JP6702105B2 - スイッチング回路装置 - Google Patents

Description

本発明は、スイッチ機能とダイオード機能とを有する主回路部と、スイッチ機能のＯＮ状態又はＯＦＦ状態の切り替え制御をする制御部と、を備えるスイッチング回路装置に関する。

従来、半導体スイッチング素子のＯＮ状態／ＯＦＦ状態時に適用される駆動制御装置が知られている。この半導体スイッチング素子には、ダイオードを並列に接続したＩＧＢＴが代表的に適用される。ダイオード電圧は、低電流領域では、比較的早く立ち上がるとともに、ピーク値も高くなる。その一方で、ダイオード電圧は、高電流領域では、比較的遅く立ち上がるとともに、ピーク値も低くなる特性を有する。半導体スイッチング素子のターンオン指令時には、電流指令値に基づいて通電電流が推定される。通電電流に基づき、低電流領域での動作と判定されるときには、低速スイッチングによりターンオンが実行される。一方、高電流領域での動作と判定されるときには、高速スイッチングによりターンオンが実行される。低電流領域では、ターンオン開始から所定時間が経過して、サージ電圧のピークが過ぎたと推定されると、低速スイッチングから高速スイッチングへ切り換えられる。この切換タイミングも、通電電流に応じて設定される（例えば、特許文献１参照）。

特開2009−27881号公報

従来の駆動制御装置では、上アーム素子及び下アーム素子を構成する半導体スイッチング素子にＩＧＢＴが適用される。この半導体スイッチング素子では、例えば、上アーム素子のターンオフに伴い、フライホイールダイオードによって、負荷への供給電流（モータ電流）が還流される。つまり、半導体スイッチング素子と別に設けたフライホイールダイオードを介して、供給電流が流れる。

一方、上アーム素子及び下アーム素子に、ＳｉＣ等のワイドバンドギャップ半導体を用いたＭＯＳＦＥＴ等のスイッチング素子を使用できるようになった。ＭＯＳＦＥＴでは、ソース―ドレイン間にボディダイオードが形成される。従って、インバータ等で使われるＭＯＳＦＥＴの場合、ボディダイオードを介して供給電流（モータ電流）を逆方向に流すモードが存在する（逆方向時）。しかし、ボディダイオードを活用すると、ボディダイオードを介して電流が流れる逆方向時の損失を低減できない、という問題がある。

本発明の目的は、上記問題に着目してなされたもので、ダイオード機能を介して電流が流れる逆方向時の損失を低減できるスイッチング回路装置を提供することを目的とする。

上記目的を達成するため、本発明は、主回路部と、制御部と、を備える。主回路部は、スイッチ機能と、ダイオード機能と、を有する。スイッチ機能は、主電流経路の順方向と逆方向の両方向に電流を流すことが可能である。ダイオード機能は、スイッチ機能と並列かつ逆方向に電流を流すことが可能である。制御部は、スイッチ機能のＯＮ状態又はＯＦＦ状態の切り替え制御をする制御信号を、制御電圧又は制御電流に変換してスイッチ機能へ入力する。ＯＮ状態にあるスイッチ機能をＯＦＦ状態にする制御信号が制御部からスイッチ機能に対して入力されたときに、スイッチ機能がＯＮ状態からＯＦＦ状態に切り替わる期間については、主電流経路において順方向に電流が流れるときの期間より、主電流経路において逆方向に電流が流れるときの期間の方が短く設定される。

この結果、ダイオード機能を介して電流が流れる逆方向時の損失を低減できるスイッチング回路装置を提供することができる。

実施例１におけるスイッチング回路装置を含むモータ駆動ユニットの概要図である。 実施例１におけるスイッチング回路装置の回路構成を示す回路図である。 実施例１におけるスイッチング回路装置にて実行される還流動作基本構成を示す説明図である。 実施例１におけるスイッチング回路装置における順方向時及び逆方向時のスイッチング制御を示すタイムチャートである。 実施例２におけるスイッチング回路装置の回路構成を示す回路図である。 実施例３におけるスイッチング回路装置の回路構成を示す回路図である。 実施例４におけるスイッチング回路装置の回路構成を示す回路図である。 実施例４におけるスイッチング回路装置における順方向時及び逆方向時のスイッチング制御を示すタイムチャートである。 実施例５におけるスイッチング回路装置の回路構成を示す回路図である。 実施例６におけるスイッチング回路装置の回路構成を示す回路図である。

以下、本発明のスイッチング回路装置を実現する最良の形態を、図面に示す実施例１〜実施例６に基づいて説明する。また、実施例１〜実施例６を説明するにあたって、用語を下記のとおりに定義付けする。
「ＩＧＢＴ（Insulated Gate Bipolar Transistor）」とは、半導体素子の一つであり、ＭＯＳＦＥＴをゲートに組み込んだバイポーラトランジスタである。「フライホイールダイオード」とは、半導体スイッチング素子で発生した起電力を一定の方向へ流したり、サージ電圧を吸収したりして、半導体スイッチング素子が破損しないように保護する機能を持つ素子のことをいう。「低電流領域」とは、通電電流が比較的低い領域のことをいう。「高電流領域」とは、通電電流が比較的高い領域のことをいう。「通電電流」とは、半導体スイッチング素子がＯＮ状態の時に流れる電流のことをいう。「ターンオン指令」とは、半導体スイッチング素子のＯＮ期間を指示する指令のことをいう。「ターンオフ指令」とは、半導体スイッチング素子のＯＦＦ期間を指示する指令のことをいう。「サージ電圧」とは、半導体スイッチング素子に瞬間的に定常状態を超えて発生する電圧のことをいい、例えば、半導体スイッチング素子の定格電圧に対応して決定される。

まず、構成を説明する。
実施例１におけるスイッチング回路装置は、走行用駆動源などとして車両に搭載されるモータジェネレータのインバータに用いられるスイッチング回路装置に適用したものである。以下、実施例１におけるスイッチング回路装置の構成を、「モータ駆動ユニットの全体構成」と、「スイッチング回路装置の回路構成」と、「還流動作基本構成」に分けて説明する。

［モータ駆動ユニットの全体構成］
図１は実施例１におけるスイッチング回路装置を含むモータ駆動ユニットの全体構成を示す。以下、図１に基づいて、モータ駆動ユニットの全体構成を説明する。

モータ駆動ユニット１００は、直流電源Ｖｉｎと、平滑コンデンサＣと、インバータＩＶと、モータＭと、を備える。

直流電源Ｖｉｎは、モータＭの駆動用の高電圧バッテリである。直流電源Ｖｉｎは、電源線ＰＬ及びアース線ＥＬの間に直流電圧を出力する。

平滑コンデンサＣは、電源線ＰＬ及びアース線ＥＬに接続される。平滑コンデンサＣは、電圧変動を平滑にする。平滑コンデンサＣは、電圧が高いときに蓄電し、電圧が低いときに放電して電圧の変動を抑える。

インバータＩＶは、モータＭを駆動制御し、モータＭの回転数を調節する。インバータＩＶは、ＰＷＭ制御により、直流電流を交流電流に変換して、モータＭへ供給する。インバータＩＶは、Ｕ相回路ＵＣと、Ｖ相回路ＶＣと、Ｗ相回路ＷＣと、を備える。Ｕ相回路ＵＣ、Ｖ相回路ＶＣ及びＷ相回路ＷＣの夫々は、電源線ＰＬ及びアース線ＥＬの間に直列接続された上下二段のＭＯＳＦＥＴ２０を備える。インバータＩＶは、ＭＯＳＦＥＴ２０のＯＮ状態又はＯＦＦ状態のタイミングを任意の周期で制御して、パルス幅の変調された矩形波電圧を生成する。インバータＩＶは、矩形波電圧を平滑化した交流電流をモータＭへ供給する。
ここで、「ＰＷＭ（Pulse Width Modulation）」とは、パルス幅変調を意味する。「ＰＷＭ制御」とは、パルス幅を変調させることで所望の出力電圧（出力電流）を得る制御のことをいう。

モータＭは、インバータＩＶから供給される交流電流を受けて駆動する。モータＭは、Ｕ相、Ｖ相及びＷ相の三つのコイル（不図示）の一端が中性点（不図示）に共通接続される。三つのコイルの他端は、Ｕ相回路、Ｖ相回路及びＷ相回路に接続される。

［スイッチング回路装置の回路構成］
図２は、実施例１におけるスイッチング回路装置の回路構成を示す。以下、図２に基づいて、回路構成を説明する。

スイッチング回路装置１Ａは、主回路部２と、駆動回路３と、を備える。

主回路部２は、ＭＯＳＦＥＴ２０（スイッチ機能）と、フライホイールダイオード２１（ダイオード機能）と、を備える。ＭＯＳＦＥＴ２０は、ターンオン指令又はターンオフ指令を受けて、ターンオン又はターンオフする。そして、ＭＯＳＦＥＴ２０は、任意の周期でＯＮ動作とＯＦＦ動作を繰り返す。ＭＯＳＦＥＴ２０は、ボディダイオード２０Ａ（ダイオード機能）を備える。このボディダイオード２０Ａは、ソースＳ→ドレインＤに向かう方向が順方向となる。主回路部２のＯＮ期間は、少なくとも主電流経路の順方向に電流が流れるときのＯＮ期間より、逆方向に電流が流れるときのＯＮ期間の方が長く設定される。ＭＯＳＦＥＴ２０は、主電流経路の順方向と逆方向の両方向に電流を流すことが可能である。ＭＯＳＦＥＴ２０のゲートＧは、第１可変抵抗装置３３Ａ及び第２可変抵抗装置３３Ｂに接続される。ＭＯＳＦＥＴ２０のドレインＤは、接続点Ｐ１に接続される。この接続点Ｐ１は、直流電源Ｖｉｎの正電圧（＋）側と、フライホイールダイオード２１のカソードＫと、電圧センサー３５とを接続する接続点である。ＭＯＳＦＥＴ２０のソースＳは、接続点Ｐ２に接続される。この接続点Ｐ２は、フライホイールダイオード２１のアノードＡと、電圧センサー３５と、接続点Ｐ３とを接続する接続点である。この接続点Ｐ３は、信号発生器３１と、第１駆動用電圧可変電源３２Ａ及び第２駆動用電圧可変電源３２Ｂとを接続する接続点である。フライホイールダイオード２１は、ＭＯＳＦＥＴ２０と並列に接続される。即ち、フライホイールダイオード２１は、接続点Ｐ１及び接続点Ｐ２に接続される。フライホイールダイオード２１は、主電流経路の逆方向に電流を流すことが可能である。即ち、フライホイールダイオード２１は、ボディダイオード２０Ａの機能を補完する。
ここで、「ＭＯＳＦＥＴ（Metal Oxide Semiconductor Field Effect Transistor）」とは、双方向駆動素子であり、ドレインＤ→ソースＳに向かう方向、ソースＳ→ドレインＤに向かう方向の両方向へ電流を流すことができる素子のことをいう。「ターンオン」とは、ＭＯＳＦＥＴ２０がＯＦＦ状態からＯＮ状態に切り替わる動作のことをいう。「ターンオフ」とは、ＭＯＳＦＥＴ２０がＯＮ状態からＯＦＦ状態に切り替わる動作のことをいう。「ＯＮ期間」とは、ＭＯＳＦＥＴがＯＮ状態となる期間をいう。「順方向」とは、ドレインＤ→ソースＳに向かう方向のことをいう。「逆方向」とは、ソースＳ→ドレインＤに向かう方向のことをいう。「主電流経路」とは、ＭＯＳＦＥＴ２０のドレインＤ−ソースＳ間の電流経路のことをいう。「ボディダイオード」とは、ＭＯＳＦＥＴに寄生的に形成されるダイオードのことをいう。

ＭＯＳＦＥＴ２０がターンオンする期間については、少なくとも主電流経路において順方向に電流が流れるときの期間より、主電流経路において逆方向に電流が流れるときの期間の方が短く設定される。ＭＯＳＦＥＴ２０がターンオンするためのゲート電圧の時間当たりの変化量については、少なくとも順方向に電流が流れるときの変化量より、逆方向に電流が流れるときの変化量の方が大きく設定される。ＭＯＳＦＥＴ２０がターンオンするためのゲート電流の時間当たりの変化量については、少なくとも順方向に電流が流れるときの変化量より、逆方向に電流が流れるときの変化量の方が大きく設定される。ＭＯＳＦＥＴ２０のターンオンについては、ＭＯＳＦＥＴ２０が動作する期間、ゲート電圧の時間当たりの変化量及びゲート電流の時間当たりの変化量が、ゲート電圧及びゲート電流の両方で調整される。ＭＯＳＦＥＴ２０のターンオンについては、ゲート電流が通る電流経路の抵抗値が、少なくとも順方向に電流が流れるときの抵抗値より、逆方向に電流が流れるときの抵抗値の方が低く設定される。
ここで、「ゲート電圧」とは、ＭＯＳＦＥＴ２０のゲートＧに印加される電圧のことをいう。「ゲート電流」とは、ＭＯＳＦＥＴ２０のゲートＧに注入されたり、ゲートＧから放電されたりする電流のことをいう。

