JP6700507B6 - オーディオ信号のデジタルカプセル化 - Google Patents
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Description
前記エンコーダは、前記伝送サンプリングレートの倍数である第1サンプリングレートにおける前記オーディオキャプチャを表す前記信号を受け取り、前記信号をダウンサンプリングすることによって前記デジタルオーディオ信号を出力するよう構成されるダウンサンプラを備え、
前記エンコーダ及び前記デコーダを組み合わせたインパルス応答は、その累積絶対応答が最終値の1%から95%まで上昇するのにかかる持続期間が、前記伝送サンプリングレートにおける5サンプル周期を超えないことを特徴とする、システムが提供される。
エンコーダが提供される。
多くの成人のリスナーは、20kHzより上の単独の正弦波を聴き取ることができず、このことは、20kHzより上の信号の周波数成分も重要ではないと、従来、しばしば想定されてきた。最近の経験によれば、この想定は、線形システム理論とのアナロジーによればもっともらしいが、正確ではない。
連続時間信号は、サンプリングレートが無限大に向かうときのサンプリングされた信号の限定的な場合と見ることができる。この時点で、我々は、元の信号がアナログであり、よって時間的に連続であるか、又は、それがデジタルであり、よって既にサンプリングされているかには関心がない。我々がリサンプリングというときは、それは、元のサンプル点によって表現される概念的に連続時間の信号をサンプリングすることを意味する。
既に192kHzでデジタイズされている信号を取り込み、信号を伝送のために96kHzにダウンサンプリングし、その後、受信に際して192kHzにアップサンプリングし直すことの問題を考察する。ここで記述される原理は、伝送と共に記憶にも当てはまり、「伝送」という語は、記憶及び伝送の両方を包含することが理解されよう。
連続時間信号への再構成は、「2×」のステージの連続を用いて実行されるのがふつうである。すなわち、サンプリングレートは、典型的には、それぞれのステージで2倍にされ、デジタルからアナログへの変換は、サンプリングレートが384kHz又はそれより高い周波数に到達してから実行される。我々は、最初の、最も重要なステージ、すなわち96kHzから192kHzへのアップサンプリングにまず集中する。
本システムは、ダウンサンプラを含むので、従来の0〜20kHzのオーディオ範囲の上端に向かってドループしていく周波数応答を平坦化する補正は、元のサンプリングレート又はダウンサンプリングされたレートのいずれかにおいてなされ得るが、アップサンプリングされた出力において最も短いエンドツーエンドインパルス応答を得るためには、この平坦化は、192kHzのような最も高いサンプリングレートにおいて実行されるべきである。このことは、補正が実行される場所についての選択肢を依然として残す。すなわち以下の通りである。
ゼロがパディングされた96kHzの信号が与えられると、192kHzのレートで実現されるタップ(1/2, 1, 1/2)を有する3タップ再構成フィルタの出力は、192kHzのストリームであり、偶数のサンプル点のそれぞれは、その対応する96kHzのサンプル点と同じ値を有し、奇数のサンプル点のそれぞれは、その隣の偶数サンプル点2個の平均に等しい値を有する。ここでもし連続時間への多段再構成が、それぞれの段において同じように3タップ(1/2, 1, 1/2)再構成フィルタを用いるなら、結果は、連続する96kHzのサンプル点間での線形補間と等価になる。
(sinc(πf/96kHz))2
であり、ここでfは周波数であり、sinc(x) = sin(x)/xである。
1 - π2(f/96kHz)2/3 ≒ 1−3.290(f/96kHz)2
となり、これは、もし96kHzからの再構成なら20kHzにおいて-1.34dBの応答を含意し、もし88.2kHzからの再構成なら20kHzにおいて-1.61dBの応答を含意する。
もし(1/2 + z-1 + 1/2 z-2)の応答を有する前述の3タップアップサンプリングフィルタと対にされるなら、4タップ補正フィルタ
4.3132 - 5.3770z-1 + 2.4788z-2- 0.4151z-3
は、ダウンサンプリングフィルタ及び3タップアップサンプリングフィルタからの合計ドループを補正することによって、上述のようなアナログドループの効果を含み、20kHzにおいて0.1dB以内のフラットなエンドツーエンド応答を提供できるであろうことがわかる。もしこの補正フィルタが、ダウンサンプリングフィルタによって折り返しされるなら、組み合わされたエンコーディングフィルタは、以下のz変換
