CN105247829B - 用于包络跟踪校准的设备和方法 - Google Patents

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Abstract

提供了用于在无线通信中使用的包络跟踪校准的设备。该设备包括配置为将传输信号传送至天线的传输信号路径以及配置为将包络信号提供至包络跟踪功率放大器的包络信号路径。控制器配置为传输在正常操作模式中产生的正常包络信号并测量对应于该正常包络信号的第一邻道泄漏比(ACLR)。控制器还配置为传输在比较操作模式中产生的比较包络信号并测量对应于该比较包络信号的第二ACLR。控制器配置为基于第一ACLR和第二ACLR之间的差异计算传输信号路径和包络信号路径之间的时间偏差。

Description

用于包络跟踪校准的设备和方法
技术领域
本申请总体上涉及用于无线通信的包络跟踪发射器，更具体地，涉及用于使用邻道泄漏比(ACLR)的包络跟踪校准的设备和方法。
背景技术
近年来已经投入了大量努力围绕改善发射器效率，尤其是用于移动终端(用户设备，UE)以延长电池寿命。降低网络设备的热耗散同样也是聚焦领域。假定发射器效率和射频性能中的大部分由功率放大器(PA)决定，则各种技术已经被实现。这包括了Polar PA架构、Doherty PA设计、PA输出负载调整等。
最为人所知的并已经稳定获得人们注意的待选方法中的一个是包络跟踪(ET)。该技术描述了如何改变由定制设计的调制器驱动的PA的偏置电压，该调制器跟踪待在PA的输出处传输的RF信号的包络。目的是将偏置开销(即，功率开销)减少至放大射频(RF)信号所需的量。这使得PA的功率附加效率(PAE)显著改善，不过这种改善是以线性度为代价的，该线性度传统上从我们已经用ET消除的偏置开销中实现。
同样地，预失真技术中的一些形式需要伴有ET的实现，其中最常见的是数字预失真(DPD)。线性化对于ET发射器满足邻道泄漏比(ACLR)/相邻信道功率比(ACPR)掩码要求是必须的。然而，为了DPD处理包络信号和传输信号，在ET发射器，路径信号在时间上必须是对准的。另外，由包络偏差(misalignment)引起的即时波形削波将导致非线性。
发明内容
提供了用于在无线通信中使用的包络跟踪校准的设备。该设备包括配置为将传输信号传送至天线的传输信号路径。包络信号路径配置为将包络信号提供至包络跟踪功率放大器(PA)。控制器配置为传输在正常操作模式中产生的正常包络信号并测量对应于该正常包络信号的第一邻道泄漏比(ACLR)。控制器还配置为传输在比较操作模式中产生的比较包络信号并测量对应于该比较包络信号的第二ACLR。控制器配置为基于第一ACLR和第二ACLR之间的差异计算传输信号路径和包络信号路径之间的时间偏差。
提供了用于在无线通信中使用的包络跟踪校准的方法。该方法包括传输在正常操作模式中产生的正常包络信号并测量对应于该正常包络信号的第一邻道泄漏比(ACLR)。该方法还包括传输在比较操作模式中产生的比较包络信号并测量对应于该比较包络信号的第二ACLR，以及测量对应于正常包络信号的第二ACLR。该方法还包括基于第一ACLR和第二ACLR之间的差异计算传输信号路径和包络信号路径之间的时间偏差。
在进行下文的详细描述之前，说明在本专利文件全文中使用的某些单词和短语的定义会是有益的：用语“包括”和“包含”以及它们的衍生词意味着包括而没有限制。用语“或”是包括性的，意味着和/或；短语“与...关联的”和“与其关联的”以及它们的衍生词可意味着包括、包括在...内、与...互相连接、包含、包含在...内、连接至或与...连接、耦接至或与...耦接、可与...通信的、与...配合、交错、并列、接近于、结合至或与...结合、具有、具有...的性质等；以及用语“控制器”意味着控制至少一个操作的任何装置、系统或它们的部分，例如可以以硬件、固件或软件、或它们中的至少两个的一些组合实现的装置。应注意的是，与任何特定控制器关联的功能可以是集中的或分散的，不论是本地地还是远程地实现。在整个专利文件中提供了用于某些单词和短语的定义，本领域普通技术人员应理解的是，在许多情况下(即使不是大多数情况)，这种定义适用于如此定义的措辞和短语的在先使用以及将来使用。
