JP6457036B2 - 無線通信装置及び無線通信方法 - Google Patents

Description

本発明は、無線通信装置及び無線通信方法に関する。

これまで、ＩＥＥＥ８０２．１１における無線ＬＡＮ規格の取り組みとしては、屋内通信をメインターゲットとし、物理層の規格として８０２．１１ｂ（最大１１Ｍｂｐｓ）、８０２．１１ａ、１１ｇ（最大５４Ｍｂｐｓ）、８０２．１１ｎ（最大６００Ｍｂｐｓ）、及び、８０２．１１ａｃ（最大６．９Ｇｂｐｓ）等と主に伝送容量の増大を主点とした規格の追加が続いている。一方、スマートグリットを実現するためのスマートメータの検討が本格化しているのに伴い、屋外における低レート・長距離伝送の必要性も高まってきている。このような用途に向けた特定小電力無線の使用可能な周波数の割り当てなどの議論も続いている。これらの背景から、サブＧＨｚ帯（１ＧＨｚよりやや低い周波数帯）を用いた新たな通信規格策定へ向けた検討が始まり、ＩＥＥＥ８０２．１１においても１ＧＨｚ以下の周波数帯を用いた無線ＬＡＮ規格を検討内容としたタスクグループであるＴＧａｈ（８０２．１１ａｈ）が２０１０年に立ち上がっている。ＴＧａｈ（８０２．１１ａｈ）における主な要求仕様は、「データレート１００ｋｂｐｓ以上・最大伝送距離１ｋｍ」である。

ＴＧａｈ（８０２．１１ａｈ）を含めて、ＯＦＤＭ変調方式を用いるＩＥＥＥ８０２．１１ａ以降の規格では、パケット先頭のプリアンブルを用いて各種同期を確立してバースト通信が行われる。プリアンブルは、ＡＧＣ（Automatic Gain Control）又は粗調整のＡＦＣ（Automatic Frequency Control）に用いられるＳＴＦ（Short Training Field。ショートプリアンブルと称されることもある）と、微調整のＡＦＣ又は伝送路特性の推定に用いられるＬＴＦ（Long Training Field。ロングプリアンブルと称されることもある）とで構成される。また、プリアンブルの後続には、データフィールド（「ＤＡＴＡ」と表すこともある）を制御するためのＳＩＧＮＡＬ情報が配置される。ＳＩＧＮＡＬ情報は、外乱に強いＢＰＳＫ変調によって多重されている。

ＴＧａｈ（８０２．１１ａｈ）では、対応する通信装置が信号帯域１ＭＨｚ及び２ＭＨｚを用いて通信を行う機能を備えることを規格において必須と定められる予定である。これにより、８０２．１１ａｈに準拠した通信装置によって形成される通信網では、信号帯域として１ＭＨｚ及び２ＭＨｚの両方を用いた通信網が形成されることが想定される。すなわち、１ＭＨｚ／２ＭＨｚチャネルの共存環境が想定される。

そこで、８０２．１１ａｈに基づいた通信を行う際に、通信装置は、通信を行う相手側が通信帯域を１ＭＨｚ及び２ＭＨｚのいずれを用いて送信してきているかを判定する必要がある。

８０２．１１ａｈと同様に、同一の通信規格に準拠した通信網内で複数の送信モードを切り分けて通信を行う規格として、ＩＥＥＥ８０２．１１ｎが挙げられる。特許文献１には、８０２．１１ｎにおいて送信モード（伝送フォーマット）を効率よく判定する方式が開示されている。

特開２０１０−１０９４０１号公報

しかしながら、特許文献１の方式では、受信処理の最後に得られるＳＩＧＮＡＬ情報に基づいて送信モード（伝送フォーマット）を識別する。このため、特許文献１では、送信モードの判定処理に要する処理時間が長くなってしまう。また、特許文献１では、受信動作を再試行する場合、受信するデータを全て記憶する必要があるので、大容量のメモリを必要とする。加えて、特許文献１の方式は８０２．１１ｎにおけるフレームフォーマットの検出であり、８０２．１１ａｈにおける送信モードの判定にはそのまま適応することができない。

本発明の目的は、ＩＥＥＥ８０２．１１ａｈに基づいて通信において、送信モードの検出を精度良く行い、通信効率を向上させることができる無線通信装置及び無線通信方法を提供することである。

本発明の一態様の無線通信装置は、第１の帯域又は第２の帯域の少なくとも何れか１つを用いる複数の伝送フォーマットのいずれか１つを用いた受信信号を受信する受信部と、前記複数の伝送フォーマットのうち、前記受信信号に用いられている伝送フォーマットを判定する判定部と、を具備し、前記判定部は、前記複数の伝送フォーマットの各々のプリアンブルの受信波形を表す複数のパターンを予め保持し、前記受信信号と前記複数のパターンとのパターンマッチング処理を行い、相関値を得るパターンマッチング部と、前記相関値に基づいて、前記受信信号に用いられている伝送フォーマットを判定するモード判定部と、を具備する構成を採る。

本発明の一態様の無線通信装置は、第１の帯域又は第２の帯域の少なくとも何れか１つを用いる複数の伝送フォーマットのいずれか１つを用いた受信信号を受信する受信部と、前記複数の伝送フォーマットのうち、前記受信信号に用いられている伝送フォーマットを判定する判定部と、を具備し、前記判定部は、前記受信信号のうち、前記第１の帯域の第１の成分のみを抽出する第１抽出部と、前記受信信号のうち、前記第２の帯域の第２の成分のみを抽出する第２抽出部と、前記複数の伝送フォーマットの各々のプリアンブルの受信波形を表す複数のパターンを予め保持し、前記第１の帯域のみを用いる伝送フォーマットに対応する前記パターンと、前記第１成分とのパターンマッチング処理を行い、前記第２の帯域のみを用いる伝送フォーマットに対応する前記パターンと、前記第２の成分とのパターンマッチング処理を行い、前記第１の帯域及び前記第２の帯域を用いる伝送フォーマットに対応する前記パターンと、前記受信信号とのパターンマッチング処理を行い、相関値を得るパターンマッチング部と、前記相関値に基づいて、前記受信信号に用いられている伝送フォーマットを判定するモード判定部と、を具備する構成を採る。

本発明の一態様の無線通信装置は、第１の帯域又は第２の帯域の少なくとも何れか１つを用いる複数の伝送フォーマットのいずれか１つを用いた受信信号を受信する受信部と、前記複数の伝送フォーマットのうち、前記受信信号に用いられている伝送フォーマットを判定する判定部と、を具備し、前記判定部は、前記受信信号のうち、前記第１の帯域の第１の成分のみを抽出する第１抽出部と、前記受信信号と前記第１の成分との間の第１の電力差を算出する第１電力算出部と、前記受信信号のうち、前記第２の帯域の第２の成分のみを抽出する第２抽出部と、前記受信信号と前記第２の成分との間の第２の電力差を算出する第２電力算出部と、前記第１の電力差と所定値との大小関係と、前記第２の電力差と前記所定値との大小関係とに基づいて、前記受信信号に用いられている伝送フォーマットを判定するモード判定部と、を具備する構成を採る。

本発明の一態様の無線通信装置は、第１の帯域又は第２の帯域の少なくとも何れか１つを用いる複数の伝送フォーマットのいずれか１つを用いた受信信号を受信する受信部と、前記複数の伝送フォーマットのうち、前記受信信号に用いられている伝送フォーマットを判定する判定部と、を具備し、前記判定部は、前記受信信号のうち、前記第１の帯域の第１の成分のみを抽出する第１抽出部と、前記第１の成分を、前記第１の帯域の幅の半分だけ高周波数側に周波数シフトさせる第１の周波数シフト部と、前記受信信号のうち、前記第２の帯域の第２の成分のみを抽出する第２抽出部と、前記第２の成分を、前記第２の帯域の幅の半分だけ低周波数側に周波数シフトさせる第２の周波数シフト部と、前記周波数シフト後の第１の成分と、前記周波数シフト後の第２の成分とのパターンマッチング処理を行い、相関値を得るパターンマッチング部と、前記相関値に基づいて、前記受信信号に用いられている伝送フォーマットを判定するモード判定部と、を具備する構成を採る。

本発明の一態様の無線通信装置は、複数のシンボルから構成されるショートトレーニングフィールド（ＳＴＦ）を含む、第１の帯域又は第２の帯域の少なくとも何れか１つを用いる複数の伝送フォーマットのいずれか１つを用いた受信信号を受信する受信部と、前記複数の伝送フォーマットのうち、前記受信信号に用いられている伝送フォーマットを判定する判定部と、を具備し、第２の伝送フォーマットの前記ＳＴＦのシンボル数は、第１の伝送フォーマットの前記ＳＴＦのシンボル数の半数であって、前記判定部は、前記受信信号を、前記第２の伝送フォーマットの前記ＳＴＦのシンボル数に相当する第１の時間だけ遅延させる遅延部と、遅延前の前記受信信号の先頭から前記第１の時間後の時刻から、前記半数のシンボルに相当する時間が経過する時刻までの期間における、遅延前の前記受信信号と前記遅延させた受信信号との相関値が高い場合、前記第１の帯域又は前記第２の帯域の何れか１つを用いた伝送フォーマットが用いられていると判定し、前記相関値が低い場合、前記第１の帯域及び前記第２の帯域の双方を用いた伝送フォーマットが用いられていると判定するモード判定部と、を具備する構成を採る。

本発明の一態様の無線通信装置は、パイロット信号が多重されたロングトレーニングフィールド（ＬＴＦ）と、前記パイロット信号が配置された位相と同相又は直交関係にある位相を用いた変調方式によって変調された制御信号が多重されたシグナルフィールドとを含む、第１の帯域又は第２の帯域の少なくとも何れか１つを用いる複数の伝送フォーマットの何れか１つを用いた受信信号を受信する受信部と、前記ＬＴＦを構成するシンボル及び前記シグナルフィールドを構成するシンボルを含む複数のシンボルを用いて、前記複数の伝送フォーマットのうち、前記受信信号に用いられている伝送フォーマットを判定する判定部と、を具備し、前記判定部は、前記複数のシンボルのうち、前記ＬＴＦの先頭から２シンボル目から４シンボル目までの３つのシンボルに対して、時間領域において隣接するシンボル間の差動演算を行う差動演算部と、前記差動演算の結果の２乗演算を行う２乗演算部と、前記２乗演算の結果を示す値が実軸上の正の値であるか負の値であるか基づいて、前記受信信号に用いられている伝送フォーマットを判定するモード判定部と、を具備する構成を採る。

本発明の一態様の無線通信装置は、パイロット信号が多重されたロングトレーニングフィールド（ＬＴＦ）を含む、第１の帯域又は第２の帯域の少なくとも何れか１つを用いる複数の伝送フォーマットの何れか１つを用いた受信信号を受信する受信部と、前記ＬＴＦを構成するシンボルを用いて、前記複数の伝送フォーマットのうち、前記受信信号に用いられている伝送フォーマットを判定する判定部と、を具備し、前記判定部は、前記ＬＴＦの先頭から１シンボル目及び２シンボル目の２つのシンボルを、前記複数の伝送フォーマットの各々に対応するパイロットパターンを用いて複素除算することにより、前記複数の伝送フォーマットの各々に対する伝送路推定値を算出する複素除算部と、前記伝送路推定値に対して、シンボル方向フィルタリングを行うシンボルフィルタと、前記シンボル方向フィルタリングが行われた伝送路推定値に対して、キャリア方向フィルタリングを行うキャリアフィルタと、前記キャリア方向フィルタリングが行われた伝送路推定値を用いて、前記複数の伝送フォーマットの各々に対する電力値を算出する電力算出部と、前記電力値が最も大きい伝送フォーマットが前記受信信号に用いられていると判定するモード判定部と、を具備する構成を採る。

本発明の一態様の無線通信方法は、第１の帯域又は第２の帯域の少なくとも何れか１つを用いる複数の伝送フォーマットのいずれか１つを用いた受信信号を受信する工程と、前記複数の伝送フォーマットのうち、前記受信信号に用いられている伝送フォーマットを判定する工程と、を具備し、前記伝送フォーマットを判定する工程は、前記複数の伝送フォーマットの各々のプリアンブルの受信波形を表す複数のパターンを予め保持し、前記受信信号と前記複数のパターンとのパターンマッチング処理を行い、相関値を得る工程と、前記相関値に基づいて、前記受信信号に用いられている伝送フォーマットを判定する工程と、を具備する構成を採る。

