JP6615999B2 - リップル監視 - Google Patents

Description

（関連出願の相互参照）
この出願は、２０１５年１１月３０日に出願された「Ｓｙｓｔｅｍ ａｎｄ Ｍｅｔｈｏｄ ｆｏｒ Ｒｉｐｐｌｅ Ｍｏｎｉｔｏｒｉｎｇ」と題する米国仮特許出願第６２／２６１，０３２号、および２０１６年５月１２日に出願された「Ｒｉｐｐｌｅ Ｍｏｎｉｔｏｒｉｎｇ」と題する米国特許出願第１５／１５３，２２２号に、基づいており、かつ、これらに対する優先権を主張し、これらの全てはその全体が参照により本明細書に組み込まれる。

（背景）
本開示は、集積回路（「ＩＣ」）に埋め込まれ得るリップル監視システムおよび方法に関する。リップル監視は、電源動作を監視するために使用することができる。

一般に「スイッチング電源」と称される、高性能マイクロプロセッサまたは高密度ＡＳＩＣもしくはＦＰＧＡの電源は、固有のスイッチング動作によって生じるラインおよび負荷調整、負荷過渡応答、ならびに／または残留リップル電圧に対して厳しい仕様を有する場合がある。

このような電源の電気構成要素は、劣化し、ひいては、１つ以上の仕様を満たす電源の能力を損なう可能性がある。例えば、電解コンデンサのエージングは、特に問題となり得る。電解質の蒸発または動作寿命に亘る他のエージングプロセスのために、等価直列抵抗（ＥＳＲ）が増加し、キャパシタンスが低下することがある。これにより、影響を受ける電源が不安定に動作する可能性がある。

仕様外の電源を使用すると、ときおりのメモリの損失、誤った計算、ウォッチドッグタイマのトリップ、ならびに／または適宜システム全体のリセットおよび／もしくは再起動が必要になるなど、ランダムな障害が発生することがある。このような障害は、最初はめったに発生せず、特定の温度、ラインまたは負荷条件のもとでのみ発生する可能性がある。これらのトリップ点は、仕様外の電源電圧を検出するように設定されている可能性があるため、通常の電源スーパバイザＩＣでキャッチするのは困難またはほとんど不可能である。しかし、それまでには、特に高信頼性システムおよび／または高可用性システムの場合、遅すぎる可能性がある。

高速比較器は、Ｌｉｎｅａｒ Ｔｅｃｈｎｏｌｏｇｙ Ｃｏｒｐｏｒａｔｉｏｎ（「ＬＴＣ」）のＬＴＣ２９７８のような「Ｐｏｗｅｒ Ｓｕｐｐｌｙ Ｍａｎａｇｅｒｓ」として知られているいくつかのＩＣ製品に見出すことができる。これらは、ユーザが厳格なトリップ点にプログラムすることができる。しかしながら、システムが故障する前に劣化電源を検出するこの方法は、誤ったアラームが頻繁に起こることと、展開する問題をすぐ十分に検出することができないことの間で、せいぜい綱渡りになる可能性がある。これは、スイッチング電源動作によって、ならびに変動するまたは周期的な負荷電流および／または負荷電流過渡によって引き起こされるリップル成分を有し得る、電源リップルの混在した性質と、多くの支援情報を伝えることができない比較器出力信号の２つの状態の性質と、のためである。

リップル監視回路は、電源内の故障している構成要素を示す情報を生成することができる。少なくとも１つの入力は、リップル成分を有する電源からのリップル信号を受信することができる。量子化回路は、リップル成分の振幅を繰り返し量子化することができる。リップル振幅統計カウンタバンクは、リップル成分の、異なる量子化された振幅、または異なる範囲の量子化された振幅が発生した回数をカウントして記憶することができる。

リップル監視回路は、電源に関する情報を生成することができる。少なくとも１つの入力は、リップル成分を有する電源からのリップル信号を受信することができる。リップル測定回路は、リップル成分の特性を測定することができる。記憶回路は、測定に関する情報を記憶することができる。比較回路は、記憶回路に記憶された情報と閾値とを比較し、記憶された情報が、いつこの閾値に合致するか、または超過するかを示すことができる。
本明細書は、例えば、以下の項目も提供する。
（項目１）
電源内の故障している構成要素を示す情報を生成するためのリップル監視回路であって、
リップル成分を有する前記電源からのリップル信号を受信する少なくとも１つの入力と、
前記リップル成分の振幅を繰り返し量子化する量子化回路と、
前記リップル成分の、異なる量子化された振幅、または異なる範囲の量子化された振幅が発生した回数をカウントして記憶するリップル振幅統計カウンタバンクと、を備える、リップル監視回路。
（項目２）
前記量子化回路が、前記リップル成分を、前記変換時の前記リップル成分の前記振幅を表すデジタルワードに毎回繰り返し変換するアナログ／デジタルコンバータを含む、項目１に記載のリップル監視回路。
（項目３）
前記リップル振幅統計カウンタバンクは、前記リップル成分が前記デジタルワードの各々に変換される回数のカウントを維持する、項目２に記載のリップル監視回路。
（項目４）
前記リップル振幅統計カウンタバンクによってカウントされる前に前記リップル信号を調整する信号調整回路をさらに備える、項目１に記載のリップル監視回路。
（項目５）
前記信号調整回路が、トランスを含む、項目４に記載のリップル監視回路。
（項目６）
前記信号調整回路が、前記リップル信号に加算されるか、またはそれから減算される出力を有するデジタル／アナログコンバータを含む、項目４に記載のリップル監視回路。
（項目７）
前記リップル信号が、差動信号であり、
前記信号調整回路が、
入力デジタル信号Ｖ _Ｉｎ を差動アナログ出力Ｖ _ＤＡＣ に変換するデジタル／アナログコンバータと、
デュアル入力計装増幅器であって、
前記リップル信号の前記差動信号を受信する第１の対の差動入力を有し、
前記デジタル／アナログコンバータから前記差動アナログ出力Ｖ _ＤＡＣ を受信する第２の対の差動入力を有し、かつ、
Ｖｉｎ×非ゼロ利得係数と、Ｖｄａｃ×非ゼロ利得係数との和に等しい出力を作り出す、デュアル入力計装増幅器と、を含む、項目４に記載のリップル監視回路。
（項目８）
前記信号調整回路が、前記リップル信号の不要なリップルをフィルタリングし、それによって、これらの不要なリップルの前記振幅が、前記リップル振幅統計カウンタバンクによってカウントされることを防止する、デジタルフィルタを含む、項目７に記載のリップル監視回路。
（項目９）
前記デジタルフィルタが、前記リップル信号のＤＣまたは低周波リップルをフィルタリングする低域通過フィルタを含む、項目８に記載のリップル監視回路。
（項目１０）
前記デジタルフィルタが、線形電圧ランプを予測して、それらの抑制を可能にする、項目８に記載のリップル監視回路。
（項目１１）
前記デジタルフィルタが、低域通過フィルタおよび帯域通過フィルタを含む、項目８に記載のリップル監視回路。
（項目１２）
前記信号調整回路が、ＤＣレベル復元回路を含む、項目４に記載のリップル監視回路。
（項目１３）
前記ＤＣレベル復元回路が、前記リップル信号を受信する前記少なくとも１つの入力に結合された切り替え可能な電流源を含む、項目１２に記載のリップル監視回路。
（項目１４）
前記ＤＣレベル復元回路は、各々が前記リップル信号とバイアス電圧との間に結合されている１つ以上のバイアス抵抗器を含む、項目１２に記載のリップル監視回路。
（項目１５）
各バイアス抵抗器が、電子スイッチによってバイアス電圧に結合される、項目１４に記載のリップル監視回路。
（項目１６）
各電子スイッチが、ＭＯＳＦＥＴを含む、項目１５に記載のリップル監視回路。
（項目１７）
前記電源内の構成要素が故障しているかどうかを判定することに関連する、前記リップル振幅統計カウンタの前記カウントを分析する計算回路をさらに備える、項目１に記載のリップル監視回路。
（項目１８）
前記計算回路が、前記電源内の構成要素が故障しているかどうかを判定するとき、振幅スライシングレベルであって、それ以下では前記振幅のカウントが無視される、振幅スライシングレベルを判定する、項目１７に記載のリップル監視回路。
（項目１９）
前記計算回路が、算術論理ユニット（ＡＬＵ）、アキュムレータレジスタ、インデックスレジスタ、および制御状態マシンを含む、項目１７に記載のリップル監視回路。
（項目２０）
前記計算回路が、前記電源内の構成要素が故障していると判定した場合に警報を発する、項目１７に記載のリップル監視回路。
（項目２１）
前記計算回路が、
警報閾値を超過する各リップル振幅カウントに対して増数する少なくとも１つの慣性カウンタを含み、かつ、
前記慣性カウンタが閾値カウントに達するときに警報を発する、項目２０に記載のリップル監視回路。
（項目２２）
前記慣性カウンタが、ゼロに達するまで時間間隔をあけて減数する、項目２１に記載のリップル監視回路。
（項目２３）
前記リップル監視回路は、有効化されると、前記リップル振幅統計カウンタバンクが、前記リップル成分の各異なる量子化された振幅が発生した前記回数をカウントし続けることを停止する、ブランキング入力を含む、項目１に記載のリップル監視回路。
（項目２４）
前記リップル監視回路が、集積回路内に含まれる、項目１に記載のリップル監視回路。
（項目２５）
電源に関する情報を生成するためのリップル監視回路であって、
リップル成分を有する前記電源からのリップル信号を受信する少なくとも１つの入力と、
前記リップル成分の特性を測定するリップル測定回路と、
前記測定に関する情報を記憶する記憶回路と、
前記記憶回路に記憶された情報と閾値とを比較し、前記記憶された情報が、この閾値に合致するか、またはそれを超過するときを示す、比較回路と、を備える、リップル監視回路。
（項目２６）
前記リップル測定回路が、前記リップル成分の特性を繰り返し測定し、
前記記憶回路が、各測定に関する情報を記憶する、項目２５に記載のリップル監視回路。
（項目２７）
前記リップル測定回路が、前記リップル成分の前記特性を表すデジタルワードに前記リップル成分を毎回繰り返し変換するアナログ／デジタルコンバータを含む、項目２６に記載のリップル監視回路。

