JP6548741B2 - 飽和制御型ループ電流レギュレータ - Google Patents

Description

以下に説明する実施形態はプロセスフィールドデバイスに関する。特に、本実施形態はプロセス環境内のループ電流レギュレータに関する。

プロセスフィールドデバイスは、産業プロセス制御システムにおいて、工業プロセスを監視および／または制御するために使用される。制御デバイスは、プロセスを制御するために使用されるプロセスフィールドデバイスである。制御デバイスの例には、ポンプ、バルブ、アクチュエータ、ソレノイド、モータ、ミキサ、アジテータ、ブレーカ、クラッシャ、ローラ、ミル、ボールミルナ、ニーダ、フィルタ、ブレンダ、サイクロン、遠心分離機、タワー、ドライヤ、コンベヤ、セパレータ、エレベータ、ホイスト、ヒータ、クーラおよび他のデバイスが含まれる。

プロセストランスミッタは、例えば温度、圧力、流量などのプロセス変数を監視することによってプロセスの動作を検知（または監視）するために使用されるプロセスフィールドデバイスである。監視されたプロセス変数は、プロセス内の他の設備、例えば中央制御室によって使用できるように伝送される。

2線式プロセスフィールドデバイスは、2線式プロセス制御ループから電力を受け取り、2線式プロセス制御ループを介して通信する。1つの標準タイプの2線式プロセス制御ループは、プロセス変数または制御デバイスの状態を表すために、制御ループ上で4?20mAの電流レベルを使用する。このような構成では、フィールドデバイスは、その電流レベルを、検知された圧力などのプロセス変数を代表する10mA程度の値に制御することができる。他の実施形態では、デジタル値が、例えばHART（登録商標）通信プロトコル、FieldbusまたはProfibusなどの通信規格を用いて2線式ループ上で符号化される。

プロセスフィールドデバイスとの接続に必要な配線の量を減らすために、多くのプロセスフィールドデバイスは、2線プロセス制御ループから受け取った電力で完全に電力供給される。このため、プロセスフィールドデバイスで利用可能な電力の総量は制限されることになる。例えば、4-20mAの電流ループでは、利用可能な合計電力は、設定可能な電流レベルの最低レベル（たとえば3.6mA）と、デバイスに許容できる最大電圧降下（たとえば、本質的に安全な場所では24V未満）によって制限される。これは、デバイスに使用可能な電力の0.09ワット未満である。

米国特許第7,970,063号明細書

多くの場合、プロセスデバイスの機能は、2線式プロセス制御ループで利用可能な電力量によって制限される。例えば、追加の機能はマイクロプロセッサに対して追加の計算機能を要求するかもしれない。このように増加した計算能力は、より大きな電力を必要とし、ループから利用可能な電力バジェットを超える可能性がある。フィールドデバイスは、通常、2線式プロセス制御ループから受け取った電力を、内部回路での使用に適した調整された電圧レベルに変換するために、高効率電源を利用する。

電源の一種であるスイッチングレギュレータは、デバイス内のコンポーネントに安定した電圧を効率よく供給するためにプロセスフィールドデバイスで使用されてきた。上記の議論は一般的な背景情報のために提供されるものであり、主張される主題の範囲を決定する助けとして使用されるものではない。請求された主題は、背景で言及された任意のまたは全ての不都合を解決する実装に限定されない。

(1) プロセストランスミッタは、電流ループ上で搬送されるべき値を生成するデバイス回路と、前記電流ループとデバイス回路との間に直列接続された直列制御トランジスタと、前記直列制御トランジスタが飽和状態になるのを防止する飽和防止回路とを含む。

(2) 他の実施形態は、プロセス制御ループに接続するための制御ループコネクタと、デバイス回路と、前記制御ループコネクタとデバイス回路との間に直列に接続された電流レギュレータとを含む。前記電流レギュレータは、制御ループ上の電流レベルを制御し、プロセス制御ループ上に供給される電圧で調整される最大電力を有する電力出力を提供する。