本発明の一態様の無線通信方法は、第１の帯域又は第２の帯域の少なくとも何れか１つを用いる複数の伝送フォーマットのいずれか１つを用いた受信信号を受信する工程と、前記複数の伝送フォーマットのうち、前記受信信号に用いられている伝送フォーマットを判定する工程と、を具備し、前記伝送フォーマットを判定する工程は、前記受信信号のうち、前記第１の帯域の第１の成分のみを抽出する工程と、前記受信信号のうち、前記第２の帯域の第２の成分のみを抽出する工程と、前記複数の伝送フォーマットの各々のプリアンブルの受信波形を表す複数のパターンを予め保持し、前記第１の帯域のみを用いる伝送フォーマットに対応する前記パターンと、前記第１の成分とのパターンマッチング処理を行い、前記第２の帯域のみを用いる伝送フォーマットに対応する前記パターンと、前記第２の成分とのパターンマッチング処理を行い、前記第１の帯域及び前記第２の帯域を用いる伝送フォーマットに対応する前記パターンと、前記受信信号とのパターンマッチング処理を行い、相関値を得る工程と、前記相関値に基づいて、前記受信信号に用いられている伝送フォーマットを判定する工程と、を具備する構成を採る。

本発明の一態様の無線通信方法は、第１の帯域又は第２の帯域の少なくとも何れか１つを用いる複数の伝送フォーマットのいずれか１つを用いた受信信号を受信する工程と、前記複数の伝送フォーマットのうち、前記受信信号に用いられている伝送フォーマットを判定する工程と、を具備し、前記伝送フォーマットを判定する工程は、前記受信信号のうち、前記第１の帯域の第１の成分のみを抽出する工程と、前記受信信号と前記第１の成分との間の第１の電力差を算出する工程と、前記受信信号のうち、前記第２の帯域の第２の成分のみを抽出する工程と、前記受信信号と前記第２の成分との間の第２の電力差を算出する工程と、前記第１の電力差と、前記第２の電力差との組み合わせに基づいて、前記受信信号に用いられている伝送フォーマットを判定する工程と、を具備する構成を採る。

本発明の一態様の無線通信方法は、第１の帯域又は第２の帯域の少なくとも何れか１つを用いる複数の伝送フォーマットのいずれか１つを用いた受信信号を受信する工程と、前記複数の伝送フォーマットのうち、前記受信信号に用いられている伝送フォーマットを判定する工程と、を具備し、前記伝送フォーマットを判定する工程は、前記受信信号のうち、前記第１の帯域の第１の成分のみを抽出する工程と、前記第１の成分を、前記第１の帯域の幅の半分だけ高周波数側に周波数シフトさせる工程と、前記受信信号のうち、前記第２の帯域の第２の成分のみを抽出する工程と、前記第２の成分を、前記第２の帯域の幅の半分だけ低周波数側に周波数シフトさせる工程と、前記周波数シフト後の第１の成分と、前記周波数シフト後の第２の成分とのパターンマッチング処理を行い、相関値を得る工程と、前記相関値に基づいて、前記受信信号に用いられている伝送フォーマットを判定する工程と、を具備する構成を採る。

本発明の一態様の無線通信方法は、複数のシンボルから構成されるショートトレーニングフィールド（ＳＴＦ）を含む、第１の帯域又は第２の帯域の少なくとも何れか１つを用いる複数の伝送フォーマットのいずれか１つを用いた受信信号を受信する工程と、前記複数の伝送フォーマットのうち、前記受信信号に用いられている伝送フォーマットを判定する工程と、を具備し、第２の伝送フォーマットの前記ＳＴＦのシンボル数は、第１の伝送フォーマットの前記ＳＴＦのシンボル数の半数であって、前記伝送フォーマットを判定する工程は、前記受信信号を、前記第２の伝送フォーマットの前記ＳＴＦのシンボル数に相当する第１の時間だけ遅延させる工程と、遅延前の前記受信信号の先頭から前記第１の時間後の時刻から、前記半数のシンボルに相当する時間が経過する時刻までの期間における、遅延前の前記受信信号と前記遅延させた受信信号との相関値が高い場合、前記第１の帯域又は前記第２の帯域の何れか１つを用いた伝送フォーマットが用いられていると判定し、前記相関値が低い場合、前記第１の帯域及び前記第２の帯域の双方を用いた伝送フォーマットが用いられていると判定する工程と、を具備する構成を採る。

本発明の一態様の無線通信方法は、パイロット信号が多重されたロングトレーニングフィールド（ＬＴＦ）と、前記パイロット信号が配置された位相と同相又は直交関係にある位相を用いた変調方式によって変調された制御信号が多重されたシグナルフィールドとを含む、第１の帯域又は第２の帯域の少なくとも何れか１つを用いる複数の伝送フォーマットの何れか１つを用いた受信信号を受信する工程と、前記ＬＴＦを構成するシンボル及び前記シグナルフィールドを構成するシンボルを含む複数のシンボルを用いて、前記複数の伝送フォーマットのうち、前記受信信号に用いられている伝送フォーマットを判定する工程と、を具備し、前記伝送フォーマットを判定する工程は、前記複数のシンボルのうち、前記ＬＴＦの先頭から２シンボル目から４シンボル目までの３つのシンボルに対して、時間領域において隣接するシンボル間の差動演算を行う工程と、前記差動演算の結果の２乗演算を行う工程と、前記２乗演算の結果の組み合わせに基づいて、前記受信信号に用いられている伝送フォーマットを判定する工程と、を具備する構成を採る。

本発明の一態様の無線通信方法は、パイロット信号が多重されたロングトレーニングフィールド（ＬＴＦ）を含む、第１の帯域又は第２の帯域の少なくとも何れか１つを用いる複数の伝送フォーマットの何れか１つを用いた受信信号を受信する工程と、前記ＬＴＦを構成するシンボルを用いて、前記複数の伝送フォーマットのうち、前記受信信号に用いられている伝送フォーマットを判定する工程と、を具備し、前記伝送フォーマットを判定する工程は、前記ＬＴＦの先頭から１シンボル目及び２シンボル目の２つのシンボルを、前記複数の伝送フォーマットの各々に対応するパイロットパターンを用いて複素除算することにより、前記複数の伝送フォーマットの各々に対する伝送路推定値を算出する工程と、前記伝送路推定値に対して、シンボル方向フィルタリングを行う工程と、前記シンボル方向フィルタリングが行われた伝送路推定値に対して、キャリア方向フィルタリングを行う工程と、前記キャリア方向フィルタリングが行われた伝送路推定値を用いて、前記複数の伝送フォーマットの各々に対する電力値を算出する工程と、前記電力値が最も大きい伝送フォーマットが前記受信信号に用いられていると判定する工程と、を具備する構成を採る。

本発明によれば、ＩＥＥＥ８０２．１１ａｈに基づいて通信において、送信モードの検出を精度良く行い、通信効率を向上させることができる。

８０２．１１ａｈの１ＭＨｚ／２ＭＨｚ帯域の伝送フォーマットを示す図 １ＭＨｚ／２ＭＨｚの信号スペクトルのサブキャリア配置の一例を示す図 本発明の実施の形態１に係る無線通信装置の構成を示すブロック図 信号受信帯域を２ＭＨｚに設定した場合の１ＭＨｚ／２ＭＨｚの信号スペクトルの一例を示す図 本発明の実施の形態１に係る判定部の内部構成を示すブロック図 本発明の実施の形態１に係るプリアンブルの受信波形パターンの一例を示す図 本発明の実施の形態２に係る判定部の内部構成を示すブロック図 本発明の実施の形態２に係る帯域制限処理を示す図 本発明の実施の形態３に係る判定部の内部構成を示すブロック図 本発明の実施の形態３に係る帯域制限処理を示す図（１Ｌの場合） 本発明の実施の形態３に係る帯域制限処理を示す図（１Ｕの場合） 本発明の実施の形態３に係る帯域制限処理を示す図（１Ｄの場合） 本発明の実施の形態３に係る帯域制限処理を示す図（２Ｃの場合） 本発明の実施の形態３に係る信号電力差と送信モードとの対応関係を示す図 本発明の実施の形態４に係る判定部の内部構成を示すブロック図 本発明の実施の形態４に係る帯域制限及び周波数シフトの処理を示す図（１Ｄの場合） 本発明の実施の形態４に係る帯域制限及び周波数シフトの処理を示す図（２Ｃの場合） 本発明の実施の形態４に係る相関値と送信モードとの対応関係を示す図 本発明の実施の形態５に係る判定部の内部構成を示すブロック図 本発明の実施の形態５に係る各伝送フォーマットの信号の遅延処理を示す図 本発明の実施の形態６に係る無線通信装置の構成を示すブロック図 本発明の実施の形態６に係る判定部の内部構成を示すブロック図 本発明の実施の形態６に係る各伝送フォーマットのＬＴＦの先頭を基準として揃えた相対的な位置を示す図 本発明の実施の形態６に係る送信モード判定処理の説明に供する図（１ＭＨｚフォーマットの場合） 本発明の実施の形態６に係る送信モード判定処理の説明に供する図（２ＭＨｚ ｓｈｏｒｔフォーマットの場合） 本発明の実施の形態６に係る送信モード判定処理の説明に供する図（２ＭＨｚ ｌｏｎｇフォーマットの場合） 本発明の実施の形態６に係る送信モード判定処理の流れを示すフロー図 本発明の実施の形態６に係る送信モード判定処理の流れを示すフロー図 本発明の実施の形態７に係る判定部の内部構成を示すブロック図 本発明の実施の形態８に係るＳＴＦでの相互相関値の一例を示す図

以下、本発明の実施の形態について図面を参照して詳細に説明する。

［伝送フォーマット］
図１は、８０２．１１ａｈにおいて使用される伝送フォーマット（信号の送信モード）を示す。図１において、横軸は時間領域を表し、縦軸は周波数領域を表す。

伝送フォーマットは、大きく分けて４つある。具体的には、１ＭＨｚフォーマット、１ＭＨｚ Ｄｕｐｌｉｃａｔｅフォーマット（Ｄｕｐｌｉｃａｔｅモードとも呼ばれることもある）、２ＭＨｚ ｓｈｏｒｔフォーマット、２ＭＨｚ ｌｏｎｇフォーマットである。

具体的には、１ＭＨｚフォーマットは、１ＭＨｚ帯域幅を使用し、ＳＴＦ、ＬＴＦ１、ＳＩＧ、ＬＴＦ２〜ＬＴＦＮ及びＤＡＴＡから構成される。

１ＭＨｚ Ｄｕｐｌｉｃａｔｅフォーマットは、１ＭＨｚの同じフレームパケットを２つ多重して、２ＭＨｚ幅を使用する。

２ＭＨｚ ｓｈｏｒｔフォーマットは、２ＭＨｚ帯域幅を使用する。２ＭＨｚ ｓｈｏｒｔフォーマットは、ＳＴＦ、ＬＴＦ１、ＳＩＧ、ＬＴＦ２〜ＬＴＦＮ及びＤＡＴＡから構成される。

２ＭＨｚ ｌｏｎｇフォーマットは、２ＭＨｚ帯域幅を使用する。２ＭＨｚ ｌｏｎｇフォーマットは、ＳＴＦ、ＬＴＦ１、ＳＩＧ−Ａ、Ｄ−ＳＴＦ、Ｄ−ＬＴＦ１〜Ｄ−ＬＴＦＮ、ＳＩＧ−Ｂ及びＤＡＴＡから構成される。

また、図１に示すように、各伝送フォーマットは、先頭から、プリアンブル（ＳＴＦ及びＬＴＦ）と、データフィールドの制御情報（ＳＩＧＮＡＬ情報）が多重されたシグナルフィールド（ＳＩＧ）と、データ（ペイロード）が多重されたデータフィールド（ＤＡＴＡ）とが時分割多重されて構成される。

先頭のＳＴＦには、周期Ｔ_Ｓの固定パターンのＳＴＳ（Short Training Symbol）が１ＭＨｚフォーマットでは２０回、２ＭＨｚフォーマットでは１０回繰り返して配置される。すなわち、２ＭＨｚフォーマットのＳＴＳ数は、１ＭＨｚフォーマットのＳＴＳ数の半分である。ＳＴＦは、ＡＧＣ、粗調整のＡＦＣ又はパケット検出に用いられる。

ＳＴＦの後のＬＴＦには、周期Ｔ_Ｌの固定パターンＬＴＳ（Long Training Symbol）が１ＭＨｚフォーマットでは４回、２ＭＨｚでは２回繰り返して配置される。すなわち、２ＭＨｚフォーマットのＬＴＳ数は、１ＭＨｚフォーマットのＬＴＳ数の半分である。また、ＬＴＦの先頭またはＬＴＳ間には、ロングプリアンブル部分のガードインターバルが付加される。

ＬＴＦの後には、ペイロード部分を復調するための情報（変調方式等）などを伝送するシグナルフィールド（ＳＩＧ）が配置され、その後にペイロード（ＤＡＴＡ）が配置される。

また、８０２．１１ａｈでは、信号はＯＦＤＭにより変調されており、図２に示すように、周波数領域においてＰＳＫ（Phase Shift Keying）又はＱＡＭ（Quadrature Amplitude Modulation）を用いてマッピングされたサブキャリアが配置されている。