これら、およびその他の構成要素、ステップ、特徴、目的、利益および利点は、例示的な実施形態の以下の詳細な説明、添付の図面、および特許請求の範囲を検討すれば明らかになるであろう。

図面は例示的な実施形態のものである。それらは全ての実施形態を説明するものではない。他の実施形態を追加して、または代わりに使用することができる。明らかであるか不必要であるかもしれない詳細は、スペースを節約するため、またはより効果的な説明のために省略することができる。いくつかの実施形態は、追加の構成要素もしくはステップによって、および／または図示された構成要素もしくはステップの全てを伴わずに実施されてもよい。同一の番号が異なる図面に現れる場合、それは、同じもしくは同様の構成要素またはステップを指す。

図１は、リップル監視回路の一例を示す図である。 図２は、図１に示した信号調整回路に使用することができる先行技術の信号調整回路の一例を示す。 図３は、図１に示した信号調整回路に使用することができる信号調整回路の別の例を示す。 図４は、図３に示した信号調整回路などの信号調整回路を集積回路に用いたリップル監視回路の一例を示す。 図５は、図３または図４のＤＣ復元回路として使用することができる先行技術のＤＣ復元回路の例を示す。 図６は、累積された振幅統計に基づく有益なリップル測定または監視のための回路の例を示す。 図７は、リップル監視回路の別の例を示す。 図８は、スライシングの一例を示す。 図９は、リップル監視ＩＣの一例を示す。 図１０は、図９のリップル監視ＩＣ用の一応用回路例を示す。 図１１は、ブランキングピンが追加され、リップル信号のトランス結合を用いる、図９のリップル監視ＩＣの一例を示す。 図１２は、リップル監視回路内に存在し得るＤＣ復元回路の一例を示す。 図１３は、図１２のＤＣ復元回路を有しないリップル監視ＩＣで使用することができるトランス結合の一例を示す。

例示的な実施形態をここで説明する。他の実施形態を追加して、または代わりに使用することができる。明らかであるか不必要であるかもしれない詳細は、スペースを節約するため、またはより効果的な提示のために省略することがある。いくつかの実施形態は、追加の構成要素またはステップによって、および／または記述された構成要素またはステップの全てを伴わずに実施されてもよい。

図１は、リップル監視回路１００の一例を示す。リップル監視回路１００は、出力コンデンサの両端の信号または電源の他の出力のような動作の適合性が監視される電源から、リップル信号１０２における電圧リップルの振幅統計値を収集することができる。この回路は、集積回路（ＩＣ）の一部であってもよい。

リップル監視回路１００は、その等価直列抵抗（ＥＳＲ）の増加などのエージング特性のために電源の故障を引き起こす可能性がある、電源の電解コンデンサ１０１に接続される場合がある。これは、コンデンサ両端のリップル電圧の上昇として現れ得る。

しかしながら、実際のリップル電圧は、異なるタイプの問題を有する構成要素の混合によって引き起こされ、時間、温度および／または過負荷状態に応じて変化し得る。その結果、ＡＣ成分の整流、ピーク検出、比較器による固定閾値との比較などの簡単な監視方法では、電源の正常性を正確に評価するのに十分な情報を提供することができない場合がある。

図１に示す回路は、これらの懸念に対処することができる。電源からのリップル信号１０２は、リップル成分を含むことができる。リップル信号１０２は、図１に示すように差動であってもよく、またはシングルエンドであってもよい。リップル信号１０２は、リップル信号をアナログ／デジタルコンバータ１０４（「ＡＤＣ」）で処理することができるように調整することができる調整回路１０３によって調整することができる。

