DE10037996C2 - Elektronisches Gerät, insbesondere Feldgerät - Google Patents

Description

Die Erfindung betrifft ein elektronisches Gerät, insbesondere Feldgerät, nach dem Oberbegriff des Anspruchs 1.

Aus dem Siemens-Katalog FI 01, 2000, Seiten 1/16 und 1/17 ist ein Messumformer für Absolutdruck bekannt, der für den Ein­ satz als Feldgerät in einer prozesstechnischen Anlage konzi­ piert ist. Der Absolutdruck wird über eine Trennmembran und eine Füllflüssigkeit auf einen Siliziumdrucksensor übertra­ gen. Die Druckdifferenz zwischen dem Eingangsdruck und einem Referenzvakuum auf der Minusseite der Messzelle lenkt die Membran aus. Vier in die Messmembran dotierte Piezowiderstän­ de in Brückenschaltungen ändern dadurch ihren Widerstands­ wert. Diese Widerstandsänderung bewirkt eine dem Eingangs­ druck proportionale Brückenausgangsspannung, die in einem Messverstärker verstärkt und in einem Analog/Digital-Umsetzer in ein digitales Signal umgewandelt wird. Dieses Signal wird in einem Mikroprozessor mit Hilfe eines applikationsspezi­ fischen Programms ausgewertet und bezüglich Linearität und Temperaturverhalten korrigiert. Das so aufbereitete Messsig­ nal wird über eine HART- oder PROFIBUS PA-Schnittstelle auf eine Zweidrahtleitung ausgegeben und kann so an einen über­ geordneten Rechner zur Weiterverarbeitung des Messwerts oder zur Prozesssteuerung übertragen werden. Zudem können Daten zur Parametrierung des Messumformers, die von einem an die Zweidrahtleitung angeschlossenen Parametriergerät an den Messumformer übertragen werden, von diesem empfangen und durch den Mikroprozessor weiterverarbeitet werden.

Derartige Messumformer sollten grundsätzlich einen niedrigen Energieverbrauch aufweisen. Das gilt insbesondere für Messum­ former, die über dieselbe Zweidrahtleitung, über welche sie kommunizieren, auch mit der erforderlichen Betriebsenergie versorgt werden, sowie für Messumformer, welche für den Einsatz in explosionsgefährdeten Bereichen geeignet sind. Für die Realisierung der Kommunikationsschnittstelle werden bis­ her zusätzliche Bauteile, z. B. das Modem NCR 20C15 für eine HART-Schnittstelle, benötigt. Wie das Modem 20C15 dazu mit einem Mikroprozessor verschaltet werden muss, ist im Doku­ ment-Nummer HCF_LIT-15 der HART Communications Foundation beschrieben. Im Empfangszweig ist dem Modem ein Kondensator und ein Bandpassfilter vorgeschaltet. Im Sendezweig ist das Modem über einen Stromregler mit der Zweidrahtleitung verbun­ den. Über den Empfangszweig wird dem Modem ein moduliertes Empfangssignal als analoges Signal zugeführt. Das Modem be­ stimmt daraus die übertragenen Daten und gibt diese mit einem digitalen Empfangssignal, das häufig mit RXD bezeichnet wird, an einen UART des Mikroprozessors weiter. Dieses digitale Empfangssignal enthält bereits die übertragenen Daten in serieller Form, gegebenenfalls ergänzt um Synchronisations­ zeichen. Durch ein Carrier-Detect (CD)-Signal wird dem UART der Empfang eines modulierten Signals angezeigt. Ein Sende­ wunsch wird dem Modem durch ein Request-To-Send (RTS)-Signal vom UART des Mikroprozessors signalisiert. Die zu übertragen­ den Daten werden dem Modem mit einem digitalen Sendesignal, das mit TXD bezeichnet wird und die zu übertragenden Daten in serieller Form enthält, übergeben. Das Modem bildet ein den Daten entsprechendes moduliertes Signal, das gegebenenfalls über einen Filter zur Signalformung und den Stromregler auf die Zweidrahtleitung zur Übertragung der Daten ausgegeben wird.

Aus der DE 36 15 463 A1 ist eine Anordnung zur Signalübertra­ gung in einer Messanordnung bekannt, die einen Messumformer und ein entfernt davon angeordnetes Auswertegerät enthält. Der Messumformer ist mit dem Auswertegerät durch eine Zwei­ drahtleitung verbunden, über die einerseits die für den Be­ trieb des Messumformers erforderliche Gleichstromenergie vom Auswertegerät zum Messumformer und andererseits das die Mess­ größe darstellende Messwertsignal vom Messumformer zum Auswertegerät übertragen werden. In den Schnittstellen des Messumformers und des Auswertegeräts ist jeweils eine Kommu­ nikationsschnittstellenschaltung vorhanden, die einen Sig­ nalgeber zum Senden eines vom Messwertsignal unterscheidbaren Kommunikationssignals über die Zweidrahtleitung und einen Signalempfänger zum Empfang der von anderen Kommunikations­ schnittstellenschaltungen kommenden Kommunikationssignale enthält. Eine Elektronik der Kommunikationseinheit sowie ein evtl. zur Datenübertragung verwendetes Modulationsverfahren sind nicht näher beschrieben.

