JP6401301B2 - 並列共振器を有するチューナブルな高周波フィルタ - Google Patents

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Description

本発明は、高周波フィルタ（ＨＦフィルタ）に関し、このＨＦフィルタはたとえば携帯通信機器に使用することができる。
たとえばモバイル電話のような携帯通信機器は、これまで複数の異なる周波数バンドにおける通信、そして複数の異なる伝送システムでの通信を可能としている。このためこれらの携帯通信機器は、一般的に複数のＨＦフィルタを備え、これらのＨＦフィルタは、それぞれその対応する周波数およびその対応する伝送システム用に設けられている。最近のＨＦフィルタは、現在では小さな寸法で製造することができるようになっている。しかしながら、その多数の回路およびこれらの回路の複雑さのために、これらのフィルタが配設されているフロントエンドモジュールは、比較的大きくそしてその製造は手間がかかりかつ高価なものであった。
チューナブルなＨＦフィルタは、これを改善できるであろう。このようなフィルタは、調整可能な中心周波数を有し、このために１つのチューナブルなフィルタは、原理的に２つ以上の従来のフィルタを置き換えることができる。チューナブルなＨＦフィルタは、たとえば特許文献１または特許文献２に開示されている。これらの引用文献では、音響波で動作する共振器の電子音響特性がチューナブルなインピーダンス素子によって変化される。
非特許文献１には、スイッチを用いたリコンフィギュラブルなフィルタが開示されている。
しかしながら公知のチューナブルなＨＦフィルタでの問題は、とりわけそのチューニング自体がこのフィルタの重要な特性を変化することである。このようなものとしてたとえば、挿入損失，入力インピーダンス，および／または出力インピーダンスが変化する。
米国特許出願公開第２０１２／０３１３７３１Ａ１号公報 欧州特許出願公開第２５３０８３８Ａ１号公報
発表論文"Reconfigurable Multiband SAW Filters for LTE Applications", IEEE SiRF 2013, p. 153-155, by Lu et al.
したがって本発明の課題は、ＨＦフィルタ（複数）を提示することであり、これらのＨＦフィルタは、他の重要なパラメータを変化することの無いチューニングを可能とし、そして当業者に対してフィルタモジュールの設計の際のさらなる自由度を提供するものである。
この課題は独立請求項に記載のＨＦフィルタによって解決される。従属項はさらなる実施例を提示する。
本ＨＦフィルタは、直列に回路接続された、それぞれ１つの電子音響共振器を有する複数の基本回路（Grundglieder）を備える。さらに本フィルタは、これらの基本回路の間に直列に回路接続されたインピーダンスコンバータ(複数）を備える。これらのインピーダンスコンバータは、アドミッタンスインバータ（複数）である。これらの基本回路の共振器は並列共振器のみである。これらの共振器の少なくとも１つはチューナブルである。
ＨＦフィルタにおける基本回路は、たとえばラダー型構造が知られており、ここでは１つの基本回路は１つの直列共振器および１つの並列共振器を備えている。複数のこのような基本回路が前後に続いて回路接続されて、上記の直列共振器あるいは並列共振器の共振周波数および反共振周波数が互いに適合してチューニングされている場合には、実質的にフィルタ作用を生じる。
ここで提示する基本回路は、本発明においては１つのラダー型回路をほぼ半分にした基本回路であると考えてよい。
インピーダンスコンバータとしては、インピーダンスインバータまたはアドミッタンスインバータを対象としている。インピーダンスコンバータが、１つの負荷インピーダンスを１つの入力インピーダンスに任意に変換するのに対し、インピーダンスインバータあるいはアドミッタンスインバータの作用は極めて特定的である。インピーダンスインバータあるいはアドミッタンスインバータは、以下のように２端子対回路（Zweitor）用の手法を用いて記述することができる。
行列要素Ａ，Ｂ，Ｃ，Ｄを有する上記の連鎖行列は、その出力ポートが１つの負荷に接続されている、１つの２端子対回路の作用を記述し、ここでこの連鎖行列は、１つの負荷に印加される１つの電圧ＵＬおよび１つの負荷を通って流れる電流ＩＬが、どのように入力ポートに印加される１つの電圧ＵＩＮおよび入力ポートへ流れ込む電流ＩＩＮに変換されるかを規定している。
（１）
ここでインピーダンスＺは、電圧と電流の比として定義されている。
（２）
こうして１つの負荷インピーダンスＺＬは１つの入力インピーダンスＺＩＮに変換される。
（３）
こうしてこの負荷インピーダンスＺＬは、外側からは、入力インピーダンスＺＩＮのように見える。
ここで１つのインピーダンスインバータは、以下の連鎖行列で特徴付けられる。
（４）
これより以下が導かれる。
（５）
このインピーダンスは反転される。その比例係数はＫ２である。
アドミッタンスインバータは、以下の連鎖行列によって特徴付けられる。
（６）
これよりアドミッタンスＹに対して以下が導かれる。
（７）
このアドミッタンスは反転される。その比例係数はＪ２である。
並列共振器および直列共振器が一緒に存在していることが、ＨＦフィルタのチューニングの際の重要なパラメータの変動性に際立った影響を与えることが見出された。さらに、１種類の共振器（複数）のみが存在している場合、上記のチューニングは上記のパラメータに対し、僅かな影響を及ぼすことが見出された。直列共振器のみ、または並列共振器のみが存在していると、このＨＦフィルタはチューニングの際にその挿入損失，入力インピーダンス，および／または出力インピーダンスに関して、より安定しているように振る舞う。さらに、上述のインピーダンスコンバータが、直列共振器を並列共振器のように見せることに適していること、あるいはこの逆に並列共振器を直列共振器のように見せることに適していることが見出された。具体的には、その間に１つの直列共振器を有する２つのインピーダンスインバータから成る１つの直列回路は、その周辺回路に対して１つの並列共振器のように見える。その間に１つの並列共振器を有する２つのアドミッタンスインバータから成る１つの直列回路は、その周辺回路に対して１つの直列共振器のように見える。
したがってこれらの直列回路を用いて、より良好にチューニング可能なＨＦフィルタ回路を形成することが可能となる。
