JP6426897B2 - 共振器光ファイバジャイロスコープにおけるレーザの数を削減するために光リング共振器の共振周波数と自由スペクトル領域を検出する方法及びシステム - Google Patents

共振器光ファイバジャイロスコープにおけるレーザの数を削減するために光リング共振器の共振周波数と自由スペクトル領域を検出する方法及びシステム Download PDF

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Description

[1] 共振器光ファイバジャイロスコープ（ＲＦＯＧ）は、慣性検知市場の多くの分野における要求を満たす潜在能力を有する。光後方散乱誤差を克服するために、現在利用可能なＲＦＯＧは、時計回り（ＣＷ）のレーザ周波数と反時計回り（ＣＣＷ）のレーザ周波数をジャイロ検知共振器の異なる縦モードにロックさせる。これらの技術は、対向して伝搬するレーザ周波数を分離し、後方散乱誤差を回転測定の周波数帯域よりも十分上にアップコンバートする。しかしながら、もし２つだけのレーザが使用されるなら、ジャイロ検知共振器の自由スペクトル領域（ＦＳＲ）は回転測定の一部になる。よって、ジャイロ検知共振器の自由スペクトル領域は、回転の検知に対する悪影響を低減するために極めて高精度に測定されなければならない。
[2] ＦＳＲを正確に測定するために、現在利用可能なＲＦＯＧは、検知共振器を探査するための第３のレーザ周波数を使用する。３つのレーザを変調して、変調の不完全性によって大きな誤差が生じないような方法で共振を検出することは困難である。何故なら、１つのレーザがマスターレーザであり、他の２つのレーザがスレーブレーザであるからである。スレーブレーザは高い精度で変調されるが、マスターレーザを高い精度で変調することは困難である。
[3] 他の現在利用可能なＲＦＯＧは、１つのマスターレーザと３つのスレーブレーザを使用する。この後者の技術では、マスターレーザは回転検知に用いられず、３つのスレーブレーザが高い精度で変調される。しかしながら、レーザとそれに付随する位相同期回路電子装置の数は、ＲＦＯＧのコスト、サイズ、重量、及び消費電力の著しい増大につながることになる。
[4] 本出願は、共振器光ファイバジャイロスコープに関連する。共振器光ファイバジャイロスコープは、時計回り入力ポートと反時計回り入力ポートを有するジャイロスコープ共振器と、時計回り光ビームを前記時計回り入力ポートに結合するように構成された第１レーザと、前記時計回り光ビームが前記時計回り入力ポートに結合される前に前記時計回り光ビームを共振追従変調で変調するための時計回りＰｏｕｎｄ−Ｄｒｅｖｅｒ−Ｈａｌｌ変調発生器と、バイアス補正回路と、前記時計回りＰｏｕｎｄ−Ｄｒｅｖｅｒ−Ｈａｌｌ変調発生器に通信可能に結合されたスイッチを含むＦＳＲ検出サーボ回路と、前記反時計回り入力ポートから出力された光ビームを受け取り、前記バイアス補正回路と前記ＦＳＲ検出サーボ回路へ信号を出力するように構成された時計回り伝送検出器と、反時計回り光ビームを前記反時計回り入力ポートに結合するように構成された第２レーザと、を含み、前記ジャイロスコープ共振器の前記ＦＳＲが、前記時計回り光ビームのＰｏｕｎｄ−Ｄｒｅｖｅｒ−Ｈａｌｌ変調に基づいて測定される。
図１は、本発明による、２つのレーザを有した共振器光ファイバジャイロスコープ（ＲＦＯＧ）の一実施態様のブロック図である。 図２は、本発明による、図１のＲＦＯＧにおける自由スペクトル領域検出サーボ回路の一実施態様のブロック図である。 図３は、本発明による、図１のＲＦＯＧにおけるＰｏｕｎｄ−Ｄｒｅｖｅｒ−Ｈａｌｌ（ＰＤＨ）変調発生器の一実施態様のブロック図である。 図４Ａは、本発明による、図１のＲＦＯＧにおけるバイアス補正回路の実施態様のブロック図である。 図４Ｂは、本発明による、図１のＲＦＯＧにおけるバイアス補正回路の実施態様のブロック図である。 図５Ａは、本発明による、図１のＲＦＯＧにおける伝送検出器から出力された電圧信号を示す。 図５Ｂは、本発明による、図４Ａ及び４Ｂのバイアス補正回路における第２デジタルミキサから出力された電圧信号を示す。 図６Ａは、本発明による、共振ピークに関する光信号の周波数、振幅、及び位相を表現する例示的なベクトル矢を示す。 図６Ｂは、本発明による、自由スペクトル領域を測定するための図６Ａ及び６Ｃの各光信号に関連した変調器出力信号を示す。 図６Ｃは、本発明による、共振ピークに関する光信号の周波数、振幅、及び位相を表現する例示的なベクトル矢を示す。 図６Ｄは、本発明による、自由スペクトル領域を測定するための図６Ａ及び６Ｃの各光信号に関連した変調器出力信号を示す。 図７Ａは、本発明による、共振ピークに関する光信号の周波数、振幅、及び位相を表現する例示的なベクトル矢を示す。 図７Ｂは、本発明による、共振ピークに関する光信号の周波数、振幅、及び位相を表現する例示的なベクトル矢を示す。 図８は、本発明による、共振ピークに関する光信号の周波数、振幅、及び位相を表現する例示的なベクトル矢を示す。 図９は、本発明による、後方散乱からの干渉を防止するジャイロ共振器の共振ピークに関する時計回りビームと反時計回りビームについてのキャリア周波数及び側波帯周波数の周波数、振幅、並びに位相を表現する例示的なベクトル矢を示す。 図１０は、本発明による、共振周波数及び自由スペクトル領域を検出するための方法の一実施態様のフロー図である。
[17] 一般的な慣例に従って、説明される様々な特徴は一定の縮尺で描かれず、本発明に関連する特徴を強調するように描かれる。図面と本文の全体にわたって、同様の符号は同様の要素を示す。
[18] 以下に続く詳細な説明では、その一部分をなす添付図面への参照が行われる。添付図面には、本発明が実施されることのできる特定の例示的な実施態様が、実例として示される。これらの実施態様は、当業者が本発明を実施することができるように十分に詳しく説明され、また、他の実施態様が利用されることができること、並びに、本発明の範囲を逸脱することなく論理的、機械的、及び電気的な変更がなされることができることが、理解されなければならない。したがって、以下に続く詳細な説明は、限定的な意味に捉えられてはならない。
[19] 本明細書において説明される共振器光ファイバジャイロスコープ（ＲＦＯＧ）システムは、２つだけのレーザとそれらに付随する位相同期回路電子装置を使用して、１）上述された３つのレーザ周波数のＲＦＯＧにおけるような光後方散乱誤差を低減し、２）上述された４つのレーザのＲＦＯＧにおけるようにジャイロスコープ共振器の自由スペクトル領域（ＦＳＲ）を精度良く測定し、３）上述された４つのレーザのＲＦＯＧにおけるような高精度な共振追従変調を提供する。本明細書において説明されるＲＦＯＧシステムは、レーザの周波数変調方式又は位相変調方式を採用する。これらの方式は、必要とされるレーザの数を２つに削減し、また、レーザ用の全ての位相同期回路を不要とする。これら２つのレーザは、検知共振器の別々の対向伝搬する縦モードにロックされ、各レーザの共振追従変調がＰｏｕｎｄ−Ｄｒｅｖｅｒ−Ｈａｌｌ（ＰＤＨ）変調発生器によって超高周波数で実施されて、レーザ周波数の側波帯を発生させる。このレーザ周波数の側波帯は、検知共振器の共振周波数についての情報と、検知共振器の自由スペクトル領域（ＦＳＲ）についての情報を得る方法を与える。ＦＳＲの精度良い測定値を得るために、共振追従変調の周波数は、周波数変調（ＦＭ）される。「検知共振器」、「ジャイロスコープ検知共振器」、及び「ジャイロスコープ共振器」という用語は、本明細書において相互交換可能に用いられる。
[20] レーザの周波数変調又は位相変調の公称周波数は、検知共振器のＦＳＲの数倍、又は検知共振器のＦＳＲの数倍プラスある増分に設定される。この増分（本明細書において微小増分又はΔｆとも称される）は、ＲＦＯＧのジャイロ共振器の線幅よりも小さい。この実施態様のある実装では、増分は、ジャイロ共振器の線幅の半分よりも小さい。ＦＳＲを測定するために、レーザの周波数変調又は位相変調は、各レーザの共振追従変調よりも低い周波数で変調される。ジャイロスコープ共振器の共振周波数とＦＳＲは、同期検波法を用いて測定される。この実施態様のある実装では、２つのレーザのうちの一方だけが共振追従変調される。
[21] 超高周波数（例えばＦＳＲの１０倍）で検出することにいくつかの利点がある。典型的な検出周波数は、１００ＭＨｚ又はそれより高いことがある。検出周波数がこのような高周波数にある場合、レーザ固有の相対強度雑音（ＲＩＮ）は通常非常に低く、パッシブ光フィルタリングからのＲＩＮは非常に低く、パッシブ光フィルタリング後のレーザの位相雑音は非常に低い。したがって、ＲＩＮはパッシブフィルタリングで完全に制御される。ＲＩＮはパッシブフィルタリングで完全に制御されるため、先行技術のＲＦＯＧにおいて用いられた高速強度変調器は不要とされ、ＲＦＯＧ内の光学損失は低減され、ＲＦＯＧに必要とされるレーザパワーは低減される。加えて、高周波数の位相雑音は、ジャイロスコープ共振器によるパッシブフィルタリングで完全に制御される。この実施態様のある実装では、ＲＩＮとレーザ位相雑音の両方に対する少なくともいくつかのパッシブフィルタリングは、キャビティの代わりに非対称マッハツェンダー干渉計によって行われる。この後者の実施態様は、より小さい光学損失、低いレーザパワー、及び簡略されたフィルタ制御電子装置を与える。
[22] 図１は、本発明による、２つのレーザ１０５及び１０６を有した共振器光ファイバジャイロスコープ（ＲＦＯＧ）１０の一実施態様のブロック図である。ＲＦＯＧ１０は、位相同期回路を必要としない。高帯域幅のＰｏｕｎｄ−Ｄｒｅｖｅｒ−Ｈａｌｌ（ＰＤＨ）レーザ安定化ループは、レーザを同じ光学キャビティ、即ちジャイロ検知共振器に安定させることによって、レーザ間の相対的なレーザ周波数雑音を制御する。ＦＳＲを測定し、超低歪みデジタル変調を与えるために、ＰＤＨ変調の周波数変調が用いられる。
[23] ＲＦＯＧ１０は、反時計回り（ＣＣＷ）レーザ１０５、時計回り（ＣＷ）レーザ１０６、ＣＣＷ位相変調器（ＰＭ）１１１、ＣＷ位相変調器（ＰＭ）１１２、ＣＣＷ Ｐｏｕｎｄ−Ｄｒｅｖｅｒ−Ｈａｌｌ（ＰＤＨ）変調発生器１０１、ＣＷ Ｐｏｕｎｄ−Ｄｒｅｖｅｒ−Ｈａｌｌ（ＰＤＨ）変調発生器１０２、サーキュレータ１１３及び１１４、ポート１５１−１５４を有したジャイロスコープ共振器１５０、光検出器１１５、１１６、１１８、１１９、１２０、及び１２１、バイアス補正回路２０４及び２５４、ＦＳＲ検出サーボ回路２０２及び２５２、時計回りＰｏｕｎｄ−Ｄｒｅｖｅｒ−Ｈａｌｌサーボ回路２０６、並びに反時計回りＰｏｕｎｄ−Ｄｒｅｖｅｒ−Ｈａｌｌサーボ回路２５６を含む。変調システム２０は、位相変調器１１１及び１１２、ＣＣＷ ＰＤＨ変調発生器１０１、並びにＣＷ ＰＤＨ変調発生器１０２を含む。位相変調器１１２は、本明細書において「ＣＷ位相変調器１１２」と称される。ジャイロスコープ共振器１５０もまた、本明細書において「検知共振器１５０」、「ジャイロ共振器１５０」、又は「センサコイル１５０」と称される。ジャイロスコープ共振器１５０は、中実コアの光ファイバ又は中空の光ファイバである。この実施態様のある実装では、本文書を読み且つ理解すれば当業者には理解可能であるとおり、後述されるようにＣＷ経路又はＣＣＷ経路のみが作動して、その結果、本明細書に説明されたシステムの半分を実行することにより、ＦＳＲが測定される。