(3) 更に他の実施形態は、電流ループに接続するための2つのループコネクタと、デバイス回路と、2つのループコネクタのうちの1つと前記デバイス回路との間に直列に接続された電流コントローラとを含む。前記電流コントローラは電流ループ内の電流レベルを制御することができ、電流ループ内の複数の電流レベルに対して電流ループとデバイス回路との間に固定の電圧降下を生じさせる。

この要約および概要は、以下の「詳細な説明」でさらに説明する概念の選択を簡略化した形で紹介するために提供される。要約および概要は、主張された主題の重要な特徴または必須の特徴を特定することを意図するものではなく、主張される主題の範囲を決定する手助けとして使用されることも意図していない。

プロセスフィールドデバイス、2線式ループおよびコントローラを含むプロセス環境のブロック図である。 様々な電力方式に対する様々なループ電流で利用可能な電力のグラフを示した図である。 一実施形態に係るプロセスフィールドデバイスの組み合わせブロック図および回路図である。 図３のインタフェースにおける様々な構成要素の電圧及び電流のグラフを示した図である。 他の実施形態に係るプロセスフィールドデバイスの組合せブロック図および回路図である。 一実施形態に係る図1のプロセス環境の組み合わせブロックおよび回路図を示した図である。 更に他の実施形態に係るプロセスフィールドデバイスの組み合わせブロック図および回路図である。

図１は、コントローラ102およびフィールドデバイス104を含むプロセス環境100のブロック図である。フィールドデバイス104は、センサ／被制御要素112および2線式制御ループ116a／116bに結合された電子機器114を含む。電子機器114はデバイス回路118およびインタフェース／電源回路120を含む。一実施形態では、フィールドデバイス104は2線式ループ116a／116bを介してコントローラ102と通信する。

フィールドデバイス104がプロセストランスミッタであると、フィールドデバイス104は、センサ112からの信号に基づいて温度、圧力または流れなどのプロセス変数を生成し、2線式ループ116a／116bを介してコントローラ102へ情報を送信する。フィールドデバイス104がプロセス制御デバイスであると、当該フィールド制御デバイス104は、コントローラ102から2線式ループ116a／116bを介して送られる命令に基づいて被制御要素112を変更し、および／または被制御要素112に関する状態情報を2線式ループ116a／116bを介してコントローラ102に提供する。

フィールドデバイスからの送信は、２線式ループ116a／116bを通る電流Iを、例えば最小値を表す4mA信号とフルスケール値を表す20mA信号との間に制御することによって行うことができる。さらに、フィールドデバイス104は下限アラームの電流値および上限アラームの電流を、それぞれ3.6mAおよび23mAに設定することができる。デバイス回路118は、センサ／被制御素子112から信号を受信し、回路120を制御することでループ電流Iを変調する。

さらに、HART（登録商標）規格などのいくつかの通信プロトコルでは、デバイス回路118はループ116a／116bを介してデジタル通信をしており、インタフェース120を介してプロセス変数をデジタル送信する。デバイス回路118は、ループ116a／116bを介して、コントローラへデジタル情報を送信し、コントローラ（図示せず）からデジタルコマンドを受信する。回路120はまた、フィールドデバイス104に電力を供給するためにループ電流Iを使用する。

図１はまた、デバイス回路118とインタフェース／電源回路120との間の様々な入力および出力を示している。デジタル情報は、データ線124を介してインタフェース／電源回路120に供給される。デバイス回路118のアナログ出力は、ライン122を介してインタフェース／電源回路120に供給される。ループ116a／116bから受信した情報は、データ線126を介してデバイス回路118に供給される。さらに、一実施形態では電力がインタフェース／電源回路120により電力線128を介してデバイス回路118に供給される。

ループ掃気（スイープ）および可変リフトオフトランスミッタ設計の導入に先立って、フィールド機器は最小ループ電流に等しい低動作電流制限を獲得した。これは、デバイス回路118の全体が3.6mAの低側警報電流で動作することを要求されたことを意味していた。実際には、トランスミッタは3mA以下で動作するように設計されており、信頼性の高い動作に十分なマージンを確保している。12ボルトのリフトオフ動作により、フィールド機器の動作に利用可能な電力を理論的には36mW以下に抑えられる。