附图说明
为了更全面的理解本公开及其优点，下面将参照附图进行描述，附图中相同的附图标号表示相同的部分，其中：
图1示出了根据本公开的实施方式的无线通信网络；
图2A是根据本公开的实施方式的正交频分多址接入(OFDMA)或毫米波发送路径的高阶图解；
图2B是根据本公开的实施方式的OFDMA或毫米波接收路径的高阶图解；
图3示出了根据本公开的实施方式的用户站；
图4示出了根据本公开的实施方式的包络跟踪(ET)收发器；
图5描述了根据本公开的实施方式的示例性基带信号和包络信号；
图6描述了根据本公开的实施方式的两个ACLR曲线；以及
图7是示出了根据本公开实施方式的ET发射器中估算时间对准的过程的高阶流程图。
具体实施方式
下文通过参照图1至图7讨论的各种实施方式用于描述本公开原理，它们仅用于说明目的，并且不应以任何方式解释为限制本公开的范围。本领域技术人员应理解的是，本公开的原理可以以任何合适的无线通信技术实现。
图1示出了根据本公开的实施方式的无线通信网络。示于图1中的无线通信网络100的实施方式仅用于说明。在不背离本公开范围的条件下可使用无线通信网络100的其它实施方式。
在示出的实施方式中，无线通信网络100包括基站(BS)101、基站(BS)102、基站(BS)103、和其它类似的基站(未示出)。基站101与基站102和基站103通信。基站101还与因特网130或类似的基于IP的系统(未示出)通信。
基站102向基站102的覆盖区域120内的第一多个用户站(本文中也称为移动站)提供到因特网130的无线宽带接入(通过基站101)。在本公开全文中，用语移动站(MS)可与用语用户站(SS)交换地使用。第一多个用户站包括可设置在小型企业(SB)中的用户站111、可设置在企业(E)中的用户站112、可设置在WiFi热点(HS)中的用户站113、可设置在第一住宅(R)中的用户站114、可设置在第二住宅(R)中的用户站115、以及可以是移动装置(M)(例如，手机、无线膝上型计算机、无线PDA等)的用户站116。
基站103向基站103的覆盖区域125内的第二多个用户站提供到因特网130的无线宽带接入(通过基站101)。第二多个用户站包括用户站115和用户站116。在示例性实施方式中，基站101-103可使用包括用于(如本公开实施方式中描述的)包络跟踪校准技术的OFDM或OFDMA技术互相通信和与用户站111-116通信。
每个基站101-103可具有全球唯一的基站标识符(BSID)。BSID通常是MAC(媒体访问控制)ID。每个基站101-103可具有多小区(例如，一个扇区可为一个小区)，每个小区都具有通常在同步信道中承载的物理小区标识符、或前导序列。
虽然图1中只描绘了六个用户站，但是应理解的是，无线通信网络100可向额外的用户站提供无线宽带接入。应注意的是，用户站115和用户站116设置在覆盖区域120和覆盖区域125两者的边缘上。如本领域技术人员已知的，用户站115和用户站116中的每个都与基站102和基站103两者通信，并可认为是以切换模式操作。
用户站111-116可通过因特网130接入语音、数据、视频、视频会议、和/或其它宽带服务。例如，用户站116可以是大量移动装置中的任意一个，包括支持无线的膝上型计算机、个人数据助手、笔记本、手持装置、或其它支持无线的装置。用户站114和115例如可以是支持无线的个人计算机(PC)、膝上型计算机、网关、或其它装置。
图2A是根据本公开的实施方式的正交频分多址接入(OFDMA)或毫米波发送路径的高阶图解。图2B是根据本公开的实施方式的OFDMA或毫米波接收路径的高阶图解。在图2A和图2B中，发送路径200可实现于例如基站(BS)102中并且接收路径250可实现于例如用户站(例如，图1的用户站116)中。然而，应理解的是，接收路径250也可实现于基站(例如，图1的基站102)中并且发送路径200可实现于用户站中。发送路径200和接收路径250中的全部或部分可包括一个或多个处理器或由一个或多个处理器组成。