0.27289 + 0.66093/z + 0.39002/z2- 0.20014/z3 - 0.20992/z4 + 0.04329/z5 + 0.05411/z6 - 0.00563/z7 - 0.00555/z8
を有し、図5Bに示される応答を有し、この応答は、後続のアップサンプリング及び再構成からのドループをプリ補正するために、20kHzより上で上昇する。
この場合において、図5Aの応答を有する6タップエンコーディングフィルタのドループを補正するために増大する応答を有するのはデコーダである。聴感試験によると、この9タップダウンサンプリングフィルタは、より長いフィルタに対して顕著な優位性を有することがわかり、我々は、一般に短いフィルタの方が好ましいと推定した。
多くの商業的なソースマテリアルは、アナログ/デジタル変換器及びノイズシェーパーの振る舞いによる、超音波領域において増大するノイズフロアを有する。例えば、図8の上側のグラフに示される、Dave Brubeck Quartetの「Take 5」の商業的に利用可能な176.4kHzの録音のスペクトラムは、33kHz及び55kHzの間で42dB増加するノイズフロアを呈し、これらの周波数は、ダウンサンプリングされるときに44.1kHzの折り返し周波数から等距離にある。もし間引きの前にフィルタリングがなされないなら、結果として生じる88.2kHzのストリームは、55kHzからエイリアシングされたほぼ全てのノイズを含む33kHzにおけるノイズを有することになり、それによって録音の176.4kHzのバージョンにおけるよりも42dB程度、スペクトル密度が高くなるだろう。
上述のように、エイリアシングを考慮すれば、ダウンサンプリングフィルタは、平坦化されるべきではなく、平坦化は、後続のアップサンプラまで先延ばしされるべきことがしばしば示唆される。伝送された信号は、それによって、平坦な周波数応答を有することにはならず、このことは、平坦化しないレガシー装置との相互運用性に関して不利な点となり得る。
これは、最小位相、全極フィルタであり、zの偶数乗だけを含む。2分の1のデシメーションの前にこのフィルタでフィルタリングすれば、以下の全極フィルタを用いてデシメートされたストリームをフィルタリングすることと等価である。
これは、アップサンプリングの前に、受け取られたデシメートされた信号に、例えば、以下の対応する逆フィルタを適用することによってデコーダ中で逆変換され得るプロセスである。
よってエンコーディングフィルタ中のz平面の極は、デコーダ中の零点によってキャンセルされる。時間領域において、エンコーダ中のレガシー平坦器によって生じる任意のリンギングは、デコーダ中の対応する「レガシー非平坦化」(legacy unflattening)によって抑制することができ、これは、エンコーダ及びデコーダの組み合わせの全インパルス応答が、エンコーダだけのそれよりもよりコンパクトになるようにする方法の一つである。
これは、FIRフィルタなので、アップサンプリングフィルタ及びエンドツーエンド平坦器と結合するにはおそらく便利であろう。この場合、このレガシー非平坦器は、別個に識別可能な機能ユニットではないかもしれない。よって、レガシー平坦器及びレガシー非平坦器の両方について、伝送サンプリングレートにおける実現の選択肢と、より高いサンプリングレートにおける実現の選択肢とがあり、後者の場合、その応答が伝送ナイキスト周波数について対称であるフィルタを使う。本明細書では、これら2つの実現方法は、等価であると考えられ、これらのうちのいずれか一方についての言及は、他方についての言及を包含するものと理解され得る。さらに、もしより高いサンプリングレートにおいて実現されるなら、平坦器又は非平坦器は、他のフィルタリングと結合され得るが、もし全デシメーションフィルタリング又は全再構成フィルタリングのそれぞれのz変換が、nがデシメーション比又は補間比であるznのべき乗をだけを含むz変換因数を有するなら、その存在は推定され得る。
1.444183138 - 0.5512608378z-1 + 0.1190498978z-2 - 0.01197219763z-3
は、エンコード内でデシメーションの後で、かつその逆がデコーダ内でアップサンプリングの前に適用され得るが、この3次のFIRフィルタは、伝送された信号を平坦化するのに図9の2次全極フィルタに対しても同様に効果的である。この場合、デコーダは、エンコード内で零点をキャンセルする極を有することになる。このFIR平坦器は、代替として、
1.444183138 - 0.5512608378z-2 + 0.1190498978z-4 - 0.01197219763z-6