ＭＯＳＦＥＴ２０がターンオフする期間については、少なくとも主電流経路において順方向に電流が流れるときの期間より、主電流経路において逆方向に電流が流れるときの期間の方が短く設定される。ＭＯＳＦＥＴ２０がターンオフするためのゲート電圧の時間当たりの変化量については、少なくとも順方向に電流が流れるときの変化量より、逆方向に電流が流れるときの変化量の方が大きく設定される。ＭＯＳＦＥＴ２０がターンオフするためのゲート電流の時間当たりの変化量については、少なくとも順方向に電流が流れるときの変化量より、逆方向に電流が流れるときの変化量の方が大きく設定される。ＭＯＳＦＥＴ２０のターンオフについては、ＭＯＳＦＥＴ２０が動作する期間、ゲート電圧の時間当たりの変化量及びゲート電流の時間当たりの変化量が、ゲート電圧及びゲート電流の両方で調整される。ＭＯＳＦＥＴ２０のターンオフについては、ゲート電流が通る電流経路の抵抗値が、少なくとも順方向に電流が流れるときの抵抗値より、逆方向に電流が流れるときの抵抗値の方が低く設定される。

駆動回路３は、主回路部２を駆動する。駆動回路３は、プッシュプル回路３０と、信号発生器３１と、第１駆動用電圧可変電源３２Ａと、第２駆動用電圧可変電源３２Ｂと、第１可変抵抗装置３３Ａと、第２可変抵抗装置３３Ｂと、第１ダイオード３４Ａと、第２ダイオード３４Ｂと、電圧センサー３５と、位置検出素子３６と、制御装置３７（制御部）と、を備える。

プッシュプル回路３０は、ＮＰＮ型トランジスタ３０Ａと、ＰＮＰ型トランジスタ３０Ｂと、を備える。ＮＰＮ型トランジスタ３０ＡのベースＢは、信号入力部Ｖｓｉｇを介して信号発生器３１に接続される。ＮＰＮ型トランジスタ３０ＡのコレクタＣは、第１駆動用電圧可変電源３２Ａに接続される。ＮＰＮ型トランジスタ３０ＡのエミッタＥは、第１ダイオード３４ＡのアノードＡと、第２ダイオード３４ＢのカソードＫと、ＰＮＰ型トランジスタ３０ＢのエミッタＥに接続される。ＰＮＰ型トランジスタ３０ＢのベースＢは、信号入力部Ｖｓｉｇを介して信号発生器３１に接続される。ＰＮＰ型トランジスタ３０ＢのコレクタＣは、第２駆動用電圧可変電源３２Ｂに接続される。ＰＮＰ型トランジスタ３０ＢのエミッタＥは、第２ダイオード３４ＢのカソードＫと、第１ダイオード３４ＡのアノードＡと、ＮＰＮ型トランジスタ３０ＡのエミッタＥに接続される。信号入力部Ｖｓｉｇは、ＮＰＮ型トランジスタ３０Ａ及びＰＮＰ型トランジスタ３０ＢのベースＢ同士を接続した信号入力部である。信号入力部Ｖｓｉｇは、ＮＰＮ型トランジスタ３０Ａ及びＰＮＰ型トランジスタ３０Ｂに共通の信号入力部となる。信号入力部Ｖｓｉｇには、信号発生器３１からゲート信号（制御信号）が入力される。
ここで、「プッシュプル（Push Pull）回路」とは、二つの増幅素子を正負対称に接続して、それぞれ一方の極性の信号を増幅する回路のことをいう。「ＮＰＮ型トランジスタ」とは、Ｎ型とＰ型の半導体がＮ−Ｐ−Ｎの接合構造を持つ３端子のバイポーラトランジスタ（Bipolar Transistor）のことをいう。「ＰＮＰ型トランジスタ」とは、Ｎ型とＰ型の半導体がＰ−Ｎ−Ｐの接合構造を持つ３端子のバイポーラトランジスタのことをいう。「ゲート信号」とは、ＭＯＳＦＥＴ２０をターンオフ又はターンオンするための信号のことをいう。

信号発生器３１（例えば、ＦＰＧＡ等）は、信号入力部Ｖｓｉｇを介してＮＰＮ型トランジスタ３０Ａ及びＰＮＰ型トランジスタ３０Ｂの各ベースＢに接続される。信号発生器３１は、制御装置３７からの出力に基づいて、ゲート信号を信号入力部Ｖｓｉｇに出力する。
ここで、「ＦＰＧＡ（Field Programmable Gate Array）」とは、プログラミングできるＬＳＩ（Large Scale Integration）のことをいう。

第１駆動用電圧可変電源３２Ａ及び第２駆動用電圧可変電源３２Ｂは、制御装置３７により制御される。第１駆動用電圧可変電源３２Ａ及び第２駆動用電圧可変電源３２Ｂは、プッシュプル回路３０に駆動用電圧を供給する。この駆動用電圧は、第１可変抵抗装置３３Ａ及び第２可変抵抗装置３３Ｂの各抵抗値に応じて、所定の可変幅で可変する。第１駆動用電圧可変電源３２Ａは、ＮＰＮ型トランジスタ３０ＡのコレクタＣに正電圧を印加する。第２駆動用電圧可変電源３２Ｂは、ＰＮＰ型トランジスタ３０ＢのコレクタＣに負電圧を印加する。

第１可変抵抗装置３３Ａ及び第２可変抵抗装置３３Ｂは、制御装置３７により制御される。第１可変抵抗装置３３Ａは、ゲートＧに電荷を蓄積する際にゲートＧに注入される電流量を調整する。即ち、第１可変抵抗装置３３Ａは、ＭＯＳＦＥＴ２０をターンオンするときに、第１駆動用電圧可変電源３２ＡからゲートＧに至る電流供給路となる。第２可変抵抗装置３３Ｂは、ゲートＧから電荷を抜く際にゲートＧから放電される電流量を調整する。即ち、第２可変抵抗装置３３Ｂは、ＭＯＳＦＥＴ２０をターンオフするときに、ゲートＧから第２駆動用電圧可変電源３２Ｂに至る電流供給路となる。

第１ダイオード３４Ａは、第１可変抵抗装置３３Ａと連係して、ゲートＧに注入される電流量を調整する。第１ダイオード３４Ａは、第１可変抵抗装置３３Ａと同様に、ＭＯＳＦＥＴ２０をターンオンするときに、第１駆動用電圧可変電源３２ＡからゲートＧに至る電流供給路となる。第２ダイオード３４Ｂは、第２可変抵抗装置３３Ｂと連係して、ゲートＧから放電される電流量を調整する。第２ダイオード３４Ｂは、第２可変抵抗装置３３Ｂと同様に、ＭＯＳＦＥＴ２０をターンオフするときに、ゲートＧから第２駆動用電圧可変電源３２Ｂに至る電流供給路となる。

電圧センサー３５は、主電流経路の電流の方向をセンシングする。電圧センサー３５は、抵抗タイプの電圧センサーである。電圧センサー３５には、主電流経路に直列接続されたシャント抵抗（不図示）が搭載される。電圧センサー３５は、シャント抵抗の両端に発生する電位差によって、ＭＯＳＦＥＴ２０のドレインＤ−ソースＳ間の電流方向をセンシングする。即ち、ダイオード特性のＶｆ、又は、ＭＯＳＦＥＴ２０のＯＮ抵抗の影響により、順方向時は、ソースＳの電位よりドレインＤの電位が高い。逆方向時は、ソースＳの電位よりドレインＤの電位が低い。電圧センサー３５は、ドレインＤ−ソースＳ間の電位差に基づいて、電流の方向を判断することが可能となる。
ここで、「Ｖｆ（順方向電圧）」とは、アノードＡからカソードＫの方へ電流が流れ始める時の電圧のことをいう。「ＯＮ抵抗」とは、ＭＯＳＦＥＴがＯＮ状態となり、電流が流れ始めるときに、ＭＯＳＦＥＴの内部に発生する抵抗成分のことをいう。「順方向時」とは、ドレインＤ→ソースＳに向かう方向に電流が流れる期間のことをいう。「逆方向時」とは、ソースＳ→ドレインＤに向かう方向に電流が流れる期間のことをいう。

位置検出素子３６は、モータＭ（不図示）の回転位置を検出する。位置検出素子３６は、ダイオード３６Ａと、ホールＩＣ３６Ｂと、を備える。ダイオード３６Ａは、ホールＩＣ３６Ｂと、制御装置３７に接続される。ホールＩＣ３６Ａは、ホール効果を利用して、モータＭのロータ（不図示）の位置を検出する。ホールＩＣ３６Ａは、ダイオード３６Ａを介して、ロータの位置検出信号を制御装置３７に出力する。
ここで、「ホール効果」とは、半導体に電流を流し、それと直角に磁界を印加すると、電流と磁界に直角に電位差を生じる現象のことをいう。

制御装置３７は、電圧センサー３５のセンシング結果に基づき、主電流経路の電流の方向を判断する。その判断結果に基づき、制御装置３７は、第１可変抵抗装置３３Ａ及び第２可変抵抗装置３３Ｂの各抵抗値を増減させたり、第１駆動用電圧可変電源３２Ａ及び第２駆動用電圧可変電源３２Ｂを可変させたりする。制御装置３７は、ゲート電圧Ｖｇ（制御電圧）又はゲート電流Ｉｇ（制御電流）を調整する。制御装置３７は、ホールＩＣ３６Ａから入力されるロータの位置検出信号に基づき、ゲート信号のデューティ幅を調整する。
ここで、「デューティ幅」とは、スイッチング素子のＯＮ状態／ＯＦＦ状態の周期に占めるＯＮ期間の割合である。

［還流動作基本構成]
図３は、実施例１におけるスイッチング回路装置にて実行される還流動作基本構成を示す。図３には、インバータＩＶ（不図示）の一相分を示す。図３では、下段ＭＯＳＦＥＴ２０のＯＮ期間に流れる電流Ｉ１を一点鎖線で示す。上段ＭＯＳＦＥＴ２０及び下段ＭＯＳＦＥＴ２０のＯＦＦ期間に流れる電流Ｉ２を二点鎖線で示す。上段ＭＯＳＦＴ２０のＯＮ期間に流れる電流Ｉ２，Ｉ３，Ｉ４を破線で示す。なお、図３中の駆動回路３は、ＭＯＳＦＥＴ２０の駆動回路を示す。以下、図３に基づいて、還流動作基本構成を説明する。上段ＭＯＳＦＥＴ２０には、コイルＬが並列に接続される。還流動作は、上段ＭＯＳＦＥＴ２０及び下段ＭＯＳＦＥＴ２０が共にＯＦＦ状態にある期間に開始される。この期間をデットタイムという。
ここで、「デットタイム（Dead Time）」とは、ＭＯＳＦＥＴがスイッチングする間、上段ＭＯＳＦＥＴ及び下段ＭＯＳＦＥＴのＯＮ区間が互いに重ならないように設定される期間のことをいう。

デットタイムが経過した後、下段ＭＯＳＦＥＴ２０のＯＮ期間では、下段ＭＯＳＦＥＴ２０がＯＮ状態となる。このＯＮ状態の間、電流Ｉ１は、直流電源Ｖｉｎの正電圧（＋）側→コイルＬ→下段ＭＯＳＦＥＴ２０のドレインＤ→下段ＭＯＳＦＥＴ２０のソースＳ→直流電源Ｖｉｎの負電圧（−）側の順に流れる。そして、コイルＬにエネルギーが蓄積される。
即ち、下段ＭＯＳＦＥＴ２０のＯＮ期間では、下段ＭＯＳＦＥＴ２０において、順方向（ドレインＤ→ソースＳ）に電流Ｉ１が流れることによる順方向動作が行われる。

そして、下段ＭＯＳＦＥＴ２０のＯＮ期間でのコイルＬへのエネルギーの蓄積に続き、下段ＭＯＳＦＥＴ２０をＯＦＦ状態とした後に、デッドタイムが設定される。このデッドタイムの間、電流Ｉ２は、コイルＬ→上段ボディダイオード２０Ａ→コイルＬの順に流れる。
即ち、上段ＭＯＳＦＥＴ２０及び下段ＭＯＳＦＥＴ２０のＯＦＦ期間では、上段ＭＯＳＦＥＴ２０において、逆方向（ソースＳ→ドレインＤ）に電流Ｉ２が流れることによる還流動作が行われる。

上段ＭＯＳＦＴ２０のＯＮ期間では、上段ＭＯＳＦＥＴ２０及び下段ＭＯＳＦＥＴ２０のＯＦＦ期間にて設定されたデッドタイムの経過に続き、上段ＭＯＳＦＥＴ２０がＯＮ状態となる。このＯＮ状態の間、電流Ｉ２は、上段ＭＯＳＦＥＴ２０のソースＳにおいて、ソースＳ→ドレインＤに流れる電流Ｉ３と、上段ボディダイオード２０Ａに流れる電流Ｉ４と、に分かれる。そして、上段ＭＯＳＦＥＴ２０のドレインＤにおいて、電流Ｉ３及び電流Ｉ４は再び合流する。