近年、プロセスデバイスに多くの機能を追加することが望まれている。追加の処理能力、より詳細な表示、診断、バックライトなどが新しいトランスミッタの設計で既に使用され、かつ使用されつつある。これらの機能の多くは追加電力を使用するので、ループ・スカベンジング技術の前までは可能でなかった。

既存の4-20mAフィールドデバイスには、最小動作電圧の指定と高低アラーム電流の指定とがある。HART(r)準拠の負荷抵抗は250Ωと1100Ωとの間でなければならない。リフトオフ電圧が12ボルトであり、高低アラーム電流をそれぞれ23mA，3.6mAと仮定すると、最小供給電圧V_supply-min、最小供給電力P_Supply-minおよび最大供給電力P_Supply-maxは、それぞれ次式で計算される。

250オームの負荷抵抗に供給される最小電力P_Load-minおよび最大電力P_Load-maxは次式で求められる。

これにより、フィールド機器端末の最小電力量P_{Transmitter-min}および最大電力量P_{Transmitter-max}は次式のようになる。

図２は、水平軸204をループ電流、垂直軸206を電力として、ループ電流の関数である電力を示したグラフである。上述の条件下でのトランスミッタの最小電力が、図２において最小使用可能電力200として示されている。リフトオフ電圧が12ボルトに固定された従来のトランスミッタは、以下の最大電力P_{LegacyTransmitter-max-usage}を使用することができた。

このような従来のトランスミッタは、以下の現実的に利用可能なパワーを有していた。

図２では、従来のトランスミッタを使用した際の最大電力使用量がライン202で示されている。図示のように、従来のトランスミッタは電源電圧が17.75Vのトランスミッタが利用可能な電力の全量を使用することができなかった。

可変リフトオフ回路は、フィールド機器の電力を最大化しようとする際に、ループ設定電流のような既知のパラメータ、最小HARTループ抵抗のような回路仮定値（circuit assumptions）および電源電圧を使用する。これらのパラメータを使用すると、内部レギュレータの動作点を、任意の与えられたループ電流で利用可能な電力をより有効に利用できるように調整できる。

特に、フィールドデバイスの内部電源レール電圧を動的に調整することによって、フィールドデバイスの電力をさらに増加させることが可能である。可変リフトオフは、フィールドデバイスの入力電圧範囲に制約を課する。

可変リフトオフでは、ループ電流が20mAのときに、最小供給電圧を17.75ボルト、有効HART負荷抵抗を250オーム、端子電圧を12ボルトと想定している。Schulteによる米国特許第7,970,063号明細書（タイトルが「VARIABLE LIFTOFF VOLTAGE PROCESS FIELD DEVICE」）は、そのような可変リフトオフ電圧に関する。これらの想定によれば、可変リフトオフを使用してトランスミッタに利用できる最小および最大の電力は次の通りである。

ここで、（0.75V）は電圧レギュレータの非飽和電圧降下である。図２のグラフ208は、17.75Vの電源用に設計された可変リフトオフトランスミッタに使用する電力を示している。可変リフトオフ回路の１つの欠点は、HARTで規定された最小の電源電圧およびループ抵抗での動作を前提としていることである。

計算ではトランスミッタが理論的には17.75Vの電源で動作することが示されているが、ほとんどの顧客はかなり高い電圧の電源を使用し、24Vの電源を使用することがよくある。顧客がトランスミッタに24ボルトの電源を供給し、250オームの負荷を使用する場合、図２に顧客供給電力210として示されるように、可変リフトオフ中は利用されないトランスミッタに使用可能な相当量の電力が存在し、これは以下のように計算される。

この追加電力は、最も必要とされる4mAのポイントで最も顕著である。ここには、補足可能な39％を超える使用可能電力がある。

加えて、従来技術では測定回路に供給される最大電力は電源の電圧に比例しない。その代わりに、測定回路の最大電力は、最大電流と静的リフトオフ電圧との積またはループ電流と可変リフトオフ電圧との最大積のいずれかによって制限される。その結果、顧客が電源電圧を上げると、トランスミッタ回路に供給される最大電力を増加させる方法がない。

図３は、電流ループ116a／116b、電源302、デバイス回路118およびセンサ112に関して配置された、一実施形態に係るインタフェース300を示すフィールドデバイスの組合せブロックおよび回路図である。インタフェース300と電源302とが共に図１のインタフェース／電源回路120を構成する。

