JP6567655B2 - 無線周波数（ｒｆ）電力増幅器回路とｒｆ電力増幅器バイアス回路 - Google Patents

Description

本開示は一般に無線周波数（ＲＦ）集積回路に関し、詳しくは、ＷｉＦｉ（登録商標）アプリケーションにおける広範囲バースト信号にわたって高線形性の相補型金属酸化膜半導体（ＣＭＯＳ）ＲＦ電力増幅器に関する。

（関連出願の相互参照）
本願は、２０１４年９月１０日に出願された「HIGH-LINEARITY CMOS WIFI RF POWER AMPLIFIERS IN WIDE RANGE OF BURST SIGNALS」との名称の米国仮出願第６２／０４８，７３７号に関連し当該仮出願の利益を主張する。その開示は全体がここに参考として完全に組み入れられる。

長距離及び短距離にわたり同様に情報を伝送することに係る様々な状況において複数の無線通信システムが利用されており、それぞれの特定ニーズに対処するべく広範囲のモダリティが業界周知である。一般的な問題として、無線通信は、情報／データを表すべく様々に変調されたＲＦキャリア信号に関連し、当該信号のエンコード、変調、送信、受信、復調、及びデコードは、これらを調整するための一セットの規格に従う。

ローカルエリアデータネットワークの状況において、一般には（支配的ＩＥＥＥ規格を参照する）ＷｉＦｉ及び８０２．１１とも称するＷＬＡＮすなわち無線ＬＡＮが、最も広く展開されている。その後の、８０２．１１ａｃのような、さらに進化したＷｉＦｉ規格と、それが基礎としていた以前の８０２．１１ｎ及び８０２．１１ａ規格とが、データを送信するべく異なる周波数の等間隔サブキャリアが使用される直交周波数分割マルチプレクシングシステムを特定する。ローカルエリア内のいくつかのコンピュータシステム又はネットワークノードがアクセスポイントに接続可能であり、当該アクセスポイントはさらに、他のネットワーク及び大きなグローバルインターネットネットワークへのリンクを与え得る。携帯電話機、タブレット及びパーソナルコンピュータからのすべてのフォームファクタのコンピュータデバイスは今やＷｉＦｉ接続を有し、ＷｉＦｉネットワークはどこでも見つけることができる。

任意の無線通信システムにとっての基礎となることだが、ＷｉＦｉネットワークインタフェイスデバイスは、送受信器、すなわち送信器及び受信器の回路群の組み合わせを含む。送受信器は、そのデジタルベースバンドシステムにより、デジタルデータをアナログベースバンド信号へとエンコードし、ベースバンド信号をＲＦキャリア信号によって変調する。受信の際、送受信器は、ＲＦ信号をダウンコンバートし、ベースバンド信号を復調し、当該ベースバンド信号によって表されるデジタルデータをデコードする。送受信器に接続されたアンテナが、電気信号を電磁波に変換し、電磁波を電気信号に変換する。ほとんどの場合、送受信器回路群自体は、通信に必要とされる十分な電力を生成するわけでも十分な感度を有するわけではない。それゆえ、フロントエンドと称する付加回路が送受信器とアンテナとの間で利用される。フロントエンドは、受信感度を増加させるべく送信電力及び／又は低雑音増幅器をブーストする電力増幅器を含む。

ＷｉＦｉシステムにおいて利用されるＲＦ電力増幅器は、送信された信号の誤差ベクトル振幅（ＥＶＭ）に関して記述される線形性能を有するのが理想的である。エネルギーを節約するべく、電力増幅器は、その入力に印加される送信信号バーストに応じてオン及びオフにされる。しかしながら、かかる切り替えは、過渡的な電流、電圧、電力利得、位相等を生じさせる。特に、ランプ信号のエッジがＥＶＭの劣化をもたらす。これは、動的ＥＶＭとも称され、電力増幅器に印加される制御信号が連続的なオン状態にある静的ＥＶＭとは異なると理解されている。動的に切り替わる電流及び電圧に起因する過渡信号に加え、電力増幅器回路群におけるトランジスタのサーマル特性も過渡信号に寄与する。

非特許文献１には、サーマル効果の動的ＥＶＭへの影響が提示され、静的ＥＶＭと比較されている。しかしながら、バースト時の出力電力レベル変化については説明が限られており、利得変化に等しいと理解されている。従来型通信システムは、記述される小さな電力レベル変動によって信号を容易に復調することができる。動的ＥＶＭに影響を与えるサーマル加熱の根本原因が探求されている一方で、部分的な説明が提案されているにすぎない。続いて、非特許文献２において、サーマル効果の結果、変調信号に見出される振幅・振幅（ＡＭ−ＡＭ）及び振幅・位相（ＡＭ−ＰＭ）歪み双方の存在が開示されている。これらの歪みが、相互変調積のレベル及び位相に影響を与えることが見出されている。記載のシミュレーションによれば、５０ｋＨｚの２トーン間隔を下回っても、相互変調歪みの左側及び右側の積に違いはなかった。実際の実装では、包絡線の変動は、数メガヘルツ又は数十メガヘルツのレートとなり得る。かかる高速の周波数変動は、半導体ダイ内での電力増幅器トランジスタ温度の高速かつ大きな変動を引き起こすとは理解されていない。従来型ガリウムヒ素（ＧａＡｓ）又はシリコン技術を利用するＷｉＦｉシステムでは、電力増幅器トランジスタ段に対するサーマル時定数は、数マイクロ秒から数十マイクロ秒までの範囲となり得る。