次に、作用を説明する。
実施例１のスイッチング回路装置における作用を、「還流動作基本作用」と、「順方向時及び逆方向時におけるスイッチング制御作用」と、「スイッチング回路装置１Ａにおける特徴作用」に分けて説明する。

［還流動作基本作用]
以下、図３に基づき、還流動作基本作用を説明する。

上段ＭＯＳＦＥＴ２０及び下段ＭＯＳＦＥＴ２０が共にＯＦＦ状態にあると、下段ＭＯＳＦＥＴ２０のＯＮ期間→上段ＭＯＳＦＥＴ２０及び下段ＭＯＳＦＥＴ２０のＯＦＦ期間→上段ＭＯＳＦＴ２０のＯＮ期間と進む。上段ＭＯＳＦＥＴ２０及び下段ＭＯＳＦＥＴ２０のＯＦＦ期間では、下段ＭＯＳＦＥＴ２０をＯＦＦ状態とした後に、デッドタイムが設定される。このデッドタイムの間、上段ＭＯＳＦＥＴ２０において、逆方向（ソースＳ→ドレインＤ）に電流Ｉ２が流れることによる還流動作が行われる。このデッドタイムの間、上段ＭＯＳＦＥＴ２０はＯＦＦ状態にあるので、上段ボディダイオード２０Ａを介して電流Ｉ２が還流する（還流電流）。この還流電流Ｉ２により、上段ボディダイオード２０Ａには、電流Ｉ２分の損失（＝Ｖｆ×電流Ｉ２）が発生する。そして、上段ＭＯＳＦＴ２０のＯＮ期間では、上段ＭＯＳＦＥＴ２０がＯＮ状態となる。このＯＮ状態の間、電流Ｉ２は、逆方向（ソースＳ→ドレインＤ）に流れる電流Ｉ３と、上段ボディダイオード２０Ａに流れる電流Ｉ４と、に分かれる。即ち、還流電流Ｉ２の一部（電流Ｉ３）は上段ＭＯＳＦＥＴ２０に向かって流れる。このため、上段ボディダイオード２０Ａに流れ込む電流は、電流Ｉ２より小さい電流Ｉ４となる（Ｉ２＜Ｉ４）。つまり、上段ボディダイオード２０Ａには、電流Ｉ４分の損失（＝Ｖｆ×電流Ｉ４）が発生する。この損失は、電流Ｉ２分の損失（＝Ｖｆ×電流Ｉ２）よりも小さい。これにより、上段ＭＯＳＦＴ２０のＯＮ期間では、上段ボディダイオード２０Ａにおける損失を、損失（＝Ｖｆ×電流Ｉ２）から、これより小さい損失（＝Ｖｆ×電流Ｉ４）に低下できる。

［順方向時及び逆方向時におけるスイッチング制御作用]
図４は、実施例１におけるスイッチング回路装置における順方向時及び逆方向時のスイッチング制御を示す。以下、図２及び図４に基づき、順方向時及び逆方向時におけるスイッチング制御作用を説明する。
ここで、図４中の電圧Ｖｓｉｇ１，Ｖｓｉｇ２は、信号入力部Ｖｓｉｇにおける電圧である。ゲート電圧Ｖｇ１は、ＭＯＳＦＥＴ２０がＯＦＦ状態にあるときのゲート電圧である。ゲート電圧Ｖｇ２は、ＭＯＳＦＥＴ２０がＯＮ状態にあるときのゲート電圧である。ＭＯＳＦＥＴ２０の閾値電圧特性に合わせ、ゲート電圧Ｖｇ１はＭＯＳＦＥＴ２０の閾値電圧より低い値に調整される。ゲート電圧Ｖｇ２は閾値電圧より高い値に調整される。閾値電圧とは、この電圧を超えたらＭＯＳＦＥＴ２０がターンオンするという電圧をいう。ゲート電流Ｉｇは、ゲートＧに注入されたり、ゲートＧから放電されたりする電流である。

時刻ｔ０のとき、制御装置３７は、図２に示すように、電圧センサー３５のセンシング結果に基づき、主電流経路の電流の方向を判断する。主電流経路の順方向時のスイッチング速度は、通常ではＯＦＦ時において主回路部２のサージ抑制のためスイッチング速度の高速化には制限がある。一方、逆方向時は、スイッチング速度によるサージの影響がないため、スイッチング速度の高速化が可能である。
ここで、「サージ抑制」とは、上アーム素子又は下アーム素子がターンオフするときに発生するサージ電圧を抑制することをいう。

順方向時と判断した場合、制御装置３７は、図２に示すように、誤ターンオン抑制及びサージ抑制のために、スイッチング速度を制限する。即ち、制御装置３７は、図２に示すように、第１可変抵抗装置３３Ａ及び第２可変抵抗装置３３Ｂの各抵抗値を順方向時と比べて全体的に高くする。時刻ｔ１のとき、信号発生器３１から信号入力部Ｖｓｉｇに、図２及び図４に示すように、ＭＯＳＦＥＴ２０をターンオンするための電圧値Ｖｓｉｇ２が入力される（図４中のＴ−ｏｎ）。これに同期して、制御装置３７は、図２に示すように、第１駆動用電圧可変電源３２Ａ及び第１可変抵抗装置３３Ａを制御して、ＯＦＦ状態にあるＭＯＳＦＥＴ２０のゲートＧへの電流の注入を開始する。時刻ｔ１からの注入の開始により、ゲート電圧Ｖｇは、図４に示すように、時刻ｔ１〜時刻ｔ５の間、ゲート電圧Ｖｇ１からゲート電圧Ｖｇ２まで上昇する。ゲート電圧Ｖｇが上昇すると、ターンオンのスイッチングが遅くなる。このため、ＭＯＳＦＥＴ２０における誤ターンオン抑制の面で有利である。ゲート電流Ｉｇは、図４に示すように、時刻ｔ１〜時刻ｔ４の間、ゲート電流Ｉｇ３からゲート電流Ｉｇ４まで上昇する。ゲート電流Ｉｇは、図４に示すように、時刻ｔ４〜時刻ｔ５の間、ゲート電流Ｉｇ４からゲート電流Ｉｇ３まで降下する。そして、ＭＯＳＦＥＴ２０は、図４に示すように、時刻ｔ５〜時刻ｔ６の間、ＯＮ状態となる（図４中のＯＮ期間）。
ここで、「誤ターンオン抑制」とは、下アーム素子がターンオンしたときに、上アーム素子が誤ってターンオンすることを抑制したり、上アーム素子がターンオンしたときに、下アーム素子が誤ってターンオンすることを抑制したりすることをいう。

そして、時刻ｔ６のとき、図２及び図４に示すように、信号発生器３１から信号入力部Ｖｓｉｇに、ＭＯＳＦＥＴ２０をターンオフするための電圧値Ｖｓｉｇ１が入力される（図４中のＴ−ｏｆｆ）。これに同期して、制御装置３７は、図２に示すように、第２駆動用電圧可変電源３２Ｂ及び第２可変抵抗装置３３Ｂを制御して、ＭＯＳＦＥＴ２０のゲートＧからの放電を開始する。時刻ｔ６からの放電の開始により、ゲート電圧Ｖｇは、図４に示すように、時刻ｔ６〜時刻ｔ１０の間、ゲート電圧Ｖｇ２からゲート電圧Ｖｇ１まで降下する。ゲート電圧Ｖｇが降下すると、ターンオフのスイッチングが遅くなる。このため、ＭＯＳＦＥＴ２０におけるサージ抑制の面で有利である。ゲートＧにおけるゲート電流Ｉｇは、図４に示すように、時刻ｔ６〜時刻ｔ７の間、ゲート電流Ｉｇ３からゲート電流Ｉｇ２まで降下する。ゲート電流Ｉｇは、図４に示すように、時刻ｔ７〜時刻ｔ１０の間、ゲート電流Ｉｇ２からゲート電流Ｉｇ３まで上昇する。そして、ＭＯＳＦＥＴ２０は、図４に示すように、時刻ｔ１０のとき、ＯＦＦ状態となる。

一方、逆方向時と判断した場合、制御装置３７は、図２に示すように、スイッチング速度を順方向時と比べて高速化する。即ち、制御装置３７は、図２に示すように、第１可変抵抗装置３３Ａ及び第２可変抵抗装置３３Ｂの各抵抗値を順方向時と比べて全体的に低くする。時刻ｔ１のとき、信号発生器３１から信号入力部Ｖｓｉｇに、図２に示すように、ＭＯＳＦＥＴ２０をターンオンするための電圧値Ｖｓｉｇ２が入力される（Ｔ−ｏｎ）。これに同期して、制御装置３７は、図２に示すように、第１駆動用電圧可変電源３２Ａ及び第１可変抵抗装置３３Ａを制御して、ＯＦＦ状態にあるＭＯＳＦＥＴ２０のゲートＧへの電流の注入を開始する。時刻ｔ１からの注入の開始により、ゲート電圧Ｖｇは、図４に示すように、時刻ｔ１〜時刻ｔ３の間、ゲート電圧Ｖｇ１からゲート電圧Ｖｇ２まで上昇する。ゲート電圧Ｖｇが上昇すると、ターンオンのスイッチングが速くなる。このため、ＭＯＳＦＥＴ２０におけるスイッチング損失を減らせる点で有利である。ゲートＧにおけるゲート電流Ｉｇは、図４に示すように、時刻ｔ１〜時刻ｔ２の間、ゲート電流Ｉｇ２からゲート電流Ｉｇ３まで上昇する。ゲート電流Ｉｇは、図４に示すように、時刻ｔ２〜時刻ｔ３の間、ゲート電流Ｉｇ３からゲート電流Ｉｇ２まで降下する。そして、ＭＯＳＦＥＴ２０は、図４に示すように、時刻ｔ３〜時刻ｔ８の間、ＯＮ状態となる（図４中のＯＮ期間）。

そして、時刻ｔ８のとき、図２及び図４に示すように、信号発生器３１から信号入力部Ｖｓｉｇに、ＭＯＳＦＥＴ２０をターンオフするための電圧値Ｖｓｉｇ１が入力される（Ｔ−ｏｆｆ）。これに同期して、制御装置３７は、図２に示すように、第２駆動用電圧可変電源３２Ｂ及び第２可変抵抗装置３３Ｂを制御して、ＭＯＳＦＥＴ２０のゲートＧからの放電を開始する。時刻ｔ８からの放電の開始により、ゲート電圧Ｖｇは、図４に示すように、時刻ｔ８〜時刻ｔ１０の間、ゲート電圧Ｖｇ２からゲート電圧Ｖｇ１まで降下する。ゲート電圧Ｖｇが降下すると、ターンオフのスイッチングが速くなる。ＭＯＳＦＥＴ２０におけるスイッチング損失を減らせる点で有利である。ゲート電流Ｉｇは、図４に示すように、時刻ｔ８〜時刻ｔ９の間、ゲート電流Ｉｇ２からゲート電流Ｉｇ１まで降下する。ゲート電流Ｉｇは、図４に示すように、時刻ｔ９〜時刻ｔ１０の間、ゲート電流Ｉｇ１からゲート電流Ｉｇ２まで上昇する。そして、ＭＯＳＦＥＴ２０は、図４に示すように、時刻ｔ１０のとき、ＯＦＦ状態となる。

［スイッチング回路装置１Ａにおける特徴作用]
実施例１では、ＭＯＳＦＥＴ２０がターンオフする期間については、少なくとも主電流経路において順方向に電流が流れるときの期間より、主電流経路において逆方向に電流が流れるときの期間の方が短く設定される。
即ち、ＭＯＳＦＥＴ２０のＯＮ条件であるゲート電圧Ｖｇ２からＯＦＦ条件であるゲート電圧Ｖｇ１に変更する期間は、順方向時において時刻ｔ６〜時刻ｔ１０までの期間を要するのに対し、逆方向時においては時刻ｔ８〜時刻ｔ１０までの期間に短縮される。このため、時刻ｔ１〜時刻ｔ１０までの期間が順方向時と逆方向時で同一となる条件下で、ＮＰＮ型トランジスタ３０Ａ及びＰＮＰ型トランジスタ３０ＢのＯＮ期間を順方向時と比べて逆方向時に長くできる。これにより、逆方向時の主電流経路のＭＯＳＦＥＴ２０のＯＮ期間を順方向時と比べて長くできる。つまり、逆方向時にボディダイオード２０Ａに低損失な電流が流れる時間を長くできる。
その結果、ボディダイオード２０Ａを介して電流が流れる逆方向時の損失を低減できる。

実施例１では、ＭＯＳＦＥＴ２０がターンオンする期間については、少なくとも主電流経路において順方向に電流が流れるときの期間より、主電流経路において逆方向に電流が流れるときの期間の方が短く設定される。
即ち、ゲート電圧Ｖｇ１からゲート電圧Ｖｇ２に変更される期間は、順方向時において時刻ｔ１〜時刻ｔ５までの期間を要するのに対し、逆方向時においては時刻ｔ１〜時刻ｔ３までの期間に短縮される。このため、ＭＯＳＦＥＴ２０でのターンオンのスイッチングが順方向時と比べて逆方向時に速くなる。これにより、主電流経路のＭＯＳＦＥＴ２０のＯＮ期間を順方向時と比べて逆方向時に長くできる。つまり、逆方向時にボディダイオード２０Ａに低損失な電流が流れる時間を長くできる。
従って、ボディダイオード２０Ａを介して電流が流れる逆方向時の損失をより低減できる。

