CN104006809A - 检测光学环形谐振器的谐振频率和fsr的方法和系统 - Google Patents

检测光学环形谐振器的谐振频率和fsr的方法和系统 Download PDF

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Abstract

本发明涉及检测光学环形谐振器的谐振频率和FSR的方法和系统。谐振器光纤陀螺仪包括：陀螺仪谐振器，其具有顺时针输入端口和逆时针输入端口；第一激光器，其被配置为将顺时针光束耦合进顺时针输入端口中；顺时针PDH调制生成器，其用以在顺时针光束被耦合进顺时针输入端口中之前以谐振跟踪调制来调制顺时针光束；偏置修正电子装置；FSR检测和伺服电子装置，其包括被可通信地耦合至顺时针PDH调制生成器的开关；顺时针透射检测器，其被配置为接收从逆时针输入端口输出的光束并且将信号输出至偏置修正电子装置和FSR检测和伺服电子装置；以及第二激光器，其被配置为将逆时针光束耦合进逆时针输入端口中，其中基于顺时针光束的PDH调制来测量陀螺仪谐振器的FSR。

Description

检测光学环形谐振器的谐振频率和FSR的方法和系统
背景技术
谐振器光纤陀螺仪(RFOG)有潜力满足惯性传感市场的许多领域中的需求。为了克服光后向散射误差，当前可用的RFOG将顺时针(CW)和逆时针(CCW)激光器频率锁定到陀螺传感谐振器的不同纵模上。这些技术分离反向传播的激光器频率且将后向散射误差上转换为远高于旋转测量频带。然而，如果仅使用两个激光器，陀螺传感谐振器的自由光谱范围（FSR）变成旋转测量的一部分。因此，必须以高精度测量陀螺传感谐振器的自由光谱范围以减少对旋转传感的不利影响。
为了精确地测量FSR，当前可用的RFOG使用第三激光器频率来检测传感谐振器。因为一个激光器是主激光器且其他两个激光器是从激光器，因此很难以调制缺陷不会引起大误差的方式来调制三个激光器以检测谐振。可以以高精度调制从激光器，但是很难以高精度调制主激光器。
其他当前可用的RFOG使用一个主激光器和三个从激光器。在这个后来的技术中，不将主激光器用于旋转传感且以高精度调制三个从激光器。然而，激光器的数目和相关的锁相环电子装置导致RFOG的成本、尺寸、重量和电功率损耗的显著增加。
发明内容
本发明涉及一种谐振器光纤陀螺仪。该谐振器光纤陀螺仪包括陀螺仪谐振器，其具有顺时针输入端口和逆时针输入端口；第一激光器，其被配置为将顺时针光束耦合进顺时针输入端口中；顺时针Pound-Drever-Hall调制生成器，其用以在顺时针光束被耦合进顺时针输入端口中之前以谐振跟踪调制来调制顺时针光束；偏置修正电子装置；FSR检测和伺服电子装置，其包括被可通信地耦合至顺时针Pound-Drever-Hall调制生成器的开关；顺时针透射检测器，其被配置为接收从逆时针输入端口输出的光束并且将信号输出至偏置修正电子装置和FSR检测和伺服电子装置；以及第二激光器，其被配置为将逆时针光束耦合进逆时针输入端口中，其中基于顺时针光束的Pound-Drever-Hall调制来测量陀螺仪谐振器的FSR。 
附图说明
图1是根据本发明的具有两个激光器的谐振器光纤陀螺仪（RFOG）的一个实施例的框图；
图2是根据本发明的图1的RFOG中的自由光谱范围检测和伺服电子装置的一个实施例的框图；
图3是根据本发明的图1的RFOG中的Pound-Drever-Hall（PDH）调制生成器的一个实施例的框图；
图4A和4B是根据本发明的图1的RFOG中的偏置修正电子装置的实施例的框图；
图5A示出了根据本发明的从图1的RFOG中的透射检测器输出的电压信号；
图5B示出了根据本发明的从图4A和4B的偏置修正电子装置中的第二数字混频器输出的电压信号；
图6A和6C示出了根据本发明的代表光信号的相对于谐振峰的频率、振幅和相位的示例性矢量箭头；
图6B和6D示出了根据本发明的用于测量自由光谱范围的与图6A和6C的相应光信号相关联的调制器输出信号；
图7A-7B示出了根据本发明的代表光信号的相对于谐振峰的频率、振幅和相位的示例性矢量箭头；
图8示出了根据本发明的代表光信号的相对于谐振峰的频率、振幅和相位的示例性矢量箭头；
图9示出了根据本发明的代表用以阻止来自后向散射的干扰的相对于陀螺谐振器的谐振峰的顺时针和逆时针光束的边带频率和载波的频率、振幅和相位的示例性矢量箭头；
图10是根据本发明的用来检测谐振频率和自由光谱范围的方法的一个实施例的流程图；以及
根据惯例，各种所述的特性不是按比例绘制的，而是被绘制为强调与本发明有关的特性。贯穿附图和文本，相同的参考标号表示相似的元素。
具体实施方式
在下面的详细说明中，对附图进行参考，附图构成该详细说明的一部分并且在附图中以图解的方式示出了在其中可以实现本发明的特定说明性实施例。以足够的细节描述了这些实施例以便使得本领域技术人员能够实现本发明，并且应当理解的是，可以利用其它实施例并且可以在不脱离本发明的范围的情况下进行逻辑上的、机械上的和电子上的改变。下面的详细说明因此不应当以限制性的意义来理解。
这里描述的谐振器光纤陀螺仪（RFOG）系统仅使用两个激光器和它们的相关联的锁相环电子装置来：1）减少如在上述三个激光器频率RFOG中的光学后向散射误差；2）精确地测量如在上述四个激光器RFOG中的陀螺仪谐振器的自由光谱范围（FSR）；以及3）提供如在上述四个激光器RFOG中的精确的谐振跟踪调制。这里描述的RFOG系统采用激光器频率调制或相位调制方案，此方案将所需激光器的数目减少到两个并且消除用于激光器的所有锁相环。这两个激光器被锁定到传感谐振器的分离的、反向传播的纵模上，且每个激光器的谐振跟踪调制由Pound-Drever-Hall（PDH）调制生成器以非常高的频率来执行以产生激光器频率边带。激光器频率边带提供用以获得传感谐振器的谐振频率的信息以及关于传感谐振器的自由光谱范围（FSR）的信息的途径。为了获得FSR的精确测量结果，谐振跟踪调制的频率是频率调制（FM）的。术语“传感谐振器”、“陀螺仪传感谐振器”和“陀螺仪谐振器”在这里被可互换地使用。
激光器频率调制或相位调制的标称频率被设置为是传感谐振器FSR的某倍数或传感谐振器FSR的某倍数加上增量。此增量（在这里也被称为小增量或Δf）小于RFOG中的陀螺谐振器的线宽。在本实施例的一个实施方式中，该增量小于陀螺谐振器的线宽的一半。为了测量FSR，激光器频率调制或相位调制在比每个激光器的谐振跟踪调制更低的频率处被调制。使用同步检测技术来测量陀螺仪谐振器的谐振频率和FSR。在本实施例的一个实施方式中，两个激光器中的仅一个激光器被谐振跟踪调制。
仅在非常高的频率（例如，十倍于FSR）处进行检测有几个优点。典型的检测频率可以是100MHz或更高。当检测频率处于这些高频率时，激光器固有相对强度噪声（RIN）典型地非常低，来自无源光学滤波的RIN非常低，并且无源光学滤波后的激光器相位噪声非常低。因此，RIN完全用无源滤波被控制。因为RIN完全用无源滤波被控制，因此除去了现有技术RFOG中使用的高速强度调制器，减少了RFOG中的光学损耗，以及降低了RFOG所需的激光器功率。另外，高频相位噪声完全被陀螺仪谐振器用无源滤波控制。在本实施例的一个实施方式中，RIN和激光器相位噪声二者的至少一定无源滤波是利用非平衡马赫曾德（Mach Zehnder）干涉仪、而非腔体来实现的。该后一实施例提供更低的光学损耗、降低的激光器功率以及简化的滤波器控制电子装置。
图1是根据本发明的具有两个激光器105和106的谐振器光纤陀螺仪（RFOG）的一个实施例的框图。RFOG 10不需要锁相环。高带宽Pound-Drever-Hall（PDH）激光器稳定环路通过将激光器稳定到相同的光学腔、陀螺传感谐振器来控制激光器之间的相对激光器频率噪声。PDH调制的频率调制被用于测量FSR并提供超低失真的数字调制。
RFOG 10包括逆时针（CCW）激光器105、顺时针（CW）激光器106、CCW相位调制器（PM）111、CW相位调制器（PM）112、CCW Pound-Drever-Hall（PDH）调制生成器101、CW Pound-Drever-Hall（PDH）调制生成器102、环形器113和114、具有端口151-154的陀螺仪谐振器150、光电检测器115、116、118、119、120和121、偏置修正电子装置204和254、FSR检测和伺服电子装置202和252、顺时针Pound-Drever-Hall伺服电子装置206、以及逆时针Pound-Drever-Hall伺服电子装置256。调制系统20包括相位调制器111和112、CCW PDH调制生成器101、以及CCW PDH调制生成器102。相位调制器112在这里被称为“CW相位调制器112”。陀螺仪谐振器150在这里也被称为“传感谐振器150”、“陀螺谐振器150”、或“传感器线圈150”。陀螺仪谐振器150是固态核心光纤或空心光纤。在本实施例的一个实施方式中，仅对CW路径或CCW路径按如下所述的那样进行操作，以使得通过实施这里所述的系统的一半来测量FSR，正如本领域技术人员在阅读并理解本文档后可领会的那样。
