JP6463793B2 - 入力電流を測定するためのシステム - Google Patents

Description

本発明は、距離を測定するための容量センサに関し、詳細には、リソグラフィ装置においてターゲットまでの距離を測定するための容量センサに関する。

多くの用途において、電流を非常に正確に測定することが重要である。例えば、荷電粒子および光学的なリソグラフィマシンならびに検査機械では、例えば通常は機械の最終レンズ素子から、露出または検査されるべきウェハまたは他のターゲットの表面までの距離の高度に精密な測定が必要である。これらおよびその他の可動部を有する機では、しばしば、様々な部分の正確なアラインメントが必要であり、これは可動部から基準点までの距離を測定することによって達成することができる。微細な位置または距離の測定を必要とするこのような用途には、容量センサを用いることができる。容量センサにエネルギー供給されたときは、センサ素子と対向する表面との間の距離に応じて変化する電流がセンサを通って流れる。この電流の正確な測定は、測定される距離を精密に求めるために用いることができる。

電流を測定するのに、入力として測定されるべき電流を有し、しばしばデジタル信号へとさらに処理および変換可能な電圧の形で、出力として測定信号を供給する測定回路を用いることができる。このような測定回路における誤差の一因となるいくつかの要因がある。これらには、測定回路の入力回路での浮遊インピーダンス、入力回路の制約されたコモンモード除去比（ＣＭＲＲ）、およびコモンモードには依存しない測定回路の伝達関数の不正確さが含まれる。このような浮遊インピーダンスの値は、例えば温度などの要因に応じて変化する場合があり、また、入力上の外乱（disturbance）も時間と共に変化し得る。このため、これらの影響を補償することが難しくなる。

容量センサを駆動し所望の測定信号を生成するために用いられる電子測定回路をセンサからある距離に配置することがしばしば必要であり、これは、センサが厳しい環境に置かれること、またはセンサの近くにこれらの回路を配置するのに適当な場所がないことに起因する。ＥＵＶおよび荷電粒子システムなどの最新のリソグラフィ用途では、通常、センサは汚染および外部からの外乱の影響を非常に受けやすい真空環境内に置かれ、これは電子回路が真空環境に置かれた場合は電子回路からの放熱の問題を生じ、このような回路の保守のためのアクセスを妨げる。

センサと、離れて配置された駆動および測定回路との間の配線接続により、寄生容量がシステムに導入され、この寄生容量はセンサの読取り値に影響を与える。測定回路がセンサプローブのところに配置可能であり得るならば、センサ電流は直接にかつ精密に測定可能になり得る。ケーブルシステムによって導入されるこれらの並列寄生容量のために、離れて配置された測定回路を有するシステムでは、センサ内の電流の流れを測定することは、しばしば、避けられる。従来の解決策では、通常はセンサと配線の組み合わさった設備を較正することによって、考慮に入れる必要がある測定誤差が導入されている。配線接続が長くなるほど、これらの問題はより厳しくなる。

センサをセンサ配線との組合せで較正するという要件により、センサシステムの設計および構築における融通性が低下し、コストが上昇し、さらにセンサまたはその配線が交換されるたびに再較正するという要件が加わり、これにより、このような交換を複雑で時間のかかる、かつ費用のかかるものとしている。

本発明は、上記の弱点を解決または軽減して、電流源からの入力電流を測定し、電流測定信号を生成する改善された測定システムを提供することを目的とし、この測定システムは、電流源に接続された第１の入力端子と、電流測定信号を供給するための出力端子とを有する、電流測定回路を備える。電流測定回路はさらに、電流測定回路に電力供給するための電源から１つまたは複数の電圧を受け取るように構成された１つまたは複数の電源端子を備える。電流測定回路はまた、１つまたは複数の電源端子に結合された第１の電圧源であって、１つまたは複数の電源端子に外乱電圧を供給し、外乱電圧は第１の入力端子における電圧を表す、第１の電圧源を備える。

測定システムはさらに、電流測定信号を生成するために、電流測定回路の出力端子における信号から、第１の電圧源によって生成された電圧を減算するように構成された差分回路を備える。

第１の電圧源は、電流源を形成するように負荷を駆動するために、電流測定回路の第１の入力端子に接続することができる。負荷は、容量センサとターゲットの間の距離に応じて変化する電流を生成するための容量センサを備えることができる。負荷は、センサワイヤとシールド導体とを備えるケーブルによって電流測定回路の第１の入力端子に接続することができ、センサワイヤは負荷と第１の入力端子の間に直列に接続され、シールド導体は第１の電圧源に接続される。

第１の電圧源の出力端子は、１つまたは複数のコンデンサを通じて電流測定回路の１つまたは複数の電源端子に結合することができる。電流測定回路は電流電圧変換器を備えることができる。

電流測定回路は演算増幅器を備えることができ、演算増幅器の負入力端子は電流測定回路の第１の入力端子として働き、演算増幅器の出力端子は電流測定回路の出力端子として働き、演算増幅器はさらに正入力端子と１つまたは複数の電源端子とをさらに備え、演算増幅器の正入力端子は演算増幅器の１つまたは複数の電源端子に電気的に接続される。演算増幅器の正入力端子は、１つまたは複数のコンデンサを通じて、演算増幅器の１つまたは複数の電源端子に電気的に接続することができる。

第１の電圧源は三角波形を有する電圧を生成するために用いることができ、電流源は実質的に矩形の波形を有する電流を生成することができる。

他の態様では本発明は、電流源からの入力電流を測定し、電流測定信号を生成する方法に関する。方法は、電流測定回路の第１の入力端子に入力電流を供給するステップであって、測定回路は、電流測定回路に電力供給するために電源から１つまたは複数の電圧を受け取るように構成された１つまたは複数の電源端子を有する、ステップと、外乱電圧を１つまたは複数の電源端子に供給するステップであって、外乱電圧は第１の入力端子における電圧を表す、ステップと、電流測定回路の第１の入力端子における入力電流を表す出力信号を、電流測定回路の出力端子に生成するステップとを含む。

方法はさらに、電流測定信号を生成するために、電流測定回路の出力端子における出力信号から外乱電圧を減算することを含むことができる。方法はまた、電流測定回路の第１の入力端子において入力電流を生成するように、電圧を用いて負荷を駆動することを含むことができ、負荷は、容量センサであって、容量センサとターゲットの間の距離に応じて変化する電流を生成するための、容量センサを備えることができる。

方法はさらに、センサワイヤとシールド導体とを備えるケーブルによって、負荷を電流測定回路の第１の入力端子に接続することを含むことができ、センサワイヤは負荷と第１の入力端子の間に直列に接続され、シールド導体は負荷を駆動するために用いられるのと実質的に同じ電圧でエネルギー供給される。

