JP6688214B2 - 可変剛性機構の制御装置 - Google Patents

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Description

本発明は、印加電圧に応じて弾性変形を生じる誘電性エラストマーを有する可変剛性機構の制御装置に関する。
誘電性エラストマーは、電圧を印加すると、該印加電圧による電界の方向に、マクスウェル応力によって圧縮されるという特性を有している。そして、誘電性エラストマー（以下、単にエラストマーということがある）の印加電圧を可変的に操作することで、該誘電性エラストマーの剛性等を所要の目標状態に制御することが可能である。このようなことから、エラストマーは、近年、様々な技術分野での利用が図られている。
例えば、特許文献１には、相互に相対変位可能な２つの部材間にシート状のエラストマーを介装し、該エラストマーの印加電圧を操作することで、２つの部材の間の剛性を変化させ得る装置が提案されている。
特開２００３−１７４２０５号公報
ところで、上記エラストマーは、一般にポリマー（高分子材料）により構成される。この場合、エラストマーに外力が作用している状態が継続すると、クリープ現象によってエラストマーのひずみが増大していき、やがて該エラストマーが破壊する。
このため、特許文献１に見れる如き装置では、クリープ現象によるエラストマーのひずみの増大化を抑制する技術が望まれる。
本発明はかかる背景に鑑みてなされたものであり、２つの部材間に誘電性エラストマーが介装された可変剛性機構を、クリープ現象による誘電性エラストマーのひずみの増大化を抑制し得るように制御することができる装置を提供することを目的とする。
本発明の可変剛性機構の制御装置は、上記目的を達成するために、第１部材と該第１部材に対して相対変位可能な第２部材との間の相対変位に応じて弾性力を発生するように該第１部材及び第２部材の間に介装され、且つ、印加電圧に応じて剛性度合いを変化させ得るように構成された誘電性エラストマーとを備える可変剛性機構の制御装置であって、
該誘電性エラストマーに印加する電圧を可変的に制御し得るように出力する電源と、
該電源の出力を制御する電源制御部と、
前記誘電性エラストマーの静電容量を逐次推定する静電容量推定部とを備えており、
前記電源制御部は、前記誘電性エラストマーの剛性度合いに関する要求に応じて、該要求を実現するための前記印加電圧の基準目標値を設定する処理と、前記基準目標値と前記第１部材及び第２部材の間の相対変位量の観測値とから、前記誘電性エラストマーの印加電圧と前記相対変位量と前記誘電性エラストマーの静電容量との間のあらかじめ作成された相関関係に基づいて、該誘電性エラストマーの静電容量の目標値を設定する処理と、前記静電容量の目標値と前記静電容量推定部による前記静電容量の推定値との偏差をゼロに近づけるように該偏差に応じて決定したフィードバック操作量により前記基準目標値を補正することにより前記電源の出力電圧の制御用目標値を設定する処理とを実行し、該制御用目標値に応じて前記電源の出力を制御するように構成されていることを特徴とする（第１発明）。
なお、本発明において、「前記第１部材及び第２部材の間の相対変位量の観測値」は、適宜のセンサによる該相対変位量の検出値、あるいは、該相対変位量と一定の相関関係を有する１つ以上の状態量の検出値から、該相関関係に基づいて推定してなる推定値を意味する。
また、以下の本発明の説明では、誘電性エラストマーを単にエラストマーと称することがある。
上記第１発明によれば、前記静電容量の目標値は、前記基準目標値と前記第１部材及び第２部材の間の相対変位量の観測値とから、前記相関関係に基づいて設定されるので、クリープ現象によるエラストマーのひずみが発生していないか、もしくは、ほとんど発生していない状態で、前記基準目標値と前記相対変位量の観測値との組に応じて規定される該エラストマーの静電容量値に相当するものとなる。
そして、前記電源の出力電圧の制御用目標値は、エラストマーの静電容量の目標値と推定値との偏差をゼロに近づけるように該偏差に応じて決定したフィードバック操作量により前記基準目標値を補正することにより設定される。
このため、クリープ現象によってエラストマーのひずみが進行していく傾向になり、ひいては、エラストマーの実際の静電容量が目標静電容量から乖離していく傾向になると、それを抑制し得るように、上記制御用目標値が調整されることとなる。
このため、該制御用目標値に応じて前記電源の出力を制御することで、クリープ現象によってエラストマーのひずみが進行していくのが抑制されることとなる。
よって、第１発明によれば、クリープ現象による誘電性エラストマーのひずみの増大化を抑制し得るように可変剛性機構を制御することができる。
上記第１発明では、エラストマーの静電容量を推定するための構成としては、より具体的には、次のような構成を採用し得る。
すなわち、前記電源制御部は、前記電源から出力される電圧が、前記制御用目標値に所定の周波数の振動成分を重畳してなる振動成分重畳電圧になるように前記電源の出力を制御するように構成される。
そして、前記静電容量推定部は、前記電源から出力される電圧が前記振動成分により変化したとき、該電圧の変化に応じて前記誘電性エラストマーの通電電流が増加した後に減衰していく期間である電流減衰期間における複数のサンプリング時刻での前記通電電流の検出値を取得する通電電流サンプリング処理と、前記電流減衰期間における前記誘電性エラストマーの通電電流の経時変化と該誘電性エラストマーの静電容量との相関関係を表すモデルと、前記複数のサンプリング時刻での前記通電電流の検出値とから、前記誘電性エラストマーの静電容量の推定値を決定する静電容量推定処理とを、前記振動成分に同期した所定の推定処理周期で逐次実行するように構成される（第２発明）。
ここで、前記電源から出力される電圧（エラストマーに印加する電圧）が比較的急激に（例えばステップ状に）変更された場合を想定する。この場合、過渡応答現象によって、エラストマーの通電電流が急激に増加した後に減衰していく。そして、このとき、該通電電流が減衰していく期間（電流減衰期間）では、エラストマーの静電容量の値と、該通電電流の電流路の抵抗値（エラストマーと直列接続されているとみなし得る抵抗素子の抵抗値）とに応じて規定される時定数で、該通電電流が減衰していく。
従って、前記電流減衰期間での、エラストマーの実際の通電電流の経時変化は、エラストマーの静電容量と高い相関性を有する。
そこで、第２発明では、前記静電容量推定部は、上記過渡応答現象に基づく前記電流減衰期間において、前記通電電流サンプリング処理を実行する。これにより、電流減衰期間における複数のサンプリング時刻でのエラストマーの通電電流の検出値が取得される。
