JP6686020B2 - ダイオードレーザシステムのための電流ドライバ - Google Patents

Description

（関連出願の相互参照）
本願は、２０１４年１１月２４日に出願され、ＥＦＦＩＣＩＥＮＴ ＨＩＧＨ ＳＰＥＥＤ ＨＩＧＨ ＰＯＷＥＲ ＣＵＲＲＥＮＴ ＤＲＩＶＥＲ ＦＯＲ ＤＩＯＤＥＳと題された、米国仮特許出願第６２／０８３，７８７号に対する優先権を主張するものであり、該仮出願の全体は、あらゆる意図および目的のために、参照により本明細書中に援用される。

商業および科学用途のためのレーザソリューション製品の供給者は、典型的には、特定の製品を市場に投入しようと取り組む際に、いくつかの障害に遭遇する。例えば、新しい特定実装回路を開発するために要求される投資は、多くの事例において、法外に高価であり得る。そのようなおよび他の問題に対処するために、回路が構成要素および接続の数に関してモジュール式かつ低複雑性となる、ダイオードレーザシステムのための電流ドライバ回路に関するアーキテクチャの実施形態が、想定される。これにより、回路は、より故障しにくくなり得、有意な節約が、システム開発および保守の両方の観点から実現され得る。

回路が構成要素および接続の数に関してモジュール式かつ低複雑性となる、ダイオードレーザシステムのための電流ドライバ回路に関するアーキテクチャの実施形態が、示され、説明される。回路は、同一の回路が、回路の動作点を偏移させるために、電圧バイアスの大きさを殆ど変更することなく、多くの異なるダイオード負荷を駆動するように使用され得るため、モジュール式である。回路のアーキテクチャは、変更する必要がない。例えば、回路の一部または全ての構成要素は、６０Ｖまたはそれを下回るコンプライアンス電圧を呈し得、これは、高電圧ＰＣＢ基板の検定または検証が要求されないため、有利であり、回路は、ダイオード負荷を通して２００Ａまたはそれを上回って調整し、高速変調（例えば、０〜１００ｋＨｚ、０〜１００％デューティサイクル）し得る。ＤＣオフセット電圧が、ダイオード負荷のターンオンまたはニー電圧を補償するために活用され得、したがって、回路は、ダイオード負荷と直列の付加的ダイオードを、例えば、１００Ｖにおいて、ダイオード負荷の変更を伴っても、仕様に従って同一の電流レベルにおいて駆動し得る。これは、１００Ｖ電圧レベルが回路の６０Ｖコンプライアンス電圧を上回るにもかかわらずである。加えて、電力スケーリング側面が、電流ドライバ回路の同じモジュールを並列に接続することによって実現され得る。さらに、回路の特定の構成要素が、単一のオンボードＰＣＢ回路構成要素または要素を用いて実現され得るため、回路は、構成要素および接続の数に関して低複雑性であり得る。ＤＣオフセット電圧を提供する電力供給は、オンボード回路構成要素または要素ではない場合がある。ダイオード負荷もまた、同様である。他の回路が電流ドライバ回路に内蔵され得る他の方法において、回路が実現され得ることも想定される。付加的開発および構成要素コストが生じ、付加的故障機構が現れ得るが、いくつかの状況では、そのような代替は、有益であり得る。
本明細書は、例えば、以下を提供する。
（項目１）
ダイオードシステムのための電流ドライバであって、
電力供給からバイアス電圧を受け取るように構成される、電流調整器であって、上記バイアス電圧は、ダイオード負荷のニー電圧を含むように上記電流調整器のコンプライアンス電圧範囲を偏移させ、上記バイアス電圧は、上記偏移されたコンプライアンス電圧範囲の下限に対応する値を有する、電流調整器と、
上記電流調整器に結合されたスイッチ要素であって、上記電流調整器によって出力される電圧レベルを検出し、駆動電流を上記ダイオード負荷に供給するように構成され、上記スイッチ要素は、（ａ）駆動電流を上記ダイオード負荷に供給するために上記電流調整器によって出力される電圧レベルが、上記バイアス電圧の値を下回るとき、高インピーダンスを有し、（ｂ）駆動電流を上記ダイオード負荷に供給するために上記電流調整器によって出力される電圧レベルが、閾値電圧値および上記バイアス電圧の値の合計を上回るとき、低インピーダンスを有する、スイッチ要素と、
を備える、電流ドライバ。
（項目２）
上記コンプライアンス電圧範囲は、６０Ｖまたはそれを下回る大きさである、項目１に記載の電流ドライバ。
（項目３）
上記スイッチ要素は、ＰＭＯＳトランジスタであり、上記ＰＭＯＳトランジスタのソースノードは、上記電流調整器に結合され、上記ＰＭＯＳトランジスタのゲートノードは、上記バイアス電圧によってバイアスされ、上記ＰＭＯＳトランジスタのドレインノードは、駆動電流を上記ダイオード負荷への経路に提供する、項目１に記載の電流ドライバ。
（項目４）
上記スイッチ要素は、ＮＭＯＳトランジスタであり、上記ＮＭＯＳトランジスタのソースノードは、上記電流調整器に結合され、上記ＮＭＯＳトランジスタのゲートノードは、上記バイアス電圧によってバイアスされ、上記ＮＭＯＳトランジスタのドレインノードは、駆動電流を上記ダイオード負荷への経路に提供する、項目１に記載の電流ドライバ。
（項目５）
上記電流調整器は、上記バイアス電圧の２倍の大きさである供給電圧と、上記バイアス電圧との間の差異によって給電される、項目１に記載の電流ドライバ。
（項目６）
上記電流調整器は、上記バイアス電圧の２倍を下回る大きさである供給電圧と、上記バイアス電圧との間の差異によって給電される、項目１に記載の電流ドライバ。
（項目７）
上記電流調整器の出力ノードに結合されるコンデンサと直列に結合されるダンピング抵抗器をさらに備え、上記ダンピング抵抗器は、１５ミリオーム〜１０００ミリオーム（これらの値を含む）から選択される電気抵抗を有する、項目１に記載の電流ドライバ。
（項目８）
上記電流調整器は、同期バックコンバータである、項目１に記載の電流ドライバ。
（項目９）
上記電流調整器の変調周波数は、約１００ｋＨｚまたはそれを下回る、項目１に記載の電流ドライバ。
（項目１０）
ダイオードシステムであって、
ダイオード負荷と、
バイアス電圧を出力するように構成される、電力供給と、
上記電力供給に結合され、上記電力供給から上記バイアス電圧を受け取るように構成される、電流調整器であって、上記バイアス電圧は、上記ダイオード負荷のニー電圧を含むように上記電流調整器のコンプライアンス電圧範囲を偏移させ、上記バイアス電圧は、上記偏移されたコンプライアンス電圧範囲の下限に対応する値を有する、電流調整器と、
