JP6590776B2 - 電力変換装置 - Google Patents

Description

本発明は、太陽電池をはじめとする分散型電源を動作させる電力変換装置に関する。

太陽光発電や風力発電に代表される分散型電源が増加する一方、その分散型電源の発電電力量は天候に左右されるため、出力の不安定性から一時的な電力系統電力の逼迫、不足が発生する恐れがある。その系統の安定化のため、蓄電池が注目を浴びており、分散型電源電力量不足時の補償のために太陽電池と畜電池を組み合わせて発電可能なパワーコンディショナの開発が進んでいる。それに合わせて、住宅向けに停電時に家庭の電力を全て分散型電源で賄う機器の普及が広がっている。そのためパワーコンディショナの自立運転は単相三線出力とすることが望まれており、かつパワーコンディショナの出力も大きいものが必要となる。そこで大出力のパワーコンディショナを実現する方法として、特許文献１及び特許文献２のように、容量の小さいインバータを複数並列させる方法がある。

特開２００６−３１１７３４号公報 特開２００２−２７２１２４号公報

例えば特許文献１のように単相出力用で直流母線を共通とする２台以上のインバータを並列運転する場合に電流をバランスさせるだけでは、定格電流の異なるインバータを並列にした場合に負荷率が偏り、低定格側インバータで過電流、発熱集中の問題がある。また特許文献２によれば系統連系運転する時には発熱のバランスができても、インバータで系統電流を指定して電流を制御しているため、未知の負荷に対して自立運転する時には特許文献２による技術を適用できない。

本発明は、上記のような課題を解決するために成されたものであり、複数のインバータを並列運転する単相出力の電力変換装置において、自立運転時にも、より適した配分で複数のインバータに電力を振り分けることができ、各インバータにおける過剰な電流を抑制できる電力変換装置を提供することを目的としている。

本発明は、直流を単相交流に変換する複数のインバータが、直流入力と交流出力の間に並列に接続され、複数のインバータは交流出力電圧を制御するそれぞれの電圧制御部により制御される電力変換装置において、複数のインバータはそれぞれ、直流の正極と負極の間に接続された半導体スイッチの直列体により構成されるブリッジと、このブリッジの出力電流を検出する電流センサとを備え、これらの電流センサにより検出されたそれぞれのブリッジの出力電流値から複数のインバータのそれぞれのブリッジの出力電流値の平均電流値を演算し、それぞれのインバータに対して、それぞれのブリッジが分担すべき出力電流値と平均電流値との差である目標電流差を設定する電流演算部と、目標電流差から、電流センサにより検出されたそれぞれのブリッジの出力電流値と平均電流値との差分値を減じた偏値を用いて、それぞれのインバータの出力電圧調整信号を作成し、このそれぞれの出力電圧調整信号をそれぞれの電圧制御部に出力する電流差制御部とを備えるようにしたものである。

この発明によれば、複数のインバータに対して、定格容量に応じた比率で出力電流を個別に制御でき、個々のインバータの過剰な電流を抑制できる。

本発明の本実施の形態１による電力変換装置を含む系全体を模式的に示す構成図である。 本発明の実施の形態１による電力変換装置の共通コントローラーの構成を示すブロック図である。 本発明の実施の形態１による電力変換装置の共通コントローラーの電流制御系の構成を示すブロック図である。 本発明の実施の形態１による電力変換装置の動作を説明する線図である。 本発明の実施の形態２による電力変換装置の共通コントローラーの構成を示すブロック図である。 本発明の実施の形態３による電力変換装置の効果を説明するための線図である。 本発明の本実施の形態４による電力変換装置を含む系全体を模式的に示す構成図である。 本発明の実施の形態４による電力変換装置の共通コントローラーの構成を示すブロック図である。 本発明の実施の形態４による電力変換装置の共通コントローラーの電流制御系の構成を示すブロック図である。

