JP6511514B2 - Motor drive - Google Patents

Motor drive Download PDF

Info

Publication number
JP6511514B2
JP6511514B2 JP2017512225A JP2017512225A JP6511514B2 JP 6511514 B2 JP6511514 B2 JP 6511514B2 JP 2017512225 A JP2017512225 A JP 2017512225A JP 2017512225 A JP2017512225 A JP 2017512225A JP 6511514 B2 JP6511514 B2 JP 6511514B2
Authority
JP
Japan
Prior art keywords
voltage
value
converter
motor
power supply
Prior art date
Legal status (The legal status is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the status listed.)
Active
Application number
JP2017512225A
Other languages
Japanese (ja)
Other versions
JPWO2016167041A1 (en
Inventor
壮寛 小林
壮寛 小林
勇司 松本
勇司 松本
山本　学
学 山本
洋平 久保田
洋平 久保田
Current Assignee (The listed assignees may be inaccurate. Google has not performed a legal analysis and makes no representation or warranty as to the accuracy of the list.)
Toshiba Carrier Corp
Original Assignee
Toshiba Carrier Corp
Priority date (The priority date is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the date listed.)
Filing date
Publication date
Application filed by Toshiba Carrier Corp filed Critical Toshiba Carrier Corp
Publication of JPWO2016167041A1 publication Critical patent/JPWO2016167041A1/en
Application granted granted Critical
Publication of JP6511514B2 publication Critical patent/JP6511514B2/en
Active legal-status Critical Current
Anticipated expiration legal-status Critical

Links

Images

Classifications

    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
    • H02M1/00—Details of apparatus for conversion
    • H02M1/12—Arrangements for reducing harmonics from ac input or output
    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
    • H02M7/00—Conversion of ac power input into dc power output; Conversion of dc power input into ac power output
    • H02M7/02—Conversion of ac power input into dc power output without possibility of reversal
    • H02M7/04—Conversion of ac power input into dc power output without possibility of reversal by static converters
    • H02M7/12—Conversion of ac power input into dc power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode
    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
    • H02M7/00—Conversion of ac power input into dc power output; Conversion of dc power input into ac power output
    • H02M7/42—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal
    • H02M7/44—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal by static converters
    • H02M7/48—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode
    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02P—CONTROL OR REGULATION OF ELECTRIC MOTORS, ELECTRIC GENERATORS OR DYNAMO-ELECTRIC CONVERTERS; CONTROLLING TRANSFORMERS, REACTORS OR CHOKE COILS
    • H02P29/00—Arrangements for regulating or controlling electric motors, appropriate for both AC and DC motors
    • H02P29/50—Reduction of harmonics

Description

本発明は、交流電源の電圧を直流電圧に変換し、その直流電圧を所定周波数の交流電圧に変換し、その交流電圧をモータの駆動電力として出力するモータ駆動装置に関する。   The present invention relates to a motor drive device that converts a voltage of an AC power supply into a DC voltage, converts the DC voltage into an AC voltage of a predetermined frequency, and outputs the AC voltage as drive power of a motor.

交流電源の電圧をコンバータで直流電圧に変換し、その直流電圧をインバータで所定周波数の交流電圧に変換し、その交流電圧をモータの駆動電力として出力するモータ駆動装置が知られている。
このモータ駆動装置は、受電設備（キュービクルともいう）に接続される。受電設備は、商用三相交流電源の電圧をモータ駆動装置などの機器の運転に見合う電圧に変換する。また、受電設備には、商用三相交流電源への高調波電流の流出量を制限するための規制値が設定される。この規制値の大きさは、受電設備の受電容量に対応する。
この高調波電流の規制に伴い、高調波電流を抑制するための例えば高調波抑制装置（多パルス整流器等）がモータ駆動装置に搭載される。あるいは、モータ駆動装置のコンバータとして昇圧型のＰＷＭコンバータ（PMW : Pulse Width Modulation）が採用され、そのＰＷＭコンバータのスイッチング制御によって高調波電流の発生量が抑制される。There is known a motor drive device which converts a voltage of an AC power supply into a DC voltage by a converter, converts the DC voltage into an AC voltage of a predetermined frequency by an inverter, and outputs the AC voltage as drive power of a motor.
The motor drive device is connected to a power reception facility (also referred to as a cubicle). The power reception facility converts the voltage of the commercial three-phase AC power supply into a voltage suitable for the operation of a device such as a motor drive device. In addition, in the power reception facility, a regulation value for limiting the amount of outflow of harmonic current to the commercial three-phase AC power supply is set. The magnitude of this regulation value corresponds to the power reception capacity of the power reception facility.
With the regulation of the harmonic current, for example, a harmonic suppression device (multi-pulse rectifier or the like) for suppressing the harmonic current is mounted on the motor drive device. Alternatively, a step-up PWM converter (PMW: Pulse Width Modulation) is adopted as a converter of the motor drive device, and the switching control of the PWM converter suppresses the generation amount of harmonic current.

特開２００４−２６３８８７号公報JP 2004-263887 A

しかしながら、高調波抑制装置は高額である。
また、ＰＷＭコンバータはスイッチングによる電力損失が大きいため、ＰＷＭコンバータを採用した場合には電力変換効率の低下を招くという問題がある。また、受電設備の容量や同じ受電設備に接続されている各種負荷によって規制値が異なる。モータ駆動装置が容量の小さな受電設備に接続された場合や、同じ受電設備に接続された負荷の容量が大きい高調波を制御できないインバータ装置を備えた他の機器がある場合には、モータ駆動装置から発生する高調波をできるだけ低減することが望まれる。However, harmonic suppression devices are expensive.
Further, since the power loss due to switching is large in the PWM converter, there is a problem that the power conversion efficiency is lowered when the PWM converter is adopted. In addition, the regulation value varies depending on the capacity of the power receiving facility and various loads connected to the same power receiving facility. When the motor drive device is connected to a small capacity power reception facility, or when there is another device including an inverter device that can not control harmonics with a large capacity of a load connected to the same power reception facility, the motor drive device It is desirable to reduce the harmonics generated from

本実施形態の目的は、コストの上昇や電力変換効率の低下を極力生じさせないで受電設備等の状況に応じて高調波の発生を制御できるモータ駆動装置を提供することである。   An object of the present embodiment is to provide a motor drive device capable of controlling the generation of harmonics according to the conditions of a power receiving facility and the like without causing an increase in cost and a decrease in power conversion efficiency as much as possible.

本実施形態に係るモータ駆動装置は、交流電源の電圧を全波整流して直流変換する、またはスイッチングにより昇圧して直流変換するコンバータと、前記コンバータの出力電圧を交流電圧に変換し、その交流電圧をモータに供給するインバータと、前記コンバータから流出する高調波電流を検出する高調波電流検出手段と、第１モードと第２モードを設定可能なモード切替手段と、前記モード切替手段に第１モードが設定された場合、前記インバータによるモータの運転中は、常に前記コンバータに昇圧を行わせ、前記モード切替手段に第２モードが設定された場合、前記高調波電流検出手段の検出する高調波電流が制限値に達しないうちは前記コンバータのスイッチングを停止して全波整流で直流変換を行わせ、前記高調波電流検出手段の検出する高調波電流が前記制限値に達した場合に、前記コンバータに昇圧を行わせる制御手段と、を備えている。
また、本実施形態に係るモータ駆動装置の前記制御手段は、前記コンバータが昇圧する電圧値を設定するために、交流電源の電圧値を検出する電源電圧検出手段を備えている。
さらに、本実施形態に係るモータ駆動装置の前記コンバータが昇圧する電圧値は、交流電源電圧の実効値の√２倍近傍の値である。 The motor drive device according to the present embodiment performs full-wave rectification of the voltage of the AC power supply to perform DC conversion, or a converter that boosts the voltage by boosting by switching and converts the output voltage of the converter into AC voltage. The inverter for supplying a voltage to a motor, harmonic current detection means for detecting harmonic current flowing out from the converter, mode switching means capable of setting the first mode and the second mode, and the mode switching means When the mode is set, the converter is constantly boosted during the operation of the motor by the inverter, and when the second mode is set in the mode switching means, the harmonics detected by the harmonic current detection means If the current does not reach the limit value, switching of the converter is stopped to perform DC conversion by full-wave rectification, and the harmonic current detection means When the harmonic current to be output has reached the limit value, and a, and control means for causing the boost to the converter.
Further, the control means of the motor drive device according to the present embodiment includes power supply voltage detection means for detecting a voltage value of an AC power supply in order to set a voltage value boosted by the converter.
Furthermore, the voltage value boosted by the converter of the motor drive device according to the present embodiment is a value near √2 times the effective value of the AC power supply voltage.

さらに、本実施形態に係るモータ駆動装置は、交流電源の電圧を全波整流直流変換する、またはスイッチングにより昇圧して直流変換するコンバータと、前記コンバータの出力電圧を交流電圧に変換し、その交流電圧をモータに供給するインバータと、交流電源の電圧値を検出する電源電圧検出手段と、この電源電圧検出手段の検出電圧に応じて前記インバータによるモータの運転中に前記コンバータが昇圧する電圧値を設定する制御手段と、を備え、前記コンバータが昇圧する電圧値は、交流電源電圧の実効値の√２倍近傍の値である。
さらに、本実施形態に係るモータ駆動装置の前記コンバータが昇圧する電圧値は、交流電源電圧の実効値の√２倍の９８％〜１０２％の範囲である。
さらにまた、本実施形態に係るモータ駆動装置の前記コンバータは、パルス幅変調された所定周期のＰＷＭ信号により断続的にオンするスイッチング素子を有するＰＷＭコンバータである。
また、本実施形態に係るモータ駆動装置の前記交流電源は、商用三相交流電源である。 Furthermore, the motor drive device according to the present embodiment performs a full-wave rectification DC conversion of the voltage of the AC power supply or a converter that boosts by switching and DC conversion, and converts the output voltage of the converter into an AC voltage. An inverter that supplies a voltage to a motor, a power supply voltage detection unit that detects a voltage value of an AC power supply, and a voltage value that the converter boosts while the motor is operated by the inverter according to the detection voltage of the power supply voltage detection unit e Bei control means for setting, and the voltage value before Symbol converter boosts a √2 times the value in the vicinity of the effective value of the AC power supply voltage.
Furthermore, the voltage value boosted by the converter of the motor drive device according to the present embodiment is in the range of 98% to 102% of √2 times the effective value of the AC power supply voltage.
Furthermore, the converter of the motor drive device according to the present embodiment is a PWM converter having a switching element which is intermittently turned on by a pulse width modulated PWM signal of a predetermined cycle.
Further, the AC power supply of the motor drive device according to the present embodiment is a commercial three-phase AC power supply.

本発明によれば、コストの上昇や電力変換効率の低下を極力生じさせないで受電設備等の状況に応じて高調波の発生を制御できるモータ駆動装置を提供できる。   According to the present invention, it is possible to provide a motor drive device capable of controlling the generation of harmonics according to the conditions of a power receiving facility and the like without causing an increase in cost and a decrease in power conversion efficiency as much as possible.

一実施形態の構成を示すブロック図。1 is a block diagram showing the configuration of an embodiment. 一実施形態における電源電圧とコンバータの出力電圧ならびに高調波電流との関係を示す図(グラフ)。The figure which shows the relationship between the power supply voltage in one embodiment, the output voltage of a converter, and harmonic current (graph). 一実施形態における負荷とコンバータの出力電圧ならびに高調波電流との関係を示す図(グラフ)。The figure (graph) which shows the relationship between the load in one Embodiment, the output voltage of a converter, and harmonic current. 一実施形態に係る全波整流時（ＰＷＭコンバータが停止時）のモータの負荷と高調波電流との関係を示す図。The figure which shows the relationship between the load of a motor at the time of the full wave rectification (when a PWM converter stops), and a harmonic current which concern on one Embodiment. 一実施形態に係るモータの回転数と同実施形態における弱め界磁制御の進み角との関係を示す図。The figure which shows the relationship between the rotation speed of the motor which concerns on one Embodiment, and the lead angle of the field-weakening control in embodiment. 一実施形態に係る第２モード設定時のモータ回転数とコンバータの出力電圧との関係（動作例）を示す図。The figure which shows the relationship (operation example) of motor rotation speed at the time of 2nd mode setting which concerns on one Embodiment, and the output voltage of a converter. 一実施形態の変形例における特徴部分を示すブロック図。The block diagram which shows the characterizing portion in the modification of one embodiment. 一実施形態に係る第１モード設定時のモータ回転数とコンバータの出力電圧との関係（動作例）を示す図。The figure which shows the relationship (operation example) of motor rotation speed at the time of 1st mode setting which concerns on one Embodiment, and the output voltage of a converter.

以下、本発明の一実施形態について図面を参照して説明する。
図１に示すように、三相交流電源１に受電設備２が接続され、その受電設備２に本実施形態のモータ駆動装置３が接続されている。そして、モータ駆動装置３の出力端には、直流モータたとえばブラシレスＤＣモータ(モータ)５が接続されている。受電設備２には、三相交流電源１側への高調波電流の流出量を制限するための規制値が設定されている。この規制値の大きさは、受電設備２の受電容量に比例し、受電容量が大きければ大きくなる。ブラシレスＤＣモータ５は、設備機器たとえばヒートポンプ式熱源機の圧縮機を駆動するものである。ブラシレスＤＣモータ５は、複数の相巻線Ｌｕ，Ｌｖ，Ｌｗを有するステータ（電機子）５ａ、および複数たとえば４極の永久磁石が埋設されたロータ（回転子）５ｂを含む。ロータ５ｂは、相巻線Ｌｕ，Ｌｖ，Ｌｗに電流が流れることにより生じる磁界とステータ５ａの各永久磁石が作る磁界との相互作用により、回転する。Hereinafter, an embodiment of the present invention will be described with reference to the drawings.
As shown in FIG. 1, a power reception facility 2 is connected to a three-phase alternating current power supply 1, and a motor drive device 3 according to the present embodiment is connected to the power reception facility 2. A DC motor, for example, a brushless DC motor (motor) 5 is connected to the output end of the motor drive device 3. In the power reception facility 2, a restriction value for limiting the amount of outflow of harmonic current to the three-phase AC power supply 1 side is set. The magnitude of the restriction value is proportional to the power receiving capacity of the power receiving facility 2 and increases as the power receiving capacity is large. The brushless DC motor 5 drives equipment of equipment such as a compressor of a heat pump type heat source machine. Brushless DC motor 5 includes a stator (armature) 5a having a plurality of phase windings Lu, Lv, Lw, and a rotor (rotor) 5b in which a plurality of, for example, four permanent magnets are embedded. The rotor 5b is rotated by the interaction between the magnetic field generated by the flow of current through the phase windings Lu, Lv and Lw and the magnetic field produced by each permanent magnet of the stator 5a.

モータ駆動装置３は、ＰＷＭコンバータ（コンバータ）１０、平滑コンデンサ３０、インバータ４０、およびコントローラ（ＭＣＵ : Micro Control Unit）７０を含む。インバータ４０の出力端に、ブラシレスＤＣモータ５の相巻線Ｌｕ，Ｌｖ，Ｌｗが接続されている。   The motor drive device 3 includes a PWM converter (converter) 10, a smoothing capacitor 30, an inverter 40, and a controller (MCU: Micro Control Unit) 70. The phase windings Lu, Lv, Lw of the brushless DC motor 5 are connected to the output end of the inverter 40.

ＰＷＭコンバータ１０は、リアクタ１１，１２，１３、これらリアクタ１１，１２，１３（および受電設備２）を介して三相交流電源１に接続されるダイオード２１ａ〜２６ａのブリッジ回路、およびこれらダイオード２１ａ〜２６ａに並列接続されたスイッチング素子たとえばＩＧＢＴ（Insulated Gate Bipolar Transistor）２１〜２６を含む。ＰＷＭコンバータ１０は、三相交流電源１の電圧を、三相正弦波変調方式を用いたＩＧＢＴ２１〜２６のスイッチング（断続的なオン）により昇圧および直流電圧に変換する。後述するコンバータ制御部７２が、電源電流の位相に同期させてＩＧＢＴ２１〜２６のオン、オフデューティを調整することで、昇圧電圧は可変される。また、ＰＷＭコンバータ１０は、ＩＧＢＴ２１〜２６のスイッチング停止により、三相交流電源１の電圧をダイオード２１ａ〜２６ａで全波整流する。ＰＷＭコンバータ１０の出力電圧が平滑コンデンサ３０に印加される。なお、ダイオード２１ａ〜２６ａは、ＩＧＢＴ２１〜２６の回生用ダイオードである。   The PWM converter 10 includes the reactors 11, 12, and 13, the bridge circuit of the diodes 21a to 26a connected to the three-phase AC power supply 1 via the reactors 11, 12, and 13 (and the power receiving facility 2), and the diodes 21a to 26a includes switching elements such as IGBTs (Insulated Gate Bipolar Transistors) 21 to 26 connected in parallel. The PWM converter 10 converts the voltage of the three-phase AC power supply 1 into a step-up and DC voltage by switching (intermittent on) of the IGBTs 21 to 26 using the three-phase sinusoidal modulation method. The converter control unit 72 described later adjusts the on / off duty of the IGBTs 21 to 26 in synchronization with the phase of the power supply current, whereby the boosted voltage is varied. Further, the PWM converter 10 performs full-wave rectification of the voltage of the three-phase AC power supply 1 with the diodes 21 a to 26 a by stopping switching of the IGBTs 21 to 26. The output voltage of PWM converter 10 is applied to smoothing capacitor 30. The diodes 21 a to 26 a are regenerative diodes of the IGBTs 21 to 26.

インバータ４０は、ＩＧＢＴ４１，４２を直列接続し、そのＩＧＢＴ４１，４２の相互接続点がブラシレスＤＣモータ５の相巻線Ｌｕに接続されるＵ相用直列回路、ＩＧＢＴ４３，４４を直列接続しそのＩＧＢＴ４３，４４の相互接続点がブラシレスＤＣモータ５の相巻線Ｌｖに接続されるＶ相用直列回路、およびＩＧＢＴ４５，４６を直列接続しそのＩＧＢＴ４５，４６の相互接続点がブラシレスＤＣモータ５の相巻線Ｌｗに接続されるＷ相用直列回路を含む。インバータ４０は、ＰＷＭコンバータ１０の出力電圧（平滑コンデンサ３０の電圧）Ｖｃを各ＩＧＢＴのスイッチングにより所定周波数の三相交流電圧に変換して各ＩＧＢＴの相互接続点から出力する。なお、ＩＧＢＴ４１〜４６には、回生用ダイオード（フリー・ホイール・ダイオード）４１ａ〜４６ａが逆並列接続されている。   The inverter 40 connects the IGBTs 41 and 42 in series, and the U-phase series circuit in which the interconnection points of the IGBTs 41 and 42 are connected to the phase winding Lu of the brushless DC motor 5; the IGBTs 43 and 44 are connected in series; V-phase series circuit in which 44 interconnection points are connected to phase winding Lv of brushless DC motor 5, and IGBTs 45 and 46 are connected in series, and the interconnection points of IGBTs 45 and 46 are phase windings of brushless DC motor 5 It includes a W-phase series circuit connected to Lw. The inverter 40 converts the output voltage (voltage of the smoothing capacitor 30) Vc of the PWM converter 10 into a three-phase AC voltage of a predetermined frequency by switching of each IGBT, and outputs it from the interconnection point of each IGBT. Note that regenerative diodes (free wheel diodes) 41a to 46a are connected in reverse parallel to the IGBTs 41 to 46, respectively.