そして、静電容量推定部は、前記モデルと、電流減衰期間における複数のサンプリング時刻での通電電流の検出値とから、前記静電容量推定処理により、エラストマーの静電容量の推定値を決定する。
この場合、前記複数のサンプリング時刻でのエラストマーの通電電流の検出値の時系列は、エラストマーの静電容量と高い相関性を有しているため、前記静電容量推定処理により、エラストマーの静電容量の推定値を適切に決定できることとなる。
よって、第２発明によれば、エラストマーの印加電圧を可変的に操作しつつ、該エラストマーの静電容量を適切に推定することができる。
上記第２発明では、前記振動成分は、矩形波信号であることが好適である（第３発明）。
これによれば、前記振動成分によって、前記電源の出力電圧をステップ状に変化させることが可能となるので、エラストマーの静電容量との相関性が高い前記過渡応答現象を顕著に発生させることができる。ひいては、前記静電容量推定部の処理によって、エラストマーの静電容量を高い信頼性で適切に推定することができる。
上記第２発明又は第３発明において、前記第１部材及び第２部材が、該第１部材及び第２部材の間の相対変位を生ぜしめる外力が可変的に作用し得るように設けられている場合には、前記静電容量推定部は、前記電源から出力される電圧が前記振動成分重畳電圧に制御されている状態で、前記振動成分の電圧値が変化する直前における前記通電電流の検出値である第１電流検出値を逐次取得する第１処理と、各推定処理周期の期間における前記通電電流の経時変化パターンであって、該推定処理周期の期間における前記振動成分の電圧値が該推定処理周期の期間の開始直前の電圧値に継続的に維持されていると仮定した場合における前記通電電流の経時変化パターンを、該推定処理周期の期間の開始前に前記第１処理で取得済の前記第１電流検出値の複数の過去値に基づいて予測する第２処理とを実行する機能をさらに有し、各推定処理周期における前記静電容量推定処理では、該推定処理周期の期間のうちの前記電流減衰期間における前記複数のサンプリング時刻での前記通電電流の検出値のそれぞれを、該推定処理周期に対応して前記第２処理で予測した経時変化パターンにより規定される各サンプリング時刻での電流値により補正し、該補正後の電流値と、前記モデルとから前記誘電性エラストマーの静電容量の推定値を決定するように構成されていることが好ましい（第４発明）。
これによれば、前記第１処理及び第２処理によって、エラストマーに作用する外力の変動に応じた該エラストマーの静電容量の変化に起因する通電電流の経時変化パターンを予測することができる。このため、前記各推定処理周期の期間のうちの電流減衰期間における前記複数のサンプリング時刻での通電電流の検出値のそれぞれを、前記第２処理で予測した経時変化パターンにより規定される各サンプリング時刻での電流値により補正することよって、前記複数のサンプリング時刻での通電電流の検出値から、前記外力の変動に応じた該エラストマーの静電容量の変化に起因する通電電流の成分を除去することができる。
その結果、前記補正後の電流値と、前記モデルとからエラストマーの静電容量の推定値を決定することによって、前記外力が変動する状況あっても、エラストマーの静電容量を高い信頼性で推定することができる。
上記第１〜第４発明では、前記誘電性エラストマーは、シート状に形成されており、且つ、その厚み方向に前記印加電圧を付与し得るように構成されており、さらに該誘電性エラストマーの中央部が前記第１部材に固定され、且つ、周縁部が、前記第１部材に対して該誘電性エラストマーの厚み方向に相対移動可能に設けられた前記第２部材に固定されており、前記印加電圧が付与されていない状態で、該第１部材及び第２部材の間で張力を付与された状態となるように張設されているという態様を採用し得る（第５発明）。
これによれば、シート状のエラストマーの厚みが、クリープ現象によって減少していくのを防止することができる。このため、シート状のエラストマーの厚みが比較的小さい場合であっても、該エラストマーがクリープ現象に起因して、破壊してしまうのを適切に防止することができる。
また、エラストマーは、印加電圧が付与されていない状態で、該第１部材及び第２部材の間で張力を付与された状態となっているので、該エラストマーの印加電圧の操作によって、該エラストマーの剛性を幅広い範囲で変化させることが可能となる。
本発明の一実施形態における可変剛性機構を示す図。 誘電性エラストマーの印加電圧と厚みとの関係を例示するグラフ。 実施形態の可変剛性機構の制御装置の全体のシステム構成を示す図。 図３に示す電源制御部の処理を示すフローチャート。 図４のＳＴＥＰ２で使用するマップを例示する図。 クリープ現象に起因する静電容量の経時変化を例示するグラフ。 振動成分を重畳した振動成分重畳電圧の波形を例示する図。 過渡応答現象による誘電性エラストマーの通電電流の経時変化を例示するグラフ。 図９Ａ及び図９Ｂは誘電性エラストマーの通電電流の検出値の補正処理に関する説明図。 実施形態における目標電源電圧の経時変化を例示するグラフ。 実施例及び比較例に関する誘電性エラストマーの静電容量の経時変化を例示するグラフ。
本発明の一実施形態を図１〜図１１を参照して以下に説明する。図１を参照して、本実施形態の可変剛性機構１００は、シート状に形成された誘電性エラストマー１と、該誘電性エラストマー１（以降、単にエラストマー１という）に周縁部に装着された枠体３と、該枠体３に対して相対移動し得るようにエラストマー１の中心部に装着された可動部材４とを備える。
枠体３及び可動部材４は、それぞれの本発明における第２部材、第１部材に相当する。
エラストマー１は、例えばシリコン樹脂、ウレタン樹脂、アクリル樹脂等により構成され得る。そして、エラストマー１の厚み方向の両面には、各面を被覆するようにして膜状の電極２，２が固着されている。
枠体３は、エラストマー１の周縁部を挟み込むようにして該エラストマー１に固着されている。この場合、エラストマー１の周縁部は、該エラストマー１を面沿い方向に引っ張った状態（プリテンションの付与状態）にて、枠体３に保持されている。
可動部材４は、エラストマー１の中心部に穿設された穴１ａに装着されている。そして、可動部材４は、枠体３に対する相対移動方向が図示しないガイド機構によりエラストマー１の中心軸線Ｃの方向に案内されるようになっている。
かかる構成の可変剛性機構１００では、可動部材４を枠体３に対して中心軸線Ｃの方向で変位させることで、図１に二点鎖線で例示する如く、エラストマー１が撓むと共に可動部材４を元の平衡位置（可動部材４を枠体３に対して相対変位させる外力が作用していない無負荷状態での位置）に戻す方向の弾性力を発生する。