実施例１では、ＭＯＳＦＥＴ２０がターンオンするためのゲート電圧Ｖｇの時間当たりの変化量については、少なくとも順方向に電流が流れるときの変化量より、逆方向に電流が流れるときの変化量の方が大きく設定される。
即ち、ゲート電圧Ｖｇの時間当たりの変化量は、順方向時において（ゲート電圧Ｖｇ２−ゲート電圧Ｖｇ１）／（時刻ｔ５−時刻ｔ１）であるのに対し、逆方向時においては（ゲート電圧Ｖｇ２−ゲート電圧Ｖｇ１）／（時刻ｔ３−時刻ｔ１）に増加する。このため、ＭＯＳＦＥＴ２０でのターンオンのスイッチングが順方向時と比べて逆方向時に速くなる。
従って、主電流経路のＭＯＳＦＥＴ２０のＯＮ期間を順方向時と比べて逆方向時に長くできる。

実施例１では、ＭＯＳＦＥＴ２０がターンオンするためのゲート電流Ｉｇの時間当たりの変化量については、少なくとも順方向に電流が流れるときの変化量より、逆方向に電流が流れるときの変化量の方が大きく設定される。
即ち、ゲート電流Ｉｇの時間当たりの変化量は、順方向時において（ゲート電流Ｉｇ４−ゲート電流Ｉｇ３）／（時刻ｔ４−時刻ｔ１）であるのに対し、逆方向時においては（ゲート電流Ｉｇ３−ゲート電流Ｉｇ２）／（時刻ｔ２−時刻ｔ１）に増加する。このため、ＭＯＳＦＥＴ２０でのターンオンのスイッチングが順方向時と比べて逆方向時に速くなる。
従って、主電流経路のＭＯＳＦＥＴ２０のＯＮ期間を順方向時と比べて逆方向時に長くできる。

実施例１では、ＭＯＳＦＥＴ２０がターンオフするためのゲート電圧Ｖｇの時間当たりの変化量については、少なくとも順方向に電流が流れるときの変化量より、逆方向に電流が流れるときの変化量の方が大きく設定される。
即ち、ゲート電圧Ｖｇの時間当たりの変化量は、順方向時において（ゲート電圧Ｖｇ２−ゲート電圧Ｖｇ１）／（時刻ｔ１０−時刻ｔ６）であるのに対し、逆方向時においては（ゲート電圧Ｖｇ２−ゲート電圧Ｖｇ１）／（時刻ｔ１０−時刻ｔ８）に増加する。このため、ＭＯＳＦＥＴ２０でのターンオフのスイッチングが順方向時と比べて逆方向時に速くなる。
従って、主電流経路のＭＯＳＦＥＴ２０のＯＮ期間を順方向時と比べて逆方向時に長くできる。

実施例１では、ＭＯＳＦＥＴ２０がターンオフするためのゲート電流Ｉｇの時間当たりの変化量については、少なくとも順方向に電流が流れるときの変化量より、逆方向に電流が流れるときの変化量の方が大きく設定される。
即ち、ゲート電流Ｉｇの時間当たりの変化量は、順方向時において（ゲート電流Ｉｇ３−ゲート電流Ｉｇ２）／（時刻ｔ１０−時刻ｔ７）であるのに対し、逆方向時においては（ゲート電流Ｉｇ２−ゲート電流Ｉｇ１）／（時刻ｔ１０−時刻ｔ９）に増加する。このため、ＭＯＳＦＥＴ２０でのターンオンのスイッチングが順方向時と比べて逆方向時に速くなる。
従って、主電流経路のＭＯＳＦＥＴ２０のＯＮ期間を順方向時と比べて逆方向時に長くできる。

実施例１では、ＭＯＳＦＥＴ２０のターンオフについては、ＭＯＳＦＥＴ２０が動作する期間、ゲート電圧Ｖｇの時間当たりの変化量及びゲート電流Ｉｇの時間当たりの変化量が、ゲート電圧Ｖｇ及びゲート電流Ｉｇの両方で調整される。
即ち、例えば逆方向時であれば、ＭＯＳＦＥＴ２０の動作期間（時刻ｔ１０−時刻ｔ８）、ゲート電圧Ｖｇの変化量（ゲート電圧Ｖｇ２−ゲート電圧Ｖｇ１）／（時刻ｔ１０−時刻ｔ８）及びゲート電流Ｉｇの変化量（ゲート電流Ｉｇ２−ゲート電流Ｉｇ１）／（時刻ｔ１０−時刻ｔ９）は、ゲート電圧Ｖｇ及びゲート電流Ｉｇで調整される。このため、既存のＭＯＳＦＥＴ２０を用いて、ＭＯＳＦＥＴ２０の動作期間、ゲート電圧Ｖｇの変化量及びゲート電流Ｉｇの変化量を調整できる。これにより、別途の調整機構を設ける必要がない。
従って、ＭＯＳＦＥＴ２０をターンオフさせるときに、ＭＯＳＦＥＴ２０の動作期間、ゲート電圧Ｖｇの変化量及びゲート電流Ｉｇの変化量の調整を低コストに実現できる。

実施例１では、ＭＯＳＦＥＴ２０のターンオンについては、ＭＯＳＦＥＴ２０が動作する期間、ゲート電圧Ｖｇの時間当たりの変化量及びゲート電流Ｉｇの時間当たりの変化量が、ゲート電圧Ｖｇ及びゲート電流Ｉｇの両方で調整される。
即ち、例えば逆方向時であれば、ＭＯＳＦＥＴ２０の動作期間（時刻ｔ３−時刻ｔ１）、ゲート電圧Ｖｇの変化量（ゲート電圧Ｖｇ２−ゲート電圧Ｖｇ１）／（時刻ｔ３−時刻ｔ１）及びゲート電流Ｉｇの変化量（ゲート電流Ｉｇ３−ゲート電流Ｉｇ２）／（時刻ｔ２−時刻ｔ１）は、ゲート電圧Ｖｇ及びゲート電流Ｉｇで調整される。このため、既存のＭＯＳＦＥＴ２０を用いて、ＭＯＳＦＥＴ２０の動作期間、ゲート電圧Ｖｇの変化量及びゲート電流Ｉｇの変化量を調整できる。これにより、別途の調整機構を設ける必要がない。
従って、ＭＯＳＦＥＴ２０をターンオンさせるときに、ＭＯＳＦＥＴ２０の動作期間、ゲート電圧Ｖｇの変化量及びゲート電流Ｉｇの変化量の調整を低コストに実現できる。

実施例１では、ＭＯＳＦＥＴ２０のターンオフについては、ゲート電流Ｉｇが通る電流経路の抵抗値が、少なくとも順方向に電流が流れるときの抵抗値より、逆方向に電流が流れるときの抵抗値の方が低く設定される。
即ち、逆方向時には、順方向時と比べて抵抗値を低く設定した可変抵抗装置３３Ｂを介して、ＭＯＳＦＥＴ２０のゲートＧからゲート電流Ｉｇが放電される。このため、ターンオフのスイッチングが順方向時と比べて逆方向時に速くなる。
従って、主電流経路のＭＯＳＦＥＴ２０のＯＮ期間を順方向時と比べて逆方向時に長くできる。

実施例１では、ＭＯＳＦＥＴ２０のターンオンについては、ゲート電流Ｉｇが通る電流経路の抵抗値が、少なくとも順方向に電流が流れるときの抵抗値より、逆方向に電流が流れるときの抵抗値の方が低く設定される。
即ち、逆方向時には、順方向時と比べて抵抗値を低く設定した可変抵抗装置３３Ａを介して、ＭＯＳＦＥＴ２０のゲートＧにゲート電流Ｉｇが注入される。このため、ターンオンのスイッチングが順方向時と比べて逆方向時に速くなる。
従って、主電流経路のＭＯＳＦＥＴ２０のＯＮ期間を順方向時と比べて逆方向時に長くできる。

実施例１では、主回路部２のＯＮ期間は、少なくとも順方向に電流が流れるときのＯＮ期間より、逆方向に電流が流れるときのＯＮ期間の方が長く設定される。
即ち、逆方向時にボディダイオード２０Ａに低損失な電流が流れる時間を長くできる。
従って、ボディダイオード２０Ａを介して電流が流れる逆方向時の損失を低減できる。

次に、効果を説明する。
実施例１におけるスイッチング回路装置１Ａにあっては、下記に列挙する効果が得られる。

(1) 主電流経路の順方向と逆方向の両方向に電流を流すことが可能なスイッチ機能（ＭＯＳＦＥＴ２０）と、スイッチ機能（ＭＯＳＦＥＴ２０）と並列かつ逆方向（ソースＳ→ドレインＤ）に電流を流すことが可能なダイオード機能（ボディダイオード２０Ａ）と、を有する主回路部（主回路部２）と、
スイッチ機能（ＭＯＳＦＥＴ２０）のＯＮ状態又はＯＦＦ状態の切り替え制御をする制御信号（ゲート信号）を、制御電圧（ゲート電圧Ｖｇ）又は制御電流（ゲート電流Ｉｇ）に応じてスイッチ機能（ＭＯＳＦＥＴ２０）へ入力する制御部（制御装置３７）と、を備えるスイッチング回路装置（スイッチング回路装置１Ａ）であって、
ＯＮ状態にあるスイッチ機能（ＭＯＳＦＥＴ２０）をＯＦＦ状態にする制御信号（ゲート信号）が制御部（制御装置３７）からスイッチ機能（ＭＯＳＦＥＴ２０）に対して入力されたときに、スイッチ機能（ＭＯＳＦＥＴ２０）がＯＮ状態からＯＦＦ状態に切り替わる期間については、
少なくとも主電流経路において順方向に電流が流れるときの期間より、主電流経路において逆方向に電流が流れるときの期間の方が短く設定される（図２）。
このため、ダイオード機能（ボディダイオード２０Ａ）を介して電流が流れる逆方向時の損失を低減できるスイッチング回路装置（スイッチング回路装置１Ａ）を提供することができる。

(2) ＯＦＦ状態にあるスイッチ機能（ＭＯＳＦＥＴ２０）をＯＮ状態にする制御信号（ゲート信号）が制御部（制御装置３７）からスイッチ機能（ＭＯＳＦＥＴ２０）に対して入力されたときに、スイッチ機能（ＭＯＳＦＥＴ２０）がＯＦＦ状態からＯＮ状態に切り替わる期間については、
少なくとも主電流経路において順方向に電流が流れるときの期間より、主電流経路において逆方向に電流が流れるときの期間の方が短く設定される（図２）。
このため、(1)の効果に加え、ダイオード機能（ボディダイオード２０Ａ）を介して電流が流れる逆方向時の損失をより低減できる。

(3) ＯＦＦ状態にあるスイッチ機能（ＭＯＳＦＥＴ２０）をＯＮ状態にする制御信号（ゲート信号）が制御部（制御装置３７）からスイッチ機能（ＭＯＳＦＥＴ２０）に対して入力されたときに、スイッチ機能（ＭＯＳＦＥＴ２０）がＯＦＦ状態からＯＮ状態に切り替わるための主電流経路の制御電圧（ゲート電圧Ｖｇ）の時間当たりの変化量又は制御電流（ゲート電流Ｉｇ）の時間当たりの変化量については、
少なくとも主電流経路において順方向に電流が流れるときの変化量より、主電流経路において逆方向に電流が流れるときの変化量の方が大きく設定される（図２）。
このため、(1)又は(2)の効果に加え、主電流経路のスイッチ機能（ＭＯＳＦＥＴ２０）のＯＮ期間を順方向時と比べて逆方向時に長くできる。

(4) ＯＮ状態にあるスイッチ機能（ＭＯＳＦＥＴ２０）をＯＦＦ状態にする制御信号（ゲート信号）が制御部（制御装置３７）からスイッチ機能（ＭＯＳＦＥＴ２０）に対して入力されたときに、スイッチ機能（ＭＯＳＦＥＴ２０）がＯＮ状態からＯＦＦ状態に切り替わるための主電流経路の制御電圧（ゲート電圧Ｖｇ）の時間当たりの変化量又は制御電流（ゲート電流Ｉｇ）の時間当たりの変化量については、
少なくとも主電流経路において順方向に電流が流れるときの変化量より、主電流経路において逆方向に電流が流れるときの変化量の方が大きく設定される（図２）。
このため、(1)〜(3)の効果に加え、主電流経路のスイッチ機能（ＭＯＳＦＥＴ２０）のＯＮ期間を順方向時と比べて逆方向時により長くできる。

