JP6506447B2 - Motor drive - Google Patents
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Description
本発明は、交流電源の電圧を直流に変換し、その直流電圧を所定周波数の交流電圧に変換し、その交流電圧をモータの駆動電力として出力するモータ駆動装置に関する。 The present invention relates to a motor drive device that converts a voltage of an AC power supply into a DC, converts the DC voltage into an AC voltage of a predetermined frequency, and outputs the AC voltage as drive power of a motor.
交流電源の電圧をコンバータで直流に変換し、その直流電圧をインバータで所定周波数の交流電圧に変換し、その交流電圧をモータの駆動電力として出力するモータ駆動装置が知られている。
このモータ駆動装置は、受電設備（キュービクルともいう）に接続される。受電設備は、商用三相交流電源の電圧をモータ駆動装置などの機器の運転に見合う電圧に変換する。また、受電設備には、商用三相交流電源への高調波電流の流出量を制限するための規制値が設定される。この規制値の大きさは、受電設備の受電容量に対応する。
この高調波電流の規制に伴い、高調波電流を抑制するための例えば高調波抑制装置（多パルス整流器等）がモータ駆動装置に搭載される。あるいは、モータ駆動装置のコンバータとして昇圧型のＰＷＭコンバータが採用され、そのＰＷＭコンバータのスイッチング制御によって高調波電流の発生量が抑制される。
There is known a motor drive device which converts a voltage of an alternating current power supply into a direct current by a converter, converts the direct current voltage into an alternating current voltage of a predetermined frequency by an inverter, and outputs the alternating current voltage as drive power of a motor.
The motor drive device is connected to a power reception facility (also referred to as a cubicle). The power reception facility converts the voltage of the commercial three-phase AC power supply into a voltage suitable for the operation of a device such as a motor drive device. In addition, in the power reception facility, a regulation value for limiting the amount of outflow of harmonic current to the commercial three-phase AC power supply is set. The magnitude of this regulation value corresponds to the power reception capacity of the power reception facility.
With the regulation of the harmonic current, for example, a harmonic suppression device (multi-pulse rectifier or the like) for suppressing the harmonic current is mounted on the motor drive device. Alternatively, a step-up type PWM converter is adopted as a converter of the motor drive device, and the switching control of the PWM converter suppresses the generation amount of harmonic current.
しかしながら、高調波抑制装置は高額である。また、モータ負荷として空調装置の圧縮機等を駆動する場合には、高能力を発揮させるために圧縮機を高回転まで運転させる必要がある、しかしながら、圧縮機に高効率のブラシレスＤＣモータを採用すると、回転数が上がるにつれて誘起電圧が上昇し、誘起電圧とモータ駆動装置の直流電圧とが釣り合ったところでそれ以上回転数を上げることができなくなる。ここで、ＰＷＭコンバータにより直流電圧を昇圧すれば、モータをより高回転まで運転させることができるようになるが、ＰＷＭコンバータは昇圧電圧が高いほど効率が低下するという問題がある。 However, harmonic suppression devices are expensive. In addition, when driving a compressor or the like of an air conditioner as a motor load, it is necessary to operate the compressor to a high rotation speed in order to exhibit high performance. However, a high efficiency brushless DC motor is adopted for the compressor Then, as the rotational speed increases, the induced voltage increases, and the rotational speed can not be further increased when the induced voltage and the DC voltage of the motor drive device are balanced. Here, if the DC voltage is boosted by the PWM converter, the motor can be operated to a higher rotation speed, but the PWM converter has a problem that the higher the boosted voltage, the lower the efficiency.
本実施形態の目的は、効率よくモータを高回転まで駆動することができるモータ駆動装置を提供することである。 An object of the present embodiment is to provide a motor drive device capable of efficiently driving a motor to high rotation.
請求項１のモータ駆動装置は、ＰＷＭコンバータ、インバータ、および制御手段を備える。ＰＷＭコンバータは、三相交流電源の電圧をパルス幅変調された所定周期のＰＷＭ信号により断続的にオンするスイッチング素子のスイッチングにより第１電圧値またはこの第１電圧値よりも高い第２電圧値に昇圧および直流変換する。インバータは、このＰＷＭコンバータの出力電圧を交流電圧に変換し、その交流電圧をモータの回転数が目標回転数となるように出力する。制御手段は、ＰＷＭコンバータの出力電圧を第１電圧値から第２電圧値及び第２電圧値から第１電圧値に切り換える。第１電圧値は、ＰＷＭコンバータが無負荷状態で全波整流する場合にそのＰＷＭコンバータから出力される電圧値の９５％〜１０１％の電圧値である。
The motor drive device according to claim 1 comprises a PWM converter, an inverter, and control means. The PWM converter is switched to a first voltage value or a second voltage value higher than the first voltage value by switching of a switching element which is intermittently turned on by a PWM signal of a predetermined cycle in which a voltage of a three-phase AC power supply is pulse width modulated. Boost and DC convert. The inverter converts the output voltage of the PWM converter into an AC voltage, and outputs the AC voltage such that the number of revolutions of the motor becomes the target number of revolutions. The control means switches the output voltage of the PWM converter from the first voltage value to the second voltage value and the second voltage value to the first voltage value. The first voltage value is 95% to 101% of the voltage value output from the PWM converter when the PWM converter performs full-wave rectification in a no-load state.
以下、本発明の一実施形態について図面を参照して説明する。
図１に示すように、三相交流電源１に受電設備２が接続され、その受電設備２に本実施形態のモータ駆動装置３が接続される。そして、モータ駆動装置３の出力端に、直流モータたとえばブラシレスＤＣモータ(モータ)５が接続される。受電設備２には、三相交流電源１側への高調波電流の流出量を制限するための規制値が設定されている。この規制値の大きさは、受電設備２の受電容量に比例し、受電容量が大きければ大きくなる。ブラシレスＤＣモータ５は、設備機器たとえばヒートポンプ式熱源機の圧縮機を駆動するもので、複数の相巻線Ｌｕ，Ｌｖ，Ｌｗを有するステータ（電機子）５ａ、および複数たとえば４極の永久磁石が埋設されたロータ（回転子）５ｂを含む。ロータ５ｂは、相巻線Ｌｕ，Ｌｖ，Ｌｗに電流が流れることにより生じる磁界とステータ５ａの各永久磁石が作る磁界との相互作用により、回転する。
Hereinafter, an embodiment of the present invention will be described with reference to the drawings.