実施の形態１．
図１は本発明の実施の形態１による電力変換装置を含む系全体を模式的に示す構成図である。図１の構成は、直流電源から並列に接続されたインバータにより、例えば単相交流１００Ｖに変換して負荷に電力を供給する構成となっている。以下詳細な構成を説明する。直流電源１を異なる電圧に変圧してＤＣリンク用コンデンサに出力可能なＤＣＤＣコンバータ２と、ＤＣリンク用コンデンサを形成する直列接続されたＰ側コンデンサ３とＮ側コンデンサ４とが備えられている。Ｐ側コンデンサ３とＮ側コンデンサ４の接続点は中性点Ｏとなっている。Ｐ側コンデンサ３とＮ側コンデンサ４で形成されるＤＣリンク用コンデンサを直流母線として半導体スイッチの直列体である第１のＵ相ブリッジ５と第１のＶ相ブリッジ６が並列に接続されている。第１のＵ相ブリッジ５の半導体スイッチの直列接続点からの出力線が第１のＵ相リアクトル９に接続され、第１のＶ相ブリッジ６の半導体スイッチの直列接続点からの出力線が第１のＶ相リアクトル１０に接続される。第１のＵ相リアクトル９は第１のＵ相フィルタコンデンサ１７と接続され、第１のＵ相フィルタコンデンサ１７のもう１線はＰ側コンデンサ３とＮ側コンデンサ４の直列接続点である中性点Ｏに接続される。同様に第１のＶ相リアクトル１０は第１のＶ相フィルタコンデンサ１８と接続され、第１のＶ相フィルタコンデンサ１８のもう１線は中性点Ｏに接続される。

第１のＵ相ブリッジ５、第１のＵ相リアクトル９と第１のＵ相フィルタコンデンサ１７で第１のＵ相インバータ１００Ｕを構成し、第１のＶ相ブリッジ６、第１のＶ相リアクトル１０と第１のＶ相フィルタコンデンサ１８で第１のＶ相インバータ１００Ｖを構成している。すなわち、第１のＵ相インバータ１００Ｕは半導体スイッチの直列体である第１のＵ相ブリッジ５のハーフブリッジ構成のインバータとして動作する。同様に、第１のＶ相インバータ１００Ｖは半導体スイッチの直列体である第１のＶ相ブリッジ６のハーフブリッジ構成のインバータとして動作する。第１のＵ相リアクトル９と第１のＵ相フィルタコンデンサ１７、および第１のＶ相リアクトル１０と第１のＶ相フィルタコンデンサ１８はそれぞれ平滑フィルタを構成している。負荷系はＵ相、Ｏ相、Ｖ相からなる単相三線系であり、Ｕ相負荷２１がＵ相、Ｏ相間に、Ｖ相負荷２２がＯ相、Ｖ相間に接続される。Ｕ相とＶ相は電圧位相が１８０度異なる電圧１００Ｖの交流となっている。そして第１のＵ相フィルタコンデンサ１７の両端からＵ相負荷２１に、第１のＶ相フィルタコンデンサ１８の両端からＶ相負荷２２に出力線が接続される。

さらに、Ｐ側コンデンサ３とＮ側コンデンサ４を直流母線として半導体スイッチの直列体である第２のＵ相ブリッジ７と第２のＶ相ブリッジ８が並列に接続されている。第２のＵ相ブリッジ７の半導体スイッチの直列接続点からの出力線が第２のＵ相リアクトル１１に接続され、第２のＶ相ブリッジ８の半導体スイッチの直列接続点からの出力線が第２のＶ相リアクトル１２に接続される。第２のＵ相リアクトル１１は第２のＵ相フィルタコンデンサ１９と接続され、第２のＵ相フィルタコンデンサ１９のもう１線はＰ側コンデンサ３とＮ側コンデンサ４の直列接続点である中性点に接続される。同様に第２のＶ相リアクトル１２は第１のＶ相フィルタコンデンサ２０と接続され、第２のＶ相フィルタコンデンサ２０のもう１線は中性点に接続される。

第２のＵ相ブリッジ７、第２のＵ相リアクトル１１と第２のＵ相フィルタコンデンサ１９で第２のＵ相インバータ２００Ｕを構成し、第２のＶ相ブリッジ８、第２のＶ相リアクトル１２と第２のＶ相フィルタコンデンサ２０で第２のＶ相インバータ２００Ｖを構成している。すなわち、第２のＵ相インバータ２００Ｕは半導体スイッチの直列体である第２のＵ相ブリッジ７のハーフブリッジ構成のインバータとして動作する。同様に、第２のＶ相インバータ２００Ｖは半導体スイッチの直列体である第２のＶ相ブリッジ８のハーフブリッジ構成のインバータとして動作する。第２のＵ相リアクトル１１と第２のＵ相フィルタコンデンサ１９、および第２のＶ相リアクトル１２と第２のＶ相フィルタコンデンサ２０はそれぞれ平滑フィルタを構成している。そして第２のＵ相フィルタコンデンサ１９の両端からＵ相負荷２１に、第２のＶ相フィルタコンデンサ２０の両端からＶ相負荷２２に出力線が接続される。