インバータ４０の出力端とブラシレスＤＣモータ５との間の通電路には、モータ電流（相巻線電流）検知用の電流センサ５１，５２，５３が配置されている。受電設備２とリアクタ１１，１２，１３との間の通電路に、入力電流検知用の電流センサ６１，６２，６３が配設されている。これら電流センサ６１、６２、６３の検知結果がコントローラ７０に供給される。   Current sensors 51, 52, and 53 for detecting a motor current (phase winding current) are disposed in a current passage between the output terminal of the inverter 40 and the brushless DC motor 5. Current sensors 61, 62, 63 for detecting the input current are disposed in the current passage between the power receiving equipment 2 and the reactors 11, 12, 13. The detection results of the current sensors 61, 62, 63 are supplied to the controller 70.

ここでは、電流センサ６１、６２、６３を各相に設けているが、三相中の二相にのみ電流センサを設け、この二相の電流値から残りの一相の電流値を計算で算出しても良い。同様にモータ電流検知用の電流センサ５１，５２，５３についても、三相中の二相にのみ電流センサを設け、この二相の電流値から残りの一相の電流値を計算で算出しても良い。さらに電流センサ５１，５２，５３の替わりに、直流ラインに１つのシャント抵抗を設け、インバータ４０の通電タイミングとの組み合わせに基づきブラシレスＤＣモータ５の各相電流を検知しても良い。   Here, the current sensors 61, 62, 63 are provided in each phase, but the current sensors are provided only in two of the three phases, and the current value of the remaining one phase is calculated by the current value of the two phases. You may. Similarly, with regard to the current sensors 51, 52, and 53 for motor current detection, current sensors are provided only in two of the three phases, and the current value of the remaining one phase is calculated by calculating the current value of the other two phases. Also good. Furthermore, instead of the current sensors 51, 52, 53, one shunt resistor may be provided in the DC line, and each phase current of the brushless DC motor 5 may be detected based on the combination with the energization timing of the inverter 40.

コントローラ７０は、上述のコンバータ１０およびインバータ４０の動作を制御する制御部として機能する。コントローラ７０は、直流電圧検出部（直流電圧検出手段）７１、コンバータ制御部（制御手段）７２、インバータ制御部（インバータ制御手段）７３、高調波電流検出部（高調波電流検出手段）７５、制限値設定部（制限値設定手段）７６、昇圧値設定部（昇圧値設定手段）７７、電源電圧検出部（電源電圧検出手段）７８、電源電流値記憶部（電源電流値記憶手段）７９、および上限回転数記憶部（上限回転数記憶手段）８９を含む。   The controller 70 functions as a control unit that controls the operation of the converter 10 and the inverter 40 described above. The controller 70 includes a direct current voltage detection unit (direct current voltage detection unit) 71, a converter control unit (control unit) 72, an inverter control unit (inverter control unit) 73, a harmonic current detection unit (harmonic current detection unit) 75, and a limit. Value setting unit (limit value setting unit) 76, boost value setting unit (boost value setting unit) 77, power supply voltage detection unit (power supply voltage detection unit) 78, power supply current value storage unit (power supply current value storage unit) 79, An upper limit rotation number storage unit (upper limit rotation number storage means) 89 is included.

またコントローラ７０には、外部から運転制御指令として、モータ駆動装置３のオン/オフの指示及びオン中のブラシレスＤＣモータ５の回転数Ｎを指定するためのモータ回転数指令値（モータ５の目標回転数）Ｎｓが入力されている。このモータ回転数指令値Ｎｓは、コンバータ１０を制御するコンバータ制御部７２およびインバータ４０を制御するインバータ制御部７３に供給される。
なお、これらの指示・指令は、一般に上位側の制御器、例えば、空調機であれば、空調制御器からコントローラ７０に送られてくる。Further, the controller 70 instructs the motor drive device 3 to turn on / off and specify the number of rotations N of the brushless DC motor 5 during operation as an operation control command from the outside. Number of revolutions) Ns is input. The motor rotation speed command value Ns is supplied to a converter control unit 72 that controls the converter 10 and an inverter control unit 73 that controls the inverter 40.
Note that these instructions / instructions are generally sent from the upper controller, for example, from the air conditioner controller to the controller 70 in the case of an air conditioner.

電源電圧検出部７８には、受電設備２を介した三相交流電源１の三相電源ラインが入力されている。電源電圧検出部７８は、三相交流電源１の電源電圧値（実効値）Ｖｐ（以下、電源電圧Ｖｐという）を検出する。以下、説明では、「三相交流電源１」は、モータ駆動装置１０へ供給される三相交流電源を意味し、本実施形態では、受電設備２を介した後の交流電源となる。この電源電圧Ｖｐは、モータ駆動装置３にとっては、入力電圧を意味する。電源電圧検出部７８で検出された電源電圧Ｖpは、昇圧値設定部７７に入力され、後述する昇圧値設定部７７におけるＰＷＭコンバータ１０の昇圧電圧の目標値の設定に用いられる。   The three-phase power supply line of the three-phase AC power supply 1 via the power reception facility 2 is input to the power supply voltage detection unit 78. Power supply voltage detection unit 78 detects a power supply voltage value (effective value) Vp (hereinafter referred to as power supply voltage Vp) of three-phase AC power supply 1. Hereinafter, in the description, the “three-phase alternating current power supply 1” means a three-phase alternating current power supply supplied to the motor drive device 10, and in the present embodiment, it becomes an alternating current power supply after via the power reception facility 2. The power supply voltage Vp means an input voltage for the motor drive device 3. The power supply voltage Vp detected by the power supply voltage detection unit 78 is input to the boost value setting unit 77, and is used to set a target value of the boost voltage of the PWM converter 10 in the boost value setting unit 77 described later.

ＰＷＭコンバータ１０の出力に接続された直流電圧検出部７１は、ＰＷＭコンバータ１０の出力電圧値Ｖｃ（以下、出力電圧Ｖｃという）を検出する。直流電圧検出部７１で検出された出力電圧Ｖｃは、コンバータ制御部７２およびインバータ制御部７３に供給される。インバータ制御部７３ではブラシレスＤＣモータ５を駆動するためのセンサレス・ベクトル制御にこのデータが用いられる。   The DC voltage detection unit 71 connected to the output of the PWM converter 10 detects an output voltage value Vc of the PWM converter 10 (hereinafter referred to as an output voltage Vc). The output voltage Vc detected by the DC voltage detection unit 71 is supplied to the converter control unit 72 and the inverter control unit 73. The inverter control unit 73 uses this data for sensorless vector control for driving the brushless DC motor 5.

モード切替部（モード切替手段）８８は、コンバータ制御部７２に接続されている。モード切替部８８は、２つの位置を手動で切替え可能なディップスイッチ等を含む。
使用者や設備業者は、モード切替部８８のスイッチの位置を手動操作によって変更することで、常に高調波を低減する第１モードと必要時に高調波を低減する第２モードとを切り替えることができる。なお、モード切替部８８を、手動操作するのではなく、外部からの通信によって第１モードと第２モードとの切り替えを可能に構成しても良い。The mode switching unit (mode switching unit) 88 is connected to the converter control unit 72. The mode switching unit 88 includes a dip switch or the like capable of manually switching two positions.
By changing the position of the switch of the mode switching unit 88 by a manual operation, the user or the equipment manufacturer can switch between the first mode in which the harmonics are always reduced and the second mode in which the harmonics are reduced as needed. . The mode switching unit 88 may be configured to be able to switch between the first mode and the second mode by communication from the outside instead of manually operating.

使用者や設備業者は、モータ駆動装置１０の設置時等に、モータ駆動装置１０が接続されている受電設備２及びこの受電設備２に接続されている他の負荷を確認し、できるだけ高調波電流の低減が必要な場合には、モード切替部８８を、第１モードに設定する。一方、モータ駆動装置１０から生じる高調波電流値のみを規制値の範囲内に収めるだけで良い場合には、使用者や設備業者は、モード切替部８８を第２モードに設定する。なお、後述するようにモータ駆動装置１０の効率は、第２モードの方が第１モードよりも高い。   When installing the motor drive device 10 or the like, the user or the equipment manufacturer checks the power reception facility 2 to which the motor drive device 10 is connected and the other loads connected to the power reception facility 2 and makes harmonic current as possible If it is necessary to reduce the mode switch unit 88, the mode switching unit 88 is set to the first mode. On the other hand, when it is sufficient to keep only the harmonic current value generated from the motor drive device 10 within the range of the regulation value, the user or the equipment vendor sets the mode switching unit 88 to the second mode. As described later, the efficiency of the motor drive device 10 is higher in the second mode than in the first mode.

コンバータ制御部７２は、モード切替部８８に第１モードが設定されると、モータ５の駆動中は、常に高調波電流を低減するようコンバータ１０を昇圧動作させる。一方、コンバータ制御部７２は、第２モードが設定されると、状況に応じてコンバータ１０の昇圧動作をオン、オフ制御する。さらに、コンバータ制御部７２は、コンバータ１０の昇圧運転を行う場合には、電流センサ６１、６２、６３の検知電流及び電圧検出部７１の検出した出力電圧Ｖｃを入力とし、出力電圧Ｖｃが目標値となるようにＰＷＭコンバータ１０のＩＧＢＴ２１〜２６のスイッチングを制御する。   When the mode switching unit 88 is set to the first mode, converter control unit 72 boosts converter 10 so as to always reduce harmonic current while motor 5 is driven. On the other hand, when the second mode is set, converter control unit 72 turns on / off the boosting operation of converter 10 according to the situation. Furthermore, when performing the boost operation of converter 10, converter control unit 72 receives the detection current of current sensors 61, 62, 63 and output voltage Vc detected by voltage detection unit 71, and output voltage Vc is a target value. The switching of the IGBTs 21 to 26 of the PWM converter 10 is controlled so that

高調波電流検出部７５は、電流センサ６１、６２、６３の検知電流変化をフーリエ級数展開して制御に必要な次数の高調波電流値を算出し、コンバータ制御部７２に供給する。一般的に５次高調波電流が最も大きく、規制値に対する許容幅も少ないため、高調波電流検出手段７５は、代表として５次高調波を算出する。高調波電流検出部７５が検出する高調波電流が規制値を超え、ＰＷＭコンバータ１０の昇圧動作が行われた直後に、コンバータ制御部７２は、電源電流値記憶部７９に対して電源電流値を記憶する指令を出す。電源電流値記憶部７９は、その時の電源電流値Ｉp（以下、電流記憶値Ｉpという）を記憶し、保持する。   The harmonic current detection unit 75 performs Fourier series expansion on changes in detection current of the current sensors 61, 62, 63, calculates a harmonic current value of an order necessary for control, and supplies the harmonic current value to the converter control unit 72. Generally, the fifth harmonic current is the largest, and the allowable range for the regulation value is also small, so the harmonic current detection means 75 calculates the fifth harmonic as a representative. Immediately after the harmonic current detected by the harmonic current detection unit 75 exceeds the regulation value and the boost operation of the PWM converter 10 is performed, the converter control unit 72 outputs the power supply current value to the power supply current value storage unit 79. Issue a command to memorize. Power supply current value storage unit 79 stores and holds power supply current value Ip at that time (hereinafter referred to as current stored value Ip).

なお、この電源電流値記憶部７９は、第２モードで運転中に昇圧動作が解除された場合または運転停止等でＰＷＭコンバータ１０のスイッチング動作が停止したところで、電源電流値の記憶を解除（リセット）する。高調波電流検出手段７５及び電源電流値記憶部７９は、モード切替部８８において第２モードが設定された場合にのみ機能し、第１モードが設定された場合は、使用されない。   The power supply current value storage unit 79 releases the storage of the power supply current value (reset) when the boosting operation is canceled during operation in the second mode or when the switching operation of the PWM converter 10 is stopped due to operation stop or the like. ). The harmonic current detection unit 75 and the power supply current value storage unit 79 function only when the second mode is set in the mode switching unit 88, and are not used when the first mode is set.

コンバータ制御部７２は、インバータ制御部７３からインバータ４０がモータ５に供給する通電波形のオン，オフデューティ（デューティ）Ｄのデータやインバータ４０で駆動されるブラシレスＤＣモータ５の回転数Ｎのデータ（推定データ含む）等のＰＷＭコンバータ１０の制御に必要な後述するデータを受け取っている。   Converter control unit 72 outputs on / off duty (duty) data of an energization waveform supplied from inverter control unit 73 to motor 5 by inverter 40, and data of rotation number N of brushless DC motor 5 driven by inverter 40 (data Data, which will be described later, which is necessary for control of the PWM converter 10, such as estimation data, is received.

インバータ制御部７３は、電流センサ５１，５２，５３の検知結果に基づいてブラシレスＤＣモータ５のロータ位置及び回転数Ｎ（回転速度ともいう）を推定し、その推定回転数Ｎが目標回転数Ｎｓとなるようにインバータ４０におけるＩＧＢＴ４１〜４６のオン，オフデューティを制御するセンサレス・ベクトル制御を行う。すなわち、インバータ制御部７３は、低速度運転域ではデューティＤを小さくしてインバータ４０の出力電圧を低下させ、中速度運転域から高速度運転域ではデューティＤを大きくしてインバータ４０の出力電圧を高める制御を行う。   Inverter control unit 73 estimates the rotor position and rotational speed N (also referred to as rotational speed) of brushless DC motor 5 based on the detection results of current sensors 51, 52, 53, and estimated rotational speed N is the target rotational speed Ns. In order to control the on / off duty of the IGBTs 41 to 46 in the inverter 40, the sensorless vector control is performed. That is, inverter control unit 73 decreases duty D in the low speed operation range to lower the output voltage of inverter 40, and increases duty D in the medium speed operation range to the high speed operation range to output the output voltage of inverter 40. Control to increase.

インバータ制御部７３は、デューティＤが制御の上限、すなわちフルデューティに達した場合、さらにブラシレスＤＣモータ５の回転数Ｎを高めるために負の界磁成分電流−Ｉｄを注入する弱め界磁制御によりブラシレスＤＣモータ５のロータ位置に対する通電タイミングを速める（進み角θを増す）。これにより、ブラシレスＤＣモータ５における逆起電力に打ち勝つようにブラシレスＤＣモータ５に電流が流れ込み、ブラシレスＤＣモータ５の回転数Ｎが上昇する。   When the duty D reaches the upper limit of control, i.e., full duty, the inverter control unit 73 performs brushless DC by field weakening control that injects negative field component current -Id to further increase the rotational speed N of the brushless DC motor 5. The energization timing with respect to the rotor position of the motor 5 is accelerated (the lead angle θ is increased). As a result, current flows into the brushless DC motor 5 so as to overcome the back electromotive force in the brushless DC motor 5, and the rotational speed N of the brushless DC motor 5 is increased.

上述のとおり、高調波電流検出部７５は、ＰＷＭコンバータ１０から受電設備２（および商用三相交流電源１）側に流出する高調波電流Ｉｈを電流センサ６１、６２、６３の検知結果に基づいて検出する。なお、この電流センサ６１、６２、６３の検知電流は、ＰＷＭコンバータのスイッチング制御にも用いられる。   As described above, the harmonic current detection unit 75 detects the harmonic current Ih flowing from the PWM converter 10 to the power receiving facility 2 (and the commercial three-phase AC power supply 1) based on the detection results of the current sensors 61, 62, 63. To detect. The detection currents of the current sensors 61, 62, 63 are also used for switching control of the PWM converter.

制限値設定部７６は、ＰＷＭコンバータ１０から受電設備２（および商用三相交流電源１）側への高調波電流Ｉｈの流出量を制限するための高調波電流の制限値Ｉｈｓを記憶し、その値をコンバータ制御部７２に供給する。この制限値Ｉｈｓは、受電設備２に対し設定される規制値の範囲内で割り当てられるものである。制限値Ｉｈｓは、外部からの指令に応じて制限値設定部７６に可変設定される。この外部からの指令は、通信を用いた入力であっても良いし、設置時に設備業者が手動で設定しても良い。この制限値設定部７６もモード切替部８８で第２モードが設定された場合にのみ機能し、第１モードが設定された場合は、使用されることはない。   Limit value setting unit 76 stores limit value Ihs of harmonic current for limiting the amount of outflow of harmonic current Ih from PWM converter 10 to power reception facility 2 (and commercial three-phase AC power supply 1) side, and The value is supplied to converter control unit 72. The limit value Ihs is assigned within the range of the limit value set for the power receiving facility 2. The limit value Ihs is variably set in the limit value setting unit 76 in accordance with an external command. The external command may be input using communication, or may be manually set by an installation vendor at the time of installation. This limit value setting unit 76 also functions only when the second mode is set by the mode switching unit 88, and is not used when the first mode is set.

昇圧値設定部７７には、電源電圧検出部７８で検出された三相交流電源１の電源電圧（実効値）Ｖｐが入力される。昇圧値設定部７７は、この電源電圧Ｖｐに基づきＰＷＭコンバータ１０の昇圧の目標値である第１電圧値Ｖｃ１および第２電圧値Ｖｃ２（Ｖｃ１＜Ｖｃ２）を算出して設定し、コンバータ制御部７２に供給する。この昇圧の目標値である第１電圧値Ｖｃ１及び第２電圧値Ｖｃ２は、高調波を低減するとともにロスを低減するために望ましい電圧値となっている。   The boosted voltage setting unit 77 receives the power supply voltage (effective value) Vp of the three-phase AC power supply 1 detected by the power supply voltage detection unit 78. The boost value setting unit 77 calculates and sets the first voltage value Vc1 and the second voltage value Vc2 (Vc1 <Vc2), which are target values for boosting of the PWM converter 10, based on the power supply voltage Vp. Supply to The first voltage value Vc1 and the second voltage value Vc2, which are target values for boosting, are desirable voltage values for reducing harmonics and reducing loss.