ＡＤＣは、振幅統計カウンタバンク１０６に結合することができる、Ｎ個の出力ビット１０５を有することができる。振幅統計カウンタバンク１０６は、ＡＤＣの２^Ｎ個の可能な出力コードの組み合わせの各々、またはそのサブセットに対してＭビットのカウンタを含むことができる。図１においてＣＮＴ［Ｎ］＜Ｍ：１＞として示されている累積カウント１０７は、リップル監視プロセスの最終結果であってもよく、またはリップル監視回路が配置されているか、またはリップル監視回路が接続されているホストシステムに結果が提示される前に、更なる処理を受けてもよい。累積カウント１０７は、電源の性能低下の兆候を検出するために、電源の寿命の早期に取られた以前の統計的分布と比較することができるリップル振幅の統計的分布を表すことができる。この目的に関連するいくつかの統計的特性は、ピーク間リップル、またはより低いカウントを有するリップル成分を無視するスライシングレベルを適用した後のリップルの大きさ、またはリップルカウントの数学的標準偏差である。これらの統計的特性は、既知の数学的手順を使用して累積カウントレジスタの内容を分析することから容易に導き出すことができる。次に、現在の結果は、予め設定した閾値または電源の寿命の早期に得られた結果と比較することができる。ピーク間リップルのあらゆる大幅な拡大、スライシングされたリップルの大きさ、または予め設定された閾値を超過するリップルカウントの標準偏差は、システムの機能が損なわれる点に電源の劣化が達するずっと前に、電源によって供給されるシステムでの警報を発するために使用され得る。予防保守により、保守スケジュールが合うときはいつでも新しい電源装置と交換することができ、システムの予期せぬ障害および停止を避けることができる。

信号調整回路１０３は、異なる方法で実装することができる。信号調整回路１０３は、高域通過フィルタリング、低域通過フィルタリング、ＤＣレベル除去、ＤＣレベル復元、増幅、ＡＤＣのサンプル／ホールド機能（後述）、またはこれらの任意の組み合わせを提供することができる。

図２は、図１に示した信号調整回路１０３に使用することができる先行技術の信号調整回路２０３の一例を示す。図１に示したリップル信号１０２のような、電源からの差動サンプル２０２は、リップル信号２０２内の任意のＤＣ成分を除去することができる結合コンデンサ２１０を通過することができる。抵抗器２１１および２１２は、計装増幅器（ＩＮＡ）２１３の入力でＤＣバイアス信号レベルを復元するように作用することができる。これらの抵抗器およびコンデンサ２１０は、リップル信号２０２の高域通過フィルタとして機能することができる。

ＩＮＡ２１３は、リップル信号２０２のソースにおける接地電位の外乱であり得る、存在し得る同相モード信号を除去することができ、かつ、その差動リップル信号成分を増幅することができる。ＩＮＡの出力は、ＡＤＣのためのアンチエイリアシングフィルタとして作用することができる、抵抗器２１４およびコンデンサ２１５によって形成され得る低域通過フィルタに結合することができる。バッファ増幅器２１６は、低域通過フィルタをデカップリングし、ＡＤＣ入力のための駆動力を提供することができる。バッファ増幅器２１６は、単純な単一利得レベルシフタであってもよい。

図３は、図１に示した信号調整回路１０３に用いることができる信号調整回路３０３の別の例を示している。図１に示した差分リップル信号１０２のような差動リップル信号３０２は、ＤＣ復元回路３１７およびデュアル入力計装増幅器３１３の第１の差動入力に結合することができる。デジタル／アナログコンバータ３１８（「ＤＡＣ」）は、Ｑ個の入力ビットによって制御される出力電圧「Ｖｄａｃ」を作り出すことができる。出力電圧Ｖｄａｃは、次式に従って出力電圧Ｖｏｕｔを発生させ得るデュアル入力計装増幅器３１３の第２の差動入力に結合することができる。
Ｖｏｕｔ＝ＧＡＩＮ１×Ｖｉｎ＋ＧＡＩＮ２×Ｖｄａｃ （式１）

利得係数ＧＡＩＮ１およびＧＡＩＮ２は、それぞれ非ゼロであり、正または負の値を有することができる。ＤＡＣ３１８は、バイポーラ出力を有することができる。ＶｄａｃはＤＡＣによって供給されるので、リップル監視システムは、ＡＤＣによって処理される前にＤＡＣ生成信号成分をリップル信号３０２に有効に減算または加算することができる。十分な速度のＤＡＣを使用し、かつ、Ｑビットの適切なサーボ信号を使用することにより、リップル信号３０２内の不要な中間周波数もしくは低周波またはＤＣ成分の存在にもかかわらず、ＩＮＡ出力をＡＤＣの入力電圧範囲の中央の最適な中心に保つことができる。例えば、監視されている電源レールに低速電圧ランプまたはライン周波数ハムが存在する場合、リップルカウントがより大きなカウンタセットに分散され、リップルが実際よりも大きく見えることがある。ＤＡＣが、ＩＮＡの第２の差動入力によって低速電圧ランプまたはライン周波数ハムを追跡し減算するＱビットのサーボ信号を受信する場合、そのリップル振幅に対する拡散効果を抑制することができ、リップル監視結果は、はるかに正確になる可能性がある。このようなサーボ信号を達成する１つの方法は、多数のＡＤＣサンプルの平均を計算した後、ＤＡＣサーボ信号を上下に調整して平均をＡＤＣスパンの中点に保つデジタルフィルタである。デジタルフィルタは必ずしも必要ではない。監視される電源レールの電圧が十分にゆっくりと変化する場合、ホストシステムは、ソフトウェアによって同様の計算を行い、それに応じてＡＤＣサンプルをＡＤＣの中点、またはリップル検出のダイナミックレンジが最適化される他の適切な動作点の中央に維持するように、ＤＡＣサーボ信号を設定することができる。中間点の選択は、最も一般的な場合である、平均値の周りで対称なリップル信号に最適である。

この回路は、ＤＣ復元回路３１７が非活性であってもよいリップル信号３０２のＤＣ結合、または、ＤＣ復元回路３１７が活性であってもよい、比較的大きな結合コンデンサ（図示せず）とのＡＣ結合の両方を可能にすることができる。しかしながら、この回路は、より高速な電源ランプを追跡する必要がない場合がある。両方の場合において、ＡＤＣの必要ビット数Ｎは、依然としてリップル信号３０２の必要な分解能を有しながら、低減することができる。

ライン周波数ハムのようなＤＣ成分または低周波成分の除去が所望される場合、ＤＡＣサーボ信号Ｑのソースはデジタル低域通過フィルタであってもよい。

いくつかの用途では、さらに別の周波数帯域でのリップル成分の追加抑制が望まれる場合がある。この場合、周波数ｆ１よりも低い通過帯域を有する低域通過と、２つのより高い周波数ｆ２とｆ３との間の別の通過帯域との組み合わせとなるように、デジタルフィルタに付加的な帯域通過特性を追加することができる。このデジタルフィルタの出力をＤＡＣ３１８によって入力リップル信号３０２から差し引くことにより、ｆ１以下、およびｆ２とｆ３との間の全ての周波数成分を抑制（または少なくとも減衰）することができる。