在126处被一般地表示的光束从顺时针（CW）激光器106被发射，穿过光信号调整器108、可变光衰减器110和CW相位调制器112。CW激光器106在这里也被称为“第一激光器106”。CW相位调制器112在这里也被称为“相位调制器112”。光束126在这里也被称为“顺时针光束126”。相位调制器112被CW Pound-Drever-Hall（PDH）调制生成器102驱动并在顺时针光束126被耦合进陀螺仪谐振器150的顺时针输入端口152中之前调制顺时针光束126。从相位调制器112输出的光束穿过光环形器114经由顺时针输入端口152至陀螺仪谐振器150。“顺时针输入端口152”在这里也被称为“端口152”。使用PDH方法利用高带宽反馈环路将CW激光器106锁定在陀螺谐振器150的谐振上。Pound-Drever-Hall（PDH）调制技术被本领域技术人员所熟知。在本实施例的一个实施方式中，顺时针光束126具有被设置到传感谐振器150的第一顺时针纵模的频率。
从逆时针（CCW）激光器105发射的、在125处被一般地表示的光束穿过光信号调整器107、可变光衰减器109和CCW相位调制器111。CCW激光器105在这里也被称为“第二激光器106”。CCW相位调制器111在这里也被称为“相位调制器111”。光束125在这里也被称为“逆时针光束125”。相位调制器111被CCW Pound-Drever-Hall（PDH）调制生成器101驱动并在逆时针光束125被耦合进陀螺仪谐振器150的逆时针输入端口151中之前调制逆时针光束125。从相位调制器111输出的光束穿过光环形器113经由逆时针输入端口151至陀螺仪谐振器150。“逆时针输入端口151”在这里也被称为“端口151”。使用PDH方法利用高带宽反馈环路将CCW激光器105锁定到陀螺谐振器150的谐振上，因此当RFOG 10中有足够的或高的环路增益时CW激光器106和CCW激光器105之间的相对频率噪声对于那些频率来说是高度相关的，正如本领域技术人员所熟知的那样。在本实施例的一个实施方式中，逆时针光束125具有被设置到传感谐振器150的第二逆时针纵模的频率。第一CW纵模和第二CCW纵模相差至少一个FSR。
这里所描述的方法和系统允许对FSR或陀螺谐振器150的精确测量。使调制频率fmod在fmod+和fmod-之间周期性地切换以消除由于调制中的缺陷导致的误差。术语“fFSR”和“νFSR”在这里被可互换地使用。fmod+在这里也被称为第一调制频率且fmod-在这里也被称为第二调制频率。
从CW激光器106输出的光束顺时针传播通过陀螺谐振器150且经由CW透射端口151穿过环形器113至CW透射检测器115。来自CW激光器106的光束必须透射通过陀螺谐振器150到达透射检测器115。如果CW激光器106的光频率是扫频的，则在透射检测器115处观察到谐振峰。进入端口152的来自CW激光器106的光束126的大部分并不进入陀螺谐振器150并且因此不透射通过陀螺谐振器150，而相反直接到达CW反射端口154，入射到CW反射检测器118上。进入陀螺谐振器150的部分光束从陀螺谐振器150出来至反射端口154并且与没有进入陀螺谐振器150的光束进行干涉。如果CW激光器106的光频率是扫频的，则在反射检测器118处观察到谐振谷。来自CW反射检测器118的输出被输入至CW PDH伺服电子装置206。CW反射检测器118和CW PDH伺服电子装置206检测来自陀螺谐振器150的CW反射端口154的光。在本实施例的一个实施方式中，进入端口152的来自CW激光器106的光束126的超过90%直接到达CW反射端口154，入射到CW反射检测器118上。在本实施例的另一个实施方式中，进入端口152的来自CW激光器106的光束126的超过80%直接到达CW反射端口154，入射到CW反射检测器118上。
从CCW激光器105输出的光束125逆时针传播通过陀螺谐振器150且经由CCW透射端口152穿过环形器114至CCW透射检测器116。来自CCW激光器105的光束必须透射通过陀螺谐振器150到达透射检测器116。如果CW激光器105的光频率是扫频的，则在透射检测器116处观察到谐振峰。进入端口151的来自CCW激光器105的光束的一部分并不进入陀螺谐振器150并且因此不透射通过陀螺谐振器150，而相反直接到达CCW反射端口153，入射到CCW反射检测器119上。进入陀螺谐振器150的部分光束从谐振器出来至反射端口153并且与不进入谐振器的光束进行干涉。如果CW激光器105的光频率是扫频的，则在反射检测器119处观察到谐振谷。来自CCW反射检测器119的输出被输入至CCW PDH伺服电子装置256。CCW反射检测器119和CCW PDH伺服电子装置256检测来自陀螺谐振器150的CCW反射端口154的光。在本实施例的一个实施方式中，进入端口151的来自CCW激光器105的光束125的超过90%直接到达CCW反射端口153，入射到CCW反射检测器119上。在本实施例的另一个实施方式中，进入端口151的来自CCW激光器105的光束125的超过80%直接到达CCW反射端口153，入射到CCW反射检测器119上。
在透射端口151处输出的CW光束的谐振峰的线形典型地具有比从反射端口154输出的CW光束的谐振谷的线形显著更好的对称性。同样地，在透射端口152处输出的CCW光束的谐振峰的线形具有比从反射端口153输出的CCW光束的谐振谷的线形显著更好的对称性。在CW透射检测器115和CCW透射检测器116处对陀螺谐振器150的谐振峰的操作提供更好的偏置性能但限制了调制频率中的选择。
CW透射检测器115输出电压信号至偏置修正电子装置204和FSR检测和伺服电子装置202。偏置修正电子装置204和FSR检测和伺服电子装置202在这里也被分别称为“第一偏置修正电子装置204”和“第一FSR检测和伺服电子装置202”。CCW透射检测器116输出电压信号至偏置修正电子装置254和FSR检测和伺服电子装置252。偏置修正电子装置254和FSR检测和伺服电子装置252在这里也被分别称为“第二偏置修正电子装置254”和“第二FSR检测和伺服电子装置252”。
来自偏置修正电子装置204的输出被发送到CW PDH伺服电子装置206。来自偏置修正电子装置254的输出被发送到CCW PDH伺服电子装置256。
来自第一FSR检测和伺服电子装置202的输出被发送到CW PDH调制生成器102。来自第二FSR检测和伺服电子装置252的输出被发送到CCW PDH调制生成器101。
来自CCW PDH伺服电子装置256的慢输出被发送到CCW激光器105并且来自CCW PDH伺服电子装置256的快输出被发送到CCW光束125的路径中的相位调制器111。同样地，来自CW PDH伺服电子装置206的慢输出被发送到CW激光器106并且来自CW PDH伺服电子装置206的快输出被发送到CW光束126的路径中的相位调制器112。
在本实施例中，假定采用的激光器类型不具有其足够快以支持用要求的环路带宽将激光器锁定到谐振器上的光频率调谐。因此，反馈控制被分成两个通道：慢通道，其到达激光器105或106以将激光器频率控制在激光器调谐带宽内的频率处，包括DC；和快通道，其到达具有非常高的频率带宽但在DC处没有增益的铌酸锂相位调制器112。在非常低的频率处慢通道的增益很高，而在更高得多的频率处快环路的增益很高。在本实施例的一个实施方式中，激光器105和106具有非常高的频率调谐带宽，其能够支持整个PDH环路带宽。对于该实施例，仅需要对激光器的一个反馈通道。例如，在一个实施例中，用于激光器反馈的可观量级的信号可以在DC到20kHz的输入频率范围内，且用于相位调制器输入频率范围的那些可以在1kHz到10MHz的范围内。在这种情况下，在到激光器的反馈信号和到相位调制器的反馈信号的频率分量中有一定重叠，使得在从DC到10MHz的反馈环路内没有低增益的区域。