以上の構成により、Ｕ相は、第１のＵ相インバータ１００Ｕと第２のＵ相インバータ２００Ｕが並列に接続され、並列運転する構成となっている。同様にＶ相は、第１のＶ相インバータ１００Ｖと第２のＶ相インバータ２００Ｖが並列に接続され、並列運転する構成となっている。

第１のＵ相インバータ１００Ｕでは、第１のＵ相リアクトル９に流れる電流、すなわち第１のＵ相ブリッジ５の出力電流を検出する第１のＵ相ブリッジ電流センサ１３を備えている。また第１のＶ相インバータ１００Ｖでは、第１のＶ相リアクトル１０に流れる電流、すなわち第１のＶ相ブリッジ６の出力電流を検出する第１のＶ相ブリッジ電流センサ１４を備えている。同様に、第２のＵ相インバータ２００Ｕでは、第２のＵ相リアクトル１１に流れる電流、すなわち第２のＵ相ブリッジ７の出力電流を検出する第２のＵ相ブリッジ電流センサ１５を備えている。また、第２のＶ相インバータ２００Ｖでは、第２のＶ相リアクトル１２に流れる電流、すなわち第２のＶ相ブリッジ８の出力電流を検出する第２のＶ相ブリッジ電流センサ１６を備えている。

各電流センサが検出する各電流値が共通コントローラー２３に入力される。また、図示していないが、Ｕ相の出力電圧Ｖｕ、Ｖ相の出力電圧Ｖｖ及びＰ側母線電圧Ｖｐ、Ｎ側母線電圧Ｖｎの電圧値を検出する電圧センサも備え、各電圧値が共通コントローラー２３に入力されている。電流情報、電圧情報を用いて各インバータは共通コントローラー２３により出力電圧が制御される。

図１の構成は、例えば、直流電源として太陽電池、蓄電池、燃料電池などの分散型電源
を想定し、商用交流電源に接続されるいわゆる系統連系のシステムにおいて、商用交流電源が停電した場合に、直流電源で自立運転を行う場合を想定した構成である。図１の構成において、系統連系運転時には、第１のＵ相ブリッジ５と第１のＶ相ブリッジ６とでフルブリッジ構成のインバータ、および第２のＵ相ブリッジ７と第２のＶ相ブリッジ８とでフルブリッジ構成のインバータとして動作させることを想定している。系統連系運転時は単相３線であっても両端のＵＶ相間に例えば２００Ｖに対して単相２線制御を利用し出力してよいため、フルブリッジインバータで動作させることができる。また系統に対してインバータが指定した電流値に制御し逆潮流させる電流制御を行っている。ただし、図１に示す構成そのものは、商用交流電源に接続される系統連系システムに限らず、定電圧電源、定電流電源などの直流電源装置から負荷に交流を供給するシステムであってもよい。

また、本実施の形態１では図１に示すようなフルブリッジ２レベル方式に代表されるＰＷＭインバータであるが、インバータの方式にはとらわれず、例えば３レベルインバータに代表されるマルチレベルインバータ方式でも利用できる。系統連系運転時には、第１のＵ相ブリッジ５と第１のＶ相ブリッジ６とでフルブリッジ構成のインバータを構成し、単相２線制御として各ブリッジの対角素子間で同期したゲート信号波形を用いて駆動し単相３線の両端であるＵＶ相間に電力を逆潮流させ、同様に第２のＵ相ブリッジ７と第２のＶ相ブリッジ８とでフルブリッジ構成のインバータを構成し前記単相２線制御を利用して単相３線の両端であるＵＶ相間に電力を逆潮流させる。

一方、自立運転時には第１のＵ相ブリッジ５を利用した第１のＵ相インバータ１００Ｕにて単相３線のＵＯ相間にハーフブリッジインバータとして動作させ、例えば１００Ｖ実効値の交流電圧波形になるように電圧制御を行う。また第１のＶ相ブリッジ６を利用した第１のＶ相インバータ１００Ｖにて単相３線のＯＶ相間にハーフブリッジインバータとして出力し、例えば１００Ｖ実効値でＵＯ相出力とは位相が反転した交流電圧波形になるように電圧制御を行う。位相を反転しているのでＵＶ相間には２００Ｖ実効値の線間電圧が発生することになる。同様に第２のＵ相ブリッジ７を利用した第２のＵ相インバータ２００Ｕにて単相３線のＵＯ相間にハーフブリッジインバータとして動作させ例えば１００Ｖ実効値の交流電圧波形になるように電圧制御を行う。また第２のＶ相ブリッジ８を利用した第２のＶ相インバータ２００Ｖにて単相３線のＯＶ相間にハーフブリッジインバータとして出力し、例えば１００Ｖ実効値でＵＯ相出力とは位相が反転した交流電圧波形になるように電圧制御を行う。

