JP6595208B2 - 送信装置および受信装置 - Google Patents

Description

本発明は、ＯＦＤＭ(Orthogonal Frequency-Division Multiplexing：直交周波数分割多重)信号の送信装置および受信装置に関し、特に、デジタル放送、無線ＬＡＮ等において、電波を受信する際に問題となるマルチパス環境においても、送信データを正しく送信する送信装置、および送信データを正しく受信する受信装置に関する。

従来、ＯＦＤＭ変調方式は、周波数選択性フェージングに対する耐性に優れた方式であることが知られている。ＯＦＤＭ信号のシンボル長とキャリヤ間隔は、互いに逆数の関係にあり、その伝送パラメータを設定する際には、伝搬路の遅延広がりとドップラー広がりとを考慮して決定することが必要となる。

例えば、地上デジタル放送の放送方式であるＩＳＤＢ−Ｔ（Integrated Services Digital Broadcasting−Terrestrial：統合デジタル放送サービス−地上）（例えば、非特許文献１を参照）では、表１のように、モード１〜３が規定されている。なお、表１では参考のため、モード４および５を単純に拡張して記載している。前述のとおり、ＯＦＤＭ信号のシンボル長とキャリヤ間隔は逆数の関係にある。このため、ＩＳＤＢ−ＴにおけるＯＦＤＭ信号のモードとは、すなわち面積一定（時間軸および周波数軸の面積一定）の制約の元で、いかに時間−周波数空間を分割するか、という問題に帰着する。

ここで、ＯＦＤＭ信号を移動体で受信することを考える。移動受信の場合には、ドップラー効果により、移動体の移動速度に応じてＯＦＤＭ信号の搬送波周波数がシフトする。このため、キャリヤ間隔においては、表１に示したモードが小さい方、すなわちキャリヤ間隔が広い方が有利となる。

一方、ＯＦＤＭ信号を移動体としてではなく、一定の場所に固定させて受信することを考える。固定受信の場合には、移動体のようなドップラー効果は生じない。このため、移動体のようにキャリヤ間隔を広くとる必要はなく、移動体のときより伝送レートを高くすることが期待される。

例えば、伝搬路の遅延広がりを吸収するためのＧＩ（Guard Interval：ガードインターバル）長について検討すると、表１に示すように、現行放送で採用されている１２６μｓを確保する場合には、伝送のモードが大きい程、ＧＩのオーバーヘッドを小さくできることがわかる。すなわち、固定受信の場合は、ＦＦＴ（Fast Fourier Transform：高速フーリエ変換）サイズが大きく、シンボル長が長いモード特性として、表１に示したモードの大きい方が有利となる。

このように、ＯＦＤＭ信号の伝送パラメータの値は、移動受信に適するモードと固定受信に適するモードとでは異なり、互いに相反関係にある。

ＩＳＤＢ−Ｔ方式を用いて送受信を行う場合、送信装置にて、移動受信に適したモードで構成された移動受信用の信号（移動受信向け信号）と固定受信に適したモードで構成された固定受信用の信号（固定受信向け信号）とを周波数分割多重して送信し、受信装置にてそれらの信号を受信することが可能である。より正確には、周波数をセグメントと呼ばれる単位に分割し、セグメント単位で最大３階層までについて、キャリヤ変調および誤り訂正符号の符号化率のパラメータを、所望の雑音耐性および伝送レートに応じて設定することができる。

現在のデジタル放送等における主な運用形態としては、移動受信向けとして雑音耐性に優れるパラメータが用いられている。具体的には、１セグメントが移動受信向けに割り振られ、キャリヤ変調がＱＰＳＫ、符号化率が２／３のパラメータが選定されている。このため、残る１２セグメントが固定受信向けに割り振られ、伝送レートを大きくすることができるパラメータとして、キャリヤ変調が６４ＱＡＭ、符号化率３／４が選定されている。

なお、欧州の放送方式であるＤＶＢ−Ｔ２（例えば、非特許文献２を参照）では、ＩＳＤＢ−Ｔが採用する周波数分割多重方式ではなく、時分割多重方式を採用することにより、固定受信と移動受信の両立を図っている。

ＡＲＩＢ. Transmission system for digital terrestrial television broadcasting. STD-B31 Version 1.6, 11 2005. ＥＴＳＩ. Frame structure channel coding and modulation for a second generation digital terrestrial television broadcasting system (DVB-T2). EN 302 755 V1.3.1, 4 2012.

表１に示したとおり、単純にＯＦＤＭ信号のモードを４，５へ拡張することは容易に想到できるように思われる。これにより、ＧＩのオーバーヘッドを減少させることができるからである。

しかしながら、ＯＦＤＭ信号のモードを大きくすると、キャリヤ間隔が狭くなるため、移動受信を行うことが困難になるという新たな問題が生じる。この理由は、前述したとおり、移動受信に適するモードと固定受信に適するモードとが相反関係にあることに起因する。

さらに、移動受信向け信号と固定受信向け信号とを時分割多重方式にて伝送する場合、表１に示したとおり、移動受信向け信号は小さいモードで伝送する必要がある。このため、移動受信向け信号のＧＩ長を固定受信向け信号のＧＩ長と同じだけ確保すると、ＧＩのオーバーヘッドが大きくなり、周波数利用効率を損なうという問題も生じる。

例えば、表１を参照して、固定受信向け信号および移動受信向け信号の特性を考慮して、固定受信向け信号についてはモード３を用い、移動受信向け信号についてはキャリヤ間隔の狭いモード１を用いる場合を想定する。このような異なるモードを用いて、固定受信向け信号および移動受信向け信号を時分割多重し、時分割多重したデジタル信号を伝送することができる。

しかしながら、この場合の移動受信向け信号のＧＩ比は１／２、固定受信向け信号のＧＩ比は１／８であるから、移動受信向け信号におけるＧＩのオーバーヘッドが大きく、時分割多重したデジタル信号全体としても、ＧＩのオーバーヘッドが大きくなり、周波数利用効率を損なうことになる。

ここで、移動受信向け信号および固定受信向け信号を時分割多重して伝送する際には、これらの信号の特性を考慮したモードを選定することができ、かつ、ＧＩのオーバーヘッドが大きくなることを抑制することができ、結果として周波数利用効率を損なわない伝送を実現することが望ましい。

そこで、本発明は、かかる問題を解決するためになされたものであり、その目的は、周波数利用効率を損なうことなく、キャリヤ間隔が異なる移動受信向けＯＦＤＭ信号および固定受信向けＯＦＤＭ信号を時分割多重してデジタル信号を送信する送信装置、および、その送信装置から送信されたデジタル信号を受信する受信装置を提供することにある。

前記課題を解決するために、請求項１の送信装置は、移動受信向けデジタル信号と固定受信向けデジタル信号とをそれぞれＯＦＤＭ（直交周波数分割多重）変調し、前記ＯＦＤＭ変調された前記移動受信向けデジタル信号と前記固定受信向けデジタル信号とを時分割多重して時分割多重デジタル信号を送信する送信装置であって、前記移動受信向けデジタル信号をＯＦＤＭ変調する第１のＯＦＤＭ変調部、および、前記第１のＯＦＤＭ変調部により変調されたＯＦＤＭ信号にＧＩ（ガードインターバル）を挿入し、前記ＧＩが挿入され、前記固定受信向けデジタル信号とはキャリヤ間隔の異なるＯＦＤＭ信号を出力するＧＩ挿入部と、を有する移動受信向け変調部と、前記固定受信向けデジタル信号をＯＦＤＭ変調し、前記ＯＦＤＭ変調された、前記移動受信向けデジタル信号とはキャリヤ間隔の異なるＯＦＤＭ信号を出力する第２のＯＦＤＭ変調部を有する固定受信向け変調部と、前記移動受信向け変調部のＧＩ挿入部により出力された、前記ＧＩが挿入されたＯＦＤＭ信号、および、前記固定受信向け変調部の第２のＯＦＤＭ変調部により出力された、ＧＩが挿入されていないＯＦＤＭ信号を時間領域で時分割多重する時分割多重部と、を備えることを特徴とする。

また、請求項２の送信装置は、請求項１に記載の送信装置において、前記移動受信向け変調部の第１のＯＦＤＭ変調部によりＯＦＤＭ変調されるＯＦＤＭ信号の多値数が、前記固定受信向け変調部の第２のＯＦＤＭ変調部によりＯＦＤＭ変調されるＯＦＤＭ信号の多値数よりも小さい、ことを特徴とする。

また、請求項３の送信装置は、請求項１に記載の送信装置において、前記移動受信向け変調部の第１のＯＦＤＭ変調部によりＯＦＤＭ変調されるＯＦＤＭ信号のキャリヤ間隔が、前記固定受信向け変調部の第２のＯＦＤＭ変調部によりＯＦＤＭ変調されるＯＦＤＭ信号のキャリヤ間隔よりも広い、ことを特徴とする。

さらに、請求項４の受信装置は、送信装置により送信された時分割多重デジタル信号を受信し、前記時分割多重デジタル信号に含まれる移動受信向けデジタル信号をＯＦＤＭ復調する移動受信機を備える受信装置であって、前記移動受信機が、前記時分割多重デジタル信号に含まれる、ＧＩが挿入された前記移動受信向けデジタル信号と、ＧＩが挿入されていない固定受信向けデジタル信号との間の境界を、前記移動受信向けデジタル信号に挿入されたＧＩに基づいて検出し、シンボルタイミングを出力するシンボル同期部と、前記シンボル同期部により出力されたシンボルタイミングに基づいて、前記時分割多重デジタル信号から前記移動受信向けデジタル信号を抽出する移動受信向け信号抽出部と、前記移動受信向け信号抽出部により抽出された移動受信向けデジタル信号から、前記ＧＩを除去し有効シンボルを抽出するＧＩ除去部と、前記ＧＩ除去部により抽出された移動受信向けデジタル信号の有効シンボルをＦＦＴ（高速フーリエ変換）して周波数領域の信号に変換し、キャリヤシンボルを出力するＦＦＴ部と、前記ＦＦＴ部により出力されたキャリヤシンボルに基づいて、前記送信装置から当該受信装置までのチャネルを推定し、前記推定したチャネルをチャネル情報として出力するチャネル推定部と、前記ＦＦＴ部により出力されたキャリヤシンボルを、前記チャネル推定部により出力されたチャネル情報で除算し、チャネル等化を行うチャネル等化部と、を備えることを特徴とする。