リップル信号３０２がトランスによってＶｉｎに結合されているとき、リップル信号の同相モードノイズに対する高い同相モード除去が達成され得る。トランス結合リップル信号をサポートするために、ＤＣ復元回路３１７は、デュアル入力計装増幅器３１３の第１の差動入力に適切なＤＣ動作条件を確立し、リップル信号３０２に対して適正かつ密接に整合したインピーダンスを提示するように構成することができる。

図４は、図３に示す信号調整回路３０３などの信号調整回路４０３を集積回路４２２に用いるリップル監視回路の一例を示す。図１に示したリップル信号１０２であってもよい差動リップル信号４０２は、物理的ＩＣパッケージピン４１９ａ、４１９ｂで受信することができる。任意の結合コンデンサ４２０ａおよび４２０ｂによる容量結合を可能にするために、上述のタイプのいずれかであり得るＤＣ復元回路４１７が設けられてもよい。これらはＩＣの外部に示されているが、代わりに集積回路４２２の一部であってもよい。

デュアル入力ＩＮＡ４１３は、ピン４１９ａおよび４１９ｂから信号Ｖｉｎを受信することができ、信号ＶｄａｃはＤＡＣ４１８から来ることができる。ＩＮＡ４１３は、上記の式１に従って、ＮビットＡＤＣ４０４の入力を駆動する電圧Ｖｏｕｔを作り出すことができる。ＡＤＣ４０４のＮ個の出力ビット４０５は、その出力４０７にカウントを提供し得る振幅統計カウンタバンク４０６と、リップル信号４０２内の不要な成分を除去するためのサーボループを閉じる、ＤＡＣ４１８の入力にＱビットを提供し得るデジタルフィルタ４２０とに結合することができる。デジタルフィルタ４２０の構成に応じて、このサーボループを使用して、リップル信号からｄｃ成分を除去し、その線形予測によって中速度電圧ランプを追跡し、または指定された帯域幅内の不要な信号を抑制することができる。

電源リップル監視ＩＣ用のこのアーキテクチャは、リップル信号調整、フィルタリング、および量子化の点で高い柔軟性を提供することができる。それは、高性能マイクロプロセッサまたは高密度ＡＳＩＣもしくはＦＰＧＡ用電源のリップル監視など、多くの用途でも有用である。それは、太陽光発電用コンバータおよび多相ＡＣモータ駆動用インバータにも有用であって、ＡＣモータのライン周波数または速度に依存する反応を、これらのコンバータ／インバータの、いわゆるＤＣＬＩＮＫレール上の電解コンデンサのような重要な構成要素の正常性評価に使用することができる点まで、リップル信号をクリーンアップするように抑制する必要があり得る。

図５は、図３および図４それぞれのＤＣ復元回路３１７または４１７として使用することができるＤＣ復元回路５１７の例を示す。電流源５３０ａ／ｂおよび５３３ａ／ｂは、ＭＯＳＦＥＴスイッチ５３１ａ／ｂおよび５３２ａ／ｂを介して入力ピン５１９ａ／ｂに結合することができる。定義された期間、それぞれのゲート信号５３４ａ／ｂおよび５３５ａ／ｂを使用してスイッチをオンにすることによって、ピン５１９ａ、５１９ｂにおけるＤＣバイアス電圧は、ゲート時間、電流源の大きさ、およびＡＣ結合コンデンサ５２０ａ、５２０ｂの静電容量に応じて、定義さられた量だけ上下に移動することができる。ＡＣ結合増幅器入力において適切なｄｃバイアスレベルを復元することができる、これら、および類似の回路は、ビデオ信号処理の分野で知られており、任意のそのような回路は、本明細書に記載されたリップル監視回路の状況で動作するように容易に適合させることができる。

このＤＣ復元回路に続く増幅器の入力段が適切なバイアス電圧範囲内にあるかどうかを判定するのに役立つ補助回路（図示せず）が必要となることがある。これらは単純な比較器とすることができる。このタイプのＤＣ復元回路は、スイッチがオンになると入力信号を乱し、収集された振幅統計の改ざんを引き起こす可能性がある。したがって、このＤＣ復元回路の起動時には、ＡＤＣ変換と振幅カウント処理を停止することが適切な場合がある。これは、ＤＣランプおよびその他の不要な信号をサーボアウトするために、ＤＡＣベースのサーボパスがこのリップル検出器アーキテクチャに組み込まれた理由の１つである。ＤＣ復元回路は、ＩＮＡ入力のバイアス電圧が範囲外にクリープし始めるときにのみ使用されることがある。

ＤＡＣサーボループに基づくこのリップル検出器アーキテクチャは、そうでなければ可能なものよりも、リップル監視の振幅統計蓄積プロセスの柔軟性を高め、「ブラインドタイム」を短縮することができる。ＤＡＣサーボループが入力電圧ランプに追従し、より低速の電圧ランプに乗っているリップル電圧がＡＤＣのスパンの中央にうまく留まる限り、累積振幅統計カウントはリップルに関する有効な情報を適切に伝えることができる。入力電圧ランプが非常に高速で、ＤＡＣサーボループが追従することができない場合、ＡＤＣへの信号によってＡＤＣがオーバーレンジ状態になり、カウンタが単独でカウントされるか、オーバーレンジフラグがセットされる可能性がある。このようなオーバーレンジ状態の間に取られたＡＤＣサンプルの数に依存して、累積振幅統計の精度は多かれ少なかれ低下する可能性がある。したがって、サンプルブロック全体を破棄し、振幅統計カウンタをクリアし、かつ、ＤＡＣサーボループが電圧ランプに追いついた後、および／またはＤＣ復元回路がピン５１９ａ、５１９ｂのバイアス電圧をその適切な動作点に戻した後に、再始動することが適切な場合がある。

ＡＤＣによって検出されたオーバーレンジ状態は、高速電圧ランプからこれらの回復手順を開始または迅速化するためのトリガとして使用することができる。リップル監視ＩＣまたは回路にブランキング機能を有する入力ピンを追加することができる。これは、電源のランプアップまたはシャットダウン中、および／または電源が公称値に安定する前など、監視されている電源レールに異常な電圧ランプまたは状態が発生するときはいつでも、ホストシステムによって活性化される可能性がある。リップル監視ＩＣは、このブランキングピン機能を使用して、これらの動作の先端段階で発生する可能性のある誤ったリップル信号を無視することができる。これは、振幅統計カウントを禁止することによって、および／またはブランキング信号が活性であるときはいつでも警報出力信号を禁止することによってなど、多くの方法で実装することができる。

ブランキングピン機能は、ブランキング信号がアサートされている限り、電流源５３０ａ／ｂおよび５３３ａ／ｂの電流を増加させることによって、ＤＣ復元回路のＤＣトラッキング能力を促進するために使用することもできる。

多くのスイッチング電源コントローラＩＣは、調整時に活性化し、調整が失われたとき、または起動時にはいつでも非活性化する、「Ｐｏｗｅｒ Ｇｏｏｄ」信号を特徴とする。このような「Ｐｏｗｅｒ Ｇｏｏｄ」信号またはその反転信号は、リップル監視ＩＣのブランキングピン機能に結合することができる。