送信バーストの初期において電力増幅器過渡を補償する手法が特許文献１に開示されている。この手法は、連続的な電流整形を伴うＲＦ信号バーストの前に、数百マイクロ秒にわたる高電流によるパルス状の「予備加熱」を要すると理解されている。かかる「予備加熱」は、ＷｉＦｉ信号にとっては非実用的と理解されている。これは、入来するＲＦ信号バーストが、ネットワークプロトコルに応じて多数の因子に依存するからである。問題点として理解されるのは、ＲＦ送信信号の遅延が、データスループットの実質的な低下をもたらすことである。さらに、付加的な制御入力／タイミングが必要とされるが、これは、既存のＷｉＦｉプラットホームソリューションに欠けているのが典型的である。

特許文献２は、ＷｉＦｉ電力増幅器におけるＲＦトランジスタのベースに適用されるバイアスブースト回路を開示する。ＲＦ過渡を補償するべく、当該バーストの初期に印加される指数関数的に減衰するブースト電流に加え、一定のバイアスがＲＦ信号バースト中に印加される。この手法は、ＣＭＯＳベースの電力増幅器においてバイポーラトランジスタが実装された電力増幅器に対しては適切かもしれないが、高レベルの過渡が生じ得るので動的ＥＶＭをさらに劣化させ得る。

特許文献３は、位相補償回路群を備えた電力増幅器を開示する。具体的には、線形電力増幅器に対するプリディストーションによるＲＦ信号電力レベルにわたる位相補償が開示されるが、信号バーストエッジにおける動的ＥＶＭ変動を最小化するのに有用とは理解されていない。

ＷｉＦｉ電力増幅器に特有の過渡補償回路が特許文献４に開示されている。特許文献２と同じ趣旨に沿ってＲＦ信号バーストの初期において電流を付加するべく、電流ステアリング回路が使用される。しかしながら、動的劣化が考慮されておらず、ソリューションは、電力レベル依存性に限られているようである。

非特許文献３において、ＷｉＦｉフロントエンド回路用のシリコンゲルマニウム（ＳｉＧｅ）ヘテロ接合バイポーラトランジスタ（ＨＢＴ）電力増幅器を使用して実装された動的ＥＶＭ補償回路の試験結果が開示されている。異なるバースト条件に対する動的ＥＶＭの根本的原因としてサーマル依存性が示されたが、移動体アプリケーションにとって典型的な、ほぼ１７６マイクロ秒というかなり短いバースト窓が考慮されただけである。提案の回路においては、異なる電力レベルにおける事前較正中にデジタル設定が必要となる。さらに、提案の回路は、８０２．１１ａｃ規格に特定される方式のような、ごく最近の変調方式に典型的な増加したバイアス電圧には不適切と理解される。

これらの趣旨に沿うと、８０２．１１ｎ及び／又は８０２．１１ａｃを実装する最近のＷｉＦｉシステムは、アクセスポイント又はルータの動作において典型的となる大量データを送信するべく、数ミリ秒までの広いバーストを用い得る。送信電力レベルが高まるにつれて実質的となるサーマル問題によって動的ＥＶＭ補償回路が複雑となる。かかる高電力アプリケーション、ＧａＡｓ半導体材料は、シリコン材料のほぼ３倍のサーマル抵抗を有するので、これによって製造された回路は、異なるバースト条件において過渡及び動的ＥＶＭ劣化を生じがちである。

したがって、業界には、バースト持続時間全体にわたって動的ＥＶＭの問題に対処する必要性が存在する。すなわち、業界には、ＷｉＦｉアプリケーションにおいて広範囲のバースト信号にわたり高線形性を有するＲＦ電力増幅器が必要とされている。

"Static and Dynamic Error Vector Magnitude Behavior of 2.4-GHz Power Amplifier", Sang-Woong Yoon, IEEE Transactions on Microwave Theory and Techniques, Vol. 55, No. 4, April 2007 "Self-heating and Memory Effects in RF Power Amplifiers Explained Through Electro-Thermal Modeling", Wei Wei, et al., in NORCHIP 2013, November 2013 "Front-end Modules with Versatile Dynamic EVM Correction for 802.11 Applications in the 2 GHz Band", Samelis, et al., 2014 IEEE Topical Conference on Power Amplifiers for Wireless and Radio Applications (PAWR), Jan. 2014

米国特許第８，２６０，２２４号明細書 米国特許出願公開第２０１３／０３０７６２５号明細書 米国特許出願公開２０１３／０１２７５４０号明細書 米国特許第７，５３２，０６６号明細書

本開示は、信号送信バースト全体の持続時間にわたり利得及び位相の特性を調整することによってＷｉＦｉのＲＦ電力増幅器における動的ＥＶＭの問題を解決することに関する。一般に、利得及び位相特性は、バースト持続時間にわたり電力増幅器に対してバイアス電圧を適切に調整することによって補償することができる。さらに、様々な実施形態が、動的ＥＶＭをさらに最小限にするべく、広範囲の周囲温度にわたるバイアス電圧の調整を考慮する。

本開示の一実施形態によれば、電力増幅器及び制御回路からなる無線周波数（ＲＦ）電力増幅器回路が存在する。電力増幅器は、電力増幅器出力及びＲＦ信号入力を含んでよい。制御回路は、電力増幅器に選択的にバイアスをかけてよく、補助電流源と当該補助電流源に接続されたランプアップキャパシタとを含んでよい。さらに、制御回路は、補助電流源に接続されたランプアップスイッチを含んでよい。ランプアップスイッチは、補助電流源を選択的にアクティブにすることにより、ＲＦ信号バーストに対応する制御信号に応答してランプアップキャパシタを充電することができる。制御回路はまた、出力及び入力がランプアップキャパシタに接続されたバッファも含んでよい。バッファの入力における電圧は、ＲＦ信号バースト持続時間に対して線形的に依存する。加算ノードにおいてバッファの出力に接続され得る主要電流源も存在してよい。加算ノードはさらに、電力増幅器に接続してよい。

