JP6713316B2

JP6713316B2 - 非接触電力送電装置及び非接触電力送電方法

Info

Publication number: JP6713316B2
Application number: JP2016069307A
Authority: JP
Inventors: 義弘戸高; 淳史田中; 吉弘　昌史; 昌史吉弘; 大貫　悟; 悟大貫; 井戸　寛; 寛井戸
Original assignee: Maxell Holdings Ltd
Current assignee: Maxell Holdings Ltd
Priority date: 2016-03-30
Filing date: 2016-03-30
Publication date: 2020-06-24
Anticipated expiration: 2036-03-30
Also published as: JP2017184493A

Description

本発明は、非接触で電力の伝送を行う非接触電力送電装置及び非接触電力送電方法に関する。

非接触で電力を伝送する方法として、磁界共鳴型の電力伝送が注目されている。

一般的に、磁界共鳴型の非接触電力伝送装置は、送電装置と受電装置を備える。送電装置は少なくとも送電コイルと共振容量で構成される送電共振系と、送電共振系に電力を供給する送電部を有する。受電装置は少なくとも受電コイルと共振容量で構成される受電共振系を有する。磁界共鳴型の非接触電力伝送装置は、送電共振系と受電共振系が磁界的に共鳴することを利用して、送電装置から受電装置に非接触で電力を伝送する。

ところで、非接触電力伝送装置に接続された負荷で消費される電力は常に一定ではなく、時間と共に増加したり低下したりすることが多い。そのため、負荷での消費電力に応じて送電装置からの出力電力を制御する必要がある。

特許文献１は、送電装置でＰＷＭ制御を行い、送電装置からの出力電力を制御する技術を開示している。

特許文献２は、共振送電系を駆動する駆動期間と駆動不可能な停止期間を設定する技術を開示している。

特表２０１５−５３６１３０号公報特開２０１１−６６９５３号公報

特許文献１は、ブリッジ回路で共振系を駆動する場合に、回路の上下のそれぞれのトランジスタがオン状態で、その両端に発生する微小な電圧の変化によって共振電流の向きの変化を検出する。そして、共振電流の向きが変化する時点をもって自励発振駆動を行うためのパルス駆動の開始点にすると同時に、パルス幅を変調することによりＰＷＭ制御を行なうことで、自励発振動作と電力制御動作を実施することが記載されている。しかし、実際に使用する場合にはブリッジ出力のノード電圧と電源Ｖｃｃ或いはグランドとの間の微小な変化を検出し利用する為、検出後のブリッジ回路の出力反転切り替えで発生するスイッチングノイズやリンギングにより正しい電流の向きの変化の検出が困難となる問題があり、共振状態を精度よく維持することが困難であった。

特許文献２は、停止期間では共振送電系を駆動するすべてのスイッチをオフにする。そのため、停止期間では共振状態を維持するためにブリッジ回路のスイッチ部を構成するＦＥＴトランジスタのボディダイオード等を経由して共振電流が流れることにより、その電圧降下で発生するスイッチ部での発熱が問題となっていた。

本発明は、簡易な構成で共振状態を精度よく維持しながら送電する電力を制御できる非接触電力送電装置及び非接触電力送電方法を提供することを目的とする。

上記課題を解決するために、本発明の非接触電力送電装置は、非接触で交流電力を送電する非接触電力送電装置であって、送電コイル及び送電容量により構成された送電共振回路と、前記送電共振回路へ第１の方向からの電流を供給する第１のスイッチと、前記送電共振回路へ第２の方向からの電流を供給する第２のスイッチとで構成されるスイッチング回路と、前記スイッチング回路に直流電力を供給する電源と、前記スイッチング回路を駆動する駆動回路と、前記駆動回路を駆動させる駆動期間と前記駆動回路を停止させる駆動停止期間が設定されたドライブ信号を生成するドライブ信号生成回路を備え、前記駆動期間では、前記直流電力から前記交流電力を生成するように前記第１のスイッチと前記第２のスイッチを交互にオンにし、前記駆動停止期間では、前記第１のスイッチをオンにするとともに前記第２のスイッチをオフにし、若しくは、前記第１のスイッチをオフにするとともに前記第２のスイッチをオンにすることを特徴とする。

さらに、本発明の非接触電力送電装置は、非接触で交流電力を送電する非接触電力送電装置であって、送電コイル及び送電容量により構成された送電共振回路と、前記送電共振回路へ第１の方向からの電流を供給する第１のスイッチと、前記送電共振回路へ第２の方向からの電流を供給する第２のスイッチとで構成されるスイッチング回路と、前記スイッチング回路に直流電力を供給する電源と、前記スイッチング回路を駆動する駆動回路と、前記駆動回路を駆動させる駆動期間と前記駆動回路を前記駆動期間とは逆位相で駆動させる逆位相駆動期間を設定するドライブ信号を生成するドライブ信号生成回路を備え、前記駆動期間では、前記直流電力から前記交流電力を生成するように前記第１のスイッチと前記第２のスイッチを交互にオンにし、前記逆位相駆動期間では、前記交流電力とは逆位相の交流電力を生成するように前記第１および前記第２のスイッチを交互にオンにすることを特徴とする。

さらに、本発明の非接触電力送電装置は、非接触で交流電力を送電する非接触電力送電装置であって、送電コイル及び送電容量により構成された送電共振回路と、前記送電共振回路へ第１の方向からの電流を供給する第１のスイッチ及び第４のスイッチからなる第１スイッチ群と、前記送電共振回路へ第２の方向からの電流を供給する第２のスイッチ及び第３のスイッチからなる第２スイッチ群とで構成されるスイッチング回路と、前記スイッチング回路に直流電力を供給する電源と、前記スイッチング回路を駆動する駆動回路と、前記駆動回路を駆動させる駆動期間と前記駆動回路を停止させる駆動停止期間が設定されたドライブ信号を生成するドライブ信号生成回路を備え、前記駆動期間では、前記直流電力から前記交流電力を生成するように前記第１のスイッチ群と前記第２のスイッチ群を交互にオンにし、前記駆動停止期間では、前記第１のスイッチ及び前記第３のスイッチをオンにするとともに前記第２のスイッチ及び前記第４のスイッチをオフにし、若しくは、前記第１のスイッチ及び前記第３のスイッチをオフにするとともに前記第２のスイッチ及び前記第４のスイッチをオンにすることを特徴とする。

