JP6368801B2 - Ｆｍｃｗレーダによって対象物を位置測定するための方法 - Google Patents

Description

ランプ形の周波数変調された、変調パターンが時間をずらして互いに連続する複数のランプのシーケンスを有するレーダ信号が送信され、
互いに連続するランプのサイクルで周期的に、送受信のために使用されるアンテナ素子の選択が異なる少なくとも２つの切替え状態間で切替えが行われ、
受信されたレーダエコーが送信された信号と共にベースバンドにミックスダウンされ、
様々な切替え状態のために得られたベースバンド信号がスペクトルに変換され、これらのスペクトルを用いて、レーダターゲットの間隔および相対速度が規定され、
レーダターゲットの方位角を規定するために、様々な切替え状態のために得られたベースバンド信号の位相が互いに比較される。

さらに本発明は、この方法を実施するために構成された、特に自動車用のレーダセンサに関する。

自動車おいて、ＦＭＣＷレーダセンサは、交通情報を検出するために、特に別の車両を位置測定するために使用される。位置検出結果は、様々なアシスト機能のために、例えば車間自動制御システム、衝突自動警告システム、または差し迫った衝突の危険性があるときに非常ブレーキ操作を自動的に作動させるためにも利用される。

ベースバンド信号の周波数は、所定の時点で送信された信号と、同じ時点で受信された信号との間の周波数差に相当する。送信信号の周波数変調に基づいて、この周波数差は、レーダセンサから発信する信号が対象物に到達して再びレーダセンサに戻ってくるまでの信号の到達時間、およびひいては対象物の間隔に依存する。ドップラー効果に基づいて、周波数差は、対象物の相対速度によって左右される成分も有している。従って、個別のランプにおける周波数差の測定は、間隔および相対速度の決定を可能にするのではなく、これらの値間の一次関数的な関係だけを提供する。この関係は、間隔／速度グラフ（Ｒ−ｖグラフ）で、直線によって示すことができる。間隔および相対速度のための明確な値を得るために、互いに交互に上昇および下降する周波数ランプを有する一般的な型式のＦＭＣＷレーダで作業される。Ｒ−ｖグラフで、各ランプのための別の直線が得られ、対象物の間隔および相対速度は、これらの２つの直線の交点によって示される。

別の実施例では、比較的短い同一の周波数ランプの連続、いわゆる“Ｒａｐｉｄ Ｃｈｉｒｐｓ”（高速チャープ）で作業する。この高速チャープは、その継続時間と比較して高い周波数偏移を有しているので、ベースバンド信号内では間隔に依存する成分が支配する程度に急勾配であり、これに対してドップラー成分は小さい修正だけを表す。この修正は、ランプからランプへのベースバンド信号の位相変化を追跡することによって規定される。この場合、ベースバンド信号の位相が対象物間隔の僅かな変化に比較的敏感に反応する状況が利用され、この僅かな変化は、１つの周波数ランプから次の周波数ランプへの短い時間間隔中の対象物の相対運動から得られる。

しかしながら、このような位相変化は相対速度の周期的な関数であるので、相対速度は、位相変化が半周期よりも小さい（つまりΠよりも小さい）ときにのみ明確に規定することができる。

たいていは、レーダセンサは、互いに間隔を保って一直線上、例えば水平線上に配置された複数のアンテナ素子を有しているので、位置測定された対象物の様々な方位角により、レーダ信号が対象物からそれぞれのアンテナ素子に戻るまでの到達時間に差が生じる。この到達時間の差は、アンテナ素子によって受信され、所属の評価チャンネル内で評価される信号の位相内に相応の差を生ぜしめる。様々なチャンネル内で受信された（複素）振幅を、アンテナグラフ内の相応の振幅と比較することによって、レーダ信号の入射角およびひいては位置測定された対象物の方位角を規定することができる。

ＭＩＭＯレーダ（Multiple Input / Multiple Output；マルチ入力／マルチ出力）では、より大きい角度分解能は、受信する複数のアンテナ素子だけで作業するのではなく、複数の送信するアンテナ素子でも作業し、この場合、送信するアンテナ素子および受信するアンテナ素子の様々な組み合わせが評価されることによって達成される。送信するアンテナ素子の変化する位置により、追加的な位相差およびひいては、送信する個別のアンテナ素子および追加的な（仮想の）受信するアンテナ素子を有する構成によって得られるであろう信号と等量の信号が生ぜしめられる。このような形式で、開口面は事実上拡大され、ひいては角度分解能は改善される。

ＭＩＭＯレーダにおいては、様々な送信信号が互いに直交していなければならない。これは、例えば符号多重送信、周波数マルチプレックスまたは時間マルチプレックスによって得ることができる。しかしながら符号多重送信法は、高価な費用を必要とし、信号の限定的な直交性だけを可能にする。周波数マルチプレックス法においては、位相およびドップラー偏移がそれぞれの波長に依存するという欠点がある。従って、ここで提案された方法は、時間マルチプレックス原理に基づいている。この場合、もちろん、位置測定された対象物の相対運動が、様々な切替え状態間の時間のずれと結びついて位相差を生ぜしめ、この位相差が、次いで行われる角度測定を困難にする、という問題がある。このような位相のずれを補正するための可能性は、測定された相対速度を用いて対象物運動により生ぜしめられる位相のずれが推測される、という点にあるが、これは限定的な精度でしか可能ではない。