ＡＣ結合入力信号およびＤＣ復元回路が活性であるという状況において、過範囲条件の可能な起点および取り扱いに関する上記の教示が記載されてきたが、これらの教示は、ＤＣ結合された場合にも適用することができる。特に、ブランキングピン機能は、ＡＣ結合およびＤＣ結合の両方の場合に有益であり得る。

図６は、累積された振幅統計に基づく有益なリップル測定または監視のための回路の例を示す。ＡＤＣ６０４は、リップル信号を量子化し、Ｎビットの量子化デジタルコード６０５を出力する。振幅統計カウンタバンク６０６は、Ｍビット幅の多数のカウンタを含むことができる。ＡＤＣ６０４の可能な２^Ｎ個の出力コードの組み合わせの各々、またはそのサブセットをカウンタバンク内の特定のカウンタに割り当てることができる。カウンタに割り当てられる出力コードが出現するたびに、このカウンタが増数され得る。インデックスレジスタ６４０が、振幅統計カウンタバンク６０６内の個々のカウンタ内容にアクセスするために設けられてもよい。１つ以上のアキュムレータ（「ＡＣＣＵ」）またはスクラッチパッドレジスタを有する算術論理ユニット（「ＡＬＵ」）６４１は、インデックスレジスタによって選択されたカウントを受信することができる。単純な状態マシンであってもよい制御ユニット６４２は、インデクスレジスタとＡＬＵ／ＡＣＣＵの両方を制御して、定期的に発生するリップルイベントを負荷過渡のようなランダムイベントから区別するのに役立つデータスライシング方法を実装することができる。

実装することができる１つの可能なデータスライシング方法は、最初に全てのインデックスを循環させて、サンプルブロック内で最も頻繁に発生し、振幅またはＡＤＣ出力コードであり得て、最大のカウントを有する最大カウンタ内容を、決定することができる。次に、第２のパスで、カウンタの内容を再度検査し、「スライシングレベル」と呼ばれる、その５０％または７５％など、予め決定された最大カウントの適切な一部と比較することができる。一部の値は、適切に動作する電源の振幅統計の所望の感度および既知の特性に応じて選択することができる。第２のパス中に、その内容がスライシングレベルを上回るカウンタの最初と最後のインデックスの両方を決定することができる。これは、インデックスレジスタ用の２つのラッチ（６４０の下２つのボックス）を設けることによって行うことができる。第１のラッチは、スライシングレベルよりも上のカウントの最初の出現のインデックスを記憶することができ、第２のラッチは、スライシングレベルより上で見出された任意のカウントのインデックスを記憶することができる。

全てのインデックスを循環した後、第１および第２のラッチの両方の内容は、補助バス６４３を介してＡＬＵに送られる。これらの差は、ＡＬＵによって計算されるように、電源システムのリップルの尺度となり得る。その値が閾値を超過する場合、制御ユニット６４２は、警報ピン６４４を介して警報信号をホストシステムに送信することができる。

単発イベントまたは短期イベントのトリッピングで間違えてアラームが発生しないように、慣性を追加することができる。慣性は、定義された時間間隔でカウントダウンする慣性カウンタがゼロに達するまでそれによって実装することができる。警報が実際に与えられるトリガ値にカウンタが達するまで、リップルが閾値を超過する各イベントごとにカウントアップすることができる。このトリガ値は、ホストシステムが警告慣性を選択することを可能にするようにプログラム可能であってもよい。

この例示的なデータスライシングは、ＩＣ上に、ホストシステムのファームウェアによって、または任意の他の適切な手段によって集積化されたマイクロコントローラによって実装されてもよい。データスライシングは、最大カウントを単に使用する代わりに、「スライシングレベル」の起点として移動平均フィルタを使用するなどして、改変することもできる。

図７は、リップル監視回路の別の例を示す。リップル監視回路は、Ｎビットの出力７０５を作り出すＡＤＣ７０４を含むことができる。ホストシステムが振幅統計カウンタにアクセスする必要がある場合、ホストインターフェースブロック７５０は、振幅統計カウンタバンク７０６から出力７０７を受信することができる。この例では、シリアルバスインターフェースは、それぞれ「ＳＤＡ」および「ＳＣＬ」とラベル付けされたピン７５１および７５２によって示されるように、業界では「Ｉ２Ｃ」プロトコルとして知られている。代わりに、任意の他のタイプのシリアルまたはパラレルバスインタフェースを提供することができる。

図８は、スライシングの一例を示す。この図に示すように、負荷過渡状態８６２を伴うリップル信号８６４は、カウントの大部分の外側で数回のカウント８６３を引き起こすことがある。これは、スイッチング電源自体のインダクタ電流リップルによって引き起こされる可能性がある。ピーク値だけを見る純粋な実装では、この負荷過渡に陥りやすく、誤ったアラームが発生する可能性がある。しかし、いったんデータスライシング方法が適用されると、負荷過渡によって引き起こされる少数のカウントが抑制され、スイッチングリップル振幅が決定され得る。

振幅統計カウンタバンク８０６において、取られたＡＤＣサンプルのブロックの後の最大カウントは８６０であり、スライシングレベル８６１はその一部であり、スライシングレベルを上回る値を有するカウンタの最初のインデックスと最後のインデックスとの間の差は、過渡状態のないスイッチングリップルの尺度とすることができる。スライシング方法を適用しないか、またはスライシングレベルをゼロに設定することによって、ピーク間リップルを測定することも可能である。

連続的なリップル監視が望まれる場合、振幅統計カウンタバンクは振幅統計ラッチバンクで拡張することができ、その中に、１回だけのＡＤＣのサンプリングクロックサイクルでカウンタの内容を転送することができる。これは、（カウンタがラッチへの転送後にクリアされていない場合）振幅統計値の累積が継続する間、または、（カウンタがラッチに転送された後でクリアされている場合）振幅サンプルの新しいブロックを取ることができる間、所与の時点で振幅統計のスナップショットを処理することを可能にすることができる。

図９は、本明細書に記載されたものに基づくリップル監視ＩＣの一例を示す。リップル信号入力（ＳＥＮＳＥ＋、ＳＥＮＳＥ−）、ＤＣ復元回路、デュアル差動入力ＩＮＡ、ＡＤＣ、ＤＡＣ、および振幅統計カウンタバンクなど、上記の全てのブロックは、図９に示すように、このＩＣの一部であり得る。デジタルフィルタは、「ＣＯＮＴＲＯＬ」と表示されたブロックの一部であり、シリアルバスインターフェースは「ＰＭＢｕｓ」と呼ばれる。内部電源ＰＷＲ、ＣＬＯＣＫ生成器、および基準電圧生成器ＲＥＦのための低ドロップアウト調整器（ＬＤＯ）を追加してＩＣを完成させることができる。ＳＣＬおよびＳＤＡは、シリアルバス入力および出力ピンであってもよく、／ＡＬＥＲＴは、アクティブ低警報出力ピンであってもよい。

ＡＳ０およびＡＳ１は、シリアルバス上のＩＣのアドレスを定義するアドレス選択入力であってもよい。パッケージ上の同数のピンに対して、アドレス選択ピンの１つ（すなわち、ＡＳ１）を除去して、代わりにブランキング入力ピンを提供することができる。このピンはＣＯＮＴＲＯＬ部分（図示せず）に結合することができる。