さらに、本発明の非接触電力送電装置は、非接触で交流電力を送電する非接触電力送電装置であって、送電コイル及び送電容量により構成された送電共振回路と、前記送電共振回路へ第１の方向からの電流を供給する第１のスイッチ及び第４のスイッチからなる第１スイッチ群と、前記送電共振回路へ第２の方向からの電流を供給する第２のスイッチ及び第３のスイッチからなる第２スイッチ群とで構成されるスイッチング回路と、前記スイッチング回路に直流電力を供給する電源と、前記スイッチング回路を駆動する駆動回路と、前記駆動回路を駆動させる駆動期間と前記駆動回路を前記駆動期間とは逆位相で駆動させる逆位相駆動期間が設定されたドライブ信号を生成するドライブ信号生成回路を備え、前記駆動期間では、前記直流電力から前記交流電力を生成するように前記第１スイッチ群と前記第２スイッチ群を交互にオンにし、前記逆位相駆動期間では、前記交流電力とは逆位相の交流電力を生成するように前記第１スイッチ群と前記第２スイッチ群を交互にオンにすることを特徴とする。

さらに、本発明の非接触電力送電方法は、非接触で交流電力を送電する非接触電力送電方法であって、送電コイル及び送電容量により構成された送電共振回路と、前記送電共振回路へ第１の方向からの電流を供給する第１のスイッチと、前記送電共振回路へ第２の方向からの電流を供給する第２のスイッチとで構成されるスイッチング回路と、前記スイッチング回路に直流電力を供給する電源と、前記スイッチング回路を駆動する駆動回路と、前記駆動回路を駆動させる駆動期間と前記駆動回路を停止させる駆動停止期間が設定されたドライブ信号を生成するドライブ信号生成回路を用い、前記駆動期間では、前記直流電力から前記交流電力を生成するように前記第１のスイッチと前記第２のスイッチを交互にオンにし、前記駆動停止期間では、前記第１のスイッチをオンにするとともに前記第２のスイッチをオフにし、若しくは、前記第１のスイッチをオフにするとともに前記第２のスイッチをオンにすることを特徴とする。

さらに、本発明の非接触電力送電方法は、非接触で交流電力を送電する非接触電力送電方法であって、送電コイル及び送電容量により構成された送電共振回路と、前記送電共振回路へ第１の方向からの電流を供給する第１のスイッチと、前記送電共振回路へ第２の方向からの電流を供給する第２のスイッチとで構成されるスイッチング回路と、前記スイッチング回路に直流電力を供給する電源と、前記スイッチング回路を駆動する駆動回路と、前記駆動回路を駆動させる駆動期間と前記駆動回路を前記駆動期間とは逆位相で駆動させる逆位相駆動期間を設定するドライブ信号を生成するドライブ信号生成回路を用い、前記駆動期間では、前記直流電力から前記交流電力を生成するように前記第１のスイッチと前記第２のスイッチを交互にオンにし、前記逆位相駆動期間では、前記交流電力とは逆位相の交流電力を生成するように前記第１および前記第２のスイッチを交互にオンにすることを特徴とする。

さらに、本発明の非接触電力送電方法は、非接触で交流電力を送電する非接触電力送電方法であって、送電コイル及び送電容量により構成された送電共振回路と、前記送電共振回路へ第１の方向からの電流を供給する第１のスイッチ及び第４のスイッチからなる第１スイッチ群と、前記送電共振回路へ第２の方向からの電流を供給する第２のスイッチ及び第３のスイッチからなる第２スイッチ群とで構成されるスイッチング回路と、前記スイッチング回路に直流電力を供給する電源と、前記スイッチング回路を駆動する駆動回路と、前記駆動回路を駆動させる駆動期間と前記駆動回路を停止させる駆動停止期間が設定されたドライブ信号を生成するドライブ信号生成回路を用い、前記駆動期間では、前記直流電力から前記交流電力を生成するように前記第１のスイッチ群と前記第２のスイッチ群を交互にオンにし、前記駆動停止期間では、前記第１のスイッチ及び前記第３のスイッチをオンにするとともに前記第２のスイッチ及び前記第４のスイッチをオフにし、若しくは、前記第１のスイッチ及び前記第３のスイッチをオフにするとともに前記第２のスイッチ及び前記第４のスイッチをオンにすることを特徴とする。

さらに、本発明の非接触電力送電方法は、非接触で交流電力を送電する非接触電力送電方法であって、送電コイル及び送電容量により構成された送電共振回路と、前記送電共振回路へ第１の方向からの電流を供給する第１のスイッチ及び第４のスイッチからなる第１スイッチ群と、前記送電共振回路へ第２の方向からの電流を供給する第２のスイッチ及び第３のスイッチからなる第２スイッチ群とで構成されるスイッチング回路と、前記スイッチング回路に直流電力を供給する電源と、前記スイッチング回路を駆動する駆動回路と、前記駆動回路を駆動させる駆動期間と前記駆動回路を前記駆動期間とは逆位相で駆動させる逆位相駆動期間が設定されたドライブ信号を生成するドライブ信号生成回路を用い、前記駆動期間では、前記直流電力から前記交流電力を生成するように前記第１スイッチ群と前記第２スイッチ群を交互にオンにし、前記逆位相駆動期間では、前記交流電力とは逆位相の交流電力を生成するように前記第１スイッチ群と前記第２スイッチ群を交互にオンにすることを特徴とする。

磁気共鳴型の電力伝送装置では共振系の共鳴により共振電圧が高く維持されるため、共振電流も高く維持される。本発明では、ブリッジ回路で発生する大きなリンギングに無関係に電流検出回路からは共振周波数の半周期毎に反転する安定した共振電流検出出力が得られるので、これを基に自励発信を行うことで安定な自励発振状態を維持できる。

更に、共振系に注入する電力を制御する為に、このような安定した駆動パルスを元に共振系に電力を注入する駆動位相でのパルス幅を可変する等のＰＷＭ制御を行うことにより、特許文献１に比べて、安定した共振状態を維持しつつ確実な電力制御を行うことができる。

また、給電制御信号に一時的に給電を停止する給電停止期間や、本来の給電制御信号と逆位相の信号を加える逆位相駆動期間を設定するが、給電停止期間では共振系の両端を短絡させるように、ブリッジ回路のトランジスタをオン状態に制御する。その結果、トランジスタの発熱を抑えることが可能となり、共振状態を維持しながら前記駆動回路から前記送電共振系へ供給される電力の大きさを制御でき、特許文献２における発熱の問題を解消できる。

すなわち、本発明では、最適化された共振制御を行いながら負荷変動に応じた送電側の送電電力の大きさを制御することができる。

また、本発明では、電力の大きさを制御するに際して送電電圧を変化させる必要が無い。そのため、送電部に印加する電圧を増減させて伝送電力を加減させるためのＤＣ−ＤＣコンバータ等を必要とせず、簡易な構成で実現できる。