また、エラストマー１に電極２，２を介して電圧を印加する（電極２，２間でエラストマー１の厚み方向に電界を発生させる）ことで、マクスウェル応力により、エラストマー１が厚み方向に圧縮される。これに伴い、エラストマー１は、外力が作用していない状態（自然長状態）では、面沿い方向に伸長する（厚み方向で見た面積が拡大する）。
このため、エラストマー１の周縁部が枠体３に保持してされている可変剛性機構１００においては、可動部材４と枠体３との間でのエラストマー１の張力（プリテンション）が減少すると共に、エラストマー１の剛性（枠体３に対して可動部材４を中心軸線Ｃの方向に相対変位させる場合の剛性）が低下する。
この場合、エラストマー１の厚みは、図２に例示するように、印加電圧の増加に伴い減少する。このため、印加電圧が大きいほど、エラストマー１の剛性が小さくなる。
従って、可変剛性機構１００は、エラストマー１に印加する電圧を操作することで、可動部材４と枠体３との間のエラストマー１の剛性を可変的に調整することが可能である。
補足すると、可変剛性機構１００は、枠体３と、可動部材４との間で、複数のエラストマー１を積層した構造のものであってよい。
一方、エラストマー１は電気的な絶縁体であるため、容量素子としての機能を有する（静電容量を有する）。この場合、シート状のエラストマー１の静電容量は、基本的には、該エラストマー１の面積（厚み方向で見た面積）に比例し、且つ、該エラストマー１の厚みに反比例する。そして、外力が作用していない状態（自然長状態）のエラストマー１の厚みと面積との関係は、基本的には、反比例関係となる。従って、エラストマー１の静電容量は、基本的には、該エラストマー１の厚みの二乗に反比例する。
なお、エラストマー１のクリープ現象と静電容量との関係について補足すると、本実施形態の可変剛性機構１００では、エラストマー１の印加電圧と、エラストマー１の負荷荷重（可動部材４に作用させる中心軸線Ｃの方向の並進外力）とを一定に維持した状態で、エラストマー１のクリープ現象が発生すると、エラストマー１の厚みが徐々に減少していくように該エラストマー１のひずみが進行する。ひいては、エラストマー１の静電容量が経時的に増加していくこととなる。
図３は、可変剛性機構１００の制御装置のシステム構成を示している。該システムは、エラストマー１に印加する電圧の操作によって該エラストマー１の剛性を可変的に制御することと並行して、該エラストマー１の静電容量を計測することが可能なシステムである。
図示の如く、本実施形態の可変剛性機構１００の制御装置は、エラストマー１の電極２，２に接続された直流電源１０（これは本発明における電源に相当する）と、該直流電源１０とエラストマー１との間で流れる通電電流を検出する電流検出器１１と、枠体３に対する可動部材４の相対変位量を検出する変位検出器１２と、制御処理装置１３とを備える。なお、変位検出器１２としては、例えば、光学式の測距センサ等を採用し得る。
直流電源１０は、エラストマー１の電極２，２間に、直流電圧を出力する電源であり、その出力電圧の大きさを、所要の目標値に可変的に制御し得るように構成されている。この直流電源１０は、過大な電流が流れるのを防止する過電流防止機能を有しており、直流電源１０を流れる電流（出力電流又は入力電流）が所定の上限値（リミット値）を超えると、該電流が強制的に上限値に制限されるようになっている。
制御処理装置１３は、ＣＰＵ、ＲＡＭ、ＲＯＭ、インターフェース回路等を含む１つ又は複数の電子回路ユニットにより構成されている。この制御処理装置１３は、実装されるハードウェア構成又はプログラムにより実現される機能として、直流電源１０の出力電圧を制御する電源制御部２１と、エラストマー１の静電容量を推定する静電容量推定部２２とを含む。
以下に電源制御部２１及び静電容量推定部２２の処理を詳細に説明する。
電源制御部２１は、図４のフローチャートに示す処理を所定の制御処理周期で逐次実行する。すなわち、電源制御部２１は、ＳＴＥＰ１において、エラストマー１の剛性度合いの目標値に応じて、直流電源１０の出力電圧（エラストマー１の印加電圧）の基準目標値である基準電源電圧Ｖbaseを決定する。
ここで、エラストマー１の剛性度合いの目標値は、可変剛性機構１００が搭載された任意の装置（例えばロボットの関節機構等）の作動要求等に応じて、制御処理装置１３が適宜決定し、あるいは、外部の他の装置から制御処理装置１３に適宜与えられる目標値である。
かかる剛性度合の目標値としては、例えば、可動部材４の変位量の変化に対するエラストマー１の弾性力（可動部材４を中心軸線Ｃの方向に動かす並進弾性力）の変化の感度（所謂、ばね定数に相当する感度）の目標値、あるいは、該感度の逆数値の目標値等を使用し得る。
また、上記基準電源電圧Ｖbaseは、エラストマー１の剛性度合の目標値を実現するために、エラストマー１に印加すべき電圧の基準値として、エラストマー１の剛性度合の目標値との関係があらかじめ定められた電圧値である。
そして、ＳＴＥＰ１では、基準電源電圧Ｖbaseは、例えば、エラストマー１の剛性度合の目標値から、あらかじめ実験等に基づいて作成された演算式又はデータテーブル等に基づき決定される。この場合、本実施形態では、エラストマー１の剛性は、エラストマー１の印加電圧が高いほど、低くなる。このため、基準電源電圧Ｖbaseは、エラストマー１の剛性度合の目標値により示される該エラストマー１の剛性が低いほど、大きくなるように決定される。
次いで、ＳＴＥＰ２において、電源制御部２１は、変位検出器１２の出力により示される可動部材４の現在の相対変位量の検出値（以降、単に変位量検出値という）と、ＳＴＥＰ１で決定した基準電源電圧Ｖbaseとから、図５に例示する如くあらかじめ作成されたマップに基づいて、エラストマー１の静電容量の目標値（以降、目標静電容量Ｃcmdという）を決定する。
ここで、ＳＴＥＰ２で決定する目標静電容量Ｃcmdは、より詳しくは、可動部材４の相対変位量を現在の変位量検出値と同一の変位量に維持し、且つ、エラストマー１に上記基準電源電圧Ｖbaseを印加した場合において、エラストマー１のクリープ現象に起因するエラストマー１の厚みの経時的な減少が発生していないか、もしくは、ほとんど進行していない状態で実現されるエラストマー１の静電容量の値に相当するものである。