发送路径200包括信道编码和调制块205、串行至并行(S至P)块210、大小为N的快速傅里叶逆变换(IFFT)的块215、并行至串行(P至S)块220、添加循环前缀块225、上变频器(UC)230。接收路径250包括下变频器(DC)255、移除循环前缀块260、串行至并行(S至P)块265、大小为N的快速傅里叶变换(FFT)的块270、并行至串行(P至S)块275、通道解码和解调块280。
图2A和图2B中的部件中的至少一些可通过软件实现，而其它部件可通过可配置的硬件、或软件和可配置的硬件的混合实现。特别地，应注意的是，本公开文件中描述的FFT块和IFFT块可实现为可配置的软件算法，其中大小为N的值可根据实现而修改。
此外，虽然本公开针对实现快速傅里叶变换和快速傅里叶逆变换的实施方式，但是这仅是用于说明，并不应解释为限制本公开的范围。应理解的是，在本公开的替代实施方式中，快速傅里叶变换函数和快速傅里叶逆变换函数可容易地分别由离散傅里叶变换(DFT)函数和离散傅里叶逆变换(IDFT)函数替代。应理解的是，对于DFT函数和IDFT函数，变量N的值可以是任何整数(即，1、2、3、4等)，但是对于FFT函数和IFFT函数，变量N的值可以是为2的次方的任何整数(即，1、2、4、8、16等)。
在发送路径200中，信道编码和调制块205接收一组信息比特，对输入的比特应用编码(例如，LDPC编码)和调制(例如，四相相移键控(QPSK)或正交振幅调制(QAM))以产生一系列频域调制符号。串行至并行块210将串行调制的符号转换(即，解复用)为并行数据以产生N个并行符号流，其中N是在BS 102和SS 116中使用的IFFT/FFT尺寸，然后大小为N的IFFT的块215在N个并行符号流上执行IFFT操作以产生时域输出信号。并行至串行块220转换(即，复用)来自大小为N的IFFT的块215的并行时域输出符号以产生串行时域信号。然后，添加循环前缀块225将循环前缀插入至时域信号。最后，上变频器230将添加循环前缀块225的输出调制(即，向上变频)到用于通过无线信道的传输的RF频率。在转换至RF频率之前，可对信号进行基带滤波。
发送的RF信号在通过无线信道之后达到SS 116，在BS 102，则执行相反的操作。下变频器255将接收的信号向下变频至基带频率，并且移除循环前缀块260移除循环前缀以产生串行时域基带信号。串行至并行块265将时域基带信号转换为并行时域信号。然后大小为N的FFT的块270执行FFT算法以产生N个并行频域信号。并行至串行块275将并行频域信号转换为一系列调制的数据符号。信道解码和解调块280解调并解码这些调制的数据符号以恢复原始输入数据流。
基站101-103中的每个都可实现与用于在下行链路中发送至用户站111-116的架构相对应的发送路径，以及可实现与用于在上行链路中从用户站111-116接收的架构相对于的接收路径。类似地，用户站111-116中的每个都可实现与用于在上行链路中发送至基站101-103的架构相对应的发送路径，并可实现与用于在下行链路中从基站101-103接收的架构相对应的接收路径。
在本公开的一个实施方式中，基站(BS)可具有一个或多个小区，并且每个小区都可具有一个或多个天线阵列，其中小区内的每个天线都可具有不同的框架结构，例如，在时分双工(TDD)系统中的不同的上行链路和下行链路比率。多个TX/RX(发送/接收)链可应用于一个阵列或一个小区中。小区中的一个或多个天线阵列可具有相同的下行链路控制信道(例如，同步信道、物理广播信道等)传输，而其它信道(例如，数据信道)可在每个天线阵列的特定帧结构中传输。
基站可使用一个或多个天线或天线阵列进行波束形成(beam forming)。天线阵列可形成具有不同宽度的波束(例如，宽波束、窄波束等)。下行链路控制信道信息、广播信号和消息、以及广播数据信道和控制信道可在宽波束中传输。宽波束可包括一次传输的单个宽波束，或连续次传输的窄波束的波束。多播和单播数据以及控制信号和消息可在窄波束中传输。
小区的标识符可在同步信道中传送。阵列、波束等的标识符可在下行链路控制信道(例如，同步信道、物理广播信道等)中隐式地或显式地传送。这些信道可在宽波束上发送。通过获得这些信道，移动站(MS)可探测标识符。
