期間ｃにおいて、制御装置３００は、コンデンサ２０１を充電するように電力変換セル１０１の２次側インバータ２１１を制御する。
具体的には、出力電圧Ｖ_ｏ１が、−Ｖ_ｄ２１（＝−Ｖ_２）となるように２次側インバータ２１１を制御する。また、出力電流_Ｉｏが正となる期間に２次側インバータ２１１が負の電圧を出力することによって、２次側インバータ２１１が電力を回生してコンデンサ２０１を充電する。
なお、図６の電圧波形の記載においては、コンデンサ２０１の静電容量が十分大きいため、期間ｃに渡ってコンデンサ２０１を充電しても、２次側直流リンク電圧Ｖ_ｄ２１はＶ_２から増大しないと仮定した。
期間ｃにおいて、電力変換セル１０１の出力電圧Ｖ_ｏ１は、負（−Ｖ_２）となるが、他の電力変換セルの出力電圧Ｖ_ｏ２〜Ｖ_ｏ４を０または正（＋Ｖ_２）に制御することによって、合成出力電圧Ｖ_ｏＳを正に制御できる。
期間ｃのように、合成出力電圧Ｖ_ｏＳが＋２Ｖ_２以下であれば、電力変換セル１０１の出力電圧Ｖ_ｏ１を負（−Ｖ_２）に制御しても合成出力電圧Ｖ_ｏＳを目標のレベルに制御することができる。

図９は、本発明の第１実施形態に係る電力変換セル１０１における２次側インバータ２１１の図６の期間ｃにおける回路動作の一例を示す図である。
図９に示すように、４個のスイッチング素子Ｍ２５〜Ｍ２８のうち、左下のスイッチング素子Ｍ２６と右上のスイッチング素子Ｍ２７をオン状態にすることで、出力電圧Ｖ_ｏ１は負（−Ｖ_ｄ２１＝−Ｖ_２）となり、コンデンサ２０１を充電する向きに電流が流れる。
なお、図９において、４個のスイッチング素子Ｍ２５〜Ｍ２８をすべてオフ状態にしても、逆並列ダイオードの作用で同様の動作（電流の経路）が得られる。

《２次側インバータの期間ｂ２における動作》
図６の期間ｂ２において、制御装置３００は、前記の期間ｂ１と同様に電力変換セル１０１の出力電圧Ｖ_ｏ１が０となるように２次側インバータ２１１を制御する。
すなわち、電力変換セル１０１の２次側インバータ２１１の図６の期間ｂ２における回路動作の一例は、期間ｂ１における回路動作を示す図８と同様である。
このように２次側インバータ２１１の期間ｂ２における回路動作と期間ｂ１における回路動作とは、同じであるものの、合成出力電圧Ｖ_ｏＳについては、図６に示すように期間ｂ２と期間ｂ１とでは異なる。
期間ｂ２では、合成出力電圧Ｖ_ｏＳを＋Ｖ_２、または０に制御するため、前記の期間ｃのようにコンデンサ２０１を充電することもできる。しかし、２次側直流リンク電圧Ｖ_ｄ２１を目標値Ｖ_２に維持するようにコンデンサ２０１の充放電を制御する必要がある。
そのため、期間ｂ２のように、合成出力電圧Ｖ_ｏＳのレベルが＋２Ｖ_２以下であってもコンデンサ２０１を充電しない期間が発生する。

＜時刻０から時刻Ｔ_ＡＣ２における動作＞
図６の時刻０から時刻Ｔ_ＡＣ２／４までの期間においても、前記の時刻Ｔ_ＡＣ２／４から時刻Ｔ_ＡＣ２／２までの期間と同様に制御する。
合成出力電圧Ｖ_ｏＳを＋４Ｖ_２に制御する場合、制御装置３００は、コンデンサ２０１を放電するように、具体的には出力電圧Ｖ_ｏ１が＋Ｖ_ｄ２１（＝＋Ｖ_２）となるように２次側インバータ２１１を制御する。
また、合成出力電圧Ｖ_ｏＳを＋３Ｖ_２に制御する場合、制御装置３００は、出力電圧Ｖ_ｏ１が０となるように２次側インバータ２１１を制御する。
また、合成出力電圧Ｖ_ｏＳを０〜＋２Ｖ_２に制御する場合、制御装置３００は、コンデンサ２０１を充電するように、具体的には出力電圧Ｖ_ｏ１が−Ｖ_ｄ２１（＝−Ｖ_２）となるように２次側インバータ２１１を制御する。もしくは、出力電圧Ｖ_ｏ１が０となるように２次側インバータ２１１を制御する。

図６の時刻Ｔ_ＡＣ２／２から時刻Ｔ_ＡＣ２までの期間において、出力電流Ｉ_ｏは負となる。
出力電流Ｉ_ｏが負となる場合、出力電圧Ｖ_ｏ１が正（＋Ｖ_ｄ２１＝＋Ｖ_２）となるように２次側インバータ２１１を制御することで、コンデンサ２０１が充電される。
前記した図７〜図９は、出力電流Ｉ_ｏが正となる場合の回路動作であったが、時刻Ｔ_ＡＣ２／２から時刻Ｔ_ＡＣ２までの期間のように、出力電流Ｉ_ｏが負、かつコンデンサ２０１が充電される場合における２次側インバータ２１１の回路動作の一例を次に説明する。
図１０は、本発明の第１実施形態に係る電力変換装置１０の出力電流Ｉ_ｏが負で、電力変換セル１０１のコンデンサ２０１を充電する場合における２次側インバータ２１１の回路動作の一例を示す図である。
図１０に示すように、４個のスイッチング素子Ｍ２５〜Ｍ２８のうち、左上のスイッチング素子Ｍ２５と右下のスイッチング素子Ｍ２８をオン状態にすることで、出力電圧Ｖ_ｏ１は正（＋Ｖ_ｄ２１＝＋Ｖ_２）となり、コンデンサ２０１を充電する向きに電流が流れる。
なお、図１０において、４個のスイッチング素子Ｍ２５〜Ｍ２８をすべてオフ状態にしても、逆並列ダイオードの作用で同様の動作（電流の経路）が得られる。

《電力変換セルの１次側変換器を停止させる場合の出力電圧波形と合成出力電圧波形の他の例》
図１１は、本発明の第１実施形態に係る電力変換装置１０における１次側変換器１１１を停止させる場合の電力変換セル１０１〜１０４の出力電圧Ｖ_ｏ１〜Ｖ_ｏ４の波形、および、これらを合成した合成出力電圧Ｖ_ｏＳの波形の他の例を示す図である。
図１１において、縦軸に出力電圧Ｖ_ｏ１〜Ｖ_ｏ４と合成出力電圧Ｖ_ｏＳと２次側直流リンク電圧の目標値Ｖ_２を示し、横軸は時刻もしくは時間（時間の推移）である。
また、図１１では、電力変換装置１０が出力する交流周期Ｔ_ＡＣ２の１周期分の波形を示した。そのうち時刻Ｔ_ＡＣ２／４から時刻Ｔ_ＡＣ２／２までの四半周期を対象として、動作モードおよび、その継続期間（期間）を示す符号ａ，ｂ１，ｂ２，ｃを表記した。
図１１における期間ａ，ｂ１，ｂ２，ｃは、図６における期間ａ，ｂ１，ｃ，ｂ２と比較すると、コンデンサ２０１を充電する期間であるｃと、コンデンサ２０１を充電しない期間であるｂ２の順番が逆になっている。

また、図１１の合成出力電圧Ｖ_ｏＳ波形と重ねて示した破線の正弦波１４０３は、合成出力電圧Ｖ_ｏＳに含まれる基本波成分である。この基本波成分は合成出力電圧Ｖ_ｏＳの目標値であると考えてよい。
また、図１１では、出力電流Ｉ_ｏの波形１４１３も併せて示した。ただし、出力電流Ｉ_ｏに含まれる高調波成分については無視し、基本波成分のみを示した。

以上のように、制御装置３００は、電力変換セル１０１の２次側直流リンク電圧Ｖ_ｄ２１を所定の電圧に制御すること、および合成出力電圧Ｖ_ｏＳを目標レベルに制御することを両方考慮して、２次側インバータ２１１を動作させる。
この制御によって、２次側直流リンク電圧Ｖ_ｄ２１を所定の電圧に維持するとともに、２次側直流リンク電圧Ｖ_ｄ２１を用いて、出力電圧Ｖ_ｏ１、および合成出力電圧Ｖ_ｏＳを継続的に生成することができる。