本発明の実施の形態１における非接触電力伝送装置の構成を示すブロック図である。本発明の実施の形態１における非接触電力送電装置のブロック図である。本発明の実施の形態１における共振制御の過渡応答の波形図である。本発明の実施の形態１における駆動停止期間を設定した場合の共振状態を説明するための波形図である。本発明の実施の形態１における逆位相駆動期間を設定した場合の共振状態を説明するための波形図である。本発明の実施の形態１における非接触電力伝送装置のより詳細な構成を示すブロック図である。本発明の実施の形態１における共振電流から駆動信号を生成する方法を説明するための図である。本発明の実施の形態１における給電制御信号に駆動停止期間を挿入しない場合の駆動パルスの波形図である。本発明の実施の形態１における給電制御信号に駆動停止期間を挿入した場合の駆動パルスの第１例を示す波形図である。本発明の実施の形態１における給電制御信号に駆動停止期間を挿入した場合の駆動パルスの第２例を示す波形図である。本発明の実施の形態１における給電制御信号に駆動停止期間を挿入した場合の駆動パルスの第３例を示す波形図である。本発明の実施の形態１における給電制御信号に逆位相駆動期間を挿入しない場合の駆動パルスの波形図である。本発明の実施の形態１における給電制御信号に逆位相駆動期間を挿入した場合の駆動パルスの第１例を示す波形図である。本発明の実施の形態１における給電制御信号に逆位相駆動期間を挿入した場合の駆動パルスの第２例を示す波形図である。本発明の実施の形態１における給電制御信号に逆位相駆動期間を挿入した場合の駆動パルスの第３例を示す波形図である。本発明の実施の形態２における非接触電力送電装置のブロック図である。本発明の実施の形態２における共振制御方法を説明するための波形図である。本発明の実施の形態２における送電電力の制御を行う例を示す波形図である。本発明の実施の形態１における共振電流の第１の経路を示す図である。本発明の実施の形態１における共振電流の第２の経路を示す図である。本発明の実施の形態１においてＮチャネルＦＥＴを用いた場合における給電停止の好ましい態様を説明するための図である。

（非接触電力伝送装置の概要）
図１は、本発明における非接触電力伝送装置１００の概略構成を示す。非接触電力伝送装置１００は、送電装置１０と受電装置２０により構成される。送電装置１０は、高周波電力を非接触伝送するための送電共振系６０を備える。受電装置２０は、送電装置１０の送電共振系６０が送電する高周波電力を受電するための受電共振系８０を備える。本発明の非接触電力伝送装置１００は磁界を用いたものであり、送電共振系６０と受電共振系８０が磁界的に共鳴することを利用して、送電装置１０から受電装置２０に非接触で電力を伝送する。

送電装置１０は、送電共振系６０と、送電共振系６０を駆動するパワースイッチング回路３０と、電源回路３１と、パワースイッチング回路３０が消費する電流を検出する消費電流検出回路３２と、送電装置１０の制御を統括する統括制御回路５０と、統括制御回路５０からの信号と消費電流検出回路３２からの信号に基づいて給電制御信号を生成する給電制御信号生成回路５１と、共振電流を検出する共振電流検出回路６１と、共振電流の検出結果に基づいて駆動パルスを生成する駆動パルス生成回路４１と、駆動パルス生成回路４１が生成した駆動パルスと給電制御信号生成回路５１が生成した給電制御信号に基づいてドライブ信号を生成するドライブ信号生成回路４０と、ドライブ信号に基づいてパワースイッチング回路３０を駆動するブリッジ駆動回路３３を備える。

受電装置２０は、受電共振系８０と、受電側回路９０を備える。

ところで、非接触電力伝送装置に接続された負荷の電力消費は、常に一定ではなく、時間と共に増加したり低下したりすることが多い。通常、非接触電力伝送装置では、負荷の電力消費が低減すると送電共振系６０と受電共振系８０から構成される送受電共振系から外部に出力される電力が減少する。すなわち、負荷の電力消費が減少すると送電共振系６０の共振電流値が増加し、負荷の電力消費が増加すると送電共振系６０の共振電流値が減少する。

そこで、本発明の非接触電力伝送装置１００では、共振電流検出回路６１が送電共振系６０における共振電流を検出し、共振電流値に基づいて負荷が必要とする電力でパワースイッチング回路３０を駆動し、送電共振系６０から電力を送電する。

以上が、本発明における非接触電力伝送装置１００の概略である。以下では、本発明の非接触電力送電装置を中心にさらに詳細に説明する。
（ハーフブリッジ回路を用いた送電装置）
図２はパワースイッチング回路３０にハーフブリッジ回路を用いた場合における本発明の送電装置１１の構成を詳細に示したものである。ハーフブリッジ回路は交流電力を出力するためのパワー回路であり、Ｈｉｇｈ側のＦＥＴ３０１とＬｏｗ側のＦＥＴ３０２が直列で接続される。一般に、交流電力を出力するためには、正と負の両極性の電源が必要である。ハーフブリッジ回路は、Ｈｉｇｈ側のＦＥＴ３０１とＬｏｗ側のＦＥＴ３０２を交互に導通させ、直流電源から交流電力を生成する。

消費電流検出回路３２は、パワースイッチング回路３０で消費される電流を検出する。パワースイッチング回路３０にハーフブリッジ回路を用いた場合、消費電流検出回路３２は、消費電流検出回路３２１にバイパスコンデンサ３２２を付加することが好ましい。バイパスコンデンサ３２２の必要性については後ほど、図１２Ａと図１２Ｂを用いて説明するが、このような構成により、電源からパワースイッチング回路３０で消費される電流を検知でき、電源電圧との積を求めれば回路に注入される電力を検知できる。

電流制御生成回路５１は、消費電流検出回路３２が検出したパワースイッチング回路３０で消費される電流に基づいて、送電装置１１が送電すべき電力である給電制御信号を生成する。

共振電流検出回路６１は、送電共振系６０に流れる共振電流を検出する。

駆動パルス生成回路４１は、共振電流波形からハーフブリッジ回路で構成されたパワースイッチング回路３０を駆動するための駆動パルスを生成する。

ドライブ信号生成回路４０は、給電制御信号と駆動パルスに基づきハーフブリッジ回路を駆動するためのドライブ信号を生成する。

ハーフブリッジ駆動回路３３は、ドライブ信号に基づきパワースイッチング回路３０を駆動する。

図３は、図２に示す送電共振系６０に電力を供給して共振を開始させるときの過渡状態を示す波形図である。ハーフブリッジ回路のＨｉｇｈ側のＦＥＴ３０１とＬｏｗ側の３０２を交互に導通させることにより、送電共振系６０に交流電力を供給する。このとき、パワースイッチング回路３０から送電共振系６０に電力を供給する経路において端子Ｈの電圧は矩形状の波形になる。図３は、時刻Ｔ２で電源が投入された場合について説明している。すなわち、時刻Ｔ２以前は電源投入前であって、図２の端子Ｈ、Ｊはグランド電位であり、送電共振系６０には電流が流れていない状態であることを示している。

時刻Ｔ２においてパワースイッチング回路３０は電力の供給を開始する。その結果、端子ＨのレベルがＨとなり、端子Ｅで電圧が上昇することにより、送電コイル６０１を経由して送電容量６０２に充電されるように電流が流れる。送電容量６０２には電荷が次第に蓄積され、端子Ｊの電圧が上昇し始める。