また、請求項５の受信装置は、送信装置により送信された時分割多重デジタル信号を受信し、前記時分割多重デジタル信号に含まれる移動受信向けデジタル信号をＯＦＤＭ復調する移動受信機と、前記時分割多重デジタル信号に含まれる固定受信向けデジタル信号をＯＦＤＭ復調する固定受信機と、を備える受信装置であって、前記移動受信機が、前記時分割多重デジタル信号に含まれる、ＧＩが挿入された前記移動受信向けデジタル信号と、ＧＩが挿入されていない固定受信向けデジタル信号との間の境界を、前記移動受信向けデジタル信号に挿入されたＧＩに基づいて検出し、シンボルタイミングを出力するシンボル同期部と、前記シンボル同期部により出力されたシンボルタイミングに基づいて、前記時分割多重デジタル信号から前記移動受信向けデジタル信号を抽出する移動受信向け信号抽出部と、前記移動受信向け信号抽出部により抽出された移動受信向けデジタル信号から、前記ＧＩを除去し有効シンボルを抽出するＧＩ除去部と、前記ＧＩ除去部により抽出された移動受信向けデジタル信号の有効シンボルをＦＦＴして周波数領域の信号に変換し、キャリヤシンボルを出力するＦＦＴ部と、前記ＦＦＴ部により出力されたキャリヤシンボルに基づいて、前記送信装置から当該受信装置までのチャネルを推定し、前記推定したチャネルをチャネル情報として出力するチャネル推定部と、前記ＦＦＴ部により出力されたキャリヤシンボルを、前記チャネル推定部により出力されたチャネル情報で除算し、チャネル等化を行い等化信号を出力するチャネル等化部と、を備え、前記固定受信機が、前記時分割多重デジタル信号に含まれる前記移動受信向けデジタル信号のレプリカを除去するレプリカ除去部と、前記レプリカ除去部によりレプリカが除去された時分割多重デジタル信号から、前記移動受信向けデジタル信号の期間に対応する信号を除去し、前記固定受信向けデジタル信号に再構成する信号再構成部と、を備えることを特徴とする。

また、請求項６の受信装置は、請求項５に記載の受信装置において、前記固定受信機のレプリカ除去部が、前記移動受信機のチャネル等化部によりチャネル等化されたキャリヤシンボルをシンボル再生するシンボル再生部と、前記シンボル再生部によりシンボル再生されたキャリヤシンボルをＩＦＦＴ（逆高速フーリエ変換）して時間領域の信号に変換するＩＦＦＴ部と、前記ＩＦＦＴ部により変換された時間領域の信号にＧＩを挿入するＧＩ挿入部と、前記時分割多重デジタル信号の期間における前記固定受信向けデジタル信号の期間に相当する時間分の値をゼロとしたヌル信号を生成するヌル信号生成部と、前記ＧＩ挿入部によりＧＩが挿入された時間領域の信号と前記ヌル信号生成部により生成されたヌル信号とを時分割多重し、時分割多重信号を出力する時分割多重部と、前記送信装置から当該受信装置までの周波数特性を算出し、前記算出した周波数特性をチャネル情報として出力する周波数特性算出部と、前記周波数特性算出部により出力されたチャネル情報から遅延プロファイルを求める遅延プロファイル推定部と、前記遅延プロファイル推定部により求められた遅延プロファイルをフィルタ係数とし、前記時分割多重部により出力された時分割多重信号をフィルタ処理し、レプリカを生成するレプリカ生成部と、前記時分割多重デジタル信号を入力してから、前記レプリカ生成部により前記レプリカが生成されるまでの期間だけ、前記時分割多重デジタル信号を遅延させる遅延部と、前記遅延部により遅延された時分割多重デジタル信号から、前記レプリカ生成部により生成されたレプリカを減算する減算部と、を備えることを特徴とする。

また、請求項７の受信装置は、請求項６に記載の受信装置において、前記遅延部の代わりにデジタルフィルタ部を備え、前記デジタルフィルタ部が、前記時分割多重デジタル信号を入力してから、前記レプリカ生成部により前記レプリカが生成されるまでの期間の遅延時間と同一となるように、かつｓｉｎｃ関数の特性を有するフィルタ係数に基づいたフィルタ処理を行う、ことを特徴とする。

また、請求項８の受信装置は、請求項６に記載の受信装置において、前記レプリカ除去部の周波数特性算出部が、前記移動受信機のチャネル推定部により出力されたチャネル情報を、ＯＦＤＭ信号のシンボル方向に補間して出力するシンボル補間部と、前記シンボル補間部により出力されたチャネル情報を、キャリヤ方向に補間して出力するキャリヤ補間部と、を備えることを特徴とする。

また、請求項９の受信装置は、請求項６に記載の受信装置において、前記レプリカ除去部の周波数特性算出部が、前記移動受信機のチャネル等化部により出力された等化信号をシンボル再生し、再生シンボルを出力シンボル再生部と、前記時分割多重デジタル信号に含まれるパイロット信号を、前記シンボル再生部により出力された再生シンボルで除算し、除算結果をチャネル情報として出力する除算器と、前記除算器により出力されたチャネル情報を、ＯＦＤＭ信号のシンボル方向に補間して出力するシンボル補間部と、前記シンボル補間部により出力されたチャネル情報を、キャリヤ方向に補間して出力するキャリヤ補間部と、を備えることを特徴とする。

また、請求項１０の受信装置は、請求項５から９までのいずれか一項に記載の受信装置において、前記固定受信機の信号再構成部が、前記時分割多重デジタル信号に含まれる前記移動受信向けデジタル信号と固定受信向けデジタル信号との間の境界から検出されたシンボルタイミングに基づいて、前記レプリカ除去部によりレプリカが除去された時分割多重デジタル信号について、前記固定受信向けデジタル信号の有効シンボル期間の前後にＧＩ相当期間を付加したシンボル抽出範囲の期間を設定し、前記レプリカが除去された時分割多重デジタル信号から、前記シンボル抽出範囲の期間の信号をレプリカ除去信号として抽出するシンボル抽出部と、前記シンボル抽出部により抽出されたレプリカ除去信号を、前記時分割多重デジタル信号に含まれる前記固定受信向けデジタル信号の時間分遅延させて出力する第１の遅延部と、前記シンボル抽出部により抽出されたレプリカ除去信号を、前記時分割多重デジタル信号に含まれる前記固定受信向けデジタル信号の２倍の時間分遅延させて出力する第２の遅延部と、前記シンボル抽出部により抽出されたレプリカ除去信号と、前記第１の遅延部により出力されたレプリカ除去信号と、前記第２の遅延部により出力されたレプリカ除去信号とを加算し、加算信号を出力する加算部と、前記シンボルタイミングに基づいて、前記加算部により出力された加算信号のうち、前記時分割多重デジタル信号に含まれる前記固定受信向けデジタル信号の有効シンボル期間に相当する信号を、前記再構成した固定受信向けデジタル信号として抽出する有効シンボル抽出部と、を備えたことを特徴とする。

以上のように、本発明によれば、周波数利用効率を損なうことなく、キャリヤ間隔が異なる移動受信向けＯＦＤＭ信号および固定受信向けＯＦＤＭ信号を時分割多重して送信することができ、また、時分割多重されたデジタル信号を受信することができる。

本発明の実施形態による送信装置の構成を示すブロック図である。 本発明の第１の実施形態による受信装置の構成を示すブロック図である。 本発明の第２の実施形態による受信装置の構成を示すブロック図である。 移動受信機の構成を示すブロック図である。 シンボル同期部の構成を示すブロック図である。 固定受信機の構成を示すブロック図である。 レプリカ除去部の第１の構成を示すブロック図である。 レプリカ除去部の第２の構成を示すブロック図である。 遅延プロファイル推定部の構成を示すブロック図である。 周波数特性算出部の第１の構成を示すブロック図である。 周波数特性算出部の第２の構成を示すブロック図である。 信号再構成部の構成を示すブロック図である。 移動受信向けデジタル信号と固定受信向けデジタル信号とを時分割多重する原理を示す図である。 受信装置の動作原理を示す図である。 信号再構成部の動作原理を示す図である。 従来法および本発明の実施形態の移動受信について、ビット誤り率特性を比較した図である。 従来法および本発明の実施形態の移動受信について、移動速度特性を比較した図である。 従来法および本発明の実施形態の固定受信について、ビット誤り率特性を比較した図である。 従来法および本発明の実施形態の固定受信について、遅延時間特性を比較した図である。

以下、本発明を実施するための形態について図面を用いて詳細に説明する。本発明の実施形態による送信装置は、移動受信向けデジタル信号をＯＦＤＭ変調してＧＩを付加し、また、移動受信向けデジタル信号とは異なるモードにて固定受信向けデジタル信号をＯＦＤＭ変調する。固定受信向けデジタル信号についてはＧＩを付加しない。そして、送信装置は、移動受信向けデジタル信号と固定受信向けデジタル信号とを時分割多重し、時分割多重したデジタル信号（時分割多重デジタル信号）を送信する。

また、本発明の実施形態による受信装置は、送信装置から伝搬路を介して、時分割多重デジタル信号を受信する。受信装置は、時分割多重デジタル信号から移動受信向けデジタル信号を抽出してＯＦＤＭ復調する。そして、受信装置は、移動受信向けデジタル信号のレプリカを生成し、受信した時分割多重デジタル信号からレプリカを除去し、レプリカ除去後の信号を再構成し、再構成した信号を固定受信向けデジタル信号としてＯＦＤＭ復調する。