インタフェース300は、直列トランジスタまたは直列制御トランジスタQ1、シャントトランジスタQ2、ダイオードD1および電流制御部310を含む。直列トランジスタQ1は、ループコネクタ312、電源302およびデバイス回路118の間に直列に接続されている。ループコネクタ312はループ導体116aに接続されている。したがって、直列トランジスタQ1は、ループ導体116aとデバイス回路118との間に直列に接続されている。

電流制御部310はダイオードD1を介して直列トランジスタQ1のベースに接続され、トランジスタQ1の動作点が活性領域にある限り、直列トランジスタQ1のエミッタ電流I_Eを制御する。電流I_Eはループ導体116a，116b上のループ電流である。電流制御部310は、デバイス回路118からデジタルライン124およびアナログライン122で提供される測定値を代表するように電流を調整する。

電流コントローラ310は、デバイス回路118からデジタルライン124およびアナログライン122上に提供される測定値を表すように電流を調整する。電流制御部310は電源302から電力を供給され、電源302はまた、電力接続128を介してデバイス回路118に電力を供給する。

トランジスタQ1のコレクタ電圧はV_internalと呼ばれる。この電圧は、ループ電流および電源302に入力する電流に対するインピーダンスの関数として変化することが可能である。その結果、ループ電流が増加するとV_internalが増加する。これにより、ループ116a／116bへの供給電圧が増加するにつれて、電源302が利用可能な最大電力を増加させることが可能になる。したがって、より大きな電源電圧が供給されるとV_internalは同じループ電流でより高い値に増加することが許される。

V_internalが無差別に増加することが許容されてしまうと、トランジスタQ1を飽和モードにすることができ、その時点で電流コントローラ310はループ電流I_Eをもはや制御することができない。これを避けるために、直列トランジスタQ1のエミッタ／コレクタ間電圧V_ECがダイオードD1の順方向バイアス電圧を下回らないようにするためのシャントトランジスタQ2およびダイオードD1が設けられている。これは次式で表される。

ここで、V_ECQ1は直列トランジスタQ1のエミッタ／コレクタ間電圧、V_BEQ1は直列トランジスタQ1のベース／エミッタ間電圧、V_fD1はダイオードD1の順バイアス電圧、V_BEQ2はシャントトランジスタQ2のベース／エミッタ間電圧である。直列トランジスタQ1とシャントトランジスタQ2とが同じトランジスタタイプであって、性能が近似し、かつ同一または同等の温度に保たれている場合、直列トランジスタQ1およびシャントトランジスタQ2のV_BEは本質的に同じでなければならず、2つのV_BE項はV_ECQ1≒V_fD1とすることで除去される。

トランジスタの飽和電圧は一般的にダイオードの典型的な順方向バイアス電圧よりもかなり小さいので、直列トランジスタQ1は決して飽和してはならない。その結果、シャントトランジスタQ2およびダイオードD1は、直列トランジスタQ1を飽和させない飽和制御回路または飽和防止回路として働くバイアス回路である。

図４は、24ボルトの固定供給電圧がループコネクタ312および314の両端に供給され、ループ電流が0mAと30mAとの間でスイープされたときのインタフェース300内の構成要素の電圧および電流を示している。

図４において、縦軸400は電圧、縦軸402は電流を示している。水平軸404は、ループ電流406を0mAから30mAまでスイープする電流制御器310によって引き出される電流を示している。ループ電流が増加すると、電源302は最初にループ電流406と実質的に一致する電流408を引き出す。

電源302によって引き出される電流は、電源302に入る電流によって生じるインピーダンスの関数として内部電圧V_internal410を増加させる。V_internal410が増加するにつれて、ループ電流方向に直列トランジスタQ1を横切る電圧降下V_EC412が減少する。V_internal410がループコネクタ312，314を横切る電源電圧に近付くにつれて、シャントトランジスタQ2は、電源302から電流を分流するエミッタ電流I_E414を導通させ始め、電源電流408を実質的に固定したままにする。