上記電流調整器に結合されたスイッチ要素であって、上記電流調整器によって出力される電圧レベルを検出し、駆動電流を上記ダイオード負荷に供給するように構成され、上記スイッチ要素は、（ａ）駆動電流を上記ダイオード負荷に供給するために上記電流調整器によって出力される電圧レベルが、上記バイアス電圧の値を下回るとき、高インピーダンスを有し、（ｂ）駆動電流を上記ダイオード負荷に供給するために上記電流調整器によって出力される電圧レベルが、閾値電圧値および上記バイアス電圧の値の合計を上回るとき、低インピーダンスを有する、スイッチ要素と、
を備える、ダイオードシステム。
（項目１１）
上記コンプライアンス電圧範囲は、６０Ｖまたはそれを下回る大きさである、項目１０に記載のダイオードシステム。
（項目１２）
上記スイッチ要素は、ＰＭＯＳトランジスタであり、上記ＰＭＯＳトランジスタのソースノードは、上記電流調整器に結合され、上記ＰＭＯＳトランジスタのゲートノードは、上記バイアス電圧によってバイアスされ、上記ＰＭＯＳトランジスタのドレインノードは、駆動電流を上記ダイオード負荷への経路に提供する、項目１０に記載のダイオードシステム。
（項目１３）
上記スイッチ要素は、ＮＭＯＳトランジスタであり、上記ＮＭＯＳトランジスタのソースノードは、上記電流調整器に結合され、上記ＮＭＯＳトランジスタのゲートノードは、上記バイアス電圧によってバイアスされ、上記ＮＭＯＳトランジスタのドレインノードは、駆動電流を上記ダイオード負荷への経路に提供する、項目１０に記載のダイオードシステム。
（項目１４）
上記電流調整器は、上記バイアス電圧の２倍を下回るまたはそれに等しい大きさである供給電圧と、上記バイアス電圧との間の差異によって給電される、項目１０に記載のダイオードシステム。
（項目１５）
上記ダイオード負荷は、複数の直列接続されたダイオードを含む、項目１０に記載のダイオードシステム。
（項目１６）
上記電流調整器の出力ノードに結合されるコンデンサと直列に結合されるダンピング抵抗器をさらに備え、上記ダンピング抵抗器は、１５ミリオーム〜１０００ミリオーム（これらの値を含む）から選択される電気抵抗を有する、項目１０に記載のダイオードシステム。
（項目１７）
上記電流調整器は、同期バックコンバータである、項目１０に記載のダイオードシステム。
（項目１８）
上記電流調整器の変調周波数は、約１００ｋＨｚまたはそれを下回る、項目１０に記載のダイオードシステム。
（項目１９）
上記電力供給は、直列接続された電圧源の対を含み、上記対の第１の電圧源は、上記バイアス電圧を出力するように構成され、上記対の第２の電圧源は、上記バイアス電圧の大きさと等しいまたは異なる大きさを有する供給電圧を出力するように構成される、項目１０に記載のダイオードシステム。
（項目２０）
ダイオードレーザシステムのための電流ドライバであって、
電力供給からバイアス電圧を受け取るように構成される、電流調整器であって、上記バイアス電圧は、レーザダイオード負荷のニー電圧を含むように上記電流調整器のコンプライアンス電圧範囲を偏移させ、上記バイアス電圧は、上記偏移されたコンプライアンス電圧範囲の下限に対応する値を有する、電流調整器と、
上記電流調整器に結合されたトランジスタであって、上記電流調整器によって出力される電圧レベルを検出し、駆動電流を上記レーザダイオード負荷に供給するように構成され、上記トランジスタは、（ａ）駆動電流を上記レーザダイオード負荷に供給するために上記電流調整器によって出力される電圧レベルが、上記バイアス電圧の値を下回るとき、高インピーダンスを有し、（ｂ）駆動電流を上記レーザダイオード負荷に供給するために上記電流調整器によって出力される電圧レベルが、閾値電圧値および上記バイアス電圧の値の合計を上回るとき、低インピーダンスを有する、トランジスタと、
を備え、上記トランジスタのソースノードは、上記電流調整器に結合され、上記トランジスタのゲートノードは、上記バイアス電圧によってバイアスされ、上記トランジスタのドレインノードは、駆動電流を上記レーザダイオード負荷への経路に提供する、
電流ドライバ。
（項目２１）
ダイオード負荷を駆動するための方法であって、
ダイオードシステムによって、
上記ダイオードシステムの電流調整器によって、駆動電流を上記ダイオードシステムのダイオード負荷に供給するためにある電圧レベルを出力するステップであって、電力供給によって上記電流調整器に供給されるバイアス電圧は、上記電流調整器のコンプライアンス電圧範囲の下限に対応し、上記コンプライアンス電圧範囲は、上記ダイオード負荷のニー電圧を含む、ステップと、
上記ダイオードシステムのスイッチ要素によって、上記スイッチ要素のインピーダンスを、（ａ）駆動電流を上記ダイオード負荷に供給するために上記電流調整器によって出力される電圧レベルが、上記スイッチ要素と関連付けられる閾値電圧値および上記バイアス電圧の値の合計から、上記バイアス電圧の値に向かって偏移するとき、より高いインピーダンスに調節し、（ｂ）駆動電流を上記ダイオード負荷に供給するために上記電流調整器によって出力される電圧レベルが、上記バイアス電圧の値から、上記スイッチ要素と関連付けられる閾値電圧値および上記バイアス電圧の値の合計に向かって偏移するとき、より低いインピーダンスに調節するステップと、
を含む、方法。

図１は、本開示による、ダイオードレーザシステムのブロック図である。 図２は、図１に示されるシステムの第１の回路図である。 図３は、図１に示されるシステムの第２の回路図である。 図４は、本開示による、第１のＩ−Ｖ特性のチャート図である。 図５は、本開示による、第２のＩ−Ｖ特性のチャート図である。 図６は、本開示による、電流調整器の回路図である。 図７は、図６に示される調整器のスイッチング応答のチャート図である。 図８は、本開示による、電力スケーリング側面のブロック図である。

回路が構成要素および接続の数に関してモジュール式かつ低複雑性となる、ダイオードレーザシステムのための電流ドライバ回路に関するアーキテクチャの実施形態が、示され、説明される。これにより、回路は、より故障しにくくなり得、有意な節約が、システム開発および保守の両方の観点から実現され得る。限定ではないが、本開示の種々の側面の理解が、図面に関連して以下の議論から得られ得る。