したがって、このＨＦフィルタを、そのインピーダンスコンバータがインピーダンスインバータに、そしてその共振器（複数）が直列共振器（複数）となるように、構成することができる。
このようなフィルタは、並列共振器を全く必要としない。このフィルタがバンドパスフィルタまたはバンドストップフィルタとして構成されていると、これよりこれらは一般的に１つの急峻な右側のスロープを備える。このフィルタは、１つのデュプレクサに使用することができる。この急峻な右側のスロープのために、送信フィルタとして好ましいものである。すなわちここでは、その送信バンドが受信バンドより下側にある場合である。送信バンドと受信バンドのこの相対的な配置が入れ替えられなければならない場合、この直列共振器を有するフィルタは、受信フィルタにあることが好ましい。
さらにこのＨＦフィルタを、そのインピーダンスコンバータがアドミッタンスインバータに、そしてその共振器が並列共振器となるように、構成することもできる。
このようなフィルタは、直列共振器を全く必要としない。このフィルタがバンドパスフィルタまたはバンドストップフィルタとして構成されていると、これよりこれらは一般的に１つの急峻な左側のスロープを備える。このフィルタもまた、１つのデュプレクサに使用することができる。この急峻な左側のスロープのために、受信フィルタとして好ましいものである。すなわちここでは、その受信バンドが送信バンドより上側にある場合である。送信バンドと受信バンドのこの相対的な配置が入れ替えられなければならない場合、この直列共振器を有するフィルタは、送信フィルタにあることが好ましい。
上記のインピーダンスコンバータ（複数）は、インピーダンス素子として、キャパシタンス素子およびインダクタンス素子両方を備えてよい。これらのインピーダンスコンバータがキャパシタンス素子のみかまたはインダクタンス素子のみを備えることも可能である。こうしてこれらのインピーダンスコンバータは、受動的な回路素子のみから成っている。具体的には、これらのインピーダンスコンバータが少ないインダクタンス素子のみを備えるか、または全くインダクタンス素子を備えない場合、これらのインピーダンスコンバータは、１つの多層基板の金属層（複数）におけるパターニングされたメタライジング部（複数）として容易に実現することができる。
上記のインピーダンスコンバータ（複数）は、インダクタンス素子またはキャパシタンス素子に追加して、位相シフタ配線部（複数）を備えてよい。しかしながら上記のインピーダンスコンバータが、位相シフタ配線部から成っていることも可能である。位相シフタ配線部も、容易かつコンパクトに構築して１つの多層基板に集積化することができる。
上記のフィルタを１つの対称的な表現行列Ｂで記述することが可能である。
１つの表現行列Ｂで完全に記述されているフィルタ回路（複数）が存在する。
この行列Ｂは、上記のフィルタの個々の回路部品を特徴付ける行列要素を含んでいる。
３つの直列に回路接続された共振器Ｒ１，Ｒ２，Ｒ３を備え、かつ入力側でソースインピーダンスＺＳと回路接続され、出力側で負荷インピーダンスＺＬと回路接続されている、１つのフィルタ回路は以下のような式となるであろう。
（８）
この回路はしかしながら、バンドパスフィルタとしては動作しないであろう。
２つの外側の直列共振器は、これらの直列共振器がそれぞれ並列共振器のように見えるように、インピーダンスインバータによってマスクされ、こうして１つのラダー型構造のように振る舞う１つの構造が得られ、この構造は以下の表現行列で記述される。

（９）
ここでＫＳ１は、上記のソースインピーダンスＺＳと上記の第１の共振器との間のインピーダンスインバータを表す。Ｋ１２は、上記の第１の共振器と第２の共振器との間のインピーダンスインバータを表す。一般的にこれらのパラメータの添え字は、共振器（複数）を表し、これらの共振器の間にそれぞれ対応するインバータが配設されている。Ｂｉｊ＝Ｂｊｉが成り立っており、すなわちこの行列は、その対角線に対し対称となっている。上記の等式（９）に対応するフィルタ回路は、図１に示されている。これらの共振器は、この行列の対角線上のパラメータによって記述される。上記のインピーダンスコンバータ（複数）は、上記の対角線の直ぐ上側または下側の副対角線上のパラメータによって記述される。
本フィルタは、本フィルタの１つの部分に並列に回路接続されている１つの第２のインピーダンスコンバータを備えてよい。この部分は、１つの基本回路および２つのインピーダンスコンバータを有する１つの直列回路を含んでいる。
これよりこの表現行列は、上記の上側の副対角線の上側、あるいは下側の副対角線の下側にある成分（複数）を含んでいる。
上記の基本回路の共振器（複数）の少なくとも１つがチューナブルであることが可能である。
原理的そして具体的には、上記の共振器（複数）の１つがチューナブルである場合は、ＢＡＷ共振器（ＢＡＷ＝Bulk Acoustic Wave＝音響体積波）、ＳＡＷ共振器（ＳＡＷ＝Surface Acoustic Wave＝表面音響波）、ＧＢＡＷ共振器（ＧＢＡＷ＝Guided Bulk Acoustic Wave＝ガイド音響体積波）および／またはＬＣ共振器が対象となる。音響波で動作する共振器素子は、概して一方の側での１つのキャパシタンス素子Ｃ０と、他方の側での１つのインダクタンス素子Ｌ１および１つのキャパシタンス素子Ｃ１を有する１つの直列回路とから成る、１つの並列回路の等価回路を有している。このような共振器素子は以下の共振周波数を有する。
（１０）
そしてその反共振周波数は以下のようになる。
（１１）
この共振器がその共振器素子の他にさらに、この共振器素子に対して直列および／または並列に回路接続されている、チューナブルインダクタンス素子またはチューナブルキャパシタンス素子のようなチューナブルな素子を備えると、これにより可変な周波数特性を有する１つの共振器が形成される。ここで共振周波数は、Ｌ１およびＣ１に依存するがＣ０には依存しない。反共振周波数は、これに加えてＣ０に依存する。上記のチューナブルなインピーダンス素子のインピーダンスの変化によって、上記の等価回路のＣ０およびＬ１を互いに独立に変化することができる。以上により、この共振周波数と反共振周波数とを互いに独立に調整することができる。