これにより、V_internal410は実質的に固定されたままとなり、直列トランジスタQ1の両端の電圧412はダイオードD1の順方向バイアス電圧に実質的に固定されたままとなる。シャントトランジスタQ2が導通し始めた後、電源302に供給されるV_internal410は、ループコネクタ312，314の両端に供給される電圧からダイオードD1の順方向バイアス電圧を引いた電圧に等しいことに留意されたい。

その結果、顧客が供給電圧を増加させると、V_internal410もまた増加して電源302に大きな電圧を供給し、これにより電源302に大きな最大電力を供給する。換言すれば、電源302に供給される最大電力は、電流ループに供給される供給電圧に比例する。

図４に示すように、直列トランジスタQ1は、電流ループの複数の電流レベルに応じて、電流ループとデバイス回路との間に実質的に固定された電圧降下を生じさせる。特に、シャントトランジスタQ2が電流を流し始めると、直列トランジスタQ1のエミッタ／コレクタ間電圧が実質的に固定され、ループ電流の関数として変化しない。

図５は、プロセスフィールドデバイスの第２実施形態の組み合わせ回路およびブロック図を示している。第２実施形態では、2つのダイオードD2，D3が追加されており、残りの回路要素は図３で説明したものと同じである。

シャントトランジスタQ2のベース／エミッタ間電圧がトランジスタQ2の逆方向ブレークダウン電圧を超えないようにするためのダイオードD2が図５に追加されている。特に、V_loop -V_internal≧V_BEQ₁+V_fD₁+~5vのように、V_internalが高負荷電流でシャント電流のない電圧制限状態に保たれる状態が起こると、シャントトランジスタQ2はベースをエミッタに導通させ始めるであろう。

ダイオードD2は、この電流の流れを防止する。しかしながら、ダイオードD2を追加すると、直列トランジスタQ1のベースに別のダイオード、特にダイオードD3を追加することによってバランスをとらなければならない電圧降下が更に生じる。これにより、上記のV_ECQ1の式が次のように変更される。

ここで、V_fD3はダイオードD3の順方向バイアス電圧であり、V_fD2はダイオードD2の順方向バイアス電圧である。V_fD2とV_fD3とが等しければ、それらはキャンセルされるので方程式から除去される。

このような事象は、温度に関係なくD2とD3とが互いに同じ順方向バイアス電圧を有するように整合している場合に生じる。これを可能にするため、いくつかの実施形態では、2つのダイオード間の不均衡を最小限に抑え、ダイオードD2，D3間のあらゆる熱誘起電圧差を最小にするために、ダイオードD2，D3の両方を含むデュアルダイオードパッケージが使用される。

同様に、直列トランジスタQ1およびシャントトランジスタQ2は、好ましくはトランジスタQ1，Q2のベース-エミッタ間電圧V_BEに熱誘起電圧差がないように整合される。

図５において、シャントトランジスタQ2およびダイオードD1、D2およびD3は、直列トランジスタQ1が飽和状態になるのを防止する飽和制御回路または飽和防止回路として機能するバイアス回路である。

図６は、本発明の一実施形態に係る図１のプロセス環境100をより詳細に示している。図６において、電源302およびデバイス回路118は、センサ／制御要素112と組み合わされてレギュレータおよびデバイス回路610を構成している。電流ループ116a／116bは、電源電圧V1および負荷抵抗R1に接続されるように示されている。電流ループ導体116aに直列接続されたダイオードD5，D6およびD7は、キャパシタンスを遮断するために使用される。いくつかの設計では、ダイオードD5、D6およびD7は存在しない。

直列トランジスタQ1、分路トランジスタQ2およびダイオードD1，D2，D3は上記と同じ動作をする。電流制御部310は、演算増幅器U1、トランジスタQ3、抵抗器R4、R5、R6、R7、R8、R9、R10、R11、R13およびR14ならびにコンデンサC2，C3，C4およびC6を用いて実現される。オペアンプU1は、レギュレータおよびデバイス回路610から給電される。