そして、図５に示すマップは、エラストマー１の印加電圧と、可動部材４の相対変位量と、上記静電容量（エラストマー１のクリープ現象に起因するエラストマー１の厚みの経時的な減少が発生していないか、もしくは、ほとんど進行していない状態での静電容量）との関係を表すものとして、あらかじめ実験等に基づき作成されたマップである。このマップでは、エラストマー１の印加電圧が大きいほど、あるいは、可動部材４の変位量が大きいほど、エラストマー１の静電容量が大きくなる。
次いで、ＳＴＥＰ３において、電源制御部２１は、ＳＴＥＰ２で決定した目標静電容量Ｃcmdと、静電容量推定部２２（詳細は後述する）によるエラストマー１の実際の静電容量Ｃactの推定値との偏差に応じて、次式（１）により、上記基準電源電圧Ｖbaseを補正することで、直流電源１０の出力電圧の制御用目標値である目標電源電圧Ｖcmdを決定する。

Ｖcmd＝Ｖbase＋∫(Ｋ・(Ｃcmd−Ｃact)) dt ……（１）

なお、式（１）の右辺第２項の「Ｋ」は所定値のゲインである。
式（１）の右辺の第２項は、エラストマー１の目標静電容量Ｃcmdと実際の静電容量Ｃactの推定値との偏差をゼロに収束させるように機能するフィードバック操作量である。本実施形態では、該フィードバック操作量は積分則により算出される。
このため、目標電源電圧Ｖcmdは、エラストマー１の実際の静電容量Ｃactが目標静電容量Ｃcmdからずれるのを抑制するように、基準電源電圧Ｖbaseを補正してなる値として決定される。
従って、エラストマー１のクリープ現象に起因して、該エラストマー１の厚みが減少傾向になり、ひいては、静電容量Ｃactが目標静電容量Ｃcmdよりも大きい値に増加していく傾向になると、目標電源電圧Ｖcmdは基準電源電圧Ｖbaseよりも小さい電圧値に決定される。
また、式（１）の右辺第２項のゲインＫの値は、本実施形態では、基準電源電圧Ｖbaseが大きいほど、大きくなるように、該基準電源電圧Ｖbaseに応じて可変的に設定される。これは、次の理由による。
すなわち、クリープ現象に起因するエラストマー１のひずみの進行速度（ひいては、厚みの減少速度）は、エラストマー１の印加電圧が大きいほど、大きくなる傾向がある。このため、クリープ現象に起因するエラストマー１の静電容量の増加速度は、図６に例示するく、エラストマー１の印加電圧が大きいほど、大きくなる。そこで、本実施形態では、電源制御部２１は、基準電源電圧Ｖbaseが大きいほど、実際の静電容量Ｃactを目標静電容量Ｃcmdに近づける効果を高めるために、ゲインＫの値を、上記の如く、基準電源電圧Ｖbaseに応じて可変的に設定する。
次に、ＳＴＥＰ４において、電源制御部２１は、ＳＴＥＰ３で算出した目標電源電圧Ｖcmdに、所定の周波数の振動成分を重畳してなる電圧（以下、振動成分重畳電圧という）を直流電源１０から出力させるように、該直流電源１０を制御する。
ここで、上記振動成分は、エラストマー１の静電容量Ｃactを推定するために、目標電源電圧Ｖcmdに付加する電圧信号である。該振動成分は、本実施形態では、図７に例示する如く、一定の振幅ΔＶの矩形波状の電圧信号である。なお、図７では図示の便宜上、目標電源電圧Ｖcmdが、ある値に上昇した後に、一定に維持されている場合における振動成分重畳電圧の電圧値の経時変化を示している。
上記振動成分は、目標電源電圧Ｖcmdの可変幅（又は前記基準電源電圧Ｖbaseの可変幅）に比して十分に微小な振幅を有し、且つ、その１周期あたりの平均電圧値がゼロもしくはほぼゼロとなる電圧信号である。
より詳しくは、矩形波状の振動成分の振幅ΔＶは、その振幅ΔＶの電圧変化に応じたエラストマー１の厚みの変化が、エラストマー１の剛性度合に実質的に影響を及ぼさない程度に十分に微小なものとなるように、あらかじめ実験等に基づき設定されている。
また、振動成分の立ち上がりタイミング（電圧増加タイミング）から次の立下りタイミング（電圧減少タイミング）までの間のパルス幅Ｔw1と、立ち下がりタイミングから次の立ち上がりタイミングまでの間のパルス幅Ｔw2とは、それぞれの時間内で、図８に示す如く、エラストマー１と直流電源１０との間で流れる電流（直流電源１０の出力電圧がステップ状に変化することに起因する過渡応答電流）が十分に減衰していくように、あらかじめ実験等に基づき設定されている。例えば、エラストマー１の変形により実現し得る静電容量の最大値と、エラストマー１と直流電源１０との間の電流路の抵抗値（電極２，２の抵抗値等）とから算出される減衰時定数の値に基づきＴw1、Ｔw2を設定したり、あるいは、可動部材４の相対変位量を最大にした状態で、エラストマー１に直流電源１０から最大のステップ幅の直流電圧を印加した場合の過渡応答電流の実測値に基づいてＴw1、Ｔw2を設定することが可能とである。なお、Ｔw1、Ｔw2は、互いに同一の時間幅であってもよい。
また、振動成分の周期（＝Ｔw1＋Ｔw2）は、エラストマー１の剛性度合いの目標値の変更周期（基準電源電圧Ｖbaseの変更周期）よりも、短い時間幅に設定されている。これは、エラストマー１の剛性度合の変更のために直流電源１０の定常目標値を変化させた場合にエラストマー１に大きな電流が流れることから、静電容量推定部２２によるエラストマー１の静電容量の推定処理が、直流電源１０の過電流防止機能による電流制限等の影響を受けやすくなるためである。
補足すると、図７に示す例では、振動成分重畳電圧の電圧値が、目標電源電圧Ｖcmdと、Ｖcmd＋ΔＶの電圧値との間で変化するように、目標電源電圧Ｖcmdに振動成分を重畳している。ただし、例えば、振動成分重畳電圧の電圧値が、目標電源電圧Ｖcmdと、Ｖcmd−ΔＶの電圧値との間で変化するように、あるいは、Ｖcmd−（ΔＶ／２）と、Ｖcmd＋（ΔＶ／２）との間で変化するように、目標電源電圧Ｖcmdに振動成分を重畳するようにしてもよい。
電源制御部２１は、以上の如く、直流電源１０の出力電圧を、前記ＳＴＥＰ３で算出した目標電源電圧Ｖcmdに振動成分を重畳してなる振動成分重畳電圧に制御する。
補足すると、本実施形態では、前記ＳＴＥＰ３で基準電源電圧Ｖbaseを補正するフィードバック操作量を、目標静電容量Ｃcmdと実際の静電容量Ｃactの推定値との偏差から、積分則により算出した。ただし、該フィードバック操作量を、例えば比例・積分則（ＰＩ制御則）、比例・微分則（ＰＤ制御則）、あるいは、比例・積分・微分則（ＰＩＤ制御則）等、他のフィードバック制御則を用いて決定するようにしてもよい。
次に、静電容量推定部２２による静電容量Ｃactの推定処理を詳細に説明する。なお、以降の説明では、静電容量Ｃは、特にことわらない限り、エラストマー１の実際の静電容量Ｃact（又はその推定値）を意味する。