Aus der EP 0 328 520 B1 ist ein weiterer Messumformer mit digitaler Steuerung bekannt.

Aus der EP 0 101 528 B1 ist ein Messumformer mit Analogaus­ gang bekannt, der zusätzlich eine Übertragung digitaler Sig­ nale über dieselbe Zweidrahtleitung ermöglicht. Als Schnitt­ stellenbaustein für die Datenübertragung ist ein so genannter UART vorgesehen.

Aus der WO 98/47054 A1 ist eine elektrische Schaltung zur Verarbeitung eines Messsignals von einem Sensor und zur Er­ zeugung eines Steuersignals für einen Aktor bekannt.

Der Erfindung liegt die Aufgabe zugrunde, ein elektronisches Gerät, insbesondere ein Feldgerät, zu schaffen, das sich durch einen geringeren Herstellungsaufwand auszeichnet.

Zur Lösung dieser Aufgabe weist das elektronische Gerät der eingangs genannten Art die im kennzeichnenden Teil des An­ spruchs 1 angegebenen Merkmale auf. In den Unteransprüchen sind vorteilhafte Ausgestaltungen der Erfindung beschrieben.

Die Erfindung hat den Vorteil, dass teure zusätzliche Bauteile zur Realisierung der Kommunikationsschnittstelle, z. B. das Modem NCR 20C15 für eine HART-Schnittstelle, ent­ fallen. Die Modulation und Demodulation wird durch den Mikro­ prozessor, der auch als Mikrokontroller oder DSP bezeichnet werden kann, übernommen. Dadurch sinkt der Bauteileaufwand und es wird weniger Raum für die Schaltung benötigt. Die Funktion der Modulation und Demodulation kann meist ohne weiteres durch den Mikroprozessor übernommen werden, da die Rechenleistung des Mikroprozessors in elektronischen Geräten, insbesondere in Feldgeräten, meist nicht durch die Abar­ beitung eines applikationsspezifischen Programms erschöpft wird. Zudem steht durch den Wegfall des zusätzlichen Modems mehr Betriebsenergie für den Mikroprozessor zur Verfügung, die - falls erforderlich - zu einer Steigerung der Taktrate des Mikroprozessors verwendet werden kann. Damit kann die Geschwindigkeit der Abarbeitung des applikationsspezifischen Programms in den Kommunikationspausen erhöht werden. Der Aufwand für den Speicherbereich, der für das Programm des Mikroprozessors zur Modulation und Demodulation benötigt wird, ist erheblich geringer als der Aufwand für ein mit einem zusätzlichen Baustein realisiertes Modem.

Ein weiterer Vorteil ist darin zu sehen, dass durch eine einfache Programmänderung auf eine andere Modulationsart gewechselt werden kann. Dabei können prinzipiell beliebige Modulationsarten eingestellt werden. Der Wechsel der Modu­ lationsart ist schnell, bei Einsatz von Flash-Bausteinen sogar während des Betriebs des Messumformers möglich. Das Gerät ist somit flexibel verwendbar und nicht durch eine schaltungstechnische Beschränkung an eine bestimmte Modu­ lationsart gebunden. Der große Kosten- und Zeitaufwand, der für die Erstellung eines neuen Modembausteins für eine andere Modulationsart erforderlich wäre, wird auf die Erstellung eines entsprechenden Programms für den Mikroprozessor redu­ ziert.