デジタル情報は、ライン124から抵抗器R14およびコンデンサC6を介して演算増幅器U1の非反転入力に入力される。抵抗R14は信号レベルを設定し、コンデンサC6は任意のDC電流を切り離す。オペアンプU1の反転入力は抵抗R13に接続され、抵抗R13の反対端はコモンに接続されている。コンデンサC3は、反転入力を演算増幅器U1の出力に接続する。オペアンプU1の出力は抵抗R4を介してトランジスタQ3のベースに接続され、トランジスタQ3のエミッタは抵抗R5に接続されている。

トランジスタQ3のコレクタは、ダイオードD2およびD3のカソードに接続され、さらにダイオードD7のカソードおよび直列トランジスタQ1のエミッタに接続された抵抗R6に接続されている。抵抗R6はトランジスタQ3をバイアスし、様々なループ制御点間のより良好な遷移を促進する。

ベース抵抗R4はトランジスタQ3への電流を制限し、集積回路電力制限バリアを提供する。抵抗R5は、回路の安定化に役立つフィードバックを提供する。オペアンプU1の非反転入力はまた抵抗器R12に接続され、抵抗器R12はコンデンサC2および抵抗器R11に接続されている。

抵抗R11の他端は抵抗R9の一端に接続され、コンデンサC2の他端は抵抗R9の他端に接続されている。抵抗器R10はアナログ入力線122に接続され、その他端は抵抗器R9およびコンデンサC4に接続される。コンデンサC4の他端は接地されている。

抵抗R8の一端はコンデンサC2および抵抗R9に接続され、抵抗R8の他端は共通に接続されている。抵抗R11，R13ならびにコンデンサC3は、電流制御回路のためのフィルタリングおよび安定化フィードバックを提供する。抵抗R8はループ電流を設定する帰還抵抗である。特に、抵抗R8，R9，R10は、アナログライン122上の出力電圧（Vdac）と共に、次式を用いてループ電流を設定する。

ここで、I_loopはループ電流であり、V_dacはアナログライン122上の電圧である。R7はISパワー・シェアリング抵抗であり、トランスミッタ回路内の部品の温度上昇を制限する。C1は内部システムの給電レールのバルク容量である。この給電レールは、レギュレータ（スイッチング、リニアまたはシャントタイプ）を、デバイス回路の残りの部分に電力を供給するレギュレータおよびデバイス回路610内に提供する。

一実施形態では、図６のインタフェースとして、マキシム＆テキサスインスツルメンツ社から入手可能な高電圧／低電流の高効率スイッチングコンバータを使用することができる。これらのレギュレータは、低電流で高い効率を維持しながら、高い入力電圧（約60V）を処理するように設計されている。飽和レギュレーションループ電流レギュレータをスイッチングレギュレータとともに使用することで、トランスミッタの電力を顧客の供給電力でスケーリングすることができる。

図７は、図３に示したようなフィールドデバイスにおいて、そのインタフェース300の代替であるインタフェース700を有する組み合わせブロックおよび回路図である。図３および図７に共通の要素は同じ参照番号で示され、両方の図において同様に動作する。

図７では、飽和制御回路が図３のダイオードD1を除去するように変更され、トランジスタQ1のベースが電流コントローラ310に直接接続されている。図７の飽和制御回路は、ダイオードD1の代わりに、V_LOOPとV_internalとの間の電圧差がトランジスタQ1の飽和電圧を上回るようにトランジスタQ2を駆動する演算増幅器U2を使用する。

オペアンプU2の非反転入力は、V_internalと回路コモンとの間に抵抗R23，R24によって構成された分圧器に接続されている。オペアンプU2の反転入力は、ツェナーダイオードD21のアノードと回路コモンとの間に抵抗R21，R22によって構成された分圧器に接続されている。ツェナーダイオードD21のカソードはループコネクタ312に接続されている。オペアンプU2の出力は抵抗R25を介してトランジスタQ2のベースに接続されている。

一実施形態では、抵抗R21，R23は互いに等しい値に設定され、抵抗R22，R24は互いに等しい値に設定される。このような値では、演算増幅器U2はV_internalがV_LOOP-V_breakに維持されるようにトランジスタQ2を駆動する。ここで、V_breakはツェナーダイオードD21のブレークダウン電圧である。