図１１は、ブランキングピンが追加され、リップル信号のトランス結合を用いる、図９のリップル監視ＩＣの一例を示す。トランス結合により、監視されているＶｍ−、Ｖｍ＋電源ラインに存在し得る寄生同相モードノイズに対して優れた同相モード除去を提供することができる。このような同相モードノイズは、監視されているＶｍ＋、Ｖｍ−電源ライン間の、望まれる情報であり得る差動モードリップル電圧の正確な測定を損なう可能性がある。この応用回路では、コンデンサＣｂはトランスＴｒの一次巻線へのＤＣ電圧を遮断し、抵抗器ＲＬは最良のインピーダンス整合のためにトランスの二次巻線に負荷をかけることができる。「Ｖｍ ｐｏｗｅｒ ｇｏｏｄ」信号は、Ｖｍ電源調整器（図示せず）から来てもよく、リップル監視ＩＣの／ＢＬＡＮＫ入力に結合されてもよい。これにより、リップル電圧または電圧ランプが通常動作の限界を超過する場合がある、モニタ電源の起動および遮断時など、監視される電源が適正な調整から外れている場合に、リップル監視プロセスが自動的に停止される可能性がある。

Ｌｉｎｅａｒ Ｔｅｃｈｎｏｌｏｇｙ Ｃｏｒｐｏｒａｔｉｏｎ製のＬＴＣ３８６６のような現代のスイッチング電源調整器ＩＣは、一般に「ＰＧＯＯＤ」と呼ばれるパワーグッド信号を特徴とする。高電圧絶縁が要求される場合、パワーグッド信号は光カプラを使用して／ＢＬＡＮＫピンに結合されてもよい。／ＢＬＡＮＫピンまたはパワーグッド信号を使用することは、トランスを使用して最良の同相モード除去を得ることとは独立していてもよい。

ブランキング期間を必要としない用途では、／ＢＬＡＮＫピンは、ＶＤＤなど、そのブランキング機能をディアサートする電圧レベルに接続することができる。一部のパッケージバージョンではＩＣに／ＢＬＡＮＫピンがまったくない場合もあり、トランス結合によって優れたコモンモード除去を維持することができる。しかしながら、両方の機能を組み合わせることで、優れた柔軟性およびと信号の完全性を提供することができる。

図１２は、リップル監視回路内に存在し得るＤＣ復元回路１２１７の一例を示す。ＤＣ復元回路１２１７は、ピン１２１９ａおよび１２１９ｂに結合されたリップル信号受信ラインに適切なＤＣ動作点を確立することができ、リップル信号受信ラインのそれぞれからバイアス電圧源ノードへのインピーダンスは実質的に同じである。これは、バイアス抵抗器１２３８ａおよび１２３８ｂに、入力ピン１２１９ａまたは１２１９ｂのいずれかに結合された第１のレグと、ｄｃバイアス電圧源ノードＶｂに結合された第２のレグとを設けることによって達成することができる。これらのバイアス抵抗器は、現代の半導体プロセス技術において、過度のシリコン領域のペナルティを招くことはなく、０．１％よりも良好であり得るインピーダンスの最良の可能なマッチングを達成するようなサイズとすることができる。

従来の技術では、バイアス抵抗器の整合を最適化するために、レーザートリムまたはツェナーザップなどの他のトリミング技術を使用することがある。これらのバイアス抵抗器との整合が良くなれば、同相モード除去は、計装増幅器の能力または寄生効果によって制限されるまで、より良い結果が得られる。

バイアス抵抗のｄｃバイアス電圧源ノードＶｂへの結合は、優れた同相モード除去を達成するように、その「オン」状態抵抗も良好に整合し、および／または、バイアス抵抗器１２３８ａおよび１２３８ｂよりもはるかに小さい、電子スイッチによって達成することができる。図１２において、電子スイッチは、ゲート１２３７ａおよび１２３７ｂを有するＮ−ＭＯＳＦＥＴトランジスタ１２３６ａおよび１２３６ｂとして示されている。これらのゲートを充分に高いゲート電圧に駆動することによって、十分なＷ／Ｌ比のＮ−ＭＯＳＦＥＴトランジスタに、有用な低オーミック動作方式をもたらすことができる。ゲート１２３７ａおよび１２３７ｂを低電圧電位に駆動することによって、ＤＣ復元回路１２１７はトランス結合モード以外の動作を可能にするように無効化されてもよい。

代わりに、Ｐ−ＭＯＳＦＥＴをＮ−ＭＯＳＦＥＴと置換するか、またはＮ−ＭＯＳＦＥＴと組み合わせて、既知の「トランスファゲートスイッチ」を形成することができる。無効化機能が必要でない場合、電子スイッチを除去し、バイアス抵抗器１２３８ａおよび１２３８ｂをｄｃバイアス電圧ノードＶｂに直接接続することができる。

ノードＶｂのためのバイアス電圧源は、調整器回路などのオンチップ電圧源として、またはバイアス抵抗器１２３８ａおよび１２３８ｂの共通ノードに結合され得る特別のパッケージピンをリップル監視ＩＣに提供することによって実装され得る。１０〜１００ＭＨｚの範囲の高周波数では、Ｖｂを供給するための特別のパッケージピンを備えた変種は、内部調整器よりも優れた信号忠実度結果をもたらし得る。

両方の概念を継承する別の変形はバイアス電圧Ｖｂを供給する内部調整器であり、その出力はバイアス抵抗器１２３８ａおよび１２３８ｂの共通ノードと、バイパスコンデンサが接続されるパッケージピンの両方に結合され得る。パッケージがＶｂ用の２つのピンの使用を許可する場合、バイアス抵抗器１２３８ａまたは１２３８ｂいずれかの第２のレグは、それぞれ個々のピンに結合されてもよい。これら２つのピンを接続しないままにすると、ＤＣ復元回路のトランス結合モードが無効化される場合がある。これらの２つのピンが短絡していると、ＤＣ復元回路のトランス結合モードが有効化され得る。２つの短絡ピンにバイパスコンデンサを接続することができる。さらに別の変形では、バイアス抵抗器１２３８ａおよび１２３８ｂは、負荷抵抗ＲＬを除去するのに十分なほど低い抵抗値であってもよい。

図１３は、図１２のＤＣ復元回路を持たないリップル監視ＩＣに対してどのようにトランス結合を実装することができるかの一例を示す。この変形は、集積化されたＤＣ復元回路が存在する場合に使用されることもあるが、時には発生する可能性のある特殊な入力インピーダンス要件に適合しない場合がある。この場合、内部ＤＣ復元回路を無効化または除去し、入力バイアス電圧網をＩＣの外部に設ける必要がある。この目的のために、図１３は、４ノードトランスの代わりに、「Ｂａｌｕｎトランス」としても知られている分割二次巻線を有する５ノードトランスを示す。このようなＢａｌｕｎトランスのセンタータップは、電圧調整器、または抵抗器とバイパスコンデンサの任意の既知の組み合わせとすることができるｄｃバイアス電圧源Ｖｂに結合することができる。例えば、Ｖｂは、ＶＤＤとＧＮＤとの間の抵抗分割器と、ＶｂとＧＮＤとの間に結合されたバイパスコンデンサによって提供されてもよい。