Bei den meisten Kommunikationsarten wird vorausgesetzt, dass der Pegel des modulierten Empfangssignals eine bestimmte Schwelle überschreitet, bevor eine Demodulation gestartet wird. Dieses Überschreiten wird durch ein Carrier-Detect- Signal angezeigt. Dadurch soll vermieden werden, dass Rauschen als gültiges Signal erkannt wird. Zur Erzeugung des Carrier-Detect-Signals kann beispielsweise ein Schwell­ komparator mit einem nachgeschalteten Monoflop verwendet werden. Wenn das Empfangssignal die Schwelle des Komparators überschreitet, wird das Monoflop getriggert. Dauert die Schwellwertüberschreitung länger als die Laufzeit des Mono­ flops an, die beispielsweise auf die Dauer eines Bits gesetzt ist, so wird mit dem Carrier-Detect-Signal das Vorhandensein eines modulierten Empfangssignals angezeigt und die Demodula­ tion eingeleitet. In vorteilhafter Weise kann die beschriebe­ ne Schaltung mit einem Schwellwertdetektor und einem Monoflop eingespart werden, wenn der Mikroprozessor dazu ausgebildet ist, beim Empfang eines Signals, dessen Pegel eine vorbe­ stimmte Schwelle übersteigt, festzustellen, ob die Schwelle für eine vorgebbare Mindestdauer überschritten wurde. Das kann in einfacher Weise mit einem Timer realisiert werden, der bei Übersteigen der Schwelle gestartet wird. Mit einem Zähler kann ermittelt werden, ob die Schwelle innerhalb der Laufzeit des Teilnehmers für eine vorgebbare Mindestdauer überschritten wurde und gegebenenfalls ein Empfang eines modulierten Empfangssignals festgestellt werden. Dazu werden durch den Zähler die Anzahl der Mikroprozessortakte gezählt, während deren in der Laufzeit des Timers der Pegel des Empfangssignals die vorgegebene Schwelle übersteigt.

Wenn das Empfangssignal nach der HART-Spezifikation moduliert ist und der Analog/Digital-Umsetzer durch einen Komparator zur Erkennung der Nulldurchgänge des Empfangssignals rea­ lisiert ist, kann die Demodulation auf eine einfache Zeit­ messung zurückgeführt werden, da bei HART eine bestimmte Art einer Frequenzmodulation eingesetzt wird.

In vorteilhafter wird eine einfache Modulation ohne großen Rechenaufwand erzielt, wenn die jeweils einer "Null" oder einer "Eins" eines Datenbits entsprechenden zeitlichen Folgen von Digitalwerten in Tabellen hinterlegt sind und der Mikro­ prozessor anhand des Werts des jeweiligen Datenbits eine der Tabellen auswählt, den Tabelleninhalt ausliest und zur Erzeu­ gung eines modulierten Signals ausgibt.

Damit sich in den Ruhephasen, in welchen kein moduliertes Signal gesendet wird, ein mittlerer Pegel auf der Zweidraht­ leitung einstellt, kann vorteilhaft das Ausgabesignals des Mikroprozessors auf den Dateneingang eines Tristate-Buffers geführt werden. Dabei erzeugt der Mikroprozessor ein weiteres Signal, das auf den Enable-Eingang des Tristate-Buffers geführt ist, um diesen nur bei einer Datenübertragung zu aktivieren.

Anhand der Zeichnungen, in denen ein Ausführungsbeispiel der Erfindung dargestellt ist, werden im Folgenden die Erfindung sowie Ausgestaltungen und Vorteile näher erläutert.

Es zeigen:

Fig. 1 ein Feldgerät am Einbauplatz,

Fig. 2 ein Prinzipschaltbild eines Umformers,

Fig. 3 einen Tristate-Buffer zur Erzeugung eines modulierten Sendesignals,

Fig. 4A ein Beispiel eines analogen Biphase-Signals,

Fig. 4B das Ergebnis der Digitalisierung des Signals aus Fig. 4A

Fig. 5A ein Beispiel eines analogen, nach HART modulierten Signals,

Fig. 5B das Ergebnis der Digitalisierung des Signals nach Fig. 5A

Fig. 6 eine Entscheidungstabelle zur Demodulation eines HART-Signals.

Als ein Beispiel für ein Feldgerät ist in Fig. 1 ein Druckmessumformer 1 dargestellt, der an ein Rohr 2 angebaut ist. Durch das Rohr 2 fließt ein strömendes Medium 3, dessen Druck durch den Druckmessumformer 1 gemessen werden soll. Der Messwert wird über eine Zweidrahtleitung 4 zur Weiterverar­ beitung an weitere in Fig. 1 nicht dargestellte automatisie­ rungstechnische Komponenten der prozesstechnischen Anlage übertragen. Als weitere Beispiele für elektronische Geräte oder Feldgeräte, in welchen die Erfindung anwendbar ist, seien Netzwerkkarten für speicherprogrammierbare Steuerungen, Temperaturmessumformer, Durchflussmessumformer, Stellungsreg­ ler oder ähnliches genannt.