電流は、端子Ｈの電圧と端子Ｊの電圧が等しくなるまで増加しつつ流れ続ける。すなわち、送電コイル６０１の両端の電位が等しくなるまで電流が増加しつつ徐々に流れ始め、その結果、送電コイル６０１に流れる電流がついには最大となり、送電コイル６０１に蓄えられる磁界エネルギーも最大となる。その後、送電コイル６０１に蓄えられたエネルギーを放出しようとするため、電流が連続して流れ、これにより更に送電容量６０２が充電され端子Ｊの電圧が上昇する。送電コイル６０１の磁界エネルギーが放出されてしまうと電流が０となり、一方で、送電容量６０２にかかる電圧は最大となる。この時、送電容量６０２の両端の電圧は端子Ｈの電圧の約２倍である２Ｅに達する。

ここで、端子Ｈの電圧がＨｉを維持する場合、送電容量６０２にかかる電圧が端子Ｈの電圧より高いため、送電容量６０２が放電する方向に電流が流れ、送電コイル６０１に再び磁界エネルギーが蓄積されていく。

このような、送電コイル６０１と送電容量６０２の間でエネルギーのやり取りが繰り返されることにより、送電共振系６０が共振する。

理想的には、共振電圧は無限大まで大きくなるが、実際には送電共振系６０に抵抗成分が存在することから、一定の電圧値にて発振が継続される。

図４Ａは、送電共振系６０の共振状態が安定したところで駆動停止期間を設けて、送電共振系６０に供給する電力量を制限する場合を示す。駆動停止期間である時刻Ｔ６からＴ８にかけて本来の駆動パルスが存在しない。すなわち、ハーフブリッジ駆動回路３３は、時刻Ｔ６からＴ８にかけて送電共振系６０に電力を供給しない。その結果、端子Ｊにおける電流波形は駆動停止期間において一時的に減衰する。このように、本発明に従えば、駆動停止期間を設けることにより共振状態を維持したまま一時的に電力の供給を低減することができる。

図４Ｂは、送電共振系６０の共振状態が安定したところで逆位相駆動期間を設けて、送電共振系６０に供給する電力量を制限する場合を示す。逆位相駆動期間である時刻Ｔ８以後は本来の駆動パルスと逆位相の駆動パルスで駆動する。このとき、パワースイッチング回路３０は、送電共振系６０に共振電流とは逆位相の電流を供給するような動作となる。これは電源側に共振系の電力が回生されることであり、共振回路に蓄積されているエネルギーは急速に減衰することになる。このような駆動を行うことで図４Ｂに示した端子Ｊにおける波形は、図４Ａに示した端子Ｊにおける波形に比べて減衰量が大きくなっている。このように、本発明に従えば、逆位相駆動期間を設けることにより共振状態を維持したまま一時的に電力の供給を更に低減することができる。

図５は、図２に示した送電装置１１をさらに詳細に記載した非接触電力伝送装置１０１の構成を記載したものである。特にドライブ信号生成回路４０と駆動パルス生成回路４１について具体的に記載している。以下では、駆動パルス生成回路４１が共振電流から駆動パルスを生成する方法と、ドライブ信号生成回路４０がドライブ信号を生成する方法について具体的に説明する。

共振電流検出回路６１は送電共振系６０における電流を検出する。図５では、共振電流検出回路６１は共振電流検出抵抗６１１で構成され、６１１の両端電圧を測定することにより共振電流を検出する。なお、共振電流検出抵抗６１１に電流検出用の抵抗を用いる場合には、共振電流検出回路６１を小型化できる。もちろんホール素子等の非接触の電流検出器を用いて更に送電側の電力ロスを低減してもよいことは言うまでもないが、本例のように、検出用抵抗を使い、その抵抗をグランド側に設けることにより検出回路の構成を低電圧対応の部品で構成し、低コストかつ高信頼性を保つことができるようにしてもよい。

駆動パルス生成回路４１は、共振電流検出回路６１が検出した共振電流に基づき、駆動パルスを生成する。

ここで、図１２Ａと図１２Ｂを用いて、電源３１１、消費電流検出回路３２１、パイパスコンデンサ３２２の作用により、共振系に流れる共振電流と電源からパワースイッチング回路３０に流入する電流とを別個に検出する挙動を説明する。

図１２Ａは、図２のＨｉｇｈ側のＦＥＴ３０１がオンでＬｏｗ側のＦＥＴ３０２がオフの場合における共振電流の経路を示す。パイパスコンデンサ３２２の容量が共振系の共振コンデンサの容量より十分大きい場合、パイパスコンデンサ３２２の電圧は共振電流の向きによらずほぼ一定を維持する。その為、ＦＥＴ３０１がオンで送電共振系６０に電力が注入されている場合もＦＥＴ３０１がオンで共振系の電流が反転している場合でも、共振電流は、パイパスコンデンサ３２２からＨｉｇｈ側のＦＥＴ３０１を通じて送電共振系６０からグランド側に流れ、再びパイパスコンデンサ３２２へと流れるループを有する。

ここで、図１２Ａ、図１２Ｂでは不図示の端子であるが、図３で示したように、共振系に共振電流と同期して、共振電流が増加する時間だけ、図２の端子ＨをＨｉ側に設定すると、図ではＴ２とＴ４間、Ｔ６ｔとＴ８間、Ｔ１０とＴ１２間・・・・で示すように、共振系の端子Ｊの電圧は２Ｅ分だけ増加していく。この増加分の電荷が電源３１１から消費電流検出回路３２１を経由してパイパスコンデンサ３２２に流れることになり、共振系の共振電流を除いた、共振系に流入する電流として検出される。

したがって、不図示の測定回路等で検出したパイパスコンデンサ３２２の電圧、すなわち電源３１１の電圧と、消費電流検出回路３２１で検出した電流の積が共振系に注入される電力として測定できるので、電源からパワースイッチング回路３０で消費される電流や電力を検出することができる。

一方、図１２Ｂは、Ｈｉｇｈ側のＦＥＴ３０１がオフでＬｏｗ側のＦＥＴ３０２がオンの場合における共振電流の経路を示す。共振電流は、電源３１１から供給されるのではなく、送電共振系６０に蓄えられた電荷が、Ｌｏｗ側のＦＥＴ３０２と送電共振系６０で構成される閉回路に供給される。すなわち、電源３１１やパイパスコンデンサ３２２からはＬｏｗ側のＦＥＴ３０２に電流を供給しない。この場合、電源３１１とパワースイッチング回路３０の間に配置された消費電流検出回路３２１は、電流の流路中には存在しないので、電源３１１からパワースイッチング回路３０で消費される電流を検出することができない。

これは、パワースイッチング回路３０に電源３１１からの電流が注入されていないことであり、このような構成を取ることでパワースイッチング回路３１１に注入された電流のみを検出することができ、更には共振系に注入される電力を検知できる。