《電力変換セルの１次側変換器を停止させる場合の入力電圧波形と合成入力電圧波形》
図１２は、本発明の第１実施形態に係る電力変換セル１０１の１次側変換器１１１を停止させる場合の各電力変換セル１０１〜１０４の入力電圧Ｖ_ｉ１〜Ｖ_ｉ４の波形、および、これら入力電圧を合成した合成入力電圧Ｖ_ｉＳの波形の一例を示す図である。
図１２において、縦軸に入力電圧Ｖ_ｉ１〜Ｖ_ｉ４と合成入力電圧Ｖ_ｉＳと１次側直流リンク電圧の目標値Ｖ_１Ｂを示し、横軸は時刻もしくは時間（時間の推移）である。
また、図１２では、電源５００の交流周期Ｔ_ＡＣ１の１周期分の波形を示した。
また、図１２の合成入力電圧Ｖ_ｉＳ波形と重ねて示した破線の正弦波１５０２は、合成入力電圧Ｖ_ｉＳに含まれる基本波成分である。この基本波成分は合成入力電圧Ｖ_ｉＳの目標値であると考えてよい。

図１２に示すように、電力変換セル１０１の１次側バイパス手段１４１をオンにするため、電力変換セル１０１の入力電圧Ｖ_ｉ１は０となる。
また、電力変換セル１０２〜１０４は、通常状態と同様に正負パルス状の入力電圧Ｖ_ｉ２〜Ｖ_ｉ４を生成する。ただし、通常状態のパルスと比較して、パルス波形の振幅やパルス幅を変化させる。図１２では、入力電圧Ｖ_ｉ２〜Ｖ_ｉ４の振幅をそれぞれＶ_１からＶ_１Ｂに変化させる例を示した。
なお、この入力電圧Ｖ_ｉ２〜Ｖ_ｉ４の振幅をそれぞれＶ_１からＶ_１Ｂに変化させるのは、１次側変換器１１２〜１１４による。
すなわち、制御装置３００は、電力変換セル１０２〜１０４の１次側変換器１１２〜１１４が制御する１次側直流リンク電圧Ｖ_ｄ１２〜Ｖ_ｄ１４の目標値を、入力電圧Ｖ_ｉ２〜Ｖ_ｉ４に換算して、それぞれＶ_１からＶ_１Ｂに大きくして変更する。１次側直流リンク電圧Ｖ_ｄ１２〜Ｖ_ｄ１４が変化すれば、入力電圧Ｖ_ｉ２〜Ｖ_ｉ４が変化する。

図１２に示すように、電力変換セル１０１〜１０４の入力電圧Ｖ_ｉ１〜Ｖ_ｉ４が合成されて、マルチレベル疑似正弦波状の合成入力電圧Ｖ_ｉＳが生成される。なお、正負を合わせた合成入力電圧Ｖ_ｉＳのレベル数は、通常状態の９レベル（図５）から７レベル（図１２）へと減少する。ただし、３Ｖ_ＩＢ＝４Ｖ_１の関係を保つように制御すれば、図５に示す通常状態と、図１２に示す電力変換セル１０１の１次側変換器１１１を停止させた状態とにおいて、マルチレベル疑似正弦波の振幅は概ね等しく保てる。
以上によって、通常状態と比べて合成入力電圧Ｖ_ｉＳの波形のレベル数が減少しても、合成入力電圧Ｖ_ｉＳの基本波成分（図１２の破線１５０２）の振幅を維持して電力変換装置１０は動作を継続できる。
なお、以上の電力変換セル１０１における１次側変換器１１１の停止の際において、外部の交流電源５００の交流電圧には変化はない。外部の交流電源５００の交流電圧と、新たに構成したマルチレベル疑似正弦波状の合成入力電圧Ｖ_ｉＳの調整は、前記したように、リアクトル４００によって行われる。

＜１台の電力変換セルの１次側変換器を停止させる場合の補足＞
以上によって、電力変換装置１０は、故障や保全などの理由によって１台の電力変換セル１０１の１次側変換器１１１を停止させる場合であっても、電力変換セル１０１の２次側変換器１２１を含めた健全な要素を用いて、すみやかに運転を継続できる。
また、他の電力変換セルの１次側変換器を停止させる場合であっても、同じ要領で制御することによって、１次側変換器を停止させる電力変換セルの２次側変換器を含めた健全な要素を用いて、すみやかに運転を継続できる。
以上のように、１次側変換器を停止させる電力変換セルの２次側変換器を動作させることによって、２次側直流リンク電圧を増大させることなく合成出力電圧Ｖ_ｏＳの振幅を通常状態と同じ大きさ維持できる。
そのため、負荷６００がモータであれば、回転速度範囲を損なうことなく運転を継続できる。また、通常状態と比べて合成出力電圧Ｖ_ｏＳのレベル数や１レベルあたりの電圧は同じである。したがって、出力電流の高調波成分が増大することはなく、２次側変換器が発する電磁ノイズが増大することもない。前記のように負荷６００がモータであれば、モータの劣化を抑制する上でも有効である。

＜１台の電力変換セルの２次側変換器を停止させる場合の電力変換装置の動作＞
故障や保全などの理由によって１台の電力変換セル１０１の２次側変換器１２１を停止させる場合の電力変換装置１０の動作を説明する。
図１において、制御装置３００は、停止させる電力変換セル１０１の２次側バイパス手段１５１をオン状態とする。一方、１次側バイパス手段１４１については、通常状態と同様にオフ状態とする。

次に、制御装置３００は、電力変換セル１０１の１次側変換器１１１に発生する１次側直流リンク電圧Ｖ_ｄ１１を所定の値Ｖ_１となるように、電力変換セル１０１の１次側変換器１１１を制御する。具体的には１次側コンバータ１６１を制御する。
２次側変換器１２１を停止させ、かつ、２次側バイパス手段１５１をオン状態とするので、電力変換セル１０１は電力を出力できない。そのため、通常状態のように１次側変換器１１１から２次側変換器１２１へと送電することによってコンデンサ１７１を放電することはできない。
このような状態であっても、１次側コンバータ１６１は、後記するようにコンデンサ１７１の充放電を制御することによって、１次側直流リンク電圧Ｖ_ｄ１１を所定の値Ｖ_１に制御する。それとともに、１次側コンバータ１６１は、１次側直流リンク電圧Ｖ_ｄ１１を利用して入力電圧Ｖ_ｉ１を継続的に生成する。さらに、電力変換装置１０は、通常状態と同様に合成出力電圧Ｖ_ｏＳを継続的に生成する。

＜電力変換セルの２次側変換器を停止させる場合の入力電圧波形と合成入力電圧波形＞
次に、電力変換セル１０１の２次側変換器１２１を停止させる場合の各電力変換セル１０１〜１０４の入力電圧Ｖ_ｉ１〜Ｖ_ｉ４の波形、および、これらを合成した合成入力電圧Ｖ_ｉＳの波形について、説明する。
なお、２次側変換器１２１を停止させる場合においても、１次側変換器１１１を制御するのは、１次側に流れる電流を所定の電流値で流すため、および１次側の所定の電力を保つために、１次側変換器１１１を制御してやる必要があるからである。

図１３は、本発明の第１実施形態に係る電力変換セル１０１の２次側変換器１２１を停止させる場合の各電力変換セル１０１〜１０４の入力電圧Ｖ_ｉ１〜Ｖ_ｉ４の波形、および、これら入力電圧を合成した合成入力電圧Ｖ_ｉＳの波形の一例を示す図である。
図１３において、縦軸に入力電圧Ｖ_ｉ１〜Ｖ_ｉ４と合成入力電圧Ｖ_ｉＳと１次側直流リンク電圧の目標値Ｖ_１を示し、横軸は時刻もしくは時間（時間の推移）である。
また、図１３では、電源５００の交流周期Ｔ_ＡＣ１の１周期分の波形を示した。そのうち時刻Ｔ_ＡＣ１／４から時刻Ｔ_ＡＣ１／２までの四半周期を対象として、動作モード、および、その継続期間を示す符号Ａ，Ｂ１，Ｃ，Ｂ２を表記している。

また、図１３の合成入力電圧Ｖ_ｉＳ波形と重ねて示した破線の正弦波１５０３は、合成入力電圧Ｖ_ｉＳに含まれる基本波成分である。この基本波成分は合成入力電圧Ｖ_ｉＳの目標値であると考えてよい。
また、図１３では、入力電流Ｉ_ｉの波形１５１３も併せて示した。ただし、入力電流Ｉ_ｉに含まれる高調波成分については無視し、基本波成分のみを示した。
以下では、説明の都合上、電力変換装置１０の出力における力率がほぼ１であると仮定する。そのため、合成入力電圧Ｖ_ｉＳの基本波成分（図１３の破線１５０３）が正である場合には入力電流Ｉ_ｉも正である。図１３の時刻Ｔ_ＡＣ１／４から時刻Ｔ_ＡＣ１／２までの期間において、入力電流Ｉ_ｉ（波形１５１３）は正である。なお、入力電流Ｉ_ｉの正負の極性は、図１に矢印で示した通りである。