如图1中所示，光电检测器120和121被耦合以分别地经由光分接头122-1和122-3接收来自CW激光器106和CCW激光器105的光功率。来自光电检测器120和121的输出被输入到频率计数器130。为了测量旋转速率，必须以高度的分辨率和精确度知晓激光器105和106之间的光频率差。耦合器122-2混合分别来自激光器105和106的激光束125和126的部分，它们在检测器120和121处进行干涉。此干涉在两个激光器105和106之间的频率差处产生拍音。检测器120和121将此光学拍音转换成到达频率计数器120的电信号，所述频率计数器120测量此拍音的频率，因此测量两个激光器之间的频率差。来自检测器120或121的电信号可被用于测量激光器频率差。然而，检测器120和121两者都被要求确定激光器105或106哪一个具有更高的频率。通过观察来自检测器120和121的拍频信号之间的相位关系来进行该确定。
图2是根据本发明的图1的RFOG中的自由光谱范围检测和伺服电子装置202和252的一个实施例的框图。FSR检测和伺服电子装置202和252每个包括模数转换器（ADC）410、第一数字混频器421、第二数字混频器422、累加器（伺服）430、寄存器440、加法器435、减法器436、时钟445、开关450以及2x乘法器451。第一数字混频器421在这里也被称为“第一混频器421”或“第一解调器421”。第二数字混频器422在这里也被称为“第二混频器422”或“第二解调器422”。
在FSR检测和伺服电子装置202中，ADC 410输入来自CW透射检测器115的电压信号。来自ADC 410的输出被发送到第一数字混频器421，以与在两倍的由CW PDH调制生成器102输出的调制频率（取决于开关450的切换状态，是2fmod+或者2fmod-）处出现的信号进行混频。第一数字混频器421的输出被输入到第二数字混频器422，以与在切换频率fFM处出现的、从时钟445输入的时钟信号进行混频。时钟445控制切换频率fFM，开关450以此切换频率fFM使调制在fmod+和fmod-之间进行切换，如下面更详细地描述的那样。周期性的切换消除了由于调制中的缺陷导致的误差。基于周期性的切换来感测陀螺仪谐振器的FSR，如下面详细地描述的那样。来自时钟445的时钟信号也被输出至偏置修正电子装置204。
来自第二混频器422的输出被发送到累加器430。累加器430输出信号（A）至加法器435以及至减法器436。当平均调制频率等于自由光谱范围时，数字混频器422的平均输出为零并且累加器430的平均输出与自由光谱范围成比例。寄存器440输出具有与频率Δf成比例的数字值的数字信号（B）至加法器435且至减法器436。与频率fFSR + Δf成比例的加和信号（A + B = C）被从加法器435输出至开关450，并且与fFSR - Δf成比例的差分信号（A - B = D）被从减法器435输出至开关450。开关450以时钟445设置的频率fFM进行切换以交替地输出加和信号C或差分信号D。来自开关450的输出被分为两个数字信号。第一信号是至CW PDH调制生成器102的代表与频率fmod+ = fFSR + Δf或 fmod- = fFSR - Δf（取决于开关450的状态）成比例的值的数字输出数据。第二信号是至CW PDH调制生成器102的代表与频率2fmod+ = 2fFSR + 2Δf或 2fmod- = 2fFSR - 2Δf（取决于开关450的状态）成比例的值的数字输出数据。
在FSR检测和伺服电子装置252中，ADC 410输入来自CCW透射检测器116的电压信号。来自ADC 410的输出被发送到第一数字混频器421，以与出现在两倍的PDH调制频率处的信号进行混频。第一混频器421的输出被输入到第二混频器422，以与来自时钟445的时钟信号进行混频。如上所述，时钟445控制切换频率。来自第二混频器422的输出被发送到累加器430。累加器430输出信号（A）至加法器435且至减法器436，加法器435和减法器436如上所述那样运行。来自开关450的输出被分成第一和第二数字信号（如上所述），它们被输出至CCW PDH调制生成器101。
第一和第二解调器421和422是数字乘法器。第二解调器422的输出被充当伺服的累加器430累加（近似积分）。第二解调器422的输出是对应于偏离自由光谱范围（FSR）的偏差的数字值。累加器430控制PDH调制频率以使第二解调器输出保持在零平均值。累加器430的输出是对应于FSR的数字值。累加器430的输出到达加法器435和减法器436二者，在那里所述累加器430的输出被加上或者被减去对应于小常数频率偏移（Δf）的数字值。在本实施例的一个实施方式中，小常数频率偏移（Δf）大约等于陀螺谐振器谐振峰的线宽的一半。在本实施例的另一个实施方式中，小常数频率偏移（Δf）小于陀螺谐振器谐振峰的线宽的一半。当RFOG 10被初次建立时数字值Δf被编程进设备存储器（寄存器440）中。处于fFM的时钟445是由数字电子装置产生的。在本实施例的一个实施方式中，时钟是由直接数字合成器（DDS）产生的。处于fFM的时钟445控制开关450，所述开关450具有从加法器435或减法器436切换的输出。因此，开关450的输出是代表PDH调制频率的数字值，所述PDH调制频率处于FSR加上Δf（即，f = fFSR + Δf）或者FSR减去Δf（即，f = fFSR - Δf）。PDH调制产生关于光载波的第一级、上和下边带。术语“载波”、“激光器载波”和“载波频率”在这里被可互换地使用。取决于开关450的状态，上和下调制边带被与载波分离开或者FSR加上Δf或者FSR减去Δf。
开关输出也被发送到乘法器451，所述乘法器451将开关输出乘以整数2。这可简单地利用将数字值的位向上移动一个更高的水平的水平移位来完成。从FSR检测和伺服电子装置202和252输出的数字值分别去往PDH调制生成器102和101。
图3是根据本发明的图1的RFOG中Pound-Drever-Hall（PDH）调制生成器101和102的一个实施例的框图。PDH调制生成器101和102中的每一个包括：时钟310（振荡器310）；分别的第一和第二直接数字合成器（DDS）311和312；分别的第一和第二信号调整模块321和322；以及分别的第一和第二比较器325和326。现在描述PDH调制生成器102的操作。
来自FSR检测和伺服电子装置202的输出被输入到CW PDH调制生成器102。频率fmod+ 在这里被称为“PDH调制频率”或者“调制频率”。从FSR检测和伺服电子装置202输出的代表频率fmod+  = fFSR + Δf的第一数字数据在CW PDH调制生成器102中的第一DDS 311处被输入。从FSR检测和伺服电子装置202输出的代表频率2fmod+  = 2fFSR + 2Δf的第二数字数据在CW PDH调制生成器102中的第二DDS 312处被输入。第一和第二直接数字合成器311和312每一个均输入来自公共时钟310的信号。通过使用用于DDS 311和DDS 312两者的公共时钟310，来自PDH调制生成器102的频率输出被同步并且具有固定的相位关系。时钟310在这里也被称为“直接数字合成器时钟310”。
第一DDS 311输出PDH调制频率（fmod+ ）下的模拟正弦波电压至第一信号调整模块321。第二DDS 312输出恰好两倍的PDH调制频率（2fmod+ ）下的数字参考信号至第二信号调整模块322。信号调整321和322提供滤波以便除去由DDS过程产生的不想要的信号（被本领域技术人员熟知为重建滤波）以及以便提供必需的增益来获得所需的振幅。来自CW PDH调制生成器102的第一端口的信号调整321的输出提供PDH调制。CW PDH调制生成器102中的第一信号调整321经由第一端口将频率fmod+  = fFSR + Δf下的信号发送到CW相位调制器112。CW PDH调制生成器102中的第二信号调整322将频率2fmod+  = 2fFSR + 2Δf下的信号发送到比较器326，所述比较器326提供两倍的PDH调制频率下的用于解调的数字参考信号。
信号调整321的输出被分裂，因此信号还到达比较器325。信号调整322的输出直接到达比较器326。