本開示の他実施形態は、開始ランプ信号入力、主要電流源入力、補助電流源入力及び回路出力を備えたＲＦ電力増幅器バイアス回路に関する。補助電流源入力に接続されたランプアップキャパシタも存在してよい。バイアス回路はまた、開始ランプ信号入力に接続されたランプアップスイッチトランジスタも含んでよい。ランプアップスイッチトランジスタは、補助電流源入力をランプアップキャパシタに接続するべく、開始ランプ信号入力によって選択的にアクティブにされ得る。加算ノードにおいて入力がランプアップキャパシタに接続されて出力が主要電流源入力に接続されたバッファ段が存在してよい。さらに、バイアス回路は、ゲート端子が回路出力に対応してソース端子が加算ノードに及びゲート端子に接続されたミラートランジスタを含んでよい。

一バリエーションにおいて、ランプアップキャパシタを放電させるべく、ＲＦ信号送信バーストの終わりにアクティブにされるランプダウンスイッチトランジスタが存在してよい。他バリエーションにおいて、入力がランプアップキャパシタに接続されて出力がバッファ段に接続されたインバータ段が存在してよい。ここで、ランプアップスイッチは、持続時間がＲＦ信号送信バーストよりも短いパルスによって駆動される。

本開示のさらなる他実施形態は、バイアス出力を備えたＲＦ電力増幅器バイアス回路であり、第１電流出力が第１電圧レベルを生成して第２電流出力が第２電圧レベルを生成するバンドギャップ基準回路に接続可能である。回路は、第１投端子、第２投端子及び極端子を有するスイッチを含んでよい。第１投端子は、バンドギャップ基準回路の第１電流出力に接続されてよく、第２投端子は、バンドギャップ基準回路の第２電流出力に接続されてよい。スイッチは、スイッチイネーブル入力に応答して第１投端子及び第２投端子を選択的に極端子に接続し得る。第１差動入力、第２差動入力及び演算増幅器出力を備えた演算増幅器も存在してよい。演算増幅器もまた、バンドギャップ基準回路から給電される。バイアス回路は、演算増幅器の第１差動入力に接続されたランプ抵抗器・キャパシタネットワークも含む。ランプ抵抗器・キャパシタネットワークのランプ抵抗器は、スイッチの極端子に接続され得る。バイアス回路は、演算増幅器の出力に接続された出力トランジスタを有し得る。これはさらに、バイアス出力に対応する出力を画定し得る。フィードバック抵抗器ネットワークは、出力トランジスタに及び演算増幅器の第２差動入力に接続されてよい。バイアス出力の電圧は、スイッチが第１投端子と極端子との接続から第２投端子と極端子との接続へと選択的にアクティブにされることに伴い、第１電圧レベルから第２電圧レベルまでランプし得る。

本開示の様々な実施形態が、以下の詳細な説明を参照して添付図面とともに読む場合に最も良く理解される。

以下の説明と、全体を通して同じ部品を同じ番号で参照する図面とについて、ここに開示される様々な実施形態のこれら及び他の特徴が良く理解される。

ＩＥＥＥ８０２．１１無線ＬＡＮ規格用の物理層コンバージェンスプロトコル（ＰＬＣＰ）データ単位を例示する線図である。 直交周波数分割マルチプレクシング（ＯＦＤＭ）トレーニングシーケンス構造／ＰＬＣＰプリアンブルを例示する線図である。 複数のシンボルにわたる周波数オフセット推定と、パケットバーストにわたる誤差ベクトル振幅（ＥＶＭ）全体に寄与する結果的な位相誤差とを例示する線図である。 ＲＦ電力増幅器バイアス制御回路の第１実施形態の模式的な線図である。 図４に示されたバイアス制御回路の簡略化された模式的な線図である。 ＲＦ電力増幅器バイアス制御回路の第２実施形態の模式的な線図である。 ＲＦ電力増幅器バイアス制御回路の第３実施形態の模式的な線図である。 図８Ａ〜８Ｃは、図７に示されたＲＦ電力増幅器バイアス制御回路の第３実施形態において使用されたイネーブルラインの理想的なタイミング図である。 図７に示されたＲＦ電力増幅器バイアス制御回路の第３実施形態の、シミュレートされた過渡特性をプロットするグラフである。 本開示の様々な実施形態に係るバイアス制御回路のために生成された温度補償済み基準電圧の、一定範囲の周囲温度にわたる補償特性をプロットするグラフである。

本開示は、広範囲のＷｉＦｉバースト信号長にわたって動的誤差ベクトル振幅（ＥＶＭ）が最小となる高線形性を有するＲＦ電力増幅器回路に関する。ＲＦ電力増幅器の利得及び位相は、ＲＦ電力増幅器段の一以上へのバイアス電圧を使用した補償により、バースト持続時間全体にわたって、かつ、広範囲の周囲温度にわたって調整される。

以下の詳細な説明は、添付図面に関連して、電力増幅器回路及びバイアス制御回路の、現在検討されているいくつかの実施形態の説明として考慮されるが、開示の発明が開発又は利用され得る唯一の形態を提示することを考慮するわけではない。本説明は、例示される実施形態に関連する機能及び特徴を記載する。しかしながら、異なる実施形態によって同じ又は等しい機能を遂行できることも理解すべきである。当該異なる実施形態は、本開示の範囲内に包含されることが意図される。さらに理解すべきなのは、第１、第２等のような関連用語の使用は、かかる実体間のそのような実際の関連性又は順序のいずれも、必ずしも要求又は示唆することのない、一の実体を他の実体から区別するためのみの使用となる点である。