《図１３の期間Ａにおける制御装置の制御》
図１３に示す期間Ａにおいて、制御装置３００（図１）は、コンデンサ１７１（図１）を充電するように、電力変換セル１０１（図１）の１次側コンバータ１６１（図１）を制御する。具体的には、入力電圧Ｖ_ｉ１が、＋Ｖ_ｄ１１（＋Ｖ_１）となるように１次側コンバータ１６１を制御する。
なお、図１３では、コンデンサ１７１の静電容量が十分大きいため、期間Ａにおいてコンデンサ１７１を充電しても１次側直流リンク電圧Ｖ_ｄ１１は、Ｖ_１から増大しないと仮定した。
期間Ａでは，合成入力電圧Ｖ_ｉＳを＋４Ｖ_１に制御する。そのため、各電力変換セルの入力電圧Ｖ_ｉ１〜Ｖ_ｉ４をすべて正（＋Ｖ_１）に制御する。

《図１３の期間Ａにおける１次側コンバータの回路動作》
図１４は、本発明の第１実施形態に係る電力変換セル１０１における１次側コンバータ１６１の図１３の期間Ａにおける回路動作の一例を示す図である。
図１４においては、例えばＭＯＳＦＥＴからなるスイッチング素子Ｍ１１〜Ｍ１４を、理想スイッチと逆並列ダイオードによって模擬して表記している。
また、１次側コンバータ１６１だけでなくコンデンサ１７１も併せて示している。図１４では、電流経路を一点鎖線８０１の矢印で示している。
図１４に示すように、４個のスイッチング素子Ｍ１１〜Ｍ１４のうち、左上のスイッチング素子Ｍ１１と右下のスイッチング素子Ｍ１４をオン状態にすることで、入力電圧Ｖ_ｉ１は正（＋Ｖ_ｄ１１＝＋Ｖ_１）となり、コンデンサ１７１を充電する向きに電流が流れる。なお、すべてのスイッチング素子Ｍ１１〜Ｍ１４をオフ状態にしても、逆並列ダイオードの作用によって同様の動作が得られる。

《図１３の期間Ｂ１における１次側コンバータの回路動作》
図１３に示す期間Ｂ１において、制御装置３００は、電力変換セル１０１の入力電圧Ｖ_ｉ１が０となるように１次側コンバータ１６１を制御する。このとき、入力電圧Ｖ_ｉ１が０であるので、コンデンサ１７１は充電も放電もされない。したがって、期間Ｂ１において１次側直流リンク電圧Ｖ_ｄ１１は変化しない。
ただし、電力変換セル１０１の入力電圧Ｖ_ｉ１が０に制御されていても、期間Ｂ１では、合成入力電圧Ｖ_ｉＳを＋３Ｖ_１に制御する。そのため、他の電力変換セル１０２〜１０４の入力電圧Ｖ_ｉ２〜Ｖ_ｉ４をすべて正（＋Ｖ_１）に制御する。この制御によって、合成入力電圧Ｖ_ｉＳは＋３Ｖ_１となる。

図１５は、本発明の第１実施形態に係る電力変換セル１０１における１次側コンバータ１６１の図１３の期間Ｂ１における回路動作の一例を示す図である。
図１５に示すように、４個のスイッチング素子Ｍ１１〜Ｍ１４のうち、左下のスイッチング素子Ｍ１２と右下のスイッチング素子Ｍ１４をオン状態にする。スイッチング素子（Ｍ１２，Ｍ１４）の電圧降下を無視すれば入力電圧Ｖ_ｉ１は０となる。また、コンデンサ１７１には電流が流れない。
なお、４個のスイッチング素子Ｍ１１〜Ｍ１４のうち、左上のスイッチング素子Ｍ１１と右上のスイッチング素子Ｍ１３をオン状態にしても同様に入力電圧Ｖ_ｉ１は０となる。

《図１３の期間Ｃにおける１次側コンバータの回路動作》
図１３に示す期間Ｃにおいて、制御装置３００（図１）は、コンデンサ１７１（図１）を放電するように電力変換セル１０１（図１）の１次側コンバータ１６１（図１）を制御する。具体的には、入力電圧Ｖ_ｉ１が−Ｖ_ｄ１１（＝−Ｖ_１）となるように１次側コンバータ１６１を制御する。
入力電流Ｉ_ｉが正となる期間に１次側コンバータ１６１が負の入力電圧Ｖ_ｉ１を生成することによって、１次側コンバータ１６１が電源５００に電力を回生してコンデンサ１７１を放電する。なお、図１３では、コンデンサ１７１の静電容量が十分大きいため、期間Ｃに渡ってコンデンサ１７１を放電しても１次側直流リンク電圧Ｖ_ｄ１１はＶ_１から減少しないと仮定している。
期間Ｃにおいて、電力変換セル１０１の入力電圧Ｖ_ｉ１は負（−Ｖ_１）となるが、他の電力変換セル１０２〜１０４の入力電圧Ｖ_ｉ２〜Ｖ_ｉ４を０または正（＋Ｖ_１）に制御することによって、合成入力電圧Ｖ_ｉＳを０または正に制御できる。
期間Ｃのように合成入力電圧Ｖ_ｉＳが＋２Ｖ_１以下であれば、電力変換セル１０１の入力電圧Ｖ_ｉ１を負（−Ｖ_１）に制御しても合成入力電圧Ｖ_ｉＳを目標のレベルに制御することができる。

図１６は、本発明の第１実施形態に係る電力変換セル１０１における１次側コンバータ１６１の図１３の期間Ｃにおける回路動作の一例を示す図である。
図１６に示すように、４個のスイッチング素子Ｍ１１〜Ｍ１４のうち、左下のスイッチング素子Ｍ１２と右上のスイッチング素子Ｍ１３をオン状態にすることで、入力電圧Ｖ_ｉ１は負（−Ｖ_ｄ１１＝−Ｖ_１）となり、コンデンサ１７１を放電する向きに電流が流れる。

《図１３の期間Ｂ２における１次側コンバータの回路動作》
図１３に示す期間Ｂ２において、制御装置３００は、前記の期間Ｂ１と同様に電力変換セル１０１の入力電圧Ｖ_ｉ１が０となるように１次側コンバータ１６１を制御する。
すなわち、電力変換セル１０１の１次側コンバータ１６１の図１３の期間Ｂ２における回路動作の一例は、期間Ｂ１における回路動作を示す図１５と同様である。
期間Ｂ２では、合成入力電圧Ｖ_ｉＳが０または＋Ｖ_１であるため、前記の期間Ｂ１のようにコンデンサ１７１を放電することもできる。しかし、１次側直流リンク電圧Ｖ_ｄ１１を目標値Ｖ_１に維持するようにコンデンサ１７１の充放電を制御する必要がある。
そのため、期間Ｂ２のように合成入力電圧Ｖ_ｉＳが＋２Ｖ_１以下であってもコンデンサ１７１を放電しない期間が発生する。

《図１３の０からＴ_ＡＣ１／４までの期間における１次側コンバータの回路動作》
図１３の時刻０から時刻Ｔ_ＡＣ１／４までの期間においても、前記の時刻Ｔ_ＡＣ１／４から時刻Ｔ_ＡＣ１／２までの期間と同様に制御する。
合成入力電圧Ｖ_ＩＳを＋４Ｖ_１に制御する場合、制御装置３００は、コンデンサ１７１を充電するように制御する。具体的には、入力電圧Ｖ_ｉ１が＋Ｖ_ｄ１１（＝＋Ｖ_１）となるように１次側コンバータ１６１を制御する。
合成入力電圧Ｖ_ｉＳを＋３Ｖ_１に制御する場合、制御装置３００は、入力電圧Ｖ_ｉ１が０となるように１次側コンバータ１６１を制御する。
合成入力電圧Ｖ_ｉＳを０〜＋２Ｖ_１に制御する場合、制御装置３００は、コンデンサ１７１を放電するようにする。具体的には、入力電圧Ｖ_ｉ１が−Ｖ_ｄ１１（＝−Ｖ_１）となるように１次側コンバータ１６１を制御するか、もしくは、入力電圧Ｖ_ｉ１が０となるように１次側コンバータ１６１を制御する。

《図１３のＴ_ＡＣ１／２からＴ_ＡＣ１までの期間における１次側コンバータの回路動作》
図１３の時刻Ｔ_ＡＣ１／２から時刻Ｔ_ＡＣ１までの期間において、入力電流Ｉ_ｉは負となる。入力電流Ｉ_ｉが負となる場合、入力電圧Ｖ_ｉ１が正（＋Ｖ_ｄ１１＝＋Ｖ_１）となるように１次側コンバータ１６１を制御することで、コンデンサ１７１が放電される。