(5) スイッチ機能（ＭＯＳＦＥＴ２０）がＯＮ状態からＯＦＦ状態に切り替わる動作については、
ＯＮ状態からＯＦＦ状態にスイッチ機能（ＭＯＳＦＥＴ２０）が動作する期間、主電流経路の制御電圧（ゲート電圧Ｖｇ）の時間当たりの変化量及び制御電流（ゲート電流Ｉｇ）の時間当たりの変化量の少なくとも一方が、
制御電圧（ゲート電圧Ｖｇ）の電圧値及び制御電流（ゲート電流Ｉｇ）の電流値の何れか一方もしくは両方で調整される（図２）。
このため、(1)〜(4)の効果に加え、スイッチ機能（ＭＯＳＦＥＴ２０）をＯＮ状態からＯＦＦ状態に切り替えるときに、スイッチ機能（ＭＯＳＦＥＴ２０）の動作期間、制御電圧（ゲート電圧Ｖｇ）の変化量及び制御電流（ゲート電流Ｉｇ）の変化量の調整を低コストに実現できる。

(6) スイッチ機能（ＭＯＳＦＥＴ２０）がＯＦＦ状態からＯＮ状態に切り替わる動作については、
ＯＦＦ状態からＯＮ状態にスイッチ機能（ＭＯＳＦＥＴ２０）が動作する期間、主電流経路の制御電圧（ゲート電圧Ｖｇ）の時間当たりの変化量及び制御電流（ゲート電流Ｉｇ）の時間当たりの変化量の少なくとも一方が、
制御電圧（ゲート電圧Ｖｇ）の電圧値及び制御電流（ゲート電流Ｉｇ）の電流値の何れか一方もしくは両方で調整される（図２）。
このため、(1)〜(5)の効果に加え、スイッチ機能（ＭＯＳＦＥＴ２０）をＯＦＦ状態からＯＮ状態に切り替えるときに、ＭＯＳＦＥＴ２０の動作期間、ゲート電圧Ｖｇの変化量及びゲート電流Ｉｇの変化量の調整を低コストに実現できる。

(7) スイッチ機能（ＭＯＳＦＥＴ２０）がＯＮ状態からＯＦＦ状態に切り替わる動作については、
制御電流（ゲート電流Ｉｇ）が通る電流経路（可変抵抗装置３３Ｂ）の抵抗値が、
少なくとも主電流経路において順方向に電流が流れるときの抵抗値より、主電流経路において逆方向に電流が流れるときの抵抗値の方が低く設定される（図２）。
このため、(5)の効果に加え、逆方向時の主電流経路のＭＯＳＦＥＴ２０のＯＮ期間を順方向時と比べて逆方向時に長くできる。

(8) スイッチ機能（ＭＯＳＦＥＴ２０）がＯＦＦ状態からＯＮ状態に切り替わる動作については、
制御電流（ゲート電流Ｉｇ）が通る電流経路（可変抵抗装置３３Ａ）の抵抗値が、
少なくとも主電流経路において順方向に電流が流れるときの抵抗値より、主電流経路において逆方向に電流が流れるときの抵抗値の方が低く設定される（図２）。
このため、(6)の効果に加え、逆方向時の主電流経路のＭＯＳＦＥＴ２０のＯＮ期間を順方向時と比べて逆方向時に長くできる。

(9) 主回路部（主回路部２）が任意の周期でＯＮ動作とＯＦＦ動作を繰り返す場合について、
主回路部（主回路部２）のＯＮ期間は、
少なくとも主電流経路において順方向に電流が流れるときのＯＮ期間より、主電流経路において逆方向に電流が流れるときのＯＮ期間の方が長く設定される（図２）。
このため、(1)〜(8)の効果に加え、ダイオード機能（ボディダイオード２０Ａ）を介して電流が流れる逆方向時の損失を低減できる。

実施例２は、電流センサーを用いて主電流経路の電流方向を判断する例である。

まず、構成を説明する。
実施例２におけるスイッチング回路装置は、実施例１と同様に、走行用駆動源などとして車両に搭載されるモータジェネレータのインバータに用いられるスイッチング回路装置に適用したものである。図５は実施例２におけるスイッチング回路装置の回路構成を示す。以下、図５に基づいて、実施例２における「スイッチング回路装置の回路構成」について説明する。なお、実施例２における「モータ駆動ユニットの全体構成」と、「還流動作基本構成」については、実施例１と同様であるので説明を省略する。

スイッチング回路装置１Ｂは、主回路部２と、駆動回路３と、を備える。

駆動回路３は、プッシュプル回路３０と、信号発生器３１と、第１駆動用電圧可変電源３２Ａと、第２駆動用電圧可変電源３２Ｂと、第１可変抵抗装置３３Ａと、第２可変抵抗装置３３Ｂと、第１ダイオード３４Ａと、第２ダイオード３４Ｂと、電流センサー３８と、制御装置３７（制御部）と、を備える。

電流センサー３８は、主電流経路の電流の方向をセンシングする。電流センサー３８は、非接触タイプの電流センサーである。即ち、電流センサー３８は、ホール素子を利用して磁界を検出する。電流センサー３８は、主電流経路においてフライホイールダイオード２１のアノードＡ側に配置される。電流センサー３８は、検出した磁界に応じて、ＭＯＳＦＥＴ２０のドレインＤ−ソースＳ間を流れる電流の向きをセンシングする。即ち、電流センサー３８は、順方向（ドレインＤ→ソースＳ）又は逆方向（ソースＳ→ドレインＤ）をセンシングする。
ここで、「ホール素子」とは、ホール効果を利用した素子のことをいう。

制御装置３７は、電流センサー３８のセンシング結果に基づき、主電流経路の電流の方向を判断する。その判断結果に基づき、制御装置３７は、第１可変抵抗装置３３Ａ及び第２可変抵抗装置３３Ｂの抵抗値を増減させたり、第１駆動用電圧可変電源３２Ａ及び第２駆動用電圧可変電源３２Ｂを可変させたりする。制御装置３７は、ゲート電圧Ｖｇ（制御電圧）又はゲート電流Ｉｇ（制御電流）を調整する。
他の構成は、実施例１と同様であるので、対応する構成に同一符号を付して説明を省略する。

次に、作用を説明する。
実施例２では、電流センサー３８は、主電流経路の電流の方向をセンシングする。
即ち、電流センサー３８により、順方向（ドレインＤ→ソースＳ）又は逆方向（ソースＳ→ドレインＤ）がセンシングされる。このため、ダイオード特性のＶｆが低い場合や、ＭＯＳＦＥＴ２０のＯＮ抵抗が低い条件でも、電流方向の判断が可能となる。
従って、電圧によるセンシング困難な場合でも、制御装置３７は、順方向（ドレインＤ→ソースＳ）又は逆方向（ソースＳ→ドレインＤ）の判断が可能となる。
なお、他の作用は、実施例１と同様であるので、説明を省略する。

次に、効果を説明する。
実施例２におけるスイッチング回路装置１Ｂにあっては、実施例１の(1)〜(9)と同様の効果を得ることができる。

実施例３は、信号発生器からの情報を用いて主電流経路の電流方向を判断する例である。

まず、構成を説明する。
実施例３におけるスイッチング回路装置は、実施例１と同様に、走行用駆動源などとして車両に搭載されるモータジェネレータのインバータに用いられるスイッチング回路装置に適用したものである。図６は実施例３におけるスイッチング回路装置の回路構成を示す。以下、図６に基づいて、実施例３における「スイッチング回路装置の回路構成」について説明する。なお、実施例３における「モータ駆動ユニットの全体構成」と、「還流動作基本構成」については、実施例１と同様であるので説明を省略する。

スイッチング回路装置１Ｃは、主回路部２と、駆動回路３と、を備える。

駆動回路３は、プッシュプル回路３０と、信号発生器３１と、第１駆動用電圧可変電源３２Ａと、第２駆動用電圧可変電源３２Ｂと、第１可変抵抗装置３３Ａと、第２可変抵抗装置３３Ｂと、第１ダイオード３４Ａと、第２ダイオード３４Ｂと、制御装置３７（制御部）と、を備える。

信号発生器３１（例えば、ＦＰＧＡ等）は、ゲート信号（制御信号）を信号入力部Ｖｓｉｇに出力する。

制御装置３７は、信号発生器３１から出力される情報に基づき、主電流経路の電流の方向を判断する。その判断結果に基づき、制御装置３７は、第１可変抵抗装置３３Ａ及び第２可変抵抗装置３３Ｂの抵抗値を増減させたり、第１駆動用電圧可変電源３２Ａ及び第２駆動用電圧可変電源３２Ｂを可変させたりする。制御装置３７は、ゲート電圧Ｖｇ（制御電圧）又はゲート電流Ｉｇ（制御電流）を調整する。
他の構成は、実施例１と同様であるので、対応する構成に同一符号を付して説明を省略する。

次に、作用を説明する。
実施例３では、制御装置３７は、信号発生器３１から出力される情報に基づき、主電流経路の電流の方向を判断する。
即ち、制御装置３７は、信号発生器３１からの情報で、順方向（ドレインＤ→ソースＳ）又は逆方向（ソースＳ→ドレインＤ）を判断する。このため、既存の信号発生器３１を用いて、順方向（ドレインＤ→ソースＳ）又は逆方向（ソースＳ→ドレインＤ）を判断できる。これにより、電圧センサーや電流センサーを別途に設ける必要がない。
従って、順方向（ドレインＤ→ソースＳ）又は逆方向（ソースＳ→ドレインＤ）の判断を低コストに実現できる。
なお、他の作用は、実施例１と同様であるので、説明を省略する。

次に、効果を説明する。
実施例３におけるスイッチング回路装置１Ｃにあっては、実施例１の(1)〜(9)と同様の効果を得ることができる。

実施例４は、駆動用可変電圧電源の制御により、順方向時及び逆方向時におけるスイッチング素子のＯＮ期間を調整する例である。

実施例４におけるスイッチング回路装置は、実施例１と同様に、走行用駆動源などとして車両に搭載されるモータジェネレータのインバータに用いられるスイッチング回路装置に適用したものである。図７は実施例４におけるスイッチング回路装置の回路構成を示す。以下、図７に基づいて、実施例４における「スイッチング回路装置の回路構成」について説明する。なお、実施例４における「モータ駆動ユニットの全体構成」と、「還流動作基本構成」については、実施例１と同様であるので説明を省略する。

スイッチング回路装置１Ｄは、主回路部２と、駆動回路３と、を備える。

駆動回路３は、主回路部２を駆動する。駆動回路３は、プッシュプル回路３０と、信号発生器３１と、第１駆動用電圧可変電源３２Ａと、第２駆動用電圧可変電源３２Ｂと、第１固定抵抗器３９Ａと、第２固定抵抗器３９Ｂと、第１ダイオード３４Ａと、第２ダイオード３４Ｂと、電圧センサー３５と、制御装置３７（制御部）と、を備える。

第１駆動用電圧可変電源３２Ａ及び第２駆動用電圧可変電源３２Ｂは、制御装置３７により制御される。第１駆動用電圧可変電源３２Ａ及び第２駆動用電圧可変電源３２Ｂは、順方向時及び逆方向時におけるＭＯＳＦＥＴ２０のＯＮ期間の制御に作用する。第１駆動用電圧可変電源３２Ａ及び第２駆動用電圧可変電源３２Ｂは、プッシュプル回路３０に駆動用電圧を供給する。第１駆動用電圧可変電源３２Ａは、ＮＰＮ型トランジスタ３０ＡのコレクタＣに正電圧を印加する。第２駆動用電圧可変電源３２Ｂは、ＰＮＰ型トランジスタ３０ＢのコレクタＣに負電圧を印加する。

第１固定抵抗器３９Ａ及び第２固定抵抗器３９Ｂは、抵抗値が一定の抵抗器である。第１固定抵抗器３９Ａは、ゲートＧに電荷を蓄積する際にゲートＧに注入される電流量を調整する。即ち、第１固定抵抗器３９Ａは、ＭＯＳＦＥＴ２０をターンオンするときに、第１駆動用電圧可変電源３２ＡからゲートＧに至る電流供給路となる。第２固定抵抗器３９Ｂは、ゲートＧから電荷を抜く際にゲートＧから放電される電流量を調整する。即ち、第２固定抵抗器３３Ｂは、ＭＯＳＦＥＴ２０をターンオフするときに、ゲートＧから第２駆動用電圧可変電源３２Ｂに至る電流供給路となる。

制御装置３７は、電圧センサー３５のセンシング結果に基づき、主電流経路の電流の方向を判断する。その判断結果に基づき、制御装置３７は、第１駆動用電圧可変電源３２Ａ及び第２駆動用電圧可変電源３２Ｂを可変させて、順方向時及び逆方向時のＭＯＳＦＥＴ２０のＯＮ期間を制御する。
他の構成は、実施例１と同様であるので、対応する構成に同一符号を付して説明を省略する。

次に、作用を説明する。
実施例４のスイッチング回路装置における作用を、「順方向時及び逆方向時におけるスイッチング制御作用」と、「スイッチング回路装置１Ｄにおける特徴作用」に分けて説明する。