[24] １２６において概略的に表された光ビームが、時計回り（ＣＷ）レーザ１０６から放射され、光信号調整器１０８、可変光減衰器１１０、及びＣＷ位相変調器１１２を通される。ＣＷレーザ１０６は、本明細書において「第１レーザ１０６」とも称される。ＣＷ位相変調器１１２は、本明細書において「位相変調器１１２」とも称される。光ビーム１２６は、本明細書において「時計回り光ビーム１２６」とも称される。位相変調器１１２は、ＣＷ Ｐｏｕｎｄ−Ｄｒｅｖｅｒ−Ｈａｌｌ（ＰＤＨ）変調発生器１０２によって駆動され、時計回り光ビーム１２６がジャイロスコープ共振器１５０の時計回り入力ポート１５２に結合される前に時計回り光ビーム１２６を変調する。位相変調器１１２から出力された光ビームは、光サーキュレータ１１４を通って時計回り入力ポート１５２を介してジャイロスコープ共振器１５０へ渡される。「時計回り入力ポート１５２」は、本明細書において「ポート１５２」とも称される。ＣＷレーザ１０６は、ＰＤＨ法を用いた高帯域幅フィードバックループによってジャイロ共振器１５０の共振にロックされる。Ｐｏｕｎｄ−Ｄｒｅｖｅｒ−Ｈａｌｌ（ＰＤＨ）変調法は、当業者に知られている。この実施態様のある実装では、時計回り光ビーム１２６は、検知共振器１５０の第１時計回り縦モードに設定された周波数を有する。
[25] 反時計回り（ＣＣＷ）レーザ１０５から放射され、１２５において概略的に表された光ビームが、光信号調整器１０７、可変光減衰器１０９、及びＣＣＷ位相変調器１１１を通される。ＣＣＷレーザ１０５は、本明細書において「第２レーザ１０５」とも称される。ＣＣＷ位相変調器１１１は、本明細書において「位相変調器１１１」とも称される。光ビーム１２５は、本明細書において「反時計回り光ビーム１２５」とも称される。位相変調器１１１は、ＣＣＷ Ｐｏｕｎｄ−Ｄｒｅｖｅｒ−Ｈａｌｌ（ＰＤＨ）変調発生器１０１によって駆動され、反時計回り光ビーム１２５がジャイロスコープ共振器１５０の反時計回り入力ポート１５１に結合される前に反時計回り光ビーム１２５を変調する。位相変調器１１１から出力された光ビームは、光サーキュレータ１１３を通って反時計回り入力ポート１５１を介してジャイロスコープ共振器１５０へ渡される。「反時計回り入力ポート１５１」は、本明細書において「ポート１５１」とも称される。ＣＣＷレーザ１０５は、ＰＤＨ法を用いた高帯域幅フィードバックループによってジャイロ共振器１５０の共振にロックされ、その結果、当業者に知られているように、ＣＷレーザ１０６とＣＣＷレーザ１０５の間の相対周波数雑音は、十分なループ利得又は高ループ利得がＲＦＯＧ１０にある場合の周波数に対して高い相関を持つ。この実施態様のある実装では、反時計回り光ビーム１２５は、検知共振器１５０の第２反時計回り縦モードに設定された周波数を有する。第１ＣＷ縦モードと第２ＣＣＷ縦モードは、少なくともＦＳＲ１つ分だけ異なる。
[26] 本明細書において説明される方法及びシステムは、ジャイロ共振器１５０のＦＳＲの高精度な測定を可能にする。変調の不完全性に起因する誤差を相殺するために、変調周波数ｆｍｏｄは、ｆｍｏｄ＋とｆｍｏｄ−の間で周期的に切り換えられる。「ｆＦＳＲ」と「νＦＳＲ」という用語は、本明細書において相互交換可能に用いられる。ｆｍｏｄ＋は、本明細書において第１変調周波数とも称され、ｆｍｏｄ−は、本明細書において第２変調周波数とも称される。
[27] ＣＷレーザ１０６から出力された光ビームは、ジャイロ共振器１５０の中を時計回りに伝搬し、ＣＷ伝送ポート１５１を介して、サーキュレータ１１３を通り抜けてＣＷ伝送検出器１１５へと進む。ＣＷレーザ１０６からの光ビームは、ジャイロ共振器１５０内を伝送して伝送検出器１１５へ到達しなければならない。もしＣＷレーザ１０６の光周波数が掃引されれば、共振ピークが伝送検出器１１５において観測される。ポート１５２へ入るＣＷレーザ１０６からの光ビーム１２６の大部分は、ジャイロ共振器１５０へ入るのではなく、したがってジャイロ共振器１５０内を伝送するのではなく、直接にＣＷ反射ポート１５４へ進んでＣＷ反射検出器１１８に入射する。ジャイロ共振器１５０へ入った光ビームの一部分は、反射ポート１５４へ向かってジャイロ共振器１５０から出て、ジャイロ共振器１５０へ入らなかった光ビームと干渉する。もしＣＷレーザ１０６の光周波数が掃引されれば、共振ディップが反射検出器１１８において観測される。ＣＷ反射検出器１１８からの出力は、ＣＷ ＰＤＨサーボ回路２０６へ入力される。ＣＷ反射検出器１１８とＣＷ ＰＤＨサーボ回路２０６は、ジャイロ共振器１５０のＣＷ反射ポート１５４からの光を検出する。この実施態様のある実装では、ポート１５２へ入るＣＷレーザ１０６からの光ビーム１２６の９０％以上が、直接にＣＷ反射ポート１５４へ進んでＣＷ反射検出器１１８に入射する。この実施態様の別の実装では、ポート１５２へ入るＣＷレーザ１０６からの光ビーム１２６の８０％以上が、直接にＣＷ反射ポート１５４へ進んでＣＷ反射検出器１１８に入射する。
[28] ＣＣＷレーザ１０５から出力された光ビーム１２５は、ジャイロ共振器１５０の中を反時計回りに伝搬し、ＣＣＷ伝送ポート１５２を介して、サーキュレータ１１４を通り抜けてＣＣＷ伝送検出器１１６へと進む。ＣＣＷレーザ１０５からの光ビームは、ジャイロ共振器１５０内を伝送して伝送検出器１１６へ到達しなければならない。もしＣＣＷレーザ１０５の光周波数が掃引されれば、共振ピークが伝送検出器１１６において観測される。ポート１５１へ入るＣＣＷレーザ１０５からの光ビームの一部分は、ジャイロ共振器１５０へ入るのではなく、したがってジャイロ共振器１５０内を伝送するのではなく、直接にＣＣＷ反射ポート１５３へ進んでＣＣＷ反射検出器１１９に入射する。ジャイロ共振器１５０へ入った光ビームの一部分は、反射ポート１５３へ向かって共振器から出て、共振器へ入らなかった光ビームと干渉する。もしＣＣＷレーザ１０５の光周波数が掃引されれば、共振ディップが反射検出器１１９において観測される。ＣＣＷ反射検出器１１９からの出力は、ＣＣＷ ＰＤＨサーボ回路２５６へ入力される。ＣＣＷ反射検出器１１９とＣＣＷ ＰＤＨサーボ回路２５６は、ジャイロ共振器１５０のＣＣＷ反射ポート１５３からの光を検出する。この実施態様のある実装では、ポート１５１へ入るＣＣＷレーザ１０５からの光ビーム１２５の９０％以上が、直接にＣＣＷ反射ポート１５３へ進んでＣＣＷ反射検出器１１９に入射する。この実施態様の別の実装では、ポート１５１へ入るＣＣＷレーザ１０５からの光ビーム１２５の８０％以上が、直接にＣＣＷ反射ポート１５３へ進んでＣＣＷ反射検出器１１９に入射する。
[29] 伝送ポート１５１において出力されるＣＷ光ビームの共振ピークのライン形状は、一般に、反射ポート１５４から出力されるＣＷ光ビームの共振ディップのライン形状よりも著しく良好な対称性を有する。同様に、伝送ポート１５２において出力されるＣＣＷ光ビームの共振ピークのライン形状は、反射ポート１５３から出力されるＣＣＷ光ビームの共振ディップのライン形状よりも著しく良好な対称性を有する。ＣＷ伝送検出器１１５とＣＣＷ伝送検出器１１６におけるジャイロ共振器１５０の共振ピークに対して操作を行うことは、より優れたバイアス特性を与えるが、変調周波数の選択範囲を限定する。
[30] ＣＷ伝送検出器１１５は、電圧信号をバイアス補正回路２０４とＦＳＲ検出サーボ回路２０２へ出力する。バイアス補正回路２０４とＦＳＲ検出サーボ回路２０２は、本明細書においてそれぞれ「第１バイアス補正回路２０４」及び「第１ＦＳＲ検出サーボ回路２０２」とも称される。ＣＣＷ伝送検出器１１６は、電圧信号をバイアス補正回路２５４とＦＳＲ検出サーボ回路２５２へ出力する。バイアス補正回路２５４とＦＳＲ検出サーボ回路２５２は、本明細書において「第２バイアス補正回路２５４」及び「第２ＦＳＲ検出サーボ回路２５２」とも称される。
[31] バイアス補正回路２０４からの出力は、ＣＷ ＰＤＨサーボ回路２０６へ送られる。バイアス補正回路２５４からの出力は、ＣＣＷ ＰＤＨサーボ回路２５６へ送られる。
[32] 第１ＦＳＲ検出サーボ回路２０２からの出力は、ＣＷ ＰＤＨ変調発生器１０２へ送られる。第２ＦＳＲ検出サーボ回路２５２からの出力は、ＣＣＷ ＰＤＨ変調発生器１０１へ送られる。
[33] ＣＣＷ ＰＤＨサーボ回路２５６からの低速出力は、ＣＣＷレーザ１０５へ送られ、ＣＣＷ ＰＤＨサーボ回路２５６からの高速出力は、ＣＣＷ光ビーム１２５の経路にある位相変調器１１１へ送られる。同様に、ＣＷ ＰＤＨサーボ回路２０６からの低速出力は、ＣＷレーザ１０６へ送られ、ＣＷ ＰＤＨサーボ回路２０６からの高速出力は、ＣＷ光ビーム１２６の経路にある位相変調器１１２へ送られる。
[34] この実施態様では、利用されるこの種のレーザは、所要のループ帯域幅を持った共振器へのレーザロックを支援するのに十分高速な光周波数チューニングを有しないものと想定される。したがって、フィードバック制御は、２つのチャンネルに分割される。即ち、レーザ１０５又は１０６へ進む、直流を含むレーザのチューニング帯域幅内の周波数にレーザ周波数を制御するための低速チャンネルと、超高周波数帯域幅を有するが直流では利得を有しないニオブ酸リチウムの位相変調器１１２へ進む、高速チャンネルである。低速チャンネルの利得は、超低周波数において高いのに対し、高速ループの利得は、それよりずっと高い周波数において高い。この実施態様のある実装では、レーザ１０５及び１０６は、ＰＤＨループ帯域幅全体をサポートすることが可能な超高周波数のチューニング帯域幅を有する。この実施態様に対しては、レーザへのフィードバックチャンネルが１つだけ必要とされる。例えば、ある実施態様では、レーザフィードバックのための良好な振幅の信号は、直流から２０ｋＨｚの入力周波数レンジにあり、位相変調器のための良好な振幅の信号の入力周波数レンジは、１ｋＨｚから１０ＭＨｚのレンジにあることがある。この場合、レーザと位相変調器へのフィードバック信号の周波数成分にはいくらかの重なりがあり、その結果、直流から１０ＭＨｚまでフィードバックループには低利得の領域が存在しない。