他の実施形態では、V_internalの電圧を調整するために、抵抗R21，R22，R23，R24のうちの1つまたは複数について他の値を選択することができる。さらに他の実施形態では、ツェナーダイオードD1を除去することができ、抵抗器R21をループコネクタ312に直接接続することができる。そのような実施形態では、抵抗器R21，R22，R23，R24の値は、V_internalがV_LOOPの所望の割合となることを保証するように選択される。

上記の実施形態では、多数の飽和制御回路について説明したが、他の飽和制御回路も考えられる。例えば、上記の実施形態ではV_internalが限定されなかった。しかしながら、飽和制御回路および直列トランジスタは、V_internalが何らかのタイプのシャント回路によってクランプまたは制限される実施形態で使用することができる。

例えば、ツェナーダイオードまたは他の制御回路は、電流を分流することで電圧を制限するために使用できる。クランプによって設計上の最大可用電力や電力調整能力の一部が制限されても、この回路は、最も必要とされる低ループ電流において動作上の利点と追加の電力を依然として提供する。

上記の実施形態ではリフトオフ電圧が12ボルトであったが、実施形態は多くの異なるリフトオフ電圧で実施されてもよい。

上記の実施形態は、従来の可変リフトオフ、HART（登録商標）掃気ループレギュレータおよびエネルギー掃気型のループレギュレータのすべての電力に関する利点を提供する。HART（登録商標）スカベンジングループレギュレーターは、HART（登録商標）トランスミッションの一部からエネルギーを蓄積し、HART（登録商標）トランスミッションの第2部分で蓄積エネルギーを使用する。

エネルギー掃気型のループレギュレータは、フィールドデバイス端末で利用可能な電力の大部分を節約することで、その分を追加機能で利用できるようにするレギュレータを採用することにより、フィールドデバイスで利用可能な電力を活用する。

さらに、実施形態は顧客にループ抵抗を最小にさせるように制約しない。加えて、トランスミッタのリフトオフ電圧を最小にすることが望ましい場合には、上述の実施形態を使用することができる。実施形態はまた、本質的に、ソフトウェア制御の必要なしに、所与の端子電圧でオンスケールの故障状態を防止するのに役立つ。この回路はまた、様々な本質安全スキームと互換性がある。

上記では各構成要素が別々の実施形態として図示または説明されているが、各実施形態の一部は、上記の他の実施形態の全てまたは一部と組み合わされてもよい。主題が、構造的特徴および／または方法論的行為に特有の言葉で説明されているが、特許請求の範囲に定義された主題は、必ずしも上記の特定の特徴または行為に限定されないことを理解されたい。むしろ、上記の特定の特徴および動作は、請求項を実施するための例示的な形態として開示される。

100…プロセス環境，102…コントローラ，104…フィールドデバイス，112…センサ／被制御要素，114…電子機器，116a／116b…2線式制御ループ，118…デバイス回路，120…インタフェース／電源回路

Claims (19)