［順方向時及び逆方向時におけるスイッチング制御作用]
図８は、実施例４におけるスイッチング回路装置における順方向時及び逆方向時のスイッチング制御を示す。以下、図７及び図８に基づき、順方向時及び逆方向時におけるスイッチング制御作用を説明する。
ここで、図８中の電圧値Ｖｓｉｇ１，Ｖｓｉｇ２は、信号入力部Ｖｓｉｇにおける電圧値である。ゲート電圧Ｖｇ１は、ゲート電圧Ｖｇ２よりも低い値に調整される。ゲート電圧Ｖｇ２は、ＭＯＳＦＥＴ２０がＯＦＦ状態にあるときのゲート電圧である。ＭＯＳＦＥＴ２０の閾値電圧特性に合わせ、ゲート電圧Ｖｇ２はＭＯＳＦＥＴ２０の閾値電圧より低い値に調整される。この閾値電圧は実施例１と同様のものである。ゲート電圧Ｖｇ３は、閾値電圧以下であり、ゲート電圧Ｖｇ２より高い値に調整される。ゲート電圧Ｖｇ４は、ＭＯＳＦＥＴ２０がＯＮ状態にあるときのゲート電圧である。ゲート電圧Ｖｇ４は閾値電圧より高い値に調整される。ゲート電流Ｉｇは、ゲートＧに注入されたり、ゲートＧから放電されたりする電流である。

時刻ｔ０のとき、制御装置３７は、図７に示すように、電圧センサー３５のセンシング結果に基づき、主電流経路の電流の方向を判断する。

順方向時と判断した場合、時刻ｔ３のとき、図７及び図８に示すように、信号発生器３１から信号入力部Ｖｓｉｇに、ＭＯＳＦＥＴ２０をターンオンするための電圧値Ｖｓｉｇ２が入力される（図８中のＴ−ｏｎ）。これに同期して、制御装置３７は、図７に示すように、第１駆動用電圧可変電源３２Ａを制御して、ＯＦＦ状態にあるＭＯＳＦＥＴ２０のゲートＧへの電流の注入を開始する。時刻ｔ３からの注入の開始により、図８に示すように、ゲート電圧Ｖｇは、時刻ｔ３〜時刻ｔ５の間では、ゲート電圧Ｖｇ２からゲート電圧Ｖｇ４まで上昇する。ゲート電圧Ｖｇが上昇すると、図８に示すように、ターンオンのスイッチングが遅くなる。そして、ＭＯＳＦＥＴ２０は、図８に示すように、時刻ｔ５〜時刻ｔ６の間では、ＯＮ状態となる（図８中のＯＮ期間）。

そして、時刻ｔ６のとき、図７及び図８に示すように、信号発生器３１から信号入力部Ｖｓｉｇに、ＭＯＳＦＥＴ２０をターンオフするための電圧値Ｖｓｉｇ１が入力される（図８中のＴ−ｏｆｆ）。これに同期して、制御装置３７は、図７に示すように、第２駆動用電圧可変電源３２Ｂを制御して、ＭＯＳＦＥＴ２０のゲートＧからの放電を開始する。時刻ｔ６からの放電の開始により、図８に示すように、ゲート電圧Ｖｇは、時刻ｔ６〜時刻ｔ８の間には、ゲート電圧Ｖｇ４からゲート電圧Ｖｇ２まで降下する。ゲート電圧Ｖｇが降下すると、図８に示すように、ターンオフのスイッチングが遅くなる。そして、ＭＯＳＦＥＴ２０は、時刻ｔ８のとき、ＯＦＦ状態となる。

一方、逆方向時と判断した場合、制御装置３７は、図７及び図８に示すように、Ｔ−ｏｎ手前の時刻ｔ１〜時刻ｔ２の間、第１駆動用電圧可変電源３２Ａを制御して、ゲート電圧Ｖｇをゲート電圧Ｖｇ２からゲート電圧Ｖｇ３まで上昇させる。ゲート電圧Ｖｇをゲート電圧Ｖｇ４まで迅速に到達させるため、図８に示すように、ゲート電圧Ｖｇはゲート電圧Ｖｇ３（＞ゲート電圧Ｖｇ２）に保持される。このように、逆方向時には、図８に示すように、ターンオンを高速化するための制御がなされる。そして、時刻ｔ３のとき、図７及び図８に示すように、信号発生器３１から信号入力部Ｖｓｉｇに、ＭＯＳＦＥＴ２０をターンオンするための電圧値Ｖｓｉｇ２が入力される（図８中のＴ−ｏｎ）。これに同期して、制御装置３７は、図７に示すように、第１駆動用電圧可変電源３２Ａを制御して、ＯＦＦ状態にあるＭＯＳＦＥＴ２０のゲートＧへの電流の注入を開始する。時刻ｔ３からの注入の開始により、図８に示すように、ゲート電圧Ｖｇは、時刻ｔ３〜時刻ｔ４の間には、ゲート電圧Ｖｇ３からゲート電圧Ｖｇ４まで上昇する。このため、逆方向時には、図８に示すように、ターンオンを高速化する制御を使わない順方向時と比べて、期間（時刻ｔ５−時刻ｔ４）の分だけ短い期間でＭＯＳＦＥＴ２０がターンオンできる。これにより、ＯＮ条件となるゲート電圧Ｖｇ２までの到達時間が、図８に示すように、順方向時と比べて期間（時刻ｔ５−時刻ｔ４）の分だけ短くなる。つまり、ターンオンのスイッチングが速くなるので、ＭＯＳＦＥＴ２０のＯＮ期間を長くできる面で有利である。そして、ＭＯＳＦＥＴ２０は、図８に示すように、時刻ｔ４〜時刻ｔ７の間には、ＯＮ状態となる（図８中のＯＮ期間）。

そして、時刻ｔ７のとき、図７及び図８に示すように、信号発生器３１から信号入力部Ｖｓｉｇに、ＭＯＳＦＥＴ２０をターンオフするための電圧値Ｖｓｉｇ１が入力される（図８中のＴ−ｏｆｆ）。これに同期して、制御装置３７は、図７に示すように、第２駆動用電圧可変電源３２Ｂを制御して、ＭＯＳＦＥＴ２０のゲートＧからの放電を開始する。時刻ｔ７からの放電の開始により、図８に示すように、ゲート電圧Ｖｇは、時刻ｔ７〜時刻ｔ８の間には、ゲート電圧Ｖｇ４からゲート電圧Ｖｇ１（＜ゲート電圧Ｖｇ２）まで降下する。図８に示すように、ゲート電圧Ｖｇが降下すると、ターンオフのスイッチングが速くなる。このため、ＭＯＳＦＥＴ２０のＯＮ期間を長くできる面で有利である。

図８に示すように、時刻ｔ３〜時刻ｔ８までの期間が順方向時と逆方向時と同一となる条件下で、ＮＰＮ型トランジスタ３０Ａ及びＰＮＰ型トランジスタ３０ＢのＯＮ期間を順方向時と比べて逆方向時に長くできる。このため、主電流経路のＭＯＳＦＥＴ２０のＯＮ期間が順方向時と比べて逆方向時に長くなる。これにより、逆方向時にボディダイオード２０Ａに低損失な電流が流れる時間を長くできる。そして、ゲート電圧Ｖｇは、図８に示すように、時刻ｔ８〜時刻ｔ９の間には、ゲート電圧Ｖｇ１に保持される。そして、ゲート電圧Ｖｇは、図８に示すように、時刻ｔ９〜時刻ｔ１０の間には、ゲート電圧Ｖｇ１からゲート電圧Ｖｇ２まで上昇する。ゲート電圧Ｖｇは、図８に示すように、時刻ｔ１０以降、Ｖｇ１で保持される。

［スイッチング回路装置１Ｄにおける特徴作用]
実施例４では、制御装置３７は、駆動用電圧可変電源３２Ａ，３２Ｂを可変させて、逆方向時のＭＯＳＦＥＴ２０のＯＮ期間を制御する。
即ち、逆方向時において、制御装置３７は、Ｔ−ｏｎ手前の時刻ｔ１〜時刻ｔ２の間には、駆動用電圧可変電源３２Ａを制御して、ゲート電圧Ｖｇをゲート電圧Ｖｇ２からゲート電圧Ｖｇ３まで上昇させる。このため、ゲート電圧Ｖｇをゲート電圧Ｖｇ４まで迅速に到達させることができる。これにより、ターンオンのスイッチングが速くなる。
従って、ＭＯＳＦＥＴ２０のＯＮ期間を順方向時と比べて逆方向時に長くできる。
加えて、逆方向時において、ゲート電圧Ｖｇは、時刻ｔ７〜時刻ｔ８の間には、ゲート電圧Ｖｇ４からゲート電圧Ｖｇ１（＜ゲート電圧Ｖｇ２）まで降下する。このため、ターンオフのスイッチングが速くなる。従って、ＭＯＳＦＥＴ２０のＯＮ期間を順方向時と比べて逆方向時により長くできる。
なお、他の作用は、実施例１と同様であるので、説明を省略する。

次に、効果を説明する。
実施例４におけるスイッチング回路装置１Ｄにあっては、実施例１の(1)〜(6),(9)と同様の効果を得ることができる。

実施例５は、信号発生器からＮＰＮ型トランジスタ３０Ａ及びＰＮＰ型トランジスタ３０Ｂの夫々のベースＢに至る入力経路が２つある例である。

実施例５におけるスイッチング回路装置は、実施例１と同様に、走行用駆動源などとして車両に搭載されるモータジェネレータのインバータに用いられるスイッチング回路装置に適用したものである。図９は実施例５におけるスイッチング回路装置の回路構成を示す。以下、図９に基づいて、実施例５における「スイッチング回路装置の回路構成」について説明する。なお、実施例５における「モータ駆動ユニットの全体構成」と、「還流動作基本構成」については、実施例１と同様であるので説明を省略する。

スイッチング回路装置１Ｅは、主回路部２と、駆動回路３と、を備える。

駆動回路３は、主回路部２を駆動する。駆動回路３は、プッシュプル回路３０と、信号発生器３１と、第１駆動用電圧可変電源３２Ａと、第２駆動用電圧可変電源３２Ｂと、第１固定抵抗器３９Ａと、第２固定抵抗器３９Ｂと、第３固定抵抗器３９Ｃと、第４固定抵抗器３９Ｄと、第１ダイオード３４Ａと、第２ダイオード３４Ｂと、電圧センサー３５と、制御装置３７（制御部）と、を備える。

信号発生器３１（例えば、ＦＰＧＡ等）は、ＮＰＮ型トランジスタ３０Ａ及びＰＮＰ型トランジスタ３０Ｂの夫々に対して、入力経路を２本ずつ備える。信号発生器３１は、２本の第１入力経路３１Ａ及び第２入力経路３１Ｂを介してＮＰＮ型トランジスタ３０ＡのベースＢに接続される。信号発生器３１は、２本の第３入力経路３１Ｃ及び第４入力経路３１Ｄを介してＰＮＰ型トランジスタ３０ＢのベースＢに接続される。順方向時、信号発生器３１は、第２入力経路３１ＢからＮＰＮ型トランジスタ３０Ａにベース電流を供給すると共に、第４入力経路３１ＤからＰＮＰ型トランジスタ３０Ｂにベース電流を供給する。逆方向時、信号発生器３１は、第１入力経路３１ＡからＰＮＰ型トランジスタ３０Ｂにベース電流を供給すると共に、第３入力経路３１ＣからＰＮＰ型トランジスタ３０Ｂにベース電流を供給する。

第１駆動用電圧可変電源３２Ａ及び第２駆動用電圧可変電源３２Ｂは、制御装置３７により制御される。第１駆動用電圧可変電源３２Ａ及び第２駆動用電圧可変電源３２Ｂは、順方向時及び逆方向時のＭＯＳＦＥＴ２０のＯＮ期間の制御に作用する。第１駆動用電圧可変電源３２Ａ及び第２駆動用電圧可変電源３２Ｂは、プッシュプル回路３０に駆動用電圧を供給する。第１駆動用電圧可変電源３２Ａは、ＮＰＮ型トランジスタ３０ＡのコレクタＣに正電圧を印加する。第２駆動用電圧可変電源３２Ｂは、ＰＮＰ型トランジスタ３０ＢのコレクタＣに負電圧を印加する。

第１固定抵抗器３９Ａ、第２固定抵抗器３９Ｂ、第３固定抵抗器３９Ｃ、第４固定抵抗器３９Ｄは、抵抗値が一定の抵抗器である。第１固定抵抗器３９Ａは、ゲートＧに電荷を蓄積する際にゲートＧに注入される電流量を調整する。即ち、第１固定抵抗器３９Ａは、ＭＯＳＦＥＴ２０をターンオンするときに、第１駆動用電圧可変電源３２ＡからゲートＧに至る電流供給路となる。第２固定抵抗器３９Ｂは、ゲートＧから電荷を抜く際にゲートＧから放電される電流量を調整する。即ち、第２固定抵抗器３３Ｂは、ＭＯＳＦＥＴ２０をターンオフするときに、ゲートＧから第２駆動用電圧可変電源３２Ｂに至る電流供給路となる。第３固定抵抗器３９Ｃは、第２入力経路３１Ｂに直列に接続される。第３固定抵抗器３９Ｃは、信号発生器３１からＮＰＮ型トランジスタ３０Ａに供給されるベース電流を制限する。第４固定抵抗器３９Ｄは、第４入力経路３１Ｄに直列に接続される。第４固定抵抗器３９Ｄは、信号発生器３１からＰＮＰ型トランジスタ３０Ｂに供給されるベース電流を制限する。