Fig. 2 zeigt ein prinzipielles Schaltbild des Druckmessum­ formers 1 in Fig. 1. Die Zweidrahtleitung wird an Klemmen 10 und 11 angeschlossen. Über die Zweidrahtleitung wird der Druckmessumformer mit der erforderlichen Betriebsenergie versorgt. Eine Schaltung 12 dient zur Erzeugung der Versor­ gungsspannungen U1 und U2 für das elektronische Gerät. Die Zuführung dieser Versorgungsspannungen zu den einzelnen elektronischen Komponenten des Geräts ist in Fig. 2 der Übersichtlichkeit wegen nicht dargestellt. Über dieselbe Zweidrahtleitung wird auch die Kommunikation des elektro­ nischen Geräts durchgeführt. Im Empfangszweig dient ein Kondensator 13 zur Trennung der Gleichanteile. Ein Transistor 14 im Sendezweig speist ein moduliertes Signal 40 in die Zweidrahtleitung ein. In dem gezeigten Ausführungsbeispiel ist die Schaltung 12 zur Versorgungsspannungserzeugung parallel zum Modulationspfad mit dem Transistor 14 geschal­ tet. Alternativ dazu kann eine Schaltung zur Versorgungsspan­ nungserzeugung in Serie zu einem Modulationseinkopplungs­ element geschaltet werden. Zur Modulation des Signals auf der Zweidrahtleitung können prinzipiell beliebige Verfahren eingesetzt werden. Beispielsweise kann eine Modulation der Spannung bei einer Versorgung durch eine hochohmige Quelle, des Stroms bei einer niederohmigen Quelle in dem in Fig. 2 nicht dargestellten Speisegerät oder eine Modulation der Leistungsaufnahme durch den Transistor 14 als Modulations­ einkopplungselement vorgenommen werden. Falls das Feldgerät aus einer Quelle mit wechselnder Polarität gespeist wird, können auch andere Modulationseinkopplungsschaltungen als der in Fig. 2 gezeigte Transistor 14 eingesetzt werden. In diesem Fall kann zudem zwischen die Klemmen 10 und 11 und dem Anschluss an die Zweidrahtleitung eine Diodenbrücke zur Gleichrichtung verwendet werden. Die Art der Einkopplung des modulierten Sendesignals in die Zweidrahtleitung und der Auskopplung des modulierten Empfangssignals sind in einfacher Weise den jeweiligen Anforderungen anpassbar, so dass auf diese Schaltungsteile im Folgenden nicht weiter eingegangen muss.

Nach einer eventuellen Vorfilterung in einem Filter 16 sowie einer eventuellen Signalanpassung in einem Verstärker 17 wird das modulierte Empfangssignal 15 auf einen Analog/Digital- Umsetzer 18 geführt. Sofern im Mikroprozessor 20 ein Ein­ gangskanal mit der Funktion eines Analog/Digital-Umsetzers entsprechend dem Umsetzer 18 vorhanden ist, kann selbstver­ ständlich alternativ zum gezeigten Ausführungsbeispiel dieser anstelle des externen Analog/Digital-Umsetzers 18 verwendet werden. Je nach Art der Modulation, beispielsweise bei der später näher erläuterten Biphase-Modulation oder der Modula­ tion nach HART, kann diese Wandlung lediglich mit der Auflö­ sung von einem Bit durchgeführt werden. Dazu genügt bereits ein Komparator, der den Nulldurchgang des modulierten Emp­ fangssignals 15 detektiert. Durch den Einsatz eines Schnitt- Triggers anstelle des Komparators kann die Empfindlichkeit gegenüber Rauschen auf der Zweidrahtleitung verringert werden.

Die so erzeugten Digitalwerte 19 werden einem Mikroprozessor 20 zugeführt, der einem Prozessorkern 21 mit einem Timer 22 und einem Zähler 23, einen Programmspeicher 24 und einen Datenspeicher 25 enthält. Zur Erläuterung der Funktionsweise der Erfindung sind in den Funktionsblocks des Mikroprozessors 20 die einzelnen Instanzen mit dem Datenfluss eingezeichnet die durch im Programmspeicher 24 abgelegte Programme reali­ siert sind. Mit Hilfe einer Demodulationsinstanz 26 bestimmt der Mikroprozessor anhand der zeitlichen Folge der Digital­ werte 19 die Bitfolge der übertragenen Daten 27 und gibt diese an eine UART-Instanz 28 weiter. Die Demodulation kann beispielsweise auf der Basis einer ortogonalen Q-I-Demodula­ tion oder einer Zeitmessung zwischen zwei Werten erfolgen. Für das Beispiel einer Modulation nach HART wird eine Mög­ lichkeit zur Demodulation in der Instanz 26 später näher erläutert.

In dem gezeigten Beispiel wird die Funktion des UART eben­ falls durch eine mit einem Programm realisierte Instanz übernommen. Alternativ dazu kann das digitale Empfangssignal 27 über ein Pin eines Ports des Mikroprozessors 20 nach außen auf einen in Hardware realisierten UART geführt werden, der dann über den Mikroprozessorbus mit diesem verbunden ist.