[35] 図１に示されるように、光検出器１２０及び１２１が、それぞれ光タップ１２２−１及び１２２−３を介してＣＷレーザ１０６とＣＣＷレーザ１０５からの光パワーを受け取るように結合される。光検出器１２０及び１２１からの出力は、周波数カウンタ１３０へ入力される。回転速度を測定するために、レーザ１０５と１０６の光周波数の差が極めて高い分解能及び精度で知られていなければならない。結合器１２２−２は、レーザ１０５及び１０６からのそれぞれのレーザビーム１２５と１２６の一部分を混合し、レーザビーム１２５と１２６は、検出器１２０と１２１において干渉する。この干渉は、２つのレーザ１０５と１０６の周波数差においてビートを生じさせる。検出器１２０及び１２１は、この光学ビートを周波数カウンタ１２０へ進む電気信号に変換し、周波数カウンタ１２０は、ビートの周波数、したがって２つのレーザの周波数差を測定する。検出器１２０又は１２１のいずれかからの電気信号が、レーザの差周波数を測定するのに用いられることが可能である。しかしながら、検出器１２０と１２１の両方が、レーザ１０５又は１０６のどちらがより高い周波数を有するかを判定するのに必要とされる。この判定は、検出器１２０と１２１からのビート信号間の位相関係を観測することによって行われる。
[36] 図２は、本発明による、図１のＲＦＯＧにおける自由スペクトル領域検出サーボ回路２０２及び２５２の一実施態様のブロック図である。ＦＳＲ検出サーボ回路２０２及び２５２は、それぞれ、アナログデジタル変換器（ＡＤＣ）４１０、第１デジタルミキサ４２１、第２デジタルミキサ４２２、累算器（サーボ）４３０、レジスタ４４０、加算器４３５、減算器４３６、クロック４４５、スイッチ４５０、及び２ｘ乗算器４５１を含む。第１デジタルミキサ４２１は、本明細書において「第１ミキサ４２１」又は「第１復調器４２１」とも称される。第２デジタルミキサ４２２は、本明細書において「第２ミキサ４２２」又は「第２復調器４２２」とも称される。
[37] ＦＳＲ検出サーボ回路２０２において、ＡＤＣ４１０は、ＣＷ伝送検出器１１５からの電圧信号を入力する。ＡＤＣ４１０からの出力は、第１デジタルミキサ４２１へ送られて、ＣＷ ＰＤＨ変調発生器１０２によって出力された変調周波数の２倍（スイッチ４５０の切り換え状態に依存して２ｆｍｏｄ＋又は２ｆｍｏｄ−のいずれか）で発生した信号と混合される。第１デジタルミキサ４２１の出力は、第２デジタルミキサ４２２へ入力されて、クロック４４５から入力される切り換え周波数ｆＦＭで発生したクロック信号と混合される。クロック４４５は、切り換え周波数ｆＦＭを制御し、この切り換え周波数で、スイッチ４５０は、以下でより詳細に説明されるようにｆｍｏｄ＋とｆｍｏｄ−の間で変調を切り換える。この周期的な切り換えは、変調の不完全性に起因する誤差を相殺する。ジャイロスコープ共振器のＦＳＲは、以下で詳細に説明されるように、この周期的な切り換えに基づいて検知される。クロック４４５からのクロック信号は、バイアス補正回路２０４へも出力される。
[38] 第２ミキサ４２２からの出力は、累算器４３０へ送られる。累算器４３０は、信号（Ａ）を加算器４３５と減算器４３６へ出力する。平均の変調周波数が自由スペクトル領域に等しい場合、デジタルミキサ４２２の平均出力はゼロであり、累算器４３０の平均出力は自由スペクトル領域に比例する。レジスタ４４０は、周波数Δｆに比例するデジタル値を持つデジタル信号（Ｂ）を加算器４３５と減算器４３６へ出力する。周波数ｆＦＳＲ＋Δｆに比例する和信号（Ａ＋Ｂ＝Ｃ）が、加算器４３５からスイッチ４５０へ出力され、ｆＦＳＲ−Δｆに比例する差信号（Ａ−Ｂ＝Ｄ）が、減算器４３６からスイッチ４５０へ出力される。スイッチ４５０は、クロック４４５によって設定された周波数ｆＦＭで切り換わり、和信号Ｃ又は差信号Ｄのいずれかを交互に出力する。スイッチ４５０からの出力は、２つのデジタル信号に分割される。第１の信号は、（スイッチ４５０の状態に依存して）周波数ｆｍｏｄ＋＝ｆＦＳＲ＋Δｆ又はｆｍｏｄ−＝ｆＦＳＲ−Δｆに比例する値を表すＣＷ ＰＤＨ変調発生器１０２へのデジタル出力データである。第２の信号は、（スイッチ４５０の状態に依存して）周波数２ｆｍｏｄ＋＝２ｆＦＳＲ＋２Δｆ又は２ｆｍｏｄ−＝２ｆＦＳＲ−２Δｆに比例する値を表すＣＷ ＰＤＨ変調発生器１０２へのデジタル出力データである。
[39] ＦＳＲ検出サーボ回路２５２において、ＡＤＣ４１０は、ＣＣＷ伝送検出器１１６からの電圧信号を入力する。ＡＤＣ４１０からの出力は、第１デジタルミキサ４２１へ送られて、ＰＤＨ変調周波数の２倍で発生した信号と混合される。第１ミキサ４２１の出力は、第２ミキサ４２２へ入力されて、クロック４４５からのクロック信号と混合される。クロック４４５は、上述されたように切り換え周波数を制御する。第２ミキサ４２２からの出力は、累算器４３０へ送られる。累算器４３０は、信号（Ａ）を加算器４３５と減算器４３６へ出力し、加算器４３５と減算器４３６は、上述されたように機能する。スイッチ４５０からの出力は、（上述されたように）第１と第２のデジタル信号に分割され、それらはＣＣＷ ＰＤＨ変調発生器１０１へ出力される。
[40] 第１及び第２復調器４２１、４２２は、デジタル乗算器である。第２復調器４２２の出力は、サーボとして動作する累算器４３０によって累算される（近似的な積分）。第２復調器４２２の出力は、自由スペクトル領域（ＦＳＲ）からの偏差に対応するデジタル値である。累算器４３０は、第２復調器の出力を平均ゼロに維持するようにＰＤＨ変調周波数を制御する。累算器４３０の出力は、ＦＳＲに対応するデジタル値である。累算器４３０の出力は、加算器４３５と減算器４３６の両方へ進み、そこで、微小な一定の周波数シフト（Δｆ）に対応するデジタル値に加算されるか、又はそのデジタル値から減算される。この実施態様のある実装では、当該微小な一定の周波数シフト（Δｆ）は、ジャイロ共振器の共振ピークの線幅の半分にほぼ等しい。この実施態様の別の実装では、当該微小な一定の周波数シフト（Δｆ）は、ジャイロ共振器の共振ピークの線幅の半分よりも小さい。デジタル値Δｆは、ＲＦＯＧ１０が最初に製造される時にメモリ装置（レジスタ４４０）にプログラムされる。ｆＦＭのクロック４４５は、デジタル回路によって形成される。この実施態様のある実装では、クロックは、ダイレクトデジタルシンセサイザ（ＤＤＳ）によって形成される。ｆＦＭのクロック４４５は、加算器４３５又は減算器４３６のいずれかからの切り換わる出力を有するスイッチ４５０を制御する。したがって、スイッチ４５０の出力は、ＦＳＲプラスΔｆ（即ちｆ＝ｆＦＳＲ＋Δｆ）又はＦＳＲマイナスΔｆ（即ちｆ＝ｆＦＳＲ−Δｆ）のいずれかのＰＤＨ変調周波数を表すデジタル値である。ＰＤＨ変調は、光キャリアの周りに１次の上側側波帯と下側側波帯を発生させる。「キャリア」、「レーザキャリア」、及び「キャリア周波数」という用語は、本明細書において相互交換可能に用いられる。スイッチ４５０の状態に依存して、上側変調側波帯と下側変調側波帯は、ＦＳＲプラスΔｆか又はＦＳＲマイナスΔｆだけキャリアから離れている。
[41] スイッチ出力は、乗算器４５１へも送られ、乗算器４５１は、スイッチ出力に整数２を乗じる。これは、デジタル値のビットを１レベル高い方に移動させるレベルシフトによって簡単に行われることが可能である。ＦＳＲ検出サーボ回路２０２及び２５２から出力されるデジタル値は、それぞれＰＤＨ変調発生器１０２及び１０１へ進む。
[42] 図３は、本発明による、図１のＲＦＯＧ１０におけるＰｏｕｎｄ−Ｄｒｅｖｅｒ−Ｈａｌｌ（ＰＤＨ）変調発生器１０１及び１０２の一実施態様のブロック図である。ＰＤＨ変調発生器１０１及び１０２のそれぞれは、クロック３１０（発振器３１０）、第１及び第２ダイレクトデジタルシンセサイザ（ＤＤＳ）３１１及び３１２、第１及び第２信号調整モジュール３２１及び３２２、並びに、第１及び第２比較器３２５及び３２６を含む。ＰＤＨ変調発生器１０２の動作がこれより説明される。
[43] ＦＳＲ検出サーボ回路２０２からの出力が、ＣＷ ＰＤＨ変調発生器１０２へ入力される。周波数ｆｍｏｄ±は、本明細書において「ＰＤＨ変調周波数」又は「変調周波数」と称される。ＦＳＲ検出サーボ回路２０２から出力された周波数ｆｍｏｄ±＝ｆＦＳＲ±Δｆを表す第１デジタルデータが、ＣＷ ＰＤＨ変調発生器１０２の第１ＤＤＳ３１１において入力される。ＦＳＲ検出サーボ回路２０２から出力された周波数２ｆｍｏｄ±＝２ｆＦＳＲ±２Δｆを表す第２デジタルデータが、ＣＷ ＰＤＨ変調発生器１０２の第２ＤＤＳ３１２において入力される。第１及び第２ダイレクトデジタルシンセサイザ３１１及び３１２はそれぞれ、共通のクロック３１０からの信号を入力する。ＤＤＳ３１１とＤＤＳ３１２の両方に共通のクロック３１０を使用することによって、ＰＤＨ変調発生器１０２からの周波数出力は同期化され、固定の位相関係を有する。クロック３１０は、本明細書において「ダイレクトデジタルシンセサイザクロック３１０」とも称される。
[44] 第１ＤＤＳ３１１は、ＰＤＨ変調周波数（ｆｍｏｄ±）のアナログサイン波電圧を第１信号調整モジュール３２１へ出力する。第２ＤＤＳ３１２は、ＰＤＨ変調周波数の正確に２倍（２ｆｍｏｄ±）のデジタル基準信号を第２信号調整モジュール３２２へ出力する。信号調整３２１及び３２２は、ＤＤＳプロセスによって発生した不要信号を除去し（当業者に再構成フィルタリングとして知られる）、所望の振幅を得るように必要利得を与えるための、フィルタリングを提供する。ＣＷ ＰＤＨ変調発生器１０２の第１ポートからの信号調整３２１の出力は、ＰＤＨ変調を与える。ＣＷ ＰＤＨ変調発生器１０２の第１信号調整３２１は、周波数ｆｍｏｄ±＝ｆＦＳＲ±Δｆの信号を第１ポートを介してＣＷ位相変調器１１２へ送る。ＣＷ ＰＤＨ変調発生器１０２の第２信号調整３２２は、周波数２ｆｍｏｄ±＝２ｆＦＳＲ±２Δｆの信号を比較器３２６へ送り、ＰＤＨ変調周波数の２倍の復調用デジタル基準信号を供給する。
[45] 信号調整３２１の出力は、信号が比較器３２５へも進むように分割される。信号調整３２２の出力は、比較器３２６へ直接進む。
[46] 比較器３２５及び３２６は、第１及び第２信号調整モデル３２１及び３２２から入力されるサイン波を、デジタル信号処理のためのクロックとして用いられる矩形波に変換する。例えば、このクロックは、関連するＦＳＲ検出サーボ回路２０２と関連するバイアス補正回路２０４における復調器（ミキサ）へ進む基準信号として用いられることが可能である。第１比較器３２５からの出力は、図４Ａに示されるバイアス補正回路２０４によって使用されるＰＤＨ変調クロック（不図示）へ送られる。第２比較器３２６からの出力は、ＦＳＲ検出サーボ回路２０２によって使用される２ｘＰＤＨ変調クロック（不図示）へ送られる。ＰＤＨ変調発生器１０２は構成と機能においてＰＤＨ変調発生器１０１に類似しているため、ＣＣＷ ＰＤＨ変調発生器１０１は、同様に、関連する通信可能に結合されたＣＣＷ位相変調器１１１、第２ＦＳＲ検出サーボ回路２５２、及びバイアス補正回路２５４と共に動作する。