制御装置３７は、電圧センサー３５のセンシング結果に基づき、主電流経路の電流の方向を判断する。制御装置３７は、第１駆動用電圧可変電源３２Ａ及び第２駆動用電圧可変電源３２Ｂを可変させて、ゲート電圧Ｖｇ（制御電圧）又はゲート電流Ｉｇ（制御電流）を調整する。
他の構成は、実施例１と同様であるので、対応する構成に同一符号を付して説明を省略する。

次に、作用を説明する。
実施例５では、信号発生器３１は、順方向時、第２入力経路３１Ｂ及び第４入力経路３１Ｄを用いてＮＰＮ型トランジスタ３０Ａに電流を供給し、逆方向時、第１入力経路３１Ａ及び第３入力経路３１Ｃを用いてＰＮＰ型トランジスタ３０Ｂに電流を供給する。
即ち、信号発生器３１は、順方向時、第３固定抵抗器３９Ｃ及び第４固定抵抗器３９Ｄが接続された方の経路を用いて電流を供給し、逆方向時、第３固定抵抗器３９Ｃ及び第４固定抵抗器３９Ｄが接続されていない方の経路を用いて電流を供給する。このため、ＭＯＳＦＥＴ２０は、順方向時において緩やかにターンオン及びターンオフし、逆方向時において迅速にターンオン及びターンオフする。これにより、ターンオン及びターンオフのスイッチングが順方向時と比べて逆方向時に速くなる。つまり、ＭＯＳＦＥＴ２０のＯＮ期間を順方向時と比べて逆方向時に長くできる。
従って、ボディダイオード２０Ａに低損失な電流が流れる時間を長くできる。
なお、他の作用は、実施例１と同様であるので、説明を省略する。

次に、効果を説明する。
実施例５におけるスイッチング回路装置１Ｅにあっては、実施例１の(1)〜(9)と同様の効果を得ることができる。

実施例６は、信号発生器とスイッチング素子とを繋ぐプッシュプル回路を２つ設ける例である。

実施例６におけるスイッチング回路装置は、実施例１と同様に、走行用駆動源などとして車両に搭載されるモータジェネレータのインバータに用いられるスイッチング回路装置に適用したものである。図１０は実施例６におけるスイッチング回路装置の回路構成を示す。以下、図１０に基づいて、実施例６における「スイッチング回路装置の回路構成」について説明する。なお、実施例６における「モータ駆動ユニットの全体構成」と、「還流動作基本構成」については、実施例１と同様であるので説明を省略する。

スイッチング回路装置１Ｆは、主回路部２と、駆動回路３と、を備える。

主回路部２は、ＭＯＳＦＥＴ２０（スイッチ機能）と、フライホイールダイオード２１（ダイオード機能）と、を備える。ＭＯＳＦＥＴ２０は、ターンオン指令又はターンオフ指令を受けて、ターンオン又はターンオフする。そして、ＭＯＳＦＥＴ２０は、任意の周期でＯＮ動作とＯＦＦ動作を繰り返す。ＭＯＳＦＥＴ２０は、ボディダイオード２０Ａ（ダイオード機能）を備える。このボディダイオード２０Ａは、ソースＳ→ドレインＤに向かう方向が順方向となる。主回路部２のＯＮ期間は、少なくとも主電流経路の順方向に電流が流れるときのＯＮ期間より、逆方向に電流が流れるときのＯＮ期間の方が長く設定される。ＭＯＳＦＥＴ２０は、主電流経路の順方向と逆方向の両方向に電流を流すことが可能である。ＭＯＳＦＥＴ２０のゲートＧは、第１固定抵抗器３９Ａ、第２固定抵抗器３９Ｂ、第３固定抵抗器３９Ｃ及び第４固定抵抗器３９Ｄに接続される。ＭＯＳＦＥＴ２０のドレインＤは、接続点Ｐ１に接続される。この接続点Ｐ１は、直流電源の正電圧（＋）側（不図示）と、フライホイールダイオード２１のカソードＫと、電圧センサー３５とを接続する接続点である。ＭＯＳＦＥＴ２０のソースＳは、接続点Ｐ２に接続される。この接続点Ｐ２は、フライホイールダイオード２１のアノードＡと、電圧センサー３５と、接続点Ｐ３とを接続する接続点である。接続点Ｐ３は、信号発生器３１と、第１駆動用電圧可変電源３２Ａと、第２駆動用電圧可変電源３２Ｂとを接続する接続点である。フライホイールダイオード２１は、ＭＯＳＦＥＴ２０と並列に接続される。即ち、フライホイールダイオード２１は、接続点Ｐ１及び接続点Ｐ２に接続される。フライホイールダイオード２１は、逆方向に電流を流すことが可能である。即ち、フライホイールダイオード２１は、ボディダイオード２０Ａの機能を補完する。

駆動回路３は、主回路部２を駆動する。駆動回路３は、第１プッシュプル回路３０Ａと、第２プッシュプル回路３０Ｂと、信号発生器３１と、第１駆動用電圧可変電源３２Ａと、第２駆動用電圧可変電源３２Ｂと、第１固定抵抗器３９Ａと、第２固定抵抗器３９Ｂと、第３固定抵抗器３９Ｃと、第４固定抵抗器３９Ｄと、第１ダイオード３４Ａと、第２ダイオード３４Ｂと、第３ダイオード３４Ｃと、第４ダイオード３４Ｄと、電圧センサー３５と、制御装置３７（制御部）と、を備える。

第１プッシュプル回路３０Ａは、第１ＮＰＮ型トランジスタ３０Ａａと、第１ＰＮＰ型トランジスタ３０Ｂａと、を備える。第１プッシュプル回路３０Ａは、順方向時に、第１駆動用電圧可変電源３２Ａ又は第２駆動用電圧可変電源３２ＢからゲートＧに至る電流供給路となる。即ち、第１ＮＰＮ型トランジスタ３０Ａａは、主電流経路において順方向（ドレインＤ→ソースＳ）に電流が流れる時に、第１駆動用電圧可変電源３２ＡからゲートＧに至る電流供給路となる。第１ＰＮＰ型トランジスタ３０Ｂａは、主電流経路において順方向（ドレインＤ→ソースＳ）に電流が流れる時に、ゲートＧから第２駆動用電圧可変電源３２Ｂに至る電流供給路となる。第１ＮＰＮ型トランジスタ３０ＡａのベースＢは、第１信号入力部Ｖｓｉｇ１を介して信号発生器３１に接続される。第１ＮＰＮ型トランジスタ３０ＡａのコレクタＣは、第１駆動用電圧可変電源３２Ａと、第２ＮＰＮ型トランジスタ３０ＡｂのコレクタＣに接続される。第１ＮＰＮ型トランジスタ３０ＡａのエミッタＥは、第１ダイオード３４ＡのアノードＡと、第２ダイオード３４ＢのカソードＫと、第１ＰＮＰ型トランジスタ３０ＢａのエミッタＥに接続される。第１ＰＮＰ型トランジスタ３０ＢａのベースＢは、第１信号入力部Ｖｓｉｇ１を介して信号発生器３１に接続される。第１ＰＮＰ型トランジスタ３０ＢａのコレクタＣは、第２駆動用電圧可変電源３２Ｂと、第２ＰＮＰ型トランジスタ３０ＢｂのコレクタＣに接続される。第１ＰＮＰ型トランジスタ３０ＢａのエミッタＥは、第２ダイオード３４ＢのカソードＫと、第１ダイオード３４ＡのアノードＡと、第１ＮＰＮ型トランジスタ３０ＡａのエミッタＥに接続される。第１信号入力部Ｖｓｉｇ１は、第１ＮＰＮ型トランジスタ３０Ａａ及び第１ＰＮＰ型トランジスタ３０ＢａのベースＢ同士を接続した信号入力部である。第１信号入力部Ｖｓｉｇは、第１ＮＰＮ型トランジスタ３０Ａａ及び第１ＰＮＰ型トランジスタ３０Ｂａに共通の信号入力部となる。第１信号入力部Ｖｓｉｇ１には、信号発生器３１からゲート信号（制御信号）が入力される。

第２プッシュプル回路３０Ｂは、第２ＮＰＮ型トランジスタ３０Ａｂと、第２ＰＮＰ型トランジスタ３０Ｂｂと、を備える。第２プッシュプル回路３０Ｂは、逆方向時に、第１駆動用電圧可変電源３２Ａ又は第２駆動用電圧可変電源３２ＢからゲートＧに至る電流供給路となる。即ち、第２ＮＰＮ型トランジスタ３０Ａｂは、主電流経路において逆方向（ソースＳ→ドレインＤ）に電流が流れる時に、第１駆動用電圧可変電源３２ＡからゲートＧに至る電流供給路となる。第２ＰＮＰ型トランジスタ３０Ｂｂは、主電流経路において逆方向（ソースＳ→ドレインＤ）に電流が流れる時に、ゲートＧから第２駆動用電圧可変電源３２Ｂに至る電流供給路となる。第２ＮＰＮ型トランジスタ３０ＡｂのベースＢは、第２信号入力部Ｖｓｉｇ２を介して信号発生器３１に接続される。第２ＮＰＮ型トランジスタ３０ＡｂのコレクタＣは、第１駆動用電圧可変電源３２Ａに接続される。第２ＮＰＮ型トランジスタ３０ＡｂのエミッタＥは、第３ダイオード３４ＡのアノードＡと、第２ダイオード３４ＢのカソードＫと、第２ＰＮＰ型トランジスタ３０ＢｂのエミッタＥに接続される。第２ＰＮＰ型トランジスタ３０ＢｂのベースＢは、第２信号入力部Ｖｓｉｇ２を介して信号発生器３１に接続される。第２ＰＮＰ型トランジスタ３０ＢｂのコレクタＣは、第２駆動用電圧可変電源３２Ｂと、第２ＰＮＰ型トランジスタ３０ＢｂのコレクタＣに接続される。第２ＰＮＰ型トランジスタ３０ＢｂのエミッタＥは、第４ダイオード３４ＤのカソードＫと、第３ダイオード３４ＣのアノードＡと、第２ＮＰＮ型トランジスタ３０ＡｂのエミッタＥに接続される。第２信号入力部Ｖｓｉｇ２は、第２ＮＰＮ型トランジスタ３０Ａｂ及び第２ＰＮＰ型トランジスタ３０ＢｂのベースＢ同士を接続した信号入力部である。第２信号入力部Ｖｓｉｇ２は、第２ＮＰＮ型トランジスタ３０Ａｂ及び第２ＰＮＰ型トランジスタ３０Ｂｂに共通の信号入力部となる。第２信号入力部Ｖｓｉｇ２には、信号発生器３１からゲート信号が入力される。

信号発生器３１（例えば、ＦＰＧＡ等）は、第１信号入力部Ｖｓｉｇ１を介して、第１ＮＰＮ型トランジスタ３０Ａａ及び第１ＰＮＰ型トランジスタ３０Ｂａの各ベースＢに接続される。信号発生器３１は、第２信号入力部Ｖｓｉｇ２を介して、第２ＮＰＮ型トランジスタ３０Ａｂ及び第２ＰＮＰ型トランジスタ３０Ｂｂの各ベースＢに接続される。信号発生器３１は、制御装置３７からの出力に基づいて、ゲート信号を第１信号入力部Ｖｓｉｇ１及び第２信号入力部Ｖｓｉｇ２に出力する。

第１駆動用電圧可変電源３２Ａ及び第２駆動用電圧可変電源３２Ｂは、制御装置３７により制御される。第１駆動用電圧可変電源３２Ａ及び第２駆動用電圧可変電源３２Ｂは、第１プッシュプル回路３０Ａに駆動用電圧を供給する。この駆動用電圧は、第１固定抵抗器３９Ａ及び第２固定抵抗値３９Ｂの各抵抗値に応じて調整される。第１駆動用電圧可変電源３２Ａは、第１ＮＰＮ型トランジスタ３０ＡａのコレクタＣに正電圧を印加する。第２駆動用電圧可変電源３２Ｂは、第１ＰＮＰ型トランジスタ３０ＢａのコレクタＣに負電圧を印加する。第１駆動用電圧可変電源３２Ａ及び第２駆動用電圧可変電源３２Ｂは、第１プッシュプル回路３０Ａと同様に、第２プッシュプル回路３０Ｂに駆動用電圧を供給する。この駆動用電圧は、第３固定抵抗器３９Ｃ及び第４固定抵抗値３９Ｄの各抵抗値に応じて調整される。第１駆動用電圧可変電源３２Ａは、第２ＮＰＮ型トランジスタ３０ＡｂのコレクタＣに正電圧を印加する。第２駆動用電圧可変電源３２Ｂは、第２ＰＮＰ型トランジスタ３０ＢｂのコレクタＣに負電圧を印加する。