静電容量推定部２２は、直流電源１０から振動成分重畳電圧が出力されている状態にて、前記振動成分の各パルス幅Ｔw1，Ｔw2の期間毎に（振動成分に同期した推定処理周期で）、エラストマー１の静電容量を推定する処理を実行する。この場合、静電容量推定部２２は、前記振動成分の各パルス幅Ｔw1，Ｔw2の期間のうちの所定の期間において、前記電流検出器１１の出力により示されるエラストマー１の通電電流の検出値（以降、単に電流検出値という）を取得して記憶保持する処理（以降、通電電流サンプリング処理という）を実行する。
ここで、直流電源１０から出力される振動成分重畳電圧の振動成分に起因して、振動成分重畳電圧の値がステップ状に急激に変化すると、過渡応答現象によって、エラストマー１の通電電流が急激に増加した後、該通電電流の電流路の容量値たるエラストマー１の静電容量Ｃの値と、該電流路の抵抗値Ｒとに応じて規定される時定数（＝１／(Ｒ・Ｃ）で、該通電電流が減衰していく。
なお、該通電電流は、振動成分重畳電圧の大きさがステップ状に増加する場合には、エラストマー１に蓄えられる電荷を増加させる方向の電流となり、振動成分重畳電圧の大きさがステップ状に減少する場合には、エラストマー１に蓄えられる電荷を減少させる方向の電流となる。
以降、上記のように直流電源１０の出力電圧のステップ状の変化に起因する過渡応答現象によって、急激に増加した後、減衰していくパターンで経時変化するエラストマー１の通電電流を過渡応答電流という。また、過渡応答電流の電流値が減衰していく期間を電流減衰期間という。
図７は上記過渡応答電流の経時変化を例示している。ここで、過渡応答電流は、直流電源１０の出力電圧のステップ状の変化直後に急激に電流値が増加するため、直流電源１０の過電流防止機能によって、直流電源１０の出力電圧のステップ状の変化直後の過渡応答電流の電流値が、強制的に上限値Ｉ_limitに制限されることが多々ある。図７に例示する過渡応答電流の経時変化のグラフは、上記の如く直流電源１０の出力電圧のステップ状の変化直後に、電流値が上限値Ｉ_limitに制限された場合の過渡応答電流の経時変化を例示している。なお、直流電源１０の出力電圧のステップ状の変化量が比較的小さい場合には、過渡応答電流の電流値が上限値Ｉ_limitに制限されずに、本来のピーク値まで上昇する場合もある。
過渡応答電流の電流値が電流減衰期間で減衰していくときの時定数は、上記の如くエラストマー１の静電容量Ｃと、エラストマー１の通電電流の電流路の抵抗値Ｒとに応じたものとなる。従って、振動成分の各パルス幅Ｔw1，Ｔw2の期間のうちの電流減衰期間における電流値の経時変化は静電容量Ｃと相関性を有するものとなる。
そこで、前記通電電流サンプリング処理では、静電容量推定部２２は、振動成分の各パルス幅Ｔw1，Ｔw2の期間毎に、電流減衰期間の複数のサンプリング時刻での電流検出値を時系列的に取得する。
具体的には、図７を参照して、静電容量推定部２２は、振動成分の各パルス幅Ｔw1，Ｔw2の期間が開始すると、電流検出器１１の出力により示される電流検出値を、所定のサンプリング周期ｄｔで逐次監視することを開始する。なお、振動成分の各パルス幅Ｔw1，Ｔw2の期間の開始タイミングは、電源制御部２１から静電容量推定部２２に与えられる。また、サンプリング周期ｄｔは、振動成分の各パルス幅Ｔw1，Ｔw2よりも十分に短い時間幅であらかじめ設定された値である。
そして、静電容量推定部２２は、電流検出値の監視に基づいて、電流減衰期間の開始タイミングを検知すると（図７では時刻ｔ0）、その時のサンプリング時刻（ｔ0）から、所定数ｍのサンプリング周期ｄｔが経過するまでの所定期間（ｍ・ｄｔの期間）の各サンプリング時刻ｔ0，ｔ1，…，ｔmでの電流検出値Ｉr(t0)，Ｉr(t1)，…，Ｉr(tm)をメモリに時系列的に記憶保持していく。これにより、静電容量推定部２２は、振動成分の各パルス幅Ｔw1，Ｔw2の期間のうちの電流減衰期間において、過渡応答電流の（ｍ＋１）個の電流検出値Ｉr(t0)，Ｉr(t1)，…，Ｉr(tm)の時系列を取得する。
なお、上記所定数ｍとサンプリング周期ｄｔとは、過渡応答電流の電流値の減衰の時定数の値として想定され得る最小値τ_minと最大値τ_maxとに対して、τ_min≦ｍ・ｄｔ≦τ_maxとなるように（すなわち、電流検出値を記憶保持することを開始するサンプリング時刻ｔ0から終了するサンプリング時刻ｔmまでの時間幅（＝ｍ・ｄｔ）が、τ_minと、τ_maxとの間の範囲内の時間幅となるように）、設定しておくことが望ましい。
ところで、図７に例示した過渡応答電流の経時変化のグラフは、より詳しくは、エラストマー１の静電容量Ｃ一定に保たれている状態で、直流電源１０の出力電圧がステップ状に変化した場合の過渡的な電流変化を例示している。
一方、本実施形態では、前記可動部材４に作用する外力（可動部材４を枠体３に対して中心軸線Ｃの方向に変位させる外力）の変動に応じて、エラストマー１が撓むように弾性変形することで、エラストマー１の静電容量Cも変化する。このため、可動部材４に作用する外力が変動する状況では、エラストマー１の通電電流は、直流電源１０の出力電圧が振動成分を含まない一定値であっても、図９Ａに破線のグラフで例示する如く変動する。
そして、可動部材４に作用する外力が変動する状況において、直流電源１０から前記振動成分重畳電圧を出力した場合には、振動成分の各パルス幅Ｔw1，Ｔw2の期間でのエラストマー１の実際の通電電流は、例えば、図９Ａに実線のグラフで例示するように、可動部材４に作用する外力の変動によるエラストマー１の弾性変形に起因して変動する電流成分と、図７に例示した如き過渡応答電流とを合成した形態の電流となる。
なお、図９Ａの実線のグラフは、理解の便宜上、過渡応答電流が、直流電源１０の過電流防止機能による制限を受けていない状態でのエラストマー１の通電電流の経時変化の形態を概略的に表している。また、図９Ａの各白丸点は、実線のグラフ上で、振動成分の各パルス幅Ｔw1，Ｔw2の開始タイミングでの電流値を表している。
補足すると、振動成分の各パルス幅Ｔw1，Ｔw2の期間でのエラストマー１の実際の通電電流が、可動部材４に作用する外力の変動によるエラストマー１の弾性変形に起因して変動する電流成分を含む場合、電流検出器１１の出力により示される電流検出値が、過渡応答電流の電流減衰期間において、減衰を開始した後、減少傾向から増加傾向に転じる場合もある。ただし、前記通電電流サンプリング処理では、静電容量推定部２２は、電流減衰期間の開始タイミング（電流検出値の減衰の開始タイミング）を検知した後は、電流減衰期間が継続するとみなして、（ｍ＋１）個の電流検出値の時系列をメモリに記憶保持する。