移动站(MS)也可使用一个或多个天线或天线阵列进行波束形成。像BS中的天线阵列一样，MS中的天线阵列可形成具有不同宽度(例如，宽波束、窄波束等)的波束。广播信号和消息、以及广播数据信道和控制信道可在宽波束中传输。多播和单播数据以及控制信号和消息可在窄波束中传输。
图3示出了根据本公开的示例性实施方式的用户站。
在某些实施方式中，主处理器340是微处理器或微控制器。存储器360耦接至主处理器340。根据本公开的一些实施方式，存储器360的一部分包括随机存取存储器(RAM)，并且存储器360的另一部分包括用作只读存储器(ROM)的闪速存储器。
主处理器340执行存储在存储器360中的基本操作系统(OS)程序361以控制无线用户站116的所有操作。在一个这样的操作中，根据众所周知的原理，主处理器340通过射频(RF)收发器310、接收器(RX)处理电路325、和发射器(TX)处理电路315控制正向信道信号的接收和反向信道信号的发送。
主处理器340能够执行驻留在存储器360中的其它进程(process)和程序，例如，用于如本公开实施方式中描述的包络跟踪校准的操作。主处理器340可根据执行进程的需要将数据移入或移出存储器360。在一些实施方式中，主处理器340配置为执行多个应用，例如用于CoMP通信和MU-MIMO通信的应用。主处理器340可基于OS程序361或响应于从BS 102接收的信号操作多个应用。主处理器340还耦接至I/O接口345。I/O接口345使用户站116能够连接至其它装置，例如膝上型计算机和手持计算机。I/O接口345是这些配件和主处理器340之间的通信路径。
主处理器340还耦接至按键350和显示单元355。用户站116的操作者使用按键350以将数据输入进用户站116。显示器355可以是能够呈现来自网站的文字和/或至少有限的图形的液晶显示器。替代实施方式可使用其它类型的显示器。
图4示出了根据本公开的实施方式的包络跟踪(ET)收发器400。示于图4中的ET收发器400的实施方式仅用于说明。可在不背离本公开范围的条件下使用ET收发器400的其它实施方式。例如，数字基带处理器405和校准单元460的功能可合并进单个FPGA装置、处理器、或ASIC、或它们的组合。
ET收发器400包括数字基带处理器(DBP)405、数模转换器(DAC)410、包络调制器425、模拟发射器(TX)415、预功率放大器(预PA)420、包络跟踪功率放大器(PA)430、输出单元435、混合器445、抗混滤波器450、模数转换器(ADC)455、以及校准单元460。
DBP 405接收待发送的基带信号。DBP 405将信号分配进传输信号路径(τM)和包络信号路径(τE)。在传输信号路径中，DBP 405使信号预失真并将其提供至DAC 410用于转换为模拟信号。从DAC 410输出的模拟信号在模拟TX 415向上变频，然后在包络跟踪PA 430被放大用于传输。
在包络信号路径中，DBP 405执行包络跟踪算法并产生基带信号的包络信号。包络信号通过DAC 410行进至包络调制器425，并提供给根据包络跟踪原理放大传输信号的PA430。
放大的信号通过输出单元435传输至天线437。在输出单元435，放大的信号分流至混合器445，在混合器445处信号被向下变频，然后信号在通过抗混滤波器450后在ADC 455被数字化。最后信号反馈至校准单元460。
传输信号路径和包络信号路径应该以非常高的精度在时间上对准以保持包络跟踪PA中的线性度。校准单元460比较反馈信号和从DPB接收的参考信号以确定传输信号路径(τM)和包络信号路径(τE)之间的偏差量，并使用下文中详细描述的ACLR测量的差异来计算延迟偏移以修正偏差。从而，因为DBP用作PA的逆模型，所以DBP和包络跟踪PA的组合提供基本线性的系统。
图5描绘了根据本公开的实施方式的基带信号和两个包络信号500。图5中的基带信号和两个包络信号500的实施方式仅用于说明。在不背离本公开范围的条件下可使用其它实施方式的信号图。