第１固定抵抗器３９Ａ、第２固定抵抗器３９Ｂ、第３固定抵抗器３９Ｃ及び第４固定抵抗器３９Ｄは、抵抗値が一定の抵抗器である。第１固定抵抗器３９Ａは、第３固定抵抗器３９Ｃよりも抵抗値が大きい。第２固定抵抗器３９Ｂは、第４固定抵抗器３９Ｄよりも抵抗値が大きい。第１固定抵抗器３９Ａ及び第３固定抵抗器３９Ｃは、ゲートＧに電荷を蓄積する際にゲートＧに注入される電流量を調整する。即ち、第１固定抵抗器３９Ａ及び第３固定抵抗器３９Ｃは、ＭＯＳＦＥＴ２０をターンオンするときに、第１駆動用電圧可変電源３２ＡからゲートＧに至る電流供給路となる。第２固定抵抗器３９Ｂ及び第４固定抵抗器３９Ｄは、ゲートＧから電荷を抜く際にゲートＧから放電される電流量を調整する。即ち、第２固定抵抗器３９Ｂ及び第４固定抵抗器３９Ｄは、ＭＯＳＦＥＴ２０をターンオフするときに、ゲートＧから第２駆動用電圧可変電源３２Ｂに至る電流供給路となる。

第１ダイオード３４Ａは、ＭＯＳＦＥＴ２０をターンオンするときに、第１固定抵抗器３９Ａと連係して、ゲートＧに注入される電流量を調整する。第２ダイオード３４Ｂは、ＭＯＳＦＥＴ２０をターンオフするときに、第２固定抵抗器３９Ｂと連係して、ゲートＧから放電される電流量を調整する。第３ダイオード３４Ｃは、ＭＯＳＦＥＴ２０をターンオンするときに、第３固定抵抗器３９Ｃと連係して、ゲートＧに注入される電流量を調整する。第４ダイオード３４Ｄは、ＭＯＳＦＥＴ２０をターンオフするときに、第４固定抵抗器３９Ｄと連係して、ゲートＧから放電される電流量を調整する。

制御装置３７は、電圧センサー３５のセンシング結果に基づき、主電流経路の電流の方向を判断する。順方向時において、制御装置３７は、第１固定抵抗器３９Ａ及び第２固定抵抗器３９Ｂのセットを用いて、ゲート電圧Ｖｇ（制御電圧）又はゲート電流Ｉｇ（制御電流）を調整する。逆方向時において、制御装置３７は、第３固定抵抗器３９Ｃ及び第４固定抵抗器３９Ｄのセットを用いて、ゲート電圧Ｖｇ又はゲート電流Ｉｇを調整する。
他の構成は、実施例１と同様であるので、対応する構成に同一符号を付して説明を省略する。

次に、作用を説明する。
実施例６では、制御装置３７は、順方向時、第１固定抵抗器３９Ａ及び第２固定抵抗器３９Ｂを用いて、逆方向時、第３固定抵抗器３９Ｃ及び第４固定抵抗器３９Ｄを用いて、ゲート電圧Ｖｇ又はゲート電流Ｉｇを調整する。第１固定抵抗器３９Ａは、第３固定抵抗器３９Ｃよりも抵抗値が大きい。第２固定抵抗器３９Ｂは、第４固定抵抗器３９Ｄよりも抵抗値が大きい。
即ち、順方向時、制御装置３７は、抵抗値が大きい固定抵抗器のセットを用いて、ゲート電圧Ｖｇ又はゲート電流Ｉｇを調整する。また、逆方向時、制御装置３７は、抵抗値が小さい固定抵抗器のセットを用いて、ゲート電圧Ｖｇ又はゲート電流Ｉｇを調整する。このため、ＭＯＳＦＥＴ２０は、順方向時において緩やかにオンし、逆方向時において迅速にオンする。これにより、ＭＯＳＦＥＴ２０は、順方向時において緩やかにターンオン及びターンオフし、逆方向時において迅速にターンオン及びターンオフする。つまり、逆方向時においては、ターンオン及びターンオフのスイッチングが順方向時と比べて速くなる。
従って、逆方向時にボディダイオード２０Ａに低損失な電流が流れる時間を長くできる。
なお、他の作用は、実施例１と同様であるので、説明を省略する。

次に、効果を説明する。
実施例６におけるスイッチング回路装置１Ｆにあっては、実施例１の(1)〜(9)と同様の効果を得ることができる。

以上、本発明のスイッチング回路装置を実施例１〜実施例６に基づいて説明してきたが、具体的な構成については、これらの実施例に限られるものではなく、特許請求の範囲の各請求項に係る発明の要旨を逸脱しない限り、設計の変更や追加などは許容される。

実施例１〜実施例６では、スイッチ機能をＭＯＳＦＥＴとする例を示した。しかし、これに限られない。例えば、スイッチ機能が、Ｓｉ（シリコン）、ＳｉＣ（シリコンカーバイド）及びＧａＮ（窒化ガリウム）等のワイドバンドギャップ半導体材料を用いて構成されても良い。要するに、スイッチ機能は、逆耐圧機能のないユニポーラ又はバイポーラ構造のスイッチング素子であれば良い。

実施例１〜実施例６では、ダイオード機能をボディダイオード２０Ａ及びフライホイールダイオード２１の両方とする例を示した。しかし、これに限られない。例えば、ダイオード機能が、ボディダイオード２０Ａで構成されても良い。要するに、ダイオード機能は、デッドタイムの間の還流電流による損失を低下できれば良い。

実施例１〜実施例６では、ＭＯＳＦＥＴ２０及びフライホイールダイオード２１を並列に構成する例を示した。しかし、これに限られない。例えば、複数のＭＯＳＦＥＴ２０及び複数のフライホイールダイオード２１を並列に構成しても良い。要するに、ＭＯＳＦＥＴ２０及びフライホイールダイオード２１は、主電流経路に大電流を流すことが可能な大出力装置に適応できれば良い。

実施例１〜実施例６では、ゲート電圧の時間当たりの変化量及びゲート電流の時間当たりの変化量は、ゲート電圧及びゲート電流の両方で調整される例を示した。しかし、これに限られない。例えば、ゲート電圧の時間当たりの変化量及びゲート電流の時間当たりの変化量は、ゲート電圧及びゲート電流のいずれか一方で調整されても良い。要するに、ゲート電圧の時間当たりの変化量及びゲート電流の時間当たりの変化量は、別途の調整機構を設けずに調整できれば良い。

実施例２では、ホール効果を利用した電流センサー３８を、主電流経路においてフライホイールダイオード２１のアノードＡ側に配置する例を示した。しかし、これに限られない。例えば、電流センサー３８を、主電流経路においてフライホイールダイオード２１のカソードＫ側に配置しても良い。要するに、電流センサー３８は、主電流経路の電流の方向をセンシングできれば良い。

実施例１〜実施例６では、本発明のスイッチング回路装置を、Ｕ相回路、Ｖ相回路及びＷ相回路を備える三相インバータ回路に適用する例を示した。しかし、本発明のスイッチング回路装置は、単相インバータについても同様に適用できる。また、本発明のスイッチング回路装置は、インバータ回路以外に、無停電電源装置及び充電器などの様々な電力変換装置に対しても適用できる。

１Ａ，１Ｂ，１Ｃ，１Ｄ，１Ｅ，１Ｆ スイッチング回路装置
２ 主回路部
２０ ＭＯＳＦＥＴ（スイッチ機能）
２０Ａ ボディダイオード（ダイオード機能）
２１ フライホイールダイオード（ダイオード機能）
３７ 制御装置（制御部）
Ｉｇ ゲート電流（制御電流）
Ｖｇ ゲート電圧（制御電圧）
Ｖｓｉｇ ゲート信号（制御信号）

Claims (9)

1. 主電流経路の順方向と逆方向の両方向に電流を流すことが可能なスイッチ機能と、前記スイッチ機能と並列かつ前記逆方向に電流を流すことが可能なダイオード機能と、を有する主回路部と、
   前記スイッチ機能のＯＮ状態又はＯＦＦ状態の切り替え制御をする制御信号を、制御電圧又は制御電流に変換して前記スイッチ機能へ入力する制御部と、を備えるスイッチング回路装置であって、
   前記ＯＮ状態にある前記スイッチ機能を前記ＯＦＦ状態にする前記制御信号が前記制御部から前記スイッチ機能に対して入力されたときに、前記スイッチ機能が前記ＯＮ状態から前記ＯＦＦ状態に切り替わる期間については、
   前記主電流経路において前記順方向に電流が流れるときの期間より、前記主電流経路において前記逆方向に電流が流れるときの期間の方が短く設定される
   ことを特徴とするスイッチング回路装置。
2. 請求項１に記載されたスイッチング回路装置において、
   前記ＯＦＦ状態にある前記スイッチ機能を前記ＯＮ状態にする前記制御信号が前記制御部から前記スイッチ機能に対して入力されたときに、前記スイッチ機能が前記ＯＦＦ状態から前記ＯＮ状態に切り替わる期間については、
   前記主電流経路において前記順方向に電流が流れるときの期間より、前記主電流経路において前記逆方向に電流が流れるときの期間の方が短く設定される
   ことを特徴とするスイッチング回路装置。
3. 請求項１又は請求項２に記載されたスイッチング回路装置において、
   前記ＯＦＦ状態にある前記スイッチ機能を前記ＯＮ状態にする前記制御信号が前記制御部から前記スイッチ機能に対して入力されたときに、前記スイッチ機能が前記ＯＦＦ状態から前記ＯＮ状態に切り替わるための前記主電流経路の前記制御電圧の時間当たりの変化量又は前記制御電流の時間当たりの変化量については、
   前記主電流経路において前記順方向に電流が流れるときの変化量より、前記主電流経路において前記逆方向に電流が流れるときの変化量の方が大きく設定される
   ことを特徴とするスイッチング回路装置。
4. 請求項１から請求項３までの何れか一項に記載されたスイッチング回路装置において、
   前記ＯＮ状態にある前記スイッチ機能を前記ＯＦＦ状態にする前記制御信号が前記制御部から前記スイッチ機能に対して入力されたときに、前記スイッチ機能が前記ＯＮ状態から前記ＯＦＦ状態に切り替わるための前記主電流経路の前記制御電圧の時間当たりの変化量又は前記制御電流の時間当たりの変化量については、
   前記主電流経路において前記順方向に電流が流れるときの変化量より、前記主電流経路において前記逆方向に電流が流れるときの変化量の方が大きく設定される
   ことを特徴とするスイッチング回路装置。
5. 請求項１から請求項４までの何れか一項に記載されたスイッチング回路装置において、
   前記スイッチ機能が前記ＯＮ状態から前記ＯＦＦ状態に切り替わる動作については、
   前記ＯＮ状態から前記ＯＦＦ状態に前記スイッチ機能が動作する期間、前記主電流経路の前記制御電圧の時間当たりの変化量及び前記制御電流の時間当たりの変化量の少なくとも一方が、
   前記制御電圧の電圧値及び前記制御電流の電流値の何れか一方もしくは両方で調整される
   ことを特徴とするスイッチング回路装置。
6. 請求項１から請求項５までの何れか一項に記載されたスイッチング回路装置において、
   前記スイッチ機能が前記ＯＦＦ状態から前記ＯＮ状態に切り替わる動作については、
   前記ＯＦＦ状態から前記ＯＮ状態に前記スイッチ機能が動作する期間、前記主電流経路の前記制御電圧の時間当たりの変化量及び前記制御電流の時間当たりの変化量の少なくとも一方が、
   前記制御電圧の電圧値及び前記制御電流の電流値の何れか一方もしくは両方で調整される
   ことを特徴とするスイッチング回路装置。
7. 請求項５に記載されたスイッチング回路装置において、
   前記スイッチ機能が前記ＯＮ状態から前記ＯＦＦ状態に切り替わる動作については、
   前記制御電流が通る電流経路の抵抗値が、
   前記主電流経路において前記順方向に電流が流れるときの抵抗値より、前記主電流経路において前記逆方向に電流が流れるときの抵抗値の方が低く設定される
   ことを特徴とするスイッチング回路装置。
8. 請求項６に記載されたスイッチング回路装置において、
   前記スイッチ機能が前記ＯＦＦ状態から前記ＯＮ状態に切り替わる動作については、
   前記制御電流が通る電流経路の抵抗値が、
   前記主電流経路において前記順方向に電流が流れるときの抵抗値より、前記主電流経路において前記逆方向に電流が流れるときの抵抗値の方が低く設定される
   ことを特徴とするスイッチング回路装置。
9. 請求項１から請求項８までの何れか一項に記載されたスイッチング回路装置において、
   前記主回路部が任意の周期でＯＮ動作とＯＦＦ動作を繰り返す場合について、
   前記主回路部のＯＮ期間は、
   前記主電流経路において前記順方向に電流が流れるときのＯＮ期間より、前記主電流経路において前記逆方向に電流が流れるときのＯＮ期間の方が長く設定される
   ことを特徴とするスイッチング回路装置。