例えば、図１は、本開示による、ダイオードレーザシステム１００（レーザダイオードシステム１００とも称される）の実施形態のブロック図を示す。概して、ダイオードレーザシステム１００は、材料処理および産業用途のための（例えば、固体レーザの光ポンピングのための）キロワットクラスのレーザシステムである。しかしながら、当業者は、以下に説明されるようなダイオードレーザシステム１００が、例えば、低電力ＬＥＤドライバ用途等の他の用途のためにも活用され得ることを理解するであろう。加えて、当業者は、以下に説明されるようなダイオードレーザシステム１００が、示されるもの以外のいくつかの要素または構成要素を含み得ることを理解するであろう。しかしながら、簡潔にするために、そのような要素または構成要素を対象とする議論は、省略される。

ダイオードレーザシステム１００は、電力供給１０２と、電流ドライバ１０４と、レーザダイオード負荷１０６とを含む。いくつかの実施形態では、電流ドライバ１０４のみが、低電圧定格回路基板上に構築され、したがって、電流ドライバ１０４のいかなる構成要素も、６０Ｖを上回るコンプライアンス電圧を有していない。これは、そのような回路基板が高電圧検定または検証の対象とならないであろうため、有利である。電力供給１０２は、ＡＣ／ＤＣコンバータ１０８を含み、電流ドライバ１０４は、電流調整器１１０と、スイッチ要素１１２とを含み、ダイオード負荷１０６は、ダイオードスタック１１４を含む。ダイオードスタック１１４は、例えば、それぞれ１２個の直列接続されたレーザダイオードの２つの直列接続されたスタック等、一連のレーザダイオードを含む。本実施例では、ダイオードスタック１１４は、約４５．６Ｖのターンオン電圧を有し、２４個の直列接続されたレーザダイオードのうちのそれぞれ１つが、約１．９Ｖのターンオン電圧を有すると仮定する。これらの値は、例示目的のためにのみ使用される。他の実施例も、可能である。

動作時、ＡＣ／ＤＣコンバータ１０８は、ＡＣ入力電圧１１６（代替として、ＤＣ入力電圧も活用され得る）から、第１のＤＣ供給電圧（ＶＤＣ１）１１８および第２のＤＣ供給電圧（ＶＤＣ２）１２０を生成し、電流ドライバ１０４に給電する。電流ドライバ１０４は、順に、駆動電流（ＩＤＣ）１２２を生成し、ダイオード負荷１０６を駆動する。駆動電流１２２の値または大きさは、プログラム可能であり、駆動電流設定点１２４によって定義される、またはその関数である。レーザ出力１２６が、ダイオードスタック１１４の複数の直列接続されたレーザダイオードのうちのそれぞれ１つからの光学発光を組み合わせることによって形成される。

ダイオードスタック１１４のターンオンまたはニー電圧（例えば、ＶＫ＝４５．６Ｖ）が、電流調整器１１０のコンプライアンス電圧（例えば、ＶＣ＝４１．５Ｖ）を上回るにもかかわらず、第１のＤＣ供給電圧１１８はまた、スイッチ要素１１２および電流調整器１１０の動作点をバイアスし、電流ドライバ１０４がダイオードスタック１１４を駆動することを可能にする。電流調整器１１０のコンプライアンス電圧は、電流調整器１１０が通常動作条件下でプログラムされた電流（例えば、駆動電流１２２）を供給しようとして出力するであろう最大電圧である。同様に、電流調整器１１０のコンプライアンス電圧は、電流調整器１１０が通常動作条件下でプログラムされた電流（例えば、駆動電流１２２）を供給しようとして出力するであろう電圧値の範囲である。言い換えると、その（コンプライアンス電圧範囲）限界内で、電流調整器１１０は、一定の（プログラムされた）電流出力を維持することができる。

電流調整器１１０のコンプライアンス電圧範囲の大きさは、電流調整器１１０のコンプライアンス電圧によって定義される。例えば、電流調整器１１０のコンプライアンス電圧が６０Ｖであるとき、駆動電圧レベルは、０Ｖ〜６０Ｖ（これらの値を含む）、または６０Ｖ〜１２０Ｖ（これらの値を含む）、または１２０Ｖ〜１８０Ｖ（これらの値を含む）に及び得る一方、電流調整器１１０は、０Ｖ〜６０Ｖのそのコンプライアンス電圧範囲内に留まる。ダイオードレーザシステム１００、特に、ダイオードレーザシステム１００の電流ドライバ１０４の第１および第２の例示的モジュール式かつ低複雑性の実現が、図２および図３に関連して示され、説明される。

図２は、図１のダイオードレーザシステム１００の第１の回路図２００を示す。図３は、図１のダイオードレーザシステム１００の第２の回路図３００を示す。図２に示されるように、電流ドライバ１０４のスイッチ要素１１２は、高電力高利得ＰＭＯＳトランジスタとして実現される。図３に示されるように、電流ドライバ１０４のスイッチ要素１１２は、高電力高利得ＮＭＯＳトランジスタとして実現される。ＮＭＯＳトランジスタは、ＰＭＯＳトランジスタの代わりに第１の回路図２００のアーキテクチャに組み込まれ得ることが想定される。しかしながら、そのような実施形態では、付加的回路が、（例えば、駆動電流を測定するため、トランジスタを有効／無効にするため等）ＮＭＯＳトランジスタの周囲に構築され、したがって、第１の回路図２００のアーキテクチャは、図２および図３の両方に示されるようなものよりも複雑であろう。

加えて、当業者は、第１の回路図２００のアーキテクチャが、第２の回路図３００のアーキテクチャの反転されたバージョンであり、逆もまた同様であることを理解するであろう。したがって、本開示の特徴または側面が、図２の第１の回路図２００を参照して本明細書に議論されているが、第１の回路図２００によって例証される回路の動作の同一または類似する原理は、図３の第２の回路図３００によって例証される回路にも適用可能である。しかしながら、実践では、第１の回路図２００の電流ドライバ１０４は、概して、電流源である一方、第２の回路図３００の電流ドライバ１０４は、概して、電流シンクである。