図１７は、本発明の第１実施形態に係る電力変換セル１０１において、入力電流Ｉ_ｉが負であり、かつ、コンデンサ１７１を放電する場合における１次側コンバータ１６１の回路動作の一例を示す図である。
図１７に示すように、４個のスイッチング素子Ｍ１１〜Ｍ１４のうち、左上のスイッチング素子Ｍ１１と右下のスイッチング素子Ｍ１４をオン状態にすることで、入力電圧Ｖ_ｉ１は正（＋Ｖ_ｄ１１＝＋Ｖ_１）となり、コンデンサ１７１を放電する向きに電流が流れる。

合成入力電圧Ｖ_ｉＳの毎周期（毎半周期または毎四半周期であってもよい）において、コンデンサ１７１の充電量と放電量が等しくなるように１次側コンバータ１６１を制御すれば、１次側直流リンク電圧Ｖ_ｄ１１は一定の値に維持される。
一方、合成入力電圧Ｖ_ｉＳの毎周期（毎半周期または毎四半周期であってもよい）において、コンデンサ１７１の放電量が充電量より小さければ、コンデンサ１７１の静電容量が十分大きいと仮定しても１次側直流リンク電圧Ｖ_ｄ１１は徐々に増大する。
前記の期間Ｂ２は、合成入力電圧Ｖ_ｉＳの毎周期（毎半周期または毎四半周期であってもよい）において、コンデンサ１７１の充電量と放電量を等しくするために設けられる。なお、コンデンサ１７１の充電量と放電量を等しくできるのであれば、期間Ｂ２の一部または全部において期間Ａのようにコンデンサ１７１を充電してもよい。

《コンデンサの充電量と放電量を完全に等しく制御できない場合の制御》
以上においては、コンデンサ１７１の充電量と放電量を完全に等しく制御できる場合について説明した。
しかしながら、制御演算誤差などの何らかの理由によって、コンデンサ１７１の充電量と放電量を完全に等しく制御できないことも考えられる。
この充電量と放電量を完全に等しく制御できない場合には、フィードバック制御によって１次側直流リンク電圧Ｖ_ｄ１１を目標値Ｖ_１に制御する。
図１３では、期間Ｃ、すなわちコンデンサ１７１を放電する期間をＴ_ｃ１と定義した。このＴ_ｃ１は、前記のフィードバック制御の操作量として利用できる。何らかの理由によって１次側直流リンク電圧Ｖ_ｄ１１が目標値Ｖ_１より高くなった場合、Ｔ_ｃ１を大きくする。すなわち、期間Ｃを延長して、代わりに期間Ｂ２を短縮すればよい。
図１３に示すようにＴ_ｃ１を定義する場合、Ｔ_ｃ１を求めるためのフィードバック制御演算は、合成入力電圧Ｖ_ｉＳの毎四半周期に行えばよい。

《２次側変換器を停止させる場合の各電力変換セルの入力電圧波形と合成入力電圧波形の他の例》
図１８は、本発明の第１実施形態に係る電力変換セル１０１の２次側変換器１２１を停止させる場合の各電力変換セル１０１〜１０４の入力電圧Ｖ_ｉ１〜Ｖ_ｉ４の波形、および、これら入力電圧を合成した合成入力電圧Ｖ_ｉＳの波形の別（他）の例を示す図である。
図１８では、図１３と比較して、期間Ｃと期間Ｂ２の順番が逆になっている。

以上のように、制御装置３００は、電力変換セル１０１の１次側直流リンク電圧Ｖ_ｄ１１を所定の電圧に制御すること、および、合成入力電圧Ｖ_ｉＳを目標レベルに制御することを両方考慮して１次側コンバータ１６１を動作させる。
この制御によって、１次側直流リンク電圧Ｖ_ｄ１１を所定の電圧に維持するとともに、１次側直流リンク電圧Ｖ_ｄ１１を利用して入力電圧Ｖ_ｉ１、および、合成入力電圧Ｖ_ｉＳを継続的に生成できる。

《２次側変換器を停止させる場合の各電力変換セルの出力電圧波形と合成出力電圧波形》
図１９は、本発明の第１実施形態に係る電力変換セル１０１の２次側変換器１２１を停止させる場合の電力変換セル１０１〜１０４の出力電圧Ｖ_ｏ１〜Ｖ_ｏ４の波形、および、これら出力電圧を合成した合成出力電圧Ｖ_ｏＳの波形の一例を示す図である。
図１９において、縦軸に出力電圧Ｖ_ｏ１〜Ｖ_ｏ４と合成出力電圧Ｖ_ｏＳと２次側直流リンク電圧の目標値Ｖ_２Ｂを示し、横軸は時刻もしくは時間（時間の推移）である。
また、図１９では、電力変換装置１０が出力する交流周期Ｔ_ＡＣ２の１周期分の波形を示している。
また、図１９の合成出力電圧Ｖ_ｏＳ波形と重ねて示した破線の正弦波１４０４は、合成出力電圧Ｖ_ｏＳに含まれる基本波成分である。この基本波成分は合成出力電圧Ｖ_ｏＳの目標値であると考えてよい。

図１９において、電力変換セル１０１の２次側バイパス手段１５１をオンにしている。そのため、図１９に示すように電力変換セル１０１の出力電圧Ｖ_ｏ１は０となる。
また、電力変換セル１０２〜１０４は、通常状態と同様に正負パルス状の出力電圧Ｖ_ｏ２〜Ｖ_ｏ４を生成する。
電力変換セル１０１の出力電圧Ｖ_ｏ１を０とした場合においても、合成出力電圧Ｖ_ｏＳは、通常状態と同等の振幅と周波数を出力することが望ましい。そのため、図１９に示す電力変換セル１０２〜１０４の出力電圧Ｖ_ｏ１〜Ｖ_ｏ４は、通常状態と比べて、パルス波形の振幅やパルス幅を変化させる。

図１９においては、出力電圧Ｖ_ｏ２〜Ｖ_ｏ４の振幅を、Ｖ_２からＶ_２Ｂに変化させる例を示した。この場合、制御装置３００は、電力変換セル１０２〜１０４の１次側変換器１１２〜１１４が制御する２次側直流リンク電圧Ｖ_ｄ２２〜Ｖ_ｄ２４の目標値をそれぞれＶ_２からＶ_２Ｂに変更する。
各電力変換セル１０１〜１０４の出力電圧Ｖ_ｏ１〜Ｖ_ｏ４が合成されて、マルチレベル疑似正弦波状の合成出力電圧Ｖ_ｏＳが生成される。なお、前記したように、電力変換セル１０１の出力電圧Ｖ_ｏ１は、すべての期間で０である。また、電力変換セル１０２〜１０４の出力電圧Ｖ_ｏ１〜Ｖ_ｏ４は振幅がＶ_２からＶ_２Ｂに変化しているとともに、Ｖ_２Ｂを出力する期間を、それぞれＴ_２２Ｂ〜Ｔ_２４Ｂに拡張する。
また、正負を合わせた合成出力電圧Ｖ_ｏＳのレベル数は、通常状態の９から７へと減少する。

しかしながら、前記のように、２次側直流リンク電圧の目標値Ｖ_２Ｂを通常状態のＶ_２より大きく設定すれば、通常状態と比べて合成出力電圧Ｖ_ｏＳのレベル数が減少しても、合成出力電圧Ｖ_ｏＳの振幅を維持できる。例えば、Ｖ_２Ｂ＝（４／３）・Ｖ_２と設定する。
負荷６００がモータである場合、通常状態と比べて回転速度範囲を損なうことなく運転を継続できる。

また、出力電圧Ｖ_ｏ１〜Ｖ_ｏ４の振幅をＶ_２からＶ_２Ｂに変化させない場合もある。つまり、２次側直流リンク電圧の目標値Ｖ_２Ｂが通常状態のＶ_２と等しい場合、すなわち、２次側直流リンク電圧の目標値を通常状態から変更しない場合、合成出力電圧Ｖ_ｏＳの振幅は通常状態と比べて減少する。
しかし、合成出力電圧Ｖ_ｏＳの振幅が減少しても負荷６００が動作を継続できる場合には、２次側直流リンク電圧Ｖ_ｄ２２〜Ｖ_ｄ２４の目標値を変更しなくてもよい。例えば、負荷６００がモータであり、回転速度上限値の減少を許容できる場合などが考えられる。