〔送信装置〕
まず、本発明の実施形態による送信装置について説明する。図１は、本発明の実施形態による送信装置の構成を示すブロック図である。この送信装置１００は、Ｓ／Ｐ（シリアル／パラレル）変換部１ａ，１ｂ、ＱＡＭ変調部（キャリヤ変調部）２ａ，２ｂ、パイロット信号挿入部３ａ，３ｂ、ＩＦＦＴ（Inverse Fast Fourier Transform：逆高速フーリエ変換）部４ａ，４ｂ、ＧＩ挿入部５および時分割多重部６を備えている。Ｓ／Ｐ変換部１ａ、ＱＡＭ変調部２ａ、パイロット信号挿入部３ａ、ＩＦＦＴ部４ａおよびＧＩ挿入部５により、移動受信向け変調部が構成される。Ｓ／Ｐ変換部１ｂ、ＱＡＭ変調部２ｂ、パイロット信号挿入部３ｂおよびＩＦＦＴ部４ｂにより、固定受信向け変調部が構成される。

送信装置１００のＳ／Ｐ変換部１ａは、外部から移動受信向けデジタル信号を入力すると、移動受信向けデジタル信号をシリアルパラレル変換し、変換したパラレル信号を出力する。Ｓ／Ｐ変換部１ａの出力するパラレル信号はＱＡＭ変調部２ａへ入力される。

ＱＡＭ変調部２ａは、Ｓ／Ｐ変換部１ａから入力されるパラレル信号をＱＡＭ変調してキャリヤシンボルを生成し、生成したキャリヤシンボルを出力する。ＱＡＭ変調部２ａの出力するキャリヤシンボルは、パイロット信号挿入部３ａへ入力される。ＱＡＭ変調部２ａでは、例えば、固定受信向け変調部により変調される固定受信向け信号よりも雑音耐性が強い、固定受信向け信号よりもキャリヤ変調の多値数の小さいＱＰＳＫ等の変調方式が用いられる。

パイロット信号挿入部３ａは、ＱＡＭ変調部２ａから入力されるキャリヤシンボルにパイロット信号を挿入して出力する。パイロット信号挿入部３ａの出力する、パイロット信号が挿入されたキャリヤシンボルは、ＩＦＦＴ部４ａへ入力される。

ＩＦＦＴ部４ａは、パイロット信号挿入部３ａから入力されるパイロット信号が挿入されたキャリヤシンボルを時間領域信号に変換し、変換した時間領域信号を出力する。ＩＦＦＴ部４ａの出力する時間領域信号はＧＩ挿入部５へ入力される。ＩＦＦＴ部４ａでは、例えば、固定受信向け変調部により変調される固定受信向け信号よりもＦＦＴサイズが小さい、例えば２ｋ（２０４８）のサイズにて、かつ、固定受信向け信号よりも広いキャリヤ間隔にて、キャリヤシンボルが時間領域信号に変換される。

ＧＩ挿入部５は、ＩＦＦＴ部４ａから入力される時間領域信号（以下、有効シンボル期間信号という。）の末尾と同一の信号を、時間領域信号の先頭にＧＩとしてコピーして付加することによりＧＩを挿入し、移動受信向けＯＦＤＭ信号として出力する。ＧＩ挿入部５の出力する移動受信向けＯＦＤＭ信号は時分割多重部６へ入力される。

Ｓ／Ｐ変換部１ｂは、外部から固定受信向けデジタル信号を入力すると、固定受信向けデジタル信号をシリアルパラレル変換し、変換したパラレル信号を出力する。Ｓ／Ｐ変換部１ｂの出力するパラレル信号はＱＡＭ変調部２ｂへ入力される。

ＱＡＭ変調部２ｂは、Ｓ／Ｐ変換部１ｂから入力されるパラレル信号をＱＡＭ変調してキャリヤシンボルを生成し、生成したキャリヤシンボルを出力する。ＱＡＭ変調部２ｂの出力するキャリヤシンボルはパイロット信号挿入部３ｂへ入力される。ＱＡＭ変調部２ｂでは、例えば、移動受信向け変調部により変調される移動受信向け信号よりも雑音耐性が小さく、かつ移動受信向け信号よりもキャリヤ変調の多値数の大きい、例えば６４ＱＡＭ等の変調方式が用いられる。

パイロット信号挿入部３ｂは、ＱＡＭ変調部２ｂから入力されるキャリヤシンボルにパイロット信号を挿入して出力する。パイロット信号挿入部３ｂの出力する、パイロット信号が挿入されたキャリヤシンボルは、ＩＦＦＴ部４ｂへ入力される。

ＩＦＦＴ部４ｂは、パイロット信号挿入部３ｂから入力されるパイロット信号が挿入されたキャリヤシンボルを時間領域信号に変換し、固定受信向けＯＦＤＭ信号として出力する。ＩＦＦＴ部４ｂの出力する固定受信向けＯＦＤＭ信号は時分割多重部６へ入力される。ＩＦＦＴ部４ｂでは、例えば、移動受信向け変調部により変調される移動受信向け信号よりもＦＦＴサイズが大きい、例えば８ｋ（８１９２）のサイズにて、かつ、移動受信向け信号よりも狭いキャリヤ間隔にて、キャリヤシンボルが時間領域信号に変換される。

時分割多重部６には、ＧＩ挿入部５から移動受信向けＯＦＤＭ信号が入力され、ＩＦＦＴ部４ｂから固定受信向けＯＦＤＭ信号が入力される。そして、時分割多重部６は、移動受信向けＯＦＤＭ信号と固定受信向けＯＦＤＭ信号とを時分割多重し、時分割多重デジタル信号として外部へ出力する。これにより、送信装置１００から時分割多重デジタル信号が送信信号として送信される。

図１３は、移動受信向けデジタル信号と固定受信向けデジタル信号とを時分割多重する原理を示す図である。図１３に示すとおり、時分割多重部６は、ＧＩ挿入部５から入力されるＧＩが挿入された移動受信向けＯＦＤＭ信号と、ＩＦＦＴ部４ｂから入力されるＧＩが挿入されていない固定受信向けＯＦＤＭ信号とを交互に挿入することで、時分割多重を行う。

以上のように、本発明の実施形態による送信装置１００によれば、移動受信向け変調部は、例えば、固定受信向けＯＦＤＭ信号よりも雑音耐性が強く、かつ固定受信向けＯＦＤＭ信号よりもキャリヤ変調の多値数の小さいＱＰＳＫ等の変調方式にて変調を行い、固定受信向けＯＦＤＭ信号よりもＦＦＴサイズが小さい２ｋ等のサイズにて、かつ固定受信向けＯＦＤＭ信号よりも広いキャリヤ間隔にてＩＦＦＴし、ＧＩを挿入することで、移動受信向けＯＦＤＭ信号を生成するようにした。また、固定受信向け変調部は、例えば、移動受信向けＯＦＤＭ信号よりも雑音耐性が小さく、かつ移動受信向けＯＦＤＭ信号よりもキャリヤ変調の多値数の大きい６４ＱＡＭ等の変調方式にて変調を行い、移動受信向けＯＦＤＭ信号よりもＦＦＴサイズが大きい８ｋ等のサイズにて、かつ、移動受信向けＯＦＤＭ信号よりも狭いキャリヤ間隔にて、ＩＦＦＴし、ＧＩを挿入することなく固定受信向けＯＦＤＭ信号を生成する。

時分割多重部６は、移動受信向けＯＦＤＭ信号と固定受信向けＯＦＤＭ信号とを時分割多重し、時分割多重デジタル信号として外部へ出力する。

これにより、キャリヤ間隔が異なる移動受信向けＯＦＤＭ信号および固定受信向けＯＦＤＭ信号であって、ＧＩが挿入された移動受信向けＯＦＤＭおよびＧＩが挿入されていない固定受信向けＯＦＤＭ信号が時分割多重され、時分割多重デジタル信号が送信される。そして、後述の受信装置２００により、時分割多重デジタル信号から移動受信向けデジタル信号が抽出されてＯＦＤＭ復調され、また、移動受信向けデジタル信号のレプリカが生成され、時分割多重デジタル信号からレプリカが除去され、レプリカ除去後の信号が再構成されることで、固定受信向けデジタル信号としてＯＦＤＭ復調される。

したがって、移動受信向け信号および固定受信向け信号の信号特性を考慮したモードを選択することができ、かつ、ＧＩのオーバーヘッドが大きくなることを抑制することができ、結果として周波数利用効率を損なわない時分割多重方式の伝送を実現することが可能となる。

〔受信装置／第１の実施形態〕
次に、本発明の第１の実施形態による受信装置について説明する。図２は、本発明の第１の実施形態による受信装置の構成を示すブロック図である。この受信装置２００は、移動受信機７０および固定受信機８０を備えている。受信装置２００は、送信装置１００により送信された時分割多重デジタル信号を受信信号として受信する。受信装置２００の受信する時分割多重デジタル信号は２分配され、一方は移動受信機７０へ、他方は固定受信機８０へそれぞれ入力される。

移動受信機７０は、入力される時分割多重デジタル信号を用いて、移動受信向けデジタル信号、等化器出力信号、ＦＦＴ出力信号、チャネル情報およびシンボルタイミングを生成し出力する。移動受信機７０の出力する移動受信向けデジタル信号は、そのまま外部へ出力される。移動受信機７０の出力する等化器出力信号、ＦＦＴ出力信号、チャネル情報およびシンボルタイミングは、固定受信機８０へ入力される。

固定受信機８０は、入力される時分割多重デジタル信号、移動受信機７０から入力される等化器出力信号、ＦＦＴ出力信号、チャネル情報およびシンボルタイミングを用いて、固定受信向けデジタル信号を生成し、外部へ出力する。

〔受信装置／第２の実施形態〕
次に、本発明の第２の実施形態による受信装置について説明する。図３は、本発明の第２の実施形態による受信装置の構成を示すブロック図である。この受信装置２０１は、移動受信機７０を備えている。図２に示した受信装置２００と図３に示す受信装置２０１とを比較すると、図３の受信装置２０１は固定受信機８０を備えていない点で、図２の受信装置２００と異なる。すなわち、図３の受信装置２０１は、移動受信のみを行う装置である。