図２を参照すると、ＡＣ／ＤＣコンバータ１０８は、ＡＣ入力電圧１１６からＶＤＣ１およびＶＤＣ２を生成する。ＶＤＣ１およびＶＤＣ２のうちのそれぞれ１つは、例えば、ＶＤＣ１＝ＶＤＣ２＝４１．５Ｖ等、固定され、調整されたＤＣ電圧を有する。しかしながら、他の実施例も、可能である。例えば、汎用電力供給は、比較的に安価であり、概して、広く使用され、利用可能であるため、２４Ｖ、４８Ｖ、５４Ｖ等の供給電圧を呈する１つまたはそれを上回るそのような電力供給を活用することが、有利であり得る。加えて、２つのバッテリまたは供給電圧が図２に示されているが、他の構成または配列も、可能である。例えば、それぞれ４８Ｖの３つのバッテリまたは供給電圧等、３つまたはそれを上回るバッテリもしくは供給電圧が、活用され得、それによって、ＶＤＣ１＝９６Ｖであり、ＶＤＣ２＝ＶＤＣ１＋４８Ｖ＝１４４Ｖである。そのような構成は、例えば、ダイオードスタック１１４が３つの直列接続されたダイオードスタックを含み、各ダイオードスタックが４０Ｖのターンオン電圧を有し、したがって、ダイオードスタック１１４のターンオン電圧が１２０Ｖであるとき、有利であり得る。このおよび他の類似する実施例では、電流ドライバ１０４、より具体的には、電流調整器１１０は、電流調整器１１０のコンプライアンス電圧がダイオードスタック１１４のターンオン電圧を下回るにもかかわらず、ダイオードスタック１１４を駆動し得る。

例えば、図２に示されるように、ＶＤＣ１およびＶＤＣ２は、直列に接続され、それによって、ＶＤＣ１および（ＶＤＣ１＋ＶＤＣ２）が、それぞれ、電流調整器１１０のボトムパワーレールおよびトップパワーレールとして提供される。電圧レベルＶＤＣ１および（ＶＤＣ１＋ＶＤＣ２）は、ＤＣ供給１１８およびダイオードスタック１１４のカソードによって共有される共通ノードに関する。有利なこととして、そのような構成は、ダイオードスタック１１４のターンオン電圧（例えば、ＶＫ＝４５．６Ｖ）が、電流調整器１１０のコンプライアンス電圧（例えば、ＶＣ＝４１．５Ｖ）を上回るにもかかわらず、電流調整器１１０の動作点を効果的にバイアスまたは偏移させ、電流調整器１１０がダイオードスタック１１４を完全に駆動することを可能にする。これはさらに、図４に例証される。

図４は、本開示のダイオードレーザシステム１００のある電圧マッピングのチャート図４００を示す。特に、図４に示されるようなダイオード特性４０２は、ダイオードスタック１１４のＩ−Ｖ特性に対応し、それによって、電圧ＶＫは、ダイオードスタック１１４のターンオン電圧（例えば、ＶＫ＝４５．６Ｖ）に対応する。ダイオードスタック１１４のターンオン電圧は、ダイオード特性４０２の高電流部分全体に対応する電圧範囲とともに、電流調整器１１０の通常動作範囲に対応する電圧範囲内に該当する。これは、上記に言及されるように、（ＶＤＣ１＋ＶＤＣ２）が電流調整器１１０のトップパワーレールに対応し（例えば、ＶＤＣ１＋ＶＤＣ２＝４１．５Ｖ＋４１．５Ｖ＝８３Ｖ）、ＶＤＣ１が電流調整器１１０のボトムパワーレールに対応する（例えば、ＶＤＣ１＝４１．５Ｖ）ためである。当業者は、電流調整器１１０が閉ループで動作しているため、通常動作中に電流調整器１１０によって出力される最大および最小駆動電圧が、それぞれ、電流調整器１１０のトップパワーレールおよびボトムパワーレールに対応することを理解するであろう。本様式では、図２（および図３）に示されるような供給電圧構成は、ダイオードスタック１１４のターンオン電圧が電流調整器１１０のコンプライアンス電圧を上回るにもかかわらず、電流調整器１１０の動作点を効果的にバイアスまたは偏移させ、電流調整器１１０がダイオードスタック１１４を完全に駆動することを可能にする。

図２（または図３）に示されるように接続されると、ＰＭＯＳトランジスタ１１２（または図３のＮＭＯＳトランジスタ１１２）は、電流調整器１１０によって出力される駆動電圧を監視または検出し、適宜応答する能動構成要素である。より具体的には、図２に示されるように接続されるようなＰＭＯＳトランジスタ１１２は、自己調整し、したがって、特定の刺激に応答してその状態を変化させるセンサと見なされ得る。例えば、電流調整器１１０の駆動電圧レベルが、ダイオードスタック１１４のニーまたはターンオン電圧を超えると、ＶＳＧは、正である。ＰＭＯＳトランジスタ１１２のゲートノードが、ＶＤＣ１に接続され（例えば、ＶＳＧ＞ＶＫ−ＶＤＣ１＝４５．６Ｖ−４１．５Ｖ＝４．１Ｖ）、ＶＳＧが、典型的には、２Ｖ〜４Ｖの範囲内であるＰＭＯＳトランジスタ１１２のゲート閾値電圧（ＶＳＧＴ）を超えるため、ＰＭＯＳトランジスタ１１２は、「オン」である。加えて、本シナリオでは、ＰＭＯＳトランジスタ１１２は、導電状態であるため、ＶＳＤは、本質的にゼロである。ＰＭＯＳトランジスタ１１２のソースノードにおける電圧レベルは、ダイオードスタック１１４およびＰＭＯＳトランジスタ１１２のソース／ドレインノードを横断する電圧降下の合計が、ＰＭＯＳトランジスタ１１２のソースノードにおける電圧とほぼ等しいため、ダイオードスタック１１４を横断してほぼ完全に降下される（例えば、ＶＳＤ＝ＶＳ−Ｖダイオード〜４５．６Ｖ−４５．６Ｖ〜０Ｖ）。本様式では、ＰＭＯＳトランジスタ１１２は、駆動電圧レベルがダイオードスタック１１４のニー電圧を超えると、低インピーダンスまたは高導電構成要素である。

対照的に、ＰＭＯＳトランジスタ１１２は、電流調整器１１０の駆動電圧レベルとＶＤＣ１との間の差異が、ＰＭＯＳトランジスタ１１２のゲート閾値電圧（ＶＧＳＴ）を下回るまで低減されると、高インピーダンスまたは低導電率構成要素に偏移する。より具体的には、電流調整器１１０の駆動電圧レベルとゲート電圧（ＶＳＧ）との間の差異が、ゲート閾値電圧を下回り、減少していると、ＰＭＯＳトランジスタ１１２は、低インピーダンス「オン」状態から閉ループ調整状態に変化する。これは、電流調整器１１０が低電流設定に調節されており、その出力電圧を低減させることによって調節を実施または実装するときの場合である。