これらの電力変換器の半導体スイッチにはＩＧＢＴ（Ｉｎｓｕｌａｔｅｄ Ｇａｔｅ Ｂｉｐｏｌａｒ Ｔｒａｎｓｉｓｔｏｒ）、ＭＯＳＦＥＴ（Ｍｅｔａｌ Ｏｘｉｄｅ Ｓｅｍｉｃｏｎｄｕｃｔｏｒ Ｆｉｅｌｄ Ｅｆｆｅｃｔｉｖｅ Ｔｒａｎｓｉｓｔｏｒ）などに代表される自己消弧形の半導体スイッチング素子が用いられる。この半導体スイッチはそれぞれ並列にフリーホイールダイオードが接続されている。ＭＯＳＦＥＴの場合は寄生ダイオードを利用してもよい。

負荷が単相三線系であるため、Ｕ相負荷２１とＶ相負荷２２の消費電力量が異なるケースが多い。そのため、自立運転時にはＵ相インバータ、Ｖ相インバータをそれぞれ独立して定電圧制御を行っており、定電圧制御には出力波形を目標の正弦波電圧波形に制御できるように電流制御をマイナーループに取り入れている。この電流制御において、目標電流値に、以下に説明する特徴を持たせた。本電流制御にて、第１のＵ相インバータ１００Ｕ及び第２のＵ相インバータ２００Ｕの出力電流が、また同様に各Ｖ相の出力電流が所定の電流差になるように目標電流差を設定する。目標電流差は、以下に説明するように、各相毎に、それぞれのブリッジが分担すべき出力電流値と当該相のブリッジの出力電流の平均電流値との差として設定される。

図２は、共通コントローラー２３の概略構成を示すブロック図である。Ｕ相の制御に関し、Ｕ相電流演算部３０と第１のＵ相インバータ１００Ｕを制御する第１のＵ相インバータ制御部３１と第２のＵ相インバータ２００Ｕを制御する第２のＵ相インバータ制御部３２を備えている。第１のＵ相インバータ制御部３１は、電圧制御部３１ｖと電流差制御部３１ｉを備えている。同様に、第２のＵ相インバータ制御部３２は、電圧制御部３２ｖと電流差制御部３２ｉを備えている。電圧制御部３１ｖにおけるメインのループは、Ｕ相の出力電圧ＶｕおよびＰ側母線電圧Ｖｐ、Ｎ側母線電圧Ｖｎを用いて第１のＵ相インバータ１００Ｕ、すなわち第１のＵ相ブリッジ５を制御する制御信号を作成するよう構成されている。一方、電流演算部３０において、第１のＵ相ブリッジ電流センサ１３と第２のＵ相ブリッジ電流センサ１５からの電流信号により目標電流差を求め、電流差制御部３１ｉにより電流差の制御信号を作成する。この電流差制御部３１ｉにより作成した電流差の制御信号を出力電圧調整信号として電圧制御部３１ｖに出力し、第１のＵ相ブリッジ５を制御する制御信号を作成する。第２のＵ相インバータ制御部３２においても、同様にして第２のＵ相ブリッジ７を制御する制御信号を作成する。

さらに、Ｖ相の制御に関し、Ｖ相電流演算部４０と第１のＶ相インバータ１００Ｖを制御する第１のＶ相インバータ制御部４１と第２のＶ相インバータ２００Ｖを制御する第２のＶ相インバータ制御部４２を備えている。第１のＶ相インバータ制御部４１は、電圧制御部４１ｖと電流差制御部４１ｉを備えている。同様に、第２のＶ相インバータ制御部４２は、電圧制御部４２ｖと電流差制御部４２ｉを備えている。電圧制御部４１ｖにおけるメインのループは、Ｖ相の出力電圧ＶｕおよびＰ側母線電圧Ｖｐ、Ｎ側母線電圧Ｖｎを用いて第１のＶ相ブリッジ６を制御する制御信号を作成するよう構成されている。一方、電流演算部４０において、第１のＶ相ブリッジ電流センサ１４と第２のＶ相ブリッジ電流センサ１６からの電流信号により目標電流差を求め、電流差制御部４１ｉにより電流差の制御信号を作成する。この電流差制御部４１ｉにより作成した電流差の制御信号を出力電圧調整信号として電圧制御部４１ｖに出力し、第１のＶ相ブリッジ６を制御する制御信号を作成する。第２のＶ相インバータ制御部４２においても、同様にして第２のＶ相ブリッジ８を制御する制御信号を作成する。