図１の線図は、物理層コンバージェンスプロトコル（ＰＬＣＰ）データ単位（ＰＰＤＵ１０）を例示する。これは、ＩＥＥＥ８０２．１１規格のもとで画定される基本的な物理層送信フレームを代表すると理解される。上述したように、８０２．１１ａｃのようなごく最近のＷｉＦｉ規格は、８０２．１１ａｃが基礎とする初期の８０２．１１ａ及び８０２．１１ｎ規格と同様、データが等間隔のサブキャリアにおいて送信される直交周波数分割マルチプレクシングを利用する。サブキャリアの数は帯域幅に大きく依存し、２０ＭＨｚ帯域幅のための６４サブキャリアから、１６０ＭＨｚ帯域幅のための５１２サブキャリアまでばらつき得る。初期の８０２．１１ａ及び８０２．１１ｎ規格のもとで動作するレガシーデバイスと共存するべく、超高スループット（ＶＨＴ）デバイスが必要とされる。したがって、ＶＨＴデバイスは、すべての８０２．１１デバイスがパケットと同期し得るように、各２０ＭＨｚサブ帯域において同じプリアンブルを送信する。

さらに詳しくは、混合フォーマットＰＰＤＵ１０が、２シンボルのレガシーショートトレーニングフィールド（Ｌ−ＳＴＦ）と、やはり２シンボルのレガシーロングトレーニングフィールド（Ｌ−ＬＴＦ）とを含む。これらは、以前の規格との下位互換性を目的として使用され、さもなくばＲＦ電力増幅器の効率を低減させるピーク対平均電力比（ＰＡＰＲ）の効果を緩和するべく、各２０ＭＨｚサブ帯域のために位相回転によって複製される。これらのトレーニングフィールドの後には、バイナリ位相シフトキーイング（ＢＰＳＫ）によって送信される１シンボルのレガシー信号フィールド（Ｌ−ＳＩＧ）が続く。

ＶＨＴ送信に固有のフィールドは、８０２．１１ａｃのＰＰＤＵ１０の一部でもあり、２シンボルのＶＨＴ−ＳＩＧ−Ａフィールドを含む。これは、受信器がどのようにして後続パケットを解釈するべきかを通信し、帯域幅、ＭＩＭＯストリームの数、使用される空間・時間ブロックコード、ガードインターバル等を特定する。加えて、ＭＩＭＯ動作に対する利得制御推定を改善するために使用される１シンボルのＶＨＴショートトレーニングフィールド（ＶＨＴ−ＳＴＦ）と、それぞれ１シンボルの可変数（１、２、４、６又は８つ）のＶＨＴロングトレーニングフィールド（ＶＨＴ−ＬＴＦ）とが存在する。ペイロードデータを詳述するＶＨＴ−ＳＩＧ−Ｂフィールドが存在する。これは、マルチユーザーモードのためのデータ長及び変調コーディング方式を含む。これらのフィールドに引き続くのがＤＡＴＡデータフィールドである。

ここで図２の線図を参照すると、ＯＦＤＭトレーニングシーケンス構造１２には、ｔ１からｔ１０までのショートトレーニングシンボルと、ガードインターバルＧＩ２によって区切られたＴ１及びＴ２のロングトレーニングシンボルとが含まれる。トレーニングシンボルの第１セット１２ａが、信号検出、自動利得制御及びダイバーシティ選択を目的として使用される一方、トレーニングシンボルの第２セット１２ｂは、受信器ノードにおける粗い周波数オフセット推定とタイミング同期とを目的として使用される。各シンボルは、１６サンプル長すなわち０．８μｓである。第３セット１２ｃ内にあるロングトレーニングシンボルは、細かい周波数オフセット推定とチャンネル係数推定とを目的として使用される。ロングトレーニングシンボルの後には、それぞれがガードインターバルＧＩによって区切られたＳＩＧＮＡＬ及びＤＡＴＡフィールドが続く。

位相トラッキングは、ＷｉＦｉ実装にとっての中心的要求である。ＯＦＤＭ（直交周波数分割マルチプレクシング）が多数のサブキャリアからなり、各サブキャリアがＢＰＳＫ、ＱＰＳＫ及びＱＡＭのような振幅及び位相変調を備えるからである。ここで図３の線図を参照すると、受信チェーンにおいてＰＬＬ（位相ロックループ）周波数を設定するべく、粗い周波数オフセット推定が、第２シンボルにおいて復調器により使用される。周波数検出器が信号の位相検出に基づくことが理解される。復調器における細かい周波数オフセット推定が、第４シンボルの終わりまでにＰＬＬの正確な周波数を設定する。基準位相はΔΦ＝０に設定される。各連続シンボルがΔΦ＝０と対比されるので、各連続シンボルは、周波数オフセットがＰＬＬにおいて確立される箇所である位相Φ１を基準とする位相誤差ΔΦｎを有すると理解される。かかる誤差の合計が、送信チェーンに存在し得る他の振幅誤差を伴って、パケットバーストにわたる全体的なＥＶＭをもたらすと理解される。この手法は、業界においてプリアンブルトラッキングと称され、ペイロードトラッキング手法に対し、必要なプロセッサリソースが最小限になりかつＷｉＦｉシステムの電流消費が低減されるとの利点を有すると理解される。