外乱電圧は、１つまたは複数のコンデンサを通じて１つまたは複数の電源端子に供給することができ、１つまたは複数のインダクタによって電源電圧から分離することができる。

本発明の様々な態様について、図面に示される実施形態を参照してさらに説明する。

容量センサプローブおよび接地された導電性ターゲットの図。 接地されていないターゲットの場合の差動測定構成における２つの容量センサプローブの図。 電圧源および電流測定回路を組み合わせた、アクティブ保護回路および同軸ケーブルの図。 差動センサ対構成において電圧源、およびセンサワイヤとシールド導体の両方を駆動するシールドドライバ有する測定回路の図。 電圧源内に一体化されたシールドドライバを有する、図４の測定回路の変形形態の図。 図４または図５の測定回路のために用いられる三軸ケーブルの図。 図７Ａは、容量センサを駆動するための三角ＡＣ電圧波形の図。図７Ｂは、図７Ａの三角電圧波形から結果として生じる理想的なＡＣ電流波形の図。図７Ｃは、図７Ａの三角電圧波形から結果として実際に生じるＡＣ電流波形の図。 三軸センサケーブルに接続された薄膜容量センサの断面図。 薄膜容量センサ対の断面図。 図９Ａの薄膜容量センサ対の上面図。 荷電粒子リソグラフィマシンにおける距離測定のために実現された容量センサおよび測定回路の簡略図。 可動部の位置測定のための複数の組の薄膜容量センサを有するモジュール型リソグラフィシステムの簡略図。 電源内に供給された入力電圧外乱を有する電流測定回路の簡略化した機能図。 負荷を電圧源によって駆動する、図１２の電流測定回路の簡略図。 演算増幅器を用いて実現された電流測定回路の簡略図。 容量センサからの電流を測定するための図１４の電流測定回路の簡略図。 図１３〜１５の電流測定回路に対する信号の波形図である。 電流測定システムの一実施形態の簡略化した回路図である。 図１７の回路において生成される波形の例である。 電流測定システムのための電子回路のレイアウトの簡略化したブロック図である。

詳細な説明

以下は、図面を参照して例のみとして示される、本発明の様々な実施形態の説明である。

容量センサは、２つの導電性表面間に確立された一様な電界を用いる。短い距離に対しては、印加される電圧は表面間の距離に比例する。単一プレートセンサは、単一のセンサプレートと導電性ターゲット表面との間の距離を測定する。

図１は、接地された導電性ターゲット２の位置、またはそれまでの分離距離を測定する単一の容量センサプローブ１を示す。ＡＣ電流が供給されたときは、電流は、経路３に沿ってセンサからセンサ−ターゲット間容量４を通ってターゲットに、そしてターゲットからターゲット−接地間インピーダンス５を通って接地に流れることになる。センサの両端の電圧は、センサプローブとターゲットの表面とを隔てる距離に応じて変化することになり、この電圧を測定することでターゲット位置、またはセンサプローブからターゲットまでの距離の測定値がもたらされる。測定の精度は、センサがいかに精密にセンサ−ターゲット間容量４を測定できるかに依存する。

図２は、ターゲット２の位置またはそれまでの分離距離の差動測定のための、２つの容量センサプローブ１ａおよび１ｂの構成を示す。センサには１８０°の位相オフセットを有するＡＣ電流が供給され、それにより経路６に沿って一方のセンサからセンサ−ターゲット間容量４ａを通ってターゲットに、そしてターゲットから他方のセンサ−ターゲット間容量４ｂを通って他方のセンサに電流が流れることになる。位相の異なる信号を用いて２つのセンサを駆動するこの構成は、ターゲットから接地を通る電流の流れを避けるために効果的であり、ターゲット−接地間インピーダンスの影響を最小にする。これはまた、接地された戻り経路を必要とせずに一方のセンサから他方のセンサに電流が流れることを可能にするので、接地されていないターゲットの場合に有用である。

容量センサは、ＡＣ電圧源またはＡＣ電流源によってエネルギー供給することができ、結果としてのセンサの両端の電圧またはセンサを通る電流が測定される。生成される測定信号は、センサのセンサ−ターゲット間容量に依存する。システムは、測定コンデンサに対して、および電流／電圧を測定するように較正することができる。

容量センサが通常、工業用途に応用される環境はしばしば、容量センサを駆動するための電流または電圧源、およびセンサからの信号を処理するための測定回路のためには適さない場所である。結果として駆動源および測定回路は通常はセンサから離れて配置され、センサへのケーブル接続を必要とする。センサと、離れた回路との間のケーブル接続は、ケーブルが短いときでさえも、追加の望ましくない容量をシステムに導入することになる。

図３はこのようなケーブル接続、およびケーブルによってセンサシステムに導入される容量を示す図である。センサ−ターゲット間容量４は、測定すべき容量であり（センサ容量とも呼ばれる）、これはセンサとターゲットの間の距離に依存する。ケーブル３０は、中心導体３１と同軸シールド導体３２とを備え、ケーブルによりセンサワイヤ３１とシールド３２の間にケーブル容量と呼ばれる浮遊容量３６、およびシールド３２と接地の間に浮遊接地容量３７が導入される。

電圧源２０は電流測定回路２１を通してセンサワイヤ３１の一方の端部に接続され、容量センサの測定電極はセンサワイヤの他方の端部に接続される。電圧源２０は容量センサ１にエネルギー供給するためにＡＣ電圧を供給し、電流測定回路２１は容量センサ１を通るセンサワイヤ３１を流れる電流を測定する。センサワイヤ３１を通って流れる電流はセンサ容量４に応じて変化し、センサ容量４はセンサによって測定される距離に応じて変化する。

センサワイヤ３１を流れる電流は、センサ容量４を通って流れる電流による成分と、またケーブル容量３６を通って流れる電流による成分とを含むことになる。大きな浮遊容量は、測定されることが望まれるセンサ容量を通って流れる電流と比較して、浮遊容量通って流れる電流の割合を増加させ、測定の感度を低下させるので、ケーブル容量３６はセンサ容量４と比較して小さくするべきである。しかし通常はケーブル容量は大きく、センサシステム感度に悪影響を及ぼす。

ケーブル容量の影響を最小にするためにアクティブ保護を用いることができる。図３は、入力端がセンサワイヤ３１の端部に接続され、出力端がシールド３２に接続された、単位利得増幅器／バッファを備えるシールドドライバ２４を有する従来型の構成を示す。シールドドライバ２４は、センサワイヤ３１上に存在するのと（本質的に）同じ電圧でシールド３２にエネルギー供給する。センサワイヤ３１およびシールド導体３２は、それらの上にほとんど同じ電圧を有するので、それらの間には小さな電圧差だけがあり、ケーブル容量３６を通る小さな電流の流れがあるだけで、導体間のケーブル容量３６の影響は低減される。実際にはシールドドライバの利得は１．０の利得に近付くだけであり、いくらかの利得の偏移を予期しなければならない。このような利得の偏移は結果として、シールド３２とセンサワイヤ３１の間に小さな電圧差を生じ、それによりケーブル容量３６の両端に電圧を生じる。これは容量３６を通る電流の流れを引き起こし、センサシステムの感度を低下させる。長いケーブル（大きなケーブル容量を有する）および高い測定周波数の場合は、この構成はなお一層効果的でなくなる。

ケーブル−接地間の浮遊容量３７を通る電流の流れは、シールドドライバ２４によって供給される。シールドドライバ２４への入力電流は、電流測定回路２１によって測定される電流に寄与することになり結果として誤差を生じるが、シールドドライバは高い入力インピーダンスを有しその入力電流は比較的小さいので、結果としての誤差は小さい。しかし長いケーブルおよび高い測定周波数の場合は、この構成は実現するのが難しい。シールドドライバはまたいくらかの入力容量を有し、これは追加の電流を引き出すことになる。測定される容量はセンサ容量４と、これらの追加の誤差容量、すなわちシールドドライバ２４の単位利得からの偏移に浮遊容量３６を乗算したもの、およびシールドドライバ２４の入力容量との合計である。

測定誤差は、図４に示されるように回路を構成し直すことによって低減することができる。この構成は、２つの容量センサを差動対構成において駆動するためのものである。ターゲット（またはターゲットの一部）が導体でない、あるいは接地から絶縁されている位置測定システムの場合は、第２のセンサ、および反転されたドライバを有する第２の測定回路を、図４に示されるような差動対構成において用いることができる。