Die UART-Instanz 28 wertet Synchronisationszeichen wie z. B. Start- oder Stop-Bit aus und gibt die Daten nach Abtrennung dieser Synchronisationszeichen an eine Applikationsinstanz 29 weiter. Ein Sensor 30 liefert ein analoges Sensorsignal 31, das durch einen Analog/Digital-Umsetzer 32 in ein digitales Sensorsignal 33 gewandelt wird. Dieses ist auf den Mikropro­ zessor 20 geführt und wird dort in der Applikationsinstanz 29 ausgewertet und bezüglich Linearität und Temperaturverhalten korrigiert. Weitere Funktionen der Applikationsinstanz 29 sind beispielsweise Parametrierung und Verwalten der Kalib­ rierkennlinien sowie Selbstdiagnose des Messumformers.

Zum Senden von Daten über die Zweidrahtleitung gibt die Applikationsinstanz 29 diese an eine UART-Instanz 35, in welcher die Daten serialisiert und mit den erforderlichen Synchronisationszeichen versehen werden. Diese UART-Instanz 35 kann wiederum analog der UART-Instanz 28 wahlweise durch eine externe Schaltung oder, wie im Ausführungsbeispiel gezeigt, als eine durch ein Programm realisierte Instanz ausgeführt werden. Bei einer Verwendung einer externen UART- Schaltung werden zusätzlich zwischen der Demodulationsinstanz 26 und der UART-Schaltung ein Carrier-Detect-Signal CD sowie zwischen der UART-Schaltung 35 und der Modulationsinstanz 37 ein Request-To-Send-Signal RTS übertragen, die in Fig. 2 mit durchbrochenen Linien dargestellt sind. Die mit der UART- Instanz 35 erzeugten zu übertragenden Daten 36 werden an eine Modulationsinstanz 37 übergeben, die in Abhängigkeit des jeweiligen Modulationsverfahrens eine entsprechende zeitliche Folge von Digitalwerten 38 bestimmt. Diese Folge von Digital­ werten 38 gibt der Mikroprozessor 20 über einen Port zur Erzeugung eines modulierten Signals aus. Dem Port ist evtl. ein Filter 39 nachgeschaltet, durch welches ungewollte Fre­ quenzanteile im Signal beseitigt werden. Das modulierte Sendesignal 40 wird durch den Transistor 14 in die an den Klemmen 10 und 11 angeschlossene Zweidrahtleitung einge­ speist.

Falls erforderlich können die Digitalwerte 38 mit mehreren Bits codiert und eine Digital/Analog-Umsetzung vorgenommen werden. In diesem Fall ist zwischen der Modulationsinstanz 37 und dem Filter 39 ein Digital/Analog-Umsetzer abweichend von dem gezeigten Ausführungsbeispiel einzufügen. Der Digi­ tal/Analog-Umsetzer wiederum kann wahlweise im Mikroprozessor integriert oder diskret, beispielsweise als R-2R-Netzwerk aufgebaut sein. Die Modulationsintanz 37 berechnet dann anhand der zu übertragenden Daten 36 die Wellenform und gibt eine entsprechende zeitliche Folge von Digitalwerten 38 aus.

Zur Reduktion des Rechenaufwands sind die jeweils einer "Null" oder "Eins" eines Datenbits entsprechenden zeitlichen Folgen von Digitalwerten 38 in Tabellen 40 bzw. 41 des Pro­ grammspeichers 24 hinterlegt. Der Mikroprozessor 20 muss somit lediglich die dem jeweiligen Bitwert zugeordnete Tabelle auswählen, den Inhalt auslesen und zur Erzeugung eines modulierten Signals ausgeben.

Bei einer Modulation mit Frequenzumtastung ist eine einfache Möglichkeit in der Verwendung eines numerischen Oszillators zu sehen. Zur Modulation in der Instanz 37 muss der Oszilla­ tor dann lediglich auf die dem jeweiligen Bitwert zugeordnete Frequenz umgeschaltet werden. Bei einer Phasenmodulation wird entsprechend dem jeweiligen Bitwert die Phase des Oszillators verändert.

Um den durch die Modulationsinstanz 37 verursachten Rechen­ aufwand des Mikroprozessors 20 zu verringern, werden zyklisch die auszugebenben Digitalwerte vorausberechnet und im Daten­ speicher 25 abgelegt. Dadurch ist bei der Ausgabe der Digi­ talwerte 38 eine vergleichsweise einfache Interrupt-Routine zu verwenden, die lediglich den Transfer der Digitalwerte aus dem Datenspeicher 25 durchführt. Falls der Mikroprozessor 20 einen DMA (Direct Memory Access)-Controller besitzt, kann die Rechenlast des Prozessors weiter gesenkt werden, wenn der Transfer unabhängig von der Programmbearbeitung im Hinter­ grund abläuft. Da die Berechnung der Digitalwerte im voraus blockweise erfolgt, muss nicht für jeden Digitalwert ein Interrupt-Zyklus durchlaufen werden.