その特性周波数がチューナブルなインピーダンス素子を用いることで可変となっている共振器素子を有する共振器（複数）の代替として、またはこれらに対し追加的に、１つのチューナブルな共振器は、共振器素子（複数）からなるアレイを備えてよく、これらの共振器素子の各々は、スイッチを用いてこの共振器にカップリング可能であり、またはこの共振器から分離可能である。こうして、チューナブルな共振器毎に、ｍ個の共振器素子から成る１つのアレイとなっている。
以上により、実際に動作する各々の共振器素子に対応した、ｍ個の異なるフィルタ伝送特性を実現することができる。この際、これらのｍ個の共振器の各々は、正に１つのフィルタ伝送特性に対応している。１つのフィルタ伝送特性が、複数の同時に動作する共振器素子に対応していることも可能である。こうしてｍ個の共振器素子はｍ！（ｍの階乗）個の異なるフィルタ伝送特性を可能とする。ここでｍは、２，３，４，５，６，７，８，９，１０であってよく、またはもっと多くともよい。これらの共振器素子が並列に回路接続されていると、２ｍ個の異なるフィルタ特性が可能である。
ここで上記のスイッチは、ＣＭＯＳスイッチ（ＣＭＯＳ＝Complementary metal-oxide-semiconductor），ＧａＡｓ（ガリウムヒ素）ベースのスイッチ，またはＪＦＥＴスイッチ（ＪＦＥＴ＝Junction-Fet [FET = field effect transistor]）のような半導体で製造されたスイッチであってよい。ＭＥＭＳスイッチ（ＭＥＭＳ＝Microelectromechanical System）も可能であり、これは極めて優れた直線性を提供する。
したがって、全ての共振器が様々な周波数バンドに対してチューナブルであることが可能となる。
具体的には、上記の共振器（複数）の可変性は、温度変動の補償，インピーダンスマッチングに関するフィルタの調整，挿入損失に関するフィルタの調整，または絶縁に関するフィルタの調整を可能とすることができる。
さらに、各々の共振器が同数の共振器素子を備えることが可能であり、これらの共振器素子は、１つのＭＩＰＩインタフェース（ＭＩＰＩ＝Mobile Industry Processor Interface）でアドレシング可能なスイッチを介して制御可能となっている。
１つ以上のインピーダンスコンバータは、複数の受動的なインピーダンス素子を含むか、またはこれらから成っていてよい。したがってこのインピーダンスコンバータは、２つの並列キャパシタンス素子および１つの並列インダクタンス素子を備えてよい。ここでたとえばグラウンドへの横方向分岐（Querzweige）（複数）は、それぞれ対応する１つのキャパシタンス素子あるいはインダクタンス素子を含んでいることを想定している。
１つのインピーダンスコンバータが、３つの並列なキャパシタンス素子を備えることも可能である。
１つのインピーダンスコンバータが、３つの並列なインダクタンス素子を備えることも可能である。
１つのインピーダンスコンバータが、２つの並列なインダクタンス素子および１つの並列なキャパシタンス素子を備えることも可能である。
計算的には、個々のインピーダンス素子が負のインピーダンス値、たとえば負のインダクタンスまたは負のキャパシタンスを示すようにすることが可能である。しかしながら負のインピーダンス値は、少なくとも、それぞれ対応するインピーダンス値がこのＨＦフィルタの他のインピーダンス素子（複数）と回路接続され、これよりこれらの他の素子との接続回路がその合計において再び正のインピーダンス値を有する場合には、問題では無い。この場合、本来設けられている素子の接続回路は、この正のインピーダンス値を有する素子によって置き換えられるであろう。
さらに、このＨＦフィルタは、２つの直列に回路接続された基本回路と、１つのキャパシタンス素子と、を備えることが可能であり、このキャパシタンス素子は、この２つの直列に回路接続された基本回路に対して並列に回路接続されている。
このＨＦフィルタは、１つの信号経路と，当該信号経路における４つのキャパシタンス素子と，それぞれ１つの共振器素子および当該共振器素子に直列な、グラウンドへ回路接続された１つの横方向分岐における１つのスイッチを有する、６つの接続オンオフ可能な共振器と、当該４つのキャパシタンス素子の２つに対して並列に回路接続されている１つのキャパシタンス素子と、を備えることが可能である。
以下では重要な原理を説明し、そしてそれに限定するものでない例示的かつ概略的な回路を参照して、本ＨＦフィルタの中心的な態様を説明する。
３つの共振器および４つのインピーダンスコンバータを有する１つのＨＦフィルタを示す。 ３つの共振器および２つのインピーダンスコンバータを有する１つのフィルタを示す。 １つの送信フィルタＴＸおよび１つの受信フィルタＲＸを有する１つのデュプレクサを示し、これらのフィルタは、１つのインピーダンスマッチング回路を介して１つのアンテナと回路接続されている。 中間の１つの直列共振器Ｓと、端部のそれぞれ２つのインピーダンスコンバータを有する１つの直列共振器と、が回路接続されている、１つのＨＦフィルタＦを示す。 使用される共振器として、並列共振器のみを備える１つのＨＦフィルタを示す。 １つのインピーダンスコンバータが、１つの第１の共振器を１つの第３の共振器と直接回路接続している、１つのＨＦフィルタを示す。 １つのアドミッタンスコンバータが、１つの第１の共振器を１つの第３の共振器と直接回路接続している、１つのＨＦフィルタを示す。 １つのチューナブルな共振器を有する１つのＨＦフィルタを示す。 チューナブルな共振器の様々な実施形態を示す。 チューナブルな共振器の様々な実施形態を示す。 チューナブルな共振器の様々な実施形態を示す。 チューナブルな共振器の様々な実施形態を示す。 チューナブルな共振器の様々な実施形態を示す。 チューナブルな共振器の様々な実施形態を示す。 チューナブルな共振器の様々な実施形態を示す。 チューナブルな共振器の様々な実施形態を示す。 チューナブルな共振器の様々な実施形態を示す。 チューナブルな共振器の様々な実施形態を示す。 チューナブルな共振器の様々な実施形態を示す。 スイッチ毎に設けられて動作可能な複数の直列共振器素子を有する、１つのチューナブルな共振器を示す。 スイッチを用いて動作可能な複数の並列共振器素子を有する、１つのチューナブルな共振器を示す。 １つのインピーダンスインバータの様々な実施形態を示す。 １つのインピーダンスインバータの様々な実施形態を示す。 １つのインピーダンスインバータの様々な実施形態を示す。 １つのインピーダンスインバータの様々な実施形態を示す。 １つのインピーダンスインバータの様々な実施形態を示す。 １つのインピーダンスインバータの様々な実施形態を示す。 １つのアドミッタンスインバータ の様々な実施形態を示す。 １つのアドミッタンスインバータ の様々な実施形態を示す。 １つのアドミッタンスインバータ の様々な実施形態を示す。 １つのアドミッタンスインバータ の様々な実施形態を示す。 １つのアドミッタンスインバータ の様々な実施形態を示す。 １つのアドミッタンスインバータ の様々な実施形態を示す。 １つのＨＦフィルタの設計での様々なアイデア段階を示す。 １つのＨＦフィルタの設計での様々なアイデア段階を示す。 １つのＨＦフィルタの設計での様々なアイデア段階を示す。 ２つのチューナブルな直列共振器および３つのインピーダンスコンバータを有する１つのＨＦフィルタの様々な具体的な実施形態を示す。 ２つのチューナブルな直列共振器および３つのインピーダンスコンバータを有する１つのＨＦフィルタの様々な具体的な実施形態を示す。 ２つのチューナブルな直列共振器および３つのインピーダンスコンバータを有する１つのＨＦフィルタの様々な具体的な実施形態を示す。 ２つのチューナブルな直列共振器および３つのインピーダンスコンバータを有する１つのＨＦフィルタの様々な具体的な実施形態を示す。 ２つのチューナブルな直列共振器および３つのインピーダンスコンバータを有する１つのＨＦフィルタの様々な具体的な実施形態を示す。 ２つのチューナブルな直列共振器および３つのインピーダンスコンバータを有する１つのＨＦフィルタの様々な具体的な実施形態を示す。 ２つのチューナブルな直列共振器および３つのインピーダンスコンバータを有する１つのＨＦフィルタの様々な具体的な実施形態を示す。 ２つのチューナブルな直列共振器および３つのインピーダンスコンバータを有する１つのＨＦフィルタの様々な具体的な実施形態を示す。 ２つのチューナブルな共振器，３つのインピーダンスコンバータ，および１つのジャンパキャパシタンスを有する１つのＨＦフィルタの実施形態を示す。 ２つのチューナブルな共振器，３つのインピーダンスコンバータ，および１つのジャンパキャパシタンスを有する１つのＨＦフィルタの実施形態を示す。 ２つのチューナブルな共振器，３つのインピーダンスコンバータ，および１つのジャンパキャパシタンスを有する１つのＨＦフィルタの実施形態を示す。 ２つのチューナブルな共振器，３つのインピーダンスコンバータ，および１つのジャンパキャパシタンスを有する１つのＨＦフィルタの実施形態を示す。 ２つのチューナブルな共振器，３つのインピーダンスコンバータ，および１つのジャンパキャパシタンスを有する１つのＨＦフィルタの実施形態を示す。 ２つのチューナブルな共振器，３つのインピーダンスコンバータ，および１つのジャンパキャパシタンスを有する１つのＨＦフィルタの実施形態を示す。 ２つのチューナブルな共振器，３つのインピーダンスコンバータ，および１つのジャンパキャパシタンスを有する１つのＨＦフィルタの実施形態を示す。 ２つのチューナブルな共振器，３つのインピーダンスコンバータ，および１つのジャンパキャパシタンスを有する１つのＨＦフィルタの実施形態を示す。 １つの共振器（Ａ）およびこれに対応する１つのバンドパスフィルタ（Ｂ）の挿入損失を示す。 図１６に示すＨＦフィルタバンドパス特性を示し、ここでチューナブルなインピーダンス素子はそのインピーダンスが変化されて、そのバンドパス領域Ｂが新しい位置となることを示す。 １つの共振器のアドミッタンス（Ａ）、およびこれに対応するアドミッタンスインバータを有する１つのバンドパスフィルタ（Ｂ）を示す。 図１８に対応するＨＦフィルタを示し、変化されたバンドパス領域の位置を得るために、ここではチューナブルなインピーダンス素子のインピーダンス値が変化されている。 １つのＨＦフィルタの挿入損失（Ｂ，Ｂ’）を示し、ここでは、複数の共振器のチューニングによって、バンドパス領域の異なる周波数位置が得られている。 複数の並列共振器および複数のアドミッタンスインバータを有する１つのＨＦフィルタの異なるバンドパス特性（Ｂ，Ｂ’）を示し、これらでは異なるインピーダンス値がこのバンドパス領域の異なる位置をもたらしている。 １つのチューナブルなデュプレクサの挿入損失を示す。ここで曲線Ｂ１およびＢ３は、１つのチューナブルな送信周波数バンドを示す。曲線Ｂ２およびＢ４は、調整可能な受信周波数バンドの挿入損失を示している。 １つの可能なフィルタ回路を示す。 １つのデバイスにおける回路部品の集積の可能な形態を示す。 図２３に示す１つのチューナブルなフィルタの伝達関数を示す。
図１は、３つの共振器および４つのインピーダンスコンバータＩＷを有する１つのＨＦフィルタ回路Ｆを示す。ここで中間の共振器は、１つの基本回路ＧＧとなっている。この中間の共振器は、１つの並列共振器Ｐまたは１つの直列共振器Ｓであってよい。第１の共振器を包囲している２つのインピーダンスコンバータＩＷは、この共振器が外側に対して１つの直列共振器または１つの並列共振器のように見えるように作用する。この中間の共振器が並列共振器であると、上記の第１の共振器は、外側に対して１つの直列共振器のように見える１つの並列共振器であってよい。こうしてこれと同様に第３の共振器も、外側に対して１つの直列共振器のように見える１つの並列共振器であってよい。これとは逆に上記の中間の共振器は、１つの直列共振器Ｓであってよい。この場合２つの外側の共振器は、外側に対して１つの並列共振器のように見える１つの直列共振器であってよい。インピーダンスコンバータＩＷを使用することで、直列共振器のみまたは並列共振器のみが使用されているにも拘わらず、１つのラダー型に類似したフィルタ構造を得ることができる。
図２は、１つのフィルタ回路を示し、このフィルタ回路では、１つのタイプの共振器のみが用いられるにも拘わらず、中間の共振器が、この中間の共振器を包囲するインピーダンスコンバータＩＷによってマスクされ、このフィルタは外側に対して、並列共振器と直列共振器とが交互になった１つの列のように見える。
図３は、１つのデュプレクサを示し、このデュプレクサでは、送信フィルタＴＸも、また受信フィルタＲＸも、インピーダンスコンバータ（複数）および共振器（複数）からなる直列回路を備え、これらは、フィルタ毎に１つのタイプの共振器のみが必要であるように、互いに回路接続されている。直列共振器は、１つの通過バンドの急峻な右側のフィルタスロープを形成するのに適しており、そして一般的に送信周波数帯域は、周波数的に受信周波数帯域の下側にあるので、この送信フィルタＴＸに直列共振器を使用することが有利である。