電圧源２０ａの出力はシールドドライバ２４ａの入力端に接続され、シールドドライバ２４ａの出力端は電流測定回路２１ａの一方の端子に接続され、測定回路２１ａの他方の端子はセンサワイヤ３１ａに接続される。同じ構成が、電圧源２０ｂ、シールドドライバ２４ｂ、電流測定回路２１ｂ、およびセンサワイヤ３１ｂに対して用いられる。電圧源２０ａおよび２０ｂは、互いに１８０°だけ位相オフセットされたＡＣ電圧波形を生成する。ターゲットは２つのセンサ容量４ａおよび４ｂを通して、２つのセンサ１ａおよび１ｂの間で交流を導通する。ターゲットは２つの測定システムに対して仮想接地のように振る舞い、これはセンサ容量４ａと４ｂが等しい場合に最適となる。ターゲットの電位は、２つの電流測定値２２ａおよび２２ｂの差が計算されるときに、コモンモード外乱として取り除かれることになる。

シールドドライバの入力端を電流測定の「前に」移動することによって、容量測定値からシールドドライバの入力容量が省かれ、したがって測定値からこの誤差の成分が除去される。これはまた、シールド導体に対するシールドドライバ出力のフィードフォワードと見なすことができる。電圧源出力は依然としてセンサワイヤに伝達され、またシールド導体の負荷となるようにセンサワイヤ電圧をバッファする代わりに、直接接続されてシールド導体を駆動する。シールドドライバを電圧源と測定回路の間に直列に接続することは、シールドドライバの単位利得からの偏移によって引き起こされる誤差を取り除くという追加の利点を有し、なぜならシールドドライバ出力はセンサワイヤ（測定回路を通して）とシールド導体の両方に接続されるからである。

図５は、図４と同じ構成を有するが、別々のシールドドライバ２４ａ／２４ｂが省かれ、この機能はシステム内のすべての容量を駆動するように電圧源２０ａ／２０ｂと一体化された、さらに改良されたものを示す。この構成は、センサワイヤとシールド導体の両方に対して同じドライバを用い、センサワイヤを流れる電流を測定する。結果としてのシステムは、従来型の構成に存在する測定誤差の発生源を除去しながら、簡潔性が得られる。

図４および図５の構成は、センサワイヤ３１とシールド導体３２の間の電圧差を事実上除去し、それによりケーブル容量３６の両端には無視し得る程度の電圧があるだけとなる。これはケーブル容量３６を通る電流を事実上除去し、回路２１によって測定される電流は事実上センサ容量１を通る電流のみとなる。電流測定回路の入力インピーダンスは十分に低くなるので、センサワイヤおよびシールド導体に供給される電圧はほぼ等しくなる。

シールド３２と接地の間の容量３７を通る電流は、電圧源２０または別々のシールドドライバ２４から供給され、この電流は測定電流の一部とはならず、電圧源の出力における電圧に対して２次の効果を有するだけである。シールドドライバの単位利得からの偏移、およびシールドドライバの入力容量の影響は、この構成では共に除去される。

実際において図４および図５の構成は、結果としてシールド導体３２を駆動し、シールドをセンサワイヤ３１に結合し、それによりセンサワイヤ上の電圧はシールド上の電圧に追従する。これは、センサワイヤが駆動され、センサワイヤ上の電圧がシールド導体上に複製される、従来型の構成の逆である。この設計では、寄生容量による電流リークを考慮しながらセンサを通る電流を測定すること（ならびにそれによってセンサ容量および距離の値を測定すること）に主に焦点を向けることから、シールド導体電圧を操作することによって精密なセンサ電流測定のための適切な環境をもたらすことに主に焦点が変えられ、これが主要な問題であってセンサ電流を測定することはより小さな問題であることが認識される。

図４および図５の構成にはまた、近くのノイズの発生源からの干渉を低減するために、接地された外側シールド導体を追加することができる。図６は（内側）シールド導体３２ａの周りに配置された、接地された外側シールド導体３３ａを有するケーブル３０ａを示す。この実施形態でのケーブルは三軸ケーブルであり、接地されたシールド３３ａは最も外側の導体を形成する。接地されたシールドは好ましくは、例えば測定回路２１ａの近くのケーブルの離れた端部において別の接地に接続される。この接地はシールド接地であり、センサにおけるどの接地にも接続されないことが好ましい。他の近くのシステムとの干渉は、上述のような各ケーブルの周りの接地されたシールドを用いて、またはケーブル３０ａと３０ｂの両方の周りに単一の接地されたシールドを配置することによって低減することができる。

従来型の容量検出システムはしばしば、電流源を用いてセンサを駆動し、センサ容量の両端に結果として生じる電圧を測定する。本発明は、例えば図４〜図６に示される構成において電圧源および電流測定を用いる。電圧源は、他の波形を用いることもできるが、図７Ａに示されるような一定のピーク振幅、一定の周波数、および一定の傾斜の交番する正および負の傾斜を有する、ＡＣ三角電圧波形を生成することが好ましい。５Ｖピークツーピークの振幅、および５００ｋＨｚの周波数が典型的な値である。電圧源は変化する負荷条件の下で一定振幅の出力を得るために低出力インピーダンスを有することが好ましく、例えば大電流オペアンプを用いて実現することができる。

シールドドライバは、好ましくは低出力インピーダンスを有する、オペアンプとして実現することができる。シールドドライバは、上述のようにセンサワイヤとシールド導体の両方を駆動するように電圧源内に一体化することができる。

三角電圧源波形の例は図７Ａに示され、これは理想的には図７Ｂに示されるような矩形波電流波形を生じ、電流波形の振幅は測定される容量に応じて変化する。実際には三角電圧波形は、図７Ｃに示されるような波形により近い、不完全な電流波形を結果として生じる。電流測定回路２１は、電流波形におけるこのような変化する不完全性の影響を低減するために、振幅が安定した波形の部分での各半サイクルの終わり近くの電流波形の振幅を測定するように構成することができる。電流測定回路２１は、好ましくは低入力インピーダンス、高精度、および低歪みを有する、電流電圧変換器とすることができる。

容量センサは従来型の容量センサ、または参照によりその全体が本明細書に組み込まれる米国特許出願第１２／９７７，２４０号で述べられている薄膜構造体とすることができる。図８は容量センサへの三軸ケーブル３０の接続を示し、容量センサはこの例では介在する薄膜絶縁層４５を有する薄膜導電層から形成された電極４１、４２、４３を備える薄膜センサ４０である。センサワイヤ３１はセンサの検出電極４１に接続され、シールド導体３２は背面保護電極４２に接続され、接地された外側シールド導体はシールド電極４３に接続される。同様な接続方式を同軸ケーブルと共に、および他のタイプのセンサと共に用いることができる。

図９Ａおよび図９Ｂは、単一の一体化ユニットとして構築されたセンサ対の例示の実施形態を示し、これは差動センサとして用いることができる。これらの実施形態では、一体化ユニットは２つのセンサ４０ａと４０ｂとを含み、それぞれは個別の検出電極４１ａ、４１ｂと、個別の背面保護電極４２ａ、４２ｂとを有する。センサ対の２つのセンサはセンサ対と一体化された単一シールド電極４３を共有し、または代替としてセンサ対がその上に固定された導電プレート４６がシールド電極として働き得る。２つのセンサ４０ａ、４０ｂは好ましくは上述のように差動対として動作し、各センサは対のうちの他方のセンサとは位相の異なる、好ましくは１８０°位相の異なる電圧または電流によって駆動され、コモンモード誤差を相殺するように差動測定が行われる。

図９Ｂはセンサ対の上面図を示す。背面保護および検出電極は、例えばリソグラフィマシンの最終レンズ素子の周りの隅部位置に適合するように、丸みを帯びた四辺形形状に設計される。電極はまた、大きな面積の検出電極を生成するように円形形状に形成することもできる。