ここで、第１電圧値Ｖｃ１および第２電圧値Ｖｃ２の設定について説明する。三相正弦波変調方式を用いて昇圧動作するＰＷＭコンバータ１０から受電設備２（および三相交流電源１）側へ流出する高調波電流Ｉｈの特性を、図２、図３に示す。図２では、比較のため、交流電源の電源電圧Ｖｐとして１９０Ｖ及び２００Ｖの２つの状態でインバータ４０のモータ負荷Ｌを一定として、ＰＷＭコンバータ１０の出力(昇圧)電圧Ｖｃを変化させたものである。また、図３は、交流電源の電源電圧Ｖｐを一定としてモータ負荷を変化させた場合の高調波電流Ｉｈの変化を示している。   Here, setting of the first voltage value Vc1 and the second voltage value Vc2 will be described. The characteristics of the harmonic current Ih flowing out from the PWM converter 10, which performs a boosting operation using a three-phase sinusoidal modulation method, to the power receiving facility 2 (and the three-phase AC power supply 1) are shown in FIGS. In FIG. 2, for comparison, the motor load L of the inverter 40 is fixed in two states of 190 V and 200 V as the power supply voltage Vp of the AC power supply, and the output (boosted) voltage Vc of the PWM converter 10 is changed. . Further, FIG. 3 shows a change in harmonic current Ih when the motor load is changed with the power supply voltage Vp of the AC power supply fixed.

図２のグラフから分かるように、電源電圧Ｖｐが２００Ｖの場合には、高調波電流Ｉｈは、ＰＷＭコンバータ１０の出力電圧Ｖｃの上昇に伴って減少し、出力電圧Ｖｃが２８０Ｖ付近で最も低下した後、増加に転じる。その後、高調波電流Ｉｈは、出力電圧Ｖｃの上昇に伴って増加し、出力電圧Ｖｃが２９４Ｖ付近で高調波電流Ｉｈが一旦ピークとなり、さらに出力電圧Ｖｃの上昇に伴って再び減少に転じる。以後、高調波電流Ｉｈは、出力電圧Ｖｃの上昇に伴い減少していく。そして、出力電圧Ｖｃが３０７Ｖ付近で、高調波電流Ｉｈは、最初に最も低下したところ、すなわち、出力電圧Ｖｃが２７９Ｖ付近の時と同レベルまで低下する。なお、これ以上に出力電圧Ｖｃを増加させるとその増加に伴って高調波電流Ｉｈはさらに低下していく。
また、電源電圧Ｖｐが１９０Ｖの場合には、高調波電流Ｉｈは、ＰＷＭコンバータ１０の出力電圧Ｖｃの上昇に伴って減少し、出力電圧Ｖｃが２６５Ｖ付近で最も低下した後、増加に転じる。その後、高調波電流Ｉｈは、出力電圧Ｖｃの上昇に伴って増加し、出力電圧Ｖｃが２７９Ｖ付近で高調波電流Ｉｈが一旦ピークとなり、さらに出力電圧Ｖｃの上昇に伴って再び減少に転じる。以後、高調波電流Ｉｈは、出力電圧Ｖｃの上昇に伴い減少していく。そして、出力電圧Ｖｃが２９２Ｖ付近で、高調波電流Ｉｈは、最初に最も低下したところ、すなわち、出力電圧Ｖｃが２６５Ｖ付近の時と同レベルまで低下する。なお、これ以上に出力電圧Ｖｃを増加させるとその増加に伴って高調波電流Ｉｈはさらに低下していく。
また、図３に示すようにモータ負荷の変化は、高調波電流Ｉｈの大きさには影響するが、出力電圧Ｖcに対する高調波電流Ｉｈの変化の傾向には影響しない。As can be seen from the graph of FIG. 2, when the power supply voltage Vp is 200 V, the harmonic current Ih decreases with the increase of the output voltage Vc of the PWM converter 10, and the output voltage Vc decreases most around 280 V After that, it turns to increase. Thereafter, the harmonic current Ih increases with the rise of the output voltage Vc, the harmonic current Ih temporarily peaks around the output voltage Vc of 294 V, and then decreases again with the rise of the output voltage Vc. Thereafter, the harmonic current Ih decreases as the output voltage Vc rises. When the output voltage Vc is around 307 V, the harmonic current Ih first drops to the lowest level, that is, the output voltage Vc drops to the same level as when around 279 V. When the output voltage Vc is increased more than this, the harmonic current Ih further decreases with the increase.
When the power supply voltage Vp is 190 V, the harmonic current Ih decreases with the rise of the output voltage Vc of the PWM converter 10 and turns to increase after the output voltage Vc drops most around 265 V. After that, the harmonic current Ih increases with the rise of the output voltage Vc, the harmonic current Ih temporarily peaks around the output voltage Vc of 279 V, and then decreases again with the rise of the output voltage Vc. Thereafter, the harmonic current Ih decreases as the output voltage Vc rises. When the output voltage Vc is around 292 V, the harmonic current Ih first drops most, ie, to the same level as when the output voltage Vc is around 265 V. When the output voltage Vc is increased more than this, the harmonic current Ih further decreases with the increase.
Further, as shown in FIG. 3, a change in motor load affects the magnitude of harmonic current Ih but does not affect the tendency of change in harmonic current Ih relative to output voltage Vc.

これを電源電圧Ｖｐとの関係から分析すると、高調波電流Ｉｈは、出力電圧Ｖｃが電源電圧Ｖｐ×√２付近、より厳密には、電源電圧Ｖｐ×√２×９９％で最も低下し、一旦、電源電圧Ｖｐ×√２×１０４％付近に達したところで最大となり、その後、出力電圧Ｖｃが電源電圧Ｖｐ×√２×１０９％程度となったところで電源電圧Ｖｐ×√２付近と同じ値まで低下することになる。なお、図２のグラフ中の（ ）書き内の数字は、理解しやすくするため、それぞれの部分における出力電圧Ｖｃの電源電圧電源電圧Ｖｐ×√２に対する割合を％で示したものである。   When this is analyzed from the relationship with the power supply voltage Vp, the harmonic current Ih decreases most at the power supply voltage Vp ×× 2 × 99%, more strictly, around the power supply voltage Vp × 、 2, and temporarily When the output voltage Vc reaches about the power supply voltage Vp × √2 × 109%, the value decreases to the same value as the power supply voltage Vp × √2. It will be done. The numbers in parentheses in the graph of FIG. 2 indicate the ratio of the output voltage Vc to the power supply voltage Vp × {square root over (2)} in% in order to facilitate understanding.

一方、ＰＷＭコンバータ１０の特性上、昇圧電圧を高くすればするほどＩＧＢＴ２１〜２６のスイッチングロスにより効率が低下する。このような特性から、高調波電流Ｉｈを制限値Ｉｈｓ内の低い値に抑えつつ、ロスの少ない高効率な運転を行わせるために、第１電圧値Ｖｃ１としては、できるだけ低い昇圧電圧で高調波電流Ｉｈを低減できる範囲となる電源電圧Ｖｐ×√２付近を選定する。具体的には、電源電圧Ｖｐ×√２×（９８％〜１０２％）が選定される。一方、第２電圧値Ｖｃ２は、昇圧したにもかかわらず高調波電流Ｉｈが多くなってしまうピークの電源電圧Ｖｐ×√２×１０４％付近を使用することなく、出力電圧Ｖｃが第１電圧値Ｖｃ１＝電源電圧Ｖｐ×√２と同程度に高調波電流Ｉｈを低減できる値となる電源電圧Ｖｐ×√２×１０９％近傍に設定される。   On the other hand, in view of the characteristics of PWM converter 10, the higher the boosted voltage, the lower the efficiency due to the switching loss of IGBTs 21-26. From such characteristics, the first voltage value Vc1 is a harmonic at a step-up voltage as low as possible in order to perform high efficiency operation with little loss while suppressing the harmonic current Ih to a low value within the limit value Ihs. The vicinity of the power supply voltage Vp × 付 近 2 in which the current Ih can be reduced is selected. Specifically, power supply voltage Vp ×× 2 × (98% to 102%) is selected. On the other hand, as the second voltage value Vc2, the output voltage Vc becomes the first voltage value without using the vicinity of the power supply voltage Vp × 電流 2 × 104% of the peak at which the harmonic current Ih increases despite the boosting. Vc1 = the power supply voltage Vp × √2 × 109%, which is a value capable of reducing the harmonic current Ih to the same extent as the power supply voltage Vp × √2.

このように電源電圧検出部７８で検出された電源電圧Ｖｐに応じてＰＷＭコンバータ１０の昇圧の目標値である第１電圧値Ｖｃ１および第２電圧値Ｖｃ２（Ｖｃ１＜Ｖｃ２）を設定することで、第１電圧値Ｖｃ１と第２電圧値Ｖｃ２の間に、ＰＷＭコンバータ１０から流出する高調波電流Ｉｈのピーク値が存在することになり、モータ駆動装置３は、このピーク値近傍の出力電圧Ｖｃを使用しない昇圧を行うことができ、高調波電流Ｉｈの低い運転が可能になる。   By thus setting the first voltage value Vc1 and the second voltage value Vc2 (Vc1 <Vc2), which are target values for boosting of the PWM converter 10, according to the power supply voltage Vp detected by the power supply voltage detection unit 78, Between the first voltage value Vc1 and the second voltage value Vc2, a peak value of the harmonic current Ih flowing out of the PWM converter 10 is present, and the motor drive device 3 outputs the output voltage Vc in the vicinity of this peak value. Unused boosting can be performed, and operation with low harmonic current Ih becomes possible.

また、リアクタ１１〜１３のリアクタンス値は、モータ負荷Ｌ（消費電流／電力）が定格負荷もしくは定格負荷より大きい負荷領域でＰＷＭコンバータ１０が昇圧動作した場合に効率が最も良くなる値に選定されている。この結果、モータ負荷Ｌが中負荷の領域を超えて定格負荷もしくは定格負荷より大きい負荷領域では、高調波電流Ｉｈが低下する。すなわち、高調波電流Ｉｈは、ＰＷＭコンバータ１０による昇圧動作に対し、モータ負荷Ｌが低負荷領域で最も小さく、次いで定格負荷もしくは定格負荷より大きい負荷領域で大きく、中負荷の領域で最も大きくなる。さらに、リアクタ１１〜１３のリアクタンス値は、ＰＷＭコンバータ１０が無負荷時の全波整流での出力電圧値近傍となる電源電圧Ｖｐ×√２まで昇圧した場合、ブラシレスＤＣモータ５の全負荷領域にわたり高調波電流Ｉｈが制限値Ｉｈｓを下回る値に設定されている。   Further, the reactance values of the reactors 11 to 13 are selected to be values that maximize the efficiency when the PWM converter 10 performs a boost operation in a load region where the motor load L (consumed current / power) is larger than the rated load or rated load. There is. As a result, the harmonic current Ih decreases in the load area where the motor load L exceeds the medium load area and is larger than the rated load or the rated load. That is, the harmonic current Ih is the smallest in the low load region and then the largest in the load region larger than the rated load or the rated load, and is the largest in the medium load region with respect to the boosting operation by the PWM converter 10. Furthermore, the reactance values of the reactors 11 to 13 are over the entire load region of the brushless DC motor 5 when the PWM converter 10 is boosted to the power supply voltage Vp × √2 that is close to the output voltage value in full wave rectification without load. The harmonic current Ih is set to a value below the limit value Ihs.

以下、三相交流電源として２００Ｖの商用三相電源を用いた場合を例にとって説明する。
ここでは、第１電圧値Ｖｃ１として、高調波電流Ｉｈが小さく、かつ昇圧電圧の低い無負荷時の全波整流での電圧値近傍の２８０Ｖ（電源電圧Ｖｐ×√２×９９％）が設定されている。上述のとおり、ＰＷＭコンバータ１０の無負荷時の全波整流での出力電圧Ｖｃの値近傍である第１電圧値Ｖｃ１まで昇圧すれば、ブラシレスＤＣモータ５の全負荷領域にわたり高調波電流Ｉｈが制限値Ｉｈｓを下回る。このため、以後は、ブラシレスＤＣモータ５の回転数Ｎを上昇させるためのインバータ４０の弱め界磁制御を必要とする場合を除き、ＰＷＭコンバータ１０の昇圧電圧を変更する必要はない。Hereinafter, a case where a commercial three-phase power supply of 200 V is used as a three-phase AC power supply will be described as an example.
Here, 280 V (power supply voltage Vp × √2 × 99%) near the voltage value in full-wave rectification with small harmonic current Ih and low boost voltage is set as first voltage value Vc1. ing. As described above, if the voltage is boosted up to the first voltage value Vc1 near the value of the output voltage Vc in no-load full-wave rectification of the PWM converter 10, the harmonic current Ih is limited over the entire load region of the brushless DC motor 5. Below the value Ihs. Therefore, thereafter, it is not necessary to change the boosted voltage of the PWM converter 10 except in the case where field weakening control of the inverter 40 for increasing the rotational speed N of the brushless DC motor 5 is required.

ＰＷＭコンバータ１０から受電設備２（および商用三相交流電源１）側へ流出する高調波電流Ｉｈは、図４に示すように、ＰＷＭコンバータ１０をスイッチング停止させた、すなわち、全波整流状態では、ブラシレスＤＣモータ５の負荷Ｌに応じて変化する。負荷ＬがＬ0未満の低負荷（低速度）運転領域では、全波整流だけでも高調波電流Ｉｈが制限値Ｉｈｓに達しない。よって、モータ負荷ＬがＬ0未満の低速度運転領域では、高調波電流Ｉｈが制限値Ｉｈｓを超えない限りＰＷＭコンバータ１０をスイッチング停止により全波整流させるほうがＰＷＭコンバータ１０の電力損失が少なくなる。つまり、モータ駆動装置３の電力変換効率が向上する。   As shown in FIG. 4, the harmonic current Ih flowing out from the PWM converter 10 to the power receiving facility 2 (and the commercial three-phase AC power supply 1) stops the switching of the PWM converter 10, that is, in the full wave rectification state It changes according to the load L of the brushless DC motor 5. In a low load (low speed) operating region where the load L is less than L0, the harmonic current Ih does not reach the limit value Ihs even by full wave rectification alone. Therefore, in the low speed operation region where the motor load L is less than L0, the power loss of the PWM converter 10 is reduced if the PWM converter 10 is full-wave rectified by switching as long as the harmonic current Ih does not exceed the limit value Ihs. That is, the power conversion efficiency of the motor drive device 3 is improved.

なお、モータ負荷ＬがＬ0を超えた後、さらにモータ負荷Ｌが増加していくと、高調波電流Ｉｈは一旦上昇後に徐々に低下してくる傾向にある。これは、モータ側での消費電力が増加し、電流の基本波が増加していくためと考えられる。   When the motor load L further increases after the motor load L exceeds L0, the harmonic current Ih tends to gradually decrease after rising. This is considered to be because the power consumption on the motor side increases and the fundamental wave of the current increases.

続いて、ブラシレスＤＣモータ５の回転数Ｎと弱め界磁制御の進み角θとの関係を図５に示す。図中の実線は、ＰＷＭコンバータ１０の出力電圧Ｖｃを第１電圧値Ｖｃ１の状態にある場合を示している。モータ５の回転数Ｎの増加に対処するべくインバータ４０の出力電圧を高めるためのオン，オフデューティの増大が頭打ちになる（回転数Ｎ１）と、モータ回転数指令値Ｎｓに到達させるために、インバータ制御部７３ではモータ５の回転数Ｎを高めるための弱め界磁制御の実行が必要になる。ただし、弱め界磁制御の制御量である進み角θが過大な上限値θｓ以上（モータ５の回転数ＮがＮ２以上）になると、インバータ制御部７３のセンサレス・ベクトル制御が不安定となり、モータ駆動装置３がそのときの回転数Ｎに見合う電力を出力できなくなってブラシレスＤＣモータ５が失速（脱調）する可能性が生じる。   Subsequently, FIG. 5 shows the relationship between the rotation speed N of the brushless DC motor 5 and the lead angle θ of the field weakening control. The solid line in the drawing indicates the case where the output voltage Vc of the PWM converter 10 is in the state of the first voltage value Vc1. In order to increase the output voltage of the inverter 40 to cope with the increase in the rotational speed N of the motor 5 when the increase in on and off duty reaches a ceiling (rotational speed N1), in order to reach the motor rotational speed command value Ns, The inverter control unit 73 needs to execute field weakening control to increase the rotational speed N of the motor 5. However, if the lead angle θ, which is a control amount for field weakening control, becomes an excessive upper limit value θs or more (the rotation speed N of the motor 5 is N2 or more), sensorless vector control of the inverter control unit 73 becomes unstable, and the motor drive device 3 can not output the electric power which corresponds to the rotation speed N at that time, and the possibility that the brushless DC motor 5 may stall (step out) occurs.

この対策として、ＰＷＭコンバータ１０の出力電圧Ｖｃを第２電圧値Ｖｃ２である電源電圧Ｖｐ×√２×１０９％及びそれ以上に上昇させることにより、同じ進み角θであっても、ブラシレスＤＣモータ５を失速させることなくブラシレスＤＣモータ５の回転数Ｎを上昇させることができる。図５中の一点鎖線は、ＰＷＭコンバータ１０の出力電圧Ｖｃを第２電圧値Ｖｃ２（＝電源電圧Ｖｐ×√２×１０９％）に上昇させた場合のブラシレスＤＣモータ５回転数Ｎに対する進み角θの変化を示している。弱め界磁制御は、出力電圧Ｖｃが第１電圧値Ｖｃ１の状態では回転数Ｎ１から進み角θが増加し、回転数Ｎ２において、進み角θの上限値θｓに達するが、ＰＷＭコンバータ１０の出力電圧Ｖｃを第２電圧値Ｖｃ２に増加させると、右方向にシフトし、回転数Ｎ３（＞Ｎ１）おいて進み角θが入り始め、回転数Ｎ４（＞Ｎ３）において進み角θの上限値θｓに達する。   As a countermeasure against this, the brushless DC motor 5 is provided with the same lead angle θ by raising the output voltage Vc of the PWM converter 10 to the power supply voltage Vp × √2 × 109% which is the second voltage value Vc2 and more. The rotational speed N of the brushless DC motor 5 can be increased without stalling the motor. The dashed-dotted line in FIG. 5 represents the lead angle θ relative to the rotational speed N of the brushless DC motor 5 when the output voltage Vc of the PWM converter 10 is raised to the second voltage value Vc2 (= power supply voltage Vp ×× 2 × 109%). Indicates a change in In the field weakening control, when the output voltage Vc is at the first voltage value Vc1, the lead angle θ increases from the rotational speed N1 and reaches the upper limit value θs of the lead angle θ at the rotational speed N2. Is increased to the second voltage value Vc2, it shifts rightward, the lead angle θ starts to enter at the rotational speed N3 (> N1), and reaches the upper limit value θs of the lead angle θ at the rotational speed N4 (> N3) .