ここではＵ相とＶ相両方が一つの共通コントローラー２３で制御される例を示しているが、自立運転にあたってはＵ相の共通コントローラーとＶ相の共通コントローラーが別々のコントローラーであっても良い。

図３は、図２のＵ相におけるＵ相電流演算部３０と電流差制御部３１ｉ、３２ｉの詳細構成を示すブロック図である。目標電流差は、目標電流差演算部３０１において、第１のＵ相ブリッジ５と第２のＵ相ブリッジ７に流れる電流の差分値を、インバータの負荷率を調整するようにして求める。Ｖ相電流演算部４０と電流差制御部４１ｉ、４２ｉの詳細構成および動作も同様であるので、以下Ｕ相を代表例として動作を説明する。

Ｕ相平均電流演算部３０２において、第１のＵ相ブリッジ電流センサ１３で検出される電流Ｉ１Ｕと第２のＵ相ブリッジ電流センサ１５で検出される電流Ｉ２Ｕとの２つの電流値からＵ相平均電流値を求めて出力する。第１のＵ相インバータ制御部３１の電流差制御部３１ｉにおいて、このＵ相平均電流値と、第１のＵ相ブリッジ電流センサ１３とから得るＵ相電流検出値との差分値を算出し、Ｕ相目標電流差演算部３０１において求めた目標電流差からこの差分値を減じた偏値を入力とした制御器３１３において、電圧制御部３１ｖに出力する第１のインバータＵ相出力電圧調整信号を作成する。また、第２のＵ相インバータ制御部３２の電流差制御部３２ｉにおいて、Ｕ相平均電流値と、第２のＵ相ブリッジ電流センサ１５とから得るＵ相電流検出値との差分値を算出し、Ｕ相目標電流差演算部３０１において求めた目標電流差からこの差分値を減じた偏値を入力とした制御器３２３において、電圧制御部３２ｖに出力する第２のインバータＵ相出力電圧調整信号を作成す
る。制御器３１３および３２３はＰ制御、ＰＩ制御に代表される制御方法を用いるのが一般的である。

差分値は、例えば第１のＵ相インバータ１００Ｕと第２のＵ相インバータ２００Ｕの定格容量の差によって決定する。第１のＵ相インバータ１００Ｕの定格容量と第２のＵ相インバータ２００Ｕの定格容量が同じ場合、Ｕ相目標電流差演算部３０１は、Ｕ相が供給する電流値を一致させるように制御させるように、それぞれのＵ相インバータの目標電流差として０を出力する。

また、第１のＵ相インバータ１００Ｕと第２のＵ相インバータ２００Ｕが供給する電流に意図的に差を設けるようにインバータ毎に流れる電流値を変えることもできる。第１のＵ相ブリッジ５と第２のＵ相ブリッジ７の定格容量の仕様に応じてそれぞれの電流値を調整することで各インバータの定格容量に対する負荷率を一致させるように制御することができる。用いる定格容量は、各インバータの定格電力容量であってもよいし、定格電流容量であっても良い。以下定格電力容量を例に説明する。

目標電流差は両インバータが出力しているＵ相の合計電流値に、第１のＵ相ブリッジ５と第２のＵ相ブリッジ７の定格容量比（以降インバータ定格比と称する）と台数平均値の差から求まる、それぞれのインバータの差分乗数を掛けた値とする。ここでインバータ定格比は２台のインバータの合計定格容量に対する各インバータの定格容量の比である。本実施の形態１では０から１の間の数字で定義する。また台数平均値とは１をインバータ台数で割った値、すなわちインバータの台数の逆数であり、本実施の形態１では２台のインバータであるため台数平均値は０．５となる。例えば第１のＵ相ブリッジ５の電力容量が６で、第２のＵ相ブリッジ７の電力容量が４のとき、インバータ定格比は第１のインバータでは１０分の６で０．６となり、第２のインバータでは１０分の４で０．４となる。台数平均値は０．５であるので第１のインバータ差分乗数は０．１、第２のインバータ差分乗数は−０．１となる。