[47] この実施態様のある実装では、ＣＣＷ ＰＤＨ変調発生器１０１とＣＷ ＰＤＨ変調発生器１０２はそれぞれ、異なるΔｆを発生する。この場合、ＣＷ ＰＤＨ変調発生器１０２におけるΔｆは第１の増分（Δｆ１）であり、その結果、周波数ｆ１ｍｏｄ±＝ｆＦＳＲ±Δｆ１がＣＷ ＰＤＨ変調発生器１０２から出力される。同様に、ＣＣＷ ＰＤＨ変調発生器１０１におけるΔｆは第２の増分（Δｆ２）であり、その結果、周波数ｆ２ｍｏｄ±＝ｆＦＳＲ±Δｆ２がＣＣＷ ＰＤＨ変調発生器１０１から出力される。この実施態様の別の実装では、ＣＣＷ ＰＤＨ変調発生器１０１とＣＷ ＰＤＨ変調発生器１０２はそれぞれ、同じΔｆを発生する。
[48] 従来のシステムでは、レーザは、変調誤差を最小（例えば変調の不完全性が小さい）に維持するために高い精度で変調される。本明細書で説明されるこの技術は、レーザの変調が従来のシステムの高い精度を必要としないように、変調の不完全性に起因する誤差を相殺する。
[49] 図４Ａ及び４Ｂは、本発明による、図１のＲＦＯＧ１０におけるバイアス補正回路の実施態様のブロック図である。図４Ａは、ＲＦＯＧ１０におけるバイアス補正回路２０４及び２５４のブロック図である。バイアス補正回路２０４及び２５４は、それぞれジャイロ共振器（図１）の伝送ポート１５１及び１５２からの光を検出する。バイアス補正回路２０４及び２５４のそれぞれは、アナログデジタル変換器（ＡＤＣ）４０５、第１デジタルミキサ４１１、第２デジタルミキサ４１２、累算器（サーボ）４６０、及びデジタルアナログ変換器（ＤＡＣ）４７０を含む。
[50] バイアス補正回路２０４の動作がこれより説明される。ＣＷ伝送検出器１１５から出力された電圧信号が、ＡＤＣ４０５へ入力される。ＡＤＣ４０５からの出力は、第１デジタルミキサ４１１へ入力されて、変調周波数ｆｍｏｄの基準信号と混合される。第１デジタルミキサ４１１からの出力は、第２デジタルミキサ４１２へ入力されて、周波数ｆＦＭで発生したＦＳＲ検出サーボ回路２０２（図２）のクロック４４５からのクロック信号と混合される。第２デジタルミキサ４１２からの出力は、累算器４６０へ入力される。累算器４６０からの出力は、ＤＡＣ４７０へ入力される。ＤＡＣ４７０からの出力は、通信可能に結合されたＣＷ ＰＤＨサーボ回路２０６へ入力される。
[51] 第２デジタルミキサ４１２の出力は、ＰＤＨサーボ回路２０６及び２５６におけるバイアス誤差を表すデジタル値である。このバイアス誤差は、ジャイロ共振器１５０の共振周波数を検出する際の誤差であり、回転速度のバイアス誤差として現れる。バイアス誤差は、強度変調、ＰＤＨ変調の第２次高調波歪み、ＰＤＨサーボのオフセット誤差などの、数多くの発生源に起因し得る。累算器４６０は、第２デジタルミキサ４１２の出力を平均ゼロに維持し、これによりバイアス誤差が平均ゼロに制御されるように、ＰＤＨループのロック設定点を制御する。累算器４６０の出力は、ＤＡＣ４７０によってアナログ電圧に変換される。
[52] バイアス補正回路２５４は構成と機能においてバイアス補正回路２０４に類似しているため、バイアス補正回路２５４は、関連する通信可能に結合されたＣＣＷ光検出器１１６及びＣＣＷ ＰＤＨサーボ回路２５６と共に同様に動作する。
[53] 図４Ｂは、バイアス補正回路２５４’及び２０４’のブロック図である。バイアス補正回路２５４’及び２０４’の構成は、平均化フィルタ４７５が第２デジタルミキサ４１２からの信号を入力し、累算器サーボ４６０へ信号を出力する点において、バイアス補正回路２５４及び２０４と異なる。平均化フィルタ４７５は、強度変調の誤差信号（又は他の誤差信号）を除去する。バイアス補正回路２５４’及び２０４’の機能は、上述されたバイアス補正回路２５４及び２０４に類似している。この実施態様のある実装では、バイアス補正回路２５４’及び２０４’は、ＲＦＯＧ１０（図１）におけるバイアス補正回路２５４及び２０４に置き換わる。
[54] 図５Ａは、本発明による、図１のＲＦＯＧ１０における伝送検出器１１５及び１１６から出力された電圧信号を示す。この電圧信号は、本明細書において「共振器信号」とも称される。検討の目的のため、信号は、時間に対してプロットされた２つの信号５００（破線）と５０５（実線）に分解される。信号５００は、不完全な位相変調の副産物である不要な強度変調に起因する、伝送検出器１１５及び１１６から出力された信号を表す。信号５０５は、キャリア周波数がジャイロ共振器１５０の共振から僅かに外れている場合におけるＰＤＨ変調周波数の理想的な共振器信号を表す。信号５０５は、レーザキャリアが共振から僅かに外れている場合に非ゼロの振幅を有し、レーザキャリアが共振にぴったり合っている場合にゼロの振幅を有する。信号５０５の振幅におけるヌルを検出することが、レーザをジャイロ共振器１５０の共振周波数に精度良くロックし、回転を精度良く測定する鍵である。変調周波数を（ｆｍｏｄ＋とｆｍｏｄ−の間で）切り換えない場合、強度変調信号５００と理想的な共振器信号５０５を区別することができない。しかしながら、ＰＤＨ変調周波数をｆｍｏｄ＋＝ｆＦＳＲ＋Δｆとｆｍｏｄ−＝ｆＦＳＲ−Δｆの間で切り換えることによって、ジャイロ共振器１５０から出力された電圧信号５０５の位相（振幅ではなく）が、変調基準に対して同位相の状態から１８０度位相の異なる状態へと切り換わる。簡略化のため、図５Ａは、信号５０５の周期毎に位相が切り換わる電圧信号５０５を示す。実際には、位相の切り換わりは、信号５０５の非常に数多くの周期の間に生じるであろう。
[55] 図５Ｂは、本発明による、図４Ａ及び４Ｂのバイアス補正回路における第２デジタルミキサ４１２から出力された電圧信号を示す。再び、２回復調された信号が、２つの異なる信号に分解される。信号５１５は、強度変調に起因する２回復調された信号であり、常に平均ゼロを有する。累算器４６０（図４Ａ及び４Ｂ）は、強度変調に起因する矩形波を取り除く。信号５１０は、レーザ周波数が共振から僅かに外れている場合における２回復調された共振器信号であり、この例ではゼロよりも大きい。強度変調に起因するいかなるバイアス誤差も、ｆｍｏｄ＋とｆｍｏｄ−に対して同じであり、相殺される。強度変調の誤差は、様々な方法、例えば、整数個のＦＭサイクルにわたって平均化すること、又は第２復調器の出力をローパスフィルタに通すことなどによって、除去される。矩形波が取り除かれると、回転を示す情報を持った共振器信号が得られる。
[56] 図６Ａ及び６Ｃは、本発明による、共振ピークに関する光信号の周波数、振幅、及び位相を表現する例示的なベクトル矢を示す。図６Ｂ及び６Ｄは、本発明による、自由スペクトル領域を測定するための図６Ａ及び６Ｃの各光信号に関連した変調器出力信号を示す。図７Ａ−７Ｂは、本発明による、共振ピークに関する光信号の周波数、振幅、及び位相を表現する例示的なベクトル矢を示す。図６Ａ、６Ｃ、７Ａ、及び７Ｂでは、平均の変調周波数ｆＦＳＲを有するジャイロ共振器１５０の共振ピークがピーク６００、６０１、及び６０２として示される。図６Ａ、６Ｃ、及び７Ａでは、キャリア周波数は、共振ピーク６００において符号７００を付された矢印によって示される。キャリア周波数７００の（下方シフトされた周波数の）１次の下側側波帯は、共振ピーク６００より下の１次共振ピーク６０１における矢印７０１及び７０１’によって示される。キャリア周波数７００の（上方シフトされた周波数の）１次の上側側波帯は、共振ピーク６００より上の１次共振ピーク６０２における矢印７０２及び７０２’によって示される。矢印の方向（上向き又は下向き）は、光信号の０度又は１８０度の位相のいずれかを表す。
[57] 図７Ｂでは、キャリア周波数は、共振ピーク６００において符号７５０を付された矢印によって示される。キャリア周波数７５０の（下方シフトされた周波数の）１次の下側側波帯は、共振ピーク６００より下の１次共振ピーク６０１における矢印７５１及び７５１’によって示される。キャリア周波数７５０の（上方シフトされた周波数の）１次の上側側波帯は、共振ピーク６００より上の１次共振ピーク６０２における矢印７５２及び７５２’によって示される。
[58] 図６Ａ−６Ｄは、どのようにして図１のＲＦＯＧ１０がジャイロ共振器１５０のＦＳＲを測定する方法を提供するかを示す。図６Ａでは、平均の変調周波数は、共振器のＦＳＲに等しい。図６Ａでは、ｆｍｏｄ−の周波数変調に対する上側側波帯７０２と下側側波帯７０１間のビートは、曲線矢印６５０によって示される。よって、平均の変調周波数が共振器のＦＳＲに等しく且つ周波数変調がｆｍｏｄ−である場合における、上側側波帯７０２と下側側波帯７０１間のビートは、本明細書においてビート６５０と称される。図６Ａでは、ｆｍｏｄ＋の周波数変調に対する上側側波帯７０２’と下側側波帯７０１’間のビートは、曲線矢印６５０’によって示される。よって、平均の変調周波数が共振器のＦＳＲに等しく且つ周波数変調がｆｍｏｄ＋である場合における、上側側波帯７０２’と下側側波帯７０１’間のビートは、本明細書においてビート６５０’と称される。「ビート」、「ビート音」、及び「ビート信号」という用語は、本明細書において相互交換可能に用いられる。
[59] 図６Ｂでは、２ｆｍｏｄ＋のビート６５０’（図６Ａ）に対する（図１の伝送検出器１１５からの）検出器出力信号が、信号６８０（実線）として示される。図６Ｂでは、２ｆｍｏｄ−のビート６５０（図６Ａ）に対する（図１の伝送検出器１１５からの）検出器出力信号が、信号６８１（破線）として示される。平均の変調周波数が共振器のＦＳＲに等しい場合、ビート信号６８０と６８１の振幅は等しい。よって、２ｆ復調器（即ち、図２のＦＳＲ検出サーボ回路における第２ミキサ４２２）からの平均出力である２回復調された検出器信号は、ゼロである。
[60] 図６Ｃでは、平均の変調周波数は、共振器のＦＳＲよりも僅かに小さいｆＦＳＲ−δｆである。上側側波帯７０２及び下側側波帯７０１は、上側側波帯７０２’及び下側側波帯７０１’よりも、共振の中心から更に離れている。平均の変調周波数が共振器のＦＳＲよりも僅かに小さく（例えばｆＦＳＲ−δｆ）且つ周波数変調がｆｍｏｄ−である場合における、上側側波帯７０２と下側側波帯７０１間のビートは、本明細書においてビート６５５と称される。平均の変調周波数が共振器のＦＳＲよりも僅かに小さく（例えばｆＦＳＲ−δｆ）且つ周波数変調がｆｍｏｄ＋である場合における、上側側波帯７０２’と下側側波帯７０１’間のビートは、本明細書においてビート６５５’と称される。
[61] 図６Ｄでは、２ｆｍｏｄ＋のビート６５５’（図６Ｃ）に対する（図１の伝送検出器からの）検出器出力信号が、信号６８５（実線）として示される。図６Ｄでは、２ｆｍｏｄ−のビート６５５（図６Ｃ）に対する（図１の伝送検出器からの）検出器出力信号が、信号６８６（破線）として示される。信号６８５と６８６の振幅は、側波帯のδｆ分のシフトに起因して等しくない。よって、２ｆ復調器（即ち、図２のＦＳＲ検出サーボ回路における第２ミキサ４２２）からの出力である２回復調された検出器信号は、ゼロではなく、このことは、平均の変調周波数がジャイロ共振器１５０（図１）の自由スペクトル領域から外れていることを示す。