［実施の形態１］
［無線通信装置１００の構成］
図３は、本実施の形態に係る無線通信装置１００の構成を示したブロック図である。無線通信装置１００は、例えば、８０２．１１ａｈに準拠した通信を行う通信装置である。図３は無線通信装置１００における物理層の受信処理を行う回路の構成を示す。

図３に示す無線通信装置１００は、チューナ１０１、判定部１０２、同期部１０３、ＦＦＴ（Fast Fourier Transform）部１０４、等化部１０５、誤り訂正部１０６から構成される。

チューナ１０１は、無線通信を行う周波数帯に同調を取る選局処理を行う。チューナ１０１は、選局処理の際、無線通信装置１００と通信を行う相手側の通信機が１ＭＨｚ又は２ＭＨｚの何れを用いて信号を送信しているのか不明である場合、チューナ１０１の受信帯域を２ＭＨｚに設定して受信処理を行う。

図４は、チューナ１０１が受信する受信信号における８０２．１１ａｈに準拠した信号（ＯＦＤＭ信号）の周波数スペクトルの配置を示す。図４に示すように、８０２．１１ａｈでは、４通りの周波数スペクトルの配置モードが想定される。具体的には、図４Ａは、２ＭＨｚ帯域内の下位１ＭＨｚ帯域にＯＦＤＭ信号１１が配置されている場合（以下、「１Ｌ」と表すこともある）を示す。図４Ｂは、２ＭＨｚ帯域内の上位１ＭＨｚ帯域にＯＦＤＭ信号１２が配置されている場合（以下、「１Ｕ」と表すこともある）を示す。図４Ｃは、２ＭＨｚ帯域内の下位１ＭＨｚ帯域にＯＦＤＭ信号１１が配置され、上位１ＭＨｚ帯域に、ＯＦＤＭ信号１１と同一のＯＦＤＭ信号１２が配置されているＤｕｐｌｉｃａｔｅモードの場合（以下、「１Ｄ」と表すこともある）を示す。図４Ｄは、２ＭＨｚ帯域内に２ＭＨｚ帯域のＯＦＤＭ信号１３が配置されている場合（以下、「２Ｃ」と表すこともある）を示す。すなわち、図４Ａ、図４Ｂは、２つの帯域の何れか１つを用いる１ＭＨｚフォーマットに対応し、図４Ｃは、２つの帯域を用いる１ＭＨｚ Ｄｕｐｌｉｃａｔｅフォーマットに対応し、図４Ｄは、２つの帯域を用いる２ＭＨｚ（ｓｈｏｒｔ／ｌｏｎｇ）フォーマットに対応する。受信信号は、上記伝送フォーマットの何れか１つを用いて送信されている。

判定部１０２は、チューナ１０１から受け取る受信信号内のプリアンブル（ＳＴＦ、ＬＴＦ）に相当する区間を用いて、受信信号の送信モード（伝送フォーマット）を判定する。なお、判定部１０２における送信モードの判定処理の詳細な説明については後述する。

同期部１０３、ＦＦＴ部１０４、等化部１０５及び誤り訂正部１０６は、判定部１０２によって判定された送信モード（伝送フォーマット）に従って、以下の各種処理を行う。

同期部１０３は、チューナ１０１から受け取る受信信号内の、８０２．１１ａｈのフレーム内にあるプリアンブルを用いて、ＦＦＴ処理行うタイミングを検出する。

ＦＦＴ部１０４は、同期部１０３において検出されたタイミングで受信信号に対してＦＦＴ処理を行う。

等化部１０５は、ＦＦＴ処理後の信号に対して等化処理を行う。

誤り訂正部１０６は、等化処理後の信号に対して、誤り訂正処理を行う。

［判定部１０２の動作］
次に、図３に示す無線通信装置１００の判定部１０２における送信モードの判定方法の詳細について説明する。

図５は、判定部１０２の内部構成を表すブロック図である。

図５に示す判定部１０２は、パターンマッチング部２０１−１〜２０１−４、及び、送信モード判定部２０２から構成される。

パターンマッチング部２０１−１〜２０１−４は、図４に示す４通りの周波数スペクトルの配置モード（１Ｌ、１Ｕ、１Ｄ、２Ｃ）にそれぞれ対応する。パターンマッチング部２０１−１〜２０１−４は、対応する周波数スペクトルの配置モードにおけるプリアンブル（ＳＴＦ、ＬＴＦ）の受信波形を表すパターン（プリアンブルパターン１〜４）を予め保持する。そして、パターンマッチング部２０１−１〜２０１−４は、チューナ１０１から受け取る受信信号と、保持しているプリアンブルパターンとのパターンマッチング処理を行い、パターンマッチングの結果（相関値）を送信モード判定部２０２へ出力する。

送信モード判定部２０２は、パターンマッチング部２０１−１〜２０１−４からそれぞれ受け取るパターンマッチング処理の結果を用いて、受信信号に用いられている周波数スペクトルの配置モードを判定する。すなわち、送信モード判定部２０２は、受信信号との相関値が最も高いプリアンブルパターンに対応する伝送フォーマット（周波数スペクトルの配置モード）が受信信号に用いられていると判定する。送信モード判定部２０２は、判定結果である送信モード（配置モード）を同期部１０３、ＦＦＴ部１０４、等化部１０５、誤り訂正部１０６にそれぞれ出力する。

図６は、図４Ａ〜図４Ｄに示す周波数スペクトルの配置モードにそれぞれ対応するプリアンブル（ＳＴＦ及びＬＴＦ）の受信波形の一例を示す。

図６に示すように、周波数スペクトルの配置モードによってプリアンブルのパターンには差異が生じることが分かる。これは、送信側がプリアンブルとして同一の信号を送信していたとしても、図４Ａ〜図４Ｄに示す周波数スペクトルの配置によって、受信側におけるプリアンブルのパターンが異なることを意味する。

すなわち、判定部１０２では、受信信号のプリアンブルの波形が、互いに異なるプリアンブルパターンの何れに一致するかを特定することにより、送信モードを判定することができる。

こうすることで、無線通信装置１００では、各種受信処理（同期部１０３、ＦＦＴ部１０４、等化部１０５、誤り訂正部１０６の処理）を行う前に、送信モードを識別することができる。よって、本実施の形態によれば、送信モードの判定処理に要する処理時間が長くなってしまうことを防ぐことができる。

さらに、本実施の形態によれば、受信処理を行う前に送信モードを判定するので、特許文献１のように受信動作を再試行する場合に受信するデータを全て記憶する必要が無いので、大容量のメモリを必要としない。

よって、本実施の形態によれば、ＩＥＥＥ８０２．１１ａｈに基づいて通信において、送信モードの検出を精度良く行い、通信効率を向上させることができる。

［実施の形態２］
本実施の形態は、実施の形態１と比較して、無線通信装置１００（図３）の判定部の動作が異なる。

図７は、本実施の形態に係る判定部１０２ａの内部構成を示すブロック図である。なお、図７において、実施の形態１（図５）と同一処理を行う構成部には同一の符号を付し、その説明を省略する。

図７に示す判定部１０２ａにおいて、下位抽出部３０１は、２ＭＨｚ帯域の受信信号のうち、下位の１ＭＨｚ帯域の成分のみを通過させる帯域制限を行うことにより、下位１ＭＨｚの信号を抽出する。下位抽出部３０１は、抽出した信号をパターンマッチング部２０１−１に出力する。

上位抽出部３０２は、２ＭＨｚ帯域の受信信号のうち、上位の１ＭＨｚ帯域の成分のみを通過させる帯域制限を行うことにより、上位１ＭＨｚの信号を抽出する。上位抽出部３０２は、抽出した信号をパターンマッチング部２０１−２に出力する。

本実施の形態では、パターンマッチング部２０１−１は、周波数スペクトルの配置モード１Ｌ（図４Ａ参照）に対応し、パターンマッチング部２０１−２は、周波数スペクトルの配置モード１Ｕ（図４Ｂ参照）に対応する。また、パターンマッチング部２０１−３、２０１−４は、周波数スペクトルの配置モード１Ｄ，２Ｃの何れかにそれぞれ対応する。

パターンマッチング部２０１−１〜２０１−４は、実施の形態１と同様、入力される信号に対してパターンマッチング処理を行う。すなわち、パターンマッチング部２０１−１は、下位１ＭＨｚ帯域の信号と、配置モード１Ｌに対応するプリアンブルパターンとのパターンマッチング処理を行う。また、パターンマッチング部２０１−２は、上位１ＭＨｚ帯域の信号と、配置モード１Ｕに対応するプリアンブルパターンとのパターンマッチング処理を行う。

図８Ａ〜図８Ｄは、本実施の形態に係る下位抽出部３０１及び上位抽出部３０２の動作を示す図である。

図８Ａは、周波数スペクトルの配置モード１Ｌを用いた場合の受信信号の周波数スペクトルを示す。図８Ａでは、下位１ＭＨｚの帯域（信号帯域）に所望のＯＦＤＭ信号１１が含まれ、上位１ＭＨｚの帯域に雑音成分２１が含まれる。

これに対して、図８Ｂに示すように、下位抽出部３０１は、下位１ＭＨｚの帯域のみを通過させる帯域制限５１を行う。これにより、図８Ｂに示すように、下位１ＭＨｚの信号帯域のＯＦＤＭ信号１１はそのまま通過し、上位１ＭＨｚの帯域では、雑音成分２１が抑圧されて雑音成分２２となる。

よって、パターンマッチング部２０１−１は、想定する信号帯域（１Ｌ）以外の帯域成分が抑圧された受信信号と、配置モード１Ｌのプリアンブルパターンとのパターンマッチング処理を行うことができる。これにより、パターンマッチング部２０１−１における配置モード１Ｌに関するパターンマッチングの精度を向上させることができる。

同様に、図８Ｃは、周波数スペクトルの配置モード１Ｕを用いた場合の受信信号の周波数スペクトルを示す。図８Ｃでは、上位１ＭＨｚの帯域（信号帯域）に所望のＯＦＤＭ信号１２が含まれ、下位１ＭＨｚの帯域に雑音成分２３が含まれる。

これに対して、図８Ｄに示すように、上位抽出部３０２は、上位１ＭＨｚの帯域のみを通過させる帯域制限５２を行う。これにより、図８Ｄに示すように、上位１ＭＨｚの信号帯域のＯＦＤＭ信号１２はそのまま通過し、下位１ＭＨｚの帯域では、雑音成分２３が抑圧されて雑音成分２４となる。

よって、パターンマッチング部２０１−２は、想定する信号帯域（１Ｕ）以外の帯域成分が抑圧された受信信号と、配置モード１Ｌのプリアンブルパターンとのパターンマッチング処理を行うことができる。これにより、パターンマッチング部２０１−２における配置モード１Ｕに関するパターンマッチングの精度を向上させることができる。

以上のように、本実施の形態によれば、実施の形態１と同様、ＩＥＥＥ８０２．１１ａｈに基づいて通信において、送信モードの検出を精度良く行い、通信効率を向上させることができる。また、本実施の形態によれば、受信信号に雑音成分が含まれる場合でも、判定部１０２ａは、パターンマッチング処理を精度良く行うことができる。よって、実施の形態１と比較して、送信モード（配置モード）の判定精度をより向上させることができる。

［実施の形態３］
本実施の形態は、実施の形態１又は２と比較して、無線通信装置１００（図３）の判定部の動作が異なる。

図９は、本実施の形態に係る判定部１０２ｂの内部構成を示すブロック図である。なお、図９において、実施の形態２（図７）と同一処理を行う構成部には同一の符号を付し、その説明を省略する。

図９に示す判定部１０２ｂにおいて、信号電力差算出部４０１は、下位抽出部３０１から受け取る受信信号（帯域制限後（下位１ＭＨｚ帯域）の信号）と、チューナ１０１から受け取る受信信号（帯域制限前（２ＭＨｚ帯域）の信号）との間の信号電力差を算出する。

信号電力差算出部４０２は、上位抽出部３０２から受け取る受信信号（帯域制限後（上位１ＭＨｚ帯域）の信号）と、チューナ１０１から受け取る受信信号（帯域制限前（２ＭＨｚ帯域）の信号）との間の信号電力差を算出する。

送信モード判定部４０３は、信号電力差算出部４０１から受け取る信号電力差と、信号電力算出部４０２から受け取る信号電力差との組み合わせに基づいて、受信信号に用いられている送信モード（周波数スペクトルの配置モード）の判定を行う。つまり、送信モード判定部４０３は、信号電力差算出部４０１から受け取る信号電力差と所定値との大小関係と、信号電力算出部４０２から受け取る信号電力差と所定値との大小関係とに基づいて、受信信号に用いられている送信モードを判定する。

以下、判定部１０２ｂにおける送信モード判定処理の動作について詳細に説明する。

＜周波数スペクトルの配置モード１Ｌ＞
図１０Ａ〜図１０Ｃは、周波数スペクトルの配置モード１Ｌの信号を受信した場合の判定部１０２ｂにおける周波数スペクトルの変化の様子を示す。