本開示の様々な実施形態は、プリアンブルトラッキングＷｉＦｉシステムにおいて動的ＥＶＭを最小限にすることに関する。図４の模式的な線図を参照すると、バイアス制御回路１４ａの第１実施形態が、トランジスタＱ１によって代表されるＲＦ電力増幅器段に接続されるように示される。この点で、バイアス制御回路１４ａはバイアス制御出力１６を有すると理解される。トランジスタＱ１のゲートは、ＲＦ電力増幅器入力に対応し、ＲＦ電力増幅器入力にはＲＦ信号入力も接続される。

ＲＦ電力増幅器、例えばトランジスタＱ１は、ミラートランジスタＱ２を含む電流ミラー回路１８によるバイアスを受ける。ミラートランジスタＱ２のゲート端子及びドレイン端子はＲＦ電力増幅器の入力、具体的にはトランジスタＱ１のゲート端子に接続される。抵抗器Ｒ１がトランジスタＱ１及びＱ２の各ゲート端子を相互接続し、ＲＦ信号入力をバイアス制御回路１４からデカプリングすると理解される。したがって、抵抗器Ｒ１は大きな値を有する。ミラートランジスタＱ２には、主要電流源２０を介してバイアスがかけられ、主要電流源２０は、抵抗器Ｒ２に直列するミラートランジスタＱ２のドレインに接続される。主要電流源２０は、ＲＦ信号送信バーストの間中、一定電流を生成すると理解される。

主要電流源２０に加え、バイアス制御回路１４の様々な実施形態も、補助電流源２２に組み入れられると理解される。主要電流源２０と同様、補助電流源２２は、オンにされると一定電流を出力する。バイアス制御回路１４はさらに、ランプアップスイッチ２４、すなわち、補助電流源２２を選択的にアクティブにするトランジスタＱ３を含む。一般に制御信号と称される開始ランプ信号２６により、トランジスタＱ３はオン及びオフにされる。開始ランプ信号２６は、ＲＦ信号送信バーストとともに、具体的にはその開始時に、オン又は高の状態に遷移すると理解される。トランジスタＱ３がオンにされると、補助電流源２２から抵抗器Ｒ３を経由するＤＣ電流が、ランプアップキャパシタＣ１の充電を開始する。

すなわち、図５に例示のように、補助電流源２２の出力が、ランプアップスイッチ２４によって制御されるとおりに、ランプアップキャパシタＣ１、ランプダウンスイッチ２８及びバッファ段３０に接続される。ランプダウンスイッチ２８は、停止ランプ信号３２によって選択的にアクティブにされ得るトランジスタＱ４に対応する。一般に、開始ランプ信号２６がアクティブになると、停止ランプ信号が非アクティブとなってトランジスタＱ４がオフになる。

さらに詳細には、バッファ段３０は、トランジスタＱ５に基づくソースフォロワ（共通ドレイン段）として実装してよい。トランジスタＱ５のゲート端子が入力に、ソース端子が出力に対応する。バッファ段３０の入力、例えばトランジスタＱ５のゲート端子における電圧は、プロット３４に示されるように、ＲＦ信号送信バーストの持続時間にわたって線形依存性を有すると理解される。この電圧は、加算ノード３６において主要電流源２０からの電圧に加えられる。加算ノード３６は、トランジスタＱ５のソース端子、並びにミラートランジスタＱ２のドレイン端子及びゲート端子に接続される（加算ノード）。主要電流源２０からの一定ＤＣ電圧が、補助電流源２２からのランプ電圧と一緒になって、プロット３８に持続時間Ｔ_バーストとともに表されるバイアス信号をもたらす。様々な実施形態によれば、加算ノード３６において主要電流源２０から供給される電圧とともに線形的に増加する電圧の傾きが、ＲＦ信号送信バースト全体にわたってＳ２１（利得）及びＳ２１位相特性を補償すると理解される。したがって、全体的な動的ＥＶＭの最小化を達成することができる。

ＲＦ信号送信バーストの終わりに、開始ランプ信号２６が非アクティブ又はオフにされることにより、補助電流源２２がデカプリングされる。さらに、停止ランプ信号３２がアクティブ又はオンにされることにより、ランプダウンスイッチ２８例えばトランジスタＱ４がアクティブにされる。ランプアップキャパシタＣ１に格納された残りの電圧は、グランドへの電流経路を与えるトランジスタＱ４の小抵抗を介して放電されると理解される。

第２実施形態のバイアス制御回路１４ｂが、図６の模式的な線図に示される。再びであるが、バイアス制御回路１４は、トランジスタＱ１により表されるＲＦ電力増幅器段に接続され、バイアス制御出力１６を画定する。トランジスタＱ１のゲートは、ＲＦ信号入力が接続されたＲＦ電力増幅器入力に対応する。

第１実施形態１４ａと同様、ＲＦ電力増幅器、例えばトランジスタＱ１は、ミラートランジスタＱ２を含む電流ミラー回路１８によってバイアスがかけられる。ミラートランジスタＱ２のゲート端子及びドレイン端子は、ＲＦ電力増幅器の入力に、具体的にはトランジスタＱ１のゲート端子に接続される。抵抗器Ｒ１がトランジスタＱ１及びＱ２の各ゲート端子を相互接続し、ＲＦ信号入力をバイアス制御回路１４からデカプリングする。ミラートランジスタＱ２には、主要電流源２０によってバイアスがかけられる。主要電流源２０は、抵抗器Ｒ２と直列となるようにミラートランジスタＱ２のドレインに接続される。主要電流源２０は、ＲＦ信号送信バースト中に一定電流を生成する。