第１のＵ相ブリッジ５では合計電流瞬時値が５Ａのとき、Ｕ相電流平均値との目標電流差は前記合計電流値５Ａに０．１を乗じた０.５Ａであり、電流値はＵ相電流平均値２．
５Ａに前記目標電流差０．５Ａを足した３Ａとなる。第２のＵ相ブリッジ７ではＵ相電流平均値との目標電流差は前記合計電流値５Ａに−０．１をかけた−０.５Ａであり、電流
値はＵ相電流平均値２．５Ａに前記目標電流差−０．５Ａを足した２Ａとなる。よって図４に示すように、第１のＵ相インバータ１００Ｕと第２のＵ相インバータ２００Ｕはインバータ定格比で分流させることができる。

以上では各相で２台のインバータを並列させて運転させている場合を説明したが、インバータの数は３台以上でもよい。インバータの台数をＮ台とした時の各相の相電流平均値は下記の通りとなる。
Ｕ相電流合計値＝Ｉ１Ｕ+Ｉ２Ｕ+Ｉ３Ｕ+・・・+ＩＮＵ
Ｖ相電流合計値＝Ｉ１Ｖ+Ｉ２Ｖ+Ｉ３Ｖ+・・・+ＩＮＶ
Ｕ相電流平均値＝Ｕ相電流合計値÷Ｎ
Ｖ相電流平均値＝Ｖ相電流合計値÷Ｎ

ここで、系統連系運転時に第Ｘ番目のＵ相ブリッジである第ＸＵ相ブリッジと第Ｘ番目のＶ相ブリッジである第ＸＶ相とでフルブリッジインバータを構成することを想定した場合、通常、第ＸＵ相ブリッジと第ＸＶ相ブリッジは同じ定格容量となる。この場合、並列接続される各インバータの定格容量をＰ１、Ｐ２、Ｐ３・・・、ＰＮとしたとき、各インバータ定格比は以下の通りそれぞれインバータ毎に求められる。
第Ｘインバータ定格比＝ＰＸ÷（Ｐ１+Ｐ２+Ｐ３+・・・+ＰＮ）
台数平均値は以下の通り共通の値として求められる。
台数平均値＝１÷Ｎ
各インバータの差分乗数は以下の通り求められる。
第Ｘのインバータ差分乗数＝第Ｘのインバータ定格比−台数平均値
上記より各インバータの各ブリッジの相電流平均値との目標電流差は以下の通りとなる。
第ＸＵ相ブリッジの目標電流差＝Ｕ相電流合計値×第Ｘのインバータ差分乗数
第ＸＶ相ブリッジの目標電流差＝Ｖ相電流合計値×第Ｘのインバータ差分乗数

また、Ｎ台のインバータの定格容量が全て同じである場合、あるいは定格容量が少し異なっていても各インバータの電流値を同じ電流値としたい場合は、上述の演算を行わずに、全てのインバータの目標電流差を０に設定すれば良い。

以上のように、本発明の実施の形態１による電力変換装置では、複数のインバータを並列して運転させる構成において、各インバータの定格容量で重みづけした出力電流の平均電流値からの目標電流差に基づいて、各インバータの平均電流値からの電流差が所定の値となるよう制御する。あるいは各インバータの電流値を同じ電流値としたい場合は目標電流差を０として制御する。すなわち電流値そのものではなく各インバータを平均電流値からの電流の差分だけで制御するため、負荷電流が大きく変動した場合でも、負荷が求める合計電流値への影響を与えないため、各インバータの出力電流合計値を負荷電流に追従させることができ、安定して制御できる。これに対し、各インバータ毎の目標電流そのものにより各インバータの出力電流量を制御する構成では、負荷電流が大きく変動した場合、制御遅れにより各インバータの出力電流合計値を負荷電流に追従させることが難しい。

また、制御に用いる検出電流値としては、負荷に流れる電流値ではなく、それぞれのインバータの半導体スイッチによるブリッジの出力電流そのものを検出した電流値を用いる構成となっているため、制御応答の遅れが少なく、より安定な制御が達成できる。

実施の形態１によれば、１台のインバータへの電流の偏りを抑制し、あるいは定格容量に応じた比率で出力電流を個別に制御することができ、各インバータに過剰な電流が流れることを抑制し発熱バランスをとることができる。