可動部材４に作用する外力の変動によってエラストマー１の弾性変形が生じる状況では、上記の如く、エラストマー１の実際の通電電流は（ひいては電流検出値は）、過渡応答電流以外に、外力の変動によるエラストマー１の弾性変形に起因する電流成分を含むこととなる。そして、このような場合には、電流減衰期間での電流検出値をそのまま使用しても、エラストマー１の静電容量Ｃを適正に推定することが困難である。
そこで、本実施形態では、静電容量推定部２２は、振動成分の各パルス幅Ｔw1，Ｔw2の期間のうちの電流減衰期間において、メモリに時系列的に記憶保持した（ｍ＋１）個の電流検出値のそれぞれから、外力の変動によるエラストマー１の弾性変形に起因して変動する電流成分を除去するように、（ｍ＋１）個の電流検出値のそれぞれを補正する処理を実行する。
この補正処理では、静電容量推定部２２は、直流電源１０から振動成分重畳電圧が出力されている状態において、振動成分の各パルス幅Ｔw1，Ｔw2の開始直前のサンプリング時刻（換言すれば、各パルス幅Ｔw1，Ｔw2の終了直前のサンプリング時刻）で取得した電流検出値（以降、第１電流検出値という）をメモリに時系列的に記憶保持することを逐次実行する。この場合、メモリに記憶保持する第１電流検出値は、最新のサンプリング時刻から所定時間前までの所定期間分の複数の電流検出値である。
これらの第１電流検出値の時系列は、過渡応答電流を含まないか、もしくはほとんど含んでいない電流検出値の時系列に相当するものであるから、図９Ａの破線のグラフ上の電流検出値の時系列に相当するものとなる。従って、該第１電流検出値の時系列は、外力の変動によるエラストマー１の弾性変形に起因して変動するエラストマー１の通電電流の変化を示すものとなる。
そして、静電容量推定部２２は、当該所定期間分の第１電流検出値の時系列を基に、新たに開始するパルス幅Ｔw1又はＴw2の期間での直流電源１０の出力電圧が、当該新たに開始するパルス幅Ｔw1又はＴw2の期間の開始直前の電圧値に維持されていると仮定した場合（直流電源１０の出力電圧のステップ状の変化が生じない仮定した場合）におけるエラストマー１の通電電流の予測値（以降、基準電流予測値という）の経時変化パターンを例えば外挿法により特定する。
この場合、上記所定期間分の第１電流検出値の時系列が、例えば、時間を変数とする多項式関数（３次関数等）等の関数式により近似される。この近似関数式により、図９Ｂの破線のグラフで示す如く、新たに開始するパルス幅Ｔw1又はＴw2（図示例では、Ｔw2）の期間での基準電流予測値の経時変化パターンが予測される。
さらに、静電容量推定部２２は、新たに開始したパルス幅Ｔw1又はＴw2の期間の各サンプリング時刻での基準電流予測値を、上記近似関数式により算出する。そして、静電容量推定部２２は、新たに開始したパルス幅Ｔw1又はＴw2の期間のうちの電流減衰期間における各サンプリング時刻での電流検出値から、該サンプリング時刻での基準電流予測値を差し引くことによって、該電流検出値を補正する。この補正後の電流値が、電流減衰期間での過渡応答電流の電流値を示すものとしてメモリに時系列的に記憶保持される。
例えば、図９Ｂに示す如く、サンプリング時刻ｔaでの電流検出値Ｉr(ta)から、その時刻での基準電流予測値Ｉb(ta)を差し引いてなる電流値Ｉ(ta)が、サンプリング時刻ｔaでの過渡応答電流の電流値として決定される。
上記の如く、振動成分の各パルス幅Ｔw1又はＴw2の期間の各サンプリング時刻での電流検出値を基準電流予測値により補正することで、各パルス幅Ｔw1又はＴw2の期間毎に、電流減衰期間での過渡応答電流の（ｍ＋１）個の電流値の時系列Ｉ(t0)，Ｉ(t1)，…，Ｉ(tm)が得られることとなる。
静電容量推定部２２は、振動成分の各パルス幅Ｔw1又はＴw2の期間毎に、以上の如く取得した（ｍ＋１）個の電流値Ｉ(t0)，Ｉ(t1)，…，Ｉ(tm)（すなわち、電流減衰期間における（ｍ＋１）個のサンプリング時刻での電流検出値を基準電流予測値により補正してなる電流値）と、電流減衰期間での過渡応答電流の経時変化とエラストマー１の静電容量Ｃの経時変化との相関関係を表すモデルとを用いて、静電容量Ｃを推定する静電容量推定処理を実行する。
この場合、上記モデルは例えば次のように構築されている。電流減衰期間における過渡応答電流の電流値の経時変化、特に、時刻ｔ0以後の任意の時刻での電流値Ｉ(t)は、次式（２）で示す如く、多項式関数（次数ｓの多項式関数）により近似することができる。

Ｉ(t)＝θ0＋θ1・(ｔ−ｔ0)＋θ2・(ｔ−ｔ0)2＋……＋θs・(ｔ−ｔ0)s ……（２）

また、時刻ｔ0以後の任意の時刻での電流値Ｉ(t)は、エラストマー１と直流電源１０との間の電流路の抵抗値Ｒと、エラストマー１の静電容量Ｃとにより規定される時定数（＝１／(Ｒ・Ｃ)）で指数関数状に変化するものとなる。この場合、当該指数関数状の変化を、式（２）と同様に次数ｓの多項式関数で近似すると、電流値Ｉ(t)は、次式（３）により表される。
ここで、ΔＶ0は、振動成分の各パルス幅Ｔw1又はＴw2の開始タイミングでの直流電源１０の出力電圧（振動成分重畳電圧）のステップ状の電圧変化量、ΔＶ(t0)は、各パルス幅Ｔw1又はＴw2の開始タイミングから時刻ｔ0までの電圧変化量である。このΔＶ(t0)は、過渡応答電流が直流電源１０の過電流防止機能による制限を受けない状態では、ΔＶ(t0)＝０となるが、過渡応答電流が直流電源１０の過電流防止機能による制限を受けて、上限値Ｉ_limit以下に強制的に制限を受ける状況では、ΔＶ(t0)≠０となる。
なお、式（３）の右辺のΣの各項の「ｊ！」は、整数値ｊ（ｊ＝０，１，…，ｓ）の階乗を意味する。
従って、式（３）の右辺の係数θ0，θ1，……，θsは、静電容量Ｃ及び抵抗値Ｒに対して次式（４）の関係を有することとなる。
一方、過渡応答電流の電流減衰期間における電流値の、時刻ｔ0での電流値Ｉ(t0)からの変化量に着目すると、（ｍ＋１）個の電流値Ｉ(t0)，Ｉ(t1)，…，Ｉ(tm)に関して、次式（５）が得られる。なお、式（５）における↑ΔＩｍ、↑ΔΘは、それぞれ、式（５ａ），（５ｂ）により定義されるベクトル（縦ベクトル）、Ｍtmは、電流減衰期間における電流検出値のサンプリング周期ｄｔを用いて式（５ｃ）により定義される行列である。
従って、式（５）から、（ｍ＋１）個の電流値Ｉ(t0)，Ｉ(t1)，…，Ｉ(tm)から、↑Θを算出するための次式（６）が得られる。

↑Θ＝(Ｍtm)-1・↑ΔＩm ……（６）

なお、ｍ＝ｓの場合には、(Ｍtm)-1は通常の意味での逆行列であり、ｍ＞ｓである場合には、(Ｍtm)-1は擬似逆行列である。
また、前記式（４）から、↑Θと、静電容量Ｃ及び抵抗値Ｒとの関係は、次式（７）となる。なお、↑ΔＲＣは、式（７ａ）により定義されるベクトル（縦ベクトル）である。