図１０Ａは、周波数スペクトルの配置モード１Ｌの信号スペクトル（帯域制限前の信号）を示す。

図１０Ｂは、下位抽出部３０１によって帯域制限５１を行った後の信号スペクトル（帯域制限後の信号）を示す。図１０Ｂに示すように、ＯＦＤＭ信号１１は、下位１ＭＨｚの帯域内（帯域制限５１の通過帯域内）に配置されているので、信号成分が抑圧されることなく通過する。このように、帯域制限前後の信号成分はほぼ同一であるので、信号電力差算出部４０１では、帯域制限前後の信号（図１０Ａと図１０Ｂ）の電力差は小さくなる。

図１０Ｃは、上位抽出部３０２によって帯域制限５２を行った後の信号スペクトル（帯域制限後の信号）を示す。図１０Ｃに示すように、ＯＦＤＭ信号１１は、下位１ＭＨｚの帯域内（帯域制限５２の通過帯域外）に配置されているので、信号成分が抑圧されて、信号１１ａとなる。このように、帯域制限後の信号成分の信号電力が減少するので、信号電力差算出部４０２では、帯域制限前後の信号（図１０Ａと図１０Ｃ）の電力差は大きくなる。

＜周波数スペクトルの配置モード１Ｕ＞
図１１Ａ〜図１１Ｃは、周波数スペクトルの配置モード１Ｕの信号を受信した場合の判定部１０２ｂにおける周波数スペクトルの変化の様子を示す。

図１１Ａは、周波数スペクトルの配置モード１Ｕの信号スペクトル（帯域制限前の信号）を示す。

図１１Ｂは、下位抽出部３０１によって帯域制限５１を行った後の信号スペクトル（帯域制限後の信号）を示す。図１１Ｂに示すように、ＯＦＤＭ信号１２は、上位１ＭＨｚの帯域内（帯域制限５１の通過帯域外）に配置されているので、信号成分が抑圧されて、信号１２ａとなる。このように、帯域制限後の信号成分の信号電力が減少するので、信号電力差算出部４０１では、帯域制限前後の信号（図１１Ａと図１１Ｂ）の電力差は大きくなる。

図１１Ｃは、上位抽出部３０２によって帯域制限５２を行った後の信号スペクトル（帯域制限後の信号）を示す。図１１Ｃに示すように、ＯＦＤＭ信号１２は、上位１ＭＨｚの帯域内（帯域制限５２の通過帯域内）に配置されているので、信号成分が抑圧されることなく通過する。このように、帯域制限前後の信号成分はほぼ同一であるので、信号電力差算出部４０２では、帯域制限前後の信号（図１１Ａと図１１Ｃ）の電力差は小さくなる。

＜周波数スペクトルの配置モード１Ｄ＞
図１２Ａ〜図１２Ｃは、周波数スペクトルの配置モード１Ｄの信号を受信した場合の判定部１０２ｂにおける周波数スペクトルの変化の様子を示す。

図１２Ａは、周波数スペクトルの配置モード１Ｄの信号スペクトル（帯域制限前の信号）を示す。

図１２Ｂは、下位抽出部３０１によって帯域制限５１を行った後の信号スペクトル（帯域制限後の信号）を示す。図１２Ｂに示すように、下位１ＭＨｚ帯域に配置されたＯＦＤＭ信号１１は、帯域制限５１の通過帯域内に配置されているので、信号成分が抑圧されることなく通過する。一方、上位１ＭＨｚ帯域に配置されたＯＦＤＭ信号１２は、帯域制限５１の通過帯域外に配置されているので、信号成分が抑圧されて、信号１２ｂとなる。このように、帯域制限後の上位１ＭＨｚの帯域の信号成分の信号電力が減少するので、信号電力差算出部４０１では、帯域制限前後の信号（図１２Ａと図１２Ｂ）の電力差は大きくなる。

図１２Ｃは、上位抽出部３０２によって帯域制限５２を行った後の信号スペクトル（帯域制限後の信号）を示す。図１２Ｃに示すように、下位１ＭＨｚ帯域に配置されたＯＦＤＭ信号１１は、帯域制限５２の通過帯域外に配置されているので、信号成分が抑圧されて、信号１１ｂとなる。一方、上位１ＭＨｚ帯域に配置されたＯＦＤＭ信号１２は、帯域制限５２の通過帯域内に配置されているので、信号成分が抑圧されることなく通過する。このように、帯域制限後の下位１ＭＨｚの帯域の信号成分の信号電力が減少するので、信号電力差算出部４０２では、帯域制限前後の信号（図１２Ａと図１２Ｃ）の電力差は大きくなる。

＜周波数スペクトルの配置モード２Ｃ＞
図１３Ａ〜図１３Ｃは、周波数スペクトルの配置モード２Ｃの信号を受信した場合の判定部１０２ｂにおける周波数スペクトルの変化の様子を示す。

図１３Ａは、周波数スペクトルの配置モード２Ｃの信号スペクトル（帯域制限前の信号）を示す。

図１３Ｂは、下位抽出部３０１によって帯域制限５１を行った後の信号スペクトル（帯域制限後の信号）を示す。図１３Ｂに示すように、ＯＦＤＭ信号１３の下位１ＭＨｚ帯域に配置された信号成分１３ａは、帯域制限５１の通過帯域内に配置されているので、信号成分が抑圧されることなく通過する。一方、ＯＦＤＭ信号１３の上位１ＭＨｚ帯域に配置された信号成分１３ｂは、帯域制限５１の通過帯域外に配置されているので、信号成分が抑圧される。このように、帯域制限後の上位１ＭＨｚの帯域の信号成分１３ｂの信号電力が減少するので、信号電力差算出部４０１では、帯域制限前後の信号（図１３Ａと図１３Ｂ）の電力差は大きくなる。

図１３Ｃは、上位抽出部３０２によって帯域制限５２を行った後の信号スペクトル（帯域制限後の信号）を示す。図１３Ｃに示すように、ＯＦＤＭ信号１３の下位１ＭＨｚ帯域に配置された信号成分１３ｄは、帯域制限５２の通過帯域外に配置されているので、信号成分が抑圧される。一方、ＯＦＤＭ信号１３の上位１ＭＨｚ帯域に配置された信号成分１３ｃは、帯域制限５２の通過帯域内に配置されているので、信号成分が抑圧されることなく通過する。このように、帯域制限後の下位１ＭＨｚの帯域の信号成分１３ｄの信号電力が減少するので、信号電力差算出部４０２では、帯域制限前後の信号（図１３Ａと図１３Ｃ）の電力差は大きくなる。

以上のように説明した、周波数スペクトルの配置モード１Ｌ、１Ｕ、１Ｄ、２Ｃの各々の受信信号に対する、上位１ＭＨｚ帯域及び下位１ＭＨｚ帯域における帯域制限前後の信号の電力差（パワー差）の組み合わせをまとめると、図１４に示すような対応関係が得られる。例えば、図１４では、信号電力差が所定値未満の場合を「小」と表し、信号電力差が所定値以上の場合を「大」と表す。

送信モード判定部４０３は、信号電力差算出部４０１、４０２から受け取る信号電力差の組み合わせに基づいて、図１４に示す対応関係に基づいて、受信信号の送信モード（周波数スペクトルの配置モード）を判定する。

例えば、送信モード判定部４０３は、下位１ＭＨｚ帯域の帯域制限５１前後の信号電力差が「小」であり、上位１ＭＨｚ帯域の帯域制限５２前後の信号電力差が「大」である場合、上位１ＭＨｚ帯域を用いる伝送フォーマット（１Ｕ）が用いられていると判定する。同様に、送信モード判定部４０３は、下位１ＭＨｚ帯域の帯域制限５１前後の信号電力差が「大」であり、上位１ＭＨｚ帯域の帯域制限５２前後の信号電力差が「小」である場合、下位１ＭＨｚ帯域を用いる伝送フォーマット（１Ｌ）が用いられていると判定する。

また、送信モード判定部４０３は、下位１ＭＨｚ帯域の帯域制限５１前後の信号電力差が「大」であり、上位１ＭＨｚ帯域の帯域制限５２前後の信号電力差が「大」である場合、２ＭＨｚ帯域を用いる伝送フォーマット（１Ｄ又は２Ｃ）が用いられていると判定する。

すなわち、図１４に示すように、送信モード判定部４０３は、伝送フォーマット（周波数スペクトルの配置モード）１Ｕと、１Ｌと、１Ｄ及び２Ｃと、を区別して、送信モードを判定することができる。すなわち、送信モード判定部４０３は、受信信号の帯域幅（１ＭＨｚ又は２ＭＨｚ）と、１ＭＨｚ帯域の受信信号が配置される帯域（上位１ＭＨｚ又は下位１ＭＨｚ）、とを判定することができる。

以上のように、本実施の形態によれば、判定部１０２ｂは、帯域制限前後の信号電力差を用いて、送信モード（配置モード）の検出を精度良く行い、通信効率を向上させることができる。

例えば、１ＭＨｚフォーマット（１Ｕ及び１Ｌ）のみに対応する端末装置は、本実施の形態に係る送信モード判定方法を適用することにより、２つの送信モードを精度良く判定することができる。

［実施の形態４］
本実施の形態は、実施の形態１〜３と比較して、無線通信装置１００（図３）の判定部の動作が異なる。

図１５は、本実施の形態に係る判定部１０２ｃの内部構成を示すブロック図である。なお、図１５において、実施の形態２（図７）と同一処理を行う構成部には同一の符号を付し、その説明を省略する。

図１５に示す判定部１０２ｃにおいて、周波数シフト部５０１は、下位抽出部３０１から受け取る受信信号（下位１ＭＨｚ帯域のみを通過させる帯域制限後の信号）を、＋０．５ＭＨｚだけ周波数シフトさせる。すなわち、帯域制限後の信号は、下位１ＭＨｚ帯域の半分（０．５ＭＨｚ）だけ高周波数側に周波数シフトされる。

周波数シフト部５０２は、上位抽出部３０２から受け取る受信信号（上位１ＭＨｚ帯域のみを通過させる帯域制限後の信号）を、−０．５ＭＨｚだけ周波数シフトさせる。すなわち、帯域制限後の信号は、上位１ＭＨｚ帯域の半分（０．５ＭＨｚ）だけ低周波数側に周波数シフトされる。

パターンマッチング部５０３は、周波数シフト部５０１から受け取る信号と、周波数シフト部５０２から受け取る信号とのパターンマッチング処理（相関処理）を行い、相関値を得る。

送信モード判定部５０４は、パターンマッチング部５０３から受け取るパターンマッチング結果（相関値）に基づいて、受信信号に用いられている送信モード（周波数スペクトルの配置モード）を判定する。

以下、判定部１０２ｃにおける送信モード判定処理の動作について詳細に説明する。

＜周波数スペクトルの配置モード１Ｄ＞
図１６Ａ〜図１６Ｅは、周波数スペクトルの配置モード１Ｄの信号を受信した場合の判定部１０２ｃにおける周波数スペクトルの変化の様子を示す。

図１６Ａは、周波数スペクトルの配置モード１Ｄの信号スペクトルを示す。

図１６Ｂは、下位抽出部３０１によって帯域制限５１を行った後の信号スペクトルを示す。図１６Ｂに示すように、下位１ＭＨｚ帯域に配置されたＯＦＤＭ信号１１は、帯域制限５１の通過帯域内に配置されているので、信号成分が抑圧されることなく通過する。一方、上位１ＭＨｚ帯域に配置されたＯＦＤＭ信号１２は、帯域制限５１の通過帯域外に配置されているので、信号成分が抑圧されて、信号１２ｃとなる。図１６Ｃは、周波数シフト部５０１によって、図１６Ｂに示す信号が＋０．５ＭＨｚだけ周波数シフトした様子を示す。図１６Ｃに示すように、下位１ＭＨｚ帯域の信号が＋０．５ＭＨｚだけ周波数シフトして信号１１ｃとなり、上位１ＭＨｚ帯域の信号が＋０．５ＭＨｚだけ周波数シフトして信号１２ｄとなる。これにより、図１６Ｂに示す下位１ＭＨｚ帯域の信号は、図１６Ｃでは、周波数０［ＭＨｚ］を中心とする位置に存在することになる。

図１６Ｄは、上位抽出部３０２によって帯域制限５２を行った後の信号スペクトルを示す。図１６Ｄに示すように、下位１ＭＨｚ帯域に配置されたＯＦＤＭ信号１１は、帯域制限５２の通過帯域外に配置されているので、信号成分が抑圧されて、信号１１ｄとなる。一方、上位１ＭＨｚ帯域に配置されたＯＦＤＭ信号１２は、帯域制限５２の通過帯域内に配置されているので、信号成分が抑圧されることなく通過する。図１６Ｅは、周波数シフト部５０２によって、図１６Ｄに示す信号が−０．５ＭＨｚだけ周波数シフトした様子を示す。図１６Ｅに示すように、下位１ＭＨｚ帯域の信号が−０．５ＭＨｚだけ周波数シフトして信号１１ｅとなり、上位１ＭＨｚ帯域の信号が−０．５ＭＨｚだけ周波数シフトして信号１２ｅとなる。これにより、図１６Ｄに示す上位１ＭＨｚ帯域の信号は、図１６Ｅでは、周波数０［ＭＨｚ］を中心とする位置に存在することになる。