《１次側変換器と２次側変換器を併せて停止させる場合》
また、故障や保全などの理由によって１台の電力変換セル１０１の１次側変換器１１１と２次側変換器１２１の両方を停止させる場合、停止させる電力変換セル１０１の１次側バイパス手段１４１と２次側バイパス手段１５１の両方をオン状態とする。また、他の電力変換セル１０２〜１０４については，図１２と図１９を用いて説明した要領で動作させる。
すなわち、１台の電力変換セル１０１の１次側変換器１１１と２次側変換器１２１の両方を停止させた場合においても、他の電力変換セル１０２〜１０４を所定の動作をさせることによって、電力変換装置１０を継続して動作をさせることが可能である。

＜第１実施形態の電力変換装置の動作の総括＞
以上、説明したように、電力変換装置１０は、故障や保全などの理由によって１台の電力変換セル１０１の２次側変換器１２１を停止させる場合であっても、電力変換セル１０１の１次側変換器１１１を含めた健全な要素を用いて、すみやかに運転を継続できる。
他の電力変換セルの２次側変換器を停止させる場合であっても、同じ要領で制御することによって、２次側変換器を停止させるセルの１次側変換器を含めた健全な要素を用いて、すみやかに運転を継続できる。
また、２次側変換器を停止させる電力変換セルの１次側変換器を動作させることによって、１次側直流リンク電圧を増大させることなく合成入力電圧Ｖ_ｉＳの振幅を通常状態と同じ大きさ維持できる。そのため、電力変換装置１０は通常状態と同様に電源５００から電力を受電し、動作を継続できる。また、通常状態と比べて合成入力電圧Ｖ_ｉＳのレベル数や１レベルあたりの電圧は同じである。そのため、入力電流の高調波成分が増大することはなく、１次側変換器が発する電磁ノイズが増大することもない。

＜第１実施形態の効果＞
以上で説明した第１実施形態の構成を用いることで、複数の電力変換セルから構成され、各々の電力変換セルがトランスと１次側変換器と２次側変換器を備える電力変換装置において、故障や保全などの理由によって一部の電力変換セルにおける１次側変換器または２次側変換器のいずれか一方を停止させる場合においても、同電力変換セルにおける１次側変換器または２次側変換器のうち停止させない方を含めた健全な要素を用いて、出力電力の品質を保ちつつ、すみやかに運転を継続できる高信頼の電力変換装置を提供する。以上のことが予備の電力変換セル（セル）を設けることなく実現できる。

≪第２実施形態≫
次に、第２実施形態として、第１実施形態の電力変換装置１０を３台、用いた三相電力変換装置２０について説明する。
図２０は、本発明の第２実施形態に係る三相電力変換装置２０の回路構成例を示すブロック図である。
図２０において、三相電力変換装置２０は、第１実施形態で説明した電力変換装置１０を３台備えている。そして、三相電力変換装置２０は、外部の三相交流電源５０１から入力される三相交流電力を変換して、外部の三相負荷６０１に三相交流電力を出力する。三相負荷６０１の例として誘導モータなどの三相モータが考えられるが、他種の電気機器であってもよい。

図２０に示すように、３台の電力変換装置１０が備える二つの入力端子のうち、それぞれの一方の入力端子が三相分の入力端子４０１Ａ，４０１Ｂ，４０１Ｃを構成して、三相交流電源５０１と接続される。なお、三相交流電源５０１は、３台の単相の交流電源５００Ａ，５００Ｂ，５００ＣをＹ結線して構成される。
また、３台の電力変換装置１０が備える二つの入力端子のうち、それぞれのもう一方の入力端子４０２Ａ，４０２Ｂ，４０２Ｃは、互いに接続されてＹ結線の三相交流回路における中性点４０２Ｎを構成する。

また、３台の電力変換装置１０が備える二つの出力端子のうち、それぞれの一方の出力端子が三相分の出力端子４１１Ａ，４１１Ｂ，４１１Ｃを構成して、負荷である三相モータ６０１と接続される。なお、三相モータ６０１は、３個のコイル６０１Ａ，６０１Ｂ，６０１ＣをＹ結線（中性点６０１Ｎ）されて構成される。
また、３台の電力変換装置１０が備える二つの出力端子のうち、それぞれのもう一方の出力端子４１２Ａ，４１２Ｂ，４１２Ｃは、互いに接続されてＹ結線の三相交流回路における中性点４１２Ｎを構成する。

以上の構成において、第１実施形態で説明した機能、作用により、三相電力変換装置２０が備える電力変換装置１０のそれぞれは、中性点を基準として単相交流の合成入力電圧を生成できる。
また、３台分の電力変換装置１０が生成する合成入力電圧を用いて、三相電力変換装置２０は、中性点４１２Ｎを基準とした三相交流電圧を生成できる。
また、三相電力変換装置２０は、３台の電力変換装置１０がそれぞれ備えるリアクトル４００（図１）を介して三相交流電源５０１と接続される。
３台分の電力変換装置１０にそれぞれ備えられる制御装置３００（図１）は、３台の電力変換装置１０の合成入力電圧によって生成される三相交流電圧の振幅と位相を制御することによって、三相交流電源５０１から入力される電力を制御できる。
また、制御装置３００は、３台の電力変換装置１０の合成出力電圧によって生成される三相交流電圧の振幅と位相を制御し、三相負荷６０１に出力する。

＜第２実施形態の効果＞
以上によって、三相交流を入出力する三相電力変換装置２０においても、第１実施形態で述べた単相交流における同様の効果を得ることができる。すなわち、三相電力変換装置２０において、故障や保全などの理由によって一部の電力変換セルの１次側変換器を停止させる場合であっても、１次側変換器を停止させる電力変換セルの２次側変換器を含めた健全な要素を用いて、出力電力の品質を保ちつつ、すみやかに運転を継続できる。また、一部の電力変換セルの２次側変換器を停止させる場合であっても、２次側変換器を停止させる電力変換セルの１次側変換器を含めた健全な要素を用いて、出力電力の品質を保ちつつ、すみやかに運転を継続できる。以上のことが予備の電力変換セル（セル）を設けることなく実現できる。

≪第３実施形態≫
次に、直流電圧（電力）を電源とする電力変換装置を第３実施形態として説明する。
図２１は、本発明の第３実施形態に係る電力変換装置３０の回路構成例を示すブロック図である。図２１において、電力変換装置３０は、外部の直流電源５０２から入力される電力を可変の周波数と可変の電圧の交流電力に変換して、この出力電力を外部の負荷６０２に供給する。
また、図２１において、電力変換装置３０は、複数の電力変換セル２２１〜２２４と制御装置３０１を備える。また、電力変換装置３０では、電力変換セル２２１〜２２４のそれぞれの入力端子４３１，４３２が並列に接続されている。また、同様に電力変換セル２２１〜２２４のそれぞれの出力端子が直列に接続されている。そして、電力変換装置３０は、出力端子４４１，４４２から交流の出力電圧（電力）を負荷６０２に供給している。

以上の構成で第３実施形態が第１実施形態と異なるのは、外部の電源を直流電源５０２として、この直流電圧（電力）を複数の電力変換セル２２１〜２２４に並列に供給したことである。
そのため、第３実施形態では電力変換セル２２１〜２２４における１次側変換器２３１〜２３４が第１実施形態における１次側変換器１１１〜１１４と異なっている。
また、第３実施形態では外部の直流電源５０２の電圧（電力）を電力変換セル２２１〜２２４に並列に供給しているため、第１実施形態における１次側バイパス手段１４１〜１４４を不要としている。
また、第３実施形態では外部の直流電源５０２の直流電圧を用いているため、第１実施形態におけるリアクトル４００を不要としている。
なお、以上の接続方法によって，直流電源５０２が比較的低圧である場合であっても、電力変換装置３０の外部に昇圧トランスを設けることなく電力変換装置３０から負荷６０２に高電圧を出力できる。
以下においては、第３実施形態の電力変換装置３０が第１実施形態の電力変換装置１０と異なる点を中心に説明する。また、重複する説明は、適宜、省略する。

図２１において、電力変換セル２２１〜２２４は、１次側変換器２３１〜２３４、２次側変換器１２１〜１２４、トランス１３１〜１３４、２次側バイパス手段１５１〜１５４をそれぞれ備える。
前記したように、２次側変換器１２１〜１２４、トランス１３１〜１３４、２次側バイパス手段１５１〜１５４については、第１実施形態と同様の構成であり、重複する説明は、適宜、省略する。
以下においては、１次側変換器２３１〜２３４を主として説明する。

１次側変換器２３１〜２３４は、第１実施形態の１次側変換器１１１〜１１４と同様に１次側インバータ１８１〜１８４をそれぞれ備える。
第１実施形態における１次側変換器１１１〜１１４と異なり、１次側変換器２３１〜２３４には１次側直流リンク電圧Ｖ_ｄ１１〜Ｖ_ｄ１４が存在しない。
１次側インバータ１８１〜１８４の具体的な回路方式として、第１実施形態で説明した図２の回路構成における１次側インバータ１８１の回路をそれぞれ適用できる。
１次側インバータ１８１〜１８４は、各電力変換セル２２１〜２２４の入力電圧Ｖ_ｉ１〜Ｖ_ｉ４を交流電圧に変換してトランス１３１〜１３４の１次巻線にそれぞれ印加する。