Fig. 3 zeigt eine Alternative zur in Fig. 2 dargestellten Modulationseinkopplung mit einem Filter 39 und einem Tran­ sistor 14. Anstelle dieser Komponenten werden ein Tristate- Buffer 50 und optional eine nachgeschaltete Einrichtung 51 zur Flankenformung eingesetzt. Ein erstes Pin eines Ports des Mikroprozessors 20 ist durch eine Leitung 52 auf den Daten­ eingang des Tristate-Buffers 50, ein zweites Pin des Ports mit einer Leitung 53 auf den Enable-Eingang des Tristate- Buffers 50 geführt. An dem ersten Pin des Ports gibt der Mikroprozessor 20 Digitalwerte entsprechend den Digitalwerten 38 in Fig. 2 aus und am zweiten Pin des Ports erzeugt der Mikroprozessor ein Signal derart, dass der Tristate-Buffer nur bei einer Datenübertragung aktiviert wird. Auf diese Weise stellt sich in den Ruhephasen, in welchen keine Daten gesendet werden, ein mittlerer Pegel auf der Zweidrahtleitung ein, die an einen Ausgang 54 der Einrichtung 51 angeschlossen ist. Diese Realisierung ist insbesondere dann vorteilhaft, wenn keine sinusförmigen Signale als modulierte Signale ge­ fordert sind. Dieses Ausführungsbeispiel ist beispielsweise ausreichend, um ein moduliertes Signal nach HART zu erzeugen, da hier bereit ein trapezförmiges moduliertes Signal genügt.

Fig. 4A zeigt als Beispiel einer Modulation ein analoges Biphase-Signal 60. Ein Datenbit mit dem Bitwert 1 wird durch einen sinusförmigen Verlauf des modulierten Signals darge­ stellt. Der Bitwert 0 entspricht ebenfalls einem sinusförmi­ gen Verlauf, der jedoch um 180° phasenverschoben ist.

In Fig. 4B ist ein digitales Biphase-Signal dargestellt, das aus dem analogen Signal 60 in Fig. 4A durch Digitalisieren erzeugt ist. Ein High-Low-Übergang des modulierten Signals 61 definiert den Bitwert 1, ein Low-High-Übergang den Bitwert 0. Das Signal 61 kann beispielsweise aus dem Signal 60 mit Hilfe eines Komparators mit Nullpegel als Vergleichsschwelle gewon­ nen werden. Tabellen in Datenspeicher 24 des Mikroprozessors 20 zur Erzeugung des modulierten Signals 61 sind vergleichs­ weise einfach aufgebaut und enthalten lediglich Digitalwerte 1 und 0 zur Darstellung eines Datenbits mit dem Wert 1 sowie Einträge 0 und 1 zur Darstellung des Bitwerts 0. Soll ein analoges, moduliertes Signal 60 entsprechend Fig. 4A durch den Mikroprozessor 20 erzeugt werden, so muss die Tabelle entsprechend mit Abtastwerten einer Sinusschwingung für den Bitwert 1 und mit Abtastwerten einer um 180° phasenverscho­ benen Sinusschwingung für den Bitwert 0 aufgebaut werden.

In Fig. 5A ist der Verlauf eines analogen modulierten Signals 70 nach HART dargestellt. Das Signal 70 wird durch eine phasenkontinuierliche Frequenzumtastung zwischen 1200 Hz für den Bitwert 1 und 2200 Hz für den Bitwert 0 bei einer Bitrate von 1200 pro Sekunde erzeugt. In der HART-Spezi­ fikation werden jedoch keine sinusförmigen Signale gefordert. Daher reicht es aus, durch die Modulationsinstanz 37 (Fig. 2) aus den zu übertragenden Daten 36 ein moduliertes Signal 38 zu erzeugen, dessen prinzipieller Verlauf in Fig. 5b mit einem Signal 71 dargestellt ist. Dieses Signal kann - falls erforderlich - mit einem Tiefpassfilter 39 geglättet werden. Eine Möglichkeit zur Demodulation und zur Modulation nach HART basiert auf der Erkenntnis, dass ein Datenbit durch sechs 60°-Segmente einer 1200 Hz-Schwingung zu je 138,8 µs oder aus elf 60°-Segmenten einer 2200 Hz-Schwingung zu je 75,7 µs zusammensetzt. Die Zeitdauer, über welche das Signal 71 auf einem Pegel verbleibt, ergibt sich aus der Addition von jeweils drei 60°-Segmenten. Die Zeitdauer eines 60°- Segments wird dabei durch den jeweiligen Wert des darzu­ stellenden Bits vorgegeben. Für die Berechnung der ersten Flanke im Signalverlauf zur Darstellung eines Bits muss das vorherige Bit berücksichtigt werden. Mit dieser Erkenntnis kann in einfacher Weise die Abfolge der Flanken beispiels­ weise für ein ganzes Byte vorausberechnet werden. Wenn kein moduliertes Signal ausgegeben werden soll, kann entweder über einen Tristate-Buffer ein mittlerer Pegel auf die Zweidraht­ leitung gegeben werden oder es wird eine Schwingung wesent­ lich höherer Frequenz ausgegeben, die durch einen nachge­ schalteten Tiefpass herausgefiltert wird, so dass sich auf der Zweidrahtleitung eine mittlere Gleichspannung einstellt.