比较器325和326将从第一和第二信号调整模块321和322输入的正弦波转换成方波，所述方波被用作用于数字信号处理的时钟。例如，时钟可以被用作到达相关联的FSR检测和伺服电子装置202中的解调器（混频器）和相关联的偏置修正电子装置204的参考信号。来自第一比较器325的输出被发送到被图4A中示出的偏置修正电子装置204使用的PDH调制时钟（未示出）。来自第二比较器326的输出被发送到被FSR检测和伺服电子装置202使用的2x PDH调制时钟（未示出）。由于PDH调制生成器102在结构和功能上与PDH调制生成器101类似，所以CCW PDH调制生成器101以相似的方式与相关联的且可通信地耦合的CCW相位调制器111、第二FSR检测和伺服电子装置252和偏置修正电子装置254进行合作。
在本实施例的一个实施方式中，CCW PDH调制生成器101和CW PDH调制生成器102每个产生不同的Δf。在这种情况下，CW PDH调制生成器102中的Δf是第一增量（Δf1），使得从CW PDH调制生成器102输出频率f1mod+  = fFSR + Δf1。类似地，CCW PDH调制生成器101中的Δf是第二增量（Δf2），使得从CCW PDH调制生成器101输出频率f2mod+  = fFSR + Δf2。在本实施例的另一个实施方式中，CCW PDH调制生成器101和CW PDH调制生成器102每个产生相同的Δf。
在现有技术系统中，以高精度来调制激光器以便使调制误差保持在最小值（例如，调制缺陷是小的）。这里描述的该技术消除了由于调制中的缺陷导致的误差，因此激光器调制不需要现有技术系统的高精度。
图4A和4B是根据本发明的图1的RFOG 10中的偏置修正电子装置的实施例的框图。图4A是RFOG 10中的偏置修正电子装置204和254的框图。偏置修正电子装置204和254分别地检测来自陀螺谐振器150（图1）的透射端口151和152的光。偏置修正电子装置204和254中的每一个包括模数转换器（ADC）405、第一数字混频器411、第二数字混频器412、累加器（伺服）460以及数模转换器（DAC）470。
现在描述偏置修正电子装置204的操作。从CW透射探测器115输出的电压信号被输入到ADC 405。来自ADC 405的输出被输入到第一数字混频器411，以与调制频率fmod下的参考信号进行混频。来自第一数字混频器411的输出被输入到第二数字混频器412，以与来自FSR检测和伺服电子装置202（图2）中的时钟445的频率fFM处出现的时钟信号进行混频。来自第二数字混频器412的输出被输入到累加器460。来自累加器460的输出被输入到DAC 470。来自DAC 470的输出被输入到可通信地耦合的CW PDH伺服电子装置206。
第二数字混频器412的输出是代表PDH伺服电子装置206和256中的偏置误差的数字值。此偏置误差是在检测陀螺谐振器150的谐振频率时的误差，且作为旋转速率偏置误差出现。偏置误差可以归因于多个源，诸如强度调制、PDH调制的二次谐波失真和PDH伺服偏移误差。累加器460控制PDH环路锁定设置点以将第二数字混频器412的输出保持为零平均值，因此偏置误差被控制到零平均值。累加器460的输出被DAC 470转换成模拟电压。
由于偏置修正电子装置254在结构和功能上与偏置修正电子装置204类似，所以偏置修正电子装置254以相似的方式与相关联的且可通信地耦合的CCW光电检测器116和CCW PDH伺服电子装置256进行合作。
图4B是偏置修正电子装置254’和204’的框图。偏置修正电子装置254’和204’的结构不同于偏置修正电子装置254和204之处在于：平均滤波器475输入来自第二数字混频器412的信号并将信号输出至累加器伺服460。平均滤波器475去除强度调制误差信号（或其他误差信号）。偏置修正电子装置254’和204’的功能类似于上面所述的偏置修正电子装置254和204。在本实施例的一个实施方式中，偏置修正电子装置254’和204’取代了RFOG 10（图1）中的偏置修正电子装置254和204。
图5A示出了根据本发明的从图1的RFOG中的透射检测器115和116输出的电压信号。此电压信号在这里也被称为“谐振器信号”。出于讨论的目的，信号被拆分为相对于时间被绘制的两个信号500（虚线）和505（实线）。信号500代表从透射检测器115和116输出的信号，其是由于不想要的强度调制，强度调制是有缺陷的相位调制的副产品。信号505代表当载波频率轻微地偏离陀螺谐振器150的谐振时PDH调制频率下的理想的谐振器信号。信号505当激光器载波轻微地偏离谐振时具有非零振幅，且当激光器载波在谐振上时具有零振幅。在信号505的振幅中检测零值对将激光器精确地锁定到陀螺谐振器105的谐振频率上以及精确地测量旋转是关键的。在不（在fmod+和fmod-之间）切换调制频率的情况下，就没有办法在强度调制信号500和理想的谐振器信号505之间进行区分。然而，PDH调制频率在fmod+ = fFSR + Δf和fmod-= fFSR - Δf之间的切换会导致从陀螺谐振器150输出的电压信号505的相位（但非振幅）相对于调制参考从同相切换到180度反相。为简单起见，图5A示出了在信号505的每个周期切换相位的电压信号505。实际上，相位切换将针对信号505的许多个周期发生。
图5B示出了根据本发明的从图4A和4B的偏置修正电子装置中的第二数字混频器412输出的电压信号。同样，两倍解调信号被拆分为两个不同的信号。信号515是由于强度调制的两倍解调信号并且总是具有零平均值。累加器460（图4A和4B）过滤出由于强度调制导致的方波。信号510是当激光器频率轻微地偏离谐振时的两倍解调谐振器信号并且在本例中大于零。由于强度调制导致的任何偏置误差对fmod+和fmod-是一样的并且相互抵消。强度调制误差通过各种方法被去除，诸如在整数个FM周期上取平均或者通过对第二解调器的输出进行低通滤波。当方波被滤波时，获得具有指示旋转的信息的谐振器信号。
图6A和6C示出了根据本发明的代表光信号相对于谐振峰的频率、振幅和相位的示例性矢量箭头。图6B和6D示出了根据本发明的用于测量自由光谱范围的与图6A和6C的相应光信号相关联的调制器输出信号。图7A-7B示出了根据本发明的代表光信号相对于谐振峰的频率、振幅和相位的示例性矢量箭头。在图6A、6C、7A和7B中，具有平均调制频率fFSR的陀螺谐振器150的谐振峰被示出为峰600、601和602。在图6A、6C和7A中，载波频率由谐振峰600中的被标记为700的箭头来指示。载波频率700的第一下边带（在下偏移频率处）由谐振峰600下方的第一谐振峰601中的箭头701和701’来指示。载波频率700的第一上边带（在上偏移频率处）由谐振峰600上方的第一谐振峰602中的箭头702和702’来指示。箭头的方向（上或下）代表光信号的0度或180度相位。
在图7B中，载波频率由谐振峰600中的被标记为750的箭头来指示。载波频率750的第一下边带（在下偏移频率处）由谐振峰600下方的第一谐振峰601中的箭头751和751’来指示。载波频率750的第一上边带（在上偏移频率处）由谐振峰600上方的第一谐振峰602中的箭头752和752’来指示。
图6A-6D指示了图1的RFOG 10如何提供用以测量陀螺谐振器150的FSR的途径。在图6A中，平均调制频率等于谐振器FSR。在图6A中，对于fmod-的频率调制上和下边带701和702之间的拍频由曲线箭头650来指示。因此，当平均调制频率等于谐振器FSR并且当频率调制是fmod-时，上和下边带701和702之间的拍频在这里被称为拍频650。在图6A中，对于fmod+的频率调制上和下边带701’和702’之间的拍频由曲线箭头650’来指示。因此，当平均调制频率等于谐振器FSR并且当频率调制是fmod+时，上和下边带701’和702’之间的拍频在这里被称为拍频650’。术语“拍频”、“拍音”和“拍频信号”在这里被可互换地使用。
在图6B中用于针对2fmod+的拍频650’（图6A）的检测器输出信号（来自图1的透射检测器115）被示出为信号680（实线）。在图6B中，用于针对2fmod-的拍频650（图6A）的检测器输出信号（来自图1的透射检测器115）被示出为信号681（虚线）。当平均调制频率等于谐振器FSR时，拍频信号680和681的振幅是相等的。因此，两倍解调检测器信号是零，所述两倍解调检测器信号是来自2f解调器（即，图2的FSR检测和伺服电子装置中的第二混频器422）的平均输出。