トランス１３１〜１３４と２次側変換器１２１〜１２４は、前記したように、第１実施形態で説明したように動作する。
２次側変換器１２１〜１２４の出力端子、すなわち電力変換セル２２１〜２２４の出力端子が直列に接続されていることから、電力変換セル２２１〜２２４の出力電圧Ｖ_ｏ１〜Ｖ_ｏ４の合成電圧が出力端子４１１，４１２を介して負荷６０２に出力される。
第１実施形態と同様に、電力変換セル２２１〜２２４の出力電圧Ｖ_ｏ１〜Ｖ_ｏ４を合成した電圧を合成出力電圧Ｖ_ｏＳと定義する。電力変換装置３０の出力電流Ｉ_ｏ、および、電力変換セル２２１〜２２４の出力電流Ｉ_ｏはすべて共通である。

《通常状態における電力変換装置の動作》
通常状態における電力変換装置３０の動作を説明する。
制御装置３０１は、すべての２次側バイパス手段１５１〜１５４をオフ状態にするとともに、第１実施形態の図４を用いて説明した要領で電力変換セル２２１〜２２４を動作させる。この動作の詳細については、第１実施形態での説明と重複するので省略する。

《電力変換セルの１次側変換器を停止させる場合の電力変換装置の動作》
故障や保全などの理由によって、１台の電力変換セル２２１の１次側変換器２３１を停止させる場合の電力変換装置３０の動作を説明する。
制御装置３０１は、通常状態と同様にすべての２次側バイパス手段をオフ状態にするとともに、第１実施形態の図６〜図１１を参照して説明した要領で電力変換セル２２１〜２２４を動作させる。動作の詳細については、説明が重複するので省略する。
なお、電力変換セル２２２〜２２４の１次側インバータ１８２〜１８４と、電力変換セル２２１〜２２４の２次側変換器１２１〜１２４を前記のように動作させることによって、電力変換装置３０の機能、動作に支障なく、電力変換セル２２１の１次側変換器２３１を停止させることができる。

以上によって、電力変換装置３０は、故障や保全などの理由によって１台の電力変換セル２２１の１次側変換器２３１を停止させる場合であっても、電力変換セル２２１の２次側変換器１２１を含めた健全な要素を用いて運転を継続できる。
他の電力変換セル２２２〜２２４の１次側変換器を停止させる場合であっても、同じ要領で制御することによって、１次側変換器を停止させる電力変換セルの２次側変換器を含めた健全な要素を用いて運転を継続できる。

《電力変換セルの２次側変換器を停止させる場合の電力変換装置の動作》
故障や保全などの理由によって、１台の電力変換セル２２１の２次側変換器１２１を停止させる場合の電力変換装置３０の動作を説明する。
制御装置３０１は、２次側変換器を停止させる電力変換セル２２１の２次側バイパス手段１５１をオン状態にするとともに、第１実施形態の図１９を用いて説明した要領で各電力変換セルを動作させる。動作の詳細については、説明が重複するので省略する。

以上によって、電力変換装置３０は、故障や保全などの理由によって１台の電力変換セル２２１の２次側変換器１２１を停止させる場合であっても、電力変換セル２２１の１次側変換器２３１を含めた健全な要素を用いて、出力電力の品質を保ちつつ、すみやかに運転を継続できる
他の電力変換セルの２次側変換器を停止させる場合であっても、同じ要領で制御することによって、２次側変換器を停止させる電力変換セルの１次側変換器を含めた健全な要素を用いて、出力電力の品質を保ちつつ、すみやかに運転を継続できる。
なお、故障や保全などの理由によって１台の電力変換セル２２１の１次側変換器２３１と２次側変換器１２１の両方を停止させる場合についても、同じ要領で制御することによって電力変換装置３０は動作を継続できる。

＜第３実施形態の効果＞
以上で説明した第３実施形態の構成を用いることで、故障や保全などの理由によって一部の電力変換セルにおける１次側変換器または２次側変換器のいずれか一方を停止させる場合においても、同電力変換セルにおける１次側変換器または２次側変換器のうち停止させない方を含めた健全な要素を用いて、出力電力の品質を保ちつつ、すみやかに運転を継続できる高信頼の電力変換装置を提供する。以上のことが予備の電力変換セル（セル）を設けることなく実現できる。

≪第４実施形態≫
次に、第４実施形態として、第３実施形態の電力変換装置３０を３台、用いた三相電力変換装置４０について説明する。
図２２は、本発明の第４実施形態に係る三相電力変換装置４０の回路構成例を示すブロック図である。
図２２において、三相電力変換装置４０は、第３実施形態で説明した電力変換装置３０を３台備えている。そして、三相電力変換装置４０は、外部の直流電源５０２から入力される直流電圧（電力）を変換して、外部の三相負荷６０３に三相交流電力を出力する。三相負荷６０３の例として誘導モータなどの三相モータが考えられるが、他種の電気機器であってもよい。

図２２に示すように、３台の電力変換装置３０におけるそれぞれの入力端子は、互いに並列に接続され、三相電力変換装置４０の入力端子４３１，４３２となっている。そして、三相電力変換装置４０の入力端子４３１，４３２は、直流電源５０２と接続され、直流電圧（電力）を入力している。

また、３台の電力変換装置３０が備える二つの出力端子のうち、それぞれの一方の出力端子が三相分の出力端子４４１Ａ，４４１Ｂ，４４１Ｃを構成して、負荷である三相モータ６０３と接続される。なお、三相モータ６０３は、３個のコイル６０３Ａ，６０３Ｂ，６０３ＣをＹ結線（中性点６０３Ｎ）して構成されている。
また、３台の電力変換装置３０が備える二つの出力端子のうち、それぞれのもう一方の出力端子４４２Ａ，４４２Ｂ，４４２Ｃは、互いに接続されてＹ結線の三相交流回路における中性点４４２Ｎを構成する。
以上によって、三相交流を出力する三相電力変換装置４０が構成される。

＜第４実施形態の効果＞
以上の構成によって、三相交流を出力する三相電力変換装置４０においても単相交流を出力する電力変換装置３０と同等の効果が得られる。
すなわち、三相電力変換装置４０において、故障や保全などの理由によって一部の電力変換セルの１次側変換器を停止させる場合であっても、１次側変換器を停止させる電力変換セルの２次側変換器を含めた健全な要素を用いて、出力電力の品質を保ちつつ、すみやかに運転を継続できる高信頼の電力変換装置を提供する。
また、一部の電力変換セルの２次側変換器を停止させる場合であっても、２次側変換器を停止させる電力変換セルの１次側変換器を含めた健全な要素を用いて、出力電力の品質を保ちつつ、すみやかに運転を継続できる高信頼の電力変換装置を提供する。以上のことが予備の電力変換セル（セル）を設けることなく実現できる。

≪その他の実施形態≫
なお、本発明は、以上に説明した実施形態に限定されるものでなく、さらに様々な変形例が含まれる。例えば、前記の実施形態は、本発明を分かりやすく説明するために、詳細に説明したものであり、必ずしも説明したすべての構成を備えるものに限定されるものではない。また、ある実施形態の構成の一部を他の実施形態の構成の一部で置き換えることが可能であり、さらに、ある実施形態の構成に他の実施形態の構成の一部または全部を追加・削除・置換をすることも可能である。
以下に、その他の実施形態や変形例について、さらに説明する。

《電力変換装置のその他の構成》
図１および図２１においては、電力変換セルを４台利用する例を示したが、台数については任意である。台数が多いほど、出力電圧が正弦波に近付き、品質が良くなる。
また、電力変換装置１０および電力変換装置３０は、図１あるいは図２１に記載した以外に、ブレーカやリレーなどの制御部品、ヒューズなどの保護部品、電圧や電流を検出するためのセンサ、ノイズフィルタを備えていてもよい。

《リアクトル》
前記したように、図１において、電力変換装置１０は、電源５００との接続部にリアクトル４００を備える。すなわち、入力電流Ｉ_ｉが流れる経路にリアクトル４００が挿入されている。しかし挿入箇所は、図１に限定されない。同様に入力電流Ｉ_ｉが流れる経路に複数のリアクトルが挿入されていてもよい。
なお、電力変換装置１０と負荷６００との接続部にも同様にリアクトルを備えていてもよいが、負荷６００がモータであれば省略できる。