実施の形態２．
図５は、本発明の実施の形態２による電力変換装置の共通コントローラーの構成を示すブロック図である。本実施の形態２の電力変換装置を含む系全体の構成は実施の形態１と同じ図１に示す構成である。本実施の形態２では、第１のＵ相インバータ１００Ｕおよび第１のＶ相インバータ１００Ｖは実施の形態１で示した出力電圧調整信号を用いた制御を行わず、第２のＵ相インバータ２００Ｕおよび第２のＶ相インバータ２００Ｖのみ出力電圧調整信号を用いた制御を行うように共通コントローラー２３で制御する。図５におけるＵ相電流演算部３０、第２のＵ相インバータ制御部３２の電流差制御部３２ｉ、およびＶ相電流演算部４０、第２のＶ相インバータ制御部４２の電流差制御部４２ｉの構成は実施の形態１と同様である。

なお、各相でインバータがＮ台ある場合は、各相一つのインバータのみ出力電圧調整信号を用いた制御を行わないように制御する構成にすれば良い。第１から第ＮまでＮ台のインバータがある場合、例えば第１のインバータの制御のみ、図５の第１のＵ相インバータ１００Ｕ制御部３１および第１のＶ相インバータ１００Ｖ制御部４１の構成とすればよい。

実施の形態２によれば、第１のインバータ以外のインバータの電流制御に対して残りの制御量を第１のインバータが自動調整するため、制御誤差による不安定性を低減すること
ができる。

実施の形態３．
本実施の形態３では３台以上のＮ台の複数のインバータを並列運転させる場合に適用する場合の実施の形態である。本実施の形態では低負荷時のように、並列接続されたインバータのうち変換効率の最も低いものを停止し、残りのインバータで負荷率を再調整する。

変換器の電力変換効率は負荷量により異なる。例えば図６のように中負荷、高負荷領域に比べて、軽負荷領域では電源損失やリアクトルの鉄損など負荷によらず一律に発生する損失の影響が大きくなり変換効率が低くなることが多い。

本実施の形態では、例えば第１のインバータを停止し、第２から第Ｎのインバータのみで動作させ、第２から第Ｎのインバータは実施の形態１あるいは実施の形態２による出力電圧調整信号による制御を実施する。尚、停止する台数は１台でなくてもよく、総負荷量を出力可能な台数のインバータが運転していればよい。この場合、各インバータが軽負荷域で動作するよりも、運転台数を減らして１台あたりの負荷量を高負荷側に移行させることで全体での電力変換のロスを抑制することができる。

実施の形態４．
図７は、本発明の実施の形態４による電力変換装置を含む系全体を模式的に示す構成図である。フルブリッジ構成の第１のブリッジ５５で構成される第１のインバータ１００とフルブリッジ構成の第２のブリッジ７７で構成される第２のインバータ２００が、直流入力と交流出力の間に並列接続されて、直流を単相交流に変換して単相負荷２５に電力を供給する構成となっている。共通コントローラー２３０の構成を図８に、電流演算部３００および電流差制御部３１０ｉ、電流差制御部３２０ｉの構成を図９に示す。電流演算部３００では、第１のブリッジ５５の電流を検出する第１のインバータ電流センサ１３０と、第２のブリッジ７７の電流を検出する第２のブリッジ電流センサ１５０との検出電流により、実施の形態１で説明したのと同様、合計電流値、目標電流差を算出し、これらの値に基づいて、第１のインバータ制御部３１０の電流差制御部３１０ｉ、および第２のインバータ制御部３２０の電流差制御部３２０ｉにおいて、それぞれのインバータの出力電圧調整信号を作成し、それぞれ電圧制御部３１０ｖおよび電圧制御部３２０ｖに出力する構成となっている。

図７のような、単相２線負荷において、複数のインバータを並列運転して負荷に電力を供給する系に対しても、本発明は有効である。

以上の各実施の形態をまとめると、本発明は、複数のインバータ（例えば実施の形態１の第１のＵ相インバータ１００Ｕと第２のＵ相インバータ２００Ｕの組み合わせ、あるいは第１のＶ相インバータ１００Ｖと第２のＶ相インバータ２００Ｖの組み合わせ、もしくは実施の形態４の第１のインバータ１００と第２のインバータ２００の組み合わせ、または３台以上のインバータの組み合わせ、など）がそれぞれ、直流の正極と負極の間に接続された半導体スイッチの直列体により構成されるブリッジ（例えば実施の形態１における第１のＵ相ブリッジ５、第２のＵ相ブリッジ７、第１のＶ相ブリッジ６、第２のＶ相ブリッジ８などのハーフブリッジ、あるいは実施の形態４の第１のブリッジ、第２のブリッジなどのフルブリッジ）と、このブリッジの出力電流を検出する電流センサとを備え、電流演算部において、これらの電流センサにより検出されたそれぞれのブリッジの出力電流値から前記複数のインバータのそれぞれのブリッジの出力電流値の合計電流値および平均電流値を演算し、それぞれのブリッジの出力電流が、前記平均電流値に対してそれぞれのブリッジの定格容量に基づいた電流差となるように設定される目標電流差を求め、電流差制御部が、電流演算部で求めた目標電流差から、前記電流センサにより検出されたそれぞれのブリッジの出力電流値と前記平均電流値との差分値を減じた偏値を用いて、それぞれのインバータの出力電圧調整信号を作成し、作成したそれぞれの出力電圧調整信号をそれぞれの前記電圧制御部に出力するよう構成したものである。