[62] 図７Ａ及び７Ｂは、どのようにして図１のＲＦＯＧ１０がかなりのバイアス誤差を取り除く方法を提供するかを示す。図７Ａは、変調周波数ｆｍｏｄ＋とｆｍｏｄ−の両方に対して、どのようにしてヌルの共振器信号が共振条件にあるキャリア７００を示すかを表す。図７Ａは、共振にぴったり合っているキャリア７００と、ＰＤＨ変調周波数がｆｍｏｄ＋である場合における（それぞれ下方シフトされた周波数と上方シフトされた周波数の）変調側波帯７０１’及び７０２’と、ＰＤＨ変調周波数がｆｍｏｄ−である場合における（それぞれ下方シフトされた周波数と上方シフトされた周波数の）変調側波帯７０１及び７０２とを示す。
[63] キャリア７００が共振にぴったり合っていて且つ変調周波数がｆｍｏｄ＋である場合、キャリア７００と下側側波帯７０１’間のビートは、曲線矢印６７０’によって示され、キャリア７００と上側側波帯７０２’間のビートは、曲線矢印６７１’によって示される。よって、キャリア７００が共振にぴったり合っている場合における、下側側波帯７０１’とキャリア７００間のビートは、本明細書においてビート６７０’と称される。同様に、キャリア７００が共振にぴったり合っている場合における、上側側波帯７０２’とキャリア７００間のビートは、本明細書においてビート６７１’と称される。キャリア７００が共振にぴったり合っていて且つ変調周波数がｆｍｏｄ＋である場合、２つのビート信号６７０’と６７１’の振幅は正確に等しいが、それらの相対的な位相は１８０度であり、したがって、当該２つのビート信号６７０’と６７１’は相殺してヌル信号を与える。このヌル信号は、レーザキャリア７００が共振にぴったり合っていることの正確な指標である。
[64] キャリア７００が共振にぴったり合っていて且つ変調周波数がｆｍｏｄ−である場合、状況は同じに見える。キャリア７００と下側側波帯７０１間のビートは、曲線矢印６７０によって示され、キャリア７００と上側側波帯７０２間のビートは、曲線矢印６７１によって示される。よって、キャリア７００が共振にぴったり合っている場合における、下側側波帯７０１とキャリア７００間のビートは、本明細書においてビート６７０と称される。同様に、キャリア７００が共振にぴったり合っている場合における、上側側波帯７０２とキャリア７００間のビートは、本明細書においてビート６７１と称される。キャリア７００が共振にぴったり合っていて且つ変調周波数がｆｍｏｄ−である場合、２つのビート信号６７０と６７１の振幅は正確に等しいが、それらの相対的な位相は１８０度であり、したがって、当該２つのビート信号６７０と６７１は相殺してヌル信号を与える。このヌル信号は、レーザキャリア７００が共振にぴったり合っていることの正確な指標である。
[65] 図７Ｂは、ＰＤＨ変調周波数をｆｍｏｄ＋とｆｍｏｄ−から切り換えることによって、レーザキャリア７００が共振から外れている場合を検出するのに用いられる信号が、どのように変調されるかを示す。共振検出信号の変調は、真の共振検出信号と、ＰＤＨ変調周波数の切り換えによって変調されない任意の誤差とを識別する方法を提供する。図７Ｂでは、レーザキャリア７５０がΔｆｄだけ僅かに共振から外れていて、ベクトル矢７５０によって概略的に表されたキャリア周波数は、共振ピーク６００のピークからΔｆｄだけオフセットしている。これにより、（下方シフトされた周波数の）下側側波帯周波数７５１’及び７５１と（上方シフトされた周波数の）上側側波帯周波数７５２’及び７５２が、それぞれ共振ピーク６０１と６０２の中で＋Δｆｄだけシフトすることになる。ＰＤＨ変調周波数がｆＦＳＲ＋Δｆである場合、下側側波帯７５１’は、上側側波帯７５２’よりも共振ピークに近い位置にあり、したがって、共振器を通過後に上側側波帯７５２’よりも大きい振幅を有する。上側側波帯７５２’は、共振ピークからより離れた位置にある。
[66] ＰＤＨ変調周波数がｆｍｏｄ＋である場合、下側側波帯７５１’とキャリア７５０間のビート信号は、曲線矢印６７５’によって示され、上側側波帯７５２’とキャリア７５０間のビート信号は、曲線矢印６７６’によって示される。よって、レーザキャリア７５０がΔｆｄだけ僅かに共振から外れていて且つＰＤＨ変調周波数がｆｍｏｄ＋である場合における、下側側波帯７５１’とキャリア７５０間のビートは、本明細書においてビート６７５’と称される。同様に、レーザキャリア７５０がΔｆｄだけ僅かに共振から外れていて且つＰＤＨ変調周波数がｆｍｏｄ＋である場合における、上側側波帯７５２’とキャリア７５０間のビートは、本明細書においてビート６７６’と称される。
[67] レーザキャリア７５０が（例えば＋Δｆｄだけ）僅かに共振から外れていて且つＰＤＨ変調周波数がｆｍｏｄ＋（即ちｆＦＳＲ＋Δｆ）である場合、ビート信号６７５’の振幅は、ビート信号６７６’の振幅よりも大きい。２つのビート信号６７５’と６７６’は反対の符号を有しているけれども、それらは同じ振幅を有しておらず、したがって、互いに相殺し合わず、それらは、一緒になって非ゼロの振幅を持った結果信号を生じさせる。この結果信号は、レーザキャリア７５０が僅かに共振から外れていることを示す。
[68] ＰＤＨ変調周波数がｆｍｏｄ−（即ちｆＦＳＲ−Δｆ）である場合に関して状況は同様であるが、レーザキャリアが僅かに共振から外れていることを示す結果信号は、ｆｍｏｄ＋の場合における結果信号とは反対の符号を有する。下側側波帯７５１は、今度は上側側波帯７５２よりも共振ピークから離れた位置にあり、したがって、共振器を通過後に上側側波帯７５２よりも小さい振幅を有する。上側側波帯７５２は、今度は共振ピークにより近い位置にある。
[69] 下側側波帯７５１とキャリア７５０間のビート信号は、曲線矢印６７５によって示され、上側側波帯７５２とキャリア７５０間のビート信号は、曲線矢印６７６によって示される。よって、レーザキャリア７５０がΔｆｄだけ僅かに共振から外れていて且つＰＤＨ変調周波数がｆｍｏｄ−である場合における、下側側波帯７５１とキャリア７５０間のビートは、本明細書においてビート６７５と称される。同様に、レーザキャリア７５０がΔｆｄだけ僅かに共振から外れていて且つＰＤＨ変調周波数がｆｍｏｄ−である場合における、上側側波帯７５２とキャリア７５０間のビートは、本明細書においてビート６７６と称される。２つのビート信号６７５と６７６は反対の符号を有しているけれども、それらは同じ振幅を有しておらず、したがって、互いに相殺し合わず、一緒になって非ゼロの振幅を持った結果信号を生じさせる。この結果信号は、レーザが僅かに共振から外れていることを示す。
[70] しかしながら、ＰＤＨ変調がｆｍｏｄ−である場合にレーザキャリア７５０が僅かに共振から外れていることを示す信号は、ＰＤＨ変調がｆｍｏｄ＋である場合にレーザキャリアが僅かに共振から外れていることを示す信号の符号に対して反対である。ＰＤＨ変調周波数がある切り換え周波数（ＦＭ）でｆｍｏｄ＋とｆｍｏｄ−の間で周期的に切り換わる場合、レーザキャリア７５０が僅かに共振から外れている場合を示す信号の符号は、当該切り換え周波数（ＦＭ）で変調される。この共振検出信号の符号の切り換わりは、真の共振検出信号と、当該切り換わりによって変調を受けない任意の不要な誤差とを識別する方法を提供する。
[71] ＦＳＲを測定するために、ＦＳＲ検出サーボ回路２０２及び２５２の第１復調器４２１は、変調周波数の２倍で復調を行っている。ＣＷレーザ１０６からの光ビーム１２６は、第１時間期間（例えばΔＴ１＝５秒）にｆｍｏｄ＋で変調され、次いで５秒後に、ＣＷレーザ１０６は、次の第２時間期間（例えばΔＴ２＝５秒）にｆｍｏｄ−で変調され、次いで、ＣＷレーザ１０６は、第３時間期間（例えばΔＴ３＝５秒）にｆｍｏｄ＋で変調される。ＲＦＯＧ１０は、上側側波帯と下側側波帯間のビートを検出する。このビートは、側波帯が２×ＦＳＲだけ分離しているため、ｆＦＳＲ±Δｆの変調周波数の２倍で生じる。もしジャイロ共振器１５０のＦＳＲが時間ΔＴの間に変化したなら、スイッチ４５０（図２）が状態を切り換える時に、ＰＤＨ変調周波数の２倍の信号の振幅が変化する。このようにして、ＲＦＯＧ１０は、ジャイロ共振器１５０のＦＳＲの変化を検出する。
[72] もしＣＷ経路とＣＣＷ経路の両方が変調されるなら、その場合は、同時に、ＣＣＷレーザ１０５からの光ビーム１２５は、第１時間期間（例えばΔＴ１＝５秒）にｆｍｏｄ−で変調され、次いで５秒後に、ＣＣＷレーザ１０５は、第２時間期間（例えばΔＴ２＝５秒）にｆｍｏｄ＋で変調され、次いで、ＣＣＷレーザ１０５は、ある時間期間（例えばΔＴ３＝５秒）にｆｍｏｄ−で変調される。
[73] 再び図６Ｄを参照すると、ＰＤＨ変調周波数の２倍の信号（即ち信号６８５及び６８６）が、ビート周波数の振幅を測定するためにＦＳＲ検出サーボ回路２０２及び２５２（図２）の第１復調器４２１を通される。第１復調器４２１の出力は、高い値から低い値へシフトする。このシフトは、光ビームにおける変調周波数が切り換えられるのと同時に発生する。
[74] ＦＳＲ検出サーボ回路２０２及び２５２（図２）の第２復調器４２２は、切り換え周波数ｆＦＭで復調を行う。よって、第２復調器４２２は、ＦＳＲからの偏差に比例した出力信号を供給する。第２復調器４２２からの出力は、平均の変調周波数がＦＳＲ又はＦＳＲの倍数である場合に、ゼロとなる。第２復調器４２２からの誤差信号は、累算器へと進み、累算器は、サーボとして動作して、平均の変調周波数をジャイロ共振器のＦＳＲに等しくなるように制御する。
[75] この実施態様のある実装では、ジャイロ共振器１５０のＦＳＲは１ＭＨｚであり、ｆｍｏｄ＋＝ｆＦＳＲ＋Δｆは１．１ＭＨｚであり、ｆｍｏｄ−＝ｆＦＳＲ−Δｆは０．９ＭＨｚである。
[76] ＲＦＯＧ１０は、２レーザのシステムにおける不完全性を取り除く。システム２０は、共振検出信号を変調する方法でＰＤＨ変調周波数を変調するが、変調の不完全性に関連するバイアス誤差を変調せず、したがって、所要の共振検出信号と不要なバイアス誤差とを識別する手段を提供する。共振検出信号の変調は、これより前に論じられた。以下の議論は、変調の不完全性（強度変調及び第２次高調波歪み）に起因するバイアス誤差が、ＰＤＨ変調周波数の変調によってどうして変調を受けないかということに焦点を当てる。
[77] 図８は、本発明による、共振ピークに関する光信号の周波数、振幅、及び位相を表現する例示的なベクトル矢を示す。光信号の周波数、振幅、及び位相は、意図されたＰＤＨ変調と、第２次高調波歪みに起因する不完全性によるものである。レーザキャリア７００は、共振ピーク６００の中心に位置し、キャリア７００の共振ピーク６００よりもＦＳＲ２つ分下の共振ピーク６０３に（変調プロセスの非線形性に起因する）２次の下側側波帯７０３、７０３’を有する。（変調プロセスの非線形性に起因する）レーザキャリア７００の２次の上側側波帯７０４及び７０４’は、キャリア７００の共振ピーク６００よりもＦＳＲ２つ分上の共振ピーク６０４にある。側波帯７０１’、７０２’、７０３’、及び７０４’は、ＰＤＨ変調周波数がｆＦＳＲ＋Δｆである場合に対応し、側波帯７０１、７０２、７０３、及び７０４は、ＰＤＨ変調周波数がｆＦＳＲ−Δｆである場合に対応する。レーザキャリア７００の周波数が共振にぴったり合っている場合、側波帯７０１’及び７０２’とレーザキャリア７００間のビート信号は、これより前に論じられたように、互いに相殺し合う。同様に、レーザキャリア７００の周波数が共振にぴったり合っている場合、側波帯７０１及び７０２とレーザキャリア７００間のビート信号は、互いに相殺し合う。ヌル信号が、レーザキャリア７００が共振にぴったり合っている場合を示す。