電流調整器１１０、ＰＭＯＳトランジスタ１１２、およびダイオードスタック１１４は、電気的に直列であり、同一量の電流を伝導する。電流調整器１１０によって供給される「低」電流が、ダイオードスタック１１４のニー電圧を下回っても、ダイオードスタック１１４にわたる電圧を低減させる。ゲート閾値電圧を下回ると、ＰＭＯＳトランジスタ１１２のインピーダンスは、増加し、したがって、ＶＳＤが、増加し、ダイオードスタック１１４にわたって降下した電圧に付加的である。これは、閉ループフィードバックとして作用する。電流を低減させるために、電流調整器１１０は、その出力電圧を降下し、これは、ＶＳＧを低減させ、これは、ＶＳＤの増加をもたらす。これは、再び、ダイオードスタック１１４にわたる電圧降下を低減させる。最終的には、０Ａ要求となり、これは、電流調整器１１０の出力電圧をＶＤＣ１に低減させ、ＶＳＧを０Ｖに低減させる。この場合では、ソースとドレインとの間のインピーダンスは、高くなり、ＶＳＤ電圧は、ほぼＶＤＣ１になるであろう。この時点で、ゼロまたはほぼゼロの電流が、ダイオードスタック１１４を通して存在し、電圧降下は、ダイオードスタック１１４にわたって殆どまたは全く起こらないであろう。本様式では、ＰＭＯＳトランジスタ１１２は、電流調整器１１０の駆動電圧レベルとＶＤＣ１との間の差異が、ＰＭＯＳトランジスタ１１２のゲート閾値電圧を下回るまで低減されると、高インピーダンス構成要素に偏移する。図２に示されるように接続されるようなＰＭＯＳトランジスタ１１２の自己調整性質はさらに、図５に実証される。

図５は、図２のダイオードレーザシステム１００のあるノード電圧のチャート図５００を示す。特に、図５に示されるような第１の特性５０２は、電流調整器１１０によって提供される駆動電流の関数としてのダイオードスタック１１４の電圧特性を説明する。この特性は、図４に関連して上記に議論されるダイオード特性４０２と類似する。図５に示されるような第２の特性５０４は、電流調整器１１０によって提供される駆動電流の関数としてのＰＭＯＳトランジスタ１１２のＶＳＧの電圧特性を説明する。ＶＳＧは、最初にゼロであり、次いで、電流調整器１１０の駆動電圧レベルがＶＤＣ１＋ＶＧＳＴに近似するにつれて、ＶＳＧＴに増加する。図５に示されるような第３の特性５０６は、電流調整器１１０によって提供される駆動電流の関数としてのＰＭＯＳトランジスタ１１２のＶＳＤの電圧特性を説明する。ＶＳＤは、最初にＶＤＣ１にあり、次いで、電流調整器１１０の駆動電圧レベルがＶＤＣ１＋ＶＧＳＴを超えると、本質的にゼロである。この閾値以上のＶＳＤの傾きは、ＰＭＯＳトランジスタ１１２の高利得に起因して、本質的にゼロである。

良好な近似では、ＰＭＯＳトランジスタ１１２は、完全または理想的なＭＯＳＦＥＴであり、通常の動作条件下では、ＰＯＭＳトランジスタ１１２のゲート／ソースノードおよびゲート／ドレインノードのうちのいずれか１つの間に電流が存在しないことを意味する。したがって、電流調整器１１０によって出力される駆動電流は、ＰＭＯＳトランジスタ１１２およびダイオードスタック１１４を通して流動する電流に等しい。

ＶＳＧ＞ＶＳＧＴであるとき、ＰＭＯＳトランジスタ１１２は、低インピーダンスを呈し、高導電性である。本シナリオでは、ＰＭＯＳトランジスタ１１２は、電気負荷に寄与しない。電気負荷は、本質的にダイオードスタック１１４であり、電流調整器１１０は、意図されるように駆動電流を調整する。

本開示の原理によると、ＶＫ＞（ＶＤＣ１＋ＶＳＧＴ）である。本条件では、駆動電流が増加または減少すると、電流調整器１１０は、意図されるようにダイオードスタック１１４を通して電流を調整する。また、駆動電圧レベルがＶＤＣ１＋ＶＳＧＴを下回ると、ＰＭＯＳトランジスタ１１２のソース／ドレインノード間にインピーダンスが存在し、したがって、任意の電流が、ＰＭＯＳトランジスタ１１２を加熱するであろう。したがって、ＰＭＯＳトランジスタ１１２が低インピーダンスを呈するときに高電流動作が起こることを確実にするために、ＶＤＣ１は、（ＶＫ−ＶＳＧＴ）を下回るように選択される。

ダイオードレーザシステム１００が、高光学出力から光学出力なしまたはゼロに偏移するときの場合を検討する。最初に、駆動電流設定点１２４は、低減される。電流調整器１１０は、駆動電圧を低下させ、それによって、駆動電流を低下させることによって応答する。駆動電圧レベルは、ＶＫを通して偏移し、減少し続ける。駆動電圧レベルがＶＤＣ１＋ＶＳＧＴを下回って偏移すると、ＰＭＯＳトランジスタ１１２のソース／ドレインノード間のインピーダンスは、増加し始め（図５参照）、ＰＭＯＳトランジスタ１１２は、電気負荷に寄与し始める。電流調整器１１０が駆動電圧を低減させ続けるにつれて、ＰＭＯＳトランジスタ１１２のソース／ゲートノード間の電圧は、ゼロに向かい、ＰＭＯＳトランジスタ１１２のソース／ドレインノード間のインピーダンスは、増加する。さらに、ＰＭＯＳトランジスタ１１２のソース／ドレインノード間の電圧は、ＶＤＣ１に向かい、したがって、ダイオードスタック１１４を横断する電圧降下は、ゼロに向かう。これは、図５に例証される。全体を通して、関係（ＶＤＣ１＋ＶＳＧ）＝（Ｖダイオード＋ＶＳＤ）が、成り立つ。

図２（および図３）に示される配列は、電流調整器１１０が、ダイオードスタック１１４のゼロと定格電流最大値との間の全範囲にわたって電流を調整することを可能にする。低電流条件では、ダイオード負荷は、電流の変化とともに劇的に変化するが、ＰＭＯＳトランジスタ１１２の変化する負荷によって補償される。電流調整器１１０は、ＶＳＧを横断して比較的に小さい電圧を調節し、ＰＭＯＳトランジスタ１１２は、ＶＳＤを横断してより大きい電圧調節とこれを整合させる。言い換えると、電流調整器１１０は、図５のＶＳＧ曲線に沿ってその出力電圧を調節することによって、駆動電流を調整する。ＶＤＣ１とＶＤＣ１＋ＶＤＣ２との間の出力電圧を調節する際に、ダイオードスタック１１４を横断する電圧降下は、０ＶとＶＤＣ１＋ＶＫとの間で変化する。電流調整器１１０の出力電圧は、ＶＳＧ曲線に沿って追従し、設定された駆動電流を達成および維持するように電圧を調節する。電流調整器１１０の出力電圧をＶＤＣ１＋ＶＳＧＴを上回って調節する際に、ダイオードスタック１１４を横断する電圧降下は、電圧対電圧で同じように変化する。