As shown in FIG. 1, a power reception facility 2 is connected to a three-phase alternating current power supply 1, and a
モータ駆動装置３は、ＰＷＭコンバータ（コンバータ）１０、平滑コンデンサ３０、インバータ４０、コントローラ（ＭＣＵ）７０を含む。インバータ４０の出力端に、ブラシレスＤＣモータ５の相巻線Ｌｕ，Ｌｖ，Ｌｗが接続される。
The
ＰＷＭコンバータ１０は、リアクタ１１，１２，１３、これらリアクタ１１，１２，１３（および受電設備２）を介して三相交流電源１に接続されるダイオード２１ａ〜２６ａのブリッジ回路、これらダイオード２１ａ〜２６ａに並列接続されたスイッチング素子たとえばＩＧＢＴ（Insulated Gate Bipolar Transistor）２１〜２６を含み、三相交流電源１の電圧をＩＧＢＴ２１〜２６のスイッチング（断続的なオン）により昇圧および直流変換する。後述するコンバータ制御部７２が、電源電流の位相に同期させてＩＧＢＴ２１〜２６のオン、オフデューティを調整することで、昇圧電圧は可変される。また、ＰＷＭコンバータ１０は、ＩＧＢＴ２１〜２６のスイッチング停止により、三相交流電源１の電圧をダイオード２１ａ〜２６ａで全波整流する。この出力電圧が平滑コンデンサ３０に印加される。なお、ダイオード２１ａ〜２６ａは、ＩＧＢＴ２１〜２６の回生用ダイオードである。
The
インバータ４０は、ＩＧＢＴ４１，４２を直列接続し、そのＩＧＢＴ４１，４２の相互接続点がブラシレスＤＣモータ５の相巻線Ｌｕに接続されるＵ相用直列回路、ＩＧＢＴ４３，４４を直列接続しそのＩＧＢＴ４３，４４の相互接続点がブラシレスＤＣモータ５の相巻線Ｌｖに接続されるＶ相用直列回路、ＩＧＢＴ４５，４６を直列接続しそのＩＧＢＴ４５，４６の相互接続点がブラシレスＤＣモータ５の相巻線Ｌｗに接続されるＷ相用直列回路を含み、ＰＷＭコンバータ１０の出力電圧（平滑コンデンサ３０の電圧）Ｖｃを各ＩＧＢＴのスイッチングにより所定周波数の三相交流電圧に変換して各ＩＧＢＴの相互接続点から出力する。なお、ＩＧＢＴ４１〜４６には、回生用ダイオード（フリー・ホイール・ダイオード）４１ａ〜４６ａが逆並列接続されている。
The inverter 40 connects the
インバータ４０の出力端とブラシレスＤＣモータ５との間の通電路に、モータ電流（相巻線電流）検知用の電流センサ５１，５２，５３が配置される。受電設備２とリアクタ１１，１２，１３との間の通電路に、入力電流検知用の電流センサ６１，６２，６３が配設される。これら電流センサ６１〜６３の検知結果がコントローラ７０に供給される。なお、ここでは、電流センサ６１〜６３を各相に設けているが、三相中の二相にのみ電流センサを設け、この二相の電流値から残りの一相の電流値を計算で算出しても良い。同様にモータ電流検知用の電流センサ５１，５２，５３についても、三相中の二相にのみ電流センサを設け、この二相の電流値から残りの一相の電流値を計算で算出しても良い。さらに電流センサ５１，５２，５３の替わりに、直流ラインに１つのシャント抵抗を設け、インバータ４０の通電タイミングとの組み合わせに基づきブラシレスＤＣモータ５の各相電流を検知しても良い。
コントローラ７０は、直流電圧検出部（直流電圧検出手段）７１、コンバータ制御部（制御手段）７２、インバータ制御手段７３、負荷検出部（負荷検出手段）７４、高調波電流検出部（高調波電流検出手段）７５、制限値設定部（制限値設定手段）７６、昇圧値設定部（昇圧値設定手段）７７、電源電圧検出部（電源電圧検出手段）７８、電源電流値記憶部（電源電流値記憶手段）７９、上限回転数記憶部（上限回転数記憶手段）８９を含む。
The
またコントローラには、外部から運転制御指令として、モータ駆動装置３のオン/オフの指示及びオン中のブラシレスＤＣモータ５の回転数を指定するためのモータ回転数指令値（モータの目標回転数）Ｎｓが入力されている。このモータ回転数指令値Ｎｓは、コンバータ１０を制御するコンバータ制御部（制御手段）７２およびインバータ４０を制御するインバータ制御手段７３に供給される。 なお、これらの指示、指令は、一般に上位側の制御器、例えば、空調機であれば、空調制御器からコントローラ７０に送られてくる。
In addition, the motor rotation number command value (target rotation number of the motor) for specifying the on / off instruction of the
電源電圧検出部７８は、受電設備２を介した三相交流電源１の三相電源ラインを入力し、三相交流電源１の電圧値（実効値）Ｖｐを検出する。以下、説明では、「三相交流電源１」は、モータ駆動装置１０へ供給される三相交流電源を意味し、本実施形態では、受電設備２を介した後の交流電源となる。この検出電圧値Ｖpは、昇圧値設定部７７に入力され、後述する昇圧値設定部７７におけるＰＷＭコンバータ１０の昇圧電圧の目標値の設定に用いられる。ＰＷＭコンバータ１０の出力に接続された直流電圧検出部７１は、ＰＷＭコンバータ１０の出力電圧値Ｖｃ（以下、出力電圧Ｖｃという）を検出する。直流電圧検出部７１にて検出された出力電圧Ｖｃは、コンバータ制御部７２およびインバータ制御部７３に供給される。インバータ制御部７３ではブラシレスＤＣモータ５を駆動するためのセンサレス・ベクトル制御にこのデータが用いられる。
The power supply
コンバータ制御部７２は、電流センサ６１〜６３の検知電流及び電圧検出部７１の検出電圧Ｖｃを入力とし、検出電圧Ｖｃが目標値となるようにＰＷＭコンバータ１０のＩＧＢＴ２１〜２６のスイッチングを制御する。ここで、高調波電流検出手段７５は、電流センサ６１〜６３の検知電流変化をフーリエ展開して制御に必要な次数の高調波電流値を算出して、コンバータ制御部７２に供給する。一般的に５次高調波電流が最も大きく、規制値に対する許容幅も少ないため、高調波電流検出手段７５は、代表として５次高調波を算出する。
高調波電流検出手段７５の検出する高調波電流が規制値を超え、ＰＷＭコンバータ１０の昇圧動作が行われた直後に、コンバータ制御部７２から電源電流値記憶部７９に対して電源電流値を記憶する指令が出され、電源電流値記憶部７９は、その時の電源電流値Ｉｐ（以下、電流記憶値Ｉpという）を記憶し、保持する。
Immediately after the harmonic current detected by the harmonic current detection means 75 exceeds the regulation value and the boost operation of the
なお、この電源電流値記憶部７９の電源電流値の記憶は、昇圧動作が解除された場合またはＰＷＭコンバータ１０のスイッチング動作が停止したところで、解除（リセット）される。
The storage of the power supply current value of the power supply current
コンバータ制御部７２は、インバータ制御部７３から後述するインバータ４０がモータに供給する通電波形のオン，オフデューティ（デューティ）Ｄのデータやインバータ４０で駆動されるブラシレスＤＣモータ５の回転数Ｎのデータ（推定データ含む）等のＰＷＭコンバータ１０の制御に必要なデータを受け取っている。
インバータ制御部７３は、電流センサ５１，５２，５３の検知結果に基づいてブラシレスＤＣモータ５の回転数Ｎ（回転速度ともいう）を推定し、その推定回転数Ｎが目標回転数Ｎｓとなるようにインバータ４０におけるＩＧＢＴ４１〜４６のオン，オフデューティを制御するセンサレス・ベクトル制御を行う。すなわち、インバータ制御部７３は、低速度運転域ではデューティＤを小さくしてインバータ４０の出力電圧を低下させ、中速度運転域から高速度運転域ではデューティＤを大きくしてインバータ４０の出力電圧を高める制御を行う。
インバータ制御部７３は、デューティＤが制御の上限、すなわちフルデューティに達した場合、さらにモータの回転数を高めるために負の界磁成分電流−Ｉｄを注入する弱め界磁制御によりブラシレスＤＣモータ５のロータ位置に対する通電タイミングを速める（進み角θを増す）。これにより、ブラシレスＤＣモータ５における逆起電力に打ち勝つようにブラシレスＤＣモータ５に電流が流れ込み、ブラシレスＤＣモータ５の回転数が上昇する。
When the duty D reaches the upper limit of control, i.e., full duty, the
高調波電流検出部７５は、ＰＷＭコンバータ１０から受電設備２（および商用三相交流電源１）側に流出する高調波電流Ｉｈを電流センサ６１〜６３の検知結果に基づいて検出する。なお、この電流センサ６１〜６３の検知電流は、ＰＷＭコンバータのスイッチング制御にも用いられる。
The harmonic