ここで、図１６Ｃに示す信号１２ｄ、及び、図１６Ｅに示す信号１１ｅは、帯域制限によって信号電力が極微小であって、受信帯域において無視することができる。また、図１６Ｃに示す信号１１ｃ及び図１６Ｅに示す信号１２ｅは、周波数シフトによって同一周波数に配置されている。また、図１６Ｃに示す信号１１ｃ、及び、図１６Ｅに示す信号１２ｅは、何れも帯域制限において信号成分が抑圧されることなく通過した成分であって、図１６Ａの信号１１、１２にそれぞれ対応し、これらの信号は同一のものである。

よって、図１６Ｃに示す受信帯域内の信号と、図１６Ｅに示す受信帯域内の信号とは、類似性（相関）の高い信号となる。

すなわち、パターンマッチング部５０３は、周波数シフト部５０１、５０２からそれぞれ受け取る信号のパターンマッチング処理によって、相関が高いと判定する。

＜周波数スペクトルの配置モード２Ｃ＞
図１７Ａ〜図１７Ｅは、周波数スペクトルの配置モード２Ｃの信号を受信した場合の判定部１０２ｃにおける周波数スペクトルの変化の様子を示す。

図１７Ａは、周波数スペクトルの配置モード２Ｃの信号スペクトルを示す。図１７に示すように、２ＭＨｚのＯＦＤＭ信号１３は、上位１ＭＨｚ帯域に配置された信号成分１４と、下位１ＭＨｚ帯域に配置された信号成分１５とから構成される。

図１７Ｂは、下位抽出部３０１によって帯域制限５１を行った後の信号スペクトルを示す。図１７Ｂに示すように、下位１ＭＨｚ帯域に配置された信号成分１５は、帯域制限５１の通過帯域内に配置されているので、信号成分が抑圧されることなく通過する。一方、上位１ＭＨｚ帯域に配置された信号成分１４は、帯域制限５１の通過帯域外に配置されているので、信号成分が抑圧されて、信号１４ａとなる。図１７Ｃは、周波数シフト部５０１によって、図１７Ｂに示す信号が＋０．５ＭＨｚだけ周波数シフトした様子を示す。図１７Ｃに示すように、下位１ＭＨｚ帯域の信号が＋０．５ＭＨｚだけ周波数シフトして信号１５ａとなり、上位１ＭＨｚ帯域の信号が＋０．５ＭＨｚだけ周波数シフトして信号１４ｂとなる。これにより、図１７Ｂに示す下位１ＭＨｚ帯域の信号は、図１７Ｃでは、周波数０［ＭＨｚ］を中心とする位置に存在することになる。

図１７Ｄは、上位抽出部３０２によって帯域制限５２を行った後の信号スペクトルを示す。図１７Ｄに示すように、下位１ＭＨｚ帯域に配置された信号成分１５は、帯域制限５２の通過帯域外に配置されているので、信号成分が抑圧されて、信号１５ｂとなる。一方、上位１ＭＨｚ帯域に配置された信号成分１４は、帯域制限５２の通過帯域内に配置されているので、信号成分が抑圧されることなく通過する。図１７Ｅは、周波数シフト部５０２によって、図１７Ｄに示す信号が−０．５ＭＨｚだけ周波数シフトした様子を示す。図１７Ｅに示すように、下位１ＭＨｚ帯域の信号が−０．５ＭＨｚだけ周波数シフトして信号１５ｃとなり、上位１ＭＨｚ帯域の信号が−０．５ＭＨｚだけ周波数シフトして信号１４ｃとなる。これにより、図１７Ｄに示す下位１ＭＨｚ帯域の信号は、図１７Ｅでは、周波数０［ＭＨｚ］を中心とする位置に存在することになる。

ここで、図１７Ｃに示す信号１４ｂ、及び、図１７Ｅに示す信号１５ｃは、帯域制限によって信号電力が極微小であって、受信帯域において無視することができる。また、図１７Ｃに示す信号１５ａ及び図１７Ｅに示す信号１４ｃは、周波数シフトによってほぼ同一周波数に配置されている。ただし、図１７Ｃに示す信号１５ａ、及び、図１７Ｅに示す信号１４ｃは、何れも帯域制限において信号成分が抑圧されることなく通過した成分であって、図１７Ａの信号成分１５、１４にそれぞれ対応し、これらの信号は異なるものである。

よって、図１７Ｃに示す受信帯域内の信号と、図１７Ｅに示す受信帯域内の信号とは、類似性（相関）の低い信号となる。

すなわち、パターンマッチング部５０３は、周波数シフト部５０１、５０２からそれぞれ受け取る信号のパターンマッチング処理によって、相関が低いと判定する。

なお、周波数スペクトルの配置モード１Ｕ、１Ｌについては、上位１ＭＨｚ帯域及び下位１ＭＨｚ帯域の何れか一方のみに信号成分が配置されるので、上記動作によって得られる受信信号に対する上位１ＭＨｚ帯域と下位１ＭＨｚ帯域とのパターンマッチングでは、類似性（相関性）の低い信号と判定される。

以上のように説明した、周波数スペクトルの配置モード１Ｄ、２Ｃの各々の受信信号に対する上位１ＭＨｚ帯域と下位１ＭＨｚ帯域とのパターンマッチングの結果（相関）をまとめると、図１８に示すような対応関係が得られる。例えば、図１８では、相関値が所定値未満の場合を「小」と表し、相関値が所定値以上の場合を「大」と表す。

送信モード判定部５０４は、パターンマッチング部５０３から受け取るパターンマッチング結果（図１８に示す下位１ＭＨｚ帯域のみの信号と上位１ＭＨｚ帯域のみの信号との相関）を用いて、図１８に示す対応関係に基づいて、受信信号に用いられている送信モード（周波数スペクトルの配置モード）を判定する。

すなわち、送信モード判定部５０４は、上記相関値が「大」である場合、上位１ＭＨｚ帯域と下位１ＭＨｚ帯域とに同一信号が配置される１ＭＨｚ Ｄｕｐｌｉｃａｔｅフォーマット（１Ｄ）が用いられていると判定する。また、送信モード判定部５０４は、上記相関値が「小」である場合、上位１ＭＨｚ帯域と下位１ＭＨｚ帯域とに異なる信号が配置される２ＭＨｚフォーマット（２Ｃ）が用いられていると判定する。

図１８に示すように、送信モード判定部５０４は、周波数スペクトルの配置モード１Ｕ及び１Ｌと、１Ｄと、２Ｃと、を区別して、送信モードを判定することができる。すなわち、送信モード判定部５０４は、受信信号の帯域幅と、２ＭＨｚ帯域の受信信号が配置されるモードが１Ｄであるか２Ｃであるか、とを判定することができる。

以上のように、本実施の形態によれば、判定部１０２ｃは、上位１ＭＨｚ帯域と下位１ＭＨｚ帯域との信号の相関を用いて、送信モード（配置モード）の検出を精度良く行い、通信効率を向上させることができる。

［実施の形態５］
本実施の形態は、実施の形態１〜４と比較して、無線通信装置１００（図３）の判定部の動作が異なる。

図１９は、本実施の形態に係る判定部１０２ｄの内部構成を示すブロック図である。

図１９に示す判定部１０２ｄにおいて、遅延部６０１は、チューナ１０１から受け取る受信信号を所定時間遅延させる。例えば、遅延部６０１は、受信信号を、２ＭＨｚ（ｓｈｏｒｔ／ｌｏｎｇ）フォーマットにおけるＳＴＦ（図１参照）に相当する時間だけ遅延させる。

パターンマッチング部６０２は、チューナ１０１から受け取る受信信号（遅延無し）と、遅延部６０１から受け取る受信信号（遅延有り）とのパターンマッチング処理（相関処理）を行う。

例えば、図１に示すように、２ＭＨｚフォーマットのＳＴＦのシンボル数（１０シンボル）は、１ＭＨｚフォーマットのＳＴＦのシンボル数（２０シンボル）の半数である。よって、例えば、パターンマッチング部６０２は、遅延前の受信信号の先頭から上記遅延の所定時間後の時刻から、１ＭＨｚフォーマットのＳＴＦのシンボル数の半分に相当する時間が経過する時刻までの期間における遅延前の樹脂信号と遅延させた受信信号との相関値を算出する。換言すると、パターンマッチング部６０２は、遅延後の受信信号の先頭から、１ＭＨｚフォーマットのＳＴＦのシンボル数の半分に相当する時間が経過する時刻までの期間における遅延前の樹脂信号と遅延させた受信信号との相関値を算出する。

送信モード判定部６０３は、パターンマッチング部６０２から受け取るパターンマッチング結果に基づいて、受信信号に用いられている送信モード（周波数スペクトルの配置モード）の判定を行う。具体的には、送信モード判定部６０３は、パターンマッチング処理の結果である相関値が高い場合、１ＭＨｚフォーマットが用いられていると判定し、上記相関値が低い場合、２ＭＨｚフォーマットが用いられていると判定する。

以下、判定部１０２ｄにおける送信モード判定処理の動作について詳細に説明する。

図２０は、８０２．１１ａｈの１ＭＨｚ又は２ＭＨｚの通信帯域を用いるフレームと、それらを時間Ｔｘだけ遅延させたフレームとを示す。

図２０に示すように、時間Ｔｘは、２ＭＨｚフォーマットにおけるＳＴＦに相当する時間である。

図２０において、フレームの先頭の時刻をＴとし、時刻Ｔ＋Ｔｘ〜時刻Ｔ＋Ｔｘ＋１０×Ｔ_Ｓまでの時間に着目する。つまり、遅延前の受信信号の先頭（時刻Ｔ）から時間Ｔｘ後の時刻（時刻Ｔ＋Ｔｘ）から、１ＭＨｚフォーマットのＳＴＦのシンボル数の半数（又は２ＭＨｚフォーマットのＳＴＦのシンボル数）に相当する時間１０×Ｔｓが経過する時刻（時刻Ｔ＋Ｔｘ＋１０×Ｔｓ）までの期間に着目する。

１ＭＨｚの場合、上記着目した時間は、遅延前の受信信号及び遅延させた受信信号の双方ともにＳＴＦの一部に相当する。ＳＴＦには同一信号が繰り返し配置される区間である。よって、パターンマッチング部６０２によるこれらの信号のパターンマッチング処理では、相関性が高いという結果が得られる。

一方、２ＭＨｚの場合、上記着目した時間は、遅延前の受信信号ではＬＴＦ１に相当し、遅延させた受信信号ではＳＴＦに相当する。すなわち、この着目した時間では、遅延前の受信信号と遅延させた受信信号とは異なる信号である。よって、パターンマッチング部６０２によるこれらの信号のパターンマッチング処理では、相関性が低いという結果が得られる。

そして、送信モード判定部６０３は、パターンマッチング部６０２におけるパターンマッチング処理の結果（相関）に基づいて、受信信号に用いられている送信モードを判定する。すなわち、送信モード判定部６０３は、パターンマッチング処理によって相関が高い結果が得られる場合、送信モードが１ＭＨｚフォーマットであると判定し、パターンマッチング処理によって相関が低い結果が得られる場合、送信モードが２ＭＨｚフォーマットであると判定する。

このように、本実施の形態では、ＳＴＳの周期Ｔ_Ｓ及びＬＴＳの周期Ｔ_Ｌと、１ＭＨｚ／２ＭＨｚにおけるＳＴＳ及びＬＴＳの繰り返し回数の差異に応じて時刻Ｔｘの値を変えることにより、パターンマッチング処理の結果を１ＭＨｚフォーマットと２ＭＨｚフォーマットとで異ならせる。こうすることで、判定部１０２ｄは、パターンマッチングによる相関の結果の変化に基づいて、送信モードの検出を精度良く行い、通信効率を向上させることができる。

なお、本実施の形態では、遅延時間Ｔｘを２ＭＨｚフォーマットのＳＴＦのシンボルに相当する時間に設定する場合について説明した。しかし、遅延時間は、これに限らず、１ＭＨｚフォーマットと、２ＭＨｚフォーマットとの間でパターンマッチング処理の結果が異なるように設定されればよい。

［実施の形態６］
図２１は、本実施の形態に係る無線通信装置７００の構成を示すブロック図である。なお、図２１において、実施の形態１（図３）と同一動作を行う構成部には同一の符号を付し、その説明を省略する。

図２１に示す無線通信装置７００において、判定部７０１は、ＦＦＴ部１０４から受け取る信号を用いて、受信信号に用いられている送信モードを判定する。具体的には、判定部７０１は、ＬＴＦとＳＩＧとを含む、下位１ＭＨｚ帯域又は上位１ＭＨｚ帯域を用いる複数の伝送フォーマットの何れか１つを用いた受信信号のうち、ＬＴＦを構成するシンボル（ＬＴＳ）及びＳＩＧを構成するシンボルを含む複数のシンボルを用いて、複数の伝送フォーマットのうち、受信信号に用いられている伝送フォーマットを判定する。