図６は、図２のダイオードレーザシステム１００の電流調整器１１０の例示的実施形態の回路図である。概して、電流調整器１１０は、コントローラ６０２と、ハイサイドスイッチ６０４と、ローサイドスイッチ６０６と、電流フィードバック構成要素６０８と、ダイオード６１０と、出力インダクタ６１５と、分路抵抗器６１４と、出力コンデンサ６１６とを備える、同期スイッチングコンバータである。電流調整器１１０は、同期コンバータ形態が典型的には活用される低電力システムまたは用途とは対照的に、高電力システムまたは用途（すなわち、ダイオードレーザシステム１００）に組み込まれるため、駆動電流設定点１２４が変更される、またはダイオードレーザシステム１００が有効もしくはオンにされると、高速過渡電流が、生じ得る。その過渡電流は、有意な電流オーバーシュート、過渡発振、または不安定な出力電流につながり得、その全ては、それぞれ、出力インダクタ６１５および出力コンデンサ６１６によって提示されるインダクタンスおよび容量とともに寄生発振器回路を作成する、寄生出力ワイヤインダクタンスおよび他の寄生効果に起因し得る。

補償するために、ダンピング抵抗器６１８が、出力コンデンサ６１６と直列に接続され、当業者は、ダンピング抵抗器６１８が図３のダイオードレーザシステム１００の電流調整器１１０に関して類似する様式で利用され得ることを理解するであろう。概して、そのような修正は、想定されるような付加的抵抗の導入が、とりわけ、ダイオードレーザシステム１００の高電力性質に起因する付加的電力散逸および熱生成につながり得るため、従来の知識と反する。しかしながら、ダイオードレーザシステム１００は、主供給を介して給電され（図１参照）、さらに、ダイオードレーザシステム１００の電子機器は、概して、水冷される。本様式では、性能と付加的電力散逸および熱生成との間のトレードオフのコストは、最小限にされる。図７は、ダンピング抵抗の関数としての電流調整器１１０のスイッチング応答のチャート図である。

特に、図７に提供される第１の特性７０２は、電流調整器１１０のスイッチング応答における顕著なリンギングを示す。第１の特性７０２を生成するためにベンチテストにおいて使用されるダンピング抵抗器６１８の値は、０（ゼロ）オームである。したがって、第１の特性７０２は、電流調整器１１０の応答を捕捉し、ダンピング抵抗器６１８は、回路から省略される。対照的に、図７に提供される第２の特性７０４は、電流調整器１１０のスイッチング応答におけるあまり顕著ではないリンギングを示す。第２の特性７０４を生成するためにベンチテストにおいて使用されるダンピング抵抗器６１８の値は、１５ミリオームであり、全ての他の変数は、等しく保たれる。加えて、図７に提供される第３の特性７０６は、電流調整器１１０のスイッチング応答におけるさらに顕著ではないリンギングを示す。第３の特性７０６を生成するためにベンチテストにおいて使用されるダンピング抵抗器６１８の値は、１００ミリオームであり、全ての他の変数は、等しく保たれる。したがって、第２の特性７０４および第３の特性７０６は両方とも、電流調整器１１０の応答を捕捉し、ダンピング抵抗器６１８は、回路内に含まれ、それによって、スイッチング応答におけるリンギングの大きさは、ダンピング抵抗器６１８の値に反比例する。

図８は、本開示による、電力スケーリング側面のブロック図である。より具体的には、本開示の電流ドライバ１０４ａ−ｎの規定されていない整数個のモジュールが、並列にともに接続されるように示され、ダイオードスタック８０４を備えるダイオード負荷８０２を駆動する。ダイオードスタック１１４は、規定されていない整数個の直列接続されたレーザダイオードを備える。本様式では、電流ドライバ１０４の複数の事例が、任意の特定のダイオード負荷を駆動するためにともに結合されてもよい。加えて、または代替として、ＶＤＣ１およびＶＤＣ２の一方または両方が、特定用途または特定実装ベースで電流ドライバ１０４の単一事例の動作点を偏移させるために、相互に独立して同調されてもよい。いくつかの事例では、非複雑性クランプ回路が、ＰＭＯＳトランジスタ１１２の周囲に構築され、ＶＳＧがＰＭＯＳトランジスタ１１２のタイプおよび定格の関数である許容可能または容認可能な値を超えないことを確実にしてもよい。

図に示され、上記に説明されるように、想定されるような電流ドライバ１０４のアーキテクチャは、構成要素および接続の数に関して、モジュール式かつ低複雑性となる。電流ドライバ１０４は、同一物が、電流ドライバ１０４の動作点を偏移させるために、電圧バイアスの大きさを殆ど変更することなく、多くの異なるダイオード負荷を駆動するように使用され得るため、モジュール式である。電流ドライバ１０４のアーキテクチャは、変更する必要がない。例えば、電流ドライバ１０４の一部または全ての構成要素は、６０Ｖまたはそれを下回るコンプライアンス電圧を呈し得、これは、高電圧ＰＣＢ基板の検定または検証が要求されないため、有利であり、電流ドライバ１０４は、ダイオード負荷を通して２００Ａまたはそれを上回って調整し、高速変調（例えば、０〜１００ｋＨｚ、０〜１００％デューティサイクル）し得る。ＤＣオフセット電圧が、ダイオード負荷のターンオンまたはニー電圧を補償するために活用され得、したがって、電流ドライバ１０４は、ダイオード負荷と直列の付加的ダイオードを、例えば、１００Ｖにおいて、ダイオード負荷の変更を伴っても、仕様に従って同一の電流レベルにおいて駆動し得る。これは、１００Ｖ電圧レベルが電流ドライバ１０４の６０Ｖコンプライアンス電圧を上回るにもかかわらずである。加えて、電力スケーリング側面が、電流ドライバ１０４の同じモジュールを並列に接続することによって実現され得る。さらに、電流ドライバ１０４の特定の構成要素である、スイッチ要素１１２が、単一のオンボード（すなわち、ＰＣＢ）回路構成要素または要素、すなわち、ＰＭＯＳもしくはＮＭＯＳトランジスタのみを用いて実現され得るため、電流ドライバ１０４は、構成要素および接続の数に関して低複雑性であり得る。ＤＣオフセット電圧を提供する電力供給は、オンボード回路構成要素または要素ではない場合がある。ダイオード負荷もまた、同様である。電流ドライバ１０４は、他の回路が電流ドライバ１０４に内蔵され得る他の方法において実現され得ることも想定される。付加的開発および構成要素コストが生じ、付加的故障機構が現れ得るが、いくつかの状況では、そのような代替は、有益であり得る。