以上のとおり、モータ駆動装置３は、ＰＷＭコンバータ１０の昇圧電圧を高めることで、ブラシレスＤＣモータ５の回転数範囲を拡大することが可能であり、ひいては、ブラシレスＤＣモータ５が搭載されるヒートポンプ式熱源機の最大能力を上げることができ、ヒートポンプ式熱源機の能力範囲の拡大に寄与することができる。   As described above, the motor drive device 3 can expand the rotational speed range of the brushless DC motor 5 by raising the boosted voltage of the PWM converter 10, and consequently, the heat pump type in which the brushless DC motor 5 is mounted. The maximum capacity of the heat source unit can be increased, which can contribute to the expansion of the capacity range of the heat pump type heat source unit.

進み角θが入り始める、すなわち弱め界磁制御が始まる回転数Ｎ１，Ｎ３は、ＰＷＭコンバータ１０の出力電圧ＶｃとブラシレスＤＣモータ５の逆起電圧ｅ（誘起電圧）で決まる。逆起電圧ｅは、モータ５の巻線直径、巻数及びブラシレスＤＣモータ５の磁石の磁束に基づき計算されるモータ定数である誘起電圧係数Ｋｅにその時のブラシレスＤＣモータ５の回転数Ｎを掛ける（ｅ＝Ｋｅ×Ｎ）ことで算出可能である。少なくとも、ＰＷＭコンバータ１０の出力電圧Ｖｃがこの逆起電圧ｅよりも高くなければモータ巻線に電流は流せない。このことから、モータ定数を事前に測定・計算しておけば、出力電圧Ｖｃに対応した進み角θの入り始めの回転数Ｎ１やＮ３は、ブラシレスＤＣモータ５の仕様に基づき予め決定できる。後述するように本実施形態においては、ＰＷＭコンバータ１０を制御するために回転数Ｎ１及びＮ３がコンバータ制御部７２内の上限回転数記憶部８９に予め記憶されている。   The rotation speeds N1 and N3 at which the lead angle θ starts to enter, that is, field weakening control starts, are determined by the output voltage Vc of the PWM converter 10 and the back electromotive force e (induced voltage) of the brushless DC motor 5. The back electromotive force e is obtained by multiplying the induced voltage coefficient Ke, which is a motor constant calculated based on the winding diameter and the number of turns of the motor 5 and the magnetic flux of the magnet of the brushless DC motor 5, It can be calculated by e = Ke × N). If at least the output voltage Vc of the PWM converter 10 is higher than the back electromotive voltage e, no current can flow in the motor winding. From this, if the motor constant is measured and calculated in advance, the rotation speed N1 or N3 at the beginning of entry of the lead angle θ corresponding to the output voltage Vc can be determined in advance based on the specifications of the brushless DC motor 5. As described later, in the present embodiment, the rotational speeds N1 and N3 are stored in advance in the upper limit rotational speed storage unit 89 in the converter control unit 72 in order to control the PWM converter 10.

本実施形態においては、コンバータ制御部７２は、ブラシレスＤＣモータ５に対して高い回転数Ｎが要求された場合、すなわち運転制御指令中のモータ回転数指令値Ｎｓが高い場合には、まず、ＰＷＭコンバータ１０の出力電圧Ｖｃが第１電圧値Ｖｃ１では進み角θを入れない状態でブラシレスＤＣモータ５の回転数Ｎがそれ以上、上げられなくなったところ、すなわち、モータ回転数ＮがＮ１となったところで、ＰＷＭコンバータ１０の出力電圧Ｖｃを第２電圧値Ｖｃ２に増加させる。それでもブラシレスＤＣモータ５の回転数Ｎが、モータ回転数指令値Ｎｓに到達できない場合、すなわち、モータ回転数指令値Ｎｓが回転数Ｎ３を超える場合には、コンバータ制御部７２は、進み角θを増加させる。   In the present embodiment, converter controller 72 first performs PWM when high rotational speed N is required for brushless DC motor 5, that is, when motor rotational speed command value Ns in the operation control command is high. When the output voltage Vc of the converter 10 does not enter the lead angle θ at the first voltage value Vc1, the rotational speed N of the brushless DC motor 5 can not be increased further, that is, the motor rotational speed N becomes N1. The output voltage Vc of the PWM converter 10 is increased to the second voltage value Vc2. If rotation speed N of brushless DC motor 5 still can not reach motor rotation speed command value Ns, that is, if motor rotation speed command value Ns exceeds rotation speed N3, converter control unit 72 determines lead angle θ. increase.

さらに、コンバータ制御部７２は、ＰＷＭコンバータ１０の出力電圧Ｖｃが第２電圧値Ｖｃ２の状態で、進み角θが上限値θｓに達してもブラシレスＤＣモータ５の回転数Ｎがモータ回転数指令値Ｎｓに到達できない場合には、進み角θを上限値θｓに保った状態でＰＷＭコンバータ１０の出力電圧Ｖｃを第２電圧値Ｖｃ２からさらに上昇させてブラシレスＤＣモータ５の回転数Ｎをモータ回転数指令値Ｎｓに到達させるようになっている。   Further, converter control unit 72 sets the rotational speed N of brushless DC motor 5 to the motor rotational speed command value even when lead angle θ reaches upper limit value θs when output voltage Vc of PWM converter 10 is at the second voltage value Vc2. If Ns can not be reached, the output voltage Vc of the PWM converter 10 is further raised from the second voltage value Vc2 while keeping the lead angle θ at the upper limit value θs, and the rotational speed N of the brushless DC motor 5 is set to the motor rotational speed The command value Ns is reached.

なお、三相交流電源１として商用４００Ｖ三相交流電源を用いた場合には、電源電圧検出部７８により受電設備２を介して入力されるＰＷＭコンバータ１０への入力電圧、すなわち電源電圧Ｖｐが４００Ｖであることが検出され、第１電圧値Ｖｃ１は、電源電圧Ｖｐの√２倍である５６６Ｖの近傍の値、例えば５６５Ｖに設定され。第２電圧値Ｖｃ２は、電源電圧Ｖｐの√２倍の1.09倍以上の値、例えば６１７Ｖに設定される。   When a commercial 400 V three-phase AC power supply is used as the three-phase AC power supply 1, the input voltage to PWM converter 10 input via power reception facility 2 by power supply voltage detection unit 78, ie, the power supply voltage Vp is 400 V The first voltage value Vc1 is set to a value in the vicinity of 566 V, for example, 565 V, which is √2 times the power supply voltage Vp. The second voltage value Vc2 is set to, for example, 617 V, a value equal to or greater than 1.09 times √2 times the power supply voltage Vp.

さらに三相交流電源１として、商用三相交流電源ではなく、自家発電設備を用いた場合でも、電源電圧検出部７８により電源電圧Ｖｐ(実効値)が検出され、第１電圧値Ｖｃ１には、電源電圧Ｖｐ×√２倍近傍となる電源電圧Ｖｐ×√２×（９８％〜１０２％）の範囲にある値、第２電圧値Ｖｃ２には、電源電圧Ｖｐ×√２の１０９％以上の値が設定される。   Furthermore, even when a private three-phase AC power supply is used as the three-phase AC power supply 1 and a private power generation facility is used, the power supply voltage detection unit 78 detects the power supply voltage Vp (effective value), and the first voltage value Vc1 is A value within the range of the power supply voltage Vp × √2 × (98% to 102%) which is close to the power supply voltage Vp × √2, and at least 109% of the power supply voltage Vp × √2 for the second voltage value Vc2. Is set.

日本国内においては商用三相交流電源の電源電圧Ｖｐが変動することはほとんどない。また、機器が運転を始めると、その運転によってノイズ等が発生することから、電源電圧検出部７８による電源電圧Ｖｐの検出は、モータ駆動装置３の運転開始前、すなわち、ＰＷＭコンバータ１０及びインバータ４０が停止している状態で行うことが精度の点から望ましい。   In Japan, the power supply voltage Vp of the commercial three-phase AC power source hardly fluctuates. Further, when the device starts to operate, noise and the like are generated by the operation, so detection of the power supply voltage Vp by the power supply voltage detection unit 78 is performed before the start of operation of the motor drive device 3, ie, the PWM converter 10 and the inverter 40 It is desirable from the point of accuracy that it does in the state where it stops.

なお、三相交流電源１が、電源の整備が不十分な地域の電源装置や容量の小さい自家発電装置等の場合には、同じ電源に接続されている他の負荷の運転の影響で電圧降下等の変動が生じる場合もある。このような電圧変動が発生する可能性がある場合には、常に電源電圧検出部７８により電源電圧Ｖｐを検出して、この値を基に第１電圧値Ｖｃ１と第２電圧値Ｖｃ２を設定するようにすれば、モータ駆動装置３は、電圧変更が生じても高調波電流Ｉｈの増加を防ぐことができる。   In the case where the three-phase AC power supply 1 is a power supply device in an area where maintenance of the power supply is insufficient, a small-capacity private power generator, etc., voltage drop occurs due to the operation of other loads connected to the same power supply. In some cases, fluctuations such as may occur. When such a voltage fluctuation may occur, the power supply voltage detection unit 78 always detects the power supply voltage Vp and sets the first voltage value Vc1 and the second voltage value Vc2 based on this value. In this way, the motor drive device 3 can prevent an increase in the harmonic current Ih even if a voltage change occurs.

運転中の電圧変更を考慮しなくて良ければ、インバータ４０が動作する前、すなわちモータ５駆動前のコンバータ１０の各スイッチング素子もオフしている（全波整流）状態においてコンバータ１０の出力電圧Ｖｃを直流電圧検出部７１で検出し、この検出結果から電源電圧Ｖｐを算出しても良い。この場合、全波整流時のコンバータ１０の出力電圧Ｖｃは、本来、電源電圧Ｖｐ×√２となるが、三相交流電源１とコンバータ１０の間に介在するリアクタ１１〜１３等の回路素子が電圧低下を招くため、予め、この電圧低下分を補償するように計算式を設定しておくことが望ましい。全波整流時のコンバータ１０の出力電圧Ｖｃを用いて三相交流電源１の電源電圧Ｖｐを検出するようにすれば、検出精度は若干低下するが、直流電圧検出部７１を電源電圧検出部７８と兼用することができ、三相交流電源１の三相電源ラインに接続して電圧を検出する電源電圧検出部７８をなくすことでモータ駆動装置３のコストダウンが可能となる。   If it is not necessary to consider the voltage change during operation, the output voltage Vc of the converter 10 before the inverter 40 operates, that is, in the state where each switching element of the converter 10 before driving the motor 5 is also off (full wave rectification) May be detected by the DC voltage detection unit 71, and the power supply voltage Vp may be calculated from the detection result. In this case, although the output voltage Vc of the converter 10 at full wave rectification is originally the power supply voltage Vp × √2, circuit elements such as reactors 11 to 13 interposed between the three-phase AC power supply 1 and the converter 10 are In order to cause a voltage drop, it is desirable to set in advance a calculation formula so as to compensate for this voltage drop. If the power supply voltage Vp of the three-phase AC power supply 1 is detected using the output voltage Vc of the converter 10 during full-wave rectification, the detection accuracy is slightly reduced. The cost of the motor drive device 3 can be reduced by eliminating the power supply voltage detection unit 78 which is connected to the three-phase power supply line of the three-phase AC power supply 1 and detects a voltage.

コンバータ制御部７２は、ＰＷＭコンバータ１０のスイッチング動作のオン、オフ及び出力電圧Ｖｃの制御を行う、例えばマイクロコントローラ（ＭＣＵ）からなり、高調波電流Ｉｈの抑制に関わる主要な機能として、第１比較部（第１比較手段）７２ａ、第２比較部（第２比較手段）７２ｂ、第３比較部（第３比較手段）７２ｃ、第４比較部（第４比較手段）７２ｄ、第５比較部（第５比較手段）７２ｅを含む。これら比較部７２ａ〜７２ｅの機能は、マイクロコントローラのプログラムもしくは論理回路によって達成される。なお、上述の高調波電流検出部７５は高調波電流値の検出にフーリエ級数展開の高度な演算が必要となるため、論理回路で構成するよりも同じマイクロコントローラによるプログラム処理を用いるほうが回路構成を簡素化できる。また、後述するようにＰＷＭコンバータ１０のコンバータ制御部７２とインバータ４０のインバータ制御部７３は、動作中にモータ回転数Ｎ等の種々のデータをやり取りする必要がある。このため、各々の制御部７２、７３のハード構成を別々にするよりも、各々の制御部の機能をプログラムした１つのマイクロコントローラ（ＭＣＵ）で構成することが望ましい。   Converter control unit 72 includes, for example, a microcontroller (MCU) that turns on and off the switching operation of PWM converter 10 and controls output voltage Vc, and performs a first comparison as a main function related to suppression of harmonic current Ih. Part (first comparison means) 72a, second comparison part (second comparison means) 72b, third comparison part (third comparison means) 72c, fourth comparison part (fourth comparison means) 72d, fifth comparison part (fourth comparison means) Fifth comparison means) 72e. The functions of these comparison units 72a to 72e are achieved by the program or logic circuit of the microcontroller. Since the above harmonic current detection unit 75 requires advanced calculation of Fourier series expansion to detect the harmonic current value, it is better to use program processing by the same microcontroller rather than logic circuit configuration. It can be simplified. Further, as described later, the converter control unit 72 of the PWM converter 10 and the inverter control unit 73 of the inverter 40 need to exchange various data such as the motor rotational speed N during operation. For this reason, it is preferable to configure one microcontroller (MCU) in which the functions of the respective control units are programmed, rather than separating the hardware configurations of the respective control units 72 and 73.

まず、できるだけモータ駆動装置３の高調波電流Ｉｈの低減をする必要があるとしてモード切替部８８で第１モードが設定された場合、コンバータ制御部７２は、コントローラ７０に入力される運転制御信号に基づくモータ駆動装置３の運転開始時にインバータ４０の運転開始とほぼ同時にＰＷＭコンバータ１０のスイッチングを開始する。この際のＰＷＭコンバータ１０の出力目標電圧として第１電圧値Ｖｃ１が設定される。なお、運転制御信号は、モータ５を駆動するためのモータ駆動装置３に対する外部からの指令であり、モータ５の運転・停止及び運転中の回転数指示からなる。   First, when it is necessary to reduce harmonic current Ih of motor drive device 3 as much as possible by mode switching unit 88 and the first mode is set, converter control unit 72 generates an operation control signal input to controller 70. Based on the start of the operation of the motor drive device 3, the switching of the PWM converter 10 is started almost simultaneously with the start of the operation of the inverter 40. A first voltage value Vc1 is set as an output target voltage of the PWM converter 10 at this time. The operation control signal is an instruction from the outside to the motor drive device 3 for driving the motor 5, and includes an operation / stop of the motor 5 and a rotation number instruction during operation.

一方、モータ駆動装置３の高効率運転を重視して高調波電流Ｉｈの低減が必要となった場合にのみ高調波電流Ｉｈを低減するようモード切替部８８で第２モードが設定された場合、コンバータ制御部７２は、モータ駆動装置３の運転開始には、ＰＷＭコンバータ１０のスイッチングを行わない、すなわち全波整流とする。   On the other hand, when the second mode is set by the mode switching unit 88 so as to reduce the harmonic current Ih only when it is necessary to reduce the harmonic current Ih by emphasizing high efficiency operation of the motor drive device 3: Converter control unit 72 does not perform switching of PWM converter 10 at the start of operation of motor drive device 3, that is, full-wave rectification.

以下、モータ駆動装置３の動作を、ＰＷＭコンバータ１０の制御を主体に説明する。   Hereinafter, the operation of the motor drive device 3 will be described focusing on the control of the PWM converter 10.

＜第２モード設定時＞
最初にモード切替部８８で制御内容が複雑な第２モードが設定された場合から説明する。モータ駆動装置３の停止中は、ＰＷＭコンバータ１０のスイッチングは停止したままで、全波整流の状態にある。この状態において電源電圧検出部７８により電源電圧Ｖｐ(実効値)が検出される。続いて、外部からの運転制御指令による運転開始（ＯＮ）後、第１比較部７２ａは、高調波電流検出部７５の検出する高調波電流値（高調波電流Ｉｈ）と制限値設定部７６内の制限値Ｉｈｓとを比較する。第１比較部７２ａの比較結果が“高調波電流Ｉｈ≦制限値Ｉｈｓ”の場合には、ＰＷＭコンバータ１０のスイッチングの停止を継続する。ＰＷＭコンバータ１０のスイッチング動作を停止させて、昇圧しない全波整流での運転を行うことでＰＷＭコンバータ１０のスイッチングによるロスを低減できる。<When setting the second mode>
First, the case where the second mode in which the control content is complicated is set by the mode switching unit 88 will be described. While the motor drive device 3 is stopped, the switching of the PWM converter 10 is stopped and it is in the state of full-wave rectification. In this state, the power supply voltage detection unit 78 detects the power supply voltage Vp (effective value). Subsequently, after start of operation (ON) according to an operation control command from the outside, the first comparison unit 72a detects the harmonic current value (harmonic current Ih) detected by the harmonic current detection unit 75 and the limit value setting unit 76. And the limit value Ihs of When the comparison result of the first comparison unit 72a is “harmonic current Ih ≦ limit value Ihs”, the stop of the switching of the PWM converter 10 is continued. The loss due to the switching of the PWM converter 10 can be reduced by stopping the switching operation of the PWM converter 10 and performing the operation in full-wave rectification without boosting.

回転数Ｎの上昇などによってある程度、モータ負荷Ｌが大きくなり、電流が上昇してくると、高調波電流Ｉｈが増加しはじめる。
そして、第１比較部７２ａの比較結果が“高調波電流Ｉｈ＞制限値Ｉｈｓ”となった場合、続いて、第２比較部７２ｂは、モータ回転数指令値Ｎｓが予め上限回転数記憶部８９に記憶されている回転数Ｎ１を超えているか否かを判定して、インバータ制御部７３による弱め界磁制御の実施が必要な領域にあるか否か（進み角θ＞０）を判定する。When the motor load L increases to some extent due to the increase in the number of revolutions N and the current increases, the harmonic current Ih starts to increase.
Then, when the comparison result of the first comparison unit 72a is "harmonic current Ih> limit value Ihs", subsequently, the second comparison unit 72b is configured such that the motor rotation number command value Ns is in advance the upper limit rotation number storage unit 89 It is determined whether the number of revolutions N1 stored in the above is exceeded or not (advance angle .theta.> 0) in a region where the execution of field weakening control by the inverter control unit 73 is required.