図２２は、判定部７０１の内部構成を示すブロック図である。判定部７０１は、シンボル間差動演算部７１１、２乗演算部７１２、累積加算部７１３、送信モード判定部７１４から構成される。

シンボル間差動演算部７１１は、ＬＴＦ又はＳＩＧにおけるシンボル間の差動演算を行う。シンボル間差動演算部７１１においてシンボル間差動演算を行うシンボルは、無線通信装置７００に設定された伝送フォーマットに依らず同一である。例えば、シンボル間差動演算部７１１は、ＬＴＦの先頭から２シンボル目から４シンボル目までの３つのシンボル（ＬＴＦ又はＳＩＧ）に対して、時間領域において隣接するシンボル間の差動演算を行う。

２乗演算部７１２は、各サブキャリアにおいて、シンボル間差動演算部７１１の演算結果に対して２乗演算を行う。

累積加算部７１３は、２乗演算部７１２のサブキャリア毎の演算結果を累積加算（ベクトル加算）する。

送信モード判定部７１４は、累積加算部７１３から受け取る累積加算値（２乗演算結果）の組み合わせに基づいて、受信信号に用いられている送信モードを判定する。つまり、送信モード判定部７１４は、累積加算部７１３から受け取る累積加算値（２乗演算結果）を示す値が実軸上の正の値であるか負の値であるかに基づいて、受信信号に用いられている送信モードを判定する。

［送信モード判定方法］
図２３は、８０２．１１ａｈの伝送フォーマット（１ＭＨｚ ｓｈｏｒｔ、２ＭＨｚ ｓｈｏｒｔ、２ＭＨｚ ｌｏｎｇ）の各フレームを、時刻Ｔ２においてＬＴＦの先頭が揃うように示した図である。例えば、無線通信装置７００は、ＳＴＦを用いてＬＴＦの先頭のタイミングを検出する。

シンボル間差動演算部７１１は、８０２．１１ａｈの伝送フォーマット（図２３参照）のＬＴＦの先頭（時刻Ｔ２）から２、３、４番目のシンボルを抽出して、シンボル間差動演算を行う。

図２４、図２５、図２６は、１ＭＨｚ、２ＭＨｚ ｓｈｏｒｔ、２ＭＨｚ ｌｏｎｇの各々のフレームの時刻Ｔ２から４シンボル分を示す図である。

図２４、図２５、図２６に示すように、ＬＴＦの先頭（時刻Ｔ２）から２、３、４番目のシンボルは、ＬＴＦ（ＬＴＦ）又はＳＩＧ（ＳＩＧ１）のシンボルである。ここで、ＬＴＦでは、サブキャリア毎のパイロットの位相は、０度又は１８０度に予め定められている。すなわち、ＬＴＦのパイロットの位相は、ＢＰＳＫ変調における信号のマッピングと同じ特徴を有する。一方、ＳＩＧ（又はＳＩＧ−Ａ）は、伝送フォーマット毎に異なる。図１に示すように、１ＭＨｚフォーマット（ｓｈｏｒｔ及びＤｕｐｌｉｃａｔｅ）では、６シンボル全てに対してＢＰＳＫ変調が用いられる。一方、２ＭＨｚ ｓｈｏｒｔフォーマットでは、２シンボル全てに対して、ＱＢＰＳＫ（quadrature BPSK）変調が用いられる。ＱＢＰＳＫ変調は、９０度、２７０度に位相変調される方式であって、つまり、ＢＰＳＫ変調と位相が９０度異なる方式である。また、２ＭＨｚ ｌｏｎｇフォーマットでは、２シンボルのうち、１シンボル目に対してＱＢＰＳＫ変調が用いられ、２シンボル目に対してＢＰＳＫ変調が用いられる。

すなわち、ＳＩＧには、ＬＴＦにおいてパイロット信号が配置された位相と同相又は直交関係にある位相を用いた変調方式（ＢＰＳＫ又はＱＢＰＳＫ）によって変調された制御信号が多重されている。

以下、各伝送フォーマットの信号を受信した際の判定部７０１の動作について説明する。

具体的には、図２４に示す１ＭＨｚの信号では、時刻Ｔ２から時間Ｔ_Ｙだけ経過した時刻Ｔ３から、ＬＴＳ２、ＬＴＳ３、ＬＴＳ４の３シンボルが時間領域において連続して配置される。シンボル間差動演算部７１１は、当該３シンボルについて、時間領域において隣接するシンボル間に対してシンボル間差動演算を行う。これらのＬＴＳは、何れも、複素平面の実軸上に信号点がマッピングされるＢＰＳＫを用いて変調されている。よって、図２４に示すように、ＬＴＳ２とＬＴＳ３との間のシンボル間差動の結果、及び、ＬＴＳ３とＬＴＳ４との間のシンボル間差動の結果は、何れも複素平面の実軸上の正の値となる。次いで、２乗演算部７１２は、シンボル間差動の結果に対して２乗演算を行う。図２４に示すように、ＬＴＳ２とＬＴＳ３との間のシンボル間差動の２乗、及び、ＬＴＳ３とＬＴＳ４との間のシンボル間差動の２乗は、何れも複素平面の実軸上の正の値となる。

図２５に示す２ＭＨｚ ｓｈｏｒｔの信号では、時刻Ｔ２から時間Ｔ_Ｙだけ経過した時刻Ｔ３から、ＬＴＳ２、ＳＩＧ１、ＳＩＧ２の３シンボルが時間領域において連続して配置される。シンボル間差動演算部７１１は、当該３シンボルについて、時間領域において隣接するシンボル間に対してシンボル間差動演算を行う。上述したようにＬＴＳは、複素平面の実軸上に信号点がマッピングされるＢＰＳＫを用いて変調されている。一方、ＳＩＧは、複素平面の虚軸上に信号点がマッピングされるＱＢＰＳＫを用いて変調されている。よって、図２５に示すように、ＬＴＳ２とＳＩＧ１との間のシンボル間差動の結果は、複素平面の虚軸上の値となる。また、ＳＩＧ１とＳＩＧ２との間のシンボル間差動の結果は、複素平面の実軸上の値となる。次いで、２乗演算部７１２は、シンボル間差動の結果に対して２乗演算を行う。図２５に示すように、ＬＴＳ２とＳＩＧ１との間のシンボル間差動の２乗は、複素平面の実軸上の負の値となる。また、ＳＩＧ１とＳＩＧ２との間のシンボル間差動の２乗は、複素平面の実軸上の正の値となる。

図２６に示す２ＭＨｚ ｌｏｎｇの信号では、時刻Ｔ２から時間Ｔ_Ｙだけ経過した時刻Ｔ３から、ＬＴＳ２、ＳＩＧＡ１、ＳＩＧＡ２の３シンボルが時間領域において連続して配置される。シンボル間差動演算部７１１は、当該３シンボルについて、時間領域において隣接するシンボル間に対してシンボル間差動演算を行う。上述したようにＬＴＳは、複素平面の実軸上に信号点がマッピングされるＢＰＳＫを用いて変調されている。一方、ＳＩＧＡ１は、複素平面の虚軸上に信号点がマッピングされるＱＢＰＳＫを用いて変調され、ＳＩＧＡ２はＢＰＳＫを用いて変調されている。よって、図２６に示すように、ＬＴＳ２とＳＩＧＡ１との間のシンボル間差動の結果、及び、ＳＩＧＡ１とＳＩＧＡ２との間のシンボル間差動の結果は、何れも複素平面の虚軸上の値となる。次いで、２乗演算部７１２は、シンボル間差動の結果に対して２乗演算を行う。図２６に示すように、ＬＴＳ２とＳＩＧＡ１との間のシンボル間差動の２乗、及び、ＳＩＧＡ１とＳＩＧＡ２との間のシンボル間差動の２乗は、何れも複素平面の実軸上の負の値となる。

つまり、時刻Ｔ３からの３シンボルに用いられる変調方式の組み合わせは、伝送フォーマットに応じて異なる。これにより、時刻Ｔ３からの３シンボルに対するシンボル間差動演算、２乗演算の結果は、各伝送フォーマットに応じて異なる。そこで、送信モード判定部７１４は、シンボル間の差動演算及び２乗演算の結果に基づいて、送信モードを判定する。

具体的には、送信モード判定部７１４は、ＬＴＦの先頭から２シンボル目及び３シンボル目のシンボルに対する２乗演算結果、及び、ＬＴＦの先頭から３シンボル目及び４シンボル目のシンボルに対する２乗演算結果の双方が実軸上の正の値である場合（図２４）、ＳＩＧの全ての制御信号がＬＴＦのパイロット信号の位相と同相関係にある位相を用いた変調方式（ＢＰＳＫ）によって変調される１ＭＨｚフォーマットが用いられていると判定する。

また、送信モード判定部７１４は、ＬＴＦの先頭から２シンボル目及び３シンボル目のシンボルに対する２乗演算結果が実軸上の負の値であり、ＬＴＦの先頭から３シンボル目及び４シンボル目のシンボルに対する２乗演算結果が実軸上の正の値である場合、ＳＩＧの全ての制御信号がＬＴＦのパイロット信号の位相と直交関係にある位相を用いた変調方式（ＱＢＰＳＫ）によって変調される２ＭＨｚ ｓｈｏｒｔフォーマットが用いられていると判定する。

また、送信モード判定部７１４は、ＬＴＦの先頭から２シンボル目及び３シンボル目のシンボルに対する２乗演算結果及びＬＴＦの先頭から３シンボル目及び４シンボル目のシンボルに対する２乗演算結果が実軸上の負の値である場合、ＳＩＧの一方の制御信号がＬＴＦのパイロット信号の位相と直交関係にある位相を用いた変調方式（ＱＢＰＳＫ）によって変調され、他方の制御信号がＬＴＦのパイロット信号の位相と同相関係にある位相を用いた変調方式（ＢＰＳＫ）によって変調される、２ＭＨｚ ｌｏｎｇフォーマットが用いられていると判定する。

また、累積加算部７１３は、図２４〜図２６に示すサブキャリア毎の演算によって得られた２乗演算結果について、全サブキャリアの値を累積加算する。こうすることで、サブキャリア毎に得られる演算結果を平均化することができ、送信モード判定部７１４において、演算結果が実軸及び虚軸の何れにマッピングされるかを精度良く判定することが可能となる。

図２７、図２８は、上述した送信モード判定方法の処理の流れを示すフロー図である。具体的には、図２７は、１ＭＨｚ、２ＭＨｚ ｓｈｏｒｔ、２ＭＨｚ ｌｏｎｇの３種類の送信モードを判定する処理を示し、図２８は、１ＭＨｚの送信モードのうち、１Ｌと１Ｕと１Ｄとを判定する処理を示す。

図２７及び図２８において用いるパラメータは以下の通りである。
Ａ−ｄｉｆｆ１： 時刻Ｔ３から１シンボル目と２シンボル目とのシンボル間差動の２乗の結果
Ａ−ｄｉｆｆ２： 時刻Ｔ３から２シンボル目と３シンボル目とのシンボル間差動の２乗の結果
ＡＬ−ｄｉｆｆ１： Ａ−ｄｉｆｆ１の下位１ＭＨｚ帯域に対応する値
ＡＵ−ｄｉｆｆ１： Ａ−ｄｉｆｆ１の上位１ＭＨｚ帯域に対応する値
ＡＬ−ｄｉｆｆ２： Ａ−ｄｉｆｆ２の下位１ＭＨｚ帯域に対応する値
ＡＵ−ｄｉｆｆ２： Ａ−ｄｉｆｆ２の上位１ＭＨｚ帯域に対応する値

図２７において、ＳＴ１０１では、送信モード判定部７１４は、Ａ−ｄｉｆｆ１の複素数実成分が０未満であるか否かを判定する。Ａ−ｄｉｆｆ１の複素数実成分が０未満ではない場合（ＳＴ１０１：Ｎｏ）、ＳＴ１０２において、送信モード判定部７１４は、受信信号の送信モードを１ＭＨｚフォーマットと判定する。

Ａ−ｄｉｆｆ１の複素数実成分が０未満である場合（ＳＴ１０１：Ｙｅｓ）、ＳＴ１０３において、送信モード判定部７１４は、Ａ−ｄｉｆｆ２の複素数実成分が０未満であるか否かを判定する。Ａ−ｄｉｆｆ２の複素数実成分が０未満ではない場合（ＳＴ１０３：Ｎｏ）、ＳＴ１０４において、送信モード判定部７１４は、受信信号の送信モードを２ＭＨｚ ｓｈｏｒｔフォーマットと判定する。