以上、共振系を流れる共振電流と共振系に注入される電流とを分けて測定するための構成の一例を示した。但し、本発明は上記構成に限らない。本例では説明を簡略化するため、電源３１１側に消費電流検出回路３２１を設置したが、共振電流の経路と共振系へ注入される電流の経路を配慮しつつ、より低電圧で動作する回路構成を取れるようにグランド側に設置してもよい。

なお、ここで、図１２Ｂで示す状態が継続することは、例えば、図３でＴ８のタイミングで端子ＨをＬｏに固定したことに相当する。この場合Ｔ１０のタイミングでは端子Ｊの電圧が−４Ｅとなるが、このタイミングで端子ＨがＨｉとならないので、Ｔ１２のタイミングでは４Ｅの電圧まで上昇するのみであり、これ以後、抵抗等によるパワーのロスがない限り、振幅４Ｅの振動が継続していく。これは、電源３１１からパワースイッチング回路３０への電流の供給が停止していることを示している。

図６は、駆動パルスの生成方法を示す波形図である。図６は、送電共振系６０に電力を供給して共振を開始させるときの過渡状態を示す。端子Ｈと端子Ｊにおける電圧波形は、図３に示したものと同じであるので詳細な説明は省略する。

電流Ｉにおける電流波形は、共振電流検出回路６１が検出する共振電流の波形を示す。正電流検出信号発生回路４１１は、図６に示した閾値（イ）で共振電流を２値化することにより正電流検出信号を生成する。閾値（イ）の設定は任意であるが、図６ではＩ／２に設定した。負電流検出信号発生回路４１２は、図６に示した閾値（ロ）で共振電流を２値化することにより負電流検出信号を生成する。閾値（ロ）の設定は任意であるが、図６では−Ｉ／２に設定した。

正電流検出信号はパワースイッチング回路３０のＨｉｇｈ側のＦＥＴ３０１を駆動するために用いられ、負電流検出信号はパワースイッチング回路３０のＬｏｗ側のＦＥＴ３０２を駆動するために用いられる。すなわち、正電流検出信号がＨｉのときにＨｉｇｈ側のＦＥＴ３０１がオンとなり、負電流検出信号がＨｉのときにＬｏｗ側のＦＥＴ３０２がオンとなる。

正電流検出信号と負電流検出信号を比較すると、両信号が共にＬｏとなる期間が存在する。この期間は、Ｈｉｇｈ側のＦＥＴ３０１とＬｏｗ側のＦＥＴ３０２が同時にオンとなることを防止し、パワースイッチング回路３０に貫通電流が流れないようにする。このような両信号が共にＬｏとなる期間を生成するために、閾値（イ）と閾値（ロ）は別個に設定されることが必要である。

また、先の発明の効果でも説明したように、共振系の共振電圧は共鳴給電では高く維持されるため、検出用の抵抗での電圧降下に比べ共振系の共振電圧の方が非常に高くなる。従って、共振電流抵抗から得られる電圧信号のＳ／Ｎは非常に高いものとなり、安定した自励発振用の駆動パルスが生成できる。これは、駆動パルス幅を可変して電力の制御を行う場合も同様であり、本願のような駆動信号生成方法が、ＰＷＭ制御を行う自励発振に適していると言える。

図５の起動信号生成回路４１３は、自励発振を開始させるための回路であり、通常は回路の電源電圧が印加された場合、まだ共振回路が励起されていないので、共振電流が流れず、図６で示す検出信号を検出できず、自励発振が開始できない。

その為、起動信号生成回路４１３は、電源を投入したことを電源電圧の上昇から検出すると、Ｈパルス生成回路４０１からＨｉの信号を、Ｌパルス生成回路４０２からＬｏの信号を一時的に生成させるような動作を行い、図６の端子Ｈで示すような端子電圧を発生させ発振を開始させる。その後、共振電流に基づく発振が継続した場合は負電流検出信号発生回路４１２からの信号により、起動信号生成回路４１３の動作を停止させることにより、起動時のみに働き、自励発振を開始させる動作を行わせることができる。

上記では一時的に信号を発生させたが、周期的に信号を発生させる発振回路で構成し、電流検出信号が発生しない場合は何度でも起動動作をするように構成し、検出信号が発生した場合は一定期間発振を停止するような構成としてもよい。

図５の給電制御信号発生回路５１は、図１の統括制御回路５０などからの制御信号に従い給電電力を制御する回路であり、消費電流検出抵抗３２１で検出された消費電流値との比較に基づいて、給電制御信号を生成する。給電制御信号は、消費電流値を増大させる場合には送電装置１０からの送電電力を増加させ、消費電流値を減少させる場合には送電装置１０からの送電電力を減少させる信号である。従って、統括制御回路５０などから目標値が示される場合、それに従うように給電電力を調整することが可能となる。

なお、給電制御信号には、駆動停止期間を設けて送電電力を低減させる場合と、逆位相駆動期間を設けて送電電力を低減させる場合がある。給電制御信号に駆動停止期間を設ける場合を図７で、給電制御信号に逆位相駆動期間を設ける場合を図８で説明する。

図７Ａ〜図７Ｄは、給電制御信号に駆動停止期間がある場合のドライブ信号生成回路４０で生成されるドライブ信号を示す。端子Ｃの信号は、駆動回路Ａ３３２を介してＨｉｇｈ側のＦＥＴ３０１を駆動するパルスであり、端子Ｄの信号は、駆動回路Ｂ３３３を介してＬｏｗ側のＦＥＴ３０２を駆動するパルスである。端子Ｃの信号は、正電流検出信号発生回路４１１が生成する正電流検出信号に基づいて作成される。端子Ｄの信号は、負電流検出信号発生回路４１２が生成する負電流検出信号に基づいて作成される。端子Ｈの信号は、端子Ｃの信号に基づいてＦＥＴ３０１を駆動させ、端子Ｄの信号に基づいてＦＥＴ３０２を駆動させた場合の送電共振系６０に接続されたブリッジ回路の出力電圧を示す。

図７Ａは、給電制御信号において、給電停止期間がない場合の端子Ｃ、Ｄ、Ｈにおける波形を示す。端子Ｃにおける波形は周期的な矩形波であり、端子Ｄにおける波形は端子Ｃにおける波形に対して逆位相である。このとき、端子Ｈにおける波形は、端子Ｃにおける波形とほぼ同位相の波形となる。