そのようなならびに他の利益および利点に照らして、電流ドライバが電流調整器と、スイッチ要素とを含む、または備える、ダイオードレーザシステムのための電流ドライバが、想定される。電流調整器およびスイッチ要素は、少なくとも図２および図３に関連して上記に示され、説明されるように、それぞれ、電流調整器１１０およびスイッチ要素１１２と類似して構成および／または配列されてもよい。特に、電流調整器は、電力供給からバイアス電圧を受け取るように構成されてもよく、バイアス電圧は、ダイオード負荷のニー電圧を含むように電流調整器のコンプライアンス電圧範囲を偏移させ、バイアス電圧は、偏移されたコンプライアンス電圧範囲の下限に対応する値を有する。そのような偏移されたコンプライアンス電圧範囲の実施例は、図４に関連して上記に例証および説明される。

加えて、スイッチ要素は、電流調整器に結合され、電流調整器によって出力される電圧レベルを検出し、駆動電流をダイオード負荷に供給するように構成されてもよく、スイッチ要素は、（ａ）駆動電流をダイオード負荷に供給するために、電流調整器によって出力される電圧レベルがバイアス電圧の値を下回るレベルを有するとき、高インピーダンスを有し、（ｂ）駆動電流をダイオード負荷に供給するために、電流調整器によって出力される電圧がスイッチ要素のターンオン閾値電圧およびバイアス電圧の値の合計を上回るレベルを有するとき、低インピーダンスを有する。いくつかの実施形態では、スイッチ要素は、駆動電流をダイオード負荷に供給するために、電流調整器によって出力される電圧レベルが、バイアス電圧の値を上回るが、スイッチ要素のターンオン閾値電圧およびバイアス電圧の値の合計を下回るレベルを有するとき、高インピーダンス状態と低インピーダンス状態との間の偏移状態にある。

そのような可変インピーダンススイッチ要素の実施例は、図２および図３に関連して上記に示され、説明された様式で回路アーキテクチャに組み込まれると、図４および図５に関連して上記に示され、説明されるものに類似するＩ−Ｖ特性を呈する、ＰＭＯＳトランジスタまたはＮＭＯＳトランジスタである。さらに、当業者は、実践では、例えば、図２および図３に関連して上記に示され、説明されたトランジスタのゲートノード等、特定の回路ノードに関して測定または定義されるとき、全体を通して議論されるような特定の電圧のレベルが意味を持つことを理解するであろう。他の実施例も、可能である。

いくつかの実施形態では、コンプライアンス電圧範囲（および同様に、偏移されたコンプライアンス電圧範囲）は、６０Ｖまたはそれを下回る大きさである。概して、コンプライアンス電圧範囲は、電流調整器のコンプライアンス電圧によって定義される。いくつかの実施形態では、電流調整器は、バイアス電圧の２倍を下回るまたはそれに等しい大きさである供給電圧と、バイアス電圧との間の差異によって給電される（例えば、バイアス電圧＝４８Ｖ、供給電圧＝９６Ｖ、またはバイアス電圧＝９６Ｖ、供給電圧＝１４４Ｖ）。いくつかの実施形態では、ダンピング抵抗器が、電流調整器の出力ノードに結合されるコンデンサと直列に結合され、ダンピング抵抗器は、１５ミリオーム〜１０００ミリオーム（これらの値を含む）のオーム値の範囲から選択される電気抵抗を有する。そのような特徴の実施例は、図６および図７に関連して上記に示され、説明されており、電流調整器は、約１００ｋＨｚまたはそれを下回る変調周波数を呈する同期バックコンバータであるか、または同等には、約１０μ秒で切り替えられることができる。ダンピング抵抗器の特定のオーム値または電気抵抗値は、所望されるように、リンギングを最小限にする、特定の立ち上がり／立ち下がり時間を呈する等のために、時間領域における信号応答を同調するように、特定実装ベースで選択されてもよい。

ある例示的実施形態のみが上記に詳細に説明されたが、当業者は、本開示の新規の教示および利点から実質的に逸脱することなく、多くの修正が例示的実施形態において可能であることを容易に理解するであろう。上記に開示される実施形態の側面は、付加的実施形態を形成するために、他の組み合わせにおいて組み合わせられることができる。全てのそのような修正は、本技術の範囲内に含まれることが意図される。

Claims (21)