図３の受信装置２０１は、図２に示した受信装置２００の完全なサブセットであるため、同一の番号を付して以下説明を省略する。

〔移動受信機〕
次に、図２および図３に示した移動受信機７０について詳細に説明する。図４は、移動受信機７０の構成を示すブロック図である。この移動受信機７０は、シンボル同期部１５、移動受信向け信号抽出部８、ＧＩ除去部９、ＦＦＴ部１０、チャネル推定部１２、チャネル等化部１１、ＱＡＭ復調部１３およびＰ／Ｓ（パラレル／シリアル）変換部１４を備えている。移動受信機７０の入力する受信信号である時分割多重デジタル信号は２分配され、一方は移動受信向け信号抽出部８へ、他方はシンボル同期部１５へそれぞれ入力される。

シンボル同期部１５は、入力される時分割多重デジタル信号に含まれる移動受信向けＯＦＤＭ信号と固定受信向けＯＦＤＭ信号との間の境界を、移動受信向けＯＦＤＭ信号に挿入されたＧＩに基づいて検出することで、シンボルタイミングを出力する。シンボル同期部１５の出力するシンボルタイミングは３分配され、移動受信向け信号抽出部８、ＧＩ除去部９および固定受信機８０（外部）へそれぞれ入力される。

移動受信向け信号抽出部８は、シンボル同期部１５から入力されるシンボルタイミングに基づいて、入力される時分割多重デジタル信号のうち、移動受信向けＯＦＤＭ信号に挿入されたＧＩ期間および有効シンボル期間を抽出して出力する。移動受信向け信号抽出部８の出力する、ＧＩ期間および有効シンボル期間が抽出された移動受信向けＯＦＤＭ信号は、ＧＩ除去部９へ入力される。

ＧＩ除去部９は、シンボル同期部１５から入力されるシンボルタイミングに基づいて、移動受信向け信号抽出部８から入力される、ＧＩ期間および有効シンボル期間が抽出された移動受信向けＯＦＤＭ信号のうち、移動受信向けＯＦＤＭ信号のＧＩ期間に相当する時間分の信号を除去し、有効シンボル期間に相当する時間分の信号を出力する。ＧＩ除去部９の出力する、移動受信向けＯＦＤＭ信号のうちの有効シンボル期間に相当する時間分の信号はＦＦＴ部１０へ入力される。

ＦＦＴ部１０は、ＧＩ除去部９から入力される、移動受信向けＯＦＤＭ信号のうちの有効シンボル期間に相当する時間分の信号を、ＦＦＴ処理により周波数領域信号に変換し、キャリヤシンボルを生成して出力する。ＦＦＴ部１０の出力するキャリヤシンボルは３分配され、チャネル等化部１１およびチャネル推定部１２へそれぞれ入力され、ＦＦＴ出力信号として固定受信機８０（外部）へ入力される。ＦＦＴ部１０では、例えば、固定受信向け信号よりもＦＦＴサイズが小さい２ｋ等のサイズにて、かつ、固定受信向け信号よりも広いキャリヤ間隔にて、時間領域信号が周波数領域信号に変換される。

チャネル推定部１２は、ＦＦＴ部１０から入力されるＯＦＤＭ信号を構成するキャリヤシンボルに多重されているパイロット信号に基づいてチャネルを推定し、チャネル情報として出力する。チャネル推定部１２の出力するチャネル情報は２分配され、一方はチャネル等化部１１へ、他方は固定受信機８０（外部）へそれぞれ入力される。

チャネル等化部１１は、ＦＦＴ部１０から入力されるキャリヤシンボルを、チャネル推定部１２から入力されるチャネル情報で除算することによりチャネル等化を行い、等化後のキャリヤシンボルを等化器出力信号として生成し出力する。チャネル等化部１１の出力する等化器出力信号は２分配され、一方はＱＡＭ復調部１３へ、他方は固定受信機８０（外部）へそれぞれ入力される。

ＱＡＭ復調部１３は、チャネル等化部１１から入力される等化器出力信号をＱＡＭ復調し、パラレル信号を出力する。ＱＡＭ復調部１３の出力するパラレル信号はＰ／Ｓ変換部１４へ入力される。ＱＡＭ復調部１３では、ＱＡＭ変調部２ａで用いる変調方式と同一の、例えば、固定受信向け信号よりも雑音耐性が強い、当該固定受信け信号よりもキャリヤ変調の多値数の小さいＱＰＳＫ等の変調方式が用いられる。

Ｐ／Ｓ変換部１４は、ＱＡＭ復調部１３から入力されるパラレル信号をパラレルシリアル変換し、変換したシリアル信号を移動受信向けデジタル信号として外部へ出力する。

〔シンボル同期部／移動受信機〕
次に、図４に示したシンボル同期部１５について詳細に説明する。図５は、シンボル同期部１５の構成を示すブロック図である。このシンボル同期部１５は、遅延部１６，１８，１９、複素共役部１７、乗算部２０、減算部２１、加算部２２、同期加算部２３、振幅算出部２４および最大値検出部２５を備えている。シンボル同期部１５の入力する受信信号である時分割多重デジタル信号は２分配され、一方は乗算部２０へ、他方は遅延部１６へそれぞれ入力される。

遅延部１６は、入力される時分割多重デジタル信号を、移動受信向けＯＦＤＭ信号の有効シンボル期間に相当する時間分だけ遅延させて出力する。遅延部１６の出力する、移動受信向けＯＦＤＭ信号の有効シンボル期間に相当する時間分だけ遅延された時分割多重デジタル信号は複素共役部１７へ入力される。

複素共役部１７は、遅延部１６から入力される、移動受信向けＯＦＤＭ信号の有効シンボル期間に相当する時間分だけ遅延された時分割多重デジタル信号について、その複素共役値を生成して出力する。複素共役部１７の出力する複素共役値は乗算部２０へ入力される。

乗算部２０は、入力される時分割多重デジタル信号と複素共役部１７から入力される複素共役値とを乗算し、乗算結果を相関信号として出力する。乗算部２０の出力する相関信号は２分配され、一方は減算部２１へ、他方は遅延部１８へそれぞれ入力される。

遅延部１８は、乗算部２０から入力される相関信号を、移動受信向けＯＦＤＭ信号のＧＩ長に相当する時間分だけ遅延させて出力する。遅延部１８の出力する遅延した相関信号は減算部２１へ入力される。

減算部２１は、乗算部２０から入力される相関信号から、遅延部１８から入力される遅延した相関信号を減算して差分を求め、その差分である減算結果を出力する。減算部２１の出力する減算結果は加算部２２へ入力される。

加算部２２は、減算部２１から入力される減算結果と遅延部１９から入力される遅延した移動平均信号とを加算し、加算後の移動平均信号を出力する。加算部２２の出力する移動平均信号は２分配され、一方は同期加算部２３へ、他方は遅延部１９にそれぞれ入力される。

遅延部１９は、加算部２２から入力される移動平均信号を１サンプル遅延させて出力する。遅延部１９の出力する移動平均信号は加算部２２へ入力される。

同期加算部２３は、加算部２２から入力される移動平均信号を、移動受信向けＯＦＤＭ信号の有効シンボル期間およびＧＩ期間、並びに固定受信向けＯＦＤＭ信号の有効シンボル期間を加えた時間に相当する時間幅で同期加算して出力する。同期加算部２３の出力する同期加算後の移動平均信号は振幅算出部２４へ入力される。

振幅算出部２４は、同期加算部２３から入力される同期加算後の移動平均信号について、その振幅を算出して出力する。振幅算出部２４の出力する移動平均信号の振幅は最大値検出部２５へ入力される。

最大値検出部２５は、振幅算出部２４から入力される移動平均信号の振幅のうち、移動受信向けＯＦＤＭ信号の有効シンボル期間およびＧＩ期間、並びに固定受信向けＯＦＤＭ信号の有効シンボル期間を加えた時間に相当する時間幅の中で、最大振幅となる移動平均信号のサンプルを検出し、そのサンプルのタイミングをシンボルタイミングとして出力する。

〔固定受信機〕
次に、図２に示した固定受信機８０について詳細に説明する。図６は、固定受信機８０の構成を示すブロック図である。この固定受信機８０は、レプリカ除去部２６、信号再構成部２７、ＦＦＴ部２８、チャネル推定部３０、チャネル等化部２９、ＱＡＭ復調部３１およびＰ／Ｓ変換部３２を備えている。固定受信機８０の入力する等化器出力信号、ＦＦＴ出力信号、チャネル情報および受信信号は、レプリカ除去部２６へ入力される。

レプリカ除去部２６は、入力される等化器出力信号、ＦＦＴ出力信号およびチャネル情報のいずれかを用いて、移動受信向けのＯＦＤＭ信号のレプリカ信号を生成する。そして、レプリカ除去部２６は、生成したレプリカ信号を、入力された受信信号である時分割多重デジタル信号から減算することでレプリカ信号を除去する。レプリカ除去部２６の出力する、レプリカ信号が除去された時分割多重デジタル信号（レプリカ除去信号）は、信号再構成部２７へ入力される。

信号再構成部２７は、入力されるシンボルタイミングに基づいて、レプリカ除去部２６から入力される、レプリカ信号が除去された時間軸上の時分割多重デジタル信号から、移動受信向けＯＦＤＭ信号の期間に対応する時間軸上の信号を除去し、時間軸上において固定受信向けＯＦＤＭ信号のみの信号に再構成し、固定受信向けＯＦＤＭ信号として出力する。信号再構成部２７の出力する固定受信向けＯＦＤＭ信号はＦＦＴ部２８へ入力される。

ＦＦＴ部２８、チャネル等化部２９、チャネル推定部３０、ＱＡＭ復調部３１およびＰ／Ｓ変換部３２の構成および動作は、図４に示した移動受信機７０のＦＦＴ部１０、チャネル等化部１１、チャネル推定部１２、ＱＡＭ復調部１３およびＰ／Ｓ変換部１４の構成および動作と同一であるため、説明を省略する。