在图6C中，平均调制频率轻微小于谐振器FSR，处于fFSR - δf。上和下边带702和701比上和下边带702’和701’更远离谐振中心。当平均调制频率轻微小于谐振器FSR（例如，fFSR - δf）时并且当频率调制是fmod-时，上和下边带701和702之间的拍频在这里被称为拍频655。当平均调制频率等于谐振器轻微小于谐振器FSR（例如，fFSR - δf）时并且当频率调制是fmod+时，上和下边带701’和702’之间的拍频在这里被称为拍频655’。
在图6D中，用于针对2fmod+的拍频655’（图6C）的检测器输出信号（来自图1的透射检测器）被示出为信号685（实线）。在图6B中，用于针对2fmod-的拍频655（图6C）的检测器输出信号（来自图1的透射检测器）被示出为信号686（虚线）。由于边带中以δf的偏移，信号685和686的振幅是不相等的。因此，作为来自2f解调器（即，图2的FSR检测和伺服电子装置中的第二混频器422）的输出的两倍解调检测器信号不是零，这表明平均调制频率偏离了陀螺谐振器150（图1）的自由光谱范围。
图7A和7B指示了图1的RFOG 10如何提供用以拒绝一些偏置误差的途径。图7A示出处于谐振条件上的载波700针对调制频率fmod+和fmod-两者由空的谐振器信号来指示。图7A示出了处于谐振上的载波700和当PDH调制频率是fmod+时的调制边带701’和702’（分别在下偏移频率处和上偏移频率处）以及当PDH调制频率是fmod-时的调制边带701和702（分别在下偏移频率从和上偏移频率处）。
当载波700处于谐振上并且调制频率是fmod+时，载波700和下边带701’之间的拍频由曲线箭头670’来指示并且载波700和上边带702’之间的拍频由曲线箭头671’来指示。因此，当载波700处于谐振上时，下边带701’和载波700之间的拍频在这里被称为拍频670’。同样地，当载波700处于谐振上时，上边带702’和载波700之间的拍频在这里被称为拍频671’。当载波700处于谐振上并且调制频率是fmod+时，两个拍频信号670’和671’的振幅恰好相等，但它们的相对相位是180度并且因此这两个拍频信号670’和671’相互抵消以提供空信号，所述空信号精确指示激光器载波700处于谐振上。
当载波700处于谐振上并且调制频率是fmod-时，情况看起来类似。载波700和下边带701之间的拍频由曲线箭头670来指示，并且载波700和上边带702之间的拍频由曲线箭头671来指示。因此，当载波700处于谐振上时，下边带701和载波700之间的拍频在这里被称为拍频670。同样地，当载波700处于谐振上时，上边带702和载波700之间的拍频在这里被称为拍频671。当载波700处于谐振上并且调制频率是fmod-时，两个拍频信号670和671的振幅恰好相等，但它们的相对相位是180度并且因此两个拍频信号670和671相互抵消以提供空信号，所述空信号精确指示激光器载波700处于谐振上。
图7B示出了从fmod+和fmod-切换PDH调制频率是如何调制被用于检测激光器载波700何时偏离谐振的信号的。谐振检测信号的调制提供了用以在未被PDH调制频率的切换调制的任何误差和真实的谐振检测信号之间进行区分的途径。在图7B中，激光器载波750以Δfd轻微地偏离谐振，因此通过矢量箭头750被一般地表示的载波频率从谐振峰600的峰值偏移了Δfd。这导致了下边带频率751’和751（在下偏移频率处）和上边带频率752’和752（在上偏移频率从）各自在谐振峰601和602内偏移了+Δfd。当PDH调制频率是fFSR + Δf时，下边带751’比上边带752’更靠近谐振峰且因此在通过谐振器后具有更大的振幅，所述上边带752’更远离谐振峰。
当PDH调制频率是fmod+时，下边带751’和载波750之间的拍频信号由曲线箭头675’来指示并且上边带752’和载波750之间的拍频信号由曲线箭头676’来指示。因此，当激光器载波750以Δfd轻微地偏离谐振并且PDH调制频率是fmod+时，下边带751’和载波750之间的拍频在这里被称为拍频675’。同样地，当激光器载波750以Δfd轻微地偏离谐振并且PDH调制频率是fmod+时，上边带752’和载波750之间的拍频在这里被称为拍频676’。
当激光器载波750轻微地偏离谐振（例如，以+Δfd）并且PDH调制频率是fmod+ (即，fFSR + Δf)时，拍频信号675’的振幅比拍频信号676’的振幅大。即使两个拍频信号675’和676’具有相反的符号，但它们不具有相同的振幅并且因此不相互抵消，并且它们一起产生了具有非零振幅的结果信号，其指示了激光器载波750轻微地偏离谐振。
对于当PDH调制频率是fmod- (即，fFSR - Δf)时的情况，情形是类似的，但是指示激光器载波轻微地偏离谐振的结果信号具有与在fmod+的情况中的结果信号相反的符号。下边带751现在比上边带752更远离谐振峰且因此在通过谐振器后具有更小的振幅，所述上边带752现在更靠近谐振峰。
下边带751和载波750之间的拍频信号由曲线箭头675来指示并且上边带752和载波750之间的拍频信号由曲线箭头676来指示。因此，当激光器载波750以Δfd轻微地偏离谐振并且PDH调制频率是fmod-时，下边带751和载波750之间的拍频在这里被称为拍频675。同样地，当激光器载波750以Δfd轻微地偏离谐振并且PDH调制频率是fmod-时，上边带752和载波750之间的拍频在这里被称为拍频676。即使两个拍频信号675和676具有相反的符号，但它们不具有相同的振幅，并且因此不相互抵消，并且一起产生了具有非零振幅的结果信号，其指示了激光器轻微地偏离谐振。
然而，当PDH调制频率是fmod-时指示激光器载波750轻微地偏离谐振的信号与当PDH调制频率是fmod+时指示激光器载波轻微地偏离谐振的信号的符号相反。当以某个切换频率（FM）在fmod+和fmod-之间周期性地切换PDH调制频率时，指示激光器载波750何时轻微地偏离谐振的信号的符号以切换频率（FM）被调制。谐振检测信号的符号的切换提供了用以在未通过此切换被调制的任何不想要的误差和真实的谐振检测信号之间进行区分的途径。
为了测量FSR，在FSR检测和伺服电子装置202和252中的第一解调器421以两倍的调制频率进行解调。来自CW激光器106的光束126以fmod+被调制达第一时间段（例如，ΔT1 = 5秒），并且然后在5秒后CW激光器106以fmod-被调制达下一第二时间段（例如，ΔT2 = 5秒），并且然后CW激光器106以fmod-被调制达第三时间段（例如，ΔT3 = 5秒），等等。RFOG 10检测上和下边带之间的拍频，其处于两倍的调制频率fFSR + Δf，这是因为边带被分离开2xFSR。当开关450（图2）切换状态时，如果陀螺谐振器150的FSR在时间ΔT期间改变了，则处于两倍的PDH调制频率下的信号的振幅改变。RFOG 10以这种方式来检测陀螺谐振器150的FSR的变化。
如果CW路径和CCW路径两者都被调制，那么，同时地，来自CCW激光器105的光束125以fmod-被调制达第一时间段（例如，ΔT1 = 5秒），并且然后在5秒后CCW激光器105以fmod+被调制达第二时间段（例如，ΔT2 = 5秒），并且然后CCW激光器105以fmod-被调制达一时间段（例如，ΔT3 = 5秒），等等。
回头参考图6D，处于两倍的PDH调制频率下的信号（即，信号685和686）行进通过FSR检测和伺服电子装置202和252（图2）中的第一解调器421以测量拍频的振幅。第一解调器421调制器的输出从较高的值移位到较低的值。在光束上的调制频率被切换的同时发生此移位。
FSR检测和伺服电子装置202和252（图2）中的第二解调器422以切换频率fFM进行解调。因此，第二解调器422提供与从FSR的偏差成比例的输出信号。当平均调制频率处于FSR或FSR的倍数时，来自第二解调器422的输出是零。来自第二解调器422的误差信号到达累加器，所述累加器充当伺服以控制平均调制频率与陀螺谐振器FSR相等。
在本实施例的一个实施方式中，陀螺谐振器150的FSR是1MHz，fmod+ = fFSR + Δf是1.1MHz且fmod+ = fFSR - Δf是0.9MHz。
RFOG 10拒绝了双激光器系统中的缺陷。系统20以调制谐振检测信号但不调制与调制缺陷相关联的偏置误差的方式来调制PDH调制频率，并且因此提供了用以在想要的谐振检测信号和不想要的偏置误差之间进行区分的途径。谐振检测信号的调制较早被讨论过。下面的讨论集中在由于调制缺陷（强度调制和二次谐波失真）导致的偏置误差如何不通过PDH调制频率的调制被调制。