一方、Ａ−ｄｉｆｆ２の複素数実成分が０未満である場合（ＳＴ１０３：Ｙｅｓ）、ＳＴ１０５において、送信モード判定部７１４は、受信信号の送信モードを２ＭＨｚ ｌｏｎｇフォーマットと判定する。

また、図２８において、ＳＴ２０１では、送信モード判定部７１４は、ＡＵ−ｄｉｆｆ１の複素数実成分が０以上であって、その振幅が閾値以上であり、かつ、ＡＬ−ｄｉｆｆ１の複素数実成分が０以上であって、その振幅が閾値以上であるか否かを判定する。

ＳＴ２０１の判定条件を満たす場合（ＳＴ２０１：Ｙｅｓ）、ＳＴ２０２において、送信モード判定部７１４は、受信信号の送信モードを１ＭＨｚ Ｄｕｐｌｉｃａｔｅフォーマット（１Ｄ）と判定する。

一方、ＳＴ２０１の判定条件を満たさない場合（ＳＴ２０１：Ｎｏ）、ＳＴ２０３において、送信モード判定部７１４は、ＡＵ−ｄｉｆｆ１の複素数実成分が０以上であり、かつ、ＡＵ−ｄｉｆｆ１の値がＡＬ−ｄｉｆｆ１の値よりも大きいか否かを判定する。

ＳＴ２０３の判定条件を満たす場合（ＳＴ２０３：Ｙｅｓ）、ＳＴ２０４において、送信モード判定部７１４は、受信信号の送信モードを１ＭＨｚ １Ｕと判定する。

一方、ＳＴ２０３の判定条件を満たさない場合（ＳＴ２０３：Ｎｏ）、ＳＴ２０５において、送信モード判定部７１４は、ＡＬ−ｄｉｆｆ１の複素数実成分が０以上であり、かつ、ＡＬ−ｄｉｆｆ１の値がＡＵ−ｄｉｆｆ１の値よりも大きいか否かを判定する。

ＳＴ２０５の判定条件を満たす場合（ＳＴ２０５：Ｙｅｓ）、ＳＴ２０６において、送信モード判定部７１４は、受信信号の送信モードを１ＭＨｚ １Ｌと判定する。

一方、ＳＴ２０５の判定条件を満たさない場合（ＳＴ２０５：Ｎｏ）、送信モード判定部７１４は、送信モードの判定を行わず処理を終了する。

このように、本実施の形態によれば、ＬＴＦの先頭から２、３、４シンボル目の３シンボルについて、伝送フォーマットによって変調方式の組み合わせが異なることに着目し、無線通信装置７００は、ＬＴＦ及びＳＩＧを含むシンボルの変調方式の差異に基づいて、送信モードを判定する。こうすることで、送信モードの検出を精度良く行い、通信効率を向上させることができる。

なお、本実施形態では、２乗演算により得られるＩ軸信号の正負により送信モードを判定した。ただし、２乗演算前では送信モードによりＩ軸とＱ軸に信号が分布する大きさが異なることから、Ｉ軸信号の大きさの総和とＱ軸信号の大きさの総和の大小比較により送信モード判定することが可能であることは言うまでもない。

［実施の形態７］
本実施の形態は、実施の形態６と比較して、図２１の判定部の動作が異なる。図２９は、本実施の形態に係る判定部７０１ａの内部構成を示すブロック図である。判定部７０１ａは、１ＭＨｚ１Ｌ伝送路推定部７２０と、１ＭＨｚ１Ｕ伝送路推定部７３０と、２ＭＨｚ伝送路推定部７４０と、電力算出部７２５、７３５、７４５と、送信モード判定部７５０とから構成される。

判定部７０１ａには、ＦＦＴ部１０４の出力である周波数領域ＯＦＤＭ信号（受信信号）が入力され、周波数領域ＯＦＤＭ信号は、１ＭＨｚ１Ｌ伝送路推定部７２０と、１ＭＨｚ１Ｕ伝送路推定部７３０と、２ＭＨｚ伝送路推定部７４０とに供給される。

１ＭＨｚ１Ｌ伝送路推定部７２０は、１ＭＨｚ１Ｌの信号が入力された場合は、伝送路推定値を出力する。一方、１ＭＨｚ１Ｌ伝送路推定部７２０は、１ＭＨｚ１Ｌ以外の信号が入力された場合は、エネルギー拡散され雑音を出力する。

１ＭＨｚ１Ｕ伝送路推定部７３０は、１ＭＨｚ１Ｕの信号が入力された場合は、伝送路推定値を出力する。一方、１ＭＨｚ１Ｕ伝送路推定部７３０は、１ＭＨｚ１Ｕ以外の信号が入力された場合は、エネルギー拡散され雑音を出力する。

２ＭＨｚ伝送路推定部７４０は、２ＭＨｚ（２Ｃ）の信号が入力された場合は、伝送路推定値を出力する。一方、２ＭＨｚ伝送路推定部７４０は、２ＭＨｚ（２Ｃ）以外の信号が入力された場合は、エネルギー拡散され雑音を出力する。

電力算出部７２５は、１ＭＨｚ１Ｌ伝送路推定部７２０の出力の電力を算出し、電力算出部７３５は、１ＭＨｚ１Ｕ伝送路推定部７３０の出力の電力を算出し、電力算出部７４５は、２ＭＨｚ伝送路推定部７４０の出力の電力を算出し、送信モード判定部７５０へ供給する。

送信モード判定部７５０は、電力算出部７２５，７３５，７４５から受け取る各電力に基づいて、受信信号に用いられている送信モードが１ＭＨｚ１Ｌと１ＭＨｚ１Ｕと１ＭＨｚ１Ｄと２ＭＨｚ（２Ｃ）の何れであるかを判定し、出力する。

［送信モード判定方法］
本実施の形態では、実施の形態６と同様に、図２３に示すように例えば、無線通信装置７００は、ＳＴＦを用いてＬＴＦの先頭のタイミングを検出する。

２ＭＨｚ ｓｈｏｒｔのＬＴＦ１と２ＭＨｚｌｏｎｇのＬＴＦ１は、同一信号であるが、２ＭＨｚと１ＭＨｚのＬＴＦ１は互いに直交関係になるように、予め定められた周波数領域の各サブキャリアに多重されるパイロットの位相パターンを有する特徴がある。すなわち２ＭＨｚと１ＭＨｚのＬＴＦ１は異なるパイロット位相パターンである。

したがって、周波数領域ＯＦＤＭ信号の２ＭＨｚフォーマットのＬＴＳ信号に対して、サブキャリア毎に予め定められた２ＭＨｚのＬＴＳパイロット位相によって複素除算するとパイロット信号多重されたキャリア位置の伝送路を推定することができる。この伝送路推定値はスペクトルとしては、エネルギーが集中した線スペクトルのような形態となる。

一方、周波数領域ＯＦＤＭ信号の２ＭＨｚフォーマットのＬＴＳ信号に対して、サブキャリア毎に予め定められた１ＭＨｚのＬＴＳパイロット位相で複素除算すると、２ＭＨｚと１ＭＨｚのＬＴＳは直交関係（無相関）であることから、帯域内にエネルギーが拡散され、スペクトルとしては、帯域内に一様に分布する雑音となる。

前者のエネルギーが集中した線スペクトルの全エネルギーと後者の帯域内に一様に分布する雑音の全エネルギーは、等しいがその分布状況が異なっている。ここで、伝送路のスペクトルが存在する範囲を通過させる帯域制限のフィルタリング処理を行うことにより、前者のフィルタ通過前後のエネルギーは変わらないが、後者のエネルギーは通過帯域幅が狭くなるほどフィルタ通過後のエネルギーが小さくなる。

すなわち、判定部７０１ａは、各フォーマットのＬＴＳパイロット位相パターンを用いて伝送路推定し、帯域制限フィルタリング処理した伝送路推定値の電力をそれぞれ算出し、それぞれのフォーマットの伝送路推定値の電力のうち、最も大きい電力を算出したものに対応する送信フォーマットが受信信号に用いられている送信フォーマットであると判定する。

具体的には、１ＭＨｚ１Ｌ伝送路推定部７２０は、１ＭＨｚ１Ｌパイロットパターン発生器７２１と複素除算部７２２と、シンボルフィルタ７２３とキャリアフィルタ７２４とから構成される。

１ＭＨｚ１Ｌパイロットパターン発生器７２１は、周波数領域ＯＦＤＭ信号のＬＴＦ１の１シンボル目と２シンボル目のパイロット信号が挿入されているサブキャリアと同じタイミングにおいて、１ＭＨｚ１Ｌのパイロット信号の既知の位相パターンを発生し、複素除算部７２２に出力する。

複素除算部７２２は、周波数領域ＯＦＤＭ信号が１ＭＨｚ１Ｌフォーマットであるとして、１ＭＨｚ１ＬフォーマットのＬＴＦ１の１シンボル目と２シンボル目のパイロット信号が多重されているサブキャリア位置の信号を周波数領域ＯＦＤＭ信号から抽出する。そして、複素除算部７２２は、その抽出したサブキャリア信号を、そのキャリア配置に対応した１ＭＨｚ１Ｌパイロットパターン発生器７２１から発生された既知の位相パターン信号で複素除算することで伝送路推定をして、伝送路推定値をシンボルフィルタ７２３に出力する。

シンボルフィルタ７２３は、複素除算部７２２から伝送路推定値を入力し、シンボル方向にフィルタリング処理を行い、キャリアフィルタ７２４に出力する。例えば、シンボルフィルタ７２３は、ＬＴＦ１の１シンボル目と２シンボル目の伝送路推定値を用いてサブキャリア毎に２シンボル間の平均を出力する。

キャリアフィルタ７２４は、シンボルフィルタ７２３が出力する伝送路推定値を入力し、キャリア方向にフィルタリング処理を行い、電力算出７２５へ出力する。例えば、キャリアフィルタ７２４は、通過帯域をＯＦＤＭ信号のガードインターバル長とする時間振幅特性を有するフィルタとする。

１ＭＨｚ１Ｕ伝送路推定部７３０は、１ＭＨｚ１Ｕパイロットパターン発生器７３１と複素除算部７３２と、シンボルフィルタ７３３と、キャリアフィルタ７３４とから構成される。

１ＭＨｚ１Ｕパイロットパターン発生器７３１は、周波数領域ＯＦＤＭ信号のＬＴＦ１の１シンボル目と２シンボル目のパイロット信号が挿入されているサブキャリアと同じタイミングにおいて１ＭＨｚ１Ｕのパイロット信号の既知の位相パターンを発生し、複素除算部７３２に出力する。

複素除算部７３２は、周波数領域ＯＦＤＭ信号が１ＭＨｚ１Ｕフォーマットであるとして、１ＭＨｚ１ＵフォーマットのＬＴＦ１の１シンボル目と２シンボル目のパイロット信号が多重されているサブキャリア位置の信号を周波数領域ＯＦＤＭ信号から抽出する。そして、複素除算部７３２は、その抽出したサブキャリア信号を、そのキャリア配置に対応した１ＭＨｚ１Ｕパイロットパターン発生器７３１から発生された既知の位相パターン信号で複素除算することで伝送路推定をして、伝送路推定値をシンボルフィルタ７３３へ出力する。

シンボルフィルタ７３３およびキャリアフィルタ７３４は、伝送路推定値に通過帯域を制限したフィルタリング処理を行い、電力算出７３５へ出力する。シンボルフィルタ７３３は先に説明したシンボルフィルタ７２３と同じ特性および機能を有するフィルタであり説明は省略する。また、キャリアフィルタ７３４は先に説明したシンボルフィルタ７２４と同じ特性および機能を有するフィルタであり説明は省略する。

２ＭＨｚ伝送路推定部７４０は、２ＭＨｚパイロットパターン発生器７４１と、複素除算部７４２と、シンボルフィルタ７４３と、キャリアフィルタ７４４とから構成される。

２ＭＨパイロットパターン発生器７４１は、周波数領域ＯＦＤＭ信号のＬＴＦ１の１シンボル目と２シンボル目のパイロット信号が挿入されているサブキャリアと同じタイミングにおいて２ＭＨｚのパイロット信号の既知の位相パターンを発生し、複素除算部７４２に出力する。

複素除算部７４２は、周波数領域ＯＦＤＭ信号が２ＭＨｚフォーマットであるとして、２ＭＨｚフォーマットのＬＴＦ１の１シンボル目と２シンボル目のパイロット信号が多重されているサブキャリア位置の信号を周波数領域ＯＦＤＭ信号から抽出する。そして、複素除算部７４２は、その抽出したサブキャリア信号を、そのキャリア配置に対応した２ＭＨｚパイロットパターン発生器７４１から発生された既知の位相パターン信号で複素除算することで伝送路推定をして、伝送路推定値をシンボルフィルタ７４３へ出力する。

シンボルフィルタ７４３およびキャリアフィルタ７４４は、伝送路推定値に通過帯域を制限したフィルタリング処理を行い、電力算出７４５へ出力する。シンボルフィルタ７４３は先に説明したシンボルフィルタ７２３と同じ特性および機能を有するフィルタであり説明は省略する。また、キャリアフィルタ７４４は先に説明したシンボルフィルタ７２４と同じ特性および機能を有するフィルタであり説明は省略する。