上記の構成に対して多くの代替形態が可能である。例えば同軸、三軸、または４つ以上導体を有するケーブルを用いることができる。例えば両側にシールド導体を有した中心センサワイヤを有する平坦な構成に配置された導体を用いた、非同軸構成での１つまたは複数のシールド導体を有するケーブルを用いることもできる。シールドドライバは、電圧源から隔てられてもよく、電圧源に一体化されてもよい。複数のセンサを駆動するために単一の電圧源を用いることができる。これは電圧源と一体化されたシールドドライバを有する構成において特に有利であり、センサシステムに用いられる個別の構成要素の数を大幅に低減することができる。

本発明の性能の改善を示すために、いくつかの例示の計算を用いることができる。０．１ｍｍの公称測定距離において４ｍｍの検出面直径を有するセンサの場合は、結果として約１ｐＦの公称センサ容量を生じる。タイプＲＧ１７８で長さが５ｍのケーブルは、心線とシールド導体の間に約５００ｐＦのケーブル容量を結果として生じる。１００ＭＨｚの利得帯域幅積を有するシールドドライバ増幅器、および１ＭＨｚの測定周波数は、０．９９の利得、すなわち単位利得からの０．０１の偏移を結果として生じる。これらの例の値を用いて上述の構成の定常状態の性能を推定することができる。図３に示されるような従来型のアクティブシールド構成は、１ｐＦ＋（１−０．９９）×５００ｐＦ＝６ｐＦの容量測定値を結果として生じる。この大きな誤差は通常は、センサとケーブルを組み合わせたシステムの較正によって補償される。図４〜図６に示されるようなセンサワイヤとシールド導体の両方に対して組み合わされたドライバを用いた構成は、１ｐＦ＋（１−１）×５００ｐＦ＝１ｐＦの容量測定値を結果として生じる。この例では、組み合わされたセンサ／ケーブルシステムの較正を必要とせずに、５００％の測定誤差が除去される。

外部からの外乱がシールド導体内の電流の変化を引き起こすときも、上述の構成の性能を推定することができる。例えばシールド導体内の電流の変化が、シールドドライバにおいて追加の１％の利得誤差を引き起こすと仮定すると、図３に示されるような従来型のアクティブシールド構成は、１ｐＦ＋（１−０．９８）×５００ｐＦ＝１１ｐＦの容量測定値を結果として生じる。シールド／線ドライバにおいて同じ１％の利得誤差を仮定すると、図４〜図６に示されるような組み合わされたドライバを有する構成は、０．９９×（１ｐＦ）＋（１−１）×５００ｐＦ＝０．９９ｐＦの容量測定値を結果として生じる。これは０．０１ｐＦの誤差偏移を表し、これはわずか１％である。ケーブル長／負荷に対する感度は約１％に低減される。

図１０は、荷電粒子リソグラフィマシンにおける距離測定のために実現された容量センサ１および測定回路１０３の簡略図である。リソグラフィマシンは、水平および垂直方向に移動可能なステージ１００上に取り付けられた、シリコンウェハなどのターゲット２を露出するための荷電粒子ビームを生成する。容量センサは、リソグラフィマシンの投影レンズ１０２の最終素子の近くのプレート上に取り付けられ、投影レンズ素子から露出されるべきウェハの表面までの距離を測定するように配置される。センサはケーブル３０を通じて測定システム１０３に接続され、測定システム１０３は本明細書で述べられるいずれかの構成における電圧源２０および電流測定回路２１を含むことができる。測定システム１０３は、制御システム１０４に通信される電流測定信号を生成し、制御システム１０４は測定信号に基づいて、リソグラフィマシンの投影レンズからの所望の距離にターゲット２をもたらすように、ステージ１００の動きを制御する。

図１１は、モジュール型リソグラフィ装置５００の主要な素子を示す簡略化したブロック図を示す。リソグラフィ装置５００は、保守を容易にできるようにモジュール型に設計されることが好ましい。主なサブシステムは独立した取外し可能なモジュールにて構築されることが好ましく、それにより他のサブシステムへの擾乱をできるだけ小さくしてリソグラフィ装置からそれらを取り外すことができる。これは機械へのアクセスが制限される真空チャンバ内に閉じ込められたリソグラフィマシンの場合に特に有利である。したがって不必要に切断、または他のシステムへ擾乱を及ぼさずに、故障したサブシステムを取り外し、迅速に交換することができる。

図１１に示される実施形態ではこれらのモジュール型サブシステムは、荷電粒子ビーム源３０１およびビームコリメートシステム３０２を含む照明光学モジュール５０１と、開口アレイ３０３および集光レンズアレイ３０４を含む開口アレイおよび集光レンズモジュール５０２と、複数開口アレイ３０５およびビームレットブランカアレイ３０６を含むビーム切り換えモジュール５０３と、ビーム停止アレイ３０８、ビーム偏向器アレイ３０９、および投影レンズアレイ３１０を含む投影光学モジュール５０４とを含む。モジュールは、アラインメントフレームに滑り込ませ、かつ滑り出させるように設計される。図１１に示される実施形態ではアラインメントフレームは、アラインメント外側サブフレーム５０６から制振マウント５３０を通じて懸架された、アラインメント内側サブフレーム５０５を備える。フレーム５０８は、制振マウント５０７を通じてアラインメントサブフレーム５０６を支持する。ターゲットまたはウェハ３３０は基板支持構造体５０９上に置かれ、基板支持構造体５０９はチャック５１０上に配置される。チャック５１０は、様々な水平および垂直方向にステージを移動するように構成された短ストロークステージ５１１および長ストロークステージ５１２上にある。リソグラフィマシンは真空チャンバ３３５内に閉じ込められ、真空チャンバ３３５はミューメタルシールド層すなわち層５１５を含むことができ、フレーム部材５２１によって支持されたベースプレート５２０上に置かれる。

図１１に示される実施形態では、リソグラフィマシン内の様々な素子の位置または距離を測定するために、５組の容量センサが用いられる。センサの組４０１は例えば図１０に示されるように、最終レンズ素子とターゲット３３０の間の距離を測定するように構成される。センサの組４０２は、ターゲットとステージのアラインメントのためのアラインメントセンサビームの焦点合わせを容易にするために、最終レンズ素子近くに取り付けられた光学アラインメントセンサとターゲット３３０またはチャック５１０と間の距離を測定するように構成される。センサの組４０３は、長ストロークステージ５１２に対する距離を測定することによって、水平（Ｘ、Ｙ軸）および垂直（Ｚ軸）位置における短ストロークステージ５１１の位置を測定するように構成される。センサの組４０４は、サブフレーム５０５に対する測定によって、水平および垂直位置での懸架されたサブフレーム５０５のアラインメントサブフレーム５０６に対する位置を測定するように構成される。センサの組４０５は、サブフレーム５０５に対する測定によって、水平および垂直位置での照明光学モジュール５０１の位置を測定するように構成される。

図１０および図１１に示される応用例のいずれかに用いられる容量センサは、薄膜センサであることが好ましく、また差動動作のために対に構成することができる。センサは図８に示されるタイプのものとすることができ、図８に示される構成を用いてケーブル３０に接続されることが好ましい。センサはまた図９Ａ、図９Ｂに示されるセンサ対など、信号基板上の複数の検出電極によって構築することができる。薄膜構造を用いることによりセンサを低コストで構築することが可能になり、センサを狭い空間内に、および寸法の大きな従来型のセンサには適さないリソグラフィマシンの諸部分上に、配置することが可能になる。センサを差動モードで動作することにより、接地されていない対向する表面までの距離の測定にセンサを用いることが可能になり、対向する表面から測定システムへの戻りの電気接続が必要でなくなる。後者の素子は、検出システムのための可動部への電気接続を行うことが難しいまたは不利な、可動部までの距離を測定するようにセンサが構成された用途において有利となる。