バイアス制御回路１４ｂの第２実施形態はまた、オンになると一定電流を出力する補助電流源２２を組み入れる。再びであるが、ランプアップスイッチ２４（トランジスタＱ３）が、補助電流源２２を選択的にアクティブにする。一般に制御信号と称される開始ランプ信号２６により、トランジスタＱ３がオン及びオフにされる。第２実施形態において、開始ランプ信号２６は、プロット４０に示されるパルスであり、ＲＦ信号送信バーストの開始時に生成される。トランジスタＱ３がオンになる一方、補助電流源２２からのＤＣ電流は抵抗器Ｒ３を介してランプアップキャパシタＣ１と特定の電圧レベルまで充電する。開始ランプ信号２６のパルス持続時間は短いので、充電時間も短い。これは、信号シンボル持続時間未満と理解され、数ナノ秒の長さにすぎない。

ひとたび開始ランプ信号２６がゼロに戻ると、ランプアップキャパシタＣ１は抵抗器Ｒ５を介して放電を行う。抵抗器Ｒ５は、補助電流源２２の出力及びランプアップキャパシタＣ１にも接続される。すなわち、（ランプアップキャパシタＣ１、抵抗器Ｒ５及び補助電流源２２が接続された）ノード４２には、ＲＦ信号送信の最小バースト幅未満となる時間フレームの中に指数関数的に減衰する電圧が存在する。様々な実施形態によれば、この持続時間は数十マイクロ秒と理解される。一例のプロット４４は、ランプアップキャパシタＣ１の、漸次的な放電が引き続いて生じる初期高速ランプアップ充電を示す。

バイアス制御回路１４ｂの第２実施形態はインバータ段４６を組み入れる。インバータ段４６への入力は、ノード４２、例えばランプアップキャパシタＣ１、補助電流源２２の出力、及び抵抗器Ｒ５に接続される。インバータ段４６は、その出力において、プロット４８に示されるように、電圧信号を反転させる。ここで、急激な電圧降下が存在し、その後、持続時間の引き延ばしを目的とした増加が引き続いて生じる。この電圧は、バッファ段３０への入力となる。これは、加算ノード３６において主要電流源２０による一定電圧信号出力と組み合わせられる。プロット５０は、この組み合わせに従う典型的なバイアス制御電圧信号を例示する。

明らかに考えられることだが、指数関数的に増加する電圧の傾きは、ランプアップキャパシタＣ１及び／又は抵抗器Ｒ５の値を変更することによって調整できる。さらに、ランプアップキャパシタＣ１に充電される初期電圧レベルは、加算ノード３６において主要電流源２０が与える電圧とともに、ＲＦ信号送信バースト全体にわたって利得及び位相特性を補償する結果をもたらす。したがって、全体的な動的ＥＶＭを最小限にできる。ランプアップ時間は、動的ＥＶＭが、ＲＦ信号送信バースト開始時におけるＤＣ電圧の短いスパイクによって劣化されないように選択される。考慮された実施形態では、連続シンボルの位相が、細かい周波数オフセット推定の間、補償された位相と対比されることに起因して最初のいくつかの送信されたシンボルが歪んだにもかかわらず、ＲＦ信号送信バースト中の全体的なＥＶＭは最小限になると理解される。

ここで図７の模式的な線図を参照すると、出力５２がバイアス電流源として様々なＲＦ電力増幅器に同様に接続可能なバイアス制御回路１４ｃのさらなる第３実施形態が存在する。バイアス制御回路１４ｃは、３つの出力ノードに安定電流を与えるバンドギャップ基準回路５４に接続されてよい。第１電流出力Ｉ１が、グランドに結びつけられた抵抗器Ｒ１に接続され、第２電流出力Ｉ２が、やはりグランドに結びつけられた抵抗器Ｒ２に接続される。したがって、抵抗器Ｒ１及びＲ２は、第１及び第２電流出力Ｉ１及びＩ２それぞれと一緒になって、Ｖ１及びＶ２を基準電圧として画定する。

バイアス制御回路１４ｃはまた、基準電圧Ｖ１に結びつけられた第１投端子５６ａと、基準電圧Ｖ２に結びつけられた第２投端子５６ｂとを備えたスイッチ５５も含む。スイッチ５５はさらに、イネーブルライン入力６０ａ及び／又は逆イネーブルライン入力６０ｂに応じて第１及び第２投端子５６ａ、５６ｂの一方に選択的に接続される極端子５８も含む。極端子５８は、抵抗器Ｒ及びキャパシタＣによって画定されたランプＲＣネットワーク６２に接続される。様々な実施形態によれば、ランプＲＣネットワーク６２は、持続時間が変化するＲＦ送信バーストにおける動的ＥＶＭ障害を補償するべく、基準電圧Ｖ１からＶ２までランプするための時定数を設定する。

演算増幅器６４が、第１差動入力６６ａ、第２差動入力６６ｂ及び演算増幅器出力６８を備える。バンドギャップ基準回路５４はまた、演算増幅器６４に安定電流を与える。

ランプＲＣネットワーク６２が第１差動入力６６ａに接続される一方、演算増幅器出力６８は第２差動入力６６ｂへとフィードバックされる。具体的には、演算増幅器出力６８が、随意的ではあるが、ＰＭＯＳ型が好ましい出力トランジスタ７０のゲートに接続される。出力トランジスタ７０のドレイン端子は、抵抗器Ｒ３及びＲ４により形成された抵抗性分割器からなるフィードバックネットワーク７２に接続される。抵抗器Ｒ３及びＲ４間の接合部が、第２差動入力６６ｂに接続される。さらに、出力トランジスタ７０のドレイン端子が出力５２に対応すると理解される。出力５２における電圧レベルは、フィードバックネットワーク７２、出力トランジスタ７０及び演算増幅器６４によって設定される。