《スイッチング素子》
図２、図３においては、スイッチング素子としてＭＯＳＦＥＴで説明した。しかし、スイッチング素子はＭＯＳＦＥＴに限定されない。例えば、ＩＧＢＴ（Insulated Gate Bipolor Transistor）やバイポーラトランジスタやスーパージャンクションＭＯＳＦＥＴなど他種のスイッチング素子を利用してもよい。
なお、スイッチング素子としてＭＯＳＦＥＴの場合は、ＭＯＳＦＥＴを構成する半導体構造のなかに逆並列ダイオードが寄生して形成される。この寄生する逆並列ダイオードの電気特性が所望の特性を満たさない場合には、逆並列ダイオードを外付けで配置、接続してもよい。
また、ＩＧＢＴやバイポーラトランジスタなど他種のスイッチング素子を用いた際に、逆並列ダイオードを外付けで配置、接続してもよい。

《検出器》
図２においては、１次側変換器１１１に１次側直流リンク電圧Ｖ_ｄ１１を検出するための電圧検出器Ｆ１を備え、図３においては、２次側変換器１２１に２次側直流リンク電圧Ｖ_ｄ２１を検出するための電圧検出器Ｆ２を備えている。しかし検出器はこれらに限定されない。
１次側変換器１１１、２次側変換器１２１、あるいは電力変換セル１０１に、前記の電圧検出器の他に、他の箇所の電圧を検出するための電圧検出器や、電流や温度の検出を行う検出器を備えていてもよい。

《１次側コンバータの回路方式》
図２では、１次側コンバータ１６１の具体的な回路方式として、４個のスイッチング素子Ｍ１１〜Ｍ１４を用いたＨブリッジ回路を示した。しかし、同様の電力変換ができれば、他の回路方式を用いてもよい。

《１次側インバータの具体的な回路方式》
図２では、１次側インバータ１８１の具体的な回路方式として、４個のスイッチング素子Ｍ１５〜Ｍ１８を用いたＨブリッジ回路の出力端子にコイル４８２とコンデンサ４８３が接続された回路を示した。しかし、１次側直流リンク電圧Ｖ_ｄ１１を変換してトランス１３１に交流電圧を印加できれば、他の回路方式を用いてもよい。

《２次側コンバータ》
図３では、２次側コンバータ１９１の具体的な回路方式として、ダイオードブリッジ回路（Ｄ２１〜Ｄ２４）を示した。しかし、同様の電力変換ができれば、他の回路方式を用いてもよい。
例えば、１次側コンバータ１６１のように４個のスイッチング素子を用いたＨブリッジ回路とすることもできる。
なお、図３における１次側コンバータ１６１としてＨブリッジ回路を用いた場合には、図２に示した１次側インバータ１８１、トランス１３１、および図３の２次側コンバータ１９１によって絶縁型ＤＣ−ＤＣコンバータの一種である共振型コンバータが構成される。共振型コンバータ自体は公知技術であるため、詳細な説明については省略する。

《２次側インバータ》
図３では、２次側インバータ２１１の具体的な回路方式として、４個のスイッチング素子Ｍ２５〜Ｍ２８を用いたＨブリッジ回路を示した。しかし、２次側直流リンク電圧Ｖ_ｄ２１を交流電圧に変換できれば、他の回路方式を用いてもよい。

《出力電圧のパルス幅とローテーション》
図４において，出力電圧Ｖ_ｏ１〜Ｖ_ｏ４のパルス幅をＴ_２１〜Ｔ_２４と定義した。そして、Ｔ_２１＞Ｔ_２２＞Ｔ_２３＞Ｔ_２４の例を示した。しかしこの構成に限らない。
図示については省略するが、出力電圧Ｖ_ｏ１，Ｖ_ｏ２，Ｖ_ｏ３，Ｖ_ｏ４のパルス幅をそれぞれＴ_２２，Ｔ_２３，Ｔ_２４，Ｔ_２１としてもよい。すなわち、Ｔ_２１〜Ｔ_２４の４通りのパルス幅をどの電力変換セルに割り当てるかについては任意である。
また、合成出力電圧Ｖ_ｏＳの周期（半周期または四半周期であってもよい）毎にパルス幅の割り当てをローテーションしてもよい。これによって、合成出力電圧Ｖ_ｏＳの周期Ｔ_ＡＣ２より十分長い時間を考えた場合、各電力変換セルの出力電力（の時間平均値）は等しくなる。

《入力電圧のパルス幅とローテーション》
図５において、入力電圧Ｖ_ｉ１〜Ｖ_ｉ４のパルス幅をそれぞれＴ_１１〜Ｔ_１４と定義して説明した。しかし、この方法に限定されない。
図示については省略するが、例えば、入力電圧Ｖ_ｉ１，Ｖ_ｉ２，Ｖ_ｉ３，Ｖ_ｉ４のパルス幅をそれぞれＴ_１２，Ｔ_１３，Ｔ_１４，Ｔ_１１としてもよい。
すなわち、Ｔ_１１〜Ｔ_１４の４通りのパルス幅をどの電力変換セルに割り当てるかについては任意である。
また、合成入力電圧Ｖ_ｉＳの波形の周期（半周期または四半周期であってもよい）毎にパルス幅の割り当てをローテーションしてもよい。この方法によって、合成入力電圧Ｖ_ｉＳの周期Ｔ_ＡＣ１より十分長い時間を考えた場合に、各電力変換セルの入力電力（の時間平均値）は等しくなる。

《コンデンサの充放電の制御》
図６に示した各電力変換セルの出力電圧Ｖ_ｏ１〜Ｖ_ｏ４の波形と合成出力電圧Ｖ_ｏＳの波形と、図７〜図１０において、コンデンサ２０１の充放電について説明した。しかし、コンデンサ２０１の充放電の制御については、前記の方法に限定されない。
例えば、制御装置３００が出力電流Ｉ_ｏをセンサ（不図示）によって検出し、その極性を判定することによって、コンデンサ２０１を充電する場合の出力電圧Ｖ_ｏ１の極性を決定してもよい。
この構成によって、電力変換装置１０の出力における力率が１でない場合であっても、制御装置３００は、出力電流Ｉ_ｏの極性に応じてコンデンサ２０１を充電できる。

合成出力電圧Ｖ_ｏＳの毎周期（毎半周期または毎四半周期であってもよい）において、コンデンサ２０１の充電量と放電量が等しくなるように２次側インバータ２１１を制御すれば、２次側直流リンク電圧Ｖ_ｄ２１は一定の値に維持される。
しかし、合成出力電圧Ｖ_ｏＳの毎周期（毎半周期または毎四半周期であってもよい）において、コンデンサ２０１の充電量が放電量より小さければ、コンデンサ２０１の静電容量が十分大きいと仮定しても、２次側直流リンク電圧Ｖ_ｄ２１は徐々に増大する。
前記の期間ｂ２は、合成出力電圧Ｖ_ｏＳの毎周期（毎半周期または毎四半周期であってもよい）において、コンデンサ２０１の充電量と放電量を等しくするために設けられている。
なお、コンデンサ２０１の充電量と放電量を等しくできるのであれば、期間ｂ２の一部または全部において期間ａのようにコンデンサ２０１を放電してもよい。

また、制御演算誤差などの何らかの理由によって、コンデンサ２０１の充電量と放電量を完全に等しく制御できないことも考えられる。その場合には、フィードバック制御によって２次側直流リンク電圧Ｖ_ｄ２１を目標値Ｖ_２に制御する。
図６においては、期間ｃ、すなわち、コンデンサ２０１を充電する期間をＴ_ｃ２と定義した。このＴ_ｃ２は、前記のフィードバック制御の操作量として利用できる。
また、何らかの理由によって、２次側直流リンク電圧Ｖ_ｄ２１が目標値Ｖ_２より高くなった場合には、Ｔ_ｃ２を小さく、すなわち、期間ｃを短縮して代わりに期間ｂ２を延長すればよい。
図６に示すようにＴ_ｃ２を定義する場合には、Ｔ_ｃ２を求めるためのフィードバック制御演算は、合成出力電圧Ｖ_ｏＳの毎四半周期に行えばよい。

《充放電する期間の分割》
図１１では、図６と比較して、期間ｃと期間ｂ２との順番が逆になっている例を示した。ただし、充電する期間の設定は、この例に限定されない。
なお、図示については省略するが、合成出力電圧Ｖ_ｏＳの波形の四半周期において、コンデンサ２０１を充電する期間ｃが２箇所以上に分割されていてもよい。
また、図１８では、図１３と比較して、期間Ｃと期間Ｂ２との順番が逆になっている例を示した。ただし、放電する期間の設定は、この例に限定されない。
図示については省略するが、例えば、合成入力電圧Ｖ_ｉＳの四半周期において、コンデンサ１７１を放電する期間Ｃが２箇所以上に分割されていてもよい。