これと類似して受信フィルタＲＸにおいては、並列共振器が使用されることになろう。送信周波数帯域が受信周波数帯域の上側にあると、これに対応して受信フィルタにおいては直列共振器が、そして送信フィルタにおいては並列共振器が有利であろう。
これらのフィルタＴＸ，ＲＸは、１つのインピーダンスマッチング回路ＩＡＳを介して、１つのアンテナＡＮＴと回路接続されている。このインピーダンスマッチング回路ＩＡＳから見ると、これら２つのフィルタＴＸ，ＥＸの各々は、１つの従来のラダー型フィルタ回路のように見え、これよりアンテナおよびインピーダンスマッチング回路のような一般的な回路部品の設計の際での追加の手間は、実質的に全く無い。
以上に対応して、図４は、中間の共振器が直列共振器Ｓとして実装されている、１つの実施形態を示す。インピーダンスコンバータ（複数）および直列共振器（複数）の組合せが外側に対して１つの並列共振器Ｐのように見え、またそのように振る舞うが、インピーダンスコンバータＩＷの作用により、２つの外側の共振器においても、それぞれ１つの直列共振器を使用することができる。直列共振器を外側に対して並列共振器のように見せることができるように、好ましくはインピーダンスインバータＫが使用される。
以上とは対照的に、図５は、並列共振器のみが使用されている１つのＨＦフィルタＦの１つの実施形態を示す。インピーダンスコンバータＩＷの実施形態としてアドミッタンスインバータを使用することで、２つの外側の並列共振器は、直列共振器Ｓのように見える。中央にある、中間の共振器，１つの並列共振器Ｐと共に、このＨＦフィルタＦは、１つの準ラダー型構造を形成している。
図６は、２つの外側の共振器が１つのさらなるインピーダンスコンバータ、たとえば１つのインピーダンスインバータを介して、直接に回路接続されている、１つの実施形態を示す。１つのさらなるインピーダンスコンバータを介して、直接これらの外側の共振器を回路接続することは、ＨＦフィルタを最適化することができる１つの新たな自由度となっている。
図７は、１つのＨＦフィルタＦの例示的な１つの実施形態を示し、このＨＦフィルタは並列共振器（複数）およびアドミッタンスインバータ（複数）Ｊを用いている。ここで２つの外側の共振器もまた、１つのさらなるアドミッタンスインバータＪを介して互いに回路接続されている。
図８は、共振器（複数）がチューナブルである１つのＨＦフィルタの１つの可能な実施形態を示す。
図９Ａは、１つのチューナブルな共振器Ｒの１つの可能な実施形態を示す。この共振器Ｒは、１つの共振器素子ＲＥを備える。ここでこの共振器素子ＲＥは、音響波で動作する１つの共振器であってよい。この共振器素子ＲＥに対して並列に、１つのキャパシタンス素子ＣＥが回路接続されている。この並列接続回路に対して直列に、１つのさらなるキャパシタンス素子ＣＥが回路接続されている。これら２つのキャパシタンス素子ＣＥはチューナブルであり、すなわちそれらのキャパシタンスは調整することができる。使用されるキャパシタンス素子に応じて、そのキャパシタンスは連続的または離散的な値で調整することができる。このキャパシタンス素子が、たとえばバラクタ（複数）を備えると、これよりバイアス電圧を印加することによってそのキャパシタンスを連続的に調整することができる。１つのキャパシタンス素子ＣＥがキャパシタンスの個々の素子から成る１つのバンクを備えると、これらの素子は、１つ以上のスイッチを用いて個別に制御することができ、こうしてこのようなキャパシタンス素子ＣＥのキャパシタンスは離散的なステップで調整することができる。
図９Ｂは、１つの共振器Ｒの１つの代替可能性を示し、この共振器では、１つのチューナブルなキャパシタンス素子ＣＥが、１つの共振器素子ＲＥと共に、１つのチューナブルなインダクタンス素子ＩＥと回路接続されている。
図９Ｃは、１つのチューナブルな共振器Ｒの１つの可能な実施形態を示し、この共振器では、１つの共振器素子ＲＥが、１つのチューナブルなインダクタンス素子ＩＥに対して並列に回路接続されている。この並列回路は、１つのチューナブルなキャパシタンス素子ＣＥと直列に回路接続されている。
図９Ｄは、１つのチューナブルな共振器Ｒの、１つのさらなる代替の実施形態を示す。ここでは、図９Ｃと比較して、この並列回路は１つのチューナブルなインダクタンス素子ＩＥと直列に回路接続されている。
図９Ｅは、１つのチューナブルな共振器のもう１つの代替の実施形態を示し、この共振器では、１つの共振器素子ＲＥは、１つのチューナブルなキャパシタンス素子ＣＥと並列にのみ回路接続されている。
図９Ｆは、１つのチューナブルな共振器Ｒのもう１つの代替の実施形態を示し、この共振器では、１つの共振器素子ＲＥは、１つのチューナブルなインダクタンス素子ＩＥと並列に回路接続されている。
図９Ｅおよび９Ｆは、１つのチューナブルな共振器Ｒの比較的簡単な実施形態を示す。図９Ａ〜９Ｄは、１つのさらなるチューナブルな素子によって、チューニングの際のさらなる自由度を可能とする、１つのチューナブルな共振器Ｒの実施形態を示す。
このような観点から、追加の自由度、たとえば広いチューナブル領域を得るために、以上に示した実施形態は、固定のインピーダンスまたは可変のインピーダンスを有する、さらなるキャパシタンスおよびインダクタンス素子と直列または並列に回路接続されてよい。
図９Ｇは、１つのチューナブルな共振器Ｒの１つの実施形態を示し、この共振器では、上記の共振器素子ＲＥは、１つのインダクタンス素子ＩＥおよび１つのチューナブルなキャパシタンス素子ＣＥを備える１つの直列回路に対して並列に回路接続されている。
図９Ｈは、１つのチューナブルな共振器Ｒの１つの実施形態を示し、この共振器では、上記の共振器素子ＲＥは、１つのインダクタンス素子ＩＥおよび１つのチューナブルなキャパシタンス素子ＣＥを備える１つの並列回路に対して並列に回路接続されている。
図９Ｉは、１つのチューナブルな共振器Ｒの１つの実施形態を示し、この共振器では、上記の共振器素子ＲＥは、１つのインダクタンス素子ＩＥおよび１つのチューナブルなキャパシタンス素子ＣＥを備える１つの直列回路に対して直列に回路接続されている。
図９Ｊは、１つのチューナブルな共振器Ｒの１つの実施形態を示し、この共振器では、上記の共振器素子ＲＥは、一方では、１つのインダクタンス素子ＩＥおよび１つのチューナブルなキャパシタンス素子ＣＥを備える１つの直列回路に対して直列に回路接続されており、他方では、１つのインダクタンス素子ＩＥおよび１つのチューナブルなキャパシタンス素子ＣＥを備える１つの並列回路に対して並列に回路接続されている。