[78] しかしながら、第２次高調波歪みによって発生した側波帯は、レーザキャリアが共振にぴったり合っている場合に相殺しないビート信号を生じさせ、したがって、回転検知誤差をもたらす結果となる。（ビート８７０として概略的に表された）７０３’と７０１’間のビート信号は、（ビート８７１として概略的に表された）７０４’と７０２’間のビート信号と同じ符号を有し、したがって、相殺しない。同様に、７０３と７０１間のビート信号８７０は、７０４と７０２間のビート信号８７１と同じ符号を有し、したがって、それらは相殺しない。ＰＤＨ変調周波数ｆＦＳＲ＋ΔｆとｆＦＳＲ−Δｆのそれぞれに対して、第２次高調波歪みに由来するバイアス誤差が存在する。しかしながら、共振ピークが対称であり且つ平均のＰＤＨ変調周波数が共振器のＦＳＲである限り、それらバイアス誤差は同じ振幅を持ち、したがって、ＰＤＨ変調周波数を切り換えることによって変調されることはない。ジャイロ共振器のＦＳＲは温度又は他の環境変化と共に変化し得るので、ＦＳＲ検出サーボ回路によって平均のＰＤＨ変調周波数をＦＳＲに制御することは、第２次高調波歪み誤差の良好な除去を維持するのに重要である。共振器信号は、バイアス補正回路２０４及び２５４のＡＤＣ４０５によってデジタル化された後、第１デジタルミキサ４１１によって復調される（図４Ａ）。デジタルミキサ４１１の後の所要の共振検出信号は、切り換え周波数ｆＦＭで変調されるのに対して、第２次高調波歪みに起因する不要な信号は、デジタルミキサ４１１の後において一定即ち直流である。所要の共振検出信号は、第２デジタルミキサ４１２の後において直流へと復調されるのに対して、第２次高調波歪みに起因する不要な信号は、第２デジタルミキサ４１２の後において周波数が直流から切り換え周波数ｆＦＭへアップコンバートされる。切り換え周波数ｆＦＭは、バイアス誤差が容易にフィルタリングされ得る、即ち、取り除かれ得るように選ばれる。ＰＤＨ周波数変調によって生じる強度変調からの誤差は、当業者に理解可能であるとおり、同様に除去される。
[79] 図９は、本発明による、後方散乱からの干渉を防止するジャイロ共振器１５０の共振ピークに関するＣＷビームとＣＣＷビームについてのキャリア周波数及び側波帯周波数の周波数、振幅、並びに位相を表現する例示的なベクトル矢を示す。示されるように、ＣＷビーム１２６（図１）についてのキャリア周波数７６０の共振モードは、ＣＣＷビーム１２５（図１）についてのキャリア周波数７７０の共振モードからオフセットしている。具体的には、共振ピーク６００におけるＣＷビームのキャリア周波数７６０は、共振ピーク６０２におけるＣＣＷビームのキャリア周波数７７０からＦＳＲ１つ分だけオフセットしている。この例示的な場合において、ＣＷビームとＣＣＷビームの変調周波数は、両方とも２ｆＦＳＲに設定される。よって、共振ピーク６０３におけるＣＷビームの下側側波帯周波数７６１と共振ピーク６０４におけるＣＷビームの上側側波帯周波数７６２は、ＣＣＷビームの共振ピーク６０２におけるキャリア周波数７７０のところにはない。同様に、共振ピーク６０３におけるＣＷビームの下側側波帯周波数７６１と共振ピーク６０４におけるＣＷビームの上側側波帯周波数７６２は、共振ピーク６０１におけるＣＣＷビームの下側側波帯周波数７７１及び共振ピーク６０６におけるＣＣＷビームの上側側波帯周波数７７２のところにはない。
[80] 共振モードと周波数変調のこのような選択は、キャリア及び側波帯の周波数の重なりを回避する。よって、ＣＷビーム上の任意の後方反射とＣＣＷビームとの干渉、又はＣＣＷビーム上の任意の後方反射とＣＷビームとの干渉は、復調周波数から十分離れた周波数で発生し、したがって、容易に取り除かれることが可能である。ＣＷビームとＣＣＷビームのキャリア周波数及び側波帯周波数の重なりを回避するために、他の変調周波数が選ばれることが可能である。
[81] 本明細書において説明されたシステムの実施態様は、共振器の検知コイル自体によるフィルタリングを可能にする。この実施態様のある実装では、変調周波数はジャイロ共振器のＦＳＲの１０倍である。その場合、１０ｆＦＳＲよりも小さい周波数におけるいかなるＲＩＮ雑音及びレーザ位相雑音も、検知コイルのフィルタリング効果によって弱められる。
[82] 商業的製品に対しては、これは１０ｆＦＳＲ＝５０ＭＨｚとなるであろう。ニオブ酸リチウム（ＬｉＮｂＯ３）位相変調器は、そのような高周波で動作する能力を有している。しかしながら、これらの種類の位相変調器は、商業的用途にとっては高価である。もし低コストで高帯域幅の位相変調器が開発されなければ、商業的用途のための好ましい実施態様は、位相変調器を用いないことである。位相変調器は、ＰＤＨ変調をレーザに適用することによって不要とされることが可能である。この実施態様の別の実装では、レーザ周波数の側波帯は、レーザ周波数を直接的に変調することによって、例えば、半導体レーザの注入電流又はレーザ発振キャビティ内の電気光学素子を変調することによって、発生する。
[83] 図１０は、本発明による、共振周波数及び自由スペクトル領域を検出するための方法１０００の一実施態様のフロー図である。方法１０００は図１のＲＦＯＧ１０を参照して説明されるが、本方法は、本明細書において説明されたＲＦＯＧの他の実施態様に関して実施されることが可能である。
[84] ブロック１００２において、第１レーザ１０６（即ちＣＷレーザ１０６）が変調されて、上方シフトされた周波数と下方シフトされた周波数に第１側波帯を有する時計回りの光ビーム１２６を放射する。第１レーザの変調周波数は、ＦＳＲの第１の整数倍（例えばｆ１ｍｏｄ±＝ＮｆＦＳＲ）、又はＦＳＲの第１の整数倍プラス第１の増分（例えばｆ１ｍｏｄ±＝ＮｆＦＳＲ±Δｆ１）の一方である。
[85] ブロック１００４はオプションである。もしブロック１００４が実施されないなら、本文書を読んで理解した当業者には理解可能であるように、共振器ジャイロのＦＳＲは、ＣＷ光ビーム１２６の変調によって検出される。
[86] ブロック１００４において、第２レーザ１０５（即ちＣＣＷレーザ１０５）が同時に変調されて、上方シフトされた周波数と下方シフトされた周波数に第２側波帯を有する反時計回りの光ビーム１２５を放射する。第２レーザの変調周波数は、ＦＳＲの第２の整数倍（例えばｆ２ｍｏｄ±＝ＭｆＦＳＲ）、又はＦＳＲの第２の整数倍プラス第１レーザ１０６の第１の増分とは異なる第２の増分（例えばｆ２ｍｏｄ±＝ＭｆＦＳＲ±Δｆ２）の一方である（例えば、ＭはＮに等しくない）。この場合、ＣＣＷ ＰＤＨ変調発生器１０１とＣＷ ＰＤＨ変調発生器１０２はそれぞれ、異なるΔｆを発生させる。この実施態様の別の実装では、ＣＣＷ ＰＤＨ変調発生器１０１とＣＷ ＰＤＨ変調発生器１０２はそれぞれ、同じΔｆを発生させる。
[87] このようにして、ＲＦＯＧ１０は、時計回り（ＣＷ）のレーザ周波数と反時計回り（ＣＣＷ）のレーザ周波数をジャイロ検知共振器１５０の異なる縦モードにロックさせる（図１を参照）。第１レーザ１０６のキャリア周波数は、検知共振器１５０の第１ＣＷ縦モードにロックされる。第２レーザ１０５のキャリア周波数は、検知共振器１５０の第２ＣＣＷ縦モードにロックされる。第２ＣＣＷ縦モードは、ジャイロスコープ共振器１５０の自由スペクトル領域（即ちＭ−Ｎ）の少なくとも１つ（即ちＭ−Ｎ≧１）分だけ、第１ＣＷ縦モードからオフセットしている。
[88] Ｐｏｕｎｄ−Ｄｒｅｖｅｒ−Ｈａｌｌ変調サイン波が、ＣＷ（第１）Ｐｏｕｎｄ−Ｄｒｅｖｅｒ−Ｈａｌｌ変調発生器１０２の第１ポートから時計回り光ビーム１２６の経路中のＣＷ（第１）位相変調器１１２へ周波数変調ｆ１ｍｏｄ±で出力される。
[89] もしブロック１００４が実施されるなら、周波数変調ｆ２ｍｏｄ±のＰｏｕｎｄ−Ｄｒｅｖｅｒ−Ｈａｌｌ変調サイン波が、ＣＣＷ（第２）Ｐｏｕｎｄ−Ｄｒｅｖｅｒ−Ｈａｌｌ変調発生器１０１の第１ポートから反時計回り光ビーム１２５の経路中のＣＣＷ（第２）位相変調器１１１へ出力される。
[90] ブロック１００６において、時計回り光ビーム１２６が、ジャイロスコープ共振器１５０の時計回り入力ポート１５２に結合される。ブロック１００８において、反時計回り光ビーム１２５が、ジャイロスコープ共振器１５０の反時計回り入力ポート１５１に結合される。
[91] ブロック１０１０において、ＲＦＯＧ１０は、第１レーザ（ＣＷレーザ）１０６の変調周波数をｆｍｏｄ＋とｆｍｏｄ−の間で周期的に切り換える。ブロック１０１２において、ＲＦＯＧ１０は、第２レーザ（ＣＣＷレーザ）１０５の変調周波数をｆｍｏｄ＋とｆｍｏｄ−の間で周期的に切り換える。当該切り換えは、二重復調と組み合わされると、ジャイロスコープ共振器１５０のバイアス誤差を変調し、その一方で、回転情報は変化せず、また変調における不完全性に起因する誤差は相殺される。
[92] ＦＳＲ検出サーボ回路２０２及び２５２のスイッチ４５０の状態は、ｆｍｏｄ＋とｆｍｏｄ−から切り換わるように、和信号Ｃを出力する状態から差信号Ｄを出力する状態へと切り換えられる（図２を参照）。同様に、ＦＳＲ検出サーボ回路２０２及び２５２のスイッチ４５０の状態は、ｆｍｏｄ−とｆｍｏｄ＋から切り換わるように、差信号Ｄを出力する状態から和信号Ｃを出力する状態へと切り換えられる（図２を参照）。
[93] ブロック１０１４において、レーザの周波数変調又は位相変調がＣＷレーザ及びＣＣＷレーザの共振追従変調よりも低い周波数で変調されるため、ジャイロスコープ共振器１５０のＦＳＲが、上記切り換えに基づいて検知される。ジャイロスコープ共振器の回転速度が、同期検波法を用いて決定される。本明細書において説明されたように、変調の不完全性（強度変調及び第２次高調波歪み）に起因するバイアス誤差は、ＰＤＨ変調周波数における変調によって変調されず、したがって、取り除かれる。ＣＷ光ビームとＣＣＷ光ビームのＰＤＨ変調周波数ｆＦＳＲ＋Δｆ及びｆＦＳＲ−Δｆの両方に対して、第２次高調波歪みに由来するバイアス誤差が存在する。しかしながら、共振ピークが対称であり且つ平均のＰＤＨ変調周波数が共振器のＦＳＲである限り、それらバイアス誤差は同じ振幅を持ち、したがって、ＰＤＨ変調周波数を切り換えることによって変調されることはない。このようにして、ＲＦＯＧ１０は、所要の共振検出信号と不要なバイアス誤差とを識別する。
[94] 例示的実施態様