なお、ＦＦＴ部２８では、例えば、移動受信向け信号よりもＦＦＴサイズが大きい８ｋ等のサイズにて、かつ、移動受信向け信号よりも狭いキャリヤ間隔にて、時間領域信号が周波数領域信号に変換される。また、ＱＡＭ復調部３１では、ＱＡＭ変調部２ｂで用いる変調方式と同一の、例えば、移動受信向け信号よりも雑音耐性が小さく、かつ移動受信向け信号よりもキャリヤ変調の多値数の大きい６４ＱＡＭ等の変調方式が用いられる。

〔レプリカ除去部の第１の構成〕
次に、図６に示したレプリカ除去部２６の第１の構成について詳細に説明する。図７は、レプリカ除去部２６の第１の構成を示すブロック図である。このレプリカ除去部２６−１は、遅延部３３、シンボル再生部３４、ＩＦＦＴ部３６、ＧＩ挿入部３７、ヌル信号生成部３８、時分割多重部４０、レプリカ生成部４１、減算部４２、周波数特性算出部（チャネル推定部）３５および遅延プロファイル推定部３９を備えている。レプリカ除去部２６−１の入力する受信信号である時分割多重デジタル信号は遅延部３３へ入力され、ＦＦＴ出力信号およびチャネル情報は周波数特性算出部３５へ入力される。また、レプリカ除去部２６−１の入力する等化器出力信号は２分配され、一方はシンボル再生部３４へ入力され、他方は周波数特性算出部３５へ入力される。

遅延部３３は、入力される時分割多重デジタル信号に、レプリカ生成部４１においてそれに対応するレプリカ信号が生成されるまでの演算時間（レプリカ除去部２６−１が時分割多重デジタル信号を入力してから、レプリカ生成部４１がそれに対応するレプリカ信号を生成するまでの演算時間）に要する時間分の遅延を加える。遅延部３３の出力する遅延された時分割多重デジタル信号は減算部４２へ出力される。

シンボル再生部３４は、移動受信機７０から入力される等化器出力信号をシンボル再生し、再生されたキャリヤシンボルを出力する。シンボル再生部３４の出力する再生されたキャリヤシンボルはＩＦＦＴ部３６へ入力される。

ＩＦＦＴ部３６は、シンボル再生部３４から入力される再生されたキャリヤシンボルを時間領域信号に変換し、変換した時間領域信号を出力する。ＩＦＦＴ部３６の出力する時間領域信号はＧＩ挿入部３７へ入力される。

ＧＩ挿入部３７は、ＩＦＦＴ部３６から入力される時間領域信号である有効シンボル期間信号の末尾と同一の信号を、時間領域信号の先端に付加することによりＧＩを挿入し、レプリカ用の移動受信向けＯＦＤＭ信号として出力する。ＧＩ挿入部３７の出力するレプリカ用の移動受信向けＯＦＤＭ信号は、時分割多重部４０へ入力される。

ヌル信号生成部３８は、受信信号である時分割多重デジタル信号の期間において、固定受信向けＯＦＤＭ信号の有効シンボル期間に相当する期間分の値をゼロとしたヌル信号を生成して出力する。ヌル信号生成部３８の出力するヌル信号は時分割多重部４０へ入力される。

時分割多重部４０は、ＧＩ挿入部３７から入力されるレプリカ用の移動受信向けＯＦＤＭ信号と、ヌル信号生成部３８から入力されるゼロ信号とを時間分割多重し、レプリカ用の時分割多重デジタル信号として出力する。時分割多重部４０の出力するレプリカ用時分割多重デジタル信号はレプリカ生成部４１へ入力される。

周波数特性算出部３５は、移動受信機７０から入力される等化器出力信号、ＦＦＴ出力信号およびチャネル情報のうちの１つの信号または２つの信号を用いて周波数特性を算出し（チャネルを推定し）、算出した周波数特性を（チャネル情報として）出力する。周波数特性算出部３５の出力する周波数特性は遅延プロファイル推定部３９へ入力される。

遅延プロファイル推定部３９は、周波数特性算出部３５から入力される周波数特性を、その時間領域表現である遅延プロファイルに変換し、変換された遅延プロファイルを出力する。遅延プロファイル推定部３９の出力する遅延プロファイルはレプリカ生成部４１へ入力される。

レプリカ生成部４１は、時分割多重部４０から入力されるレプリカ用の時分割多重デジタル信号に対して、遅延プロファイル推定部３９から入力される遅延プロファイルをフィルタ係数とするフィルタ処理を行う。すなわち、レプリカ生成部４１は、送信装置１００から送信され伝搬路を通過した後に受信装置２００へ入力される時分割多重デジタル信号のうち、移動受信向け信号成分のレプリカ信号を生成して出力する。レプリカ生成部４１の出力するレプリカ信号は減算部４２へ入力される。

減算部４２は、遅延部３３から入力される遅延された時分割多重デジタル信号から、レプリカ生成部４１から入力されるレプリカ信号を減算することで、受信信号に含まれる移動受信向け信号成分を除去する。減算部４２の出力する、移動受信向け信号成分が除去された時分割多重デジタル信号（レプリカ除去信号）は信号再構成部２７（外部）へ入力される。

〔レプリカ除去部の第２の構成〕
次に、図６に示したレプリカ除去部２６の第２の構成について詳細に説明する。図８は、レプリカ除去部２６の第２の構成を示すブロック図である。このレプリカ除去部２６−２は、デジタルフィルタ部４６、シンボル再生部３４、ＩＦＦＴ部３６、ＧＩ挿入部３７、ヌル信号生成部３８、時分割多重部４０、レプリカ生成部４１、減算部４２、周波数特性算出部３５および遅延プロファイル推定部３９を備えている。

図８のレプリカ除去部２６−２と図７に示したレプリカ除去部２６−１とを比較すると、レプリカ除去部２６−２は、遅延部３３の代わりにデジタルフィルタ部４６を備える点で、レプリカ除去部２６−１と相違する。このため、図７に示したレプリカ除去部２６−１と同一の構成については同一の符号を付して説明を省略する。

デジタルフィルタ部４６は、信号遅延量が図７に示した遅延部３３と同一であるとともに、移動受信向けＯＦＤＭ信号の帯域を制限する特性を持つようにあらかじめ設計されている。すなわち、デジタルフィルタ部４６は、入力される時分割多重デジタル信号に、それに対応するレプリカ信号が生成されるまでの演算時間に要する時間からデジタルフィルタ部４６自身における信号遅延量を減じた時間の遅延を加えるとともに、移動受信向けＯＦＤＭ信号の帯域を制限する特性を持つフィルタ処理（例えば、ｓｉｎｃ（シンク）関数の特性を有するフィルタ係数に基づいたフィルタ処理）を施す。デジタルフィルタ部４６の出力する、遅延され、かつ帯域制限された時分割多重デジタル信号は減算部４２へ入力される。

ここで、レプリカ生成部４１に入力される遅延プロファイルは帯域制限されているため、実際の伝搬路とは厳密には一致せず、窓がかかった特性となっている。よって、レプリカ生成部４１により生成される移動受信向け信号成分のレプリカ信号と減算部４２に入力される被減算信号との間には差異が生じてしまう。そこで、デジタルフィルタ部４６にて、移動受信向けＯＦＤＭ信号の帯域を制限する特性を持つフィルタ処理を行うことにより、後段の減算部４２に入力される２つの信号がともに帯域制限された信号となるため、両者の差異が小さくなり、受信信号に含まれる移動受信向け信号成分を精度良く除去することができる。

〔遅延プロファイル推定部〕
次に、図７および図８に示した遅延プロファイル推定部３９について詳細に説明する。図９は、遅延プロファイル推定部３９の構成を示すブロック図である。この遅延プロファイル推定部３９は、ＩＦＦＴ部５３および切り出し部５４を備えている。

ＩＦＦＴ部５３は、周波数特性算出部３５から入力される周波数特性を、時間領域信号である遅延プロファイルに変換し、変換した遅延プロファイルを出力する。ＩＦＦＴ部５３の出力する遅延プロファイルは切り出し部５４へ入力される。

切り出し部５４は、ＩＦＦＴ部５３から入力される遅延プロファイルのうち、折り返しを除外し、有効な遅延プロファイルを切り出して出力する。切り出し部５４の出力する遅延プロファイルはレプリカ生成部４１（外部）へ入力される。

〔周波数特性算出部の第１の構成〕
次に、図７および図８に示した周波数特性算出部３５の第１の構成について詳細に説明する。図１０は、周波数特性算出部３５の第１の構成を示すブロック図である。この周波数特性算出部３５−１は、移動受信機７０から入力されるチャネル情報を周波数特性としてそのまま出力する。周波数特性算出部３５−１の出力する周波数特性は遅延プロファイル推定部３９へ入力される。移動受信機７０から入力される等化器出力信号およびＦＦＴ出力信号は処理されない。

なお、周波数特性算出部３５−１は、シンボル補間部およびキャリヤ補間部を備えるようにしてもよい。この場合、シンボル補間部は、移動受信機７０から入力されるチャネル情報をシンボル方向に補間し、シンボル補間したチャネル情報を出力する。シンボル補間部の出力するチャネル情報はキャリヤ補間部へ入力される。キャリヤ補間部は、シンボル補間部から入力されるチャネル情報をキャリヤ方向に補間し、キャリヤ補間したチャネル情報を周波数特性として出力する。キャリヤ補間部の出力する周波数特性は遅延プロファイル推定部３９へ入力される。

〔周波数特性算出部の第２の構成〕
次に、図７および図８に示した周波数特性算出部３５の第２の構成について詳細に説明する。図１１は、周波数特性算出部３５の第２の構成を示すブロック図である。この周波数特性算出部３５−２は、シンボル再生部５６および除算部５５を備えている。

シンボル再生部５６は、移動受信機７０から入力される等化器出力信号をシンボル再生し、再生されたシンボルを出力する。シンボル再生部５６の出力する再生シンボルは除算部５５へ入力される。