Das modulierte Empfangssignal nach HART ist aus Halbwellen aufgebaut, die aus jeweils drei 60°-Segmenten gebildet werden. Daher sind bei der HART-Modulation sechs verschiedene Längen der Halbwellen möglich:

• 1. 3 × 138,8 µs + 0 × 75,75 µs = 416,6 µs,
• 2. 2 × 138,8 µs + 1 × 75,75 µs = 353,53 µs,
• 3. 1 × 138,8 µs + 2 × 75,75 µs = 290,40 µs,
• 4. 0 × 138,8 µs + 3 × 75,75 µs = 227,27 µs und

für das Startbit, für welches ein oder zwei 60°-Segmente einer 2200 Hz-Schwingung zugelassen sind:

• 1. 2 × 75,75 µs = 151,51 µs und
• 2. 1 × 75,75 µs = 75,75 µs.

Eine Möglichkeit zur Demodulation eines nach HART modulierten Empfangssignals mit einem Programm wird anhand der in Fig. 6 dargestellten Tabelle beschrieben. Diese basiert auf der Messung der Zeitdauer zwischen Änderungen in der zeitlichen Folge von Digitalwerten, die mit Hilfe eines Komparators aus einem modulierten Empfangssignal gewonnen wurden. Die gemes­ sene Zeitdauer wird jeweils mit PW_TIME bezeichnet. Für jeden gemessenen Wert PW_TIME werden die Tabelle ausgewertet und weitere, später beschriebene Zuweisungen vorgenommen. Die in dieser Programmschleife verwendeten Variablen sind in der ersten Zeile der Tabelle jeweils als Spaltenüberschrift ange­ geben. Die Variablen lauten: "voriges Bit", "Bit", "1200_60°Seg" und "2200_60°Seg". Als weitere Variablen werden "1200_60°count", "2200_60°count" und "dieses Bit" verwendet. Der Wert des jeweiligen Datenbits der übertragenen Daten, der durch dieses Demodulationsverfahren bestimmt wird, entspricht der Ausgabevariablen "dieses Bit". Die übrigen Variablen sind lediglich interne Hilfsvariablen und werden nicht weiter verwendet. In der Programmschleife wird zunächst entsprechend der Tabelle die jeweilige gemessene PW_TIME auf Zugehörigkeit zu den in der ersten Spalte angegebenen Zeitintervallen geprüft. Anhand des jeweiligen Zeitintervalls, in welches der gemessene Wert von PW_TIME fällt, ist die weiter zu verar­ beitende Zeile der Tabelle bestimmt. Ist in dieser Zeile für die Variable "voriges Bit" ein X eingetragen, so ist diese ohne Bedeutung und den Variablen "Bit", "1240_60°Seg" und "2200_60°Seg" können unmittelbar die in der jeweiligen Zeile und Spalte stehenden Werte zugewiesen werden. Verzweigt die Zeile des jeweiligen Zeitintervalls für PW_TIME in zwei Unterzeilen, in welchen eine Null oder eine Eins für die Variable "voriges Bit" eingetragen ist, so wird zusätzlich eine Fallunterscheidung anhand des dort eingetragenen Werts getroffen, um die Zuweisungswerte zu ermitteln. Nach Auswer­ ten der Tabelle wird der Variablen "voriges Bit" der Wert der Variablen "Bit" zugewiesen. Weiterhin werden die Werte der Variablen "1200_60°Seg" und der Variablen "2200_60°Seg" auf die Werte der Variablen "1200_60°Count" bzw. "2200_60°Count" aufaddiert und die so gewonnenen Summen letzteren zugewiesen. Wenn der Wert der Variablen "2200_60°Count" = 11 ist, so wird diese auf Null zurückgesetzt, der Wert der Variablen "dieses Bit" welcher einem Bitwert der übertragenen Daten entspricht, zu Null bestimmt und der Wert der Variablen "Bitcount" um Eins erhöht. Wenn der Wert der Variablen "1200_60°Count" = 6 ist, so wird dieser auf Null zurückgesetzt, der Wert der Variablen "dieses Bit" zu Eins bestimmt und die Variable "Bitcount" inkrementiert. Die nun abgeschlossene Programm­ schleife wird mit dem nächsten gemessenen Wert der Variablen "PW_TIME" erneut durchlaufen.