なお、本発明は、その発明の範囲内において、各実施の形態を組み合わせたり、各実施の形態を適宜、変形、省略したりすることが可能である。

５ 第１のＵ相ブリッジ、６ 第１のＶ相ブリッジ、７ 第２のＵ相ブリッジ、８ 第２のＶ相ブリッジ、１３ 第１のＵ相ブリッジ電流センサ、１４ 第１のＶ相ブリッジ電流センサ、１５ 第２のＵ相ブリッジ電流センサ、１６ 第２のＶ相ブリッジ電流センサ、３０ Ｕ相電流演算部、４０ Ｖ相電流演算部、３１ｉ、３２ｉ、４１ｉ、４２ｉ、３１０ｉ、３２０ｉ 電流差制御部、３１ｖ、３２ｖ、４１ｖ、４２ｖ、３１０ｖ、３２０ｖ 電圧制御部、５５ 第１のブリッジ、７７ 第２のブリッジ、１００ 第１のインバータ、１００Ｕ 第１のＵ相インバータ、１００Ｖ 第１のＶ相インバータ、２００ 第２のインバータ、２００Ｕ 第２のＵ相インバータ、２００Ｖ 第２のＶ相インバータ

Claims (7)

1. 直流を単相交流に変換する複数のインバータが、直流入力と交流出力の間に並列に接続され、前記複数のインバータは交流出力電圧を制御するそれぞれの電圧制御部により制御される電力変換装置において、
   前記複数のインバータはそれぞれ、直流の正極と負極の間に接続された半導体スイッチの直列体により構成されるブリッジと、このブリッジの出力電流を検出する電流センサとを備え、
   これらの電流センサにより検出されたそれぞれのブリッジの出力電流値から前記複数のインバータのそれぞれのブリッジの出力電流値の平均電流値を演算し、それぞれのインバータに対して、それぞれのブリッジが分担すべき出力電流値と前記平均電流値との差である目標電流差を設定する電流演算部と、
   前記目標電流差から、前記電流センサにより検出されたそれぞれのブリッジの出力電流値と前記平均電流値との差分値を減じた偏値を用いて、それぞれのインバータの出力電圧調整信号を作成し、作成したそれぞれの出力電圧調整信号をそれぞれの前記電圧制御部に出力する電流差制御部とを備えたことを特徴とする電力変換装置。
2. 電流演算部は、前記複数のインバータのそれぞれのブリッジの出力電流値の合計電流値を演算し、前記目標電流差として、それぞれのインバータの定格容量を前記複数のインバータの定格容量の合計値で除した値から、前記複数のインバータの台数の逆数を減じた値である、それぞれのインバータの差分乗数に、前記合計電流値を乗じた値を設定することを特徴とする請求項１に記載の電力変換装置。
3. 前記電流演算部は、前記複数のインバータの全てのインバータにおいて前記目標電流差を０に設定することを特徴とする請求項１に記載の電力変換装置。
4. 前記複数のインバータはそれぞれ、直流の正極と負極との間に接続された半導体スイッチの直列体によるハーフブリッジの構成であることを特徴とする請求項１から３のいずれか１項に記載の電力変換装置。
5. 前記複数のインバータはそれぞれ、直流の正極と負極との間に半導体スイッチの直列体である前記ブリッジが並列に接続されたフルブリッジの構成であことを特徴とする請求項１から３のいずれか１項に記載の電力変換装置。
6. 前記複数のインバータのうち一つのインバータの前記電圧制御部は、前記出力電圧調整信号を用いた制御を行わないことを特徴とする請求項１から５のいずれか１項に記載の電力変換装置。
7. 前記複数のインバータの台数が３以上であり、交流出力の電力が予め定められた電力以下である場合、前記複数のインバータのうち、少なくとも一つのインバータの運転を停止し、他の複数のインバータの運転により交流出力を行うことを特徴とする請求項１から６のいずれか１項に記載の電力変換装置。

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