従って、式（６）、（７）から、静電容量Ｃ及び抵抗値Ｒの値を同定することができることとなる。
そこで、本実施形態では、静電容量推定部２２は、振動成分の各パルス幅Ｔw1又はＴw2の期間毎の静電容量推定処理において、上記式（６），（７）を、電流減衰期間での過渡応答電流の経時変化とエラストマー１の静電容量Ｃとの相関関係を表すモデルとして用いて、静電容量Ｃを推定する。
より具体的には、静電容量推定部２２は、振動成分の各パルス幅Ｔw1又はＴw2の期間で前記通電電流サンプリング処理及び補正処理により取得した（ｍ＋１）個の電流値Ｉ(t0)，Ｉ(t1)，…，Ｉ(tm)を用いて、前記式（６）により、式（２）の多項式関数の係数θ1，θ2，…，θsを成分とするベクトル↑Θを算出する。この場合、サンプリング周期ｄｔの値は、あらかじめ設定された固定値である。
そして、静電容量推定部２２は、算出したベクトル↑Θに対して、式（７）の関係を満たす（又はほぼ満たす）静電容量Ｃを、抵抗値Ｒと共に算出する。この場合、式（２）の多項式関数の次数ｓの設定値がｓ＝２である場合には、式（７）により与えられる２つの式を連立方程式として、静電容量Ｃ及び抵抗値Ｒを算出することができる。
また、次数ｓの設定値がｓ＞２である場合には、ベクトル（↑Θ−↑ΔＲＣ）の二乗値（＝|↑Θ−↑ΔＲＣ|2）を最小化するように、静電容量Ｃ及び抵抗値Ｒの値を適宜の探索処理手法等より決定することができる。
ここで、式（７）におけるΔＶ0の値は、振動成分の各パルス幅Ｔw1又はＴw2の開始タイミングが、定常目標値Ｖｂの変更タイミング（エラストマー１の剛性度合の変更タイミング）に重なる場合には、該定常目標値Ｖｂの変化量と、振動成分による電圧変化量ΔＶとを合成した値である。そして、振動成分の各パルス幅Ｔw1又はＴw2の開始タイミングが、定常目標値Ｖｂが一定値の状態でのタイミングである場合には、式（７）におけるΔＶ0の値は、振動成分による電圧変化量ΔＶに一致する。
また、式（７）におけるΔＶ(t0)／Ｒの値は、例えば、次のように決定される。すなわち、振動成分の各パルス幅Ｔw1又はＴw2の開始タイミング後の各サンプリング時刻での電流検出値のうち、前記上限値Ｉ_limitに達する直前のサンプリング時刻での電流検出値が、式（７）におけるΔＶ(t0)／Ｒの値として決定される。
あるいは、電流検出値が前記上限値Ｉ_limitに達する直前のサンプリング時刻でのエラストマー１の印加電圧を適宜の電圧センサにより検出し、その電圧検出値をΔＶ(t0)の値として決定してもよい。
なお、抵抗値Ｒは、事前に実験的に実測しておくことも可能である。
静電容量推定部２２の処理は、以上説明した如く実行される。これにより、振動成分の各パルス幅Ｔw1又はＴw2の期間毎に（直流電源１０の出力電圧がステップ状に変化する毎に）、過渡応答電流の電流減衰期間における電流検出値Ｉr(t0)，Ｉr(t1)，…，Ｉr(tm)を補正してなる電流値Ｉ(t0)，Ｉ(t1)，…，Ｉ(tm)を基に、エラストマー１の静電容量Ｃの推定値が求められることとなる。
本実施形態では、前記電源制御部２１は、前記ＳＴＥＰ３の処理において、上記の如く得られたエラストマー１の静電容量Ｃ（＝Ｃact）を用いて、目標電源電圧Ｖcmdを算出する。
以上説明した実施形態によれば、直流電源１０から出力させる振動成分重畳電圧から振動成分を除いた電圧値としての目標電源電圧Ｖcmdは、エラストマー１の剛性度合の目標値に応じて決定した基準電源電圧Ｖbaseを、エラストマー１の目標静電容量Ｃcmdと実際の静電容量Ｃactの推定値との偏差に応じたフィードバック操作量（本実施形態では、該偏差の積分値）で補正してなる値として決定される。
このため、エラストマー１の実際の静電容量Ｃactの推定値が目標静電容量Ｃcmdからのずれを抑制するように、直流電源１０の出力電圧が制御されることとなる。
この結果、エラストマー１のクリープ現象によって、エラストマー１の実際の厚みが、可動部材４の実際の相対変位量（変位量検出値）と、エラストマー１の剛性度合の目標値に応じて決定される基準電源電圧Ｖbaseとの組により規定される本来の厚みよりも小さい厚みに減少していく傾向になる（ひいては、実際の静電容量Ｃactが目標静電容量Ｃcmdよりも大きい静電容量値に増加していく傾向になる）と、エラストマー１の厚みの減少を抑制するように、目標電源電圧Ｖcmdが減少されることとなる。
実際、エラストマー１の負荷荷重（可動部材４に対する中心軸線Ｃの方向の並進外力）と、基準電源電圧Ｖbaseとをそれぞれ一定値に維持した状態（ひいては、目標静電容量Ｃcmdが一定値に維持される状態）で、目標電源電圧Ｖcmdを経時変化を観測すると、エラストマー１のクリープ現象が発生することに起因して、例えば図１０に示す如く、目標電源電圧Ｖcmdが変化していく。
このように、クリープ現象によるエラストマー１の厚みの減少を抑制するように、目標電源電圧Ｖcmdが減少されるため、エラストマー１の厚みのさらなる減少が防止される。その結果、エラストマー１の破壊を防止することができる。
図１１は、エラストマー１の実際の静電容量Ｃactの推定値の経時変化を例示するグラフ（実施例及び比較例のグラフ）である。より詳しくは、図１１の実線のグラフ（実施例のグラフ）は、エラストマー１の負荷荷重（可動部材４に対する中心軸線Ｃの方向の並進外力）と、基準電源電圧Ｖbaseとをそれぞれ一定値とした状態で、前記式（１）により算出した目標電源電圧Ｖcmdを用いて直流電源１０を制御した場合における、静電容量Ｃactの推定値の経時変化を例示するグラフである。
また、図１１の破線のグラフ（比較例のグラフは、エラストマー１の負荷荷重（可動部材４に対する中心軸線Ｃの方向の並進外力）と、基準電源電圧Ｖbaseとをそれぞれ一定値とした状態で、基準電源電圧Ｖbaseに定常的に一致させた目標電源電圧Ｖcmdを用いて直流電源１０を制御した場合における、静電容量Ｃactの推定値の経時変化を例示するグラフである。
図１１に示すように、比較例では、クリープ現象によるエラストマー１の厚みの減少が進行することで、静電容量Ｃactの推定値が増加していき、最終的に、時刻ｔbにて、エラストマー１の破壊が発生することが確認された。
一方、実施例では、エラストマー１は、長時間にわたって破壊が発生することはなく、また、静電容量Ｃactの推定値が、ほぼ一定値（目標静電容量Ｃcmd）に保たれることが確認された。
このように、本実施形態によれば、クリープ現象に起因するエラストマー１の厚みの減少、ひいては、破壊の発生を効果的に防止できる。