上述のように、出力５２は、ＲＦ電力増幅器トランジスタ段に、さらに詳しくは、かかるトランジスタのドレイン端子に接続される。多段電力増幅器において、バイアス制御回路１４ｃの出力５２は、電流の消費が最小量の第１段に接続されてよいが、出力５２が任意の他の段に接続され、最終段に限られなくてよいことも考えられる。

図８Ａ〜８Ｃのグラフを参照すると、イネーブルライン入力６０、同じ持続時間中に得られた基準電圧Ｖｒｅｆ、及び出力５２からの出力電圧を示す様々なタイミング図が考慮される。特に、図８Ａは、イネーブルライン入力６０をプロットする。時間Ｔ１において「高」となり、ＲＦ送信バーストの持続時間中、高が維持される。図８Ｂは、演算増幅器６４への基準電圧入力が最初に電圧レベルＶ１から開始し、時間Ｔ１になって初めてイネーブルライン入力６０が「高」に遷移することを示す。ここで、基準電圧入力は、時間Ｔ１から時間Ｔ１プラスＲＣ時定数までに電圧レベルＶ２へと遷移する。ひとたびイネーブルライン入力６０がゼロに戻るように遷移すると、基準電圧入力は電圧レベルＶ１へと遷移する。最後に、図８Ｃのプロットは、Ｖ１（Ｒ３＋Ｒ４）／Ｒ４又はＶ２（Ｒ３＋Ｒ４）／Ｒ４として定義される出力５２の出力電圧を示す。すなわち、イネーブルライン入力６０が低の場合、出力電圧は基準電圧Ｖ１及びフィードバックネットワーク７２の関数となる一方、イネーブルライン入力６０が高の場合、出力電圧は基準電圧Ｖ２及びフィードバックネットワーク７２の関数となる。

ランプＲＣネットワーク６２の抵抗器Ｒ及びキャパシタＣ、並びにフィードバックネットワーク７２の抵抗器Ｒ３及びＲ４を含む様々なコンポーネントが一つのコンポーネントとして描かれているにもかかわらず、当業者には、かかるコンポーネントを画定するべく複数のコンポーネントを組み合わせ得ることがわかる。さらに、バイアス制御回路１４の構成及び配列が考慮されてきたが、考えられる動的ＥＶＭ最小化の目的を達成するための当該コンポーネントの特定値は、当業者の視野内にある。

図９のグラフは、バイアス制御回路１４ｃのシミュレートされた過渡応答を経時的にプロットする。異なるコンポーネント値に対し、第１領域７４が出力初期電圧レベルに関する一方、第２領域７６は出力最終電圧レベルに関する。

本開示の様々な実施形態によれば、基準電圧Ｖ１及びＶ２を、異なる周囲温度及びトランジスタ接合部温度に対して調整することができる。ＲＦ電力増幅器の位相特性及び振幅特性がこれらに依存し得るからである。図１０のグラフは、周囲温度範囲にわたる補償特性を示す。ここで、第１セットのプロット７８が、正の、負の、及び一定の温度プロファイルを伴う出力初期電圧レベルを示し、第２セットのプロット８０が、正の、負の、及び一定の温度プロファイルを伴う出力最終電圧レベルを示す。この点において、バイアス制御回路１４は、バンドギャップ基準回路５４に接続可能な周囲温度電圧調整回路を含み得る。

考慮されるのは、本開示のバイアス制御回路１４が、ＲＦトランジスタ段の動的切り替えの帰結である動的ＥＶＭを補償するべく、デジタル変調無線通信モダリティにおいて、及び異なる半導体技術に対して利用できることである。

ここに示される詳細は、一例であって、電力増幅器の実施形態の例示による説明を目的とするにすぎず、原理及び概念的側面の最も有用かつ容易に理解される説明と思われるものを与える目的で提示される。この点において、必要以上に具体的に詳細を示す試みはなされていない。本説明を図面とともに読むことで、本開示のいくつかの形態をいかにして実際に具体化できるのかが当業者にとって明らかとなる。

Claims (20)