[95] 例１は、時計回り入力ポートと反時計回り入力ポートと自由スペクトル領域（ＦＳＲ）とを有するジャイロスコープ共振器と、時計回り光ビームを前記時計回り入力ポートに結合するように構成された第１レーザと、前記時計回り光ビームが前記時計回り入力ポートに結合される前に前記時計回り光ビームを共振追従変調で変調するための時計回りＰｏｕｎｄ−Ｄｒｅｖｅｒ−Ｈａｌｌ変調発生器と、バイアス補正回路と、前記時計回りＰｏｕｎｄ−Ｄｒｅｖｅｒ−Ｈａｌｌ変調発生器に通信可能に結合されたスイッチを含む自由スペクトル領域（ＦＳＲ）検出サーボ回路と、前記反時計回り入力ポートから出力された光ビームを受け取り、前記バイアス補正回路と前記ＦＳＲ検出サーボ回路へ信号を出力するように構成された時計回り伝送検出器と、反時計回り光ビームを前記反時計回り入力ポートに結合するように構成された第２レーザと、を備え、前記ジャイロスコープ共振器の前記ＦＳＲが、前記時計回り光ビームのＰｏｕｎｄ−Ｄｒｅｖｅｒ−Ｈａｌｌ変調に基づいて測定される、共振器光ファイバジャイロスコープを含む。
[96] 例２は、前記バイアス補正回路は、第１バイアス補正回路であり、前記ＦＳＲ検出サーボ回路は、第１ＦＳＲ検出サーボ回路であり、前記共振追従変調は、第１共振追従変調であり、前記スイッチは、第１スイッチであり、前記共振器光ファイバジャイロスコープは、更に、前記反時計回り光ビームが前記反時計回り入力ポートに結合される前に前記反時計回り光ビームを第２共振追従変調で変調するための反時計回りＰｏｕｎｄ−Ｄｒｅｖｅｒ−Ｈａｌｌ変調発生器と、第２バイアス補正回路と、前記反時計回りＰｏｕｎｄ−Ｄｒｅｖｅｒ−Ｈａｌｌ変調発生器に通信可能に結合された第２スイッチを含む第２ＦＳＲ検出サーボ回路と、前記時計回り入力ポートから出力された光ビームを受け取り、前記第２バイアス補正回路と前記第２ＦＳＲ検出サーボ回路へ信号を出力するように構成された反時計回り伝送検出器と、を備え、前記ＦＳＲが、前記時計回り光ビームのＰｏｕｎｄ−Ｄｒｅｖｅｒ−Ｈａｌｌ変調と前記反時計回り光ビームのＰｏｕｎｄ−Ｄｒｅｖｅｒ−Ｈａｌｌ変調に基づいて測定される、例１の共振器光ファイバジャイロスコープを含む。
[97] 例３は、前記第１バイアス補正回路と前記第２バイアス補正回路は、アナログデジタル変換器と、前記アナログデジタル変換器から入力を受け取る第１デジタルミキサと、前記第１デジタルミキサから入力を受け取る第２デジタルミキサと、前記第２デジタルミキサから入力を受け取り、Ｐｏｕｎｄ−Ｄｒｅｖｅｒ−Ｈａｌｌループのロック設定点を制御する累算器であって、バイアス誤差が平均ゼロに制御される、累算器と、デジタルアナログ変換器と、を含み、前記第１バイアス補正回路の前記デジタルアナログ変換器からの出力が、時計回りＰｏｕｎｄ−Ｄｒｅｖｅｒ−Ｈａｌｌサーボ回路へ入力され、前記第２バイアス補正回路の前記デジタルアナログ変換器からの出力が、反時計回りＰｏｕｎｄ−Ｄｒｅｖｅｒ−Ｈａｌｌサーボ回路へ入力される、例２の共振器光ファイバジャイロスコープを含む。
[98] 例４は、前記第１ＦＳＲ検出サーボ回路と前記第２ＦＳＲ検出サーボ回路は、それぞれ前記第１スイッチと前記第２スイッチを制御するためのクロック信号を発生させる各クロックを更に含み、前記第１及び第２ＦＳＲ検出サーボ回路からの前記クロック信号が、それぞれ前記第１及び第２バイアス補正回路の前記第２デジタルミキサへ入力され、前記第１レーザの変調周波数が、ｆｍｏｄ＋とｆｍｏｄ−の間で周期的に切り換えられ、前記第２レーザの変調周波数が、ｆｍｏｄ＋とｆｍｏｄ−の間で周期的に切り換えられ、前記周期的な切り換えは、前記変調の不完全性に起因する誤差を相殺し、前記ジャイロスコープ共振器のＦＳＲが、前記周期的な切り換えに基づいて検知される、例３の共振器光ファイバジャイロスコープを含む。
[99] 例５は、前記時計回り伝送検出器から出力された電圧信号が、前記第１バイアス補正回路の前記アナログデジタル変換器と前記第１自由スペクトル領域（ＦＳＲ）検出サーボ回路のアナログデジタル変換器へ入力され、前記第１バイアス補正回路内において、前記アナログデジタル変換器からの出力が、前記第１デジタルミキサにおいて変調周波数ｆｍｏｄの基準信号と混合され、前記第１デジタルミキサからの出力が、前記第１ＦＳＲ検出サーボ回路のクロックからの切り換え周波数で発生した前記クロック信号と混合され、前記反時計回り伝送検出器から出力された電圧信号が、前記第２バイアス補正回路の前記アナログデジタル変換器と前記第２自由スペクトル領域（ＦＳＲ）検出サーボ回路のアナログデジタル変換器へ入力され、前記第２バイアス補正回路内において、前記アナログデジタル変換器からの出力が、前記第１デジタルミキサにおいて変調周波数ｆｍｏｄの前記基準信号と混合され、前記第１デジタルミキサからの出力が、前記第２ＦＳＲ検出サーボ回路のクロックからの切り換え周波数で発生した前記クロック信号と混合される、例３−４のいずれかの共振器光ファイバジャイロスコープを含む。
例６は、前記時計回りＰｏｕｎｄ−Ｄｒｅｖｅｒ−Ｈａｌｌ変調発生器は、前記第１及び第２ＦＳＲ検出サーボ回路のそれぞれから前記変調周波数を表す第１デジタルデータを受け取り、Ｐｏｕｎｄ−Ｄｒｅｖｅｒ−Ｈａｌｌ変調周波数のアナログサイン波電圧を出力するための第１ダイレクトデジタルシンセサイザと、前記第１及び第２ＦＳＲ検出サーボ回路のそれぞれから前記変調周波数の２倍を表す第２デジタルデータ出力を受け取り、Ｐｏｕｎｄ−Ｄｒｅｖｅｒ−Ｈａｌｌ変調周波数の２倍のデジタル基準信号を出力するための第２ダイレクトデジタルシンセサイザと、前記第１及び第２ダイレクトデジタルシンセサイザに共通のダイレクトデジタルシンセサイザクロックと、を含む、例２−５のいずれかの共振器光ファイバジャイロスコープを含む。
[100] 例７は、前記時計回り光ビームが、前記検知共振器の第１時計回り縦共振モードの１つに設定された第１周波数を有し、前記反時計回り光ビームが、前記時計回り光ビームの前記第１縦モードとは異なる前記検知共振器の第２反時計回り縦共振モードの１つに設定された第２周波数を有し、前記第１縦モードと前記第２縦モードが、少なくともＦＳＲ１つ分だけ異なる、例２−６のいずれかの共振器光ファイバジャイロスコープを含む。
[101] 例８は、前記時計回り光ビームが、前記ＦＳＲの第１の整数倍、又は前記ＦＳＲの第１の整数倍プラス第１の増分に設定された位相変調周波数を有し、前記反時計回り光ビームが、前記ＦＳＲの第２の整数倍、又は前記ＦＳＲの第２の整数倍プラス前記時計回り光ビームの前記第１の増分とは異なる第２の増分に設定された周波数を有し、前記第１の整数と前記第２の整数が、少なくとも１だけ異なる、例２−７のいずれかの共振器光ファイバジャイロスコープを含む。
[102] 例９は、前記バイアス補正回路は、アナログデジタル変換器と、前記アナログデジタル変換器から入力を受け取る第１デジタルミキサと、前記第１デジタルミキサから入力を受け取る第２デジタルミキサと、前記第２デジタルミキサから入力を受け取り、Ｐｏｕｎｄ−Ｄｒｅｖｅｒ−Ｈａｌｌループのロック設定点を制御する累算器であって、バイアス誤差が平均ゼロに制御される、累算器と、デジタルアナログ変換器と、を含み、前記バイアス補正回路の前記デジタルアナログ変換器からの出力が、時計回りＰｏｕｎｄ−Ｄｒｅｖｅｒ−Ｈａｌｌサーボ回路へ入力され、前記ＦＳＲ検出サーボ回路は、前記スイッチを制御するためのクロック信号を発生させるクロックを含み、前記クロック信号が、前記バイアス補正回路の前記第２デジタルミキサへ入力され、前記レーザの変調周波数が、前記変調の不完全性に起因する誤差を相殺し前記ジャイロスコープ共振器のＦＳＲを検知するために、ｆｍｏｄ＋とｆｍｏｄ−の間で周期的に切り換えられ、前記時計回り伝送検出器から出力された電圧信号が、前記バイアス補正回路の前記アナログデジタル変換器と前記自由スペクトル領域（ＦＳＲ）検出サーボ回路のアナログデジタル変換器へ入力され、前記バイアス補正回路の前記アナログデジタル変換器からの出力が、前記第１デジタルミキサにおいて変調周波数ｆｍｏｄの基準信号と混合され、前記第１デジタルミキサからの出力が、前記ＦＳＲ検出サーボ回路の前記クロックからの切り換え周波数で発生した前記クロック信号と混合され、前記時計回りＰｏｕｎｄ−Ｄｒｅｖｅｒ−Ｈａｌｌ変調発生器は、前記ＦＳＲ検出サーボ回路から前記変調周波数を表す第１デジタルデータを受け取り、Ｐｏｕｎｄ−Ｄｒｅｖｅｒ−Ｈａｌｌ変調周波数のアナログサイン波電圧を出力するための第１ダイレクトデジタルシンセサイザと、前記ＦＳＲ検出サーボ回路から前記変調周波数の２倍を表す第２デジタルデータ出力を受け取り、Ｐｏｕｎｄ−Ｄｒｅｖｅｒ−Ｈａｌｌ変調周波数の２倍のデジタル基準信号を出力するための第２ダイレクトデジタルシンセサイザと、前記第１及び第２ダイレクトデジタルシンセサイザに共通のダイレクトデジタルシンセサイザクロックと、を含む、例１の共振器光ファイバジャイロスコープを含む。
[103] 例１０は、共振器光ファイバジャイロスコープにおけるジャイロスコープ共振器の自由スペクトル領域（ＦＳＲ）を測定する方法であって、上方シフトされた周波数と下方シフトされた周波数に側波帯を有する時計回り光ビームを放射するようにレーザを変調するステップであって、レーザの変調周波数は、ＦＳＲの第１の整数倍、又は前記ＦＳＲの前記第１の整数倍プラス増分の一方である、ステップと、前記時計回り光ビームを前記ジャイロスコープ共振器の時計回り入力ポートに結合するステップと、反時計回り光ビームを前記ジャイロスコープ共振器の反時計回り入力ポートに結合するステップと、前記変調の不完全性に起因する誤差を相殺するように前記レーザの前記変調周波数をｆｍｏｄ＋とｆｍｏｄ−の間で周期的に切り換えるステップと、前記切り換えに基づいて前記ジャイロスコープ共振器のＦＳＲを検知するステップと、を含む方法を含む。
[104] 例１１は、前記レーザは、第１レーザであり、前記側波帯は、第１側波帯であり、前記レーザの変調周波数は、第１レーザの変調周波数であり、前記増分は、第１の増分であり、前記方法は、更に、上方シフトされた周波数と下方シフトされた周波数に第２側波帯を有する前記反時計回り光ビームを放射するように第２レーザを同時に変調するステップであって、前記第２レーザの変調周波数は、前記ＦＳＲの第２の整数倍、又は前記ＦＳＲの前記第２の整数倍プラス第２の増分の一方である、ステップと、前記変調の不完全性に起因する誤差を相殺するように前記第２レーザの前記変調周波数をｆｍｏｄ＋とｆｍｏｄ−の間で周期的に切り換えるステップと、を含む、例１０の方法を含む。
[105] 例１２は、前記第１レーザのキャリア周波数を前記ジャイロスコープ共振器の第１縦モードにロックするステップと、前記第２レーザのキャリア周波数を前記ジャイロスコープ共振器の第２縦モードにロックするステップであって、前記第２縦モードは、少なくとも前記ジャイロスコープ共振器の自由スペクトル領域１つ分だけ前記第１縦モードからオフセットしている、ステップと、を更に含む、例１０−１１のいずれかの方法を含む。