図６においては、図５に合わせた進み角θと回転数Ｎを示している。コンバータ制御部７２は、第２比較部７２ｂの比較結果が“回転数Ｎ１≦モータ回転数指令値Ｎｓ”の場合に昇圧値設定部７７内の第１電圧値Ｖｃ１を昇圧の目標値としてＰＷＭコンバータ１０をスイッチング動作させる一方、第２比較部７２ｂの比較結果が“モータ回転数指令値Ｎｓ＞回転数Ｎ１”となった時に昇圧値設定部７７内の第２電圧値Ｖｃ２を昇圧の目標値としてＰＷＭコンバータ１０をスイッチング動作させる。現実的には、進み角θを入れる前にブラシレスＤＣモータ５の電流が増加し、高調波電流値（高調波電流Ｉｈ）が制限値Ｉｈｓを超えるため、コンバータ制御部７２は、ＰＷＭコンバータ１０がスイッチング動作していない状態から第２電圧値Ｖｃ２を昇圧の目標値としてＰＷＭコンバータ１０をスイッチング動作開始させることはない。   In FIG. 6, the lead angle θ and the rotation speed N are shown in accordance with FIG. Converter control unit 72 sets the first voltage value Vc1 in boost value setting unit 77 as a target value for boosting when the comparison result of second comparison unit 72b is “rotational speed N1 ≦ motor rotational speed command value Ns”. 10 is switched, while the second voltage value Vc2 in the boost value setting unit 77 is used as a target value for boosting when the comparison result of the second comparison unit 72b becomes “motor rotation speed command value Ns> rotational speed N1”. The switching operation of the PWM converter 10 is performed. Actually, the current of the brushless DC motor 5 increases before the lead angle θ is input, and the harmonic current value (harmonic current Ih) exceeds the limit value Ihs. From the state where the switching operation is not performed, the switching operation of the PWM converter 10 is not started with the second voltage value Vc2 as the target value for boosting.

ここで、ＰＷＭコンバータ１０が昇圧動作停止（全波整流）から第１電圧値Ｖｃ１を目標に昇圧を始めた後、モータ負荷Ｌが低下して全波整流のみによって高調波電流Ｉｈが制限値Ｉｈｓ以下で運転可能な場合には、モータ駆動装置３は、できるだけＰＷＭコンバータ１０の昇圧動作を停止させることが効率面から望ましい。このため、モータ駆動装置３は、第２モードでは、全波整流のみによって高調波電流Ｉｈが制限値Ｉｈｓ以下で運転可能であることを判断して、ＰＷＭコンバータ１０の昇圧動作を停止させる必要がある。しかしながら、モータ駆動装置３は、一旦、ＰＷＭコンバータ１０の昇圧動作を開始すると高調波電流Ｉｈが大幅に低下するため、実測した高調波電流値を制限値Ｉｈｓと比較して昇圧のオン／オフを行うと頻繁にオン、オフを繰り返してしまい、運転切換えの際のロスが多くなるとともに、安定した運転ができなくなる。   Here, after the PWM converter 10 starts boosting with the target of the first voltage value Vc1 from the boost operation stop (full-wave rectification), the motor load L is reduced and the harmonic current Ih is limited by the full-wave rectification only. When the motor drive device 3 can be operated below, it is desirable from the viewpoint of efficiency that the motor drive device 3 stop the boosting operation of the PWM converter 10 as much as possible. For this reason, in the second mode, the motor drive device 3 needs to stop the step-up operation of the PWM converter 10 by judging that the harmonic current Ih can be operated with the limit value Ihs or less only by full wave rectification. is there. However, since once the motor drive device 3 starts the boosting operation of the PWM converter 10, the harmonic current Ih drops significantly, so the measured harmonic current value is compared with the limit value Ihs to turn on / off boosting. If it is performed, it will be frequently turned on and off repeatedly, and the loss at the time of operation switching will increase, and stable operation will not be possible.

これを防止するために制限値Ｉｈｓにヒステリシスを設けたとしてもＰＷＭコンバータ１０の昇圧動作によって高調波電流Ｉｈが大幅に低下するため、極めて大きいヒステリシス（ディファレンシャル）を設けなければならず、結局、ＰＷＭコンバータ１０の昇圧動作を停止できる範囲が狭くなり、効率的でない。   Even if hysteresis is provided to limit value Ihs in order to prevent this, harmonic current Ih is greatly reduced by the step-up operation of PWM converter 10. Therefore, it is necessary to provide extremely large hysteresis (differential). The range in which the boosting operation of converter 10 can be stopped is narrowed, which is not efficient.

そこで、コンバータ制御部７２は、第２モード中は、ＰＷＭコンバータ１０の昇圧動作を停止する条件として、高調波電流Ｉｈ以外のモータ駆動装置の動作に関連する物理的パラメータを用いる。高調波電流Ｉｈ以外の物理的パラメータとしては、ブラシレスＤＣモータ５の負荷Ｌに関連するパラメータが好ましい。パラメータにはたとえば、三相交流電源１に流れる電流、ブラシレスＤＣモータ５の回転数Ｎ、モータ電流、モータ駆動装置３の直流部分の電流、モータ駆動装置３の消費電力、ブラシレスＤＣモータ５の消費電力等がある。また、ブラシレスＤＣモータ５の回転数指令値Ｎｓは、モータ５の回転数Ｎと概ね一致するため、間接的にモータ５の負荷Ｌに関連するパラメータとなることから、コンバータ制御部７２は、このブラシレスＤＣモータ５の回転数指令値ＮｓをＰＷＭコンバータ１０の昇圧動作を停止する条件に用いても良い。   Therefore, during the second mode, converter control unit 72 uses physical parameters related to the operation of the motor drive other than harmonic current Ih as a condition for stopping the step-up operation of PWM converter 10. As physical parameters other than the harmonic current Ih, parameters related to the load L of the brushless DC motor 5 are preferable. The parameters include, for example, the current flowing through the three-phase AC power supply 1, the number of rotations N of the brushless DC motor 5, the motor current, the current of the DC portion of the motor drive 3, the power consumption of the motor drive 3, the consumption of the brushless DC motor 5. There is power etc. Further, since the rotation speed command value Ns of the brushless DC motor 5 substantially corresponds to the rotation speed N of the motor 5, it indirectly becomes a parameter related to the load L of the motor 5. The rotation speed command value Ns of the brushless DC motor 5 may be used as a condition for stopping the step-up operation of the PWM converter 10.

この実施形態においては、パラメータとして三相交流電源１の電流を用いた方法を説明する。ここで、三相交流電源１の電流値（実効値）を用いる場合には、若干の配慮が必要になる。ＰＷＭコンバータ１０が昇圧動作停止中（全波整流）から昇圧動作に移行すると、スイッチングによって力率が大きく改善される。これに伴って、三相交流電源１の電流値が小さくなる。したがって、ＰＷＭコンバータ１０が昇圧動作停止中の電流値とＰＷＭコンバータ１０が昇圧動作中の電流を比較してＰＷＭコンバータ１０を昇圧動作から停止（全波整流）に切り替えようとすると、力率変化による電流値変化を予め見越して設定値を決める必要があり、面倒である。さらには、モータ負荷Ｌの状態によって力率も変化することから設定値の決定が難しい。   In this embodiment, a method using the current of the three-phase AC power supply 1 as a parameter will be described. Here, in the case of using the current value (effective value) of the three-phase AC power supply 1, some consideration is required. When the PWM converter 10 shifts from the step-up operation stop (full-wave rectification) to the step-up operation, the power factor is largely improved by switching. Along with this, the current value of the three-phase AC power supply 1 decreases. Therefore, when trying to switch the PWM converter 10 from the boost operation to the stop (full-wave rectification) by comparing the current value when the PWM converter 10 is not in the step-up operation and the current during the step-up operation of the PWM converter 10 It is troublesome to set the setting value in advance in anticipation of the change in the current value. Furthermore, since the power factor also changes depending on the state of the motor load L, it is difficult to determine the set value.

そこで、コンバータ制御部７２は、ＰＷＭコンバータ１０を昇圧動作から昇圧動作停止に切り替える際の三相交流電源１の電流値の基準値にＰＷＭコンバータ１０が昇圧動作を開始した後の値を用いる。これにより、コンバータ制御部７２は、モータ負荷Ｌが変化しても適切な切り替えができ、ＰＷＭコンバータ１０が昇圧と停止を繰り返すことを無くすことができる。   Therefore, converter control unit 72 uses the value after PWM converter 10 starts the boost operation as the reference value of the current value of three-phase AC power supply 1 when switching PWM converter 10 from the boost operation to the boost operation stop. Thereby, converter control unit 72 can appropriately switch even if motor load L changes, and PWM converter 10 can be prevented from repeating boosting and stopping.

まず、第１比較部７２ａの比較結果が、それまで“高調波電流Ｉｈ≦制限値Ｉｈｓ”であったものが、“高調波電流Ｉｈ＞制限値Ｉｈｓ”に変化した場合に、コンバータ制御部７２は、上述のＰＷＭコンバータ１０の第１電圧値Ｖｃ１への昇圧運転を開始する（図６中、Ｌ０点）。コンバータ制御部７２は、このＰＷＭコンバータ１０の昇圧運転を開始した後、電源電流値記憶部７９に対して電源電流値を記憶する指令を出す。この指令に基づき電源電流値記憶部７９は、ＰＷＭコンバータ１０の出力電圧Ｖｃが第１電圧値Ｖｃ１に安定した直後の電源電流値Ｉp１を記憶し、保持する。   First, when the comparison result of the first comparison unit 72 a indicates “Harmonic current Ih ≦ limit value Ihs”, the converter control unit 72 changes to “harmonic current Ih> limit value Ihs”. Starts the boost operation to the first voltage value Vc1 of the above-described PWM converter 10 (point L0 in FIG. 6). After starting the boost operation of PWM converter 10, converter control unit 72 issues a command to power supply current value storage unit 79 to store the power supply current value. Based on this command, the power supply current value storage unit 79 stores and holds the power supply current value Ip1 immediately after the output voltage Vc of the PWM converter 10 is stabilized to the first voltage value Vc1.

コンバータ制御部７２は、ＰＷＭコンバータ１０が第１電圧値Ｖｃ１に昇圧中は、その内部の第３比較部７２ｃにおいて、常に実際の三相交流電源１の電流値Ｉと電源電流値記憶部７９に記憶した電流記憶値Ｉp１から予め定められた小さなヒステリシス分の値（ディファレンシャル）Δを差し引いた値（電流記憶値Ｉp１−Δ）とを比較している。なお、電流値の検出は、コンバータ制御部７２の内部に設けられた入力電流検出部（図示しない）で実行される。そして、実際の三相交流電源１の電流値Iが（電流記憶値Ｉp１−Δ）以下となった時に、コンバータ制御部７２は、ＰＷＭコンバータ１０の動作を停止させ、全波整流に切り替える。   While PWM converter 10 is boosting to the first voltage value Vc1, converter control unit 72 always keeps current value I of actual three-phase AC power supply 1 and power supply current value storage unit 79 in third comparison unit 72c inside. The stored current memory value Ip1 is compared with a value (current memory value Ip1-Δ) obtained by subtracting a value (differential) Δ of a predetermined small hysteresis part from the stored current memory value Ip1. The detection of the current value is performed by an input current detection unit (not shown) provided inside the converter control unit 72. Then, when the current value I of the actual three-phase AC power supply 1 becomes equal to or less than (current storage value Ip1-Δ), converter control unit 72 stops the operation of PWM converter 10 and switches to full-wave rectification.

図３に示した通り、高調波電流Ｉｈはモータ負荷Ｌに応じて変動する。このため、高調波電流Ｉｈが制限値Ｉｈｓを超えた時のモータ負荷Ｌよりも低いモータ負荷Ｌであれば、高調波電流値は制限値Ｉｈｓを超えない。したがって、高調波電流値が制限値Ｉｈｓを超えた時のモータ負荷Ｌに対応する電流記憶値Ｉp１からわずかに低い値（電流記憶値Ｉp１−Δ）を基準にＰＷＭコンバータ１０の動作を停止させても、モータ負荷Ｌが変動しない限り高調波電流Ｉｈが制限値Ｉｈｓを超える状態にはならず、モータ駆動装置３は、全波整流のみで安定して運転を継続でき、効率の向上が図れる。   As shown in FIG. 3, the harmonic current Ih fluctuates according to the motor load L. Therefore, if the motor load L is lower than the motor load L when the harmonic current Ih exceeds the limit value Ihs, the harmonic current value does not exceed the limit value Ihs. Therefore, the operation of PWM converter 10 is stopped based on a value (current memory value Ip1-.DELTA.) Slightly lower than current memory value Ip1 corresponding to motor load L when the harmonic current value exceeds limit value Ihs. Also, as long as the motor load L does not change, the harmonic current Ih does not exceed the limit value Ihs, and the motor drive device 3 can stably continue the operation only by full-wave rectification, and the efficiency can be improved.

また、コンバータ制御部７２は、ＰＷＭコンバータ１０が第１電圧値Ｖｃ１に昇圧中は、第２比較部７２ｂで常にモータ回転数指令値Ｎｓが上限回転数記憶部８９に予め記憶されている回転数Ｎ１を超えているか否かを判定して、インバータ制御部７３による弱め界磁制御の実施が必要な領域にあるか否かを判別する。具体的には、“モータ回転数指令値Ｎｓ＞回転数Ｎ１”となった場合には、ブラシレスＤＣモータ５の回転数Ｎを上げるためには弱め界磁が必要（進み角θ＞０）となるため、コンバータ制御部７２は、弱め界磁制御が始まる前の、この時点でＰＷＭコンバータ１０の出力電圧Ｖｃが第２電圧値Ｖｃ２となるようにＰＷＭコンバータ１０を制御する。   In addition, while PWM converter 10 is boosting to the first voltage value Vc1, converter control unit 72 always keeps the rotational speed at which motor rotational speed command value Ns is stored beforehand in upper limit rotational speed storage unit 89 by second comparison unit 72b. It is determined whether or not N1 is exceeded, and it is determined whether or not it is in a region where implementation of field weakening control by the inverter control unit 73 is necessary. Specifically, when “motor rotational speed command value Ns> rotational speed N1”, field weakening is required to increase the rotational speed N of the brushless DC motor 5 (lead angle θ> 0). Therefore, converter control unit 72 controls PWM converter 10 such that output voltage Vc of PWM converter 10 becomes second voltage value Vc2 at this time before field weakening control starts.

この結果、インバータ制御部７３は、弱め界磁制御を行うことなく、回転数Ｎ３までブラシレスＤＣモータ５の回転数Ｎを上昇させることができる。この後、モータ回転数指令値Ｎｓが上昇し、回転数Ｎ３より大きくなった場合、インバータ制御部７３は、弱め界磁制御を行う。   As a result, the inverter control unit 73 can increase the rotational speed N of the brushless DC motor 5 to the rotational speed N3 without performing field weakening control. Thereafter, when the motor rotation speed command value Ns rises and becomes larger than the rotation speed N3, the inverter control unit 73 performs field weakening control.

第４比較部７２ｄは、ＰＷＭコンバータ１０の出力電圧Ｖｃが第２電圧値Ｖｃ２以上の状態で動作し、モータ回転数指令値Ｎｓと上限回転数記憶部８９に記憶された回転数Ｎ４を比較している。モータ回転数指令値Ｎｓが回転数Ｎ４よりも大きくなった場合、コンバータ制御部７２は、ブラシレスＤＣモータ５の回転数Ｎがモータ回転数指令値Ｎｓに到達するまでＰＷＭコンバータ１０の出力電圧Ｖｃを上昇させる。一方、モータ回転数指令値Ｎｓが低下してくるとそれに合わせてコンバータ制御部７２は、ＰＷＭコンバータ１０の出力電圧Ｖｃを低下させる。   The fourth comparison unit 72d operates with the output voltage Vc of the PWM converter 10 equal to or higher than the second voltage value Vc2, and compares the motor rotation number command value Ns with the rotation number N4 stored in the upper limit rotation number storage unit 89. ing. When motor rotation speed command value Ns becomes larger than rotation speed N4, converter control unit 72 sets output voltage Vc of PWM converter 10 until rotation speed N of brushless DC motor 5 reaches motor rotation speed command value Ns. Raise it. On the other hand, when motor rotation speed command value Ns is lowered, converter control unit 72 lowers output voltage Vc of PWM converter 10.

続いて、モータ回転数指令値Ｎｓが低下し、モータ回転数指令値Ｎｓが回転数Ｎ４より小さくなったことを第４比較部７２ｄが検出すると、コンバータ制御部７２は、ＰＷＭコンバータ１０の出力電圧Ｖｃを第２電圧値Ｖｃ２に固定制御する。この結果、モータ回転数指令値Ｎｓが回転数Ｎ３とＮ４の間ではＰＷＭコンバータ１０の出力電圧Ｖｃが第２電圧値Ｖｃ２に固定され、インバータ制御部７３は、弱め界磁制御による進み角θをモータ回転数指令値Ｎｓに見合う値に変更する。   Subsequently, when the fourth comparison unit 72d detects that the motor rotation speed command value Ns decreases and the motor rotation speed command value Ns becomes smaller than the rotation speed N4, the converter control unit 72 determines that the output voltage of the PWM converter 10 is output. Vc is fixedly controlled to the second voltage value Vc2. As a result, when motor rotational speed command value Ns is between rotational speeds N3 and N4, output voltage Vc of PWM converter 10 is fixed to second voltage value Vc2, and inverter control unit 73 rotates motor at lead angle θ by field weakening control. The value is changed to a value appropriate for the number command value Ns.

第５比較部７２ｅは、コンバータ制御部７２が第２電圧値Ｖｃ２を昇圧の目標値としてＰＷＭコンバータ１０をスイッチング動作させている間に、モータ回転数指令値Ｎｓについて“回転数Ｎ１−ΔＮ≦モータ回転数指令値Ｎｓ”の判定を実施する。ここで、ΔＮは、予め定められた小さなヒステリシス分の値（ディファレンシャル）であり、１〜３ｒｐｓ程度の範囲で設定されている。第５比較部７２ｅが、“回転数Ｎ１−ΔＮ≦モータ回転数指令値Ｎｓ”となったこと、すなわち、弱め界磁制御を加える必要がない回転数Ｎになったことを判定すれば、コンバータ制御部７２は昇圧の目標値を第２電圧値Ｖｃ２から第１電圧値Ｖｃ１に変更し、ＰＷＭコンバータ１０の出力電圧Ｖｃを第１電圧値Ｖｃ１に低下させる。   While the converter control unit 72 is switching the PWM converter 10 with the second voltage value Vc2 as the target value for boosting, the fifth comparison unit 72e operates as follows: “rotational speed N1-ΔN ≦ motor for the motor rotational speed command value Ns The determination of the rotational speed command value Ns "is performed. Here, ΔN is a value (differential) of a predetermined small hysteresis part, and is set in the range of about 1 to 3 rps. If the fifth comparison unit 72e determines that "rotational speed N1-ΔN ≦ motor rotational speed command value Ns", that is, the rotational speed N where it is not necessary to add field-weakening control has become, the converter control unit 72 changes the target value of boosting from the second voltage value Vc2 to the first voltage value Vc1, and reduces the output voltage Vc of the PWM converter 10 to the first voltage value Vc1.