制限値設定部７６は、ＰＷＭコンバータ１０から受電設備２（および商用三相交流電源１）側への高調波電流Ｉｈの流出量を制限するための高調波電流の制限値Ｉｈｓを記憶し、その値をコンバータ制御部７２に供給する。この制限値Ｉｈｓは、受電設備２に対し設定される規制値の範囲内で割り当てられるもので、外部からの指令に応じて制限値設定部７６に可変設定される。この外部からの指令は、通信を用いた入力であっても良いし、設置時に設備業者が手動で設定しても良い。
Limit value setting unit 76 stores limit value Ihs of harmonic current for limiting the amount of outflow of harmonic current Ih from
昇圧値設定部７７には、電源電圧検出部７８で検出された三相交流電源１の電圧値（実効値）Ｖｐが入力され、この電圧Ｖｐに基づきＰＷＭコンバータ１０の昇圧の目標値である第１電圧値Ｖｃ１および第２電圧値Ｖｃ２（Ｖｃ１＜Ｖｃ２）が算出されて設定され、コンバータ制御部７２に供給される。この昇圧の目標値である第１電圧値Ｖｃ１及び第２電圧値Ｖｃ２は、高調波を低減するとともにロスを低減するために望ましい電圧値となっている。
The boosted value setting unit 77 receives the voltage value (effective value) Vp of the three-phase AC power supply 1 detected by the power supply
ここで、第１電圧値Ｖｃ１および第２電圧値Ｖｃ２の設定について説明する。ＰＷＭコンバータ１０から受電設備２（および三相交流電源１）側へ流出する高調波電流Ｉｈの特性は、図２に示すように、ＰＷＭコンバータ１０の出力電圧ＶｃおよびブラシレスＤＣモータ５の負荷Ｌに応じて変化する。高調波電流Ｉｈは、ＰＷＭコンバータ１０の出力電圧Ｖｃの上昇に伴って減少し、無負荷時の全波整流での電圧値であるおおよそＶｐ＊√２（電源電圧が２００Ｖの場合、２８３Ｖ）付近で最も低下した後、増加に転じる。その後、高調波電流Ｉｈは、出力電圧Ｖｃの上昇に伴って増加し、出力電圧Ｖｃが、おおよそＶｐ＊√２*１０２．５％（電源電圧が２００Ｖの場合、２９０Ｖ）に達したところでピークとなり、さらに出力電圧Ｖｃの上昇に伴って再び減少に転じる。以後、高調波電流Ｉｈは、出力電圧Ｖｃの上昇に伴い減少していく。そして、無負荷時の全波整流での電圧値（Ｖｐ＊√２）＊１０５％程度の出力電圧（電源電圧が２００Ｖの場合、約３００Ｖ）となったところで、高調波電流Ｉｈは、無負荷時の全波整流での電圧値である出力電圧Ｖｐ＊√２の時と同じレベルとなる。
Here, setting of the first voltage value Vc1 and the second voltage value Vc2 will be described. The characteristic of the harmonic current Ih flowing out from the
また、ＰＷＭコンバータ１０の特性上、昇圧電圧を高くすればするほどＩＧＢＴ２１〜２６のスイッチングにより効率が低下する。このような特性から、高調波電流を制限値内の低い値に抑えつつ、ロスの少ない運転を行わせるために、第１電圧値Ｖｃ１としては、できるだけ低い昇圧電圧で高調波電流を低減できる範囲であるＶｐ＊√２＊（９５％〜１０１％）が選定される。一方、第２電圧値Ｖｃ２は、昇圧しても高調波電流が多くなってしまうピーク値のＶｐ＊√２*１０２．５％付近を使用することなく、出力電圧Ｖｃが第1電圧値Ｖｃ１＝Ｖｐ＊√２と同程度に高調波電流を低減できる値となる（Ｖｐ＊√２）＊１０５％近傍に設定される。
Further, due to the characteristics of
この設定により、ＰＷＭコンバータ１０の出力電圧Ｖｃが第１電圧値Ｖｃ１と第２電圧値Ｖｃ２の間に、コンバータから流出する高調波電流のピーク値が存在することになり、このピーク値近傍の出力電圧を使用しない昇圧を行うことで高調波電流の低い運転を可能としている。
By this setting, the peak value of the harmonic current flowing out of the converter exists between the first voltage value Vc1 and the second voltage value Vc2 between the output voltage Vc of the
また、リアクタ１１〜１３のリアクタンス値は、モータ負荷（消費電流／電力）が定格負荷もしくは定格負荷より大きい負荷領域でＰＷＭコンバータ１０が昇圧動作した場合に効率が最も良くなる値に選定されている。この結果、高調波電流Ｉｈについては、中負荷の領域を超えて定格負荷もしくは定格負荷より大きい負荷領域では、高調波電流Ｉｈが低下する。すなわち、高調波電流Ｉｈは、ＰＷＭコンバータ１０による昇圧動作に対し、モータ負荷が低負荷領域で最も小さく、次いで定格負荷もしくは定格負荷より大きい負荷領域で大きく、中負荷の領域で最も大きくなる。さらに、リアクタ１１〜１３のリアクタンス値は、ＰＷＭコンバータ１０が、無負荷時の全波整流での出力電圧Ｖｃの値近傍まで昇圧した場合、ブラシレスＤＣモータ５の全負荷領域にわたり高調波電流Ｉｈが制限値Ｉｈｓを下回る値に設定されている。
Further, the reactance values of the reactors 11 to 13 are selected to be the values that maximize the efficiency when the
以下、三相交流電源として２００Ｖの商用三相電源を用いた場合を例にとって説明する。ここでは、第１電圧値Ｖｃ１として、高調波電流Ｉｈが小さく、かつ昇圧電圧の低い無負荷時の全波整流での電圧値近傍の２８０Ｖ（Ｖｐ＊√２＊９９％）が設定されている。上述のとおり、ＰＷＭコンバータ１０の無負荷時の全波整流での出力電圧Ｖｃの値近傍である第１電圧値Ｖｃ１まで昇圧すれば、ブラシレスＤＣモータ５の全負荷領域にわたり高調波電流Ｉｈが制限値Ｉｈｓを下回るため、以後は、ブラシレスＤＣモータ５の回転数Ｎを上昇させるためのインバータ４０の弱め界磁制御を必要とする場合を除き、ＰＷＭコンバータ１０の昇圧電圧を変更する必要はない。
Hereinafter, a case where a commercial three-phase power supply of 200 V is used as a three-phase AC power supply will be described as an example. Here, as the first voltage value Vc1, 280 V (Vp * √2 * 99%) near the voltage value in full-wave rectification at no load with small harmonic current Ih and low boost voltage is set. . As described above, if the voltage is boosted up to the first voltage value Vc1 near the value of the output voltage Vc in no-load full-wave rectification of the
ＰＷＭコンバータ１０から受電設備２（および商用三相交流電源１）側へ流出する高調波電流Ｉｈは、図３に示すように、ＰＷＭコンバータ１０をスイッチング停止させた、すなわち、全波整流状態では、ブラシレスＤＣモータ５の負荷Ｌに応じて変化する。負荷ＬがＬ0未満の低負荷（低速度）運転領域では、全波整流だけでも高調波電流Ｉｈが制限値Ｉｈｓに達しない。よって、負荷ＬがＬ0未満の低速度運転領域では、高調波電流Ｉｈが制限値Ｉｈｓを超えない限りＰＷＭコンバータ１０をスイッチング停止により全波整流させるほうがＰＷＭコンバータ１０の電力損失が少なくなる。つまり、モータ駆動装置３の電力変換効率が向上する。
As shown in FIG. 3, the harmonic current Ih flowing out from the
なお、負荷がＬ0を超えた後、さらに負荷が増加していくと、高調波電流Ｉｈは一旦上昇後に徐々に低下してくる傾向にある。これは、モータ側での消費電力が増加し、電流の基本波が増加していくためと考えられる。 When the load further increases after the load exceeds L0, the harmonic current Ih tends to gradually decrease after rising once. This is considered to be because the power consumption on the motor side increases and the fundamental wave of the current increases.