を用いてデシメーションの前に実現され得て、この形態では、ダウンサンプリングフィルタと結合され得るが、その場合、別個の機能ユニットとしては識別できない。
(dB(f) + dB(fstrans-f))/2
と、非対称成分
(dB(f) - dB(fstrans-f))/2
とに分解する。ここでfは周波数であり、fstransは伝送サンプリング周波数であり、2つのダウンサンプリングフィルタを比較するに際して、我々は、非対称成分だけに着目すればよく、対称成分は必要であればデコーダにおいて調整すればよい。実際、非対称成分は、エイリアス阻止の半分になるので、
エイリアス阻止 = dB(f) - dB(fstrans - f)
となる。
我々は、Dragotti P.L.、Vetterli M.、及びBlu T.による「Sampling Moments and Reconstructing Signals of Finite Rate of Innovation: Shannon Meets Strang-Fix」、IEEE Transactions on Signal Processing, Vol. 55, No. 5, May 2007という論文を参照する。この論文のセクションIIIは、任意の位置及び振幅を有するディラックパルスのストリームからなる信号を検討し、信号の均一にサンプリングされた表現から、ディラックパルスの位置及び振幅が一義に推測され得るためには、どのようなサンプリングカーネルが使用され得るかについての問いが呈されている。
(1, 2, 3, 2, 1) / 9 3でデシメーション
(1, 2, 3, 4, 3, 2, 1) / 16 4でデシメーション
…
(1, 2, 3, 4, 5, 6, 7, 8, 7, 6, 5, 4, 3, 2, 1) / 64 8でデシメーション。
2.1451346747 - 1.4364916731z-1 + 0.2913569984z-2
のような短い平坦器を用いて176.4kHzにおいて0.12dBに低減され得る。
4.0185 - 5.9764z-1 + 4.6929z-2- 2.4077z-3 + 0.8436z-4 - 0.1971z-5 + 0.0279z-6- 0.0018z-7
は、ダウンサンプラ及びアップサンプラの全応答を20kHzにおいて0.2dB以内に平坦化し、聴感上も満足のいくものであることがわかった。
1.2305/(1 + 0.2489z-1 - 0.0231z-2+ 0.0058z-3 - 0.0015z-4 + 0.0003z-5 - 0.0001z-6+ 0.8166 10-5z-7 - 0.7262 10-6z-8 + 0.3151 10-7z-9)
が理論的には必要であるが、パスバンドにおけるリップルが最小限、加わってもよいなら、ここに与えられた分母の後ろの項のいくつかは省略され得る。いずれにしても、ここで与えられた数式表現は、対応するFIR非平坦器を提供するために逆変換(inverted)され得る。高解像度デコーダは、典型的には44.1kHzにおいて非平坦化し、88.2kHzにアップサンプリングし、それから88.2kHzにおいて上に挙げたように7次のFIRフィルタのような最適設計された平坦器を用いて平坦化する。この場合、エンコーダ及び高解像度デコーダ両方のインパルス応答は、12の非零のタップを有し、一方で、エンコーダ単体は、-40dBから-60dBのようなより低いレベルではあるが、より長く続くインパルス応答を有する。
上述のように、「take 5」のようなアイテムをエンコーディングするときには、図8に示されるように、ノイズスペクトラムがピークを持つ55kHzのような周波数においてダウンサンプリングフィルタが強い減衰を提供する方が望ましいかもしれない。この周波数の近傍でのエネルギーを抑圧するために1つ以上のz平面の零点を配置することを考えるのは当然だろう。しかしながらそうするためには、エンドツーエンドのインパルス応答の全長を増す必要がある。一つめの理由は、それぞれの複素零点は、ダウンサンプリングフィルタ上でさらに2つのタップを要求するからであり、二つめの理由は、55kHz近傍の零点は、合計のドループを極めて大きくする結果、より長い平坦化フィルタもおそらくは要求されるからである。
本明細書で説明されたデコーディング応答のうちいくつかは、通常では再構成フィルタには存在しない特徴を有することに注意されたい。これらの特徴には、44.kkHz又は48kHzのナイキスト周波数の半分において低下するのではなく、増大する応答と、zの偶数乗だけの関数である1つ以上の要素を有するz変換とが含まれ、それによってナイキスト周波数の半分の周波数について対称的である個別の応答を有する。