在图5中所示的示例中，曲线505表示待发送的基带信号。曲线510表示在正常操作模式下，DPB 405从曲线505生成的正常包络信号。在本公开的实施方式中，对于正常操作模式，包络跟踪算法例如使用以等式1表示的多项式生成基带信号的包络信号：
Y＝a1+b1x+c1x2+d1x3+… (1)
其中a1、b1、c1、d1...是正常数或负常数。在一个实施方式中，对于正常操作模式，常数和系数确定为减少或最小化提供至包络跟踪PA的功率，或改善或最大化包络跟踪PA的效率。应注意的是，用于正常操作模式的包络跟踪算法不限于多项式系列，而是可使用包括非多项式等式的任何合适的数学表达式以生成正常包络信号。
曲线515表示在比较操作模式下，DBP从基带信号505生成的比较包络信号。比较包络信号具有比正常包络信号的跟踪效率或性能低的跟踪效率或性能。在正常操作模式使用多项式系列的实施方式中，比较操作模式也可使用以等式2表示的多项式生成基带信号的比较包络信号：
Y＝a2+b2x+c2x2+d2x3+… (2)
其中a2、b2、c2、d2...是正常数或负常数。
在一个实施方式中，对于比较操作模式，常数和系数可确定为与正常操作模式的常数和系数不同，并具有比正常操作模式的包络跟踪效率低的包络跟踪效率。应注意的是，用于正常操作模式的包络跟踪算法不限于多项式系列，而是可使用包括非多项式等式的任何合适的数学表达式以产生包络信号。
图6描绘了根据本公开的一个实施方式的两个ACLR曲线600。示于图6中的两个ACLR曲线600的实施方式仅用于说明。在不背离本公开范围的条件下可使用ACLR曲线的其它实施方式。
在示于图6中的示例中，曲线605用于对应于在正常操作模式中产生的正常包络信号的ACLR，并且曲线610用于对应于在比较操作模式中产生的比较包络信号的ACLR。
图6中的曲线表明ACLR随着时间偏差增大而减小，并且对于PA的关联程度则取决于包络信号的跟踪效率和上行链路信号的有效带宽。正常包络信号和比较包络信号之间的ACLR差异可理论化为下列内容：对于提供至PA输入的接近理想的包络信号(即，正常包络信号)的情况，任何给出的PA输入功率将只对应于来自包络信号的一个PA偏置值，并从而只对应于一个PA输出功率值。然而，随着包络信号从相对于PA输入的理想对准改变，PA偏置也将从对于任何给出的PA输入功率的接近理想的值改变。因此，对于任何给出的PA输入功率，输出功率可能由于未对准的包络而稍微改变，导致影响ACLR的非线性PA行为。实验室测量结果与理论理解一致，即，包络效率越高，ACLR在每纳秒的偏差的减小得越多。
使用具有仅具有几个百分点的低效率的包络，在如曲线所示的数十纳秒的偏差时间，ACLR减小变得几乎无关紧要。因此，通过获得用于这两个包络信号中的每个的ACLR偏差关系，时间偏差可从正常包络信号和比较包络信号之间的ACLR测量差异估算。
图7是示出根据本公开的包络追踪发射器中估算时间对准的过程的高阶流程图700。虽然流程图描绘了一系列有顺序的步骤，但是除非明确说明，否则不应推断出与执行的特定顺序有关的次序、以及这些步骤或其一部分是串行执行的而不是并行执行或以重叠方式执行的。也不应该推断出所描述的步骤的执行是排他的，不存在介于其间的步骤或中间步骤。所描述的示例中描述的过程通过例如移动站中的发射器链实现。
过程700采用在以正常操作模式和比较操作模式操作时进行的ACLR测量之间的差异。这消除本来会影响绝对ACLR测量的统计测量变化。因为通常在操作中使用最激进的包络以最大化效率，所以用于更好的ACLR以提供所需的delta测量的时间跟踪函数弛豫(function relaxation)不应妨碍任何RF执行请求，从而提供网络友好的操作。
过程700从步骤710开始，在步骤710中，DBP 405正常操作模式用包络跟踪算法产生包络信号。包络信号通过包络调制器425供给至放大传输信号的包络跟踪PA。
在步骤715中，校准单元460以预定间隔轮询是否已经出现显著的非线性，例如，通过反馈的信号和来自DBP的参考上行链路信号之间的互相关。在一个实施方式中，显著的偏差在偏差量超过预定等级时出现。在以预定间隔轮询时，校准单元460比较反馈信号和参考信号以确定传输信号路径(τM)和包络路径(τE)之间的偏差的量，并在出现显著的偏差时启动校准过程。