除算部５５は、移動受信機７０から入力されるＦＦＴ出力信号を、シンボル再生部５６から入力される再生シンボルで除算し、周波数特性を生成して出力する。除算部５５の出力する周波数特性は遅延プロファイル推定部３９へ入力される。移動受信機７０から入力されるチャネル情報は処理されない。

なお、シンボル再生部５６は、図７および図８に示したレプリカ除去部２６−１，２６−２のシンボル再生部３４と同一の処理を行うものであるため、その出力信号を共通して用いればよい。

また、周波数特性算出部３５−２は、さらに、シンボル補間部およびキャリヤ補間部を備えるようにしてもよい。この場合、シンボル補間部は、除算部５５から入力される周波数特性（チャネル情報）をシンボル方向に補間し、シンボル補間したチャネル情報を出力する。シンボル補間部の出力するチャネル情報はキャリヤ補間部へ入力される。キャリヤ補間部は、シンボル補間部から入力されるチャネル情報をキャリヤ方向に補間し、キャリヤ補間したチャネル情報を周波数特性として出力する。キャリヤ補間部の出力する周波数特性は遅延プロファイル推定部３９へ入力される。

〔信号再構成部〕
次に、図６に示した信号再構成部２７について詳細に説明する。図１２は、信号再構成部２７の構成を示すブロック図である。この信号再構成部２７は、シンボル抽出部５７、遅延部５８，５９、シンボル加算部６０および有効シンボル抽出部６１を備えている。信号再構成部２７の入力する、レプリカ信号が除去された時分割多重デジタル信号、およびシンボルタイミングは、シンボル抽出部５７へ入力される。

シンボル抽出部５７は、移動受信機７０から入力されるシンボルタイミングに基づいて、レプリカ除去部２６から入力される時分割多重デジタル信号（レプリカ除去信号）に対し、固定受信向けＯＦＤＭ信号の有効シンボル期間の前後にＧＩ長と同じ期間（ＧＩ相当期間）を付加したシンボル抽出範囲の期間を設定する。シンボル抽出部５７は、レプリカ除去部２６から入力される時分割多重デジタル信号（レプリカ除去信号）から、シンボル抽出範囲の期間の信号を抽出し、これを、シンボル抽出されたレプリカ除去信号として出力する。詳細については後述する。シンボル抽出部５７の出力するシンボル抽出されたレプリカ除去信号は３分配され、遅延部５８，５９およびシンボル加算部６０へそれぞれ入力される。

遅延部５８は、シンボル抽出部５７から入力されるシンボル抽出されたレプリカ除去信号を、時分割多重デジタル信号に含まれる固定受信向けＯＦＤＭ信号の有効シンボル期間に相当する時間分だけ遅らせて出力する。遅延部５８の出力する、固定受信向けＯＦＤＭ信号の有効シンボル期間に相当する時間分だけ遅らせたレプリカ除去信号は、シンボル加算部６０へ入力される。

遅延部５９は、シンボル抽出部５７から入力されるシンボル抽出されたレプリカ除去信号を、時分割多重デジタル信号に含まれる固定受信向けＯＦＤＭ信号の有効シンボル期間の２倍に相当する時間分だけ遅らせて出力する。遅延部５９の出力する、固定受信向けＯＦＤＭ信号の有効シンボル期間の２倍に相当する時間分だけ遅らせたレプリカ除去信号は、シンボル加算部６０へ入力される。

シンボル加算部６０は、シンボル抽出部５７から入力されるシンボル抽出されたレプリカ除去信号と、遅延部５８から入力される遅延されたレプリカ除去信号と、遅延部５９から入力される遅延されたレプリカ除去信号とを加算することで、固定受信向けＯＦＤＭ信号を再構成し、加算結果の信号を固定受信向け再構成信号として出力する。シンボル加算部６０の出力する固定受信向け再構成信号は有効シンボル抽出部６１へ入力される。

有効シンボル抽出部６１は、移動受信機７０から入力されるシンボルタイミングに基づいて、シンボル加算部６０から入力される固定受信向け再構成信号のうち、時分割多重デジタル信号に含まれる固定受信向けＯＦＤＭ信号の有効シンボル期間に相当する信号を抽出し、再構成信号として出力する。有効シンボル抽出部６１の出力する再構成信号である固定受信向けＯＦＤＭ信号はＦＦＴ部２８（外部）へ入力される。

〔動作原理〕
次に、本発明の実施形態による受信装置２００の固定受信機８０において、ＧＩが付加されていないＯＦＤＭ信号が遅延波を含む伝搬路を通過した場合であっても、正しく受信できることの動作原理について説明する。図１４は、受信装置２００の動作原理を示す図である。横軸は時間を示す。

図１４（ａ）は、受信信号である時分割多重デジタル信号を示す。図１４（ｂ）は、レプリカ除去部２６により移動受信向けのＯＦＤＭ信号のレプリカ信号が除去された時分割多重デジタル信号であって、信号再構成部２７のシンボル抽出部５７によりシンボル抽出されたレプリカ除去信号を示す。図１４（ｃ）は、信号再構成部２７により出力される再構成信号を示す。

図１４（ａ）に示すように、伝搬路の遅延広がりはＧＩ長以内であるとし、時分割多重デジタル信号は、主となるパスを通過する主波、先行波および遅延波により構成されるものとする。移動受信機７０は、送信装置１００から送信された時分割多重デジタル信号に含まれる移動受信向けデジタル信号を正しく受信しているものと仮定する。そうすると、図１４（ｂ）に示すように、レプリカ除去信号には、移動受信向けＯＦＤＭ信号に由来する信号成分が含まれていない。

しかしながら、図１４（ｂ）の斜線部に示すように、レプリカ除去信号において、先行波および遅延波の成分が主波の有効シンボル期間の前後にはみ出している。このままでは、はみ出した部分について有効シンボル期間内の信号の連続性が確保されない。つまり、主波の有効シンボル期間の時間領域において、先行波はシンボルの後ろ、遅延波はシンボルの先頭付近において信号が欠落している。よって、有効シンボル期間の信号をＦＦＴにより周波数領域に変換すると、キャリヤ間干渉が生じてしまう。

そこで、この問題を解決するために（有効シンボル期間において欠落した成分を補い、有効シンボル期間内の信号の不連続を解消するために）、信号再構成部２７の遅延部５８，５９およびシンボル加算部６０は、有効シンボル期間の前後のＧＩ相当期間の信号を、有効シンボル期間の後ろと前にそれぞれ複製し、加算する。

図１５は、図１２に示した信号再構成部２７の動作原理を示す図である。横軸は時間を示す。図１４と同様に、伝搬路の遅延広がりはＧＩ長以内であるとし、時分割多重デジタル信号は、主となるパスを通過する主波、先行波および遅延波により構成されるものとする。また、ＯＦＤＭ信号を示す長方形の内部に表した波形は、ＯＦＤＭ信号の連続性が解消されることを説明するためのものである。

図１５の上段を参照して、このレプリカ除去信号は、レプリカ除去部２６から入力される時分割多重デジタル信号である。シンボル抽出部５７は、移動受信機７０から入力されるシンボルタイミングに基づいて、レプリカ除去部２６から入力される時分割多重デジタル信号（レプリカ除去信号）について、固定受信向けＯＦＤＭ信号の有効シンボル長の期間を特定する。そして、シンボル抽出部５７は、特定した固定受信向けＯＦＤＭ信号の有効シンボル期間の前後にＧＩ挿入部５が挿入するＧＩ長と同じ期間（ＧＩ相当期間ａ）を付加したシンボル抽出範囲の期間を設定し、レプリカ除去信号から、シンボル抽出範囲の期間の信号を抽出し、この信号を、シンボル抽出されたレプリカ除去信号として出力する。

図１５の中段を参照して、シンボル抽出部５７出力信号は、シンボル抽出部５７によりシンボル抽出されたレプリカ除去信号である。遅延部５８出力信号は、シンボル抽出部５７出力信号に対し、固定受信向けＯＦＤＭ信号の有効シンボル長の期間に相当する時間分だけ遅らせたレプリカ除去信号である。遅延部５９出力信号は、シンボル抽出部５７出力信号に対し、固定受信向けＯＦＤＭ信号の有効シンボル期間の２倍に相当する時間分だけ遅らせたレプリカ除去信号である。

図１５の下段を参照して、シンボル加算部６０出力信号は、シンボル抽出部５７出力信号、遅延部５８出力信号および遅延部５９出力信号が時間軸に沿ってシンボル加算された信号であり、再構成された固定受信向けＯＦＤＭ信号として連続した信号である。有効シンボル抽出部６１出力信号は、移動受信機７０から入力されるシンボルタイミングに基づいて抽出された再構成信号であり、再構成された固定受信向けＯＦＤＭ信号の有効シンボル期間内で、連続した信号である。

これにより、図１４に示したとおり、固定受信向けＯＦＤＭ信号の有効シンボル期間の前後のＧＩ相当期間の信号が、有効シンボル期間の後ろと前でそれぞれ複製され、有効シンボル期間内でＯＦＤＭ信号の不連続が解消された再構成信号として出力される。この再構成信号は、不連続性が解消された信号であるから、後段のＦＦＴ部２８においてＦＦＴにより周波数領域信号であるキャリヤシンボルに変換してもキャリヤ間干渉は生じない。また、固定受信向けＯＦＤＭ信号の有効シンボル期間内には前後のシンボルの固定受信向け信号も存在しないため、シンボル間干渉のない復調を実現することができる。