Claims (25)
- オーディオキャプチャの音声を伝達するための、エンコーダ及びデコーダを備えるシステムであって、
前記エンコーダは、前記オーディオキャプチャを表す信号から伝送サンプリングレートにおけるデジタルオーディオ信号を出力するよう構成され、
前記デコーダは、前記デジタルオーディオ信号を受け取り、再構成された信号を出力するよう構成され、
前記エンコーダは、前記伝送サンプリングレートの倍数である第1サンプリングレートにおける前記オーディオキャプチャを表す前記信号を受け取り、前記信号をダウンサンプリングすることによって前記デジタルオーディオ信号を出力するよう構成されるダウンサンプラを備え、
前記エンコーダ及び前記デコーダを組み合わせたインパルス応答は、その累積絶対応答が最終値の1%から95%まで上昇するのにかかる持続期間が、前記伝送サンプリングレートにおける5サンプル周期を超えないことを特徴とし、
前記累積絶対応答は、前記インパルス応答の絶対的な大きさの時間積分である
システム。 - 前記エンコーダ及び前記デコーダを組み合わせた前記インパルス応答の前記持続期間は、前記伝送サンプリングレートの4周期を超えない
請求項1に記載のシステム。 - オーディオキャプチャの音声を伝送するための、エンコーダ及びデコーダを備えるシステムであって、
前記エンコーダは、前記オーディオキャプチャを表す信号から伝送サンプリングレートにおけるデジタルオーディオ信号を出力するよう構成され、
前記デコーダは、前記デジタルオーディオ信号を受け取り、再構成された信号を出力するよう構成され、
前記エンコーダは、前記伝送サンプリングレートの倍数である第1サンプリングレートにおける前記オーディオキャプチャを表す前記信号を受け取り、前記信号をダウンサンプリングすることによって前記デジタルオーディオ信号を出力するよう構成されるダウンサンプラを備え、
前記エンコーダ及び前記デコーダを組み合わせたインパルス応答は、その累積絶対応答が最終値の1%から50%まで上昇するのにかかる持続期間が、前記伝送サンプリングレートにおける2サンプル周期を超えないことを特徴とし、
前記累積絶対応答は、前記インパルス応答の絶対的な大きさの時間積分である
システム。 - 前記エンコーダ及び前記デコーダを組み合わせた前記インパルス応答の前記持続期間は、前記伝送サンプリングレートの1.5周期を超えない
請求項3に記載のシステム。 - 前記ダウンサンプラは、第1サンプリングレートにおいて特定されたデシメーションフィルタを備え、前記デシメーションフィルタのエイリアス阻止は、デシメーションで範囲0〜7kHzにエイリアシングされる周波数において少なくとも32dBである
請求項1〜4のいずれか1項に記載のシステム。 - 前記デシメーションフィルタとして機能するよう構成された第2フィルタが数学的に存在し、
前記第2フィルタは、前記デシメーションフィルタと同じエイリアス阻止を有し、かつ累積絶対応答が最終値の1%から95%まで上昇するのにかかる持続期間が、前記伝送サンプリングレートにおける5サンプル周期を超えないインパルス応答を有する
請求項1又は請求項2に従属するときの請求項5に記載のシステム。 - 前記エンコーダの応答は、極を有し、
前記デコーダの応答は、z平面の位置が前記極と一致する零点を有することによって、前記極の効果が前記再構成された信号において相殺される
請求項1〜6のいずれか1項に記載のシステム。 - 前記デコーダの応答は、極を有し、
前記エンコーダの応答は、z平面の位置が前記極と一致する零点を有することによって、前記極の効果が前記再構成された信号において相殺される
請求項1〜6のいずれか1項に記載のシステム。 - 前記デコーダの応答が、前記伝送サンプリングレートに対応するナイキスト周波数の周辺の領域で上昇し、前記エンコーダの応答が、前記領域において下降する応答を有することによって、ナイキスト周波数より上の周波数の、前記ナイキスト周波数より下の周波数へのエンコーダにおける下側へのエイリアシングを低減する
請求項1〜8のいずれか1項に記載のシステム。 - 前記伝送サンプリングレートは、88.2kHz及び96kHzのうちの1つであり、前記第1サンプリングレートは、176.4kHz、192kHz、352.8kHz、及び384kHzのうちの1つである
請求項1〜9のいずれか1項に記載のシステム。 - 伝送サンプリングレートにおける伝送のためのデジタルオーディオ信号を、キャプチャされたオーディオの音声を伝達するのに要求されるサンプリングレートを低減することによって出力する方法であって、