図７Ｂは、給電制御信号において、時刻Ｔ９〜Ｔ１４にかけて給電停止期間がある場合の端子Ｃ、Ｄ、Ｈにおける波形を示す。時刻Ｔ９〜Ｔ１４にかけての給電停止期間においては、端子ＣではＬｏに固定され、端子ＤではＨｉに固定される。端子ＣがＬｏの状態では、Ｈｉｇｈ側のＦＥＴ３０１はオフであり、端子ＤがＨｉの状態では、Ｌｏｗ側のＦＥＴ３０２はオンになる。その場合、時刻Ｔ９〜Ｔ１４にかけて電源３１から送電共振系６０に電力は供給されず、端子Ｈでは時刻Ｔ９〜Ｔ１４にかけてＬｏとなる。
図７Ｃは、給電制御信号において、時刻Ｔ７〜Ｔ１４にかけて給電停止期間がある場合の端子Ｃ、Ｄ、Ｈにおける波形を示す。給電停止期間が無ければ端子Ｃでは時刻Ｔ６〜Ｔ８にかけてＨｉである。しかし、時刻Ｔ７から給電停止期間が開始するため、時刻Ｔ７で強制的にＬｏに固定される。同様に、給電停止期間が無ければ端子Ｄでは時刻Ｔ６〜Ｔ８にかけてＬｏである。しかし、時刻Ｔ７から給電停止期間が開始するため、時刻Ｔ７で強制的にＨｉに固定される。時刻Ｔ１４以後は端子Ｃ、Ｄ、Ｈに本来出力されるべき波形が出力される。その結果、時刻Ｔ７〜Ｔ１４にかけて電源３１から送電共振系６０に電力は供給されず、端子Ｈでは時刻Ｔ７〜Ｔ１４にかけてＬｏとなる。

図７Ｄは、給電制御信号において、時刻Ｔ７〜Ｔ１５にかけて給電停止期間がある場合の端子Ｃ、Ｄ、Ｈにおける波形を示す。時刻Ｔ７の給電停止期間が開始される時刻Ｔ７における動作は図７Ｃに示したので詳細な説明は省略し、給電停止期間が終了する時刻Ｔ１４における動作を詳細に説明する。給電停止期間が無ければ端子Ｃでは時刻Ｔ１４〜Ｔ１６にかけてＨｉである。時刻Ｔ１５で給電停止期間が終了する場合、時刻Ｔ７から固定されていたＬｏから、時刻Ｔ１５で本来出力されるべきＨｉとなる。同様に、給電停止期間が無ければ端子Ｄでは時刻Ｔ１４〜Ｔ１６にかけてＬｏである。時刻Ｔ１５で給電停止期間が終了する場合、時刻Ｔ７から固定されていたＨｉから、時刻Ｔ１５で本来出力されるべきＬｏとなる。その結果、時刻Ｔ７〜Ｔ１５にかけて電源３１から送電共振系６０に電力は供給されず、端子Ｈでは時刻Ｔ７〜Ｔ１５にかけてＬｏとなる。

以上、図７Ａ〜図７Ｄに示したように、給電制御信号に駆動停止期間がある場合は電源３１から送電共振系６０に電力が供給されない。このとき、先に述べたように共振電流は図４Ａのようになるので、共振状態を維持したまま一時的に電力の供給を低減することができる。

図７Ｂ〜図７Ｄでは、給電停止期間においてＨｉｇｈ側のＦＥＴ３０１をオフとし、Ｌｏｗ側のＦＥＴ３０２をオンとすることにより、電源３１から送電共振系６０への電力の供給を制限した。逆に、給電停止期間においてＨｉｇｈ側のＦＥＴ３０１をオンとし、Ｌｏｗ側のＦＥＴ３０２をオフとしてもよい。ただ、後者の場合、Ｈｉｇｈ側のＦＥＴ３０１を駆動するために用いられる図１３に示したブートストラップ回路のコンデンサの蓄積電荷を消費することになり、給電停止期間が長時間の場合には好ましくない。

図８Ａ〜図８Ｄは、給電制御信号に逆位相駆動期間がある場合のドライブ信号生成回路４０で生成されるドライブ信号を示す。

図８Ａは、給電制御信号において、逆位相駆動期間がない場合の端子Ｃ、Ｄ、Ｈにおける波形を示す。端子Ｃ、Ｄ、Ｈにおける波形は図７Ａと同じであるので説明は省略する。

図８Ｂは、給電制御信号において、時刻Ｔ９〜Ｔ１４にかけて逆位相駆動期間がある場合の端子Ｃ、Ｄ、Ｈにおける波形を示す。逆位相駆動期間が無ければ端子Ｃでは時刻Ｔ８〜Ｔ１０にかけてＬｏである。しかし、時刻Ｔ９から逆位相駆動期間が開始するため、時刻Ｔ９からＴ１４にかけて強制的に本来とは逆位相の信号が出力され、時刻Ｔ９でＨｉとなる。逆位相駆動期間が無ければ端子Ｄでは時刻Ｔ８〜Ｔ１０にかけてＨｉである。しかし、時刻Ｔ９から逆位相駆動期間が開始するため、時刻Ｔ９からＴ１４にかけて強制的に本来とは逆位相の信号が出力され、時刻Ｔ９でＬｏとなる。以後時刻Ｔ１４にかけての逆位相駆動期間においては、本来の信号とは逆位相の信号が出力される。

図８Ｃは、給電制御信号において、時刻Ｔ７〜Ｔ１４にかけて逆位相駆動期間がある場合の端子Ｃ、Ｄ、Ｈにおける波形を示し、図８Ｄは、給電制御信号において、時刻Ｔ７〜Ｔ１５にかけて逆位相駆動期間がある場合の端子Ｃ、Ｄ、Ｈにおける波形を示す。図８Ｃは図８Ｂと逆位相駆動期間の始期が異なり、図８Ｄは図８Ｂと逆位相駆動期間の終期が更に異なるが、逆位相駆動期間に本来の信号とは逆位相の信号が出力される点では図８Ｂと同様である。

図８Ａ〜図８Ｄに示したように、給電制御信号に逆位相駆動期間がある場合は、電源３１から送電共振系６０に本来とは逆位相の電力が供給される。このとき、先に述べたように共振電流は図４Ｂのようになるので、共振状態を維持したまま一時的に電力の供給を低減することができる。

なお、図７Ａ〜図７Ｄの駆動停止に基づく図４Ａよりも、図８Ａ〜図８Ｄの逆位相での駆動に基づく図４Ｂのほうが電力の供給量を大きく低減することができる。
（フルブリッジ回路を用いた送電装置）
図９はパワースイッチング回路３０にフルブリッジ回路を用いた場合における本発明の送電装置１２の構成を詳細に示したものである。フルブリッジ回路は交流電力を出力するためのパワー回路であり、ハーフブリッジ回路と同様に、上下に接続された２個の制御スイッチを２組有するものであり、それぞれの組はＨｉｇｈ側のＦＥＴ３０１とＬｏｗ側のＦＥＴ３０２の直列回路、Ｈｉｇｈ側のＦＥＴ３０３とＬｏｗ側のＦＥＴ３０４の直列回路を有している。フルブリッジ回路は、Ｈｉｇｈ側のＦＥＴ３０１、Ｌｏｗ側の３０４とＨｉｇｈ側のＦＥＴ３０３、Ｌｏｗ側のＦＥＴ３０２を交互に導通させ、直流電源３１１から交流電力を生成する。