送信モード判定部７５０は、電力算出部７２５の出力を１ＭＨｚ１Ｌの電力値とし、電力算出部７３５の出力を１ＭＨｚ１Ｕの電力値とし、電力算出部７４５の出力を２ＭＨｚの電力値とし、電力算出部７２５の出力と電力算出部７３５の出力を加算した値を１ＭＨｚ１Ｄの電力値として、各電力値に重みを付けた値を大小比較し、最も大きい値を示す電力値のフォーマットを、受信信号に用いられている送信モードとして出力する。

例えば、送信モード判定部７５０は、２ＭＨｚの電力値、１ＭＨｚ１Ｌの電力値および１ＭＨｚ１Ｕの電力値を比較し、２ＭＨｚの電力値が最も大きい場合は、受信信号に用いられている送信フォーマットが２ＭＨｚフォーマットであると判定する。それ以外の場合は、送信モード判定部７５０は、１ＭＨｚ１Ｌの電力値および１ＭＨｚ１Ｕの電力値に重み係数αをかけた値と、１ＭＨｚ１Ｄの電力値とを比較する。１ＭＨｚ１Ｄの電力値が最も大きい場合は、受信信号に用いられている送信フォーマットが１ＭＨｚ１Ｄフォーマットであると判定する。それ以外の場合は、送信モード判定部７５０は、１ＭＨｚ１Ｌの電力値と１ＭＨｚ１Ｕの電力値とを比較し、大きい値を示す方を受信信号に用いられている送信フォーマットと判定する。

このように、本実施の形態によれば、ＬＴＦ１の先頭から１シンボル目と２シンボル目においてパイロットの位相パターンが異なることに着目し、無線通信装置７００は、各送信モード（送信フォーマット）のパイロットパターンと受信信号（周波数領域ＯＦＤＭ信号）とを用いた伝送路推定値の電力に基づいて、送信モードを判定する。こうすることで、送信モードの検出を精度良く行い、通信効率を向上させることができる。

［実施の形態８］
本実施の形態では、実施の形態１（図５）又は実施の形態２（図７）における無線通信装置１００の送信モード判定部２０２において、パターンマッチングの結果として得られる相関値のピークの出現回数、又は、ピークが周期的に出現する期間の差異を用いて送信モードの判定を行う。

例えば、図３０Ａに示すように、伝送フォーマットが１ＭＨｚの場合、ＳＴＦにはＳＴＳが２０シンボル配置されている。よって、図３０Ａに示すように、ＳＴＦに対する、受信器（無線通信装置１００）内部に保持されたパターンとのパターンマッチングの結果として得られる相関値のピークの出現回数は２０回となり、ピークが周期的に出現する期間はＴ_S×２０となる。

一方、図３０Ｂに示すように、伝送フォーマットが２ＭＨｚの場合、ＳＴＦにはＳＴＳが１０シンボル配置されている。よって、図３０Ｂに示すように、ＳＴＦに対する、受信器（無線通信装置１００）内部に保持されたパターンとのパターンマッチングの結果として得られる相関値のピークの出現回数は１０回となり、ピークが周期的に出現する期間はＴ_S×１０となる。

ＬＴＦでも同様に、１ＭＨｚと２ＭＨｚとでは、相関値のピークの出現回数、及び、ピークが周期的に出現する期間に差異が生じる。

そこで、本実施の形態では、送信モード判定部２０２（図５又は図７）は、パターンマッチング部２０１−１〜２０１−４から受け取るパターンマッチングの結果（相関値）におけるピークの出現回数、又は、上記相関値のピークが周期的に出現する期間に基づいて、受信信号に用いられる伝送フォーマットを判定する。

例えば、送信モード判定部２０２は、上記相関値のピークの出現回数が２０回（又は２０回付近）である場合、又は、相関値のピークが周期的に出現する期間がＴ_S×２０（又はＴ_S×２０付近）である場合、１ＭＨｚフォーマットが受信信号に用いられていると判定する。同様に、送信モード判定部２０２は、上記相関値のピークの出現回数が１０回（又は１０回付近）である場合、又は、相関値のピークが周期的に出現する期間がＴ_S×１０（又はＴ_S×１０付近）である場合、２ＭＨｚフォーマットが受信信号に用いられていると判定する。

このように、本実施の形態によれば、ＳＴＳ又はＬＴＦにおける伝送フォーマット毎のシンボル数が異なることに着目し、無線通信装置１００は、受信信号と、保持しているプリアンブルパターンとのパターンマッチング処理の結果（相関値）におけるピークの出現回数又は周期的に出現する期間に基づいて、送信モードを判定する。こうすることで、送信モードの検出を精度良く行い、通信効率を向上させることができる。

以上、本発明の各実施の形態について説明した。

なお、各実施の形態において説明した各送信モード判定方法を組み合わせてもよい。例えば、実施の形態３の送信モード判定方法と、実施の形態４の送信モード判定方法とを組み合わせてもよい。

また、上記各実施の形態の説明に用いた無線通信装置の各構成要素（機能ブロック）は、集積回路であるＬＳＩとして実現してもよい。このとき、各構成要素は、個別に１チップ化されてもよいし、一部もしくは全てを含むように１チップ化されてもよい。また、ここでは、ＬＳＩとしたが、集積度の違いにより、ＩＣ、システムＬＳＩ、スーパーＬＳＩ、ウルトラＬＳＩと呼称されることもある。

また、集積回路化の手法はＬＳＩに限るものではなく、専用回路又は汎用プロセサで実現してもよい。ＬＳＩ製造後にプログラムすることが可能なＦＰＧＡ（Field Programmable Gate Array）、又は、ＬＳＩ内部の回路セルの接続や設定を再構成可能なリコンフィギュラブル・プロセサを利用してもよい。

さらに、半導体技術の進歩又は派生する別技術によりＬＳＩに置き換わる集積回路化の技術が登場すれば、当然、その技術を用いて機能ブロックの集積化を行ってもよい。バイオ技術の適用等が可能性としてあげられる。

また、上記各実施の形態で示した無線通信装置及び無線通信方法は、記載した処理の少なくとも一部を行う方法を用いて実現してもよい。

また、上記各実施の形態で示した無線通信装置の動作の手順の少なくとも一部をプログラムに記載し、例えばＣＰＵ（Central Processing Unit）がメモリに記憶された当該プログラムを読み出して実行するようにしてもよいし、上記プログラムを記録媒体に保存して頒布等するようにしてもよい。

また、上記各実施の形態を実現する処理の一部を行ういかなる装置、方法、回路、又はプログラムを組み合わせて上記各実施の形態を実現してもよい。例えば、上記各実施の形態で説明した無線通信装置の構成の一部を無線通信装置又は集積回路で実現し、その一部を除く構成が行う動作の手順をプログラムに記載し、例えばＣＰＵがメモリに記憶された当該プログラムを読み出して実行することによって実現してもよい。

本発明は、ＩＥＥＥ８０２．１１ａｈのように、プリアンブルや信号配置に差異がある複数の送信モードを使い分ける通信システムに対して有用である。

１００，７００ 無線通信装置
１０１ チューナ
１０２，１０２ａ，１０２ｂ，１０２ｃ，１０２ｄ，７０１，７０１ａ 判定部
１０３ 同期部
１０４ ＦＦＴ部
１０５ 等化部
１０６ 誤り訂正部
２０１，５０３，６０２ パターンマッチング部
２０２，４０３，５０４，６０３，７１４，７５０ 送信モード判定部
３０１ 下位抽出部
３０２ 上位抽出部
４０１，４０２ 信号電力差算出部
５０１，５０２ 周波数シフト部
６０１ 遅延部
７１１ シンボル間差動演算部
７１２ ２乗演算部
７１３ 累積加算部
７２０ １ＭＨｚ１Ｌ伝送路推定部
７２１ １ＭＨｚ１Ｌパイロットパターン発生器
７２２，７３２，７４２ 複素除算部
７２３，７３３，７４３ シンボルフィルタ
７２４，７３４，７４４ キャリアフィルタ
７２５、７３５，７４５ 電力算出部
７３０ １ＭＨｚ１Ｕ伝送路推定部
７３１ １ＭＨｚ１Ｕパイロットパターン発生器
７４０ ２ＭＨｚ伝送路推定部
７４１ ２ＭＨｚパイロットパターン発生器

Claims (8)

1. 第１の帯域又は第２の帯域の少なくとも何れか１つを用いる複数の伝送フォーマットのいずれか１つを用いた受信信号を受信する受信部と、
   前記複数の伝送フォーマットのうち、前記受信信号に用いられている伝送フォーマットを判定する判定部と、
   を具備し、
   前記判定部は、
   前記受信信号のうち、前記第１の帯域の第１の成分のみを抽出する第１抽出部と、
   前記受信信号と前記第１の成分との間の第１の電力差を算出する第１電力算出部と、
   前記受信信号のうち、前記第２の帯域の第２の成分のみを抽出する第２抽出部と、
   前記受信信号と前記第２の成分との間の第２の電力差を算出する第２電力算出部と、
   前記第１の電力差と所定値との大小関係と、前記第２の電力差と前記所定値との大小関係とに基づいて、前記受信信号に用いられている伝送フォーマットを判定するモード判定部と、
   を具備する無線通信装置。
2. 前記モード判定部は、
   前記第１の電力差が前記所定値未満であり、前記第２の電力差が前記所定値以上である場合、前記第２の帯域のみを用いる伝送フォーマットが用いられていると判定し、
   前記第１の電力差が前記所定値以上であり、前記第２の電力差が前記所定値未満である場合、前記第１の帯域のみを用いる伝送フォーマットが用いられていると判定し、
   前記第１の電力差が前記所定値以上であり、前記第２の電力差が前記所定値以上である場合、前記第１の帯域及び前記第２の帯域を用いる伝送フォーマットが用いられていると判定する、
   請求項１に記載の無線通信装置。
3. 第１の帯域又は第２の帯域の少なくとも何れか１つを用いる複数の伝送フォーマットのいずれか１つを用いた受信信号を受信する工程と、
   前記複数の伝送フォーマットのうち、前記受信信号に用いられている伝送フォーマットを判定する工程と、
   を具備し、
   前記伝送フォーマットを判定する工程は、
   前記受信信号のうち、前記第１の帯域の第１の成分のみを抽出する工程と、
   前記受信信号と前記第１の成分との間の第１の電力差を算出する工程と、
   前記受信信号のうち、前記第２の帯域の第２の成分のみを抽出する工程と、
   前記受信信号と前記第２の成分との間の第２の電力差を算出する工程と、
   前記第１の電力差と所定値との大小関係と、前記第２の電力差と前記所定値との大小関係とに基づいて、前記受信信号に用いられている伝送フォーマットを判定する工程と、
   を具備する無線通信方法。
4. 第１の帯域及び第２の帯域を含む受信帯域において信号を受信する受信部と、
   前記受信帯域の受信信号と前記第１の帯域の信号成分との第１の電力差と、前記受信信号と前記第２の帯域の信号成分との第２の電力差と、に基づいて、前記受信帯域における信号の周波数配置を判定する判定部と、
   を具備する無線通信装置。
5. 前記判定部は、
   前記受信帯域の受信信号のうち前記第２の帯域の信号成分の通過を制限し、かつ、前記第１の帯域の信号成分を通過する第１帯域制限部と、
   前記受信帯域の受信信号のうち前記第１の帯域の信号成分の通過を制限し、かつ、前記第２の帯域の信号成分を通過する第２帯域制限部と、
   を具備する、請求項４に記載の無線通信装置。
6. 前記判定部は、
   前記第１の電力差と所定値との大小関係と、前記第２の電力差と前記所定値との大小関係と、の組み合わせに基づいて、前記周波数配置を判定する、
   請求項４又は５に記載の無線通信装置。
7. 前記判定部は、
   前記第１の電力差が前記所定値未満であり、かつ、前記第２の電力差が前記所定値以上である場合、前記第１の帯域及び前記第２の帯域のうち前記第２の帯域に信号が配置されていると判定し、
   前記第１の電力差が前記所定値以上であり、かつ、前記第２の電力差が前記所定値未満である場合、前記第１の帯域及び前記第２の帯域のうち前記第１の帯域に信号が配置されていると判定し、
   前記第１の電力差が前記所定値以上であり、かつ、前記第２の電力差が前記所定値以上である場合、前記第１の帯域及び前記第２の帯域の双方に信号が配置されていると判定する、
   請求項６に記載の無線通信装置。
8. 第１の帯域及び第２の帯域を含む受信帯域において信号を受信し、
   前記受信帯域の受信信号と前記第１の帯域の信号成分との第１の電力差と、前記受信信号と前記第２の帯域の信号成分との第２の電力差と、に基づいて、前記受信帯域における信号の周波数配置を判定する、
   無線通信方法。

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