図１３の別の変形では、二次巻線のセンタータップのコストを回避し、４ノードトランスを使用しトランスのセンタータップの欠如の代わりに負荷抵抗器ＲＬにセンタータップを設けることができる。このような負荷抵抗器のセンタータップは、ｄｃバイアス電圧源Ｖｂに結合することもできる。しかしながら、ＲＬの２つの部分は、所望の同相モード除去を達成するのに十分に整合する必要があり、より高価な精密抵抗器を必要とすることがある。

図１３の回路のこれらの変形は、いくつかの用途において有用であり得るが、図１２のＤＣ復元回路を有する図１１の回路は、それが最適化されたトランスの仕様と共に使用される場合に、優れた同相モード除去および一般的な場合の信号忠実度を提供することができる。

図１０は、図９のリップル監視ＩＣ用の一応用回路例を示す。監視される電源レールは、スイッチング電源から負荷へと通じていてもよい。監視される電源レールは、バッファコンデンサによって電源グランドにバッファされてもよい。監視されるリップルは、このバッファコンデンサの両端に存在し、リップル監視ＩＣのＳＥＮＳＥ＋、ＳＥＮＳＥ−ピンに接続することができる。この例では、ＤＣ結合が示されているが、ＡＣ結合コンデンサをバッファコンデンサとＳＥＮＳＥ＋、ＳＥＮＳＥ−ピンの間に追加することができる。

リップル監視ＩＣは、シリアルバスおよびＡＬＥＲＴバスに接続することができる。リップル監視ＩＣはまた、それ自体の電源電圧およびそのＶＤＤピンとＧＮＤピンによるそれ自体のバッファコンデンサに接続することができる。この電源電圧は、独立した電源または監視される電源から生じてもよい。アドレス選択入力ＡＳ０およびＡＳ１は、シリアルバス上のいくつかのアドレスの１つを選択するためにグランドに接続することができる。それらは、多くの既知のシリアルバスアドレス選択方式の１つに従って、ＶＤＤに接続するか、オープンにするか、または他のピンに接続することもできる。いったん、シリアルバスを介して設定されると、ＩＣはリップルの監視を開始し、リップルがプログラムされた、または予め設定された閾値を超過するたびに／ＡＬＥＲＴピンをプルすることができる。

説明した構成要素、ステップ、特徴、目的、利益、および利点は、単なる例示に過ぎない。それらのいずれも、それに関する議論も、保護の範囲を制限する意図はない。多数の他の実施形態も考えられる。これらは、より少ない、追加の、ならびに／または異なる構成要素、ステップ、特徴、目的、利益、および／もしくは利点を有する実施形態を含む。これらには、構成要素および／またはステップが、異なって配置および／または順序付けされる実施形態も含まれる。

監視される電源上でゆっくり変化する電圧レベルのみを有するいくつかの場合では、デジタルフィルタは、ホストシステム上で実行されるソフトウェアに置き換えられてもよく、シリアルバスを介して、振幅統計カウンタの内容を読み出してＡＤＣのスパンの中心に配置するために分析し、センタリングを維持するようにシリアルバスを介してＤＡＣにサーボ信号を調整することができる。非常に正確に調整された電源を使用する場合またはＡＣ結合動作のみが必要な場合は、ＤＡＣを取り外すことができ、計装増幅器ＩＮＡを単一の差動入力計測アンプにすることができ、これは、上記の式１のＧＡＩＮ２をゼロに設定することと等価である。監視される電源が監視されるリップル信号と比較して十分低い同相モードノイズレベルを有する場合、計装増幅器は演算増幅器で置き換えることができる。上述したＤＣ復元回路および他の信号調整回路は、リップル監視ＩＣに集積化することはできないが、リップル監視ＩＣの外部の等価な個別回路によって実装することができる。ＩＮＡの利得の設定、およびリップル監視プロセスの警告閾値、または、シリアルバスを介してプログラムされる代わりに振幅統計カウントの各分析の前に取られたＡＤＣサンプルの数など他のパラメータの設定のような、リップル監視プロセスの構成には、ＶＤＤまたはＧＮＤまたは他の構成ピンに直接または抵抗器または抵抗器ネットワークを介して接続することができるリップル監視ＩＣ上の構成ピンを使用することができ、ホストシステムの相互作用なしに特定の構成を選択することができる。慣性カウンタは、開始カウントからカウントダウンすることができ、カウントアップする代わりに慣性を定義する。

特に断りのない限り、この明細書に記載されている全ての測定値、値、定格、位置、大きさ、サイズ、および他の仕様は、以下の特許請求の範囲を含めて概算であり正確ではない。それらは、それらが関係する機能、およびそれらが属する技術分野において慣習的なものと一致する合理的な範囲を有することが意図されている。

本開示で引用された全ての記事、特許、特許出願、および他の刊行物は、参照により本明細書に組み込まれる。

請求項において使用される「ｍｅａｎｓ ｆｏｒ（〜のための手段）」という句は、記載された、対応する構造および材料、およびそれらの均等物を包含するように、意図され、かつ、解釈されるべきである。同様に、請求項において使用される「ステップ」という句は、記載された、対応する動作およびそれらの均等物を包含するように、意図され、解釈されるべきである。請求項からのこれらの句の欠如は、その請求項が、これらの対応する構造、材料、または動作、またはそれらの均等物に限定されるように、意図されず、解釈されるべきでないことを意味する。

保護の範囲は、現在、以下の特許請求の範囲によってのみ限定される。その範囲は、特定の意味が示されている場合を除いて、この明細書および以下の訴追履歴に照らして解釈されるとき、特許請求の範囲で使用される言語の通常の意味と一致する程度に広く、全ての構造的および機能的同等物を包含するように、意図され、解釈されるべきである。

「第１」および「第２」などの関係用語は、実際の関係またはそれらの間の順序を必ずしも要求または暗示することなく、ある実体または行為を別の実体または行為と区別するためにのみ使用することができる。「ｃｏｍｐｒｉｓｅｓ（含む）」、「ｃｏｍｐｒｉｓｉｎｇ（含む）」という用語、およびその任意の他の変形は、明細書または特許請求の範囲の要素のリストと関連して使用される場合、そのリストは排他的ではなく、他の要素が含まれ得ることを示すことが意図される。同様に、「ａ」または「ａｎ」によって進められる要素は、更なる制約なしに、同一タイプの追加要素の存在を排除するものではない。

請求項のいずれも、特許法第１０１条、第１０２条または第１０３条の要件を満たさない主題を包含することを意図したものではなく、そのように解釈されるべきでもない。そのような主題の意図しない範囲は、ここでは特許請求放棄される。ちょうどこの段落に記載されている場合を除き、記載または図示されたものは、特許請求の範囲に記載されているか否かにかかわらず、いずれの構成要素、ステップ、特徴、目的、利益、利点、またはそれと同等のものも一般に献呈させるように、意図するか、または解釈すべきではない。