図９Ｋは、１つのチューナブルな共振器Ｒの１つの実施形態を示し、この共振器では、上記の共振器素子ＲＥは、一方では、１つのチューナブルなインダクタンス素子ＩＥおよび１つのチューナブルなキャパシタンス素子ＣＥを備える１つの直列回路に対して直列に回路接続されており、他方では、１つのチューナブルなインダクタンス素子ＩＥおよび１つのチューナブルなキャパシタンス素子ＣＥを備える１つの並列回路に対して並列に回路接続されている。
さらに、バラクタのような連続的にチューニング可能な素子、および一定のインピーダンスの接続オンオフ可能な素子に加えて、接続オンオフ可能なチューナブルな素子、たとえばスイッチを用いて回路組込みが可能なバラクタも適用可能である。
さらに一般的には、１つの共振器において、上記の共振器素子が１つの直列回路網と直列に回路接続され、そして１つの並列回路網と並列に回路接続されることも適用可能である。ここでこの直列回路網およびこの並列回路網は、それぞれ固定または可変のインピーダンスのインピーダンス素子（複数）を備えてよい。
図１０は、１つのチューナブルな共振器Ｒのもう１つの可能な実施形態を示し、この共振器は、複数の共振器素子ＲＥおよび複数のスイッチＳＷを備える。ここで図１０Ａは、信号経路ＳＰにおいて直並列に回路接続されている共振器素子（複数）ＲＥを示す。以上により１つのチューナブルな直列共振器となっている。個々のスイッチＳＷを個別に開閉することにより、決まった共振器素子ＲＥをこの信号経路ＳＰへ個々に調整可能にカップリングすることができる。上記の図１０Ａにおけるチューナブルな共振器Ｒは、ｍ個の共振器素子ＲＥを備えているので、これより２ｍ個の異なる切り替え状態を得ることができる。
図１０Ｂは、共振器素子（複数）が信号経路ＳＰをグラウンドと回路接続している、１つのチューナブルな共振器Ｒの１つの実施形態を示す。この信号経路ＳＰと回路接続されている個々の共振器素子ＲＥの順序は、原理的に意味がないので、ｍ！（ｍの階乗）個の異なる共振器状態を得ることができる。
図１１Ａ〜１１Ｆは、１つのインピーダンスインバータの様々な実施形態を示す。
図１１Ａは、これによって１つのインピーダンスインバータとなる１つのインピーダンスコンバータの１つの形態を示す。２つのキャパシタンス素子は、信号経路において直列に回路接続されている。この信号経路におけるこれらの２つのキャパシタンス素子の共通な回路ノードを、１つのキャパシタンス素子がグラウンドと回路接続している。上記の信号経路におけるキャパシタンス素子（複数）は、計算的には１つの負のキャパシタンス−Ｃを有している。このグラウンドへの並列経路におけるキャパシタンス素子は、計算的には１つの正のキャパシタンスＣを有している。
既に上述したように、これらのキャパシタンス値は、２端子対回路に対する計算手法のみから得られるものである。このため図１１Ａに示したＴ回路は、このようにして１つの周辺回路において全く実現されなければならないものではない。むしろ直列経路における、負のキャパシタンスを有するキャパシタンス素子は、この直列経路においてさらに回路接続されている、正のキャパシタンスを有する他のキャパシタンス素子（複数）と組み合わされてよく、こうして合計してそれぞれ正のキャパシタンスの１つ以上のキャパシタンス素子が得られる。
同じことが図１１Ｂ，１１Ｃ，および１１Ｄの実施形態、ならびに図１２Ａ，１２Ｂ，１２Ｃ，および１２Ｄにおけるアドミッタンスインバータの実施形態に対しても当てはまる。
図１１Ｂは、インダクタンス素子（複数）からなるＴ型回路を示し、ここで信号経路において直列に回路接続されている２つのインダクタンス素子は、単に形式的に１つの負のインダクタンスを示すものである。
図１１Ｃは、Π型回路として、負のキャパシタンスの１つのキャパシタンス素子を直列経路に備え、そして２つの正のキャパシタンス素子をそれぞれ１つの並列経路に備える、１つのインピーダンスインバータの１つの形態を示す。
図１１Ｄは、Π形状の１つのインピーダンスインバータの１つの実施形態を示し、この実施形態では、信号経路におけるインダクタンス素子のインダクタンスが負となっている。それぞれ対応する２つの並列経路におけるインダクタンス素子（複数）のインダクタンスは、正となっている。
図１１Ｅは、１つの位相シフタ回路、およびインダクタンスＬの１つのインダクタンス素子を有する１つのインピーダンスインバータの１つの実施形態を示す。ここでこの位相シフタ回路は、好ましくはその信号ラインの特性インピーダンスＺ０を有している。この位相シフタ回路による位相ずれΘは、適切に調整されている。
このためインピーダンスインバータの場合には、Θはたとえば以下の式で決定されていてよい。

この際、

であり、Ｋは

によって決定されている。
アドミッタンスインバータの場合には、以下の式が適用される。

この際

であり、Ｊは

によって決定されている。
図１１Ｅと同様に、図１１Ｆは、インダクタンス素子が、キャパシタンスＣを有する１つのキャパシタンス素子で置き換えられている、１つの代替の実施形態を示す。
図１２Ａ〜１２Ｆは、１つのアドミッタンスインバータの実施形態を示す。
図１２Ａは、Ｔ構成の１つのアドミッタンスインバータの１つの実施形態を示し、このアドミッタンスインバータでは、直列経路における２つのキャパシタンス素子が、正のキャパシタンスを備えている。並列経路におけるキャパシタンス素子は、名目上１つの負のキャパシタンスを備えている。
図１２Ｂは、Ｔ構成の１つのアドミッタンスインバータの１つの実施形態を示し、ここで信号経路にはインダクタンスＬを有する２つのインダクタンス素子が直列に回路接続されている。これらのインダクタンス素子の２つの電極をグラウンドと回路接続する１つの並列経路においては、負のインダクタンス−Ｌを有する１つのインダクタンス素子が回路接続されている。
図１２Ｃは、Π構成の１つのアドミッタンスインバータの１つの実施形態を示し、ここで２つの並列経路における２つのキャパシタンス素子は、１つの負のキャパシタンスを備える。信号経路におけるキャパシタンス素子は、１つの正のキャパシタンスを備える。