また、以上説明した実施形態では、静電容量推定部２２の前記した処理によって、エラストマー１の静電容量Ｃactを逐次適切に推定することができる。このため、クリープ現象に起因するエラストマー１の厚みの減少を抑制するように、目標電源電圧Ｖcmdを調整することを適切に行うことができる。
なお、本発明は、以上説明した実施形態に限定されるものではない。以下にいくつかの変形態様を説明する。
前記実施形態では、可変剛性機構１００の構造は、前記図１に示したものに限られるものでない。本発明の適用対象の可変剛性機構は、２つの部材間の剛性を、該２つの部材間に介装されたエラストマーに印加する電圧を調整することで、変更し得るものであれば、他の構造の装置であってもよい。
また、エラストマー１の静電容量Ｃactの推定手法は、前記実施形態で説明した手法と異なっていてもよい。例えば、電流検出値を積分することで、エラストマー１の荷電量を逐次検出し、この荷電量を、エラストマー１の印加電圧の観測値で除算することにより、エラストマー１の静電容量を推定する手法等も採用し得る。
また、前記実施形態における静電容量推定部２２の処理では、振動成分の各パルス幅Ｔw1，Ｔw2の期間毎に、エラストマー１の静電容量を推定する処理を実行した。ただし、例えば、パルス幅Ｔw1，Ｔw2のうちのいずれか一方のパルス幅の期間でのみ、エラストマー１の静電容量を推定する処理を実行することも可能である。なお、この場合は、他方のパルス幅は微小なパルス幅であってもよい。
また、前記実施形態では、振動成分として矩形波信号を使用した。ただし、振動成分は、エラストマー１の静電容量の応じた電流の減衰を生じる過渡応答現象を発生させ得るものであれば、矩形波信号以外の電圧信号であってもよい。例えば、振動成分として、鋸波状の電圧信号、あるいは、曲線状の電圧信号等も採用し得る。
１…誘電性エラストマー、３…枠体（第２部材）、４…可動部材（第１部材）、１０…直流電源（電源）、２１…電源制御部、２２…静電容量推定部。

Claims (5)

  1. 第１部材と該第１部材に対して相対変位可能な第２部材との間の相対変位に応じて弾性力を発生するように該第１部材及び第２部材の間に介装され、且つ、印加電圧に応じて剛性度合いを変化させ得るように構成された誘電性エラストマーとを備える可変剛性機構の制御装置であって、
    該誘電性エラストマーに印加する電圧を可変的に制御し得るように出力する電源と、
    該電源の出力を制御する電源制御部と、
    前記誘電性エラストマーの静電容量を逐次推定する静電容量推定部とを備えており、
    前記電源制御部は、前記誘電性エラストマーの剛性度合いに関する要求に応じて、該要求を実現するための前記印加電圧の基準目標値を設定する処理と、前記基準目標値と前記第１部材及び第２部材の間の相対変位量の観測値とから、前記誘電性エラストマーの印加電圧と前記相対変位量と前記誘電性エラストマーの静電容量との間のあらかじめ作成された相関関係に基づいて、該誘電性エラストマーの静電容量の目標値を設定する処理と、前記静電容量の目標値と前記静電容量推定部による前記静電容量の推定値との偏差をゼロに近づけるように該偏差に応じて決定したフィードバック操作量により前記基準目標値を補正することにより前記電源の出力電圧の制御用目標値を設定する処理とを実行し、該制御用目標値に応じて前記電源の出力を制御するように構成されていることを特徴とする可変剛性機構の制御装置。
  2. 請求項１記載の可変剛性機構の制御装置において、
    前記電源制御部は、前記電源から出力される電圧が、前記制御用目標値に所定の周波数の振動成分を重畳してなる振動成分重畳電圧になるように前記電源の出力を制御するように構成されており、
    前記静電容量推定部は、前記電源から出力される電圧が前記振動成分により変化したとき、該電圧の変化に応じて前記誘電性エラストマーの通電電流が増加した後に減衰していく期間である電流減衰期間における複数のサンプリング時刻での前記通電電流の検出値を取得する通電電流サンプリング処理と、前記電流減衰期間における前記誘電性エラストマーの通電電流の経時変化と該誘電性エラストマーの静電容量との相関関係を表すモデルと、前記複数のサンプリング時刻での前記通電電流の検出値とから、前記誘電性エラストマーの静電容量の推定値を決定する静電容量推定処理とを、前記振動成分に同期した所定の推定処理周期で逐次実行するように構成されていることを特徴とする可変剛性機構の制御装置。
  3. 請求項２記載の可変剛性機構の制御装置において、
    前記振動成分は、矩形波信号であることを特徴とする可変剛性機構の制御装置。
  4. 請求項２又は３記載の可変剛性機構の制御装置において、
    前記第１部材及び第２部材は、該第１部材及び第２部材の間の相対変位を生ぜしめる外力が可変的に作用し得るように設けられており、
    前記静電容量推定部は、前記電源から出力される電圧が前記振動成分重畳電圧に制御されている状態で、前記振動成分の電圧値が変化する直前における前記通電電流の検出値である第１電流検出値を逐次取得する第１処理と、各推定処理周期の期間における前記通電電流の経時変化パターンであって、該推定処理周期の期間における前記振動成分の電圧値が該推定処理周期の期間の開始直前の電圧値に継続的に維持されていると仮定した場合における前記通電電流の経時変化パターンを、該推定処理周期の期間の開始前に前記第１処理で取得済の前記第１電流検出値の複数の過去値に基づいて予測する第２処理とを実行する機能をさらに有し、各推定処理周期における前記静電容量推定処理では、該推定処理周期の期間のうちの前記電流減衰期間における前記複数のサンプリング時刻での前記通電電流の検出値のそれぞれを、該推定処理周期に対応して前記第２処理で予測した経時変化パターンにより規定される各サンプリング時刻での電流値により補正し、該補正後の電流値と、前記モデルとから前記誘電性エラストマーの静電容量の推定値を決定するように構成されていることを特徴とする可変剛性機構の制御装置。
  5. 請求項１〜４のいずれか１項に記載の可変剛性機構の制御装置において、
    前記誘電性エラストマーは、シート状に形成されており、且つ、その厚み方向に前記印加電圧を付与し得るように構成されており、さらに該誘電性エラストマーの中央部が前記第１部材に固定され、且つ、周縁部が、前記第１部材に対して該誘電性エラストマーの厚み方向に相対移動可能に設けられた前記第２部材に固定されており、前記印加電圧が付与されていない状態で、該第１部材及び第２部材の間で張力を付与された状態となるように張設されていることを特徴とする可変剛性機構の制御装置。
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