続いて、ブラシレスＤＣモータ５の回転数Ｎと弱め界磁制御の進み角θとの関係を図４に示す。なお、回転数Ｎと負荷Ｌは、一般に、ほぼ比例関係にあるが、モータの状態によって完全な比例関係とならない場合もある。モータ５の回転数Ｎの増加に対処するべくインバータ４０の出力電圧を高めるためのオン，オフデューティの増大が頭打ちになると、モータ回転数指令値Ｎｓに到達させるためにインバータ制御部７３がモータ回転数を高めるための弱め界磁制御を実行する必要がある。ただし、弱め界磁制御の制御量である進み角θが過大な上限値θｓ以上になると、インバータ制御部７３のセンサレス・ベクトル制御が不安定となり、そのときの負荷Ｌに見合う電力を出力できなくなってブラシレスＤＣモータ５が失速（脱調）する可能性が生じる。
Subsequently, FIG. 4 shows the relationship between the rotation speed N of the
この対策として、ＰＷＭコンバータ１０の出力電圧Ｖｃを第２電圧値Ｖｃ２であるＶｐ×√２×１０５％及びそれ以上に上昇させることにより、同じ進み角θであっても、ブラシレスＤＣモータ５を失速させることなくブラシレスＤＣモータ５の回転数を上昇させることができる。図４中、ＰＷＭコンバータ１０の出力電圧Ｖｃを第２電圧値Ｖｃ２（＝Ｖｐ×√２×１０５％）に上昇させた場合のブラシレスＤＣモータ５回転数Ｎに対する進み角の変化を一点鎖線で示す。出力電圧Ｖｃが第１電圧値Ｖｃ１の状態では回転数Ｎ１から進み角θが増加し、回転数Ｎ２において、進み角の上限値θｓに達するが、ＰＷＭコンバータ１０の出力電圧Ｖｃを第２電圧値Ｖｃ２に増加させると、右方向にシフトし、回転数Ｎ３（＞Ｎ１）おいて進み角θが入り始め、回転数Ｎ４（＞Ｎ３）において、進み角の上限値θｓに達する。
As a countermeasure, the
以上のとおり、昇圧電圧を高めることで、ブラシレスＤＣモータ５の回転数範囲を拡大することが可能となり、ひいては、ブラシレスＤＣモータ５が搭載されるヒートポンプ式熱源機の最大能力を上げることができ、ヒートポンプ式熱源機の能力範囲の拡大に寄与することができる。
As described above, by increasing the boosted voltage, the rotational speed range of the
進み角θが入り始める、すなわち弱め界磁制御が入り始める回転数Ｎ１，Ｎ３は、ＰＷＭコンバータ１０の出力電圧ＶｃとブラシレスＤＣモータ５の逆起電圧ｅ（誘起電圧）で決まる。逆起電圧ｅは、モータ巻線直径、巻数及びブラシレスＤＣモータの磁石の磁束に基づき計算されるモータ定数である誘起電圧係数Ｋｅにその時のブラシレスＤＣモータ５の回転数Ｎを掛ける（ｅ＝Ｋｅ＊Ｎ）ことで算出可能である。少なくとも、ＰＷＭコンバータ１０の出力電圧Ｖｃがこの逆起電圧ｅよりも高くなければモータ巻線に電流は流せない。このことから、モータ定数を事前に測定または計算しておけば、出力電圧Ｖｃに対応した進み角θの入り始めの回転数Ｎ１やＮ３は、ブラシレスＤＣモータ５の仕様に基づき予め決定できる。後述するように本実施形態においては、ＰＷＭコンバータ１０を制御するために回転数Ｎ１及びＮ４がコンバータ制御部７２内の上限回転数記憶部８９に予め記憶されている。
The rotation speeds N1 and N3 at which the lead angle θ starts to enter, that is, the field weakening control starts to be entered, are determined by the output voltage Vc of the
ここで、本実施形態においては、ブラシレスＤＣモータ５に対して高い回転数が要求された場合、すなわち運転制御指令中のモータ回転数指令値Ｎｓが高い場合、まず、ＰＷＭコンバータ１０の出力電圧Ｖｃが第１電圧値Ｖｃ１では、進み角θを入れない状態でブラシレスＤＣモータ５の回転数がそれ以上、上げられなくなったところ、すなわち、モータ回転数がＮ１で、ＰＷＭコンバータ１０の出力電圧Ｖｃを第２電圧値Ｖｃ２に増加させる。それでもブラシレスＤＣモータ５の回転数Ｎが、モータ回転数指令値Ｎｓに到達できない場合、すなわち、モータ回転数指令値Ｎｓが回転数Ｎ３を超える場合、進み角θを増加させる。
Here, in the present embodiment, when a high rotational speed is required for the
さらに、ＰＷＭコンバータ１０の出力電圧Ｖｃが第２電圧値Ｖｃ２の状態で、進み角が上限値θｓに達してもブラシレスＤＣモータ５の回転数Ｎがモータ回転数指令値Ｎｓに到達できない場合には、進み角が上限値θｓを保った状態でＰＷＭコンバータ１０の出力電圧Ｖｃを第２電圧値Ｖｃ２からさらに上昇させてブラシレスＤＣモータ５の回転数Ｎをモータ回転数指令値Ｎｓに到達させるようになっている。
Furthermore, when the output voltage Vc of the
なお、三相交流電源１として商用４００Ｖ三相交流電源を用いた場合には、電源電圧検出部７８により受電設備２を介して入力されるＰＷＭコンバータ１０への入力電圧Ｖｐが４００Ｖであることが検出され、この場合には、第1電圧値Ｖｃ１は、無負荷時の全波整流での電圧値Ｖｐの√２倍である５６６Ｖの近傍の値、例えば５６５Ｖに設定され。第２電圧値Ｖｃ２は、Ｖｐの√２倍の1.05倍以上の値、例えば６００Vに設定される。
When a commercial 400 V three-phase AC power supply is used as the three-phase AC power supply 1, the input voltage Vp to the
さらに三相交流電源１として、商用三相交流電源ではなく、自家発電設備を用いた場合でも、電源電圧検出部７８により入力電圧Ｖｐ(実効値)が検出され、第1電圧値Ｖｃ１には、Ｖｐ＊√２倍近傍となるＶｐ＊√２＊（９５％〜１０１％）の範囲にある値、第２電圧値Ｖｃ２には、Ｖｐ＊√２の１０５％以上の値が設定される。
Furthermore, even when a commercial three-phase AC power supply is not used as the three-phase AC power supply 1, even when a private power generation facility is used, the input voltage Vp (effective value) is detected by the power supply
国内においては三相交流電源１の出力電圧が変動することはほとんどない。また機器が運転を始めると、その運転によってノイズ等が発生することから、電源電圧検出部７８による入力電圧Ｖｐの検出は、モータ駆動装置３の運転開始前、すなわち、ＰＷＭコンバータ１０及びインバータ４０が停止している状態で行うことが精度の点から望ましい。
In Japan, the output voltage of the three-phase AC power supply 1 hardly fluctuates. When the device starts to operate, noise and the like are generated by the operation, so detection of the input voltage Vp by the power supply
なお、三相交流電源１が、電源の整備が不十分な地域や容量の小さい自家発電装置等の場合には、同じ電源に接続されている他の負荷の影響で交流電圧に電圧降下等の変動が生じる場合もある。このような電圧変動が発生する可能性がある場合には、常に電源電圧検出部７８により入力電圧Ｖｐを検出して、この値を基に第１電圧値Ｖｃ１と第２電圧値Ｖｃ２を設定するようにすれば、電圧変更が生じても高調波電流が増加することはない。
In the case where the three-phase AC power supply 1 is an area where maintenance of the power supply is insufficient or a private power generator with a small capacity, the AC voltage may drop due to other loads connected to the same power supply. There may be fluctuations. When such a voltage fluctuation may occur, the input voltage Vp is always detected by the power supply
コンバータ制御部７２は、ＰＷＭコンバータ１０の制御を行う、例えばマイクロコントローラ（ＭＣＵ）からなり、高調波電流Ｉｈの抑制に関わる主要な機能として、第１比較部（第１比較手段）７２ａ、第２比較部（第２比較手段）７２ｂ、第３比較部（第３比較手段）７２ｃ、第４比較部（第４比較手段）７２ｄ、第５比較部（第５比較手段）７２ｅを含む。これらの機能は、マイクロコントローラのプログラムもしくは論理回路によって達成される。なお、上述の高調波電流検出部７５は高調波電流の検出にフーリエ級数展開の高度な演算が必要となるため、論理回路で構成するよりも同じマイクロコントローラによるプログラム処理を用いるほうが簡単となる。また、後述するようにＰＷＭコンバータ１０のコンバータ制御部７２とインバータ４０のインバータ制御部７３は、動作中にモータ回転数Ｎ等の種々のデータをやり取りする必要がある。このため、各々の制御部７２、７３のハード構成を別々にするよりも、各々の制御部の機能をプログラムした１つのマイクロコントローラ（ＭＣＵ）で構成することが望ましい。
コンバータ制御部７２は、コントローラ７０に入力される運転制御信号に応じたモータ駆動装置３の運転開始には、ＰＷＭコンバータ１０のスイッチングを行わない、すなわち全波整流となる。なお、運転制御信号はモータ駆動装置３に対してブラシレスＤＣモータ５を駆動するための外部からの指令であり、モータ５の運転・停止及び運転中の回転数指示からなる。
以下、モータ駆動装置３の動作を、ＰＷＭコンバータ１０の制御を主体に説明する。
Hereinafter, the operation of the
モータ駆動装置３の停止中は、ＰＷＭコンバータ１０のスイッチングは停止したままで、全波整流の状態にある。この状態において電源電圧検出部７８により入力電圧Ｖｐ(実効値)が検出される。続いて、外部からの運転制御指令による運転開始（ＯＮ）後、第１比較部７２ａは、高調波電流検出部７５の検出する高調波電流値Ｉｈと制限値設定部７６内の制限値Ｉｈｓとを比較する。第1比較部７２ａの比較結果が“Ｉｈ≦Ｉｈｓ”の場合には、ＰＷＭコンバータ１０のスイッチングの停止を継続する。ＰＷＭコンバータ１０のスイッチング動作を停止させて、昇圧しない全波整流での運転を行うことでＰＷＭコンバータ１０のスイッチングによるロスを低減できる。
While the
回転数の上昇などによってある程度、モータ負荷が大きくなり、電流が上昇してくると、高調波電流Ｉｈが増加しはじめる。 そして、第１比較部７２ａの比較結果が“Ｉｈ＞Ｉｈｓ”となった場合、続いて、第２比較部７２ｂが、モータ回転数指令値Ｎｓが予め上限回転数記憶部８９に記憶されている回転数Ｎ１を超えているか否かを判定して、インバータ制御部７３による弱め界磁制御の実施が必要な領域にあるか否か（進み角θ＞０）を判定する。
When the motor load increases to some extent due to the increase in the rotational speed and the current increases, the harmonic current Ih starts to increase. Then, when the comparison result of the
図５においては、図４に合わせた進み角θと回転数Ｎを示している。コンバータ制御部７２は、第２比較部７２ｂの比較結果が“Ｎ１≦Ｎｓ”の場合に昇圧値設定部７７内の第１電圧値Ｖｃ１を昇圧の目標値としてＰＷＭコンバータ１０をスイッチング動作させ、第２比較部７２ｂの比較結果が“Ｎｓ＞Ｎ１”となった時に昇圧値設定部７７内の第２電圧値Ｖｃ２を昇圧の目標値としてＰＷＭコンバータ１０をスイッチング動作させる。現実的には、進み角θを入れる前にブラシレスＤＣモータ５の電流が増加し、高調波電流値Ｉｈが制限値Ｉｈｓを超えるため、ＰＷＭコンバータ１０がスイッチング動作していない状態から第２電圧値Ｖｃ２を昇圧の目標値としてＰＷＭコンバータ１０をスイッチング動作開始することはない。
In FIG. 5, the lead angle θ and the rotation speed N are shown in accordance with FIG.