なお、図１４および図１５では、主波の時間軸に合わせた再構成信号が生成されるように記載されているが、実際は、遅延波の時間軸に合わせた再構成信号が生成される。

以上のように、本発明の実施形態による受信装置２００によれば、送信装置１００から伝搬路を介して、ＧＩが挿入された移動受信向けＯＦＤＭ信号およびＧＩが挿入されていない固定受信向けＯＦＤＭ信号を含む時分割多重デジタル信号を受信し、移動受信機７０は、時分割多重デジタル信号から、移動受信向けＯＦＤＭ信号を抽出してＯＦＤＭ復調するようにした。また、固定受信機８０のレプリカ除去部２６は、移動受信機７０から等化器出力信号、ＦＦＴ出力信号およびチャネル情報を入力し、これらの信号のいずれかを用いて移動受信向けのＯＦＤＭ信号のレプリカ信号を生成し、レプリカ信号を時分割多重デジタル信号から減算することでレプリカ信号を除去する。そして、固定受信機８０の信号再構成部２７は、シンボルタイミングに基づいて、レプリカ信号が除去された時分割多重デジタル信号から、移動受信向けＯＦＤＭ信号の期間に対応する信号を除去し、固定受信向けＯＦＤＭ信号のみの信号に再構成し、固定受信向けＯＦＤＭ信号を生成する。そして、固定受信機８０は、固定受信向けＯＦＤＭ信号をＯＦＤＭ復調するようにした。

移動受信機７０は、移動受信向けＯＦＤＭ信号を抽出してＯＦＤＭ復調する際に、例えば、固定受信向け信号よりもＦＦＴサイズが小さい２ｋ等のサイズにて、かつ固定受信向け信号よりも広いキャリヤ間隔にてＦＦＴし、固定受信向け信号よりも雑音耐性が強く、かつ固定受信向け信号よりもキャリヤ変調の多値数の小さいＱＰＳＫ等の変調方式にて復調する。また、固定受信機８０は、固定受信向けＯＦＤＭ信号を抽出してＯＦＤＭ復調する際に、例えば、移動受信向け信号よりもＦＦＴサイズが大きい８ｋ等のサイズにて、かつ、移動受信向け信号よりも狭いキャリヤ間隔にてＦＦＴし、移動受信向け信号よりも雑音耐性が小さく、かつ移動受信向け信号よりもキャリヤ変調の多値数の大きい６４ＱＡＭ等の変調方式にて復調する。

これにより、ＧＩが挿入された移動受信向けＯＦＤＭ信号およびＧＩが挿入されていない固定受信向けＯＦＤＭ信号を含む時分割多重デジタル信号から、移動受信向けＯＦＤＭ信号および固定受信向けＯＦＤＭ信号を抽出してＯＦＤＭ復調することができる。したがって、移動受信向け信号および固定受信向け信号の信号特性を考慮したモードを選択することができ、かつ、ＧＩのオーバーヘッドが大きくなることを抑制することができ、結果として周波数利用効率を損なわない時分割多重方式の伝送を実現することが可能となる。

〔シミュレーション特性〕
次に、計算機によるシミュレーションの結果について説明する。表２は、移動受信向けデジタル信号と固定受信向けデジタル信号を多重する場合における伝送効率の一例を示したものである。伝送効率の増加の数値は、固定受信向けデジタル信号についてはモード３〜５が使用され、移動受信向けデジタル信号についてはモード１，３が使用され、ＧＩ長を１２６μｓ，６３μｓとした場合を示している。

表２から、いずれの場合も伝送効率が増加しており、特に、固定受信のモードを３、移動受信のモードを１、ＧＩ長を１２６μｓとした場合に、周波数分割多重に比べて時分割多重の伝送効率が大幅に高くなっていることがわかる。

次に、本発明の実施形態のシミュレーション特性について、計算機によるシミュレーション結果を示す。表３は、計算機シミュレーションの諸元を示したものである。この計算機によるシミュレーションは、モード対伝送効率の試算値において伝送増加率が顕著であった移動受信をモード１、固定受信をモード３、ＧＩ長を６３μｓとした場合（表２の最下段）について、以下の条件にて行った。

図１６は、従来法（ＣＰ−ＯＦＤＭ ８Ｋ）および本発明の実施形態（ＧＭＦ−ＯＦＤＭ）の移動受信について、ビット誤り率特性を比較した図である。横軸はＣ／Ｎ（ｄＢ）、縦軸はＢＥＲ（ビット誤り率）を示す。従来法（ＣＰ−ＯＦＤＭ ８Ｋ）における移動受信のモードはモード３であり、本発明の実施形態（ＧＭＦ−ＯＦＤＭ）における移動受信のモードはモード１である。後述する図１７についても同様である。

図１６から、本発明の実施形態では、従来法に比べキャリヤ間隔が広いから、Ｃ／Ｎが略１０ｄＢ以上においてＢＥＲが顕著に改善されることがわかる。

図１７は、従来法（ＣＰ−ＯＦＤＭ ８Ｋ）および本発明の実施形態（ＧＭＦ−ＯＦＤＭ）の移動受信について、移動速度特性を比較した図である。横軸は最大ドップラー周波数（Ｈｚ）、縦軸は受信に必要となる所要Ｃ／Ｎである。図１７から、本発明の実施形態では、従来法に比べキャリヤ間隔が広いから、最大ドップラー周波数が略１０００Ｈｚまでにおいて所要Ｃ／Ｎが小さくて済むことがわかる。

図１８は、従来法（ＣＰ−ＯＦＤＭ ８Ｋ）および本発明の実施形態（ＧＭＦ−ＯＦＤＭ）の固定受信について、マルチパスのＤ／Ｕ比が１０ｄＢ、遅延時間が６１．５μｓの場合のビット誤り率特性を比較した図である。グラフの横軸はＣ／Ｎ（ｄＢ）、縦軸はＢＥＲ（ビット誤り率）である。従来法（ＣＰ−ＯＦＤＭ ８Ｋ）における固定受信のモードはモード３であり、本発明の実施形態（ＧＭＦ−ＯＦＤＭ）における固定受信のモードもモード３である。後述する図１９についても同様である。

図１８から、建物等の反射によるマルチパスがある場合には、Ｃ／Ｎの十分高い領域では、従来法よりも本発明の実施形態の方が特性として若干劣るが、無視できる程度であることがわかる。したがって、本発明の実施形態は、従来法とほぼ同様の特性であるといえる。

図１９は、従来法（ＣＰ−ＯＦＤＭ ８Ｋ）および本発明の実施形態（ＧＭＦ−ＯＦＤＭ）の固定受信について、Ｃ／Ｎが２５ｄＢ、変調方式が６４ＱＡＭの場合の遅延時間特性を比較した図である。グラフの横軸はマルチパスの遅延時間（μｓ）、縦軸はＢＥＲの（ビット誤り率）である。

図１９から、マルチパスの遅延時間が約６０μｓ以下では、従来法と本発明の実施形態とではほとんど差がないことがわかる。したがって、本発明の実施形態は、従来法とほぼ同様の特性であるといえる。

このように、計算機によるシミュレーション結果により、（１）固定受信において、静的２波マルチパスで発生するキャンセル残差および雑音重畳により、従来法よりも若干特性が劣化するが、ほぼ同様の特性となる。（２）移動受信において、従来法よりもキャリヤ間隔が広いため、特性が改善される。（３）伝送効率については、周波数分割の場合に１．２％、時分割多重の場合に４．８％増加する効果が示された。

以上、実施形態を挙げて本発明を説明したが、本発明は前記実施形態に限定されるものではなく、その技術思想を逸脱しない範囲で種々変形可能である。前記実施形態では、送信装置１００は、固定受信向けＯＦＤＭ信号にＧＩを挿入しないようにしたが、伝送効率に影響しない範囲で、例えば、移動受信向けＯＦＤＭ信号に挿入されるＧＩよりも短い長さのＧＩを挿入するようにしてもよい。具体的には、図１に示した送信装置１００の構成において、ＩＦＦＴ部４ｂと時分割多重部６との間にＧＩ挿入部を設け、当該ＧＩ挿入部は、ＩＦＦＴ部４ｂから入力される固定受信向けＯＦＤＭ信号の時間領域信号の末尾と同一の信号を、時間領域信号の先頭にＧＩとして付加することによりＧＩを挿入し、固定受信向けＯＦＤＭ信号として時分割多重部６へ出力する。これにより、固定受信特性をさらに改善することができる。

１ａ、２ａ Ｓ／Ｐ変換部
２ａ、２ｂ ＱＡＭ変調部
３ａ、３ｂ パイロット信号挿入部
４ａ、４ｂ、３６、５３ ＩＦＦＴ部
５、３７ ＧＩ挿入部
６、４０ 時分割多重部
８ 移動受信向け信号抽出部
９ ＧＩ除去部
１０、２８ ＦＦＴ部
１１、２９ チャネル等化部
１２、３０ チャネル推定部
１３、３１ ＱＡＭ復調部
１４、３２ Ｐ／Ｓ変換部
１５ シンボル同期部
１６、１８、１９、３３，５８、５９ 遅延部
１７ 複素共役部
２０ 乗算部
２１、４２ 減算部
２２ 加算部
２３ 同期加算部
２４ 振幅算出部
２５ 最大値検出部
２６、２６−１、２６−２ レプリカ除去部
２７ 信号再構成部
３４、５６ シンボル再生部
３５、３５−１、３５−２ 周波数特性算出部
３８ ヌル信号生成部
３９ 遅延プロファイル推定部
４１ レプリカ生成部
４６ デジタルフィルタ部
５４ 切り出し部
５５ 除算部
５７ シンボル抽出部
６０ シンボル加算部
６１ 有効シンボル抽出部
７０ 移動受信機
８０ 固定受信機
１００ 送信装置
２００、２０１ 受信装置

Claims (10)