在步骤720中，当触发校准过程时，校准单元460确定偏差的极性、或确定偏差是否为正(即，更慢)或负(即，更快)。为了确定极性，过程700使用反馈的信号和从DBP提供的参考上行链路信号之间的互相关确定偏差的极性，并同时确定延迟失配的极性(即，比默认延迟偏移更慢或更快)。如可从图6中所示的扫频图中看到的，步骤720消除由不论偏差的极性是正还是负ACLR都几乎对称下降这一事实所引起的不定性。
在步骤725中，例如在校准过程刚被触发之后的下一个合适的上行链路时间段中，校准单元460测量并平均对应于正常包络信号的第一ACLR。
在步骤730中，校准单元460在比较操作模式下执行跟踪算法，并产生比较包络信号。在实施方式中，比较包络信号具有比正常包络信号的跟踪效率低的跟踪效率。从而，比较包络信号传输至能够根据比较包络信号放大RF信号的包络跟踪PA。
在步骤735中，校准单元460测量对应于比较包络信号的第二ACLR并计算其平均值，例如在测量第一ACLR的相同时隙内的所有第二ACLR。
在步骤740中，校准单元460计算两个ACLR之间的差异并确定偏差的量。在一个实施方式中，过程包括基于制造商校准而预编程的默认偏移。在另一实施方式中，过程700包括查询表(LUT)以将两个ACLR之间差异中的每一个映射至对应的延迟偏移。校准单元使用ACLR差异通过查阅LUT确定延迟偏移并根据延迟偏移的极性和量将具有极性信息的延迟偏移提供至延迟传输信号或包络信号的DBP。
除了跟踪操作模式，ACLR针对于时间的偏差的关系还取决于信号带宽。在保持相同跟踪操作模式时，随着有效带宽减小，ACLR更加严重地随偏差而逐渐减小。因此，在更低的有效带宽(即，更小的RB分配)中，ACLR之间的差异变得更小并更不精确。
同样地，过程700使用反馈信号和从DBP提供的参考上行链路信号之间的互相关确定延迟是否足够显著，以启动这种校准过程并同时确定延迟失配的极性(即，比默认延迟偏移更慢或更快)。
在实际操作中，在LTE的情况下，很少分配给终端上行链路信号全部资源块(RB)，这和调制的选择一起取决于用户需要发出的数据的量。同样地，需要在有用频谱附近进行ACLR测量，并不一定是标准的3GPP标准掩码。该3GPP标准要求在上行链路上的RB分配是连续的，因此可以容易地实现这种测量。
过程700使用用于实时校准的、操作的上行链路信号，而不降低RF性能，并具有最低延时。同时，相比于传统的自动相关方法，其允许以实际分辨率的时间对准。
本公开提供网络内闭环包络跟踪(ET)时间对准，而不损害只使用现场操作信号时的收发器性能。提出的校准依赖于ACLR和时间偏差之间的关系。根据本公开的实施方式允许在工厂中使用存储在发射器数字基带上作为默认设置的延迟偏移进行的时间对准校准，而无需在实际操作期间用于再校准的任何措施。这有效解决了在对CMOS ASIC上的ET发射器设计进行各种测量时，在操作期间随温度、电压和设定而表现出显著延迟漂移的问题。此外，提出了对反馈回的PA输出信号进行自动相关处理，用于确定包络信号路径和传输信号路径之间的延迟差异。该概念的中心思想是：自动相关之后，在时域中将表现为两个峰的两个信号包络之间具有延迟偏移。
根据本公开的实施方式的分辨率取决于信号带宽，并且实现两个可区别的峰的能力也取决于两个路径之间的延迟偏移的大小。为了精确地区分两个峰并精确地处理时间延迟，LTE 10MHz信号将需要数百纳秒的延迟差异。可尝试在工厂中而不是在UE中插入用于该校准方法的大偏移，但是这将使RF性能降低至使其不允许用于网络中的实际操作的程度。替代的高精确度对准方法还包括在不同时间通过数据路径将已知信号传输至PA输入，然后通过包络得到PA偏置。产生的数据允许路径中潜在差异的估算。然而，用于使用这种两步方法的时间对准的有用信号的传输导致终端违背空气接口标准。