ここで、ＰＷＭコンバータ１０が昇圧動作停止（全波整流）から第１電圧値Ｖｃ１を目標に昇圧を始めた後、負荷が低下してきた場合には、全波整流のみによって高調波電流が制限値以下で運転可能であれば、できるだけＰＷＭコンバータ１０の昇圧動作を停止させることが効率面から望ましい。しかしながら、一旦、ＰＷＭコンバータ１０の昇圧動作を開始すると高調波電流が大幅に低下するため、実測した高調波電流値を制限値と比較して昇圧のＯＮ／ＯＦＦを行うと頻繁にＯＮ／ＯＦＦを繰り返してしまい、ロスが多く、安定した運転ができなくなる。
Here, after the
これを防止するために制限値にヒステリシスを設けたとしてもＰＷＭコンバータ１０の昇圧動作によって高調波電流が大幅に低下するため、極めて大きいヒステリシス（ディファレンシャル）を設けなければならず、結局、ＰＷＭコンバータ１０の昇圧動作を停止できる範囲が狭くなり、効率的でない。
Even if hysteresis is provided for the limit value in order to prevent this, the harmonic current is significantly reduced by the step-up operation of the
そこで、ＰＷＭコンバータ１０の昇圧動作を停止する条件として、高調波電流以外のモータ駆動装置の動作に関連する物理的パラメータを用いる。高調波電流以外の物理的パラメータとしては、モータの負荷に関連するパラメータが好ましい。たとえば、三相交流電源１に流れる電流、ブラシレスＤＣモータ５の回転数、モータ電流、モータ駆動装置３の直流部分の電流、モータ駆動装置３の消費電力、ブラシレスＤＣモータ５の消費電力等がある。また、ブラシレスＤＣモータ５の回転数指令値Ｎｓは、モータの回転数Ｎと概ね一致するため、間接的にモータの負荷に関連するパラメータとなることから、このブラシレスＤＣモータ５の回転数指令値ＮｓをＰＷＭコンバータ１０の昇圧動作を停止する条件に用いても良い。
Therefore, as a condition for stopping the step-up operation of the
この実施形態においては、パラメータとして三相交流電源１の電流を用いた方法を説明する。ここで、三相交流電源１の電流値（実効値）を用いる場合には、単純に電流値を用いるには、若干の配慮が必要になる。ＰＷＭコンバータ１０が停止中（全波整流）から昇圧動作に移行すると、スイッチングによって力率が大きく改善される。これに伴って、三相交流電源１の電流値が小さくなる。したがって、ＰＷＭコンバータ１０が停止中の電流値とＰＷＭコンバータ１０が昇圧動作中の電流を比較してＰＷＭコンバータ１０を昇圧動作から停止に切り替えようとすると、力率変化による電流値変化を予め見越して設定値を決める必要があり、面倒である。さらには、負荷の状態によって力率も変化することから設定値の決定が難しい。
In this embodiment, a method using the current of the three-phase AC power supply 1 as a parameter will be described. Here, in the case where the current value (effective value) of the three-phase AC power supply 1 is used, some care must be taken to simply use the current value. When the
そこで、ＰＷＭコンバータ１０を昇圧動作から停止に切り替える際の三相交流電源１の電流値の基準値をＰＷＭコンバータ１０が昇圧動作を開始した後の値を用いる。これにより負荷が変化しても適切な切り替えができ、ＰＷＭコンバータ１０が昇圧と停止を繰り返すことを無くすことができる。
Therefore, the reference value of the current value of the three-phase AC power supply 1 at the time of switching the
まず、第１比較部７２ａの比較結果が、それまで“Ｉｈ≦Ｉｈｓ”であったものが、 “Ｉｈ＞Ｉｈｓ”に変化した場合に、コンバータ制御部７２は、上述のＰＷＭコンバータ１０の第１電圧値Ｖｃ１への昇圧運転を開始する（図５中Ｌ０点）。このＰＷＭコンバータ１０の昇圧運転を開始した後、電源電流値記憶部７９に対して電源電流値を記憶する指令を出す。この指令に基づき電源電流値記憶部７９は、ＰＷＭコンバータ１０の出力電圧Ｖｃが第１電圧値Ｖｃ１に安定した直後の電源電流値Ｉp１を記憶し、保持する。
First, when the comparison result of the
コンバータ制御部７２は、ＰＷＭコンバータ１０が第1電圧値Ｖｃ１に昇圧中は、その内部の第３比較部７２ｃにおいて、常に実際の三相交流電源１の電流値Ｉと電源電流値記憶部７９に記憶した電流記憶値Ｉp１から予め定められた小さなヒステリシス分の値（ディファレンシャル）Δを差し引いた値（Ｉp１−Δ）とを比較している。なお、電流値の検出は、コンバータ制御部７２の内部に設けられた入力電流検出部（図示しない）で実行される。そして、実際の三相交流電源１の電流値Iが、電流記憶値Ｉp１−Δ以下となった時にコンバータ制御部７２は、ＰＷＭコンバータ１０の動作を停止させ、全波整流に切り替える。
While
上述の通り、高調波電流は負荷に応じて変動する。このため、高調波電流が制限値を超えた時の負荷よりも低い負荷であれば、高調波電流値は制限値を超えない。したがって、高調波電流値が制限値を超えた時の負荷に対応する電流記憶値Ｉp１からわずかに低い値（Ｉp１−Δ）を基準にＰＷＭコンバータ１０の動作を停止させても、負荷が変動しない限り高調波電流が制限値を超える状態にはならず、全波整流のみで安定して運転を継続でき、効率の向上が図れる。
As mentioned above, the harmonic current fluctuates according to the load. Therefore, if the load is lower than the load when the harmonic current exceeds the limit value, the harmonic current value does not exceed the limit value. Therefore, even if the operation of
また、コンバータ制御部７２は、ＰＷＭコンバータ１０が第1電圧値Ｖｃ１に昇圧中は、第２比較部７２ｂが、常にモータ回転数指令値Ｎｓが上限回転数記憶部８９に予め記憶されている回転数Ｎ１を超えているか否かを判定して、インバータ制御部７３による弱め界磁制御の実施が必要な領域にあるか否かを判別する。具体的には、モータ回転数指令値Ｎｓ＞回転数Ｎ１となった場合、ブラシレスＤＣモータ５の回転数を上げるためには弱め界磁が必要（進み角θ＞０）となるため、弱め界磁制御が入る前の、この時点でＰＷＭコンバータ１０の出力電圧Ｖｃが第２電圧値Ｖｃ２となるようにコンバータ制御部７２は、ＰＷＭコンバータ１０を制御する。
In addition, while
この結果、インバータ制御部７３は、弱め界磁制御を入れることなく、回転数Ｎ３までブラシレスＤＣモータ５の回転数を上昇させることができる。この後、モータ回転数指令値Ｎｓが上昇し、回転数Ｎ３より大きくなった場合、インバータ制御部７３は、弱め界磁制御を入れる。
As a result, the
第４比較部７２ｄは、ＰＷＭコンバータ１０の出力電圧Ｖｃが第２電圧値Ｖｃ２以上の状態で動作し、モータ回転数指令値Ｎｓと上限回転数記憶部８９に記憶された回転数Ｎ４を比較している。モータ回転数指令値Ｎｓが回転数Ｎ４よりも大きくなった場合、コンバータ制御部７２は、ブラシレスＤＣモータ５の回転数Ｎがモータ回転数指令値Ｎｓに到達するまでＰＷＭコンバータ１０の出力電圧Ｖｃを上昇させる。一方、モータ回転数指令値Ｎｓが低下してくるとそれに合わせてコンバータ制御部７２は、ＰＷＭコンバータ１０の出力電圧Ｖｃを低下させる。
The
続いて、モータ回転数指令値Ｎｓが低下し、モータ回転数指令値Ｎｓが回転数Ｎ４より小さくなったことを第４比較部７２ｄが検出すると、コンバータ制御部７２は、ＰＷＭコンバータ１０の出力電圧Ｖｃを第２電圧値Ｖｃ２に固定制御する。この結果、モータ回転数指令値Ｎｓが回転数Ｎ３とＮ４の間ではＰＷＭコンバータ１０の出力電圧Ｖｃが第２電圧値Ｖｃ２に固定され、インバータ制御部７３が、弱め界磁制御による進み角θをモータ回転数指令値Ｎｓに見合う値に変更する。
Subsequently, when the