图8示出了根据本发明的代表光信号的相对于谐振峰的频率、振幅和相位的示例性矢量箭头。光信号的所述频率、振幅和相位归因于预定的PDH调制和由于二次谐波失真导致的缺陷。以谐振峰600为中心的激光器载波700具有在谐振峰603中的第二下边带703、703’（由于调制过程的非线性导致的），所述谐振峰603在载波700的谐振峰600下方两个FSR处。激光器载波700的第二上边带704、704’（由于调制过程的非线性导致的）处于谐振峰604处，所述谐振峰604在载波700的谐振峰600上方两个FSR处。边带701’、702’、703’和704’对应于当PDH调制频率是fFSR + Δf的时候，且边带701、702、703和704对应于当PDH调制频率是fFSR - Δf的时候。当激光器载波700的频率在谐振上时，边带701’和702’ 与激光器载波700之间的拍频信号彼此抵消，如先前讨论的那样。同样地，当激光器载波700的频率在谐振上时，边带701和702与激光器载波700之间的拍频信号彼此抵消。空信号指示了激光器载波700何时处在谐振上。
然而，由二次谐波失真产生的边带生成了当激光器载波在谐振上时不抵消的拍频信号，并且因此导致旋转传感误差。703’和701’之间的拍频信号（被一般地表示为拍频870）具有与704’和702’之间的拍频信号（被一般地表示为拍频871）相同的符号，并且因此抵消不了。同样地，703和701之间的拍频信号870具有与704和702之间的拍频信号871相同的符号，并且因此它们抵消不了。对于PDH调制频率fFSR + Δf和fFSR - Δf的每一个，存在由二次谐波失真导致的偏置误差。然而，只要谐振峰是对称的并且平均PDH调制频率处于谐振器FSR处，偏置误差就具有相同的振幅并且因此不通过切换PDH调制频率被调制。因为陀螺谐振器FSR能够随着温度和其他环境变化而改变，所以由FSR检测和伺服电子装置将平均PDH调制频率控制到FSR对于保持二次谐波失真误差的良好消除是重要的。在被偏置修正电子装置204和254中的ADC 405数字化后，谐振器信号被第一数字混频器411（图4A）解调。在数字混频器411之后的想要的谐振检测信号以切换频率fFM被调制，而由于二次谐波失真导致的不想要的信号在数字混频器411后是常数或者dc。想要的谐振检测信号在第二数字混频器412之后被解调为dc，而由于二次谐波失真导致的不想要的信号在第二数字混频器412之后被从dc频率上转换到切换频率fFM。切换频率fFM被选择为使得偏置误差能够被容易地过滤或消除。正如本领域技术人员可领会的，来自由PDH频率调制生成的强度调制的误差被同样地消除。
图9示出了根据本发明的代表用以阻止来自后向散射的干扰的相对于陀螺谐振器的谐振峰的CW和CCW光束的边带频率和载波的频率、振幅和相位的示例性矢量箭头。如示出的，CW光束126（图1）的载波频率760的谐振模式相对于CCW光束125（图1）的载波频率770的谐振模式有偏移。特别地，处于谐振峰600处的CW光束的载波频率760相对于处于谐振峰602处的CCW光束的载波频率770偏移了一个FSR。在这个示例性情况中，CW光束和CCW光束的调制频率都被设置为2fFSR。因此，处于谐振峰603处的CW光束下边带频率761和处于谐振峰604处的CW光束上边带频率762不在处于CCW光束的谐振峰602处的载波频率770处。同样地，处于谐振峰603处的CW光束下边带频率761和处于谐振峰604处的CW光束上边带频率762不在处于谐振峰601处的CCW光束下边带频率771处并且不在处于谐振峰606处的CCW光束上边带频率772处。
谐振模式和频率调制的这种选择阻止了载波和边带的频率中的重叠。因此，在CW光束和CCW光束上的任何后反射之间或者在CCW和CW光束上的任何后反射之间的干涉出现在距离解调频率足够远的频率处并且因此能够被容易地过滤出。可以选择其他的调制频率以避免CW和CCW光束的载波和边带频率的重叠。
这里所描述的系统的实施例允许通过谐振器自己的传感线圈进行滤波。在本实施例的一个实施方式中，调制频率是陀螺谐振器FSR的10倍。那么，处于小于10fFSR的频率处的任何RIN噪声和激光器相位噪声通过传感线圈的过滤而被衰减。
对商业产品来说，此调制频率可以是10 fFSR = 50 MHz。铌酸锂（LiNbO3）相位调制器能够工作在如此高的频率下；然而这些类型的相位调制器对商业应用来说是昂贵的。除非开发出低成本、高带宽的相位调制器，否则用于商业应用的优选实施例是不具有相位调制器。通过将PDH调制应用于激光器可以消除相位调制器。在本实施例的另一个实施方式中，通过直接调制激光器频率来产生激光器频率边带，例如通过调制半导体激光器的注入电流或者激光发射腔内的电光元件。
图10是根据本发明的用来检测谐振频率和自由光谱范围的方法1000的一个实施例的流程图。参考图1中的RFOG 10来描述方法1000，尽管此方法可被实施在这里所描述的RFOG的其他实施例上。
在块1002，第一激光器106（即，CW激光器106）被调制以发射在上偏移和下偏移频率处具有第一边带的顺时针光束126。第一激光器调制频率是FSR的第一整数倍（例如，f1mod+  = NfFSR）或者FSR的第一整数倍加上第一增量（例如，f1mod+  = NfFSR +Δf1）中的一个。
块1004是可选的。如果不实施块1004，则通过CW光束126的调制来检测谐振器陀螺的FSR，正如本领域技术人员在阅读并理解本文档后可领会的那样。
在块1004，第二激光器105（即，CCW激光器105）被同时地调制以发射在上偏移和下频率处具有第二边带的逆时针光束125。第二激光器调制频率是FSR的第二整数倍（例如，f2mod+  = MfFSR）或者FSR的第二整数倍加上第二增量（例如，f2mod+  = MfFSR +Δf2）中的一个，所述第二增量不同于用于第一激光器106的第一增量（例如，M不等于N）。在这种情况下，CCW PDH调制生成器101和CW PDH调制生成器102每个生成不同的Δf。在本实施例的另一个实施方式中，CCW PDH调制生成器101和CW PDH调制生成器102每个生成相同的Δf。
以这种方式，RFOG 10将顺时针(CW)和逆时针(CCW)激光器频率锁定到陀螺传感谐振器150（见图1）的不同纵模上。第一激光器106的载波频率被锁定到传感谐振器150的第一CW纵模上。第二激光器105的载波频率被锁定到传感谐振器150的第二CCW纵模上。第二CCW纵模从第一CW纵模偏移了陀螺仪谐振器150的至少一个（即，M-N > 1）自由光谱范围（即，M-N）。
Pound-Drever-Hall 调制正弦波以频率调制f1mod+ 被从CW (第一) Pound-Drever-Hall调制生成器102的第一端口输出至顺时针光束126的路径中的CW（第一）相位调制器112。
如果实施块1004，则频率调制f2mod+ 下的Pound-Drever-Hall 调制正弦波从CCW (第二) Pound-Drever-Hall调制生成器101的第一端口被输出至逆时针光束125的路径中的CCW（第二）相位调制器111。
在块1006，顺时针光束126被耦合进陀螺仪谐振器150的顺时针输入端口152中。在块1008，逆时针光束125被耦合进陀螺仪谐振器150的逆时针输入端口151中。
在块1010，RFOG 10在fmod+和fmod-之间周期性地切换第一激光器（CW激光器）106的调制频率。在块1012，RFOG 10在fmod+和fmod-之间周期性地切换第二激光器（CCW激光器）105的调制频率。与两倍解调相结合的切换对陀螺仪谐振器150的偏置误差进行调制，同时旋转信息保持不变且由于调制中的缺陷导致的误差被消除。
在FSR检测和伺服电子装置202和252中的开关450的状态从输出加和信号C被切换到输出差分信号D（见图2），以从fmod+和fmod-进行切换。同样地，在FSR检测和伺服电子装置202和252中的开关450的状态从输出差分信号D被切换到输出加和信号C（见图2），以从fmod-和fmod+进行切换。