フルブリッジ駆動回路３３は、Ｈｉｇｈ側のＦＥＴ３０１とＬｏｗ側のＦＥＴ３０２の直列回路を駆動する駆動回路Ａ３３２と、Ｈｉｇｈ側のＦＥＴ３０３とＬｏｗ側のＦＥＴ３０４の直列回路を駆動する駆動回路Ｂ３３３で構成される。

その他の構成は、図２と同様であるので詳細な説明は省略する。

図１０は、図９に示す送電共振系６０に電力を供給して共振を開始させるときの過渡状態を示す波形図である。ハーフブリッジ回路のＨｉｇｈ側のＦＥＴ３０１とＬｏｗ側のＦＥＴ３０２を交互に導通させることにより、送電共振系６０に交流電力を供給する。このとき、パワースイッチング回路３０から送電共振系６０に電力を供給する経路において端子Ｈと端子Ｋの電圧は矩形状の波形になる。ただし、端子Ｈの波形は端子Ｋの波形に対して逆位相である。

図１０は、時刻Ｔ２で電源が投入された場合について説明している。すなわち、時刻Ｔ２以前は電源投入前であって、図２の端子Ｈ、Ｋ、Ｊはグランド電位であり、送電共振系６０には電流が流れていない状態であることを示している。

時刻Ｔ２においてパワースイッチング回路３０は電力の供給を開始する。その結果、端子ＨのレベルがＥとなり、端子Ｅで電圧が上昇することにより、送電コイル６０１を経由して送電容量６０２に充電されるように電流が流れる。送電容量６０２には電荷が次第に蓄積され、端子Ｊの電圧が上昇し始める。

電流は、端子Ｈの電圧と端子Ｊの電圧が等しくなるまで増加しつつ流れ続ける。すなわち、送電コイル６０１の両端の電位が等しくなるように電流が増加しつつ流れ始め、その結果、送電コイル６０１に流れる電流がついには最大となり、送電コイル６０１に蓄えられる磁界エネルギーも最大となる。その後、送電コイル６０１に蓄えられたエネルギーを放出しようとするため、電流が連続して流れ、これにより更に送電容量６０２が充電され端子Ｊの電圧が上昇する。送電コイル６０１の磁界エネルギーが放出されてしまうと電流が０となり、一方で、送電容量６０２にかかる電圧は最大となる。この時、時刻Ｔ４において送電容量６０２の両端の電圧は端子Ｈの電圧の約２倍である２Ｅに達する。

次に、時刻Ｔ４において端子ＨのレベルがＥとなり、端子Ｋが０となる。このとき、端子Ｋの電圧Ｅが送電容量６０２の下端に加えられることになり、端子Ｊの電圧は３Ｅに達する。

図３に示したハーフブリッジ回路では、電源からの電力は送電共振系６０の一方側からしか供給されないが、図１０に示したフルブリッジ回路では、電源からの電力は送電共振系６０の他方側からも供給される。すなわち、図１０において時刻Ｔ２〜Ｔ４にかけてはパワースイッチング回路３０の端子Ｈから電力が供給され、時刻Ｔ４〜Ｔ６にかけてはパワースイッチング回路３０の端子Ｋから電力が供給される。

そのため、図１０に示したフルブリッジ回路では、図３に示したハーフブリッジ回路に比べて約２倍の速さで振幅が増加していく。

図１１は、給電制御信号に給電停止期間がある場合の、給電制御信号とゲート信号との関係を示す。時刻Ｔ５〜Ｔ７における給電停止期間ではゲートＡＨがＨに固定され、ゲートＡＬがＬに固定される。この結果、パワースイッチング回路３０の端子Ｈからは電力が供給されなくなり、送電装置１２から送電される電力量を低減させることができる。

なお、詳細な説明は省略するが、図８及び図１１、それらの関連する記載に基づけば、ハーフブリッジ回路を用いた場合と同様に、フルブリッジ回路を用いても給電制御信号に逆位相駆動期間を設けることができる。

本発明は、負荷の変動に応じて伝送する電力量を調整する非接触電力送電装置に好適である。

１０、１１、１２送電装置
２０受電装置
３０パワースイッチング回路
３１電源回路
３２消費電流検出回路
３３ブリッジ駆動回路
４０ドライブ信号生成回路
４１駆動パルス生成回路
５０統括制御回路
５１給電制御信号生成回路
６０送電共振系
６１共振電流検出回路
８０受電共振系
９０受電側回路
１００、１０１非接触電力伝送装置
３０１、３０２、３０３、３０４ＦＥＴ
３１１電源
３２１消費電流検出回路
３２２バイパスコンデンサ
３３１、３３２、３３３駆動回路
４０１Ｈパルス生成回路
４０２Ｌパルス生成回路
４１１、４１２電流検出信号発生回路
４１３起動信号生成回路
５１１給電信号発生回路
６０１送電コイル
６０２送電容量
６１１共振電流検出抵抗
８０１受電コイル
８０２受電容量