第５比較部７２ｅは、コンバータ制御部７２が第２電圧値Ｖｃ２を昇圧の目標値としてＰＷＭコンバータ１０をスイッチング動作させている間に、モータ回転数指令値Ｎｓについて“Ｎ１−Δｎ≦Ｎｓ”の判定を実施する。ここで、Δｎは、予め定められた小さなヒステリシス分の値（ディファレンシャル）であり、１〜３ｒｐｓ程度の範囲で設定されている。第５比較部７２ｅが、“Ｎ１−Δｎ≦Ｎｓ”となったこと、すなわち、弱め界磁制御を加える必要がない回転数になったことを判定すれば、コンバータ制御部７２は昇圧の目標値を第２電圧値Ｖｃ２から第１電圧値Ｖｃ１に変更し、ＰＷＭコンバータ１０の出力電圧を第１電圧値Ｖｃ１に低下させる。
While the
以上のとおり、第５比較部７２ｅにてＰＷＭコンバータ１０の出力電圧Ｖｃが第２電圧値Ｖｃ２の状態における弱め界磁制御の要否をモータ回転数指令値Ｎｓにて判別し、ＰＷＭコンバータ１０の出力電圧Ｖｃを第２電圧値Ｖｃ２から第１電圧値Ｖｃ１へと切り換えるため、出力電圧Ｖｃが第２電圧値Ｖｃ２から第１電圧値Ｖｃ１に低下したところですぐに弱め界磁制御が必要になったり、第１電圧値Ｖｃ１に低下させた出力電圧Ｖｃを短時間で再び第２電圧値Ｖｃ２に増加させたりすることがなくなる。このため、出力電圧Ｖｃの安定した制御が可能で、不必要に高い電圧で運転を継続することがなく、効率が向上する。
As described above, the
ここで、第１比較部７２ａ〜第５比較部７２ｅの検出内容とそれに基づくコンバータ制御部７２の動作をまとめて説明する。
Here, the detection contents of the first to
第１比較部７２ａは、ＰＷＭコンバータ１０が停止して全波整流の状態にある時に、高調波電流検出部７５の検出する高調波電流値Ｉｈと制限値設定部７６内の制限値Ｉｈｓとを比較する。コンバータ制御部７２は、第1比較部７２ａの比較結果が“Ｉｈ≦Ｉｈｓ”の場合には、ＰＷＭコンバータ１０のスイッチングの停止を継続し、“Ｉｈ＞Ｉｈｓ”となった場合、ＰＷＭコンバータ１０の出力電圧Ｖｃが第1電圧値Ｖｃ１となるように昇圧運転する。
The
第２比較部７２ｂは、インバータ４０が弱め界磁制御を必要とする状態にあるか否かを判断するもので、ＰＷＭコンバータ１０の出力電圧Ｖｃが第1電圧値Ｖｃ１で昇圧運転中に、モータ回転数指令値Ｎｓを上限回転数記憶部８９に記憶されている回転数Ｎ１と比較する。コンバータ制御部７２は、第２比較部７２ｂの比較結果が“Ｎ１≦Ｎｓ”の場合には、インバータ４０が弱め界磁制御を必要としない状態にあると判断し、そのまま第１電圧値Ｖｃ１を昇圧の目標値としてＰＷＭコンバータ１０をスイッチング動作させる。 一方、第２比較部７２ｂの比較結果が“Ｎｓ＞Ｎ１”となった時は、インバータ４０が弱め界磁制御を必要とする状態にあると判断し、第２電圧値Ｖｃ２を昇圧の目標値としてＰＷＭコンバータ１０をスイッチング動作させる。
The second comparison unit 72b determines whether or not the inverter 40 is in a state requiring field-weakening control, and the motor rotational speed is increased during the boost operation of the output voltage Vc of the
第３比較部７２ｃは、ＰＷＭコンバータ１０が第1電圧値Ｖｃ１に昇圧中に、実際の三相交流電源１の電流値Ｉと（Ｉp１−Δ）とを比較している。コンバータ制御部７２は、検出した電流値Iが、（Ｉp１−Δ）以下となった時に、ＰＷＭコンバータ１０の動作を停止し、全波整流に切り替える。
The
第４比較部７２ｄは、ＰＷＭコンバータ１０の出力電圧Ｖｃが第２電圧値Ｖｃ２以上の状態下で、モータ回転数指令値Ｎｓと上限回転数記憶部８９に記憶された回転数Ｎ４とを比較している。コンバータ制御部７２は、第４比較部７２ｄが、モータ回転数指令値Ｎｓが回転数Ｎ４より小さくなったことを検出し、この検出に基づきＰＷＭコンバータ１０の出力電圧Ｖｃを第２電圧値Ｖｃ２に制御する。
The
さらに、第５比較部７２eは、ＰＷＭコンバータ１０の出力電圧Ｖｃが第２電圧値Ｖｃ２の状態にある時に、モータ回転数指令値Ｎｓと予め定められた回転数Ｎ１からヒステリシス分の値ΔＮを差し引いた回転数Ｎ１−ΔＮとを比較する。コンバータ制御部７２は、モータ回転数指令値Ｎｓが回転数Ｎ１−ΔＮより小さくなった場合、モータの回転数が弱め界磁制御を加える必要がない回転数になったと判断し、ＰＷＭコンバータ１０の出力電圧Ｖｃを第２電圧値Ｖｃ２から第１電圧値Ｖｃ１に低下させる。
Furthermore, when the output voltage Vc of the
なお、コンバータ制御部７２は、第４比較部７２ｄが、モータ回転数指令値Ｎｓが回転数Ｎ４より小さくなったことを検出してＰＷＭコンバータ１０の出力電圧Ｖｃを第２電圧値Ｖｃ２に制御した後、第５比較部７２eが、モータ回転数指令値Ｎｓが回転数Ｎ１−Δより小さくなったことを検出するまではＰＷＭコンバータ１０の出力電圧Ｖｃを第２電圧値Ｖｃ２に固定制御する。
It is to be noted that
上述のコンバータ制御部７２による、実際のモータ駆動装置３の運転制御動作例を図５に基づき説明する。インバータ４０の運転開始時は、ＰＷＭコンバータ１０の停止状態を維持し、全波整流のみで運転を開始する（図５中の原点）。その後、インバータ４０の出力周波数、すなわちモータの回転数、が上昇するに伴って負荷が増加し、電流が増加する。また、図５中、負荷Ｌの０〜Ｌ０の小負荷（低回転数）区間）では、インバータ４０の出力電流が大きくなるにつれて、平滑コンデンサ３０からインバータ４０側に流れる電流が増加し、直流電圧Ｖｃは低下していく。
An operation control operation example of the actual
コンバータ制御部７２は、ＰＷＭコンバータ１０から流出する高調波電流Ｉｈが制限値Ｉｈｓに達しないうちは（低速度運転域；Ｌ＜Ｌ0）、ＰＷＭコンバータ１０のスイッチングの停止を継続し、ＰＷＭコンバータ１０は、入力電圧を全波整流する。その後、ブラシレスＤＣモータ５の回転数Ｎの増加等により負荷Ｌが増加し、ある程度電流が大きくなると、高調波電流Ｉｈが増加してくる。コンバータ制御部７２は、高調波電流Ｉｈが制限値Ｉｈｓに達した場合（中速度運転域；Ｌ≧Ｌ0）、第１電圧値Ｖｃ１を昇圧の目標値として、ＰＷＭコンバータ１０のスイッチング動作を開始する。
このＰＷＭコンバータ１０による第１電圧値Ｖｃ１への昇圧の結果、中速度領域（Ｎ＜Ｎ１）において、高調波電流Ｉｈを制限値Ｉｈｓ以下に維持することができる。一方、ＰＷＭコンバータ１０が第１電圧値Ｖｃ１を昇圧の目標値としてスイッチング動作を行っている状態で、三相交流電源１の電流値Iが、（Ｉp１−Δ）以下となった時（図５中Ａ点 ）にコンバータ制御部７２は、ＰＷＭコンバータ１０の動作を停止させ、全波整流に切り替える。この動作により高調波電流を制限値内に抑えつつ効率の良い運転が可能となる。
As a result of boosting to the first voltage value Vc1 by the
さらに、回転数ＮがＮ１以上となる高速度運転域（Ｎ＞Ｎ１）になると、ブラシレスＤＣモータ５の回転数Ｎを上昇させるために、コンバータ制御部７２は、ＰＷＭコンバータ１０の出力電圧Ｖｃの目標値を、第１電圧値Ｖｃ１からより高い第２電圧値Ｖｃ２に変更して、ＰＷＭコンバータ１０をスイッチング動作させる。
Furthermore, in the high speed operation range (N> N1) where the rotation speed N becomes N1 or more,
ここでは、ＰＷＭコンバータ１０の出力電圧Ｖｃを第１電圧値Ｖｃ１から第２電圧値Ｖｃ２へと上昇させることにより、図２に示される第1電圧値Ｖｃ１と第２電圧値Ｖｃ２の間に存在する高調波電流が多く発生するピーク部分（２９０Ｖ近傍）を飛ばし、高調波電流Ｉｈが増加する出力電圧の領域を使用しないようにしている。
Here, by raising the output voltage Vc of the
なお、ＰＷＭコンバータ１０の出力電圧Ｖｃを第１電圧値Ｖｃ１から第２電圧値Ｖｃ２へと上昇させる際には、ＰＷＭコンバータ１０の制御上、徐々に出力電圧Ｖｃを上昇させることになる。このため、第１電圧値Ｖｃ１と第２電圧値Ｖｃ２との間に存在する高調波電流Ｉｈの発生ピークを通過することになるが、早い変化速度で出力電圧Ｖｃを上昇させることで、大きな高調波電流Ｉｈの発生は短時間に限定することができ、その影響を排除できる。
When the output voltage Vc of the
このように、第２電圧値Ｖｃ２となるようにＰＷＭコンバータ１０をスイッチング動作させることで、ＰＷＭコンバータ１０のスイッチングによる電力損失をできるだけ抑えながら、ブラシレスＤＣモータ５を失速させることなくブラシレスＤＣモータ５の回転数を上昇させることができる。
As described above, by switching the
さらにモータ回転数Ｎを回転数Ｎ３以上に増加させる場合は、インバータ制御部７３が、進み角θを増加させていく（図５中、回転数ＮがＮ３〜Ｎ４の区間）。