Indem die gemessenen Zeiten im Datenspeicher 25 (Fig. 2) abgelegt werden, ist es möglich, die Demodulation blockweise durchzuführen. Hierzu eignet sich besonders ein DMA-Cont­ roller, der die gemessenen Zeiten in dem Datenspeicher 25 transferiert. Wenn eine bestimmte Zeit abgelaufen ist, z. B. wenn ein Byte über die Zweidrahtleitung übertragen wurde, oder eine bestimmte Anzahl an gemessenen Werten, beispiels­ weise 32, in dem Speicher abgelegt sind, wird die Routine zur blockweisen Demodulation gestartet. Die blockiere Demodu­ lation reduziert die Prozessorlast gegenüber einer inter­ ruptsgesteuerten Bearbeitung der Programmschleife bei jedem neuen Messwert für die Variable "PW_TIME", da der Überhang einer häufigen Intrerruptbearbeitung eingespart werden kann.

Abweichend von dem beschriebenen Ausführungsbeispiel einer Demodulation kann die zeitliche Folge von Digitalwerten für komplexere Modulationsverfahren einer digitalen Phase-Locked- Loop zugeführt werden, welche über das Symboltiming die über­ tragenen Daten bestimmt. Eine weitere Möglichkeit besteht darin, die Signalanpassung mit dem Filter 16 und dem Ver­ stärker 17 so zu verändern, dass die Verarbeitung mit dem Mikroprozessor 20 vereinfacht wird. Es können z. B. eine Phase-Locked-Loop zur Signalanpassung anstelle des Verstär­ kers 17 eingesetzt oder mehrere Filter anstelle des Filters 16 zum Aufteilen des Signals in unterschiedliche Bänder ver­ wendet werden.

Claims (5)

1. Elektronisches Gerät, insbesondere Feldgerät, mit einem Mikroprozessor (20) zur Abarbeitung eines applikations­ spezifischen Programms, mit einer Einrichtung (18, 26, 28) zum Empfang von über eine Zweidrahtleitung (4) mit einem modulierten Signal (15) übertragenen Daten (27) und mit einer Einrichtung (35, 37, 39) zum Senden von Daten (36) über die Zweidrahtleitung (4) mit einem den Daten entsprechend modulierten Signal (40), dadurch gekenn­ zeichnet, dass ein Analog/Digital-Umsetzer (18) vorgesehen ist zur Umsetzung des modulierten Empfangssignals (15) in einen Digitalwert (19), dass der Mikroprozessor (20) dazu ausgebildet ist, anhand der zeitlichen Folge der Digi­ talwerte (19) die übertragenen Daten (27) zu bestimmen und anhand der zu übertragenden Daten (36) in Abhängigkeit des jeweiligen Modulationsverfahrens eine entsprechende zeitliche Folge von Digitalwerten (38) zu bestimmen und diese zur Erzeugung eines modulierten Signals (40) auszugeben.

2. Elektronisches Gerät nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, dass der Mikroprozessor (20) weiterhin dazu ausgebildet ist, bei Empfang eines Signals, dessen Pegel eine vorbestimmte Schwelle übersteigt, festzu­ stellen, ob die Schwelle für eine vorgebbare Mindestdauer überschritten wurde.

3. Elektronisches Gerät nach Anspruch 1 oder 2, dadurch gekennzeichnet, dass das Empfangssignal (15) nach der HART-Spezifikation moduliert ist und dass der Ana­ log/Digital-Umsetzer (18) durch einen Komparator zur Erken­ nung der Nulldurchgänge des Empfangssignals (15) realisiert ist.

4. Elektronisches Gerät nach einem der vorhergehenden Ansprüche, dadurch gekennzeichnet, dass die jeweils einer "Null" oder einer "Eins" eines Datenbits entsprechenden zeitlichen Folgen von Digitalwerten (38) in Tabellen (40, 41) hinterlegt sind und dass der Mikroprozessor dazu ausgebildet ist, anhand des Werts des jeweiligen Daten­ bits eine Tabelle auszuwählen, den Inhalt auszulesen und zur Erzeugung eines modulierten Signals (40) auszugeben.

5. Elektronisches Gerät nach einem der vorhergehenden Ansprüche, dadurch gekennzeichnet, dass das Ausgabesignal (38) des Mikroprozessors (20) auf den Dateneingang eines Tristate-Buffers (50) geführt ist und dass der Mikroprozessor (20) ein weiteres Signal erzeugt, das auf den Enable-Eingang des Tristate-Buffers (50) geführt ist, um diesen nur bei einer Datenübertragung zu aktivieren.