これらのセンサの組は、３軸、すなわち水平Ｘ、Ｙ軸、および垂直Ｚ軸における測定のために、３つの差動センサ対を形成するように６個のセンサの組に構成することができる。これは、各方向に適当な対向する表面までの距離を測定するように方向付けられた、差動センサ対を取り付けることによって達成することができる。センサからの測定信号は、例えばシステム内の部分の適切なアラインメントを得るために小さな動きを生じるように圧電モータを用いて、リソグラフィマシンの可動部の位置を調整するのに用いることができる。

センサの各組はケーブル３０を通じて、真空チャンバの外部でリソグラフィマシンから隔てられたキャビネット内に配置された、対応する電流測定回路に接続される。図１９は、回路基板６０１を収容するキャビネット６００の一実施形態を示す。各回路基板６０１は容量センサ４０のために電流測定回路を形成し、１対の回路基板６０２は差動センサ対のための電流測定回路を形成する。信号発生器６０５は、本明細書で述べられるように電圧源２０から、容量センサにエネルギー供給するためのＡＣ電圧信号、例えば三角電圧波形を供給する。各回路基板は、コネクタ６１２およびケーブル３０を通じて薄膜容量センサ４０に接続される。電流測定出力信号は、リソグラフィマシンを制御するのに用いるためのデジタル信号に変換するように、別のコネクタを通じてアナログデジタル変換器６１３に出力される。電源６１０は、電源コネクタ６１１を通じて回路基板に電力を供給する。

電流測定回路２１、２１ａ、２１ｂは、例えば電流電圧変換器または電流電圧変換器として実現することができる。このような測定回路における誤差の一因となるいくつかの要因がある。これらには、測定回路の入力回路での浮遊インピーダンス、入力回路の制約されたコモンモード除去比（ＣＭＲＲ）、およびコモンモードには依存しない測定回路の伝達関数の不正確さが含まれる。

図１２は電流測定回路７０の機能概略図である。入力端子７２におけるＡＣまたはＤＣ電流源ＣＳからの入力電流Ｉ_CSが、回路によって測定されることになる。電流Ｉ_CSの一部分は測定回路の入力回路内で迂回され、この部分は電流Ｉ_CMによって表される。回路の電源電圧に対する入力端子７２上の電圧外乱は、内部インピーダンスＺ_CMを通って流れる電流Ｉ_CMの変化を引き起こす。結果として、回路によって実際に測定される電流Ｉ_measは測定することが望まれる入力電流Ｉ_CSよりわずかに小さくなり、測定における小さな誤差となる。電流Ｉ_CMは、入力回路内の浮遊インピーダンスおよび入力信号のコモンモード外乱から結果として生じる。定常状態誤差は補正することができるが、電流の流れＩ_CMを補償するのは非常に難しく、なぜなら浮遊インピーダンスの値は温度などの要因に応じて変化し、入力上のコモンモード外乱も時間と共に変化するからである。

これらの測定誤差は、測定回路の入力端子に存在するのと同じ電圧で、供給電圧を駆動することによって低減することができる。このようにして、入力信号と測定回路内の内部回路との間の変化する電圧差によって引き起こされる、測定回路内を流れる電流を低減または除去するように、入力での外乱が供給電圧に伝達される。

電流測定回路の電圧供給端子７５および７６は、電圧源７７ａ、７７ｂを備える電源に接続される。入力端子において電源に電圧外乱を供給するために電圧源ＶＤが供給され、それに対して、入力信号と測定回路供給電圧との間の電圧差は一定のままとなる。電圧源ＶＤは、電源電圧が測定回路の入力端子に存在する電圧によっても駆動されるように、測定回路電源に接続される。電圧源ＶＤは、回路内での適当なフィードバックまたはフィードフォワードによって供給することができる。

図１３は、負荷７１にエネルギー供給するために電圧源ＶＤが用いられる、図１２の電流測定回路を示す機能概略図である。負荷７１を電圧源ＶＤで駆動することによって結果として電流Ｉ_CSを生じ、これは回路の入力端子７２において測定される電流である。したがって電流測定回路の電源に結合された外乱電圧ＶＤは、測定されるべき電流Ｉ_CSを生じるように負荷７１を駆動する電圧である。外乱電圧を電流測定回路の電源に供給することにより結果として、外乱電圧によって引き起こされる電流測定回路内の変化する電圧差が取り除かれる。これにより電流測定における誤差の発生源が取り除かれる。

図１３に示される実施形態では、外乱電圧ＶＤはまた、差分回路７９によって電流測定回路７０の出力から減算される。電流測定回路７０の出力端子７４における出力信号は、入力電流Ｉ_CSの測定から結果として生じる信号に重畳された外乱電圧ＶＤを有することになる。したがって外乱電圧ＶＤを減算することは、入力電流測定値を表す出力信号の部分を分離するために用いることができる。

図１３の実施形態は、典型的には正および負のＤＣ電圧を正および負の電源端子に供給する、２つの電圧源７７ａ、７７ｂによって電力供給される２つの電源端子を示す。代わりに単一の電源端子および／または単一の電源電圧源を用いることもできる。この実施形態では、外乱電圧はコンデンサ７８ａ、７８ｂを通じて電源端子に供給され、それにより外乱電圧のＡＣ成分は電源端子に供給され、しかし一方、電源電圧のＤＣ成分は入力端子７２および電圧源ＶＤから分離される。電源電圧から外乱電圧のＡＣ成分を分離するために、図１５の実施形態に示されるインダクタ９５、９６などのインダクタを用いることもできる。

図１４は、演算増幅器８０（オペアンプと呼ばれる）を用いて実現された電流測定回路の一実施形態を示す図である。電流源ＣＳはオペアンプ８０の負端子８２に接続され、オペアンプの正入力端子８３はコモンに接続される。オペアンプ８０は２つの電源端子８５および８６を有し、それらを通して２つの電圧源９１および９２により演算増幅器８０にエネルギー供給することができる。

電流源ＣＳは測定されるべき電流Ｉｃｓを生じる。入力端子８２と出力端子８４の間に接続されたインピーダンス８７は負帰還を形成し、オペアンプ８０は２つの入力端子８２と８３の間の電圧差をほぼゼロに維持するように動作する。オペアンプ８０は非常に高い入力インピーダンスを有し、それにより電流Ｉｃｓはオペアンプ内へは非常にわずかしか流れず、代わりにインピーダンス８７を通って流れる。しかしオペアンプ８０の入力回路内の浮遊インピーダンスおよびオペアンプの制約されたＣＭＲＲにより、オペアンプ８０は入力でのコモンモード電圧の影響を完全に除去することはできない。

図示の実施形態では、入力端子８３を駆動するためにＡＣ電圧供給ＶＧが用いられる。オペアンプ８０は２つの入力端子８２および８３をほとんど同じ電圧に維持するように構成されるので、電圧ＶＤは事実上、入力端子上のコモンモード外乱を表す。入力端子８３に接続された電圧源ＶＤの出力はまた、コモンモード外乱電圧をオペアンプ８０の電源電圧内にフィードフォワードするように、オペアンプ電源回路に接続される。この実施形態では電圧源ＶＤの出力は、入力端子８３での電圧を電源端子８５、８６への電圧供給に結合するように、コンデンサ９３、９４を通じて接続される。このようにしてＤＣ電圧源９１、９２はＤＣ電圧を電源端子８５、８６に供給し、一方、入力端子８３において存在するＡＣ電圧も電源端子８５、８６に供給される。またフィードフォワード入力端子電圧のＡＣ成分とＤＣ電圧源７７、７８との間にある程度の分離をもたらすために、図１５の実施形態に示されるように電源内にインダクタ９５、９６を含むことができる。