还可理解的是，可存在实施方式的特定特征和方面的各种组合或子组合，并且这些组合依然落在所附权利要求的范围内。例如，在一些实施方式中，在本中通过参照实施方式中的一些公开或包括的特征、配置、或其它细节可与本文中参照其它实施方式公开的其它特征、配置、或细节组合以形成没有在本文中明确公开的新的实施方式。具有特征和配置的组合的这种实施方式中的全部可理解为本公开的一部分。另外，除非另有说明，否则本文中公开的支架或连接器的实施方式的任何一个的特征或细节不意味着对于本文中公开的实施方式中的任何一个是需要的或必须的，除非其在本文中明确描述是必须的或本质的。
虽然本公开已经通过示例性实施方式被描述，但是还可向本领域技术人员给出各种改变和修改的启示。对于本公开的这些改变和修改应在所附权利要求的范围内进行。

Claims (20)

1.用于在无线通信中使用的包络跟踪校准的设备，包括：
传输信号路径，所述传输信号路径配置为将传输信号传送至天线；
包络信号路径，所述包络信号路径配置为将包络信号提供至包络跟踪功率放大器；以及
至少一个处理器，配置为：在正常操作模式中生成正常包络信号并测量对应于所述正常包络信号的第一相邻信道泄漏比；在比较操作模式中生成比较包络信号并测量对应于所述比较包络信号的第二相邻信道泄漏比；以及基于所述第一相邻信道泄漏比和所述第二相邻信道泄漏比之间的差异计算所述传输信号路径和所述包络信号路径之间的时间偏差。
2.根据权利要求1所述的设备，其中，所述比较包络信号的跟踪效率比所述正常包络信号的跟踪效率低。
3.根据权利要求1所述的设备，其中，使用具有不同系数的多项式或具有不同系数的非多项式生成所述正常包络信号和所述比较包络信号。
4.根据权利要求3所述的设备，其中，用于正规表达的所述多项式表达如下：
Y＝a1+b1x+c1x2+d1x3+…
其中，a1、b1、c1、d1…是正常数或负常数。
5.根据权利要求1所述的设备，其中，所述至少一个处理器进一步配置为对所测量的第一相邻信道泄漏比和所测量的第二相邻信道泄漏比分别求平均。
6.根据权利要求1所述的设备，其中，所述至少一个处理器进一步配置为确定所述偏差是正或是负。
7.根据权利要求1所述的设备，其中，所述至少一个处理器进一步配置为在所述偏差的量超过预定等级时触发校准。
8.根据权利要求1所述的设备，其中，在相同时隙内测量所述第一相邻信道泄漏比和所述第二相邻信道泄漏比。
9.根据权利要求1所述的设备，其中，所述至少一个处理器进一步配置为通过查询表查阅所述第一相邻信道泄漏比与所述第二相邻信道泄漏比之间的差异以确定延迟偏移。
10.根据权利要求9所述的设备，其中，所述至少一个处理器进一步配置为基于所述延迟偏移延迟所述传输信号或者所述包络信号。
11.用于在无线通信中使用的包络跟踪校准的方法，包括：
在正常操作模式中生成正常包络信号并测量对应于所述正常包络信号的第一相邻信道泄漏比；
在比较操作模式中生成比较包络信号并测量对应于所述比较包络信号的第二相邻信道泄漏比；以及
基于所述第一相邻信道泄漏比和所述第二相邻信道泄漏比之间的差异计算传输信号路径和包络信号路径之间的时间偏差。
12.根据权利要求11所述的方法，其中，所述比较包络信号的跟踪效率比所述正常包络信号的跟踪效率低。
13.根据权利要求11所述的方法，其中，使用具有不同系数的多项式或具有不同系数的非多项式生成所述正常包络信号和所述比较包络信号。
14.根据权利要求13所述的方法，其中，用于正规表达的所述多项式表达如下：
Y＝a1+b1x+c1x2+d1x3+…
其中，a1、b1、c1、d1…是正常数或负常数。
15.根据权利要求11所述的方法，进一步包括：对所测量的第一相邻信道泄漏比和所测量的第二相邻信道泄漏比分别求平均。
16.根据权利要求11所述的方法，进一步包括：确定所述偏差是正或是负。
17.根据权利要求11所述的方法，进一步包括：在所述偏差的量超过预定等级时触发校准。
18.根据权利要求11所述的方法，其中，在相同时隙内测量所述第一相邻信道泄漏比和所述第二相邻信道泄漏比。
19.根据权利要求11所述的方法，进一步包括：通过查询表查阅所述第一相邻信道泄漏比与所述第二相邻信道泄漏比之间的差异以确定延迟偏移。
20.根据权利要求19所述的方法，进一步包括：基于所述延迟偏移延迟所述传输信号或者所述包络信号。
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