以上のとおり、ＰＷＭコンバータ１０の出力電圧Ｖｃが第２電圧値Ｖｃ２の状態における弱め界磁制御の要否を第５比較部７２ｅがモータ回転数指令値Ｎｓとの比較によって判別し、ＰＷＭコンバータ１０の出力電圧Ｖｃを第２電圧値Ｖｃ２から第１電圧値Ｖｃ１へと切り換えるため、コンバータ制御部７２は、出力電圧Ｖｃが第２電圧値Ｖｃ２から第１電圧値Ｖｃ１に低下したところですぐに弱め界磁制御が必要になったり、第１電圧値Ｖｃ１に低下させた出力電圧Ｖｃを短時間で再び第２電圧値Ｖｃ２に増加させたりすることがなくなる。このため、モータ駆動装置３は、出力電圧Ｖｃの安定した制御が可能で、不必要に高い電圧で運転を継続することがなく、効率が向上する。   As described above, the fifth comparison unit 72e determines the necessity of field weakening control when the output voltage Vc of the PWM converter 10 is at the second voltage value Vc2 by comparison with the motor rotational speed command value Ns, and the output of the PWM converter 10 In order to switch voltage Vc from second voltage value Vc2 to first voltage value Vc1, converter control unit 72 needs field-weakening control as soon as output voltage Vc falls from second voltage value Vc2 to first voltage value Vc1. Or the output voltage Vc reduced to the first voltage value Vc1 is not increased again to the second voltage value Vc2 in a short time. For this reason, the motor drive device 3 can stably control the output voltage Vc, does not continue the operation at an unnecessarily high voltage, and improves the efficiency.

ここで、第１比較部７２ａ〜第５比較部７２ｅの検出内容とそれに基づくコンバータ制御部７２の動作をまとめて説明する。   Here, the detection contents of the first to fifth comparison units 72a to 72e and the operation of the converter control unit 72 based thereon will be collectively described.

第１比較部７２ａは、ＰＷＭコンバータ１０が停止して全波整流の状態にある時に、高調波電流検出部７５の検出する高調波電流値（高周波電流Ｉｈ）と制限値設定部７６内の制限値Ｉｈｓとを比較する。コンバータ制御部７２は、第１比較部７２ａの比較結果が“高調波電流Ｉｈ≦制限値Ｉｈｓ”の場合にはＰＷＭコンバータ１０のスイッチングの停止を継続し、“高調波電流Ｉｈ＞制限値Ｉｈｓ”となった場合にはＰＷＭコンバータ１０の出力電圧Ｖｃが第１電圧値Ｖｃ１となるように昇圧運転する。   When the PWM converter 10 is stopped and full-wave rectification is in progress, the first comparison unit 72a limits the harmonic current value (high frequency current Ih) detected by the harmonic current detection unit 75 and the limit value in the limit value setting unit 76. Compare with the value Ihs. Converter control unit 72 continues stopping the switching of PWM converter 10 when the comparison result of first comparison unit 72a is “harmonic current Ih ≦ limit value Ihs”, “harmonic current Ih> limit value Ihs”. In this case, the boost operation is performed so that the output voltage Vc of the PWM converter 10 becomes the first voltage value Vc1.

第２比較部７２ｂは、インバータ４０が弱め界磁制御を必要とする状態にあるか否かを判断するもので、ＰＷＭコンバータ１０の出力電圧Ｖｃが第１電圧値Ｖｃ１で昇圧運転中に、モータ回転数指令値Ｎｓを上限回転数記憶部８９に記憶されている回転数Ｎ１と比較する。コンバータ制御部７２は、第２比較部７２ｂの比較結果が“回転数Ｎ１≦モータ回転数指令値Ｎｓ”の場合には、インバータ４０が弱め界磁制御を必要としない状態にあると判断し、そのまま第１電圧値Ｖｃ１を昇圧の目標値としてＰＷＭコンバータ１０をスイッチング動作させる。
一方、コンバータ制御部７２は、第２比較部７２ｂの比較結果が“モータ回転数指令値Ｎｓ＞回転数Ｎ１”となった時は、インバータ４０が弱め界磁制御を必要とする状態にあると判断し、第２電圧値Ｖｃ２を昇圧の目標値としてＰＷＭコンバータ１０をスイッチング動作させる。The second comparison unit 72b determines whether or not the inverter 40 is in a state requiring field-weakening control, and the motor rotational speed is increased during the boost operation of the output voltage Vc of the PWM converter 10 at the first voltage value Vc1. The command value Ns is compared with the rotational speed N1 stored in the upper limit rotational speed storage unit 89. Converter control unit 72 determines that inverter 40 does not require field-weakening control when the comparison result of second comparison unit 72b is “rotational speed N1 ≦ motor rotational speed command value Ns”, and The switching operation of the PWM converter 10 is performed with the voltage value Vc1 as the target value for boosting.
On the other hand, converter control unit 72 determines that inverter 40 is in a state requiring field-weakening control when the comparison result of second comparison unit 72 b is “motor rotation number command value Ns> rotation number N1”. The switching operation of the PWM converter 10 is performed with the second voltage value Vc2 as the target value for boosting.

第３比較部７２ｃは、ＰＷＭコンバータ１０が第１電圧値Ｖｃ１に昇圧中に、実際の三相交流電源１の電流値Ｉと（電流記憶値Ｉp１−Δ）とを比較している。コンバータ制御部７２は、検出した電流値Iが、（電流記憶値Ｉp１−Δ）以下となった時に、ＰＷＭコンバータ１０の動作を停止し、全波整流に切り替える。   While the PWM converter 10 is boosting to the first voltage value Vc1, the third comparison unit 72c compares the current value I of the actual three-phase AC power supply 1 with (current stored value Ip1-Δ). When the detected current value I becomes equal to or less than (current storage value Ip1-Δ), converter control unit 72 stops the operation of PWM converter 10 and switches to full-wave rectification.

第４比較部７２ｄは、ＰＷＭコンバータ１０の出力電圧Ｖｃが第２電圧値Ｖｃ２以上の状態下で、モータ回転数指令値Ｎｓと上限回転数記憶部８９に記憶された回転数Ｎ４とを比較している。コンバータ制御部７２は、第４比較部７２ｄが、モータ回転数指令値Ｎｓが回転数Ｎ４より小さくなったことを検出し、この検出に基づきＰＷＭコンバータ１０の出力電圧Ｖｃを第２電圧値Ｖｃ２に制御する。   The fourth comparison unit 72d compares the motor rotation speed command value Ns with the rotation speed N4 stored in the upper limit rotation speed storage unit 89 under the condition that the output voltage Vc of the PWM converter 10 is the second voltage value Vc2 or more. ing. Converter control unit 72 causes fourth comparison unit 72d to detect that motor rotation speed command value Ns has become smaller than rotation speed N4, and based on this detection, output voltage Vc of PWM converter 10 is set to the second voltage value Vc2. Control.

さらに、第５比較部７２eは、ＰＷＭコンバータ１０の出力電圧Ｖｃが第２電圧値Ｖｃ２の状態にある時に、モータ回転数指令値Ｎｓと予め定められた回転数Ｎ１からヒステリシス分の値ΔＮを差し引いた（回転数Ｎ１−ΔＮ）とを比較する。コンバータ制御部７２は、モータ回転数指令値Ｎｓが（回転数Ｎ１−ΔＮ）より小さくなった場合、モータの回転数Ｎが弱め界磁制御を加える必要がない回転数になったと判断し、ＰＷＭコンバータ１０の出力電圧Ｖｃを第２電圧値Ｖｃ２から第１電圧値Ｖｃ１に低下させる。   Furthermore, when the output voltage Vc of the PWM converter 10 is in the second voltage value Vc2, the fifth comparison unit 72e subtracts the motor rotation number command value Ns and the rotation speed N1 predetermined from the rotation number N1 and the value ΔN of the hysteresis (Rotational speed N1-.DELTA.N) is compared. When motor rotational speed command value Ns becomes smaller than (rotational speed N1-ΔN), converter control unit 72 determines that rotational speed N of the motor has become a rotational speed at which it is not necessary to apply field-weakening control. The output voltage Vc of the voltage Vc is reduced from the second voltage value Vc2 to the first voltage value Vc1.

なお、コンバータ制御部７２は、モータ回転数指令値Ｎｓが回転数Ｎ４より小さくなったことを第４比較部７２ｄが検出してＰＷＭコンバータ１０の出力電圧Ｖｃを第２電圧値Ｖｃ２に制御した後、第５比較部７２eが、モータ回転数指令値Ｎｓが回転数Ｎ１−Δより小さくなったことを検出するまではＰＷＭコンバータ１０の出力電圧Ｖｃを第２電圧値Ｖｃ２に固定制御する。   After converter control unit 72 detects that motor rotational speed command value Ns has become smaller than rotational speed N4, fourth comparison unit 72d controls output voltage Vc of PWM converter 10 to second voltage value Vc2, and The output voltage Vc of the PWM converter 10 is fixed at the second voltage value Vc2 until the fifth comparison unit 72e detects that the motor rotation speed command value Ns has become smaller than the rotation speed N1-Δ.

上述のコンバータ制御部７２による実際のモータ駆動装置３の運転制御動作例を図６に基づき説明する。インバータ４０の運転開始時は、ＰＷＭコンバータ１０の停止状態を維持し、全波整流のみで運転を開始する（図６中の原点）。その後、インバータ４０の出力周波数、すなわちモータ５の回転数Ｎが上昇するに伴ってモータ負荷Ｌが増加し、電流が増加する。また、図６中、モータ負荷Ｌの０〜Ｌ０の小負荷（低回転数）区間では、インバータ４０の出力電流が大きくなるにつれて、平滑コンデンサ３０からインバータ４０側に流れる電流が増加し、直流電圧Ｖｃは低下していく。   An operation control operation example of the actual motor drive device 3 by the converter control unit 72 described above will be described based on FIG. When the operation of the inverter 40 is started, the stopped state of the PWM converter 10 is maintained, and the operation is started only by full-wave rectification (the origin in FIG. 6). Thereafter, as the output frequency of the inverter 40, that is, the rotation speed N of the motor 5 increases, the motor load L increases and the current increases. Further, in FIG. 6, in a small load (low rotation number) section of 0 to L0 of motor load L, the current flowing from smoothing capacitor 30 to inverter 40 increases as the output current of inverter 40 increases, and DC voltage Vc is decreasing.

コンバータ制御部７２は、ＰＷＭコンバータ１０から流出する高調波電流Ｉｈが制限値Ｉｈｓに達しないうちは（低速度運転域；Ｌ＜Ｌ0）、ＰＷＭコンバータ１０のスイッチングの停止を継続し、ＰＷＭコンバータ１０は、入力電圧を全波整流する。その後、ブラシレスＤＣモータ５の回転数Ｎの増加等によりモータ負荷Ｌが増加し、ある程度電流が大きくなると、高調波電流Ｉｈが増加してくる。コンバータ制御部７２は、高調波電流Ｉｈが制限値Ｉｈｓに達した場合（中速度運転域；Ｌ≧Ｌ0）、第１電圧値Ｖｃ１（＝２８０Ｖ（電源電圧Ｖｐ×√２×９９％））を昇圧の目標値として、ＰＷＭコンバータ１０のスイッチング動作を開始する。   Converter control unit 72 continues to stop switching of PWM converter 10 until the harmonic current Ih flowing out of PWM converter 10 does not reach limit value Ihs (low speed operation area: L <L0), and PWM converter 10 Will full-wave rectify the input voltage. Thereafter, the motor load L increases due to the increase of the rotational speed N of the brushless DC motor 5 or the like, and when the current increases to a certain extent, the harmonic current Ih increases. Converter control unit 72 determines that first voltage value Vc1 (= 280 V (power supply voltage Vp × √2 × 99%)) when harmonic current Ih reaches limit value Ihs (medium speed operation range; L 運 転 L0). The switching operation of the PWM converter 10 is started as a target value for boosting.

このＰＷＭコンバータ１０による第１電圧値Ｖｃ１への昇圧の結果、コンバータ制御部７２は、中速度領域（回転数Ｎ＜回転数Ｎ１）において、高調波電流Ｉｈを制限値Ｉｈｓ以下に維持することができる。一方、ＰＷＭコンバータ１０が第１電圧値Ｖｃ１を昇圧の目標値としてスイッチング動作を行っている状態で、三相交流電源１の電流値Iが、（電流記憶値Ｉp１−Δ）以下となった時（図６中Ａ点）にコンバータ制御部７２は、ＰＷＭコンバータ１０の動作を停止させ、全波整流に切り替える。この動作により、モータ駆動装置３は、高調波電流Ｉｈを制限値Ｉｈｓ内に抑えつつ効率の良い運転が可能となる。   As a result of boosting to the first voltage value Vc1 by PWM converter 10, converter control unit 72 maintains harmonic current Ih at or below limit value Ihs in the medium speed region (rotational speed N <rotational speed N1). it can. On the other hand, when the current value I of the three-phase AC power supply 1 becomes equal to or less than (current memory value Ip1-Δ) while the PWM converter 10 is performing switching operation with the first voltage value Vc1 as the target value for boosting. At (point A in FIG. 6), converter control unit 72 stops the operation of PWM converter 10 and switches to full-wave rectification. By this operation, the motor drive device 3 can operate efficiently while suppressing the harmonic current Ih within the limit value Ihs.

さらに、回転数Ｎが回転数Ｎ１以上となる高速度運転域（回転数Ｎ＞回転数Ｎ１）になると、ブラシレスＤＣモータ５の回転数Ｎを上昇させるために、コンバータ制御部７２は、ＰＷＭコンバータ１０の出力電圧Ｖｃの目標値を、第１電圧値Ｖｃ１からより高い第２電圧値Ｖｃ２に変更して、ＰＷＭコンバータ１０をスイッチング動作させる。なお、本実施形態では、第２電圧値Ｖｃ２として、電源電圧Ｖｐ（＝２００Ｖ）×√２×１０９％≒３０７Ｖが設定されている。   Furthermore, when the rotational speed N reaches a high speed operation range (rotational speed N> rotational speed N1) at which the rotational speed N is equal to or higher than N1, the converter control unit 72 increases the rotational speed N of the brushless DC motor 5. The target value of the output voltage Vc of 10 is changed from the first voltage value Vc1 to a higher second voltage value Vc2, and the PWM converter 10 performs switching operation. In the present embodiment, the power supply voltage Vp (= 200 V) × V2 × 109% ≒ 307 V is set as the second voltage value Vc2.

ここでは、コンバータ制御部７２は、ＰＷＭコンバータ１０の出力電圧Ｖｃを第１電圧値Ｖｃ１から第２電圧値Ｖｃ２へと上昇させることにより、図２に示される第１電圧値Ｖｃ１と第２電圧値Ｖｃ２の間に存在する高調波電流Ｉｈが多く発生するピーク部分（２９４Ｖ近傍）を飛ばし、高調波電流Ｉｈが増加する出力電圧の領域を使用しないようにしている。   Here, converter control unit 72 raises output voltage Vc of PWM converter 10 from first voltage value Vc1 to second voltage value Vc2, whereby first voltage value Vc1 and second voltage value shown in FIG. 2 are obtained. The peak portion (near 294 V) where a large amount of harmonic current Ih existing between Vc2 occurs is skipped, and the region of the output voltage where the harmonic current Ih increases is not used.

なお、ＰＷＭコンバータ１０の出力電圧Ｖｃを第１電圧値Ｖｃ１から第２電圧値Ｖｃ２へと上昇させる際には、コンバータ制御部７２は、ＰＷＭコンバータ１０の制御上、徐々に出力電圧Ｖｃを上昇させることになる。このため、第１電圧値Ｖｃ１と第２電圧値Ｖｃ２との間に存在する高調波電流Ｉｈの発生ピークを通過することになるが、早い変化速度で出力電圧Ｖｃを上昇させることで、大きな高調波電流Ｉｈの発生は短時間に限定することができ、その影響を排除できる。   When increasing output voltage Vc of PWM converter 10 from first voltage value Vc1 to second voltage value Vc2, converter control unit 72 gradually increases output voltage Vc under control of PWM converter 10. It will be. For this reason, although the generation peak of the harmonic current Ih existing between the first voltage value Vc1 and the second voltage value Vc2 is to be passed, the output voltage Vc is increased at a fast change rate to make a large harmonic The generation of the wave current Ih can be limited to a short time, and the influence can be eliminated.

このように、コンバータ制御部７２は、第２電圧値Ｖｃ２となるようにＰＷＭコンバータ１０をスイッチング動作させることで、ＰＷＭコンバータ１０のスイッチングによる電力損失をできるだけ抑えながら、ブラシレスＤＣモータ５を失速させることなくブラシレスＤＣモータ５の回転数Ｎを上昇させることができる。   Thus, converter control unit 72 causes PWM converter 10 to perform switching operation so as to attain second voltage value Vc2, thereby stalling brushless DC motor 5 while suppressing power loss due to switching of PWM converter 10 as much as possible. The rotational speed N of the brushless DC motor 5 can be increased.

さらにモータ回転数Ｎを回転数Ｎ３以上に増加させる場合は、インバータ制御部７３が、進み角θを増加させていく（図６中、回転数ＮがＮ３〜Ｎ４の区間）。   When the motor rotation speed N is further increased to the rotation speed N3 or more, the inverter control unit 73 increases the lead angle θ (in FIG. 6, the rotation speed N is a section from N3 to N4).

その後、ＰＷＭコンバータ１０の出力電圧Ｖｃを第２電圧値Ｖｃ２まで上昇させ、かつ、インバータ制御部７３が進み角θを上限値θｓまで進ませても、ブラシレスＤＣモータ５の回転数Ｎを上昇させることが出来なくなる（モータ回転数指令値Ｎｓ＞回転数Ｎ４）と、ＰＷＭコンバータ１０は、出力電圧Ｖｃを第２電圧値Ｖｃ２からさらに高い出力電圧となるように動作する。この結果、ブラシレスＤＣモータ５は所望する高回転数に至ることができる。このようにモータ回転数ＮがＮ４以上の領域においては、進み角θは上限値θｓを維持した状態でモータ５がモータ指令回転数ＮｓとなるようにＰＷＭコンバータ１０の出力電圧Ｖｃが制御される。   Thereafter, the output voltage Vc of the PWM converter 10 is increased to the second voltage value Vc2, and the rotation speed N of the brushless DC motor 5 is increased even if the inverter control unit 73 advances the lead angle θ to the upper limit value θs. If it becomes impossible (motor rotational speed command value Ns> rotational speed N4), the PWM converter 10 operates so that the output voltage Vc becomes an output voltage higher than the second voltage value Vc2. As a result, the brushless DC motor 5 can reach a desired high rotational speed. As described above, in the region where motor rotation number N is N4 or more, output voltage Vc of PWM converter 10 is controlled such that motor 5 has motor command rotation number Ns while lead angle θ maintains upper limit value θs. .