在块1014，基于此切换来感测陀螺仪谐振器150的FSR，这是因为激光器频率调制或相位调制被以比CW和CCW激光器的谐振跟踪调制更低的频率进行调制。使用同步检测技术来确定陀螺仪谐振器的旋转速率。正如这里所描述的，由于调制缺陷（强度调制和二次谐波失真）导致的偏置误差不被PDH调制频率下的调制所调制，并且因此被拒绝。对于CW和CCW光束的PDH调制频率fFSR + Δf和fFSR - Δf二者来说，存在由二次谐波失真导致的偏置误差。然而，只要谐振峰是对称的并且平均PDH调制频率处于谐振器FSR，偏置误差就具有相同的振幅并且因此不被切换PDH调制频率所调制。以这种方式，RFOG 10在想要的谐振检测信号和不想要的偏置误差之间进行区分。
示例实施例
示例1包括一种谐振器光纤陀螺仪，包括：陀螺仪谐振器，其具有顺时针输入端口和逆时针输入端口以及自由光谱范围（FSR）；第一激光器，其被配置为将顺时针光束耦合进顺时针输入端口中；顺时针Pound-Drever-Hall调制生成器，其用以在顺时针光束被耦合进顺时针输入端口中之前以谐振跟踪调制来调制顺时针光束；偏置修正电子装置；自由光谱范围（FSR）检测和伺服电子装置，其包括被可通信地耦合至顺时针Pound-Drever-Hall调制生成器的开关；顺时针透射检测器，其被配置为接收从逆时针输入端口输出的光束并且将信号输出至偏置修正电子装置和FSR检测和伺服电子装置；以及第二激光器，其被配置为将逆时针光束耦合进逆时针输入端口中，其中基于顺时针光束的Pound-Drever-Hall调制来测量陀螺仪谐振器的FSR。
示例2包括示例1的谐振器光纤陀螺仪，其中偏置修正电子装置是第一偏置修正电子装置，FSR检测和伺服电子装置是第一FSR检测和伺服电子装置，谐振跟踪调制是第一谐振跟踪调制，以及开关是第一开关，谐振器光纤陀螺仪还包括：逆时针Pound-Drever-Hall调制生成器，其在逆时针光束被耦合进逆时针输入端口中之前以第二谐振跟踪调制来调制逆时针光束；第二偏置修正电子装置；第二FSR检测和伺服电子装置，其包括被可通信地耦合至逆时针Pound-Drever-Hall调制生成器的第二开关；以及逆时针透射检测器，其被布置为接收从顺时针输入端口输出的光束并且将信号输出至第二偏置修正电子装置和第二FSR检测和伺服电子装置，其中基于顺时针光束的Pound-Drever-Hall调制和逆时针光束的Pound-Drever-Hall调制来测量FSR。
示例3包括示例2的谐振器光纤陀螺仪，其中第一偏置修正电子装置和第二偏置修正电子装置包括：模数转换器；第一数字混频器，其从模数转换器接收输入；第二数字混频器，其从第一数字混频器接收输入；累加器，其从第二数字混频器接收输入并且控制Pound-Drever-Hall环路锁定设置点，其中偏置误差被控制到零平均值；以及数模转换器，其中来自第一偏置修正电子装置中的数模转换器的输出被输入到顺时针Pound-Drever-Hall伺服电子装置，并且其中，来自第二偏置修正电子装置中的数模转换器的输出被输入到逆时针Pound-Drever-Hall伺服电子装置。
示例4包括示例3的谐振器光纤陀螺仪，其中第一FSR检测和伺服电子装置和第二FSR检测和伺服电子装置进一步包括各自的时钟，以产生时钟信号来控制相应的第一开关和第二开关，并且其中来自第一和第二FSR检测和伺服电子装置的时钟信号被输入到相应的第一和第二偏置修正电子装置中的第二数字混频器，其中使第一激光器的调制频率在fmod+和fmod-之间周期性地进行切换，其中使第二激光器的调制频率在fmod+和fmod-之间周期性地进行切换，其中周期性的切换消除了由于调制中的缺陷导致的误差，以及其中基于该周期性的切换来感测陀螺仪谐振器的FSR。
示例5包括示例3-4中任一个的谐振器光纤陀螺仪，其中从顺时针透射检测器输出的电压信号被输入到第一偏置修正电子装置中的模数转换器并且被输入到第一自由光谱范围（FSR）检测和伺服电子装置中的模数转换器，其中，在第一偏置修正电子装置内，来自模数转换器的输出在第一数字混频器处与调制频率fmod下的参考信号进行混频，并且来自第一数字混频器的输出与来自第一FSR检测和伺服电子装置中的时钟的以切换频率出现的时钟信号进行混频；其中从逆时针透射检测器输出的电压信号被输入到第二偏置修正电子装置中的模数转换器并且被输入到第二自由光谱范围（FSR）检测和伺服电子装置中的模数转换器；以及其中，在第二偏置修正电子装置内，来自模数转换器的输出在第一数字混频器处与调制频率fmod下的参考信号进行混频，并且来自第一数字混频器的输出与来自第二FSR检测和伺服电子装置中的时钟的以切换频率出现的时钟信号进行混频。
示例6包括示例2-5中任一个的谐振器光纤陀螺仪，其中顺时针Pound-Drever-Hall调制生成器包括：第一直接数字合成器，其接收来自相应的第一和第二FSR检测和伺服电子装置的代表调制频率的第一数字数据并且输出Pound-Drever-Hall调制频率下的模拟正弦波电压；第二直接数字合成器，其接收来自相应的第一和第二FSR检测和伺服电子装置的代表两倍的调制频率的第二数字数据输出并且输出两倍的Pound-Drever-Hall调制频率下的数字参考信号；以及直接数字合成器时钟，其为第一和第二直接数字合成器所共用。
示例7包括示例2-6中任一个的谐振器光纤陀螺仪，其中顺时针光束具有被设置到传感谐振器的第一顺时针纵向谐振模之一的第一频率，并且其中逆时针光束具有被设置到传感谐振器的不同于用于顺时针光束的第一纵模的第二逆时针纵向谐振模之一的第二频率，第一纵模和第二纵模相差至少一个FSR。
示例8包括示例2-7中任一个的谐振器光纤陀螺仪，其中顺时针光束具有被设置到FSR的第一整数倍或FSR的第一整数倍加上第一增量的相位调制频率，并且其中逆时针光束具有被设置到FSR的第二整数倍或FSR的第二整数倍加上不同于用于顺时针光束的第一增量的第二增量的频率，第一倍数和第二倍数相差至少一。
示例9包括示例1的谐振器光纤陀螺仪，其中偏置修正电子装置包括：模数转换器；第一数字混频器，其从模数转换器接收输入；第二数字混频器，其从第一数字混频器接收输入；累加器，其从第二数字混频器接收输入并且控制Pound-Drever-Hall环路锁定设置点，其中偏置误差被控制到零平均值；以及数模转换器，其中来自偏置修正电子装置中的数模转换器的输出被输入到顺时针Pound-Drever-Hall伺服电子装置；其中FSR检测和伺服电子装置包括：时钟，其产生时钟信号来控制开关，并且其中所述时钟信号被输入到偏置修正电子装置中的第二数字混频器，其中使激光器的调制频率在fmod+和fmod-之间周期性地进行切换以便消除由于调制中的缺陷导致的误差以及以便感测陀螺仪谐振器的FSR；其中从顺时针透射检测器输出的电压信号被输入到偏置修正电子装置中的模数转换器并且被输入到自由光谱范围（FSR）检测和伺服电子装置中的模数转换器，其中来自偏置修正电子装置中的模数转换器的输出在第一数字混频器处与调制频率fmod下的参考信号进行混频，并且来自第一数字混频器的输出与来自FSR检测和伺服电子装置中的时钟的以切换频率出现的时钟信号进行混频；以及其中顺时针Pound-Drever-Hall调制生成器包括：第一直接数字合成器，其接收来自FSR检测和伺服电子装置的代表调制频率的第一数字数据并且输出Pound-Drever-Hall调制频率下的模拟正弦波电压；第二直接数字合成器，其接收来自FSR检测和伺服电子装置的代表两倍的调制频率的第二数字数据输出并且输出两倍的Pound-Drever-Hall调制频率下的数字参考信号；以及直接数字合成器时钟，其为第一和第二直接数字合成器所共用。
示例10包括一种测量谐振器光纤陀螺仪中的陀螺仪谐振器的自由光谱范围（FSR）的方法，该方法包括：调制激光器以发射在上偏移和下偏移频率处具有边带的顺时针光束，其中激光器调制频率是FSR的第一整数倍或FSR的第一整数倍加上增量中的一个；以及将顺时针光束耦合进陀螺仪谐振器的顺时针输入端口中；将逆时针光束耦合进陀螺仪谐振器的逆时针输入端口中；在fmod-和fmod+之间周期性地切换激光器的调制频率以消除由于调制中的缺陷导致的误差；以及基于此切换来感测陀螺仪谐振器的FSR。
示例11包括示例10的方法，其中激光器是第一激光器，边带是第一边带，激光器调制频率是第一激光器调制频率，以及增量是第一增量，该方法还包括：同时地调制第二激光器以发射在上偏移和下偏移频率处具有第二边带的逆时针光束，其中第二激光器调制频率是FSR的第二整数倍或FSR的第二整数倍加上第二增量中之一；以及在fmod+和fmod-之间周期性地切换第二激光器的调制频率以消除由于调制中的缺陷导致的误差。