[106] 例１３は、Ｐｏｕｎｄ−Ｄｒｅｖｅｒ−Ｈａｌｌ変調サイン波を第１Ｐｏｕｎｄ−Ｄｒｅｖｅｒ−Ｈａｌｌ変調発生器の第１ポートから前記時計回り光ビームの経路中の第１位相変調器へ前記第１周波数変調で出力するステップを更に含む、例１０−１２のいずれかの方法を含む。
[107] 例１４は、Ｐｏｕｎｄ−Ｄｒｅｖｅｒ−Ｈａｌｌ変調サイン波を第２Ｐｏｕｎｄ−Ｄｒｅｖｅｒ−Ｈａｌｌ変調発生器の第１ポートから前記反時計回り光ビームの経路中の第２位相変調器へ前記第２周波数変調で出力するステップを更に含む、例１１−１３のいずれかの方法を含む。
[108] 例１５は、同期検波法を用いて前記ジャイロスコープ共振器の回転速度を決定するステップを更に含む、例１０−１４のいずれかの方法を含む。
[109] 例１６は、時計回り入力ポートと反時計回り入力ポートと自由スペクトル領域（ＦＳＲ）とを有するジャイロスコープ共振器と、時計回り光ビームを前記時計回り入力ポートに結合するように構成された第１レーザと、時計回りＰｏｕｎｄ−Ｄｒｅｖｅｒ−Ｈａｌｌ変調発生器と、前記時計回りＰｏｕｎｄ−Ｄｒｅｖｅｒ−Ｈａｌｌ変調発生器に通信可能に結合され、前記時計回り光ビームを変調するように動作可能な時計回り位相変調器と、前記ジャイロスコープ共振器の前記反時計回り入力ポートから出力された光ビームを検出するように配置された時計回り伝送光検出器と、前記時計回り伝送光検出器からの信号を入力する第１バイアス補正回路と、前記時計回り伝送光検出器からの信号を入力する、第１スイッチを含む第１自由スペクトル領域（ＦＳＲ）検出サーボ回路と、前記第１バイアス補正回路からの信号を入力し、前記時計回り位相変調器と前記第１レーザへ信号を出力する時計回りＰｏｕｎｄ−Ｄｒｅｖｅｒ−Ｈａｌｌサーボ回路と、反時計回り光ビームを前記時計回り入力ポートに結合するように構成された第２レーザと、反時計回りＰｏｕｎｄ−Ｄｒｅｖｅｒ−Ｈａｌｌ変調発生器と、前記反時計回りＰｏｕｎｄ−Ｄｒｅｖｅｒ−Ｈａｌｌ変調発生器に通信可能に結合され、前記反時計回り光ビームを変調するように動作可能な反時計回り位相変調器と、前記ジャイロスコープ共振器の前記反時計回り入力ポートから出力された光ビームを検出するように配置された反時計回り伝送光検出器と、前記反時計回り伝送光検出器からの信号を入力する第２バイアス補正回路と、前記反時計回り伝送光検出器からの信号を入力する、第２スイッチを含む第２ＦＳＲ検出サーボ回路と、を備え、前記第１スイッチと前記第２スイッチは、それぞれ前記第１レーザと前記第２レーザの変調周波数を第１変調周波数と第２変調周波数の間で周期的に切り換えるように動作可能である、共振器光ファイバジャイロスコープを含む。
[110] 例１７は、前記第１バイアス補正回路は、前記時計回り方向における前記時計回り光ビームと前記共振器の共振周波数との周波数差を測定するために前記第１変調周波数で復調する第１デジタルミキサを含み、前記第２バイアス補正回路は、前記反時計回り方向における前記反時計回り光ビームと前記共振器の共振周波数との周波数差を測定するために前記第２変調周波数で復調する第１デジタルミキサを含み、復調の際に、回転情報は変化せず、バイアス誤差が変調される、例１６の共振器光ファイバジャイロスコープを含む。
[111] 例１８は、前記第１ＦＳＲ検出サーボ回路は、更に、前記第１スイッチを制御するための第１クロック信号を発生させる第１クロックと、前記第１変調周波数の２倍の信号を入力する第１デジタルミキサと、前記第１クロック信号を入力する第２デジタルミキサと、を含み、前記第２ＦＳＲ検出サーボ回路は、更に、前記第２スイッチを制御するための第２クロック信号を発生させる第２クロックと、前記第２変調周波数の２倍の信号を入力する第１デジタルミキサと、前記第２クロック信号を入力する第２デジタルミキサと、を含む、例１６−１７のいずれかの共振器光ファイバジャイロスコープを含む。
[112] 例１９は、前記時計回り光ビームが、前記検知共振器の第１時計回り縦共振モードの１つに設定された第１周波数を有し、前記反時計回り光ビームが、前記時計回り光ビームの前記第１縦モードとは異なる前記検知共振器の第２反時計回り縦共振モードの１つに設定された第２周波数を有し、前記第１縦モードと前記第２縦モードが、少なくともＦＳＲ１つ分だけ異なる、例１６−１８のいずれかの共振器光ファイバジャイロスコープを含む。
[113] 例２０は、前記時計回り光ビームが、前記ＦＳＲの第１の倍数に設定された位相変調周波数を有し、前記反時計回り光ビームが、前記ＦＳＲの第２の倍数に設定された位相変調周波数を有し、前記第１の倍数と前記第２の倍数が、少なくとも１だけ異なる、例１６−１９のいずれかの共振器光ファイバジャイロスコープを含む。
[114] 本明細書において特定の実施態様が例示され説明されてきたけれども、それと同じ目的を達成するように意図されたあらゆる改変が、示された当該特定の実施態様に取って代わることができる、ということが当業者によって理解されるだろう。この出願は、本発明のあらゆる翻案又は変形を網羅するように意図される。したがって、この発明は、クレーム及びその均等物によってのみ限定される、ということが明白に意図される。

Claims (3)

  1. 時計回り入力ポート（１５２）と反時計回り入力ポート（１５１）と自由スペクトル領域（ＦＳＲ）とを有するジャイロスコープ共振器（１５０）と、
    時計回り光ビーム（１２６）を前記時計回り入力ポートに結合するように構成された第１レーザ（１０６）と、
    前記時計回り光ビームが前記時計回り入力ポートに結合される前に前記時計回り光ビームを第１共振追従変調で変調するための時計回りＰｏｕｎｄ−Ｄｒｅｖｅｒ−Ｈａｌｌ変調発生器（１０２）と、
    第１バイアス補正回路（２０４）と、
    前記時計回りＰｏｕｎｄ−Ｄｒｅｖｅｒ−Ｈａｌｌ変調発生器に通信可能に結合された第１スイッチ（４５０）を含む第１自由スペクトル領域（ＦＳＲ）検出サーボ回路（２０２）と、
    前記反時計回り入力ポートから出力された光ビームを受け取り、前記第１バイアス補正回路と前記第１ＦＳＲ検出サーボ回路へ信号を出力するように構成された時計回り伝送検出器（１１５）と、
    反時計回り光ビーム（１２５）を前記反時計回り入力ポートに結合するように構成された第２レーザ（１０５）と、
    前記反時計回り光ビームが前記反時計回り入力ポート（１５１）に結合される前に前記反時計回り光ビーム（１２５）を第２共振追従変調で変調するための反時計回りＰｏｕｎｄ−Ｄｒｅｖｅｒ−Ｈａｌｌ変調発生器（１０１）と、
    第２バイアス補正回路（２５４）と、
    前記反時計回りＰｏｕｎｄ−Ｄｒｅｖｅｒ−Ｈａｌｌ変調発生器に通信可能に結合された第２スイッチ（４５０）を含む第２ＦＳＲ検出サーボ回路（２５２）と、
    前記時計回り入力ポート（１５２）から出力された光ビームを受け取り、前記第２バイアス補正回路と前記第２ＦＳＲ検出サーボ回路へ信号を出力するように構成された反時計回り伝送検出器（１１６）と、
    を備え、前記ＦＳＲが、前記時計回り光ビームのＰｏｕｎｄ−Ｄｒｅｖｅｒ−Ｈａｌｌ変調と前記反時計回り光ビームのＰｏｕｎｄ−Ｄｒｅｖｅｒ−Ｈａｌｌ変調に基づいて測定される、共振器光ファイバジャイロスコープ（１０）。
  2. 前記第１バイアス補正回路（２０４）と前記第２バイアス補正回路（２５４）は、
    アナログデジタル変換器（２０５）と、
    前記アナログデジタル変換器から入力を受け取る第１デジタルミキサ（４１１）と、
    前記第１デジタルミキサから入力を受け取る第２デジタルミキサと、
    前記第２デジタルミキサから入力を受け取り、Ｐｏｕｎｄ−Ｄｒｅｖｅｒ−Ｈａｌｌループのロック設定点を制御する累算器（２６０）であって、バイアス誤差が平均ゼロに制御される、累算器と、
    デジタルアナログ変換器（４７０）と、を含み、
    前記第１バイアス補正回路の前記デジタルアナログ変換器からの出力が、時計回りＰｏｕｎｄ−Ｄｒｅｖｅｒ−Ｈａｌｌサーボ回路（２０６）へ入力され、前記第２バイアス補正回路の前記デジタルアナログ変換器からの出力が、反時計回りＰｏｕｎｄ−Ｄｒｅｖｅｒ−Ｈａｌｌサーボ回路（２５６）へ入力され、前記第１ＦＳＲ検出サーボ回路（２０２）と前記第２ＦＳＲ検出サーボ回路（２５２）は、それぞれ前記第１スイッチ（４５０）と前記第２スイッチ（４５０）を制御するためのクロック信号を発生させる各クロック（４４５）を更に含み、前記第１及び第２ＦＳＲ検出サーボ回路（２０２、２５２）からの前記クロック信号が、それぞれ前記第１及び第２バイアス補正回路（２０４、２５４）の前記第２デジタルミキサ（４１２）へ入力され、前記第１レーザ（１０６）の変調周波数が、ｆｍｏｄ＋とｆｍｏｄ−の間で周期的に切り換えられ、前記第２レーザ（１０５）の変調周波数が、ｆｍｏｄ＋とｆｍｏｄ−の間で周期的に切り換えられ、前記周期的な切り換えは、前記変調の不完全性に起因する誤差を相殺し、前記ジャイロスコープ共振器（１５０）のＦＳＲが、前記周期的な切り換えに基づいて検知される、請求項１に記載の共振器光ファイバジャイロスコープ（１０）。
  3. 共振器光ファイバジャイロスコープ（１０）におけるジャイロスコープ共振器（１５０）の自由スペクトル領域（ＦＳＲ）を測定する方法であって、
    上方シフトされた周波数と下方シフトされた周波数に側波帯を有する時計回り光ビーム（１２６）を放射するように第１レーザ（１０６）を変調するステップであって、第１レーザの変調周波数は、ＦＳＲの第１の整数倍、又は前記ＦＳＲの前記第１の整数倍プラス第１の増分の一方である、ステップと、
    前記時計回り光ビームを前記ジャイロスコープ共振器の時計回り入力ポート（１５２）に結合するステップと、
    反時計回り光ビーム（１２５）を前記ジャイロスコープ共振器の反時計回り入力ポート（１５１）に結合するステップと、
    前記変調の不完全性に起因する誤差を相殺するように前記第１レーザの前記変調周波数をｆｍｏｄ＋とｆｍｏｄ−の間で周期的に切り換えるステップと、
    前記変調の不完全性に起因する誤差を相殺するように第２レーザ（１０５）の変調周波数をｆ ｍｏｄ＋ とｆ ｍｏｄ− の間で周期的に切り換えるステップと、
    前記第１レーザ及び前記第２レーザにおける前記切り換えに基づいて前記ジャイロスコープ共振器のＦＳＲを検知するステップと、
    上方シフトされた周波数と下方シフトされた周波数に第２側波帯を有する前記反時計回り光ビーム（１２５）を放射するように前記第２レーザを同時に変調するステップであって、前記第２レーザの変調周波数は、前記ＦＳＲの第２の整数倍、又は前記ＦＳＲの前記第２の整数倍プラス第２の増分の一方である、ステップと、
    を含む方法。
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