《コンデンサを放電する場合の入力電圧の極性》
第１実施形態において、図１３の時刻Ｔ_ＡＣ１／２から時刻Ｔ_ＡＣ１までの期間において、入力電流Ｉ_ｉは負となる。入力電流Ｉ_ｉが負となる場合、入力電圧Ｖ_ｉ１が正（＋Ｖ_ｄ１１＝＋Ｖ_１）となるように１次側コンバータ１６１を制御することで、コンデンサ１７１が放電されることを説明した。この方法は、電力変換装置１０の入力における力率が１であると仮定し、制御装置３００が図１７に示す４個のスイッチング素子Ｍ１１〜Ｍ１４を制御するものである。
しかしながら、電力変換装置１０の入力における力率が１であるとは限らない。このような場合に対処する方法として、入力電流Ｉ_ｉをセンサ（不図示）によって検出して利用する方法もある。すなわち、制御装置３００が入力電流Ｉ_ｉをセンサによって検出し、その極性を判定することによって、コンデンサ１７１を放電する場合の入力電圧Ｖ_ｉ１の極性を決定する方法である。
この構成では、電力変換装置１０の入力における力率が１でない場合であっても、制御装置３００は、入力電流Ｉ_ｉの極性に応じてコンデンサ１７１を放電できる。

《制御装置の兼用》
図２０において、三相電力変換装置２０は、電力変換装置１０を３台備えている。それぞれの電力変換装置１０は、制御装置３００（図１）を１台備えている。
したがって、三相電力変換装置２０は、制御装置３００を３台備えている。三相電力変換装置２０は、これら３台の制御装置３００を１台の制御装置に統合してもよい。

《中性線の結線》
第２実施形態を示す図２０においては、前記したように、三相電力変換装置２０において、３台の電力変換装置１０が備える二つの入力端子のうち、それぞれのもう一方の入力端子４０２Ａ，４０２Ｂ，４０２Ｃが互いに接続されてＹ結線の中性点４０２Ｎを有している。
また、３台の電力変換装置１０が備える二つの入力端子のうち、それぞれのもう一方の出力端子４１２Ａ，４１２Ｂ，４１２Ｃが互いに接続されてＹ結線の中性点４１２Ｎを有している。
また、三相交流電源５０１が備える３台の交流電源５００Ａ，５００Ｂ，５００ＣがＹ結線で構成されて、中性点５００Ｎを有している。
また、三相モータ６０１は、３個のコイル６００Ａ，６００Ｂ，６００ＣがＹ結線で構成されて、中性点６００Ｎを有している。
これらの中性点４０２Ｎ，４１２Ｎ，５００Ｎ，６００Ｎは、図２０に示すように分離されていてもよいが、この方法に限定されない。
例えば、中性点４０２Ｎ，４１２Ｎ，５００Ｎ，６００Ｎのいずれか、または、すべてを、直接、もしくは所定の抵抗を介して、グラウンド（アース）に接続してもよい。

《３相負荷》
図２０に示す三相負荷（三相モータ）６０１、および図２２に示す三相負荷（三相モータ）６０３は、Ｙ結線の例を示した。しかし、三相負荷（三相モータ）６０１，６０３は、Ｙ結線に限定されない。
三相負荷（三相モータ）６０１，６０３がΔ結線の場合においても、本発明の第２実施形態の三相電力変換装置２０および第４実施形態の三相電力変換装置４０を用いることは有効である。

《第３実施形態の応用例》
図２１に示した第３実施形態の電力変換装置３０における負荷６０２の例としてモータで説明したが、この例に限定されない。
例えば、電力変換装置３０を太陽光発電などのＰＣＳ（Power Conditioning System：パワーコンディショナー）に応用できる。ＰＣＳによって、太陽光パネルで発電した直流電流を、家電で一般的に使われる交流電流（交流電力）に変換することができる。

１０，３０ 電力変換装置
２０，４０ 三相電力変換装置
１０１〜１０４，２２１〜２２４ 電力変換セル
１１１〜１１４，２３１〜２３４ １次側変換器
１２１〜１２４ ２次側変換器
１３１〜１３４ トランス
１４１〜１４４ １次側バイパス手段
１５１〜１５４ ２次側バイパス手段
１６１〜１６４ １次側コンバータ
１７１〜１７４，２０１〜２０４，４８３ コンデンサ
１８１〜１８４ １次側インバータ
１９１〜１９４ ２次側コンバータ
２１１〜２１４ ２次側インバータ
３００，３０１ 制御装置
４００，４８２ リアクトル、コイル
５００，５０１Ａ，５０１Ｂ，５０１Ｃ 交流電源、電源
５０１ 三相交流電源
４０２Ｎ，４１２Ｎ，４４２Ｎ，５０１Ｎ，６０１Ｎ，６０３Ｎ 中性点
５０２ 直流電源、電源
６００，６０１Ａ，６０１Ｂ，６０１Ｃ，６０２，６０３Ａ，６０３Ｂ，６０３Ｃ 負荷、モータ
６０１，６０３ 三相負荷、三相モータ
Ｄ２１〜Ｄ２４ ダイオード
Ｆ１，Ｆ２ 電圧検出器
Ｍ１１〜Ｍ１８，Ｍ２５〜Ｍ２８ スイッチング素子、ＭＯＳＦＥＴ

Claims (4)

1. 複数の電力変換セルと、
   前記複数の電力変換セルを制御する制御装置と、
   を備え、
   前記電力変換セルは、
   トランスと、
   前記トランスの１次側に配置される１次側変換器と、
   前記トランスの２次側に配置される２次側変換器と、
   前記電力変換セルの入力端子間を短絡するための１次側バイパス手段と、
   前記電力変換セルの出力端子間を短絡するための２次側バイパス手段と、
   を有し、
   前記１次側変換器は、該１次側変換器に入力される電圧を１次側直流リンク電圧に変換する１次側コンバータと、前記１次側直流リンク電圧を平滑するコンデンサと、前記１次側直流リンク電圧を交流電圧に変換して前記トランスの１次巻線に印加する１次側インバータとを有し、
   前記２次側変換器は、前記トランスの２次巻線に誘起した電圧を２次側直流リンク電圧に変換する２次側コンバータと、前記２次側直流リンク電圧を平滑するコンデンサと、前記２次側直流リンク電圧を交流電圧に変換して出力する２次側インバータとを有し、
   前記複数の電力変換セルにおいて、電力変換セルの入力端子と出力端子の両方がそれぞれ直列に接続され、
   前記制御装置は、前記複数の電力変換セルのうち一部の電力変換セルが有する前記１次側変換器を停止させる場合、停止した１次側変換器を有する電力変換セルの１次側バイパス手段をオン状態として、当該停止した１次側変換器を有する電力変換セルの２次側変換器を、当該２次側変換器の２次側直流リンク電圧を平滑するコンデンサの充放電を２次側インバータによって制御することで、２次側直流リンク電圧が所定の値となるように制御し、
   前記制御装置は、前記複数の電力変換セルのうち一部の電力変換セルが有する前記２次側変換器を停止させる場合、停止した２次側変換器を有する電力変換セルの２次側バイパス手段をオン状態として、当該停止した２次側変換器を有する電力変換セルの１次側変換器を、当該１次側変換器の１次側直流リンク電圧を平滑するコンデンサの充放電を１次側コンバータによって制御することで、１次側直流リンク電圧が所定の値となるように制御する、
   ことを特徴とする電力変換装置。
2. 請求項１において、
   前記制御装置は、前記複数の電力変換セルのうち一部の電力変換セルが有する前記１次側変換器を停止させる場合、他の電力変換セルにおいて前記１次側直流リンク電圧を通常状態と比べて増大させるように前記１次側変換器を制御し、
   前記制御装置は、前記複数の電力変換セルのうち一部の電力変換セルが有する前記２次側変換器を停止させる場合、他の電力変換セルにおいて前記２次側直流リンク電圧を通常状態と比べて増大させるように前記２次側変換器を制御する、
   ことを特徴とする電力変換装置。
3. 請求項１において、
   前記電力変換装置は、リアクトルを備え、
   前記電力変換装置は、前記リアクトルを介して外部の電源から交流電力を入力し、入力した交流電力を可変の周波数と可変の電圧の交流電力に変換して、外部の負荷に出力する、
   ことを特徴とする電力変換装置。
4. 請求項１乃至請求項３のいずれか一項に記載の電力変換装置を３台備え、
   三相交流電力の各相の交流電力をそれぞれ３台の前記電力変換装置に入力し、
   ３台の前記電力変換装置によって出力される可変の周波数の三相交流電力で三相負荷を駆動する、
   ことを特徴とする三相電力変換装置。

Images