1. 移動受信向けデジタル信号と固定受信向けデジタル信号とをそれぞれＯＦＤＭ（直交周波数分割多重）変調し、前記ＯＦＤＭ変調された前記移動受信向けデジタル信号と前記固定受信向けデジタル信号とを時分割多重して時分割多重デジタル信号を送信する送信装置であって、
   前記移動受信向けデジタル信号をＯＦＤＭ変調する第１のＯＦＤＭ変調部、および、
   前記第１のＯＦＤＭ変調部により変調されたＯＦＤＭ信号にＧＩ（ガードインターバル）を挿入し、前記ＧＩが挿入され、前記固定受信向けデジタル信号とはキャリヤ間隔の異なるＯＦＤＭ信号を出力するＧＩ挿入部と、を有する移動受信向け変調部と、
   前記固定受信向けデジタル信号をＯＦＤＭ変調し、前記ＯＦＤＭ変調された、前記移動受信向けデジタル信号とはキャリヤ間隔の異なるＯＦＤＭ信号を出力する第２のＯＦＤＭ変調部を有する固定受信向け変調部と、
   前記移動受信向け変調部のＧＩ挿入部により出力された、前記ＧＩが挿入されたＯＦＤＭ信号、および、前記固定受信向け変調部の第２のＯＦＤＭ変調部により出力された、ＧＩが挿入されていないＯＦＤＭ信号を時間領域で時分割多重する時分割多重部と、
   を備えることを特徴とする送信装置。
2. 前記移動受信向け変調部の第１のＯＦＤＭ変調部によりＯＦＤＭ変調されるＯＦＤＭ信号の多値数が、前記固定受信向け変調部の第２のＯＦＤＭ変調部によりＯＦＤＭ変調されるＯＦＤＭ信号の多値数よりも小さい、ことを特徴とする請求項１に記載の送信装置。
3. 前記移動受信向け変調部の第１のＯＦＤＭ変調部によりＯＦＤＭ変調されるＯＦＤＭ信号のキャリヤ間隔が、前記固定受信向け変調部の第２のＯＦＤＭ変調部によりＯＦＤＭ変調されるＯＦＤＭ信号のキャリヤ間隔よりも広い、ことを特徴とする請求項１に記載の送信装置。
4. 送信装置により送信された時分割多重デジタル信号を受信し、前記時分割多重デジタル信号に含まれる移動受信向けデジタル信号をＯＦＤＭ復調する移動受信機を備える受信装置であって、
   前記移動受信機は、
   前記時分割多重デジタル信号に含まれる、ＧＩが挿入された前記移動受信向けデジタル信号と、ＧＩが挿入されていない固定受信向けデジタル信号との間の境界を、前記移動受信向けデジタル信号に挿入されたＧＩに基づいて検出し、シンボルタイミングを出力するシンボル同期部と、
   前記シンボル同期部により出力されたシンボルタイミングに基づいて、前記時分割多重デジタル信号から前記移動受信向けデジタル信号を抽出する移動受信向け信号抽出部と、
   前記移動受信向け信号抽出部により抽出された移動受信向けデジタル信号から、前記ＧＩを除去し有効シンボルを抽出するＧＩ除去部と、
   前記ＧＩ除去部により抽出された移動受信向けデジタル信号の有効シンボルをＦＦＴ（高速フーリエ変換）して周波数領域の信号に変換し、キャリヤシンボルを出力するＦＦＴ部と、
   前記ＦＦＴ部により出力されたキャリヤシンボルに基づいて、前記送信装置から当該受信装置までのチャネルを推定し、前記推定したチャネルをチャネル情報として出力するチャネル推定部と、
   前記ＦＦＴ部により出力されたキャリヤシンボルを、前記チャネル推定部により出力されたチャネル情報で除算し、チャネル等化を行うチャネル等化部と、
   を備えることを特徴とする受信装置。
5. 送信装置により送信された時分割多重デジタル信号を受信し、前記時分割多重デジタル信号に含まれる移動受信向けデジタル信号をＯＦＤＭ復調する移動受信機と、前記時分割多重デジタル信号に含まれる固定受信向けデジタル信号をＯＦＤＭ復調する固定受信機と、を備える受信装置であって、
   前記移動受信機は、
   前記時分割多重デジタル信号に含まれる、ＧＩが挿入された前記移動受信向けデジタル信号と、ＧＩが挿入されていない固定受信向けデジタル信号との間の境界を、前記移動受信向けデジタル信号に挿入されたＧＩに基づいて検出し、シンボルタイミングを出力するシンボル同期部と、
   前記シンボル同期部により出力されたシンボルタイミングに基づいて、前記時分割多重デジタル信号から前記移動受信向けデジタル信号を抽出する移動受信向け信号抽出部と、
   前記移動受信向け信号抽出部により抽出された移動受信向けデジタル信号から、前記ＧＩを除去し有効シンボルを抽出するＧＩ除去部と、
   前記ＧＩ除去部により抽出された移動受信向けデジタル信号の有効シンボルをＦＦＴして周波数領域の信号に変換し、キャリヤシンボルを出力するＦＦＴ部と、
   前記ＦＦＴ部により出力されたキャリヤシンボルに基づいて、前記送信装置から当該受信装置までのチャネルを推定し、前記推定したチャネルをチャネル情報として出力するチャネル推定部と、
   前記ＦＦＴ部により出力されたキャリヤシンボルを、前記チャネル推定部により出力されたチャネル情報で除算し、チャネル等化を行い等化信号を出力するチャネル等化部と、
   を備え、
   前記固定受信機は、
   前記時分割多重デジタル信号に含まれる前記移動受信向けデジタル信号のレプリカを除去するレプリカ除去部と、
   前記レプリカ除去部によりレプリカが除去された時分割多重デジタル信号から、前記移動受信向けデジタル信号の期間に対応する信号を除去し、前記固定受信向けデジタル信号に再構成する信号再構成部と、
   を備えることを特徴とする受信装置。
6. 前記固定受信機のレプリカ除去部は、
   前記移動受信機のチャネル等化部によりチャネル等化されたキャリヤシンボルをシンボル再生するシンボル再生部と、
   前記シンボル再生部によりシンボル再生されたキャリヤシンボルをＩＦＦＴ（逆高速フーリエ変換）して時間領域の信号に変換するＩＦＦＴ部と、
   前記ＩＦＦＴ部により変換された時間領域の信号にＧＩを挿入するＧＩ挿入部と、
   前記時分割多重デジタル信号の期間における前記固定受信向けデジタル信号の期間に相当する時間分の値をゼロとしたヌル信号を生成するヌル信号生成部と、
   前記ＧＩ挿入部によりＧＩが挿入された時間領域の信号と前記ヌル信号生成部により生成されたヌル信号とを時分割多重し、時分割多重信号を出力する時分割多重部と、
   前記送信装置から当該受信装置までの周波数特性を算出し、前記算出した周波数特性をチャネル情報として出力する周波数特性算出部と、
   前記周波数特性算出部により出力されたチャネル情報から遅延プロファイルを求める遅延プロファイル推定部と、
   前記遅延プロファイル推定部により求められた遅延プロファイルをフィルタ係数とし、前記時分割多重部により出力された時分割多重信号をフィルタ処理し、レプリカを生成するレプリカ生成部と、
   前記時分割多重デジタル信号を入力してから、前記レプリカ生成部により前記レプリカが生成されるまでの期間だけ、前記時分割多重デジタル信号を遅延させる遅延部と、
   前記遅延部により遅延された時分割多重デジタル信号から、前記レプリカ生成部により生成されたレプリカを減算する減算部と、
   を備えることを特徴とする請求項５に記載の受信装置。
7. 前記遅延部の代わりにデジタルフィルタ部を備え、
   前記デジタルフィルタ部は、
   前記時分割多重デジタル信号を入力してから、前記レプリカ生成部により前記レプリカが生成されるまでの期間の遅延時間と同一となるように、かつｓｉｎｃ（シンク）関数の特性を有するフィルタ係数に基づいたフィルタ処理を行う、ことを特徴とする請求項６に記載の受信装置。
8. 前記レプリカ除去部の周波数特性算出部は、
   前記移動受信機のチャネル推定部により出力されたチャネル情報を、ＯＦＤＭ信号のシンボル方向に補間して出力するシンボル補間部と、
   前記シンボル補間部により出力されたチャネル情報を、キャリヤ方向に補間して出力するキャリヤ補間部と、
   を備えることを特徴とする請求項６に記載の受信装置。
9. 前記レプリカ除去部の周波数特性算出部は、
   前記移動受信機のチャネル等化部により出力された等化信号をシンボル再生し、再生シンボルを出力シンボル再生部と、
   前記時分割多重デジタル信号に含まれるパイロット信号を、前記シンボル再生部により出力された再生シンボルで除算し、除算結果をチャネル情報として出力する除算器と、
   前記除算器により出力されたチャネル情報を、ＯＦＤＭ信号のシンボル方向に補間して出力するシンボル補間部と、
   前記シンボル補間部により出力されたチャネル情報を、キャリヤ方向に補間して出力するキャリヤ補間部と、
   を備えることを特徴とする請求項６に記載の受信装置。
10. 前記固定受信機の信号再構成部は、
    前記時分割多重デジタル信号に含まれる前記移動受信向けデジタル信号と固定受信向けデジタル信号との間の境界から検出されたシンボルタイミングに基づいて、前記レプリカ除去部によりレプリカが除去された時分割多重デジタル信号について、前記固定受信向けデジタル信号の有効シンボル期間の前後にＧＩ相当期間を付加したシンボル抽出範囲の期間を設定し、前記レプリカが除去された時分割多重デジタル信号から、前記シンボル抽出範囲の期間の信号をレプリカ除去信号として抽出するシンボル抽出部と、
    前記シンボル抽出部により抽出されたレプリカ除去信号を、前記時分割多重デジタル信号に含まれる前記固定受信向けデジタル信号の時間分遅延させて出力する第１の遅延部と、
    前記シンボル抽出部により抽出されたレプリカ除去信号を、前記時分割多重デジタル信号に含まれる前記固定受信向けデジタル信号の２倍の時間分遅延させて出力する第２の遅延部と、
    前記シンボル抽出部により抽出されたレプリカ除去信号と、前記第１の遅延部により出力されたレプリカ除去信号と、前記第２の遅延部により出力されたレプリカ除去信号とを加算し、加算信号を出力する加算部と、
    前記シンボルタイミングに基づいて、前記加算部により出力された加算信号のうち、前記時分割多重デジタル信号に含まれる前記固定受信向けデジタル信号の有効シンボル期間に相当する信号を、前記再構成した固定受信向けデジタル信号として抽出する有効シンボル抽出部と、
    を備えたことを特徴とする請求項５から９までのいずれか一項に記載の受信装置。

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