Further, in the case of increasing the motor rotation speed N to the rotation speed N3 or more, the
その後、ＰＷＭコンバータ１０の出力電圧Ｖｃを第２電圧値Ｖｃ２まで上昇させ、かつ、インバータ制御部７３が進み角θを上限値θｓまで進ませても、ブラシレスＤＣモータ５の回転数Ｎを上昇させることが出来なくなる（モータ回転数指令値Ｎｓ＞Ｎ４）と、ＰＷＭコンバータ１０は、出力電圧Ｖｃを第２電圧値Ｖｃ２からさらに高い出力電圧となるように動作する。この結果、ブラシレスＤＣモータ５は所望する高回転数に至ることができる。このようにモータ回転数ＮがＮ４以上の領域においては、進み角θは上限値θｓを維持した状態でモータ５がモータ指令回転数ＮｓとなるようにＰＷＭコンバータ１０の出力電圧Ｖｃが制御される。
Thereafter, the output voltage Vc of the
一方、ＰＷＭコンバータ１０が第２電圧値Ｖｃ２以上の出力電圧で運転中にモータ指令回転数ＮｓがＮ４以下に低下するとＰＷＭコンバータ１０の出力電圧Ｖｃが第２電圧値Ｖｃ２になり、モータ指令回転数Ｎｓがさらに回転数Ｎ１−ΔＮ以下に低下するまでＰＷＭコンバータ１０は出力電圧Ｖｃを第２電圧値Ｖｃ２に固定維持する。
On the other hand, when the motor command rotational speed Ns falls to N4 or less while the
ＰＷＭコンバータ１０の出力電圧Ｖｃが第２電圧値Ｖｃ２にある状態から、モータ指令回転数ＮｓがＮ１−ΔＮに低下すると、コンバータ制御部７２は、ＰＷＭコンバータ１０の出力目標電圧を第１電圧値Ｖｃ１に低下させる。この結果、安定した出力電圧の制御が可能となり、かつ不必要な昇圧を防止して、高調波電流を制限値内に抑えつつ効率の良い運転が可能となる。
When the motor command rotational speed Ns decreases to N1-ΔN from the state where the output voltage Vc of the
以上の制御により、ＰＷＭコンバータ１０の採用に伴う電力変換効率の低下をできるだけ抑えながら、高調波電流Ｉｈの発生量を低減でき、高価な高調波抑制装置を搭載する必要がなく、コストの上昇を抑えることができる。また、モータの回転数を上げるための昇圧を行うことで、効率よくブラシレスＤＣモータ５の回転数を上昇させることができる。さらに不必要な高い電圧への昇圧を行うことなく、必要十分な昇圧電圧で運転することができ、機器の効率が向上する。
By the above control, it is possible to reduce the generation amount of the harmonic current Ih while suppressing the decrease of the power conversion efficiency accompanying the adoption of the
なお、コンバータ制御部７２は、第５比較部７２eにおいて、モータ回転数指令値Ｎｓが回転数Ｎ１−ΔＮより小さくなった場合、モータの回転数が弱め界磁制御を加える必要がない回転数になったと判断し、ＰＷＭコンバータ１０の出力電圧Ｖｃを第２電圧値Ｖｃ２から第１電圧値Ｖｃ１に低下させるようにした。通常、モータの回転数Ｎは、モータ回転数指令値Ｎｓと一致するが、過渡的な状況下では、インバータ４０の制御遅れにより回転数Ｎとモータ回転数指令値Ｎｓにずれが生じる場合がある。 そこで、このようなずれによる制御の不安定を招かないために、ＰＷＭコンバータ１０の出力電圧Ｖｃを第２電圧値Ｖｃ２から第１電圧値Ｖｃ１に低下させるための条件として、モータ回転数指令値Ｎｓ及び実際のブラシレスＤＣモータ５の回転数Ｎの両方が回転数Ｎ１−ΔＮより小さくなったことを第５比較部７２eの判断条件としても良い。この場合、モータの回転数Ｎが弱め界磁制御を加える必要がない回転数として、モータ回転数指令値Ｎｓ及び実際のブラシレスＤＣモータ５の回転数Ｎの両方が回転数Ｎ１−ΔＮより小さい、という条件を用いたものである。
When converter rotational speed command value Ns is smaller than rotational speed N1-ΔN in converter 52,
上述の実施形態においては、インバータ４０において弱め界磁制御の要否を、モータ目標回転数Ｎｓと上限回転数記憶部８９に予め記憶したモータの回転数Ｎ１に基づきＰＷＭコンバータ１０の出力電圧Ｖｃの第１電圧値Ｖｃ１から第２電圧値Ｖｃ２及び第２電圧値Ｖｃ２から第１電圧値Ｖｃ１への切り替えを行った。この切り替え基準となる回転数Ｎ１を決定する元となった逆起電圧ｅは、モータ巻線直径、巻数及びモータの磁石の磁束に基づき計算されるモータ定数である誘起電圧係数Ｋｅを用いている。この誘起電圧係数Ｋｅを決定するためのモータの磁石の磁束等は、その磁石の温度によってわずかであるが変化する。そこで、弱め界磁制御の要否をブラシレスＤＣモータ５の状況に合わせてより正確に検出して、判断するための他の実施形態を図６を参照して説明する。
In the above-described embodiment, the necessity of field weakening control in inverter 40 is determined based on motor target speed Ns and motor speed N1 stored in advance in upper limit
図６では、図１からの変更部分のみ抜粋して表している。この態様では、第２比較部７２ｂと第５比較部７２eの入力および比較対象が上述の実施形態から変更されている。また、上限回転数記憶部８９へのモータの回転数Ｎ１の記憶は不要となり、代わりにコンバータ制御部７２に指示に基づく特定のタイミングでその時点のモータ回転数Ｎを記憶するモータ回転数記憶部（モータ回転数記憶手段）９０が追加される。これ以外の構成は、上述の実施形態と同じであるため、説明を省略する。
In FIG. 6, only the changed part from FIG. 1 is extracted and represented. In this aspect, the inputs and comparison targets of the second comparing unit 72b and the fifth comparing
コンバータ制御部７２には、インバータ制御部７３から常時、モータ回転数Ｎ及びインバータ４０のスイッチングにおけるデューティＤが入力されている。第２比較部７２ｂには、モータ回転数指令値Ｎｓ、モータ回転数Ｎ及びデューティＤが入力され、これらのデータに基づきインバータ４０の弱め界磁制御の要否が判別される。ＰＷＭコンバータ１０の出力電圧Ｖｃが第1電圧値Ｖｃ１で昇圧運転中において、第２比較部７２ｂは、デューティＤが最大(フルデューティ)となり、かつ、モータ回転数指令値Ｎｓが現在のモータ回転数Ｎよりも高いこと（Ｎｓ＞Ｎ）を検出すると、コンバータ制御部７２は、第1電圧値Ｖｃ１下では、弱め界磁制御を入れる必要があると判断し、第２電圧値Ｖｃ２を昇圧の目標値としてＰＷＭコンバータ１０をスイッチング動作させる。この結果、弱め界磁を入れることなく、モータの回転数Ｎを上昇させることができる。
The motor control number N and the duty D in switching of the inverter 40 are constantly input to the
同時に、コンバータ制御部７２は、第２比較部７２ｂが、デューティＤが最大となり、かつ、Ｎｓ＞Ｎを検出した時に、モータ回転数記憶部９０に対して、その時点のモータ回転数Ｎを比較値Ｎｃとして記憶させる。
At the same time,
一方、第５比較部７２eには、このモータ回転数記憶部９０の比較値Ｎｃとモータ回転数Ｎが入力される。ＰＷＭコンバータ１０の出力電圧Ｖｃが第２電圧値Ｖｃ２の状態にある時に、モータ回転数Ｎと、比較値Ｎｃからヒステリシス分の値ΔＮを差し引いた回転数Ｎｃ−ΔＮとを比較する。この第５比較部７２eの比較結果に基づき、コンバータ制御部７２は、モータ回転数Ｎが回転数Ｎｃ−ΔＮより小さくなった場合（Ｎ＜Ｎｃ−ΔＮ）、ＰＷＭコンバータ１０の出力電圧Ｖｃを第２電圧値Ｖｃ２から第１電圧値Ｖｃ１に低下させる。
On the other hand, the comparison value Nc of the motor rotational