一方、ＰＷＭコンバータ１０が第２電圧値Ｖｃ２以上の出力電圧で運転中にモータ指令回転数ＮｓがＮ４以下に低下するとＰＷＭコンバータ１０の出力電圧Ｖｃが第２電圧値Ｖｃ２になり、モータ指令回転数Ｎｓがさらに（回転数Ｎ１−ΔＮ）以下に低下するまでＰＷＭコンバータ１０は出力電圧Ｖｃを第２電圧値Ｖｃ２に固定維持する。   On the other hand, when the motor command rotational speed Ns falls to N4 or less while the PWM converter 10 is operated with the output voltage equal to or higher than the second voltage value Vc2, the output voltage Vc of the PWM converter 10 becomes the second voltage value Vc2, and the motor commanded rotational speed The PWM converter 10 keeps the output voltage Vc fixed at the second voltage value Vc2 until Ns further decreases to (rotational speed N1-ΔN) or less.

ＰＷＭコンバータ１０の出力電圧Ｖｃが第２電圧値Ｖｃ２にある状態から、モータ指令回転数Ｎｓが（回転数Ｎ１−ΔＮ）に低下すると、コンバータ制御部７２は、ＰＷＭコンバータ１０の出力目標電圧を第１電圧値Ｖｃ１に低下させる。この結果、モータ駆動装置３は、安定した出力電圧Ｖｃの制御が可能となり、かつ不必要な昇圧を防止して、高調波電流Ｉｈを制限値Ｉｈｓ内に抑えつつ効率の良い運転が可能となる。   When the motor command rotational speed Ns decreases to (the rotational speed N1-ΔN) from the state where the output voltage Vc of the PWM converter 10 is at the second voltage value Vc2, the converter control unit 72 selects the target output voltage of the PWM converter 10 1 Decrease the voltage value to Vc1. As a result, the motor drive device 3 enables stable control of the output voltage Vc and prevents unnecessary step-up, enabling efficient operation while suppressing the harmonic current Ih within the limit value Ihs. .

モータ駆動装置３は、第２モードにおいては、以上の制御により、ＰＷＭコンバータ１０の採用に伴う電力変換効率の低下をできるだけ抑えながら、高調波電流Ｉｈの発生量を低減でき、高価な高調波抑制装置を搭載する必要がなく、コストの上昇を抑えることができる。また、モータ駆動装置３は、モータ５の回転数Ｎを上げるための昇圧を行うことで、効率よくブラシレスＤＣモータ５の回転数Ｎを上昇させることができる。さらに不必要な高い電圧への昇圧を行うことなく、必要十分な昇圧電圧で運転することができ、機器の効率が向上する。   In the second mode, the motor drive device 3 can reduce the amount of generation of the harmonic current Ih as much as possible while suppressing the reduction of the power conversion efficiency accompanying the adoption of the PWM converter 10 as much as possible by the above control. There is no need to mount the device, and the cost increase can be suppressed. Further, the motor drive device 3 can raise the rotational speed N of the brushless DC motor 5 efficiently by performing boosting to increase the rotational speed N of the motor 5. Furthermore, the device can be operated at a necessary and sufficient boosted voltage without boosting to an unnecessary high voltage, and the efficiency of the device is improved.

なお、コンバータ制御部７２は、第５比較部７２eにおいて、モータ回転数指令値Ｎｓが（回転数Ｎ１−ΔＮ）より小さくなった場合、モータ５の回転数Ｎが弱め界磁制御を加える必要がない回転数Ｎに至ったと判断し、ＰＷＭコンバータ１０の出力電圧Ｖｃを第２電圧値Ｖｃ２から第１電圧値Ｖｃ１に低下させる。通常モータの回転数Ｎは、モータ回転数指令値Ｎｓと一致するが、過渡的な状況下では、インバータ４０の制御遅れにより回転数Ｎとモータ回転数指令値Ｎｓにずれが生じる場合がある。
そこで、このようなずれによる制御の不安定を招かないために、コンバータ制御部７２は、ＰＷＭコンバータ１０の出力電圧Ｖｃを第２電圧値Ｖｃ２から第１電圧値Ｖｃ１に低下させるための条件として、モータ回転数指令値Ｎｓ及び実際のブラシレスＤＣモータ５の回転数Ｎの両方が（回転数Ｎ１−ΔＮ）より小さくなったことを第５比較部７２eの判断条件としても良い。この判断条件は、モータの回転数Ｎが弱め界磁制御を加える必要がない回転数Ｎとして、モータ回転数指令値Ｎｓ及び実際のブラシレスＤＣモータ５の回転数Ｎの両方が（回転数Ｎ１−ΔＮ）より小さい、という条件を用いたものである。It is noted that converter control unit 72 causes rotation number N of motor 5 not to require field-weakening control when motor rotation number command value Ns becomes smaller than (rotation number N1-ΔN) in fifth comparison unit 72e. It is determined that the number N has been reached, and the output voltage Vc of the PWM converter 10 is reduced from the second voltage value Vc2 to the first voltage value Vc1. The rotational speed N of the normal motor coincides with the motor rotational speed command value Ns. However, under a transitional situation, there may be a deviation between the rotational speed N and the motor rotational speed command value Ns due to the control delay of the inverter 40.
Therefore, in order not to cause control instability due to such deviation, converter control unit 72 sets the output voltage Vc of PWM converter 10 as a condition for reducing the second voltage value Vc2 to the first voltage value Vc1. The fact that both the motor rotational speed command value Ns and the actual rotational speed N of the brushless DC motor 5 become smaller than (the rotational speed N1-ΔN) may be used as the determination condition of the fifth comparison unit 72e. As the determination condition, both the motor rotation number command value Ns and the actual rotation number N of the brushless DC motor 5 are set as the rotation number N where the motor rotation number N does not need to apply field-weakening control (rotation number N1-ΔN). The condition of being smaller is used.

上述の実施形態においては、コンバータ制御部７２は、インバータ４０において弱め界磁制御の要否を、モータ目標回転数Ｎｓと上限回転数記憶部８９に予め記憶したモータ５の回転数Ｎ１に基づいて判断し、ＰＷＭコンバータ１０の出力電圧Ｖｃの第１電圧値Ｖｃ１から第２電圧値Ｖｃ２への切り替え、及び第２電圧値Ｖｃ２から第１電圧値Ｖｃ１への切り替えを行った。この切り替え基準となる回転数Ｎ１を決定する元となった逆起電圧ｅは、モータ５の巻線直径、巻数及びモータ５の磁石の磁束に基づき計算されるモータ定数である誘起電圧係数Ｋｅを用いている。この誘起電圧係数Ｋｅを決定するためのモータ５の磁石の磁束等は、その磁石の温度によってわずかであるが変化する。そこで、弱め界磁制御の要否をブラシレスＤＣモータ５の状況に合わせてより正確に検出して、判断するための変形例を、図７を参照して説明する。   In the above embodiment, converter control unit 72 determines whether or not field weakening control is necessary in inverter 40 based on motor target rotation speed Ns and rotation speed N1 of motor 5 stored in advance in upper limit rotation speed storage unit 89. The switching of the output voltage Vc of the PWM converter 10 from the first voltage value Vc1 to the second voltage value Vc2 and the switching from the second voltage value Vc2 to the first voltage value Vc1 are performed. The counter electromotive voltage e from which the rotational speed N1 serving as the switching reference is determined is an induced voltage coefficient Ke which is a motor constant calculated based on the winding diameter of the motor 5, the number of turns, and the magnetic flux of the motor 5 motor. It is used. The magnetic flux or the like of the magnet of the motor 5 for determining the induced voltage coefficient Ke slightly changes depending on the temperature of the magnet. Therefore, a modified example for more accurately detecting and judging the necessity of field-weakening control according to the situation of the brushless DC motor 5 will be described with reference to FIG.

図７は、図１からの変更部分のみ抜粋して表している。この変形例では、第２比較部７２ｂと第５比較部７２eの入力および比較対象が上述の実施形態から変更されている。また、上限回転数記憶部８９へのモータ５の回転数Ｎ１の記憶は不要となり、代わりにコンバータ制御部７２に指示に基づく特定のタイミングでその時点のモータ回転数Ｎを記憶するモータ回転数記憶部（モータ回転数記憶手段）９０が追加されている。これ以外の構成は、上述の実施形態と同じであるため、説明を省略する。   FIG. 7 shows only the modified part from FIG. In this modification, the inputs and comparison targets of the second comparing unit 72b and the fifth comparing unit 72e are changed from the above-described embodiment. Further, it becomes unnecessary to store the rotational speed N1 of the motor 5 in the upper limit rotational speed storage unit 89, and instead, the motor rotational speed storage for storing the motor rotational speed N at that time at a specific timing based on the instruction to the converter control unit 72 A unit (motor rotational speed storage means) 90 is added. The other configuration is the same as that of the above-described embodiment, and thus the description thereof is omitted.

コンバータ制御部７２には、インバータ制御部７３から常時、モータ回転数Ｎ及びインバータ４０のスイッチングにおけるデューティＤが入力されている。第２比較部７２ｂには、モータ回転数指令値Ｎｓ、モータ回転数Ｎ及びデューティＤが入力されている。これらのデータに基づきインバータ４０の弱め界磁制御の要否が判別される。ＰＷＭコンバータ１０の出力電圧Ｖｃが第１電圧値Ｖｃ１で昇圧運転中において、デューティＤが最大(フルデューティ)となり、かつ、モータ回転数指令値Ｎｓが現在のモータ回転数Ｎよりも高いこと（モータ回転数指令値Ｎｓ＞回転数Ｎ）を第２比較部７２ｂが検出すると、コンバータ制御部７２は、第１電圧値Ｖｃ１下では、弱め界磁制御を行う必要があると判断し、第２電圧値Ｖｃ２を昇圧の目標値としてＰＷＭコンバータ１０をスイッチング動作させる。この結果、モータ駆動装置３は、弱め界磁制御を行うことなく、モータ５の回転数Ｎを上昇させることができる。   The motor control number N and the duty D in switching of the inverter 40 are constantly input to the converter control unit 72 from the inverter control unit 73. The motor rotation speed command value Ns, the motor rotation speed N, and the duty D are input to the second comparison unit 72b. The necessity of field weakening control of the inverter 40 is determined based on these data. During the step-up operation with the output voltage Vc of the PWM converter 10 at the first voltage value Vc1, the duty D becomes maximum (full duty) and the motor rotation speed command value Ns is higher than the current motor rotation speed N (motor When second comparison unit 72b detects rotation speed command value Ns> rotation speed N), converter control unit 72 determines that field weakening control needs to be performed below first voltage value Vc1, and second voltage value Vc2 is determined. The switching operation of the PWM converter 10 is performed with the step-up target value. As a result, the motor drive device 3 can increase the number of revolutions N of the motor 5 without performing field weakening control.

同時に、コンバータ制御部７２は、第２比較部７２ｂが、デューティＤが最大となり、かつ、“モータ回転数指令値Ｎｓ＞回転数Ｎ”を検出した時に、モータ回転数記憶部９０に対して、その時点のモータ回転数Ｎを比較値Ｎｃとして記憶させる。   At the same time, when converter control unit 72 determines that second comparison unit 72b has maximum duty D and detects "motor rotation number command value Ns> rotational number N", motor rotation number storage unit 90 The motor rotational speed N at that time is stored as the comparison value Nc.

一方、第５比較部７２ｅには、このモータ回転数記憶部９０の比較値Ｎｃとモータ回転数Ｎが入力される。第５比較部７２eは、ＰＷＭコンバータ１０の出力電圧Ｖｃが第２電圧値Ｖｃ２の状態にある時に、モータ回転数Ｎと、比較値Ｎｃからヒステリシス分の値ΔＮを差し引いた（回転数Ｎｃ−ΔＮ）とを比較する。この第５比較部７２ｅの比較結果に基づき、コンバータ制御部７２は、モータ回転数Ｎが（回転数Ｎｃ−ΔＮ）より小さくなった場合（回転数Ｎ＜回転数（Ｎｃ−ΔＮ））、ＰＷＭコンバータ１０の出力電圧Ｖｃを第２電圧値Ｖｃ２から第１電圧値Ｖｃ１に低下させる。   On the other hand, the comparison value Nc of the motor rotational speed storage unit 90 and the motor rotational speed N are input to the fifth comparison unit 72e. When the output voltage Vc of the PWM converter 10 is at the second voltage value Vc2, the fifth comparison unit 72e subtracts the motor rotation number N and the value ΔN of the hysteresis component from the comparison value Nc (rotation number Nc-ΔN). Compare with). Based on the comparison result of the fifth comparison unit 72e, converter control unit 72 determines that motor rotation speed N is smaller than (rotation speed Nc-ΔN) (rotation speed N <rotation speed (Nc-ΔN)). The output voltage Vc of the converter 10 is reduced from the second voltage value Vc2 to the first voltage value Vc1.

この変形例においては、コンバータ制御部７２は、ＰＷＭコンバータ１０の出力電圧Ｖｃが第１電圧値Ｖｃ１の運転中に、第２比較部７２ｂが、デューティＤが最大となり、かつ、モータ回転数指令値Ｎｓが現在のモータ回転数Ｎよりも高いことを検出することで、弱め界磁制御が始まる状態を判別している。
その上で、コンバータ制御部７２は、この時点の回転数Ｎを比較値Ｎｃとしてモータ回転数記憶部９０に記憶させる。すなわち、モータ回転数記憶部９０は、実運転の環境下で、ＰＷＭコンバータ１０の出力電圧Ｖｃが第１電圧値Ｖｃ１の運転中に、弱め界磁制御を行わなければならなくなる回転数を比較値Ｎｃとして記憶する。そして、第５比較部７２ｅでは、この比較値Ｎｃと実際の運転中の回転数Ｎを比較しているため、コンバータ制御部７２は、より確実に実運転状態における弱め界磁制御の要否（入り・切り）の時期が判断できることになる。In this modification, while converter control unit 72 operates with output voltage Vc of PWM converter 10 at the first voltage value Vc1, duty D of second comparison unit 72b is maximized, and motor rotation speed command value is set. By detecting that Ns is higher than the current motor rotational speed N, it is determined that the field weakening control starts.
Then, converter control unit 72 causes motor rotation number storage unit 90 to store the number of rotations N at this time as comparison value Nc. That is, under the actual operation environment, motor rotational speed storage unit 90 uses the number of revolutions at which field weakening control must be performed while output voltage Vc of PWM converter 10 is operating at the first voltage value Vc1 as comparison value Nc. Remember. Then, since the fifth comparison unit 72e compares the comparison value Nc with the rotational speed N during actual operation, the converter control unit 72 more reliably determines whether or not the field-weakening control in the actual operation state is required (enter It will be possible to judge the time of cutting.

このため、モータ駆動装置３は、この第５比較部７２ｅの比較結果に基づき、ＰＷＭコンバータ１０の出力電圧Ｖｃを第２電圧値Ｖｃ２から第１電圧値Ｖｃ１に低下させた直後に弱め界磁制御が必要となり、再びＰＷＭコンバータ１０の出力電圧Ｖｃを第１電圧値Ｖｃ１から第２電圧値Ｖｃ２に上昇させなければならなくなるような事態を引き起こすことがなく、低い昇圧電圧とすることで効率の良い安定した運転が可能となる。   Therefore, based on the comparison result of the fifth comparison unit 72e, the motor drive device 3 needs field-weakening control immediately after reducing the output voltage Vc of the PWM converter 10 from the second voltage value Vc2 to the first voltage value Vc1. Therefore, the output voltage Vc of the PWM converter 10 does not have to be increased from the first voltage value Vc1 to the second voltage value Vc2 again, and a stable and efficient operation is achieved by setting the low boosted voltage. It becomes possible to drive.

なお、いずれも、高調波電流Ｉｈに対する制限値Ｉｈｓが受電設備２に設定される規制値の範囲内の値として定められる構成としたが、受電設備２に設定される規制値とは関係なく制限値Ｉｈｓを独自に設定してもよい。   In any case, although the limit value Ihs for the harmonic current Ih is set as a value within the range of the regulation value set in the power receiving facility 2, the limitation is set regardless of the regulation value set in the power receiving facility 2. The value Ihs may be set independently.

以上の説明では、コンバータ制御部７２は、第２比較部７２ｂで弱め界磁制御を必要とする状態を検出（モータ回転数Ｎ１の状態）して、ＰＷＭコンバータ１０の出力電圧Ｖｃを第１電圧値Ｖｃ１から第２電圧値Ｖｃ２に昇圧して、弱め界磁制御の動作を遅らせたが、これに限られるものではない。たとえば、コンバータ制御部７２は、第２比較部７２ｂの比較条件を変更することで、ＰＷＭコンバータ１０の出力電圧Ｖｃが第１電圧値Ｖｃ１の状態を維持して弱め界磁制御を動作させてモータ５の回転数Ｎを上昇させ、その後、弱め界磁制御による進み角θが上限値θｓに達したところを検出（モータ回転数Ｎ２の状態）した時点でＰＷＭコンバータ１０の出力電圧Ｖｃを第１電圧値Ｖｃ１から第２電圧値Ｖｃ２に昇圧してモータ回転数指令値Ｎｓに到達させるようにしても良い。   In the above description, converter control unit 72 detects a state requiring field weakening control in second comparison unit 72b (a state of motor rotation number N1), and outputs voltage Vc of PWM converter 10 to first voltage value Vc1. Although the operation of the field weakening control is delayed by boosting the voltage to the second voltage value Vc2, the present invention is not limited to this. For example, converter control unit 72 changes the comparison condition of second comparison unit 72 b to maintain the state of output voltage Vc of PWM converter 10 at the first voltage value Vc 1 and operate field weakening control. After increasing the number of revolutions N and detecting the point where the lead angle θ by the field weakening control reaches the upper limit value θs (the state of motor rotation number N2), the output voltage Vc of the PWM converter 10 is changed from the first voltage value Vc1. The motor rotational speed command value Ns may be reached by boosting the voltage to the second voltage value Vc2.

＜第１モード設定時＞
続いて、モード切替部８８で、運転中はできるだけ高調波電流Ｉｈを発生させない第１モードが設定された場合のＰＷＭコンバータ１０の動作を、図８を用いて説明する。<When setting the first mode>
Subsequently, the operation of the PWM converter 10 when the first mode in which the harmonic current Ih is not generated as much as possible during operation is set by the mode switching unit 88 will be described with reference to FIG.