図１５は、図３〜図６のいずれかに示されるような容量センサシステムにおいて電流を測定するために用いられる図１４の実施形態の一例を示す。電流測定回路２１は通常は容量センサから離れて配置されるので、測定されるべき電流はケーブル３０を通じて電流測定回路２１に伝達される。容量センサは図８または図９に示されるものなどの薄膜容量センサとすることができる。ケーブル３０はセンサワイヤ３１とシールド導体３２とを備え、離れた端部と近くの端部とを有する。センサワイヤ３１はケーブル３０の近くの端部において容量センサ電極４１に電気的に接続され、シールド導体３２はケーブル３０の近くの端部において容量センサ保護電極４２に電気的に接続される。

電圧源２０は、保護電極４２にエネルギー供給するように、ケーブル３０の離れた端部においてシールド導体３２にエネルギー供給する。電圧源２０はまた、容量センサの検出電極４１にエネルギー供給するように、オペアンプ８０を通じてセンサワイヤ３１にエネルギー供給する。オペアンプは、その入力端子８２、８３における電圧を本質的に同じ電圧に維持するので、センサワイヤ３１およびシールド導体３２も本質的に同じ電圧でエネルギー供給され、それらの間の容量性リーク電流を実際上除去する。

電圧源２０の出力端子は、入力端子８３、シールド導体３２に接続され、また前述のようにオペアンプ８０のための電源にも接続され、かつオペアンプ８０の出力信号から、電圧源２０からの信号を減算するように差分回路８８に接続される。

電圧源は、前述のように容量センサを駆動するために三角形電圧信号を供給することが好ましい。前述のようにこれは結果として（理想的には）図１６Ａに示される矩形波電流信号を生じる。電圧源２０によって出力される三角形電圧は、図１６Ｂに示されるようにオペアンプ８０の入力端子８３および８２上に存在する。オペアンプ８０の出力端子８４における出力電圧Ｖｏｕｔは、図１６Ｃに示されるように、入力端子に存在する三角形電圧に、帰還インピーダンス８７を通って流れる矩形波電流による矩形波が重畳されたものを含むことになる。容量センサにおいて生成された電流と同じ矩形波波形を有する測定信号を得るために、差分回路８８によって出力端子８４における信号から、電圧源２０からの三角電圧波形が減算される。

図１７は本明細書で述べられるような差動対検出システムのための電圧源および電流測定回路の一実施形態を示す。この回路はまた、差動対としては動作しない単一のセンサのために用いることもできる。回路はアナログ信号処理部分５０と、例えばフィールドプログラマブルゲートアレイにて実現することができるデジタル信号処理部分６３とに分けられる。

周波数基準Ｆ_SYNCは、生成され（例えば２ＭＨｚにて）、分周器回路５１において、より低い周波数においてある所定の位相オフセットを有する、複数の別々の矩形波信号を生成するように分周される。この実施形態では、９０°の位相オフセットを有する４つの別々の５００ＫＨｚ矩形波信号が生成される。図１８Ａは矩形波周波数基準信号の一例を示し、図１８Ｂ〜図１８Ｅは０°、９０°、１８０°、および２７０°の位相シフトを有する、より低い周波数の信号の例示の波形を示す。

積分回路５２は矩形波信号の１つから三角電圧波形を生成し、これから増幅器回路５３ａおよび５３ｂは１８０°位相の異なる２つの三角電圧波形を生成する。例えばこれら２つの位相の異なる三角電圧波形は、単一の容量センサまたは負荷、あるいは差動対にて動作する２つのセンサ／負荷を駆動するための、図３〜図６、図１３、図１４、または図１６のいずれかに示される電圧源（例えば２０、２０ａ、２０ｂ、ＶＤ）の出力に対応することができる。図１８Ｆおよび図１８Ｇは、増幅器回路５３ａおよび５３ｂからの三角波形出力の一例を示す。三角形電圧信号は、図３〜図６、図１３、図１４、または図１６に示されるように、シールド導体３２、３２ａ、３２ｂにエネルギー供給するように、およびまた容量センサまたは負荷４０、４０ａ、４０ｂ、７１にエネルギー供給するために電流電圧変換器５４ａおよび５４ｂを通じてセンサワイヤ３１、３１ａ、３１ｂに接続することができる。

電流電圧変換器５４ａおよび５４ｂは、それらの入力における電流信号の測定値を表す電圧信号をそれらの出力に生成する（すなわち図３〜図６、図１３、図１４、または図１６の出力信号２２、２２ａ、２２ｂ、７４、８４）。増幅器回路５３ａ、５３ｂからの三角電圧波形は、電流電圧変換器出力信号から三角形電圧信号を取り除くため、測定された入力電流信号を分離するために、差分回路５５ａ、５５ｂによって電流電圧変換器５４ａ、５４ｂの出力における測定された電流信号から減算される。図１８Ｈおよび図１８Ｉは、差分回路５５ａ、５５ｂの出力における、結果としての測定された電流信号波形の例を示す。

セレクタ５６ａ、５６ｂは、図１８Ｈおよび図１８Ｉに示される測定された電流信号の各サイクルの一部分をサンプルするために、分周器回路５１によって生成された位相シフトされた基準信号の１つまたは複数、例えば図１８Ｄおよび図１８Ｅに示される１８０°および２７０°シフトされた基準信号を使用する。測定された電流信号の各サイクルの第２の半分は、最大振幅値において全体的に定常状態にあるときに、そのサイクルのその部分に対する振幅を得るためにサンプルされる。

回路が、差動モードで動作するセンサ対と共に用いられるときは、サンプリングは、一方の信号（図１８Ｊ）における正の振幅、および他方の信号（図１８Ｋ）における負の振幅を蓄積するように、２つの測定された電流信号間で切り換えるように行うことができる。ローパスフィルタ５７ａ、５７ｂは、測定された電流信号波形のサンプルされた部分の振幅によって決まる傾斜を有する、コンデンサ充電回路と等価なものを実現するように、サンプルされた測定された電流信号をフィルタする。

増幅器５８ａ、５８ｂの出力での例示の波形は図１８Ｊおよび図１８Ｋに示される。波形はそれぞれのサンプルされた期間の間に上昇（または下降）し、終了値は測定された電流信号の振幅によって決まる。増幅器５８ａ、５８ｂからの出力は互いに減算され、結果としての信号はアナログデジタル変換器５９によってデジタル信号に変換される。結果としてのデジタル信号は、センサ容量を表す使用可能な測定値を結果として得るために、較正調整およびスケーリングなどのさらなる処理のために、デジタル信号処理回路６３に出力される。加算器６１およびウィンドウコンパレータ６２は、ケーブル短絡または開放障害などの状況の場合にデジタル信号処理回路６３内で用いるためのエラー信号を生成する。