1. ダイオードシステムのための電流ドライバであって、
   バイアス電圧ＶＤＣ１を提供する電力供給と、
   前記電力供給から前記バイアス電圧を受け取るように構成される電流調整器であって、前記バイアス電圧は、ダイオード負荷のニー電圧ＶＫを含むように前記電流調整器の動作電圧範囲をシフトさせ、前記シフトされた動作電圧範囲の下限の絶対値が前記バイアス電圧である、電流調整器と、
   前記電流調整器および前記ダイオード負荷に結合されたスイッチ要素であって、前記スイッチ要素は、前記電力供給から前記バイアス電圧を受け取るように構成され、前記スイッチ要素は、駆動電流を前記ダイオード負荷に供給するために前記電流調整器および前記電力供給によって出力される電圧レベル（ＶＳＧ＋ＶＤＣ１）を検出するように構成され、前記スイッチ要素は、（ａ）前記電圧レベル（ＶＳＧ＋ＶＤＣ１）の絶対値｜ＶＳＧ＋ＶＤＣ１｜が前記バイアス電圧の値と等しいときに高インピーダンスを有し、（ｂ）前記電圧レベルの絶対値が閾値電圧値および前記バイアス電圧の合計を上回るときに低インピーダンスを有する、スイッチ要素と
   を備える、電流ドライバ。
2. 前記動作電圧範囲は、６０Ｖ以下の大きさである、請求項１に記載の電流ドライバ。
3. 前記スイッチ要素は、ＰＭＯＳトランジスタであり、前記ＰＭＯＳトランジスタのソースノードは、前記電流調整器に結合され、前記ＰＭＯＳトランジスタのゲートノードは、前記バイアス電圧によってバイアスされ、前記ＰＭＯＳトランジスタのドレインノードは、駆動電流を前記ダイオード負荷への経路に提供する、請求項１に記載の電流ドライバ。
4. 前記スイッチ要素は、ＮＭＯＳトランジスタであり、前記ＮＭＯＳトランジスタのソースノードは、前記電流調整器に結合され、前記ＮＭＯＳトランジスタのゲートノードは、前記バイアス電圧によってバイアスされ、前記ＮＭＯＳトランジスタのドレインノードは、駆動電流を前記ダイオード負荷への経路に提供する、請求項１に記載の電流ドライバ。
5. 前記電流調整器は、前記バイアス電圧の２倍の大きさである供給電圧と、前記バイアス電圧との間の差異によって給電される、請求項１に記載の電流ドライバ。
6. 前記電流調整器は、前記バイアス電圧の２倍を下回る大きさである供給電圧と、前記バイアス電圧との間の差異によって給電される、請求項１に記載の電流ドライバ。
7. 前記電流調整器の出力ノードに結合されるコンデンサと直列に結合されるダンピング抵抗器をさらに備え、前記ダンピング抵抗器は、１５ミリオーム〜１０００ミリオーム（これらの値を含む）から選択される電気抵抗を有する、請求項１に記載の電流ドライバ。
8. 前記電流調整器は、同期バックコンバータである、請求項１に記載の電流ドライバ。
9. 前記電流調整器の変調周波数は、１００ｋＨｚ以下である、請求項１に記載の電流ドライバ。
10. ダイオードシステムであって、
    ダイオード負荷と、
    バイアス電圧ＶＤＣ１を出力するように構成される電力供給と、
    前記電力供給に結合され、かつ、前記電力供給から前記バイアス電圧を受け取るように構成される電流調整器であって、前記バイアス電圧は、前記ダイオード負荷のニー電圧ＶＫを含むように前記電流調整器の動作電圧範囲をシフトさせ、前記シフトされた動作電圧範囲の下限の絶対値が前記バイアス電圧である、電流調整器と、
    前記電流調整器および前記ダイオード負荷に結合されたスイッチ要素であって、前記スイッチ要素は、前記電力供給から前記バイアス電圧を受け取るように構成され、前記スイッチ要素は、駆動電流を前記ダイオード負荷に供給するために前記電流調整器および前記電力供給によって出力される電圧レベル（ＶＳＧ＋ＶＤＣ１）を検出するように構成され、前記スイッチ要素は、（ａ）前記電圧レベル（ＶＳＧ＋ＶＤＣ１）の絶対値｜ＶＳＧ＋ＶＤＣ１｜が前記バイアス電圧の値と等しいときに高インピーダンスを有し、（ｂ）前記電圧レベルの絶対値が閾値電圧値および前記バイアス電圧の合計を上回るときに低インピーダンスを有する、スイッチ要素と
    を備える、ダイオードシステム。
11. 前記動作電圧範囲は、６０Ｖ以下の大きさである、請求項１０に記載のダイオードシステム。
12. 前記スイッチ要素は、ＰＭＯＳトランジスタであり、前記ＰＭＯＳトランジスタのソースノードは、前記電流調整器に結合され、前記ＰＭＯＳトランジスタのゲートノードは、前記バイアス電圧によってバイアスされ、前記ＰＭＯＳトランジスタのドレインノードは、駆動電流を前記ダイオード負荷への経路に提供する、請求項１０に記載のダイオードシステム。
13. 前記スイッチ要素は、ＮＭＯＳトランジスタであり、前記ＮＭＯＳトランジスタのソースノードは、前記電流調整器に結合され、前記ＮＭＯＳトランジスタのゲートノードは、前記バイアス電圧によってバイアスされ、前記ＮＭＯＳトランジスタのドレインノードは、駆動電流を前記ダイオード負荷への経路に提供する、請求項１０に記載のダイオードシステム。
14. 前記電流調整器は、前記バイアス電圧の２倍以下の大きさである供給電圧と、前記バイアス電圧との間の差異によって給電される、請求項１０に記載のダイオードシステム。
15. 前記ダイオード負荷は、複数の直列接続されたダイオードを含む、請求項１０に記載のダイオードシステム。
16. 前記電流調整器の出力ノードに結合されるコンデンサと直列に結合されるダンピング抵抗器をさらに備え、前記ダンピング抵抗器は、１５ミリオーム〜１０００ミリオーム（これらの値を含む）から選択される電気抵抗を有する、請求項１０に記載のダイオードシステム。
17. 前記電流調整器は、同期バックコンバータである、請求項１０に記載のダイオードシステム。
18. 前記電流調整器の変調周波数は、１００ｋＨｚ以下である、請求項１０に記載のダイオードシステム。
19. 前記電力供給は、直列接続された電圧源の対を含み、前記対の第１の電圧源は、前記バイアス電圧を出力するように構成され、前記対の第２の電圧源は、前記バイアス電圧の大きさと等しいまたは異なる大きさを有する供給電圧を出力するように構成される、請求項１０に記載のダイオードシステム。
20. ダイオードレーザシステムのための電流ドライバであって、
    電力供給からバイアス電圧ＶＤＣ１を受け取るように構成される電流調整器であって、前記バイアス電圧は、レーザダイオード負荷のニー電圧ＶＫを含むように前記電流調整器の動作電圧範囲をシフトさせ、前記シフトされた動作電圧範囲の下限の絶対値が前記バイアス電圧である、電流調整器と、
    前記電流調整器および前記ダイオード負荷に結合されたトランジスタであって、前記トランジスタは、前記電力供給から前記バイアス電圧を受け取るように構成され、前記トランジスタは、駆動電流を前記レーザダイオード負荷に供給するために前記電流調整器および前記電力供給によって出力される電圧レベル（ＶＳＧ＋ＶＤＣ１）を検出するように構成され、前記トランジスタは、（ａ）前記電圧レベル（ＶＳＧ＋ＶＤＣ１）の絶対値｜ＶＳＧ＋ＶＤＣ１｜が前記バイアス電圧と等しいときに高インピーダンスを有し、（ｂ）前記電圧レベルの絶対値が閾値電圧値および前記バイアス電圧の合計を上回るときに低インピーダンスを有する、トランジスタと
    を備え、前記トランジスタのソースノードは、前記電流調整器に結合され、前記トランジスタのゲートノードは、前記バイアス電圧によってバイアスされ、前記トランジスタのドレインノードは、駆動電流を前記レーザダイオード負荷への経路に提供する、電流ドライバ。
21. ダイオード負荷を駆動するための方法であって、
    電流調整器および電力供給によって、駆動電流を前記ダイオード負荷に供給するために電圧レベル（ＶＳＧ＋ＶＤＣ１）を出力することであって、前記電力供給によって供給されるバイアス電圧ＶＤＣ１は、前記電流調整器のシフトされた動作電圧範囲の下限の絶対値に対応し、前記シフトされた動作電圧範囲は、前記ダイオード負荷のニー電圧ＶＫを含む、ことと、
    スイッチ要素のインピーダンスを、（ａ）前記電圧レベル（ＶＳＧ＋ＶＤＣ１）の絶対値｜ＶＳＧ＋ＶＤＣ１｜が前記バイアス電圧に向かって遷移するときにより高いインピーダンスに調節し、（ｂ）前記電圧レベルの絶対値が前記スイッチ要素と関連付けられる閾値電圧値および前記バイアス電圧の合計に向かって遷移するときにより低いインピーダンスに調節することと
    を含む、方法。