図１２Ｄは、３つのインダクタンス素子を有する、Π構成の１つのアドミッタンスインバータの１つの実施形態を示す。直列経路におけるインダクタンス素子は、１つの正のインダクタンスを備える。２つの並列経路における２つのインダクタンス素子は、それぞれ１つの負のインダクタンスを備える。
図１２Ｅは、１つのアドミッタンスインバータの１つの実施形態を示し、このアドミッタンスインバータでは、正のインダクタンスＬを有する１つのインダクタンス素子が、１つの位相シフタ回路の２つの部分の間に回路接続されている。この位相シフタ回路の各々の部分は、１つの特性インピーダンスＺ０を有し、適切に位相をシフトする。
図１２Ｅに対応して、図１２Ｆは、１つのアドミッタンスインバータの１つの実施形態を示し、このアドミッタンスインバータも同様に位相シフタ回路となっている。１つの位相シフタ回路の２つの部分の間には、正のキャパシタンスＣを有する１つのキャパシタンス素子が回路接続されている。
図１３は、チューナブルな共振器（複数）Ｒをインピーダンスコンバータ（複数）ＩＷと共に使用することを示す。ここでこの共振器は、１つの直列共振器であってよい。インピーダンスコンバータＩＷとしてインピーダンスインバータＫを使用することによって、２つのインピーダンスコンバータＩＷとこれらの間に回路接続された１つの直列共振器とからなる組合せは、全体として１つの並列共振器を生成する。
たとえば図１１Ａ〜１１Ｆ、たとえば図１１Ａ、１１Ｂに示したように、図１３Ａのインピーダンスコンバータをインピーダンスインバータで置き換えると、これより図１３Ｂの回路構造が得られる。問題はこれらのキャパシタンス素子が負のキャパシタンスを有するように見えることである。しかしながら、共振器Ｒ自体が正のキャパシタンスを有するキャパシタンス素子の特性を持つことを考慮すると、これらの共振器素子と直接に回路接続されている、負のキャパシタンスを有するキャパシタンス素子の必要性は無くなる。これが図１３Ｃに示されている。
さらに、このＨＦフィルタの周辺回路に回路接続されているキャパシタンス素子を考慮すると、図１３Ｃの、負のキャパシタンスを有する外側のキャパシタンス素子の必要性もなくなる。こうして全体として、図１４Ａに示すような回路構造が得られる。たとえこのＨＦフィルタの外部の周辺回路が、図１３の負のキャパシタンス−Ｃの補償の可能性を提供しない場合でも、以上のようにこの負のキャパシタンスは、並列経路におけるキャパシタンス素子の正のキャパシタンスによって補償することができる。
こうして図１４Ａは、２つのチューナブルな共振器と３つのインピーダンス素子とを有する、容易に製造することができるＨＦフィルタ回路を示し、これらのインピーダンス素子のインピーダンスは、２つの共振器の１つが並列共振器として作用するように選択されている。したがって図１４Ａは、直列共振器のみが使用されているが、実質的に１つのラダー型のフィルタ回路の１つの基本回路を示している。
図１４Ｂは、図１４ＡのＨＦフィルタの１つの代替可能性を示し、ここでは共振器（複数）の間のインダクタンス素子Ｌが１つのキャパシタンス素子Ｃによって置き換えられ、そして負荷側の並列経路におけるキャパシタンス素子が１つのインダクタンス素子によって置き換えられている。
図１４Ｃは、２つの共振器を有する１つのＨＦフィルタのもう１つの実施形態を示し、ここで３つのインダクタンス素子がそれぞれ１つの並列経路に回路接続されている。
図１４Ｄは、１つのＨＦフィルタの１つの可能な実施形態を示し、このＨＦフィルタでは、左側の２つのインピーダンス素子がインダクタンス素子によって形成されており、そして右側のインピーダンス素子が１つのキャパシタンス素子によって形成されている。
図１４Ｅは、外側の２つのインピーダンス素子がインダクタンス素子によって形成され、そして中央のインピーダンス素子が１つのキャパシタンス素子によって形成されている、１つの実施形態を示す。
図１４Ｆは、右側の２つのインピーダンス素子がキャパシタンス素子によって形成され、そして左側のインピーダンス素子が１つのインダクタンス素子によって形成されている、１つの実施形態を示す。
図１４Ｇは、右側の２つのインピーダンス素子がインダクタンス素子によって形成され、そして左側のインピーダンス素子が１つのキャパシタンス素子によって形成されている、１つの実施形態を示す。
図１４Ｈは、３つのインピーダンス素子が全てキャパシタンス素子によって形成されている、１つの実施形態を示す。
図１５Ａ〜１５Ｈは、図１４Ａ〜１４ＨのＨＦフィルタのさらなる代替可能性を示し、ここでもう１つのインピーダンス素子が信号入力部と信号出力部とを直接互いに回路接続している。ジャンパとなっているキャパシタンス素子の代替として、ジャンパとなる１つのインダクタンス素子、またはインピーダンスコンバータの他の実施形態が使用されてよい。
図１６は、１つの共振器のアドミッタンス（曲線Ａ）、および１つのこのような共振器を有する１つのＨＦフィルタの伝達関数（曲線Ｂ）を示す。直列のキャパシタンス素子（複数）は、２．４ｐＦの値を有している。並列のキャパシタンス素子は、０．１９ｐＦの値を有している。
図１７は、同様の曲線を示し、ここでは直列のチューナブルなキャパシタンス素子（複数）が、３０ｐＦの値に調整されており、そして並列のチューナブルなキャパシタンス（複数）が３．７ｐＦのキャパシタンス値に調整されている。図１６および１７に対応するフィルタのインピーダンスコンバータは、インピーダンスインバータである。これらの共振器（複数）は直列共振器である。
これらと比較するため、図１８および１９は、アドミッタンスインバータ（複数）および並列共振器（複数）を有するＨＦフィルタのそれぞれ対応する曲線を示す。ここで図１８は、１つのフィルタの特性曲線を示し、このフィルタでは、直列のチューナブルなキャパシタンス（複数）が２．４ｐＦの値を有し、そして並列のチューナブルなキャパシタンス素子が０．１９ｐＦの値を有している。
図１９は、直列のチューナブルなキャパシタンス（複数）が３０ｐＦの値を有し、そして並列のチューナブルなキャパシタンス素子が３．７ｐＦの値を有する場合の、このＨＦフィルタのそれぞれ対応する曲線を示す。
図２０は、アドミッタンスフィルタ（複数）および並列共振器（複数）を有するバンドパスフィルタの挿入損失を示す。このフィルタは、チューナブルな共振器（複数）を備え、これらの共振器は、キャパシタンス素子（複数）の調整可能なキャパシタンスによって、１つは受信バンド１７に、あるいは１つはバンド５にチューニングされている。ここでこれらの共振器は、図１０Ｂに示すような、スイッチを用いてカップリング可能な共振器素子（複数）を備えている。