前記伝送サンプリングレートの倍数である第1サンプリングレートを有する前記キャプチャされたオーディオの表現を、前記第1サンプリングレートで特定されるデシメーションフィルタを用いてフィルタリングするステップ、及び
前記フィルタリングされた表現をデシメーションすることによって、前記デジタルオーディオ信号を出力するステップであって、前記デシメーションフィルタのインパルス応答は、デシメーションで範囲0〜7kHzにエイリアシングされる周波数において少なくとも32dBであるエイリアス阻止を有する、前記デジタルオーディオ信号を出力するステップを含み、
前記デシメーションフィルタとして機能するよう構成された第2フィルタが数学的に存在し、
前記第2フィルタは、前記デシメーションフィルタと同じエイリアス阻止を有し、かつ累積絶対応答が最終値の1%から95%まで上昇するのにかかる持続期間が、前記伝送サンプリングレートにおける5サンプル周期を超えないインパルス応答を有し、
前記累積絶対応答は、前記インパルス応答の絶対的な大きさの時間積分である
方法。 - 前記第2フィルタの前記インパルス応答の前記持続期間は、前記伝送サンプリングレートの4周期を超えない
請求項11に記載の方法。 - 前記第1サンプリングレートにおいて前記キャプチャされたオーディオの前記表現を得るステップをさらに備える
請求項11又は請求項12に記載の方法。 - 前記キャプチャされたオーディオのスペクトラムを分析するステップ、及び
前記分析されたスペクトラムに応じて前記デシメーションフィルタを選択するステップをさらに備える
請求項11〜13のいずれか1項に記載の方法。 - 前記キャプチャされたオーディオのノイズフロアを分析するステップ、及び
前記分析されたノイズフロアに応じて前記デシメーションフィルタを選択するステップをさらに備える
請求項11〜14のいずれか1項に記載の方法。 - デコーダによって使われるよう、デシメーションフィルタの選択に関連する情報を出力するステップをさらに備える
請求項14又は請求項15に記載の方法。 - 前記伝送サンプリングレートは、88.2kHz及び96kHzのうちの1つであり、前記第1サンプリングレートは、176.4kHz、192kHz、352.8kHz、及び384kHzのうちの1つである
請求項11〜16のいずれか1項に記載の方法。 - 前記フィルタリングするステップは、前記伝送サンプリングレートに対応するナイキスト周波数について対称な応答を有する平坦化フィルタで前記デシメーションフィルタの応答を平坦化することを含む、
請求項11〜17のいずれか1項に記載の方法。 - 前記平坦化フィルタの応答は、極を有する
請求項18に記載の方法。 - 請求項11〜19のいずれか1項に記載の方法を実行することによって出力されたデジタルオーディオ信号を保持するデータ担体。
- 請求項11〜19のいずれか1項に記載の方法を用いてデジタルオーディオ信号を出力するよう構成されるエンコーダ。
- オーディオキャプチャの音声を伝達するためのシステムであって、
前記オーディオキャプチャを表す信号を受け取り、伝送サンプリングレートにおけるデジタルオーディオ信号を出力するよう構成されたエンコーダであって、前記エンコーダは、その累積絶対応答が最終値の1%から95%まで上昇するのにかかる持続期間を有するインパルス応答を特徴とする、エンコーダ、及び
前記デジタルオーディオ信号を受け取り、再構成された信号を出力するよう構成されたデコーダであって、前記デコーダは、その累積絶対応答が最終値の1%から95%まで上昇するのにかかる持続期間を有するインパルス応答を特徴とする、デコーダ、
を備え、
前記エンコーダ及び前記デコーダの組み合わされたインパルス応答は、
前記エンコーダ単体のインパルス応答の特徴である持続期間及び前記デコーダ単体のインパルス応答の特徴である持続期間よりも短い、累積絶対応答が1%から95%まで上昇するのにかかる持続期間を有する全システムインパルス応答をつくり、
前記累積絶対応答は、前記インパルス応答の絶対的な大きさの時間積分である
システム。 - 前記デコーダの応答は、z平面における位置が前記エンコーダの前記応答における極の位置と一致する
請求項22に記載のシステム。 - 前記デコーダの応答は、前記エンコーダから受け取られた情報に依存して選択される
請求項22又は請求項23に記載のシステム。 - 前記システムのインパルス応答の前記持続期間は、前記伝送サンプリングレートの5サンプル周期よりも大きくない
請求項22〜24のいずれか1項に記載のシステム。
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