示例12包括示例10-11中任一个的方法，还包括：将第一激光器的载波频率锁定在陀螺仪谐振器的第一纵模上；以及将第二激光器的载波频率锁定在陀螺仪谐振器的第二纵模上，第二纵模从第一纵模偏移了陀螺仪谐振器的至少一个自由光谱范围。
示例13包括示例10-12中任一个的方法，还包括：从第一Pound-Drever-Hall调制生成器的第一端口以第一频率调制将Pound-Drever-Hall调制正弦波输出至顺时针光束的路径中的第一相位调制器。
示例14包括示例11-13中任一个的方法，还包括：从第二Pound-Drever-Hall调制生成器的第一端口以第二频率调制将Pound-Drever-Hall调制正弦波输出至逆时针光束的路径中的第二相位调制器。
示例15包括示例10-14中任一个的方法，还包括：使用同步检测技术来确定陀螺仪谐振器的旋转速率。
示例16包括一种谐振器光纤陀螺仪，包括：陀螺仪谐振器，其具有顺时针输入端口和逆时针输入端口以及自由光谱范围（FSR）；第一激光器，其被配置为将顺时针光束耦合进顺时针输入端口中；顺时针Pound-Drever-Hall调制生成器；顺时针相位调制器，其被可通信地耦合至顺时针Pound-Drever-Hall调制生成器，顺时针相位调制器可操作用于调制顺时针光束；顺时针透射光电检测器，其被布置为检测从陀螺仪谐振器的逆时针输入端口输出的光束；第一偏置修正电子装置，其输入来自顺时针透射光电检测器的信号；第一自由光谱范围（FSR）检测和伺服电子装置，其输入来自顺时针透射光电检测器的信号，其中第一FSR检测和伺服电子装置包括第一开关；顺时针Pound-Drever-Hall伺服电子装置，其输入来自第一偏置修正电子装置的信号并将信号输出至顺时针相位调制器和至第一激光器；第二激光器，其被配置为将逆时针光束耦合进顺时针输入端口中；逆时针Pound-Drever-Hall调制生成器；逆时针相位调制器，其被可通信地耦合至逆时针Pound-Drever-Hall调制生成器，逆时针相位调制器可操作用于调制逆时针光束；逆时针透射光电检测器，其被布置为检测从陀螺仪谐振器的逆时针输入端口输出的光束；第二偏置修正电子装置，其输入来自逆时针透射光电检测器的信号；第二FSR检测和伺服电子装置，其输入来自逆时针透射光电检测器的信号，第二FSR检测和伺服电子装置包括第二开关，其中第一开关和第二开关可操作用于在第一调制频率和第二调制频率之间周期性地切换相应的第一和第二激光器的调制频率。
示例17包括示例16的谐振器光纤陀螺仪，其中第一偏置修正电子装置包括第一数字混频器，其以第一调制频率进行解调以测量顺时针方向上的谐振器谐振频率与顺时针光束之间的频率差，并且其中第二偏置修正电子装置包括第一数字混频器，其以第二调制频率进行解调以测量逆时针方向上的谐振器谐振频率与逆时针光束之间的频率差，其中在解调后旋转信息保持不变并且偏置误差被调制。
示例18包括示例16-17中任一个的谐振器光纤陀螺仪，其中第一FSR检测和伺服电子装置还包括：第一时钟，其产生第一时钟信号以控制第一开关；第一数字混频器，其输入两倍的第一调制频率下的信号；以及第二数字混频器，其输入第一时钟信号，并且其中第二FSR检测和伺服电子装置还包括：第二时钟，其产生第二时钟信号以控制第二开关；第一数字混频器，其输入两倍的第二调制频率下的信号；以及第二数字混频器，其输入第二时钟信号。
示例19包括示例16-18中任一个的谐振器光纤陀螺仪，其中顺时针光束具有被设置到传感谐振器的第一顺时针纵向谐振模之一的第一频率，并且其中逆时针光束具有被设置到传感谐振器的不同于用于顺时针光束的第一纵模的第二逆时针纵向谐振模之一的第二频率，第一纵模和第二纵模相差至少一个FSR。
示例20包括示例16-19中任一个的谐振器光纤陀螺仪，其中顺时针光束具有被设置到FSR的第一倍数的相位调制频率，并且其中逆时针光束具有被设置到FSR的第二倍数的相位调制频率，第一倍数和第二倍数相差至少一。
虽然在这里已经图示并描述了特定的实施例，但本领域的普通技术人员将理解的是，被计划用以获得相同目的的任何布置可以替换所示出的特定实施例。本申请意图涵盖本发明的任何的改编或变化。因此，明显地意图使本发明仅仅由权利要求和其等价物来限制。

Claims (3)

1.一种谐振器光纤陀螺仪（10），包括： 
陀螺仪谐振器（150），其具有顺时针输入端口（152）和逆时针输入端口（151）以及自由光谱范围（FSR）；
第一激光器（106），其被配置为将顺时针光束（126）耦合进顺时针输入端口中；
顺时针Pound-Drever-Hall调制生成器（102），其用以在顺时针光束被耦合进顺时针输入端口中之前以第一谐振跟踪调制来调制顺时针光束；
第一偏置修正电子装置（204）；
第一自由光谱范围（FSR）检测和伺服电子装置（202），其包括被可通信地耦合至顺时针Pound-Drever-Hall调制生成器的第一开关（450）；
顺时针透射检测器（115），其被配置为接收从逆时针输入端口输出的光束并且将信号输出至偏置修正电子装置和FSR检测和伺服电子装置；
第二激光器（105），其被配置为将逆时针光束（125）耦合进逆时针输入端口中；
逆时针Pound-Drever-Hall调制生成器（101），其用以在逆时针光束被耦合进逆时针输入端口（151）中之前以第二谐振跟踪调制来调制逆时针光束（125）；
第二偏置修正电子装置（254）；
第二FSR检测和伺服电子装置（252），其包括被可通信地耦合至逆时针Pound-Drever-Hall调制生成器的第二开关（450）；以及
逆时针透射检测器（116），其被布置为接收从顺时针输入端口（152）输出的光束并且将信号输出至第二偏置修正电子装置和第二FSR检测和伺服电子装置，其中基于顺时针光束的Pound-Drever-Hall调制和逆时针光束的Pound-Drever-Hall调制来测量所述FSR。
2.权利要求1的谐振器光纤陀螺仪（10），其中第一偏置修正电子装置（204）和第二偏置修正电子装置（254）包括：
模数转换器（205）；
第一数字混频器（411），其接收来自模数转换器的输入；
第二数字混频器，其接收来自第一数字混频器的输入；
累加器（260），其接收来自第二数字混频器的输入并且控制Pound-Drever-Hall环路锁定设置点，其中偏置误差被控制到零平均值；以及
数模转换器（470），其中来自第一偏置修正电子装置中的数模转换器的输出被输入至顺时针Pound-Drever-Hall伺服电子装置（206），并且其中来自第二偏置修正电子装置中的数模转换器的输出被输入至逆时针Pound-Drever-Hall伺服电子装置（256），其中第一FSR检测和伺服电子装置（202）和第二FSR检测和伺服电子装置（252）进一步包括各自的时钟（445），以产生时钟信号来控制相应的第一开关（450）和第二开关（450），并且其中来自第一和第二FSR检测和伺服电子装置（202、252）的时钟信号被输入到相应的第一和第二偏置修正电子装置（204、254）中的第二数字混频器（412），其中使第一激光器（106）的调制频率在fmod+和fmod-之间周期性地进行切换，其中使第二激光器（105）的调制频率在fmod+和fmod-之间周期性地进行切换，其中该周期性的切换消除由于调制中的缺陷导致的误差，以及其中基于该周期性的切换来感测陀螺仪谐振器（150）的所述FSR。
3.一种测量谐振器光纤陀螺仪（10）中的陀螺仪谐振器（150）的自由光谱范围（FSR）的方法，该方法包括： 
调制第一激光器（106）以发射在上转移和下转移频率处具有边带的顺时针光束（126），其中第一激光器调制频率是FSR的第一整数倍或FSR的第一整数倍加上第一增量中的一个；以及
将顺时针光束耦合进陀螺仪谐振器的顺时针输入端口（152）中；
将逆时针光束（125）耦合进陀螺仪谐振器的逆时针输入端口（151）中；
在fmod+和fmod-之间周期性地切换激光器的调制频率以消除由于调制中的缺陷导致的误差；以及
基于此切换来感测陀螺仪谐振器的所述FSR；
同时地调制第二激光器（105）以发射在上转移和下转移频率处具有第二边带的逆时针光束（125），其中第二激光器调制频率是FSR的第二整数倍或FSR的第二整数倍加上第二增量中的一个；以及
在fmod+和fmod-之间周期性地切换第二激光器的调制频率以消除由于调制中的缺陷导致的误差。
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