この実施形態においては、ＰＷＭコンバータ１０の出力電圧Ｖｃが第１電圧値Ｖｃ１の運転中に、第２比較部７２ｂが、デューティＤが最大となり、かつ、モータ回転数指令値Ｎｓが現在のモータ回転数Ｎよりも高いことを検出することで、弱め界磁制御が入る状態を判別している。 その上で、この時点の回転数Ｎを比較値Ｎｃとして記憶させる。すなわち、実運転の環境下で、ＰＷＭコンバータ１０の出力電圧Ｖｃが第１電圧値Ｖｃ１の運転中に、弱め界磁制御を入れなければならなくなる回転数を比較値Ｎｃとして記憶する。そして、第５比較部７２eでは、この比較値Ｎｃと実際の運転中の回転数Ｎを比較しているため、より確実に実運転状態における弱め界磁制御の要否（入り・切り）の時期が判断できることになる。
In this embodiment, while the output voltage Vc of the
このため、この第５比較部７２eの比較結果に基づき、ＰＷＭコンバータ１０の出力電圧Ｖｃを第２電圧値Ｖｃ２から第１電圧値Ｖｃ１に低下させた直後に弱め界磁制御が必要となり、再びＰＷＭコンバータ１０の出力電圧Ｖｃを第１電圧値Ｖｃ１から第２電圧値Ｖｃ２に上昇させなければならなくなるような事態を引き起こすことがなく、低い昇圧電圧とすることで効率の良い安定した運転が可能となる。
Therefore, field-weakening control is required immediately after reducing the output voltage Vc of the
なお、いずれの実施形態でも、高調波電流Ｉｈに対する制限値Ｉｈｓを受電設備２に設定される規制値の範囲内の値として定める構成としたが、受電設備２に設定される規制値とは関係なく独自に設定してもよい。 Although the limit value Ihs for the harmonic current Ih is set as a value within the range of the regulation value set for the power reception facility 2 in any of the embodiments, it is related to the regulation value set for the power reception facility 2 It may be set independently.
以上に説明した実施形態では、第２比較部７２ｂで弱め界磁制御を必要とする状態を検出（モータ回転数Ｎ１の状態）して、ＰＷＭコンバータ１０の出力電圧Ｖｃを第1電圧値Ｖｃ１から第２電圧値Ｖｃ２に昇圧して、弱め界磁制御の動作を遅らせたが、これに限られるものではない。たとえば、第２比較部７２ｂの比較条件を変更することで、ＰＷＭコンバータ１０の出力電圧Ｖｃが第1電圧値Ｖｃ１の状態を維持して弱め界磁制御を動作させてモータの回転数を上昇させ、その後、弱め界磁制御による進み角θが上限値θｓに達したところを検出（モータ回転数Ｎ２の状態）した時点でＰＷＭコンバータ１０の出力電圧Ｖｃを第1電圧値Ｖｃ１から第２電圧値Ｖｃ２に昇圧してモータ回転数指令値Ｎｓに到達させるようにしても良い。
In the embodiment described above, the second comparison unit 72b detects the state requiring field weakening control (the state of the motor rotational speed N1), and the output voltage Vc of the
その他、上記複数の実施形態は、例として提示したものであり、発明の範囲を限定することは意図していない。実施形態および変形例は、その他の様々な形態で実施されることが可能であり、発明の要旨を逸脱しない範囲で、種々の省略、部分的な構成要素の置き換え、組み合わせ、構成要素の変更を行うことができる。これらの実施形態や変形は、発明の範囲は要旨に含まれるとともに、特許請求の範囲に記載された発明とその均等の範囲に含まれる。 In addition, the above embodiments are presented as examples, and are not intended to limit the scope of the invention. The embodiment and modifications can be implemented in other various forms, and various omissions, partial replacements of components, combinations, and changes of components can be made without departing from the scope of the invention. It can be carried out. These embodiments and modifications are included in the scope of the invention in the scope, and are included in the invention described in the claims and the equivalents thereof.
１…三相交流電源、２…受電設備、３…モータ駆動装置、５…ブラシレスＤＣモータ、１０…ＰＷＭコンバータ、１１〜１３…リアクタ、２１ａ〜２６ａ…ダイオード、２１〜２６…ＩＧＢＴ（スイッチング素子）、３０…平滑コンデンサ、４０…インバータ、４１〜４６…ＩＧＢＴ（スイッチング素子）、５１〜５３，６１〜６３…電流センサ、７０…コントローラ、７１…直流電圧検出部、７２…コンバータ制御部（制御手段）、７３…インバータ制御部、７５…高調波電流検出部（高調波電流検出手段）、７６…制限値設定部、７７…昇圧値設定部（昇圧値設定手段）、７８…電源電圧検出部(電源電圧検出手段) 、７９…電源電流値記憶部（電源電流値記憶手段）、８９…上限回転数記憶部（上限回転数記憶手段）、９０…モータ回転数記憶部（モータ回転数記憶手段）
DESCRIPTION OF SYMBOLS 1 ... Three-phase alternating current power supply 2 ...
Claims (4)
前記コンバータの出力電圧を交流電圧に変換し、その交流電圧をモータの回転数が目標回転数となるように出力するインバータと、
前記コンバータの出力電圧を前記第１電圧値から前記第２電圧値及び前記第２電圧値から前記第１電圧値に切り換える制御手段と、を備え、
前記第１電圧値は、前記コンバータが無負荷状態で全波整流する場合にそのコンバータから出力される電圧値の９５％〜１０１％の電圧値であることを特徴とするモータ駆動装置。 Step-up and DC conversion to a first voltage value or a second voltage value higher than the first voltage value by switching of a switching element which is intermittently turned on by a PWM signal of a predetermined period pulse-width modulated the voltage of a three-phase AC power supply PWM converter, and
Converts the output voltage of the converter into an AC voltage, an inverter for outputting the AC voltage as the rotation speed of the motor becomes goal speed
Control means for switching the output voltage of the converter from the first voltage value to the second voltage value and the second voltage value to the first voltage value ;
The motor drive device according to claim 1, wherein the first voltage value is 95% to 101% of a voltage value output from the converter when the converter performs full-wave rectification in a no-load state.
The motor drive device according to any one of claims 1 to 3, wherein the three-phase alternating current power supply is a commercial three-phase alternating current power supply.
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