1. 電流ループ上で搬送されるべき値を生成するデバイス回路と、
   前記電流ループとデバイス回路との間に直列接続された直列制御トランジスタと、
   前記直列制御トランジスタが飽和状態になるのを防止する飽和防止回路とを具備し、
   前記飽和防止回路は、前記直列制御トランジスタを横切る電圧を制御するシャントトランジスタを含むプロセストランスミッタ。
2. 前記飽和防止回路は、直列制御トランジスタのエミッタ／コレクタ間電圧が当該飽和防止回路内のダイオードの順方向バイアス電圧を下回ることを防止することで、直列制御トランジスタの飽和を防止することを特徴とする請求項１のプロセストランスミッタ。
3. 前記飽和防止回路は、前記直列制御トランジスタの両端の電圧が飽和電圧より低下するのを防止することによって当該直列制御トランジスタが飽和状態になるのを防止する請求項１または２のプロセストランスミッタ。
4. 前記飽和防止回路は、直列制御トランジスタの両端の電圧を、飽和防止回路内のダイオードの両端の順方向バイアス電圧と実質的に等しくなるように維持する請求項１または２のプロセストランスミッタ。
5. 前記飽和防止回路がシャントトランジスタを含み、そのエミッタが前記直列制御トランジスタのコレクタに接続され、そのベースがダイオードを含む導通路を介して前記直列制御トランジスタのベースに接続された請求項４のプロセストランスミッタ。
6. 前記シャントトランジスタのエミッタが前記直列制御トランジスタのコレクタに直接接続された請求項５のプロセストランスミッタ。
7. 前記シャントトランジスタのベースと前記直列制御トランジスタのベースとの間の導電路が３つのダイオードを含む請求項６のプロセストランスミッタ。
8. 前記ダイオードの少なくとも２つが同一である請求項７のプロセストランスミッタ。
9. 前記直列制御トランジスタおよびシャントトランジスタは、ベース／エミッタ間の電圧降下が実質的に同一となるように整合された請求項５のプロセストランスミッタ。
10. プロセス制御ループに接続するための制御ループコネクタと、
    デバイス回路と、
    前記制御ループコネクタとデバイス回路との間に直列に接続された電流レギュレータとを具備し、
    前記電流レギュレータは、制御ループ上の電流レベルを制御し、プロセス制御ループ上に供給される電圧で調整される最大電力を有する電力出力を提供し、
    前記電流レギュレータは、直列トランジスタおよびバイアス回路を具備し、前記直列トランジスタのコレクタ／エミッタ間電圧がダイオードの順方向バイアス電圧よりも低下しないように制限することによって直列トランジスタが飽和するのを防止し、
    前記バイアス回路は、デバイス回路から電流を分流するダイオードおよびシャントトランジスタ、並びにシャントトランジスタの逆方向ブレークダウンを防止する回路要素を含むプロセスフィールドデバイス。
11. 前記シャントトランジスタの逆方向ブレークダウンを防止する回路要素が第２のダイオードを含む請求項１０のプロセスフィールドデバイス。
12. 前記ダイオードのアノードが前記直列トランジスタのベースに接続され、前記ダイオードのカソードが第３のダイオードのアノードに接続され、前記第３のダイオードのカソードが第２のダイオードのカソードに接続され、前記第２のダイオードのアノードが前記シャントトランジスタのベースに接続された請求項１０のプロセスフィールドデバイス。
13. 電流レギュレータとデバイス回路との間に直列に接続されたスイッチングレギュレータを更に具備した請求項１０のプロセスフィールドデバイス。
14. 電流ループに接続するための2つのループコネクタと、
    デバイス回路と、
    2つのループコネクタのうちの1つと前記デバイス回路との間に直列に接続された電流コントローラとを具備し、
    前記電流コントローラは電流ループ内の電流レベルを制御することができ、電流ループ内の複数の電流レベルに対して電流ループとデバイス回路との間に固定の電圧降下を生じさせ、
    前記電流コントローラは、電流ループと処理回路との間の電圧降下が直列トランジスタを横切るように、直列トランジスタ、シャントトランジスタおよび少なくとも1つのダイオードを含み、前記少なくとも1つのダイオードおよびシャントトランジスタは、前記直列トランジスタの両端の電圧降下が前記少なくとも1つのダイオードの両端の順方向バイアス電圧よりも低くなることを本質的に防止するプロセスフィールドデバイス。
15. 前記電流コントローラは、電流ループの電流方向に沿った固定の電圧降下よりも小さい電圧降下を生じさせることを本質的に防止する請求項１４のプロセスフィールドデバイス。
16. 前記電流コントローラが、2つの追加のダイオードを更に備え、2つの追加のダイオードのうちの1つは、シャントトランジスタが逆方向ブレークダウン状態に入るのを実質的に防止する請求項１４のプロセスフィールドデバイス。
17. 前記電流コントローラは、直列トランジスタ、シャントトランジスタおよび増幅器を備え、前記増幅器はシャントトランジスタのベースに接続され、直列トランジスタの両端の電圧降下を維持するためにシャントトランジスタを駆動する請求項１４のプロセスフィールドデバイス。
18. 前記電流コントローラが、デバイス回路に接続された第１の分圧器および電流ループに接続された第２の分圧器を含み、
    前記増幅器の非反転入力が第１の分圧器に接続され、前記増幅器の反転入力が第2の分圧器に接続された請求項１７のプロセスフィールドデバイス。
19. 前記第２の分圧器が、ダイオードを介して電流ループに接続された請求項１８のプロセスフィールドデバイス。

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