要約は、読者が技術的開示の性質を迅速に確認するのを助けるために提供される。それは、特許請求の範囲または意味を解釈または限定するために使用されないことを理解して提出される。さらに、前述の詳細な説明における様々な特徴は、開示を合理化するために様々な実施形態において一緒にグループ化されている。この開示の方法は、特許請求された実施形態が、各請求項に明示的に記載されているよりも多くの特徴を必要とすることを必要とすると解釈されるべきではない。むしろ、以下の特許請求の範囲が反映するように、発明の主題は、単一の開示された実施形態の全ての特徴よりも少ないものである。したがって、以下の特許請求の範囲は、詳細な説明に組み込まれ、各請求項は、別々に特許請求された主題として独立している。

Claims (27)

1. 電源内の故障している構成要素を示す情報を生成するためのリップル監視回路であって、
   リップル成分を有する前記電源からのリップル信号を受信する少なくとも１つの入力と、
   前記リップル成分の振幅を繰り返し量子化する量子化回路と、
   前記リップル成分の、異なる量子化された振幅、または異なる範囲の量子化された振幅が発生した回数をカウントして記憶するリップル振幅統計カウンタバンクと、を備える、リップル監視回路。
2. 前記量子化回路が、前記リップル成分を、変換時の前記リップル成分の前記振幅を表すデジタルワードに毎回繰り返し変換するアナログ／デジタルコンバータを含む、請求項１に記載のリップル監視回路。
3. 前記リップル振幅統計カウンタバンクは、前記リップル成分が前記デジタルワードの各々に変換される回数のカウントを維持する、請求項２に記載のリップル監視回路。
4. 前記リップル振幅統計カウンタバンクによってカウントされる前に前記リップル信号を調整する信号調整回路をさらに備える、請求項１に記載のリップル監視回路。
5. 前記信号調整回路が、トランスを含む、請求項４に記載のリップル監視回路。
6. 前記信号調整回路が、前記リップル信号に加算されるか、またはそれから減算される出力を有するデジタル／アナログコンバータを含む、請求項４に記載のリップル監視回路。
7. 前記リップル信号が、差動信号Ｖ_ｉｎであり、
   前記信号調整回路が、
   入力デジタル信号を差動アナログ出力Ｖ_ＤＡＣに変換するデジタル／アナログコンバータと、
   デュアル入力計装増幅器であって、
   前記差動信号Ｖ_ｉｎを受信する第１の対の差動入力を有し、
   前記デジタル／アナログコンバータから前記差動アナログ出力Ｖ_ＤＡＣを受信する第２の対の差動入力を有し、かつ、
   Ｖ_ｉｎ×非ゼロ利得係数と、Ｖ_ＤＡＣ×非ゼロ利得係数との和に等しい出力を作り出す、デュアル入力計装増幅器と、を含む、請求項４に記載のリップル監視回路。
8. 前記信号調整回路が、前記リップル信号の不要なリップルをフィルタリングし、それによって、これらの不要なリップルの前記振幅が、前記リップル振幅統計カウンタバンクによってカウントされることを防止する、デジタルフィルタを含む、請求項７に記載のリップル監視回路。
9. 前記デジタルフィルタが、前記リップル信号のＤＣまたは低周波リップルをフィルタリングする低域通過フィルタを含む、請求項８に記載のリップル監視回路。
10. 前記デジタルフィルタが、線形電圧ランプを予測して、それらの抑制を可能にする、請求項８に記載のリップル監視回路。
11. 前記デジタルフィルタが、低域通過フィルタおよび帯域通過フィルタを含む、請求項８に記載のリップル監視回路。
12. 前記信号調整回路が、ＤＣレベル復元回路を含む、請求項４に記載のリップル監視回路。
13. 前記ＤＣレベル復元回路が、前記リップル信号を受信する前記少なくとも１つの入力に結合された切り替え可能な電流源を含む、請求項１２に記載のリップル監視回路。
14. 前記ＤＣレベル復元回路は、各々が前記リップル信号とバイアス電圧との間に結合されている１つ以上のバイアス抵抗器を含む、請求項１２に記載のリップル監視回路。
15. 各バイアス抵抗器が、電子スイッチによってバイアス電圧に結合される、請求項１４に記載のリップル監視回路。
16. 各電子スイッチが、ＭＯＳＦＥＴを含む、請求項１５に記載のリップル監視回路。
17. 前記電源内の構成要素が故障しているかどうかを判定することに関連する、前記リップル振幅統計カウンタバンクの前記カウントを分析する計算回路をさらに備える、請求項１に記載のリップル監視回路。
18. 前記計算回路が、前記電源内の構成要素が故障しているかどうかを判定するとき、振幅スライシングレベルであって、それ以下では前記振幅のカウントが無視される、振幅スライシングレベルを判定する、請求項１７に記載のリップル監視回路。
19. 前記計算回路が、算術論理ユニット（ＡＬＵ）、アキュムレータレジスタ、インデックスレジスタ、および制御状態マシンを含む、請求項１７に記載のリップル監視回路。
20. 前記計算回路が、前記電源内の構成要素が故障していると判定した場合に警報を発する、請求項１７に記載のリップル監視回路。
21. 前記計算回路が、
    警報閾値を超過する各リップル振幅カウントに対して増数する少なくとも１つの慣性カウンタを含み、かつ、
    前記慣性カウンタが閾値カウントに達するときに警報を発する、請求項２０に記載のリップル監視回路。
22. 前記慣性カウンタが、ゼロに達するまで時間間隔をあけて減数する、請求項２１に記載のリップル監視回路。
23. 前記リップル監視回路は、有効化されると、前記リップル振幅統計カウンタバンクが、前記リップル成分の各異なる量子化された振幅が発生した前記回数をカウントし続けることを停止する、ブランキング入力を含む、請求項１に記載のリップル監視回路。
24. 前記リップル監視回路が、集積回路内に含まれる、請求項１に記載のリップル監視回路。
25. 電源に関する情報を生成するためのリップル監視回路であって、
    リップル成分を有する前記電源からのリップル信号を受信する少なくとも１つの入力と、
    前記リップル成分の特性を測定するリップル測定回路と、
    前記リップル成分の、異なる測定された特性、または異なる範囲の測定された特性が発生した回数を記憶する記憶回路と、
    前記記憶回路に記憶された前記回数から導き出される統計的特性と閾値とを比較し、前記統計的特性が、この閾値に合致するか、またはそれを超過するときを示す、比較回路と、を備える、リップル監視回路。
26. 前記リップル測定回路が、前記リップル成分の特性を繰り返し測定し、
    前記記憶回路が、前記リップル成分の、異なる測定された特性、または異なる範囲の測定された特性が発生した回数をカウントして記憶する、請求項２５に記載のリップル監視回路。
27. 前記リップル測定回路が、前記リップル成分の前記特性を表すデジタルワードに前記リップル成分を毎回繰り返し変換するアナログ／デジタルコンバータを含む、請求項２６に記載のリップル監視回路。