本発明について上述のいくつかの実施形態を参照して述べてきた。様々な構成および代替形態について述べられ、これらは当業者には理解されるように、本明細書で述べられたいずれの実施形態と共に用いることができることに留意されるべきである。具体的には、図１２〜図１４に関連して述べられた電流測定回路は電流の正確な測定を必要とする任意の用途に用いることができ、図１７に関連して述べられた信号処理回路は交番信号における振幅信号の分離を必要とする任意の用途に用いることができる。さらに、これらの実施形態は、本発明の趣旨および範囲から逸脱せずに当業者にはよく知られた様々な変更形態および変形形態を受け入れられることが認識されるであろう。したがって、特定の実施形態について述べてきたが、これらは例示のみであり、添付の特許請求の範囲において定義される本発明の範囲を限定するものではない。
以下に、本願出願時の特許請求の範囲に記載された発明を付記する。
［Ｃ１］
電流源（ＣＳ）からの入力電流（Ｉｃｓ）を測定し、電流測定信号を生成するための測定システムであって、前記電流源に接続された第１の入力端子（７２）と、前記電流測定信号を供給するための出力端子（７４）とを有する電流測定回路（７０）を備え、
前記電流測定回路は、前記電流測定回路に電力供給するための電源（７７ａ、７７ｂ）から１つまたは複数の電圧を受け取るように構成された１つまたは複数の電源端子（７５、７６）をさらに備え、
前記電流測定回路は、前記１つまたは複数の電源端子に結合された第１の電圧源（ＶＤ）であって、前記１つまたは複数の電源端子に外乱電圧を供給し、前記外乱電圧は前記第１の入力端子における電圧を表す、第１の電圧源をさらに備える、測定システム。
［Ｃ２］
前記電流測定信号を生成するために、前記電流測定回路の前記出力端子（７４）における信号から、前記第１の電圧源（ＶＤ）によって生成された電圧を減算するように構成された差分回路（７９）をさらに備える、［Ｃ１］に記載の測定システム。
［Ｃ３］
前記第１の電圧源（ＶＤ）が、前記電流源（ＣＳ）を形成するように負荷（７１）を駆動するために、前記電流測定回路（７０）の前記第１の入力端子（７２）に接続された、［Ｃ１］または［Ｃ２］に記載の測定システム。
［Ｃ４］
前記負荷（７１）が、容量センサ（４０）を備え、前記容量センサが、前記容量センサとターゲット（２）の間の距離に応じて変化する電流（Ｉｃｓ）を生成する、［Ｃ３］に記載の測定システム。
［Ｃ５］
前記負荷（７１）が、センサワイヤ（３１）とシールド導体（３２）とを備えるケーブル（３０）によって前記電流測定回路（７０）の前記第１の入力端子（７２）に接続され、
前記センサワイヤは、前記負荷（７１）と前記第１の入力端子の間に直列に接続され、前記シールド導体は、前記第１の電圧源（ＶＤ、２０）に接続される、［Ｃ３］または［Ｃ４］に記載の測定システム。
［Ｃ６］
前記第１の電圧源（ＶＤ）の出力端子が、１つまたは複数のコンデンサ（７８ａ、７８ｂ）を通して、前記電流測定回路（７０）の前記１つまたは複数の電源端子（７５、７６）に結合される、［Ｃ１］から［Ｃ５］のいずれか一項に記載の測定システム。
［Ｃ７］
前記電流測定回路（７０）は電流電圧変換器を備える、［Ｃ１］から［Ｃ６］のいずれか一項に記載の測定システム。
［Ｃ８］
前記電流測定回路（７０）が演算増幅器（８０）を備え、
前記演算増幅器の負入力端子（８２）は前記電流測定回路の第１の入力端子（７２）として働き、
前記演算増幅器の出力端子（８４）は前記電流測定回路の出力端子（７４）として働き、
前記演算増幅器は、正入力端子（８３）と１つまたは複数の電源端子（８５、８６）とをさらに備え、
前記演算増幅器の前記正入力端子は、前記演算増幅器の前記１つまたは複数の電源端子に電気的に接続される、
［Ｃ１］から［Ｃ７］のいずれか一項に記載の測定システム。
［Ｃ９］
前記演算増幅器の前記正入力端子が、１つまたは複数のコンデンサ（９３、９４）を通して前記演算増幅器の前記１つまたは複数の電源端子に電気的に接続される、［Ｃ８］に記載の測定システム。
［Ｃ１０］
前記第１の電圧源が三角波形を有する電圧を生成する、［Ｃ１］から［Ｃ９］のいずれか一項に記載の測定システム。
［Ｃ１１］
前記電流源が実質的に矩形波形を有する電流を生成する、［Ｃ１］から［Ｃ１０］のいずれか一項に記載の測定システム。
［Ｃ１２］
電流源（ＣＳ）からの入力電流（Ｉｃｓ）を測定し、電流測定信号を生成する方法であって、
電流測定回路（７０）の第１の入力端子（７２）に前記入力電流を供給することであって、前記電流測定回路は、前記電流測定回路に電力供給するために電源（７７ａ、７７ｂ）から１つまたは複数の電源電圧を受け取るように構成された１つまたは複数の電源端子（７５、７６）を有する、供給することと、
外乱電圧（ＶＤ）を前記１つまたは複数の電源端子に供給することであって、前記外乱電圧は前記第１の入力端子における電圧を表す、供給することと、
前記電流測定回路（７０）の前記第１の入力端子（７２）における前記入力電流を表す出力信号を、前記電流測定回路の出力端子（７４）において生成することと、
を備える方法。
［Ｃ１３］
前記電流測定信号を生成するために、前記電流測定回路の前記出力端子（７４）における前記出力信号から前記外乱電圧（ＶＤ）を減算することをさらに備える、［Ｃ１２］に記載の方法。
［Ｃ１４］
前記電流測定回路（７０）の前記第１の入力端子（７２）において前記入力電流（Ｉｃｓ）を生成するように、電圧を用いて負荷（７１）を駆動することをさらに備える、［Ｃ１２］または［Ｃ１３］に記載の方法。
［Ｃ１５］
前記負荷（７１）が、容量センサ（４０）を備え、
前記容量センサ（４０）は、前記容量センサとターゲット（２）の間の距離に応じて変化する電流（Ｉｃｓ）を生成するためにある、［Ｃ１４］に記載の方法。
［Ｃ１６］
センサワイヤ（３１）とシールド導体（３２）とを備えるケーブル（３０）によって、前記負荷（７１）を前記電流測定回路（７０）の前記第１の入力端子（７２）に接続することをさらに備え、
前記センサワイヤは、前記負荷（７１）と前記第１の入力端子の間に直列に接続され、
前記シールド導体は前記負荷を駆動するために用いられるのと実質的に同じ電圧でエネルギー供給される、
［Ｃ１４］または［Ｃ１５］に記載の方法。
［Ｃ１７］
前記外乱電圧（ＶＤ）が、１つまたは複数のコンデンサ（７８ａ、７８ｂ）を通して前記１つまたは複数の電源端子に供給される、［Ｃ１２］から［Ｃ１６］のいずれか一項に記載の方法。
［Ｃ１８］
前記外乱電圧（ＶＤ）が、１つまたは複数のインダクタ（９５、９６）によって前記電源電圧（７７ａ、７７ｂ）から分離される、［Ｃ１２］から［Ｃ１７］のいずれか一項に記載の方法。

Claims (24)