1. 無線周波数（ＲＦ）電力増幅器回路であって、
   電力増幅器出力及びＲＦ信号入力を含む電力増幅器と、
   前記電力増幅器に選択的にバイアスをかける制御回路と
   を含み、
   前記制御回路は、
   補助電流源と、
   前記補助電流源に接続されたランプアップキャパシタと、
   前記補助電流源に接続されたランプアップスイッチと、
   出力と前記ランプアップキャパシタに接続された入力とを含むバッファと、
   前記電力増幅器に接続された加算ノードにおいて前記バッファの出力に接続された主要電流源と
   を含み、
   前記ランプアップスイッチは、ＲＦ信号バーストに対応する制御信号に応答し、前記補助電流源を選択的にアクティブにして前記ランプアップキャパシタを充電し、
   前記バッファの入力における電圧は、ＲＦ信号バースト持続時間にわたって線形依存性を有し、
   前記主要電流源は前記ＲＦ信号バースト中に一定電流を生成するＲＦ電力増幅器回路。
2. ＲＦデカプリング抵抗器と、
   前記主要電流源によりバイアスをかけられて前記電力増幅器に接続されたミラートランジスタと
   をさらに含み、
   前記電力増幅器は、前記ＲＦデカプリング抵抗器を経由して前記ミラートランジスタに接続された電力増幅器トランジスタを含む請求項１のＲＦ電力増幅器回路。
3. 前記電力増幅器トランジスタ及び前記ミラートランジスタはそれぞれ、ゲート端子、ドレイン端子及びソース端子を含み、
   前記電力増幅器トランジスタのゲート端子が前記ＲＦ信号入力と前記ＲＦデカプリング抵抗器の第１端子とに接続され、
   前記ミラートランジスタのゲート端子が、前記ＲＦデカプリング抵抗器の第２端子と前記ミラートランジスタのドレイン端子とに接続される請求項２のＲＦ電力増幅器回路。
4. 前記バッファは、前記ランプアップキャパシタに接続されたゲート端子と前記ミラートランジスタのドレイン端子に接続されたソース端子とを備えたバッファトランジスタを含む請求項３のＲＦ電力増幅器回路。
5. 前記ランプアップスイッチは、開始ランプ信号入力に接続されたゲート端子と前記補助電流源に接続されたドレイン端子とを備えたトランジスタである請求項１のＲＦ電力増幅器回路。
6. 前記制御回路はさらに、前記ランプアップキャパシタに接続されたランプダウンスイッチを含み、
   前記ランプダウンスイッチは、前記ＲＦ信号バーストの終わりに前記ランプアップキャパシタを放電するべく選択的にアクティブにされ、
   前記ランプアップスイッチは、前記ＲＦ信号バーストの終わりに非アクティブにされる請求項１のＲＦ電力増幅器回路。
7. 前記ランプダウンスイッチは、停止ランプ信号入力に接続されたゲート端子と前記バッファの入力及び前記ランプアップキャパシタに接続されたドレイン端子とを備えたトランジスタである請求項６のＲＦ電力増幅器回路。
8. 前記バッファの入力は前記ランプアップキャパシタに直接接続される請求項１のＲＦ電力増幅器回路。
9. 前記ランプアップキャパシタに接続されたキャパシタ放電抵抗器と、
   前記ランプアップキャパシタに接続された入力と前記バッファに接続された出力とを含むインバータと
   をさらに含み、
   前記インバータの入力における電圧が、最小ＲＦ信号バースト持続時間未満の持続時間において指数関数的に減衰し、
   前記インバータの出力における電圧が前記線形依存性に対応する傾きを有する請求項１のＲＦ電力増幅器回路。
10. 前記ランプアップキャパシタ及び前記キャパシタ放電抵抗器の値が、前記インバータの入力における電圧の特定指数関数的減衰に対応する請求項９のＲＦ電力増幅器回路。
11. 開始ランプ信号入力、主要電流源入力、補助電流源入力及び回路出力を備えたＲＦ電力増幅器バイアス回路であって、
    前記補助電流源入力に接続されたランプアップキャパシタと、
    前記開始ランプ信号入力に接続されたランプアップスイッチトランジスタであって、前記補助電流源入力を前記ランプアップキャパシタに接続するべく前記開始ランプ信号入力によって選択的にアクティブにされるランプアップスイッチトランジスタと、
    前記ランプアップキャパシタに接続された入力と加算ノードにおいて前記主要電流源入力に接続された出力を備えたバッファ段と、
    前記回路出力に対応するゲート端子と前記加算ノードに及び前記ゲート端子に接続されたソース端子とを備えたミラートランジスタと
    を含み、
    前記バッファ段の入力における電圧は、ＲＦ信号バースト持続時間にわたって線形依存性を有するＲＦ電力増幅器バイアス回路。
12. 前記ミラートランジスタのゲート端子に接続されたＲＦ信号デカプリング抵抗器をさらに含む請求項１１のＲＦ電力増幅器バイアス回路。
13. 前記バッファ段は、前記ランプアップキャパシタに接続されたゲート端子と前記加算ノードに接続されたソース端子とを備えたバッファトランジスタを含む請求項１１のＲＦ電力増幅器バイアス回路。
14. 停止ランプ信号入力に接続されたゲート端子と前記ランプアップキャパシタに接続されたドレイン端子とを備えたランプダウンスイッチトランジスタをさらに含む請求項１１のＲＦ電力増幅器バイアス回路。
15. 前記ランプアップキャパシタに接続された入力と前記バッファ段の入力に接続された出力とを備えたインバータ段と、
    前記ランプアップキャパシタに接続されたキャパシタ放電抵抗器と
    をさらに含む請求項１１のＲＦ電力増幅器バイアス回路。
16. 前記ランプアップスイッチトランジスタは、前記開始ランプ信号入力におけるパルス信号によって選択的にアクティブにされる請求項１１のＲＦ電力増幅器バイアス回路。
17. 前記バッファ段は、前記ランプアップキャパシタに接続されたゲート端子と前記ミラートランジスタのドレイン端子に接続されたソース端子とを備えたバッファトランジスタを含む請求項１１のＲＦ電力増幅器バイアス回路。
18. ＲＦ信号バーストの終わりに前記ランプアップキャパシタを放電するべく選択的にアクティブにされる前記ランプアップキャパシタに接続されたランプダウンスイッチをさらに含み、
    前記ランプアップスイッチトランジスタは、前記ＲＦ信号バーストの終わりに非アクティブにされる請求項１１のＲＦ電力増幅器バイアス回路。
19. 前記ランプダウンスイッチは、停止ランプ信号入力に接続されたゲート端子と前記バッファ段の入力及び前記ランプアップキャパシタに接続されたドレイン端子とを備えたトランジスタである請求項１８のＲＦ電力増幅器バイアス回路。
20. 前記ランプアップキャパシタ及び前記キャパシタ放電抵抗器の値が、前記インバータ段の入力における電圧の特定指数関数的減衰に対応する請求項１５のＲＦ電力増幅器バイアス回路。

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