Claims

非接触で交流電力を送電する非接触電力送電装置であって、
送電コイル及び送電容量により構成された送電共振回路と、
前記送電共振回路へ第１の方向からの電流を供給する第１のスイッチと、前記送電共振回路へ第２の方向からの電流を供給する第２のスイッチとで構成されるスイッチング回路と、
前記スイッチング回路に直流電力を供給する電源と、
前記スイッチング回路を駆動する駆動回路と、
前記駆動回路を駆動させる駆動期間と前記駆動回路を停止させる駆動停止期間が設定されたドライブ信号を生成するドライブ信号生成回路を備え、
前記駆動期間では、前記直流電力から前記交流電力を生成するように前記第１のスイッチと前記第２のスイッチを交互にオンにし、
前記駆動停止期間では、前記第１のスイッチをオンにするとともに前記第２のスイッチをオフにし、若しくは、前記第１のスイッチをオフにするとともに前記第２のスイッチをオンにし、
前記スイッチング回路に供給される消費電流を検出する消費電流検出回路と、
前記スイッチング回路と前記電源との間に設けられたバイパスコンデンサと、
前記ドライブ信号生成回路に給電制御信号を供給する給電制御信号生成回路を備え、
前記消費電流検出回路は、前記バイパスコンデンサと前記電源の間の電流を測定することにより前記消費電流の値を検出し、前記給電制御信号生成回路は、前記消費電流の値に基づいて前記駆動停止期間を設定することを特徴とする非接触電力送電装置。
非接触で交流電力を送電する非接触電力送電装置であって、
送電コイル及び送電容量により構成された送電共振回路と、
前記送電共振回路へ第１の方向からの電流を供給する第１のスイッチと、前記送電共振回路へ第２の方向からの電流を供給する第２のスイッチとで構成されるスイッチング回路と、
前記スイッチング回路に直流電力を供給する電源と、
前記スイッチング回路を駆動する駆動回路と、
前記駆動回路を駆動させる駆動期間と前記駆動回路を前記駆動期間とは逆位相で駆動させる逆位相駆動期間を設定するドライブ信号を生成するドライブ信号生成回路を備え、
前記駆動期間では、前記直流電力から前記交流電力を生成するように前記第１のスイッチと前記第２のスイッチを交互にオンにし、
前記逆位相駆動期間では、前記交流電力とは逆位相の交流電力を生成するように前記第１および前記第２のスイッチを交互にオンにすることを特徴とする非接触電力送電装置。
前記スイッチング回路に供給される消費電流を検出する消費電流検出回路と、
前記スイッチング回路と前記電源との間に設けられたバイパスコンデンサと、
前記ドライブ信号生成回路に給電制御信号を供給する給電制御信号生成回路を備え、
前記消費電流検出回路は、前記バイパスコンデンサと前記電源の間の電流を測定することにより前記消費電流の値を検出し、前記給電制御信号生成回路は、前記消費電流の値に基づいて前記逆位相駆動期間を設定する請求項２に記載の非接触電力送電装置。
非接触で交流電力を送電する非接触電力送電装置であって、
送電コイル及び送電容量により構成された送電共振回路と、
前記送電共振回路へ第１の方向からの電流を供給する第１のスイッチ及び第４のスイッチからなる第１スイッチ群と、前記送電共振回路へ第２の方向からの電流を供給する第２のスイッチ及び第３のスイッチからなる第２スイッチ群とで構成されるスイッチング回路
と、
前記スイッチング回路に直流電力を供給する電源と、
前記スイッチング回路を駆動する駆動回路と、
前記駆動回路を駆動させる駆動期間と前記駆動回路を停止させる駆動停止期間が設定されたドライブ信号を生成するドライブ信号生成回路を備え、
前記駆動期間では、前記直流電力から前記交流電力を生成するように前記第１スイッチ群と前記第２スイッチ群を交互にオンにし、
前記駆動停止期間では、前記第１のスイッチ及び前記第３のスイッチをオンにするとともに前記第２のスイッチ及び前記第４のスイッチをオフにし、若しくは、前記第１のスイッチ及び前記第３のスイッチをオフにするとともに前記第２のスイッチ及び前記第４のスイッチをオンにし、
前記スイッチング回路に供給される消費電流を検出する消費電流検出回路と、
前記スイッチング回路と前記電源との間に設けられたバイパスコンデンサと、
前記ドライブ信号生成回路に給電制御信号を供給する給電制御信号生成回路を備え、
前記消費電流検出回路は、前記バイパスコンデンサと前記電源の間の電流を測定することにより前記消費電流の値を検出し、前記給電制御信号生成回路は、前記消費電流の値に基づいて前記駆動停止期間を設定することを特徴とする非接触電力送電装置。
非接触で交流電力を送電する非接触電力送電装置であって、
送電コイル及び送電容量により構成された送電共振回路と、
前記送電共振回路へ第１の方向からの電流を供給する第１のスイッチ及び第４のスイッチからなる第１スイッチ群と、前記送電共振回路へ第２の方向からの電流を供給する第２のスイッチ及び第３のスイッチからなる第２スイッチ群とで構成されるスイッチング回路と、
前記スイッチング回路に直流電力を供給する電源と、
前記スイッチング回路を駆動する駆動回路と、
前記駆動回路を駆動させる駆動期間と前記駆動回路を前記駆動期間とは逆位相で駆動させる逆位相駆動期間が設定されたドライブ信号を生成するドライブ信号生成回路を備え、
前記駆動期間では、前記直流電力から前記交流電力を生成するように前記第１スイッチ群と前記第２スイッチ群を交互にオンにし、
前記逆位相駆動期間では、前記交流電力とは逆位相の交流電力を生成するように前記第１スイッチ群と前記第２スイッチ群を交互にオンにすることを特徴とする非接触電力送電装置。
前記スイッチング回路に供給される消費電流を検出する消費電流検出回路と、
前記スイッチング回路と前記電源との間に設けられたバイパスコンデンサと、
前記ドライブ信号生成回路に給電制御信号を供給する給電制御信号生成回路を備え、
前記消費電流検出回路は、前記バイパスコンデンサと前記電源の間の電流を測定することにより前記消費電流の値を検出し、前記給電制御信号生成回路は、前記消費電流の値に基づいて前記逆位相駆動期間を設定する請求項５に記載の非接触電力送電装置。
前記送電共振回路における共振電流の値を検出する共振電流検出回路と、
前記スイッチング回路を構成するスイッチの駆動パルスを生成する駆動パルス生成回路を備え、
前記駆動パルス生成回路は、前記共振電流の値に基づいて前記駆動パルスを生成する請求項１乃至６に記載の非接触電力送電装置。
非接触で交流電力を送電する非接触電力送電方法であって、
送電コイル及び送電容量により構成された送電共振回路と、
前記送電共振回路へ第１の方向からの電流を供給する第１のスイッチと、前記送電共振回路へ第２の方向からの電流を供給する第２のスイッチとで構成されるスイッチング回路と、
前記スイッチング回路に直流電力を供給する電源と、
前記スイッチング回路を駆動する駆動回路と、
前記駆動回路を駆動させる駆動期間と前記駆動回路を前記駆動期間とは逆位相で駆動させる逆位相駆動期間を設定するドライブ信号を生成するドライブ信号生成回路を用い、
前記駆動期間では、前記直流電力から前記交流電力を生成するように前記第１のスイッチと前記第２のスイッチを交互にオンにし、
前記逆位相駆動期間では、前記交流電力とは逆位相の交流電力を生成するように前記第１および前記第２のスイッチを交互にオンにすることを特徴とする非接触電力送電方法。
非接触で交流電力を送電する非接触電力送電方法であって、
送電コイル及び送電容量により構成された送電共振回路と、
前記送電共振回路へ第１の方向からの電流を供給する第１のスイッチ及び第４のスイッチからなる第１スイッチ群と、前記送電共振回路へ第２の方向からの電流を供給する第２のスイッチ及び第３のスイッチからなる第２スイッチ群とで構成されるスイッチング回路と、
前記スイッチング回路に直流電力を供給する電源と、
前記スイッチング回路を駆動する駆動回路と、
前記駆動回路を駆動させる駆動期間と前記駆動回路を前記駆動期間とは逆位相で駆動させる逆位相駆動期間が設定されたドライブ信号を生成するドライブ信号生成回路を用い、
前記駆動期間では、前記直流電力から前記交流電力を生成するように前記第１スイッチ群と前記第２スイッチ群を交互にオンにし、
前記逆位相駆動期間では、前記交流電力とは逆位相の交流電力を生成するように前記第１スイッチ群と前記第２スイッチ群を交互にオンにすることを特徴とする非接触電力送電方法。