図２１はここで、インピーダンスインバータ（複数）および直列共振器（複数）を有する１つのＨＦフィルタの通過特性を示し、ここでチューナブルな値は、１つはバンド１７の送信周波数にチューニングされ、そして１つはバンド５の送信周波数にチューニングされている。ここでこれらの共振器は、図１０Ａに示すような、スイッチを用いてカップリング可能な共振器素子（複数）を備えている。
図２２は、１つのチューナブルなデュプレクサの受信フィルタあるいは送信フィルタの挿入損失を示し、１つはバンド１７に、そして１つはバンド１５にチューニングされている。
図２３は、このＨＦフィルタのもう１つの可能な実施形態を示す。信号経路ＳＰには、４つのキャパシタンス素子が直列に回路接続されている。グラウンドへの６つの横方向分岐には、それぞれ１つの接続オンオフ可能な共振器が回路接続されている。これらの接続オンオフ可能な共振器の各々は、１つの共振器素子とこれに直列に回路接続された１つのスイッチを備える。１つのインダクタンス素子が、これらの４つのキャパシタンス素子の２つに対して並列に回路接続されている。
図２４は、このフィルタ回路の回路部品がどのように有利に、１つの多層モジュールに集積化することができるかを示している。キャパシタンス素子（複数）ＣＥは、ＭＩＭコンデンサ（複数）（ＭＩＭ＝Metall Isolator Metall）として、信号経路の複数の部分と一緒に、１つの層において実現されている。この層の下には、上記のスイッチ（複数）ＳＷが実現されていてよい。この下にある１つの層には、貫通接続部（複数）が通っていてよく、これらは（半導体）スイッチ（複数）と上記の共振器素子（複数）との間のインタフェースの配線と成っている。ここでこれらのインタフェースを有する層の下には、上記の共振器素子、たとえばＳＡＷ，ＢＡＷ，ＧＢＡＷ，．．．等の素子が配設されていてよい。
図２５は、バンド３４および３９に対して計算された通過特性曲線を示し、これらの曲線間は、スイッチ（複数）を用いて切り替えることができる。
ＨＦフィルタ、またはＨＦフィルタを有するデュプレクサは、さらに追加の共振器またはインピーダンス素子、具体的にはチューナブルなインピーダンス素子を備えてよい。
Ａ ： １つの共振器のアドミッタンス
ＡＮＴ ： アンテナ
Ｂ ： １つのＨＦフィルタの挿入損失
Ｂ’，Ｂ１，Ｂ２，Ｂ３，Ｂ４ ： ＨＦフィルタの挿入損失
ＣＥ ： キャパシタンス素子
Ｄ ： デュプレクサ
Ｆ ： ＨＦフィルタ
ＧＧ ： 基本回路
ＩＡＳ ： インピーダンスマッチング回路
ＩＥ ： インダクタンス素子
ＩＷ ： インピーダンスコンバータ
Ｊ ： アドミッタンスインバータ
Ｋ ： インピーダンスインバータ
Ｐ ： 並列共振器
Ｒ ： 共振器
ＲＥ ： 共振器素子
ＲＸ ： 受信フィルタ
Ｓ ： 直列共振器
ＳＰ ： 信号経路
ＳＷ ： スイッチ
ＴＸ ： 送信フィルタ
Ｚ０ ： 特性配線インピーダンス
Φ ： 位相ずれ

Claims (9)

  1. 高周波フィルタ（Ｆ）であって、
    それぞれ１つの電子音響共振器（Ｒ）を有する、複数の基本回路（ＧＧ）と、
    １つの信号経路に回路接続された、各々が異なるキャパシタンス素子を備える、複数のインピーダンスコンバータ（ＩＷ）と、
    第１の端子および第２の端子を有する１つのインダクタンス素子であって、当該第１および第２の端子が前記信号経路の異なるノードにカップリングされている、インダクタンス素子と、
    を備え、
    前記複数の基本回路（ＧＧ）の少なくとも２つよりなる基本回路群の各々が前記信号経路の異なったノードに接続されており、
    前記インピーダンスコンバータ（ＩＷ）は、アドミッタンスインバータ（Ｊ）であり、
    複数の前記基本回路（ＧＧ）の複数の前記共振器（Ｒ）は、並列共振器（Ｐ）のみであり、
    複数の前記共振器（Ｒ）の少なくとも１つは、チューナブルである、
    ことを特徴とする高周波フィルタ。
  2. 前記インピーダンスコンバータ（ＩＷ）は、位相シフタ配線部を備えることを特徴とする、請求項１に記載の高周波フィルタ。
  3. 複数のチューナブルな前記共振器（Ｒ）は、１つの共振器素子（ＲＥ）および１つのチューナブルなインピーダンス素子（ＣＥ，ＩＥ）を備え、当該インピーダンス素子は、当該共振器素子（ＲＥ）に対して直列または並列に回路接続されていることを特徴とする、請求項１または２に記載の高周波フィルタ。
  4. チューナブルな前記共振器（Ｒ）は、複数の共振器素子（ＲＥ）からなるアレイを備え、当該複数の共振器素子の各々の素子（ＲＥ）は、１つのスイッチ（ＳＷ）を用いて複数の共振器素子（ＲＥ）からなるアレイの1つ以上の共振器素子（ＲＥ）と並列に選択的にカップリング可能であることを特徴とする、請求項1乃至３のいずれか1項に記載の高周波フィルタ。
  5. 前記スイッチ（ＳＷ）は、ＣＭＯＳスイッチ，ＧａＡｓベースのスイッチ，ＪＦＥＴスイッチ，またはＭＥＭＳスイッチであることを特徴とする、請求項４に記載の高周波フィルタ。
  6. 全ての共振器（Ｒ）が異なる周波数バンドにチューニング可能であることを特徴とする、請求項１乃至５のいずれか１項に記載の高周波フィルタ。
  7. 請求項１乃至６のいずれか１項に記載の高周波フィルタにおいて、
    前記共振器（Ｒ）の可変性は、
    温度変動の補償か、
    インピーダンスマッチングに関する前記フィルタ（Ｆ）の調整か、
    挿入損失に関する前記フィルタ（Ｆ）の調整か、または
    絶縁に関する前記フィルタ（Ｆ）の調整を可能とする、
    ことを特徴とする高周波フィルタ。
  8. 各々の前記共振器（Ｒ）は、同数の複数の共振器素子（ＲＥ）を備え、当該複数の共振器素子は、アドレシング可能な複数のスイッチ（ＳＷ）を介して制御可能であることを特徴とする、請求項４乃至７のいずれか１項に記載の高周波フィルタ。
  9. 請求項１に記載の高周波フィルタにおいて、
    複数の前記共振器は、６つの接続オンオフ可能な共振器（Ｒ）を備え、各々の前記オンオフ可能な共振器は、１つの共振器素子（ＲＥ）および当該共振器素子に直列な、グラウンドへ回路接続された１つの横方向分岐における１つのスイッチ（ＳＷ）を有することを特徴とする高周波フィルタ。
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