第１モードが設定されると、コントローラ７０に入力される運転制御信号に基づくモータ駆動装置３の運転開始時に、コンバータ制御部７２は、インバータ４０の運転開始と同時、もしくは、ごく短い時間遅れの後、ＰＷＭコンバータ１０のスイッチングを開始する。この際のＰＷＭコンバータ１０の出力目標電圧には第１電圧値Ｖｃ１が設定される。   When the first mode is set, at the start of operation of motor drive device 3 based on the operation control signal input to controller 70, converter control unit 72 simultaneously or immediately after the start of operation of inverter 40. After that, switching of the PWM converter 10 is started. A first voltage value Vc1 is set as an output target voltage of the PWM converter 10 at this time.

第１モードが設定された場合、モータ５の運転中、すなわちインバータ４０の動作中は、ＰＷＭコンバータ１０のスイッチングは停止せず、常に昇圧が実施され、全波整流状態となることはない。この結果、第１モードでは、モータ駆動装置３の運転中は、常に高調波電流Ｉｈが低減できる。このため、第１モードでは、第２モードにおいてＰＷＭコンバータ１０のスイッチングの動作／停止(全波整流)を判断するために設けられた高調波電流検出部７５、制限値設定部７６、第１比較部７２ａ、第３比較部７２ｃは用いられない。
運転開始の昇圧後の動作は、第２モードと同じであり、上述以外の構成は、第１モードにおいても使用される。When the first mode is set, the switching of the PWM converter 10 is not stopped while the motor 5 is in operation, that is, while the inverter 40 is in operation, and boosting is always performed, and full-wave rectification does not occur. As a result, in the first mode, the harmonic current Ih can always be reduced while the motor drive device 3 is operating. Therefore, in the first mode, the harmonic current detection unit 75, the limit value setting unit 76, and the first comparison are provided to determine the switching operation / stop (full-wave rectification) of the PWM converter 10 in the second mode. The unit 72a and the third comparison unit 72c are not used.
The operation after boosting of the operation start is the same as in the second mode, and the configuration other than the above is also used in the first mode.

モータ駆動装置３の運転開始時に、ＰＷＭコンバータ１０は、コンバータ制御部７２によって出力電圧Ｖｃの目標が第１電圧値Ｖｃ１に設定されてスイッチング動作を開始する。
出力電圧目標を第１電圧値Ｖｃ１としてＰＷＭコンバータ１０の運転中に、モータ５の目標回転数がＮ１以上となる高速度運転域（回転数Ｎ＞回転数Ｎ１）になると、第２モードの場合と同様に、ブラシレスＤＣモータ５の回転数Ｎをさらに上昇させるため、コンバータ制御部７２は、ＰＷＭコンバータ１０の出力電圧Ｖｃの目標値を、第１電圧値Ｖｃ１からより高い第２電圧値Ｖｃ２に変更して、ＰＷＭコンバータ１０をスイッチング動作させる。以下、ＰＷＭコンバータ１０が第２電圧値Ｖｃ２以上の電圧値を目標として運転している間や第２電圧値Ｖｃ２から第１電圧値Ｖｃ１への切り換えにおける各部の動作は、第２モードでの運転中と同じであるため、説明を省略する。At the start of operation of motor drive device 3, converter control unit 72 sets the target of output voltage Vc to first voltage value Vc 1 and starts the switching operation of PWM converter 10.
In the second mode, when the target rotation speed of the motor 5 becomes a high speed operation region (rotation speed N> rotation speed N1) at which the target rotation speed of the motor 5 becomes N1 or more during operation of the PWM converter 10 with the output voltage target as the first voltage value Vc1. Similarly, in order to further increase the rotation speed N of the brushless DC motor 5, the converter control unit 72 sets the target value of the output voltage Vc of the PWM converter 10 to a second voltage value Vc2 higher than the first voltage value Vc1. It changes, and the PWM converter 10 is switched. Hereinafter, while the PWM converter 10 is operating with a voltage value of the second voltage value Vc2 or more as a target, or in switching from the second voltage value Vc2 to the first voltage value Vc1, the operation of each part is the operation in the second mode The description is omitted because it is the same as inside.

以上の通り、本実施形態に係るモータ駆動装置３によれば、モード切替部８８によって第１モードを設定することで、モータ駆動装置３から発生する高調波電流Ｉｈが常に低減でき、モータ駆動装置３が、容量の小さな受電設備２に接続された場合や、同じ受電設備２に接続された高調波を制御できないインバータ装置を備えた他の負荷の容量が大きい場合にも過大な高調波電流Ｉｈの発生を防止できる。一方、本実施形態に係るモータ駆動装置３は、受電設備２に余裕がある場合には、モード切替部８８によって第２モードを設定することで、モータ駆動装置３から出る高調波電流値が規制値を超えない範囲では、ＰＷＭコンバータ１０を全波整流とすることで効率の高い運転が可能となる。   As described above, according to the motor drive device 3 according to the present embodiment, by setting the first mode by the mode switching unit 88, the harmonic current Ih generated from the motor drive device 3 can be constantly reduced, and the motor drive device 3 is an excessive harmonic current Ih also when connected to the small power receiving facility 2 or when the capacity of another load having an inverter device that can not control harmonics connected to the same power receiving facility 2 is large Can be prevented. On the other hand, in the motor drive device 3 according to the present embodiment, when the power reception facility 2 has a margin, the mode switching unit 88 sets the second mode, whereby the harmonic current value output from the motor drive device 3 is regulated. In the range not exceeding the value, by setting the PWM converter 10 to full-wave rectification, high efficiency operation is possible.

なお、本実施形態に係るモータ駆動装置３は、第２モードにおいて、モータ駆動装置３から発生する高調波電流Ｉｈを検出し、これが予め設定した高調波電流Ｉｈの制限値Ｉｈｓを超えたところでＰＷＭコンバータ１０を全波整流から第１電圧値Ｖｃ1への昇圧動作に切り換えたが、予め高調波電流Ｉｈが制限値Ｉｈｓを超えると思われるモータ５の回転数Ｎもしくは電流値を設定値として記憶しておき、モータ５の回転数Ｎもしくは電流値がその設定値を越えたところで、全波整流から第１電圧値Ｖｃ1への昇圧動作に切り換えても良い。   The motor drive device 3 according to the present embodiment detects the harmonic current Ih generated from the motor drive device 3 in the second mode, and when the motor current exceeds the preset limit value Ihs of the harmonic current Ih, the PWM is generated. Although converter 10 is switched from full-wave rectification to step-up operation to the first voltage value Vc1, the rotational speed N or current value of motor 5 whose harmonic current Ih is considered to exceed limit value Ihs is stored beforehand as a set value It is also possible to switch from full-wave rectification to the step-up operation to the first voltage value Vc1 when the rotational speed N or the current value of the motor 5 exceeds the set value.

その他、上記複数の実施形態は、例として提示したものであり、発明の範囲を限定することは意図していない。実施形態および変形例は、その他の様々な形態で実施されることが可能であり、発明の要旨を逸脱しない範囲で、種々の省略、部分的な構成要素の置き換え、組み合わせ、構成要素の変更を行うことができる。これらの実施形態や変形は、発明の範囲は要旨に含まれるとともに、特許請求の範囲に記載された発明とその均等の範囲に含まれる。   In addition, the above embodiments are presented as examples, and are not intended to limit the scope of the invention. The embodiment and modifications can be implemented in other various forms, and various omissions, partial replacements of components, combinations, and changes of components can be made without departing from the scope of the invention. It can be carried out. These embodiments and modifications are included in the scope of the invention in the scope, and are included in the invention described in the claims and the equivalents thereof.

１…三相交流電源、２…受電設備、３…モータ駆動装置、５…ブラシレスＤＣモータ、１０…ＰＷＭコンバータ、１１〜１３…リアクタ、２１ａ〜２６ａ…ダイオード、２１〜２６…ＩＧＢＴ（スイッチング素子）、３０…平滑コンデンサ、４０…インバータ、４１〜４６…ＩＧＢＴ（スイッチング素子）、５１〜５３，６１、６２、６３…電流センサ、７０…コントローラ、７１…直流電圧検出部、７２…コンバータ制御部（制御手段）、７３…インバータ制御部（インバータ制御手段）、７５…高調波電流検出部（高調波電流検出手段）、７６…制限値設定部、７７…昇圧値設定部（昇圧値設定手段）、７８…電源電圧検出部(電源電圧検出手段) 、７９…電源電流値記憶部（電源電流値記憶手段）、８８…モード切替部（モード切替手段）、８９…上限回転数記憶部（上限回転数記憶手段）、９０…モータ回転数記憶部（モータ回転数記憶手段）   DESCRIPTION OF SYMBOLS 1 ... Three-phase alternating current power supply 2 ... Power reception installation 3, 3: Motor drive device, 5 ... Brushless DC motor, 10 ... PWM converter, 11-13 ... Reactor, 21a-26a ... Diode, 21-26 ... IGBT (switching element) , 30: smoothing capacitor, 40: inverter, 41 to 46: IGBT (switching element), 51 to 53, 61, 62, 63: current sensor, 70: controller, 71: DC voltage detector, 72: converter controller ( Control means) 73: inverter control unit (inverter control means) 75: harmonic current detection unit (harmonic current detection means) 76: limit value setting unit 77: boost value setting unit (stepup value setting unit) 78 ... power supply voltage detection unit (power supply voltage detection unit) 79 ... power supply current value storage unit (power supply current value storage unit) 88 ... mode switching unit (mode switching unit , 89 ... upper limit rotation speed storing section (upper limit rotational speed storage means), 90 ... motor speed storage unit (motor speed storing means)

Claims (7)

交流電源の電圧を全波整流して直流変換する、またはスイッチングにより昇圧して直流変換するコンバータと、
前記コンバータの出力電圧を交流電圧に変換し、その交流電圧をモータに供給するインバータと、
前記コンバータから流出する高調波電流を検出する高調波電流検出手段と、
第１モードと第２モードを設定可能なモード切替手段と、
前記モード切替手段に第１モードが設定された場合、前記インバータによるモータの運転中は、常に前記コンバータに昇圧を行わせ、前記モード切替手段に第２モードが設定された場合、前記高調波電流検出手段の検出する高調波電流が制限値に達しないうちは前記コンバータのスイッチングを停止して全波整流で直流変換を行わせ、前記高調波電流検出手段の検出する高調波電流が前記制限値に達した場合に、前記コンバータに昇圧を行わせる制御手段と、
を備えることを特徴とするモータ駆動装置。 A converter that full-wave rectifies the voltage of an AC power supply and converts it into DC, or boosts it by switching and converts it into DC
An inverter for converting an output voltage of the converter into an alternating voltage and supplying the alternating voltage to a motor;
Harmonic current detection means for detecting harmonic current flowing out of the converter;
Mode switching means capable of setting the first mode and the second mode;
When the first mode is set in the mode switching means, the converter is always boosted during the operation of the motor by the inverter, and when the second mode is set in the mode switching means, the harmonic current If the harmonic current detected by the detection means does not reach the limit value, the switching of the converter is stopped and DC conversion is performed by full-wave rectification, and the harmonic current detected by the harmonic current detection means is the limit value Control means for causing the converter to step up when it reaches
A motor drive device comprising: 前記制御手段は、前記コンバータが昇圧する電圧値を設定するために、交流電源の電圧値を検出する電源電圧検出手段を備えたことを特徴とする請求項１に記載のモータ駆動装置。   2. The motor drive device according to claim 1, wherein the control means comprises power supply voltage detection means for detecting a voltage value of an alternating current power supply in order to set a voltage value boosted by the converter. 交流電源の電圧をスイッチングにより昇圧して直流変換するコンバータと、
前記コンバータの出力電圧を交流電圧に変換し、その交流電圧をモータに供給するインバータと、
交流電源の電圧値を検出する電源電圧検出手段と、
この電源電圧検出手段の検出電圧に応じて前記インバータによるモータの運転中に前記コンバータが昇圧する電圧値を設定する制御手段と、
を備え、
前記コンバータが昇圧する電圧値は、交流電源電圧の実効値の√２倍近傍の値であることを特徴とするモータ駆動装置。 A converter that boosts the voltage of the AC power supply by switching and converts it to DC;
An inverter for converting an output voltage of the converter into an alternating voltage and supplying the alternating voltage to a motor;
Power supply voltage detection means for detecting the voltage value of the AC power supply;
Control means for setting a voltage value boosted by the converter during operation of the motor by the inverter according to the detection voltage of the power supply voltage detection means;
Equipped with
A motor drive apparatus characterized in that the voltage value boosted by the converter is a value near √2 times the effective value of the AC power supply voltage . 前記コンバータが昇圧する電圧値は、交流電源電圧の実効値の√２倍近傍の値であることを特徴とする請求項２に記載のモータ駆動装置。 The motor drive device according to claim 2, wherein the voltage value boosted by the converter is a value near √2 times the effective value of the AC power supply voltage. 前記コンバータが昇圧する電圧値は、交流電源電圧の実効値の√２倍の９８％〜１０２％の範囲であることを特徴とする請求項３または４に記載のモータ駆動装置。 The motor drive device according to claim 3 or 4, wherein the voltage value which the converter boosts is in the range of 98% to 102% of √2 times the effective value of the AC power supply voltage. 前記コンバータは、パルス幅変調された所定周期のＰＷＭ信号により断続的にオンするスイッチング素子を有するＰＷＭコンバータであることを特徴とする請求項１乃至請求項５のいずれか記載のモータ駆動装置。   The motor drive device according to any one of claims 1 to 5, wherein the converter is a PWM converter having a switching element which is intermittently turned on by a pulse width modulated PWM signal of a predetermined cycle. 前記交流電源は、商用三相交流電源であることを特徴とする請求項１乃至請求項６のいずれか記載のモータ駆動装置。   The motor drive device according to any one of claims 1 to 6, wherein the alternating current power supply is a commercial three-phase alternating current power supply.
JP2017512225A 2015-04-13 2016-03-03 Motor drive Active JP6511514B2 (en)

Applications Claiming Priority (3)

Application Number Priority Date Filing Date Title
JP2015081358 2015-04-13
JP2015081358 2015-04-13
PCT/JP2016/056562 WO2016167041A1 (en) 2015-04-13 2016-03-03 Motor driving device

Publications (2)

Publication Number Publication Date
JPWO2016167041A1 JPWO2016167041A1 (en) 2018-02-08
JP6511514B2 true JP6511514B2 (en) 2019-05-15

Family

ID=57126757

Family Applications (1)

Application Number Title Priority Date Filing Date
JP2017512225A Active JP6511514B2 (en) 2015-04-13 2016-03-03 Motor drive

Country Status (4)

Country Link
JP (1) JP6511514B2 (en)
KR (2) KR101980995B1 (en)
PH (1) PH12017501812A1 (en)
WO (1) WO2016167041A1 (en)

Families Citing this family (6)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
JP6724241B2 (en) * 2017-03-10 2020-07-15 東芝キヤリア株式会社 Motor drive
JP6403835B1 (en) * 2017-06-01 2018-10-10 三菱電機株式会社 Synchronous machine control device and control method thereof
JPWO2020008904A1 (en) * 2018-07-06 2021-07-08 パナソニックＩｐマネジメント株式会社 Motor devices, controllers, motor systems, fan units, and communication methods
WO2020092522A1 (en) 2018-10-31 2020-05-07 Optiphase Drive Systems, Inc. Electric machine with permanent magnet rotor
CN109639215A (en) * 2018-12-19 2019-04-16 中国科学院电工研究所 A kind of three phase alternating current motor current harmonics suppressing method
JP7352212B1 (en) 2022-09-02 2023-09-28 国立大学法人大阪大学 motor device

Family Cites Families (7)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
JP3283134B2 (en) * 1994-03-04 2002-05-20 株式会社東芝 PWM converter device
KR100262656B1 (en) * 1995-11-14 2000-08-01 이종수 Dc voltage detection apparatus
JP4330349B2 (en) 2003-02-10 2009-09-16 東芝キヤリア株式会社 Air conditioner
US7129677B2 (en) 2004-03-16 2006-10-31 Tyco Electronics Power Systems, Inc. Vector controller, a polyphase synchronous rectifier, and a method of vector-controlling thereof
KR101300273B1 (en) * 2006-09-22 2013-08-23 엘지전자 주식회사 Apparatus for controlling operation of air conditioner
JP2010187521A (en) 2009-01-16 2010-08-26 Mitsubishi Electric Corp Motor drive controller, compressor, blower, air conditioner and refrigerator or freezer
US9461559B2 (en) * 2013-03-15 2016-10-04 Rockwell Automation Technologies, Inc. Active front end power converter with boost mode derating to protect filter inductor

Also Published As

Publication number Publication date
KR101980995B1 (en) 2019-05-21
JPWO2016167041A1 (en) 2018-02-08
PH12017501812B1 (en) 2018-04-23
KR101973925B1 (en) 2019-04-29
KR20180127546A (en) 2018-11-28
KR20170122829A (en) 2017-11-06
PH12017501812A1 (en) 2018-04-23
WO2016167041A1 (en) 2016-10-20

Similar Documents

Publication Publication Date Title
JP6511514B2 (en) Motor drive
KR101341874B1 (en) Controller and method for estimating, managing, and diagnosing motor parameters
JP4609078B2 (en) Electric motor drive device and air conditioner using the same
JP3740946B2 (en) Power supply device, electric motor drive device and air conditioner
JP6272077B2 (en) Turbocharger and ship
JP6345135B2 (en) Motor drive device
JP2018088741A (en) Motor driving device and control method thereof
JP5476788B2 (en) Inverter device
JP5228609B2 (en) Power supply
JP6506447B2 (en) Motor drive
JP6462821B2 (en) Motor drive device
JP2008228477A (en) Motor controller
JP6301270B2 (en) Motor drive device
JP2010226842A (en) Control method and control apparatus for brushless dc motor
WO2016035434A1 (en) Motor drive device
JP2004088859A (en) Motor drive and motor-applied apparatus
JP4517438B2 (en) Self-priming pump
JP2018129997A (en) Motor control circuit, motor control method, and program
JP2009254124A (en) Brushless dc motor controller
JP5166112B2 (en) Inverter controller for motor drive
JP4793079B2 (en) Inverter controller for motor drive
JP2008206220A (en) Motor controller
JP5040160B2 (en) Inverter controller for motor drive
JP5168925B2 (en) Electric motor control device
JP2010068683A (en) Power supply unit and air conditioner

Legal Events

Date Code Title Description
A621 Written request for application examination

Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A621

Effective date: 20171002

A131 Notification of reasons for refusal

Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A131

Effective date: 20180821

A521 Written amendment

Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A523

Effective date: 20181017

TRDD Decision of grant or rejection written
A01 Written decision to grant a patent or to grant a registration (utility model)

Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A01

Effective date: 20190319

A61 First payment of annual fees (during grant procedure)

Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A61

Effective date: 20190408

R150 Certificate of patent or registration of utility model

Ref document number: 6511514

Country of ref document: JP

Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: R150