1. 電流源（ＣＳ）からの入力電流（Ｉｃｓ）を測定し、電流測定信号を生成するための測定システムであって、前記電流源から前記入力電流（Ｉｃｓ）を受けるために前記電流源に接続された第１の入力端子（７２、８２）と、前記電流測定信号を供給するための出力端子（７４、８４）とを有する電流測定回路（７０）を備え、
   前記電流測定回路は、前記電流測定回路の動作のために前記電流測定回路に電力供給するための電源（７７ａ、７７ｂ、９１、９２）から１つまたは複数の電源電圧を受け取るように構成された１つまたは複数の電源端子（７５、７６、８５、８６）をさらに備え、
   前記電流測定回路は、前記１つまたは複数の電源端子に結合された第１の電圧源（ＶＤ、ＶＧ、２０）をさらに備え、前記第１の電圧源は、前記１つまたは複数の電源電圧に加え、前記１つまたは複数の電源端子に外乱電圧のＡＣ成分を供給し、前記外乱電圧は、前記入力電流（Ｉｃｓ）と共に同じ前記第１の入力端子に与えられる電圧を表し、
   前記第１の入力端子、前記出力端子、および、前記１つまたは複数の電源端子は別々であり、
   前記電流源、前記電源、および、前記第１の電圧源は別々である、
   測定システム。
2. 前記電流測定信号を生成するために、前記電流測定回路の前記出力端子（７４）における信号から、前記第１の電圧源（ＶＤ）によって生成された電圧を減算するように構成された差分回路（７９）をさらに備える、請求項１に記載の測定システム。
3. 前記第１の電圧源（ＶＤ）が、前記電流源（ＣＳ）を形成するように負荷（７１）を駆動するために、前記電流測定回路（７０）の前記第１の入力端子（７２）に接続された、請求項１または２に記載の測定システム。
4. 前記負荷（７１）が、容量センサ（４０）を備え、前記容量センサが、前記容量センサとターゲット（２）の間の距離に応じて変化する電流（Ｉｃｓ）を生成する、請求項３に記載の測定システム。
5. 前記負荷（７１）が、センサワイヤ（３１）とシールド導体（３２）とを備えるケーブル（３０）によって前記電流測定回路（７０）の前記第１の入力端子（７２）に接続され、
   前記センサワイヤは、前記負荷（７１）と前記第１の入力端子の間に直列に接続され、前記シールド導体は、前記第１の電圧源（ＶＤ、２０）に接続される、請求項３または４に記載の測定システム。
6. 前記第１の電圧源（ＶＤ）の出力端子が、１つまたは複数のコンデンサ（７８ａ、７８ｂ）を通して、前記電流測定回路（７０）の前記１つまたは複数の電源端子（７５、７６）に結合される、請求項１から５のいずれか一項に記載の測定システム。
7. １つまたは複数のインダクタ（９５、９５）は、前記電源（７７ａ、７７ｂ、９１、９２）によって供給された前記１つまたは複数の電源電圧から前記外乱電圧（ＶＤ、ＶＧ、２０）を分離するために与えられる、請求項１から６のいずれか一項に記載の測定システム。
8. 前記外乱電圧は、前記電流測定回路の前記第１の入力端子に存在する電圧である、請求項１から７のいずれか一項に記載の測定システム。
9. 前記外乱電圧は、前記電流測定回路の内部インピーダンスを通して流れる電流における変化を引き起こし、
   前記外乱電圧は、前記第１の入力端子と前記電流測定回路における内部回路との間の電圧差を変化させることによって引き起こされる前記電流測定回路において流れる電流を低減する、または、除去するために、前記１つまたは複数の電源端子に供給される、
   請求項１から８のいずれか一項に記載の測定システム。
10. 前記電流測定回路（７０）は電流電圧変換器を備える、請求項１から９のいずれか一項に記載の測定システム。
11. 前記電流測定回路（７０）が演算増幅器（８０）を備え、
    前記演算増幅器の負入力端子（８２）は前記電流測定回路の第１の入力端子（７２）として働き、
    前記演算増幅器の出力端子（８４）は前記電流測定回路の出力端子（７４）として働き、
    前記演算増幅器は、正入力端子（８３）と１つまたは複数の電源端子（８５、８６）とをさらに備え、
    前記演算増幅器の前記正入力端子は、前記演算増幅器（８０）の前記１つまたは複数の電源端子（８５、８６）に接続される、
    請求項１から１０のいずれか一項に記載の測定システム。
12. 前記演算増幅器（８０）の前記正入力端子（８３）が、１つまたは複数のコンデンサ（９３、９４）を通して前記演算増幅器（８０）の前記１つまたは複数の電源端子（８５、８６）に接続される、請求項１１に記載の測定システム。
13. 前記第１の電圧源（ＶＤ、２０）が三角波形を有する電圧を生成する、請求項１から１２のいずれか一項に記載の測定システム。
14. 前記電流源が実質的に矩形波形を有する電流を生成する、請求項１から１３のいずれか一項に記載の測定システム。
15. 電流源（ＣＳ）からの入力電流（Ｉｃｓ）を測定し、電流測定信号を生成する方法であって、
    前記電流源から電流測定回路（７０）の第１の入力端子（７２）に前記入力電流（Ｉｃｓ）を供給することであって、前記電流測定回路は、電流測定回路の動作のために前記電流測定回路に電力供給するための電源（７７ａ、７７ｂ、９１、９２）から１つまたは複数の電源電圧を受け取るように構成された１つまたは複数の電源端子（７５、７６、８５、８６）を有する、供給することと、
    第１の電圧源（ＶＤ、ＶＧ、２０）によって、前記１つまたは複数の電源電圧に加えて外乱電圧のＡＣ成分を前記１つまたは複数の電源端子に供給することであって、前記外乱電圧は、前記入力電流（Ｉｃｓ）と共に同じ前記第１の入力端子に与えられる電圧を表し、供給することと、
    前記電流測定回路（７０）の前記第１の入力端子（７２）における前記入力電流を表す出力信号を、前記電流測定回路（７０）の出力端子（７４）において生成することと、を備え、
    前記第１の入力端子、前記出力端子、および、前記１つまたは複数の電源端子は別々であり、
    前記電流源、前記電源、および、前記第１の電圧源は別々である、
    方法。
16. 前記電流測定信号を生成するために、前記電流測定回路の前記出力端子（７４）における前記出力信号から前記外乱電圧を減算することをさらに備える、請求項１５に記載の方法。
17. 前記電流測定回路（７０）の前記第１の入力端子（７２）において前記入力電流（Ｉｃｓ）を生成するように、前記第１の電圧源によって供給される電圧を用いて負荷（７１）を駆動することをさらに含む、請求項１５または１６に記載の方法。
18. 前記第１の電圧源によって供給される電圧は前記外乱電圧である、請求項１７に記載の方法。
19. 前記負荷（７１）が、容量センサ（４０）を備え、
    前記容量センサ（４０）は、前記容量センサとターゲット（２）の間の距離に応じて変化する電流（Ｉｃｓ）を生成するためにある、請求項１７または１８に記載の方法。
20. センサワイヤ（３１）とシールド導体（３２）とを備えるケーブル（３０）によって、前記負荷（７１）を前記電流測定回路（７０）の前記第１の入力端子（７２）に接続することをさらに備え、
    前記センサワイヤは、前記負荷（７１）と前記第１の入力端子の間に直列に接続され、
    前記シールド導体は、前記負荷を駆動するために用いられるのと実質的に同じ電圧でエネルギー供給される、
    請求項１７から１９のいずれか一項に記載の方法。
21. 前記外乱電圧が、１つまたは複数のコンデンサ（７８ａ、７８ｂ）を通して前記１つまたは複数の電源端子に供給される、請求項１５から２０のいずれか一項に記載の方法。
22. 前記外乱電圧が、１つまたは複数のインダクタ（９５、９６）によって前記電源電圧から分離される、請求項１５から２１のいずれか一項に記載の方法。
23. 前記外乱電圧は、前記電流測定回路の前記第１の入力端子に存在する電圧である、請求項１５から２２のいずれか一項に記載の方法。
24. 前記外乱電圧は、前記電流測定回路の内部インピーダンスを通して流れる電流における変化を引き起こし、したがって、前記第１の入力端子と前記電流測定回路における内部回路との間の電圧差を変化させることによって引き起こされる前記電流測定回路において流れる電流を低減する、または、除去するために、前記第１の入力端子に存在するのと同じ電圧を用いて、前記１つまたは複数の電源電圧を駆動する、
    請求項１５から２３のいずれか一項に記載の方法。

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