本発明の課題は、より精確な角度測定を可能にする、ＭＩＭＯレーダのための時間マルチプレックス法を提供することである。

この課題は本発明によれば、ベースバンド信号に、それぞれの切替え状態のために別々に２次元フーリエ変換を実施し、この際に、１次元でランプを１つずつ変換し、２次元で、シーケンス内のランプをカウントするランプインデックスｊを介して、かつ時間軸に沿ったずれを除いたベースバンド信号の波形を有する窓関数を用いて、変換を行い、
様々な切替え状態のために得られたスペクトルに、ランプの時間のずれを補正する、周波数に依存した位相修正を実施する、ことによって解決される。

本発明によれば、任意の数の切替え状態のために相次いで得られるベースバンド信号を共通の基準時点に関連付けることができるので、対象物の相対速度のためのより精確な測定値を必要とすることなしに、対象物の運動によって生ぜしめられる位相のずれが除去される。

本発明の好適な実施態様は従属請求項に記載されている。

好適な１実施例によれば、２次元のベースバンド信号に窓を掛けるために、様々な切替え状態のために同じ形状を有しているが、互いに相対的に様々な切替え状態に送信されたランプと同じ時間のずれを有している窓関数が使用される。

ＦＭＣＷレーダシステムのブロック図である。 ＭＩＭＯレーダセンサの詳細を示すブロック図である。 様々なアンテナ配置構成で送受信される、時間をずらした３つのランプの繰り返しの連続を有する変調パターンを示す図である。 ランプ指数ｊの関数としての振幅量の形で示した、図３による３つのランプに対する窓掛けされていないベースバンド信号を示す図である。 個別の窓関数を示す図である。 図５に示した窓関数を掛け合わせた後の、図４に示したベースバンド信号を示す図である。 時間をずらした３つの窓関数を示す図である。 図７に示した窓関数を掛け合わせた後の、図４に示したベースバンド信号を示す図である。

以下に、図面を用いて１実施例を詳しく説明する。

図１には、簡略化したブロック図としてＦＭＣＷレーダセンサ１０が示されており、このＦＭＣＷレーダセンサ１０は、例えば自動車内に前方から組み込まれていて、対象物１２，１４、例えば先行する車両の間隔Ｒおよび相対速度ｖを測定するために用いられる。レーダセンサ１０は、電圧制御された発振器１６を有しており、この発振器１６は、周波数変調された送信信号を、混合器１８を介して送受信装置２０に供給し、送受信装置２０から信号が対象物１２，１４に向かって送信される。対象物で反射された信号は、送受信装置２０によって受信され、混合器１８で送信信号の成分と混合される。このような形式で、ベースバンド信号ｂが得られ、このベースバンド信号ｂは、電子式の評価および制御装置２２でさらに評価される。

図２に示されているように、送受信装置２０は４つのアンテナ素子２４，２６，２８，３０を有しており、これらのアンテナ素子は共に１つの平面的なグループアンテナを形成している。レーダセンサは、アンテナ素子２４〜３０が同じ高さで互いに並んで位置するように、自動車内に組み込まれるので、レーダセンサの所定の角度分解能が水平方向で（方位角で）得られる。図２にはシンボリックにレーダ放射線が示されており、このレーダ放射線は、アンテナ素子により方位角θで受信される。

アンテナ素子を制御するための高周波成分３４は、例えば単数または複数のＭＭＩＣ（Monolithic Microwave Integrated Circuit；モノリシックマイクロ波集積回路）によって形成されていて、切替えネットワーク３６を有しており、この切替えネットワーク３６を介して個別のアンテナ素子が選択的に発振器１６と接続可能である。アンテナ素子２４〜３０によって受信されたレーダエコーは、それぞれサーキュレータ３８によって連結解除され、混合器１８に供給され、ここでレーダエコーは、発振器１６によって提供された送信信号と混合される。このような形式で、それぞれのアンテナ素子のためのベースバンド信号ｂ１，ｂ２，ｂ３，ｂ４が得られ、このベースバンド信号は、電子式の制御および評価装置２２に供給される。

制御および評価装置２２は制御部４０を有しており、この制御部４０は、発振器１６および切替えネットワーク３６の機能を制御する。発振器１６によって供給された送信信号の周波数は、上昇および／または下降する周波数ランプの連続の形で周期的に変調される。

さらに、制御および評価装置２２は、４チャンネル式のアナログ／デジタル変換器４２を有する評価部を有しており、このアナログ／デジタル変換器４２は、４つのアンテナ素子から得られるベースバンド信号ｂ１〜ｂ４をデジタル化し、記録する。このようにして得られた時間信号は、チャンネル毎に変換段４４で高速フーリエ変換によって相応の周波数スペクトルに変換される。これらの周波数スペクトルにおいて、それぞれの位置測定された対象物がピークの形で現れ、このピークの周波数位置は、レーダセンサから対象物に達し、かつ対象物からレーダセンサに戻る信号到達時間、並びに−ドップラー効果に基づいて−対象物の相対速度に依存している。同じ対象物から得られるが、異なる勾配、例えば上昇ランプおよび下降ランプを有する周波数ランプにおける２つのピークの周波数位置から、当該の対象物の間隔Ｒおよび相対速度ｖが算出される。

図２にレーダ放射線を用いて概略的に示されているように、アンテナ素子２４〜３０の様々な位置によって、同じアンテナ素子から放射されたレーダ放射線が対象物で反射され、次いで様々なアンテナ素子によって受信され、様々な到達時間で進み、従って、対象物の方位角θに依存する位相差を有するようになる。所属の中間周波数信号ｂ１〜ｂ４も相応に位相差を有している。受信された信号の振幅（量）も、アンテナ素子毎に異なっていて、同様に方位角θに依存する。複素振幅、つまり絶対値および位相、受信された信号の、方位角θに対する依存性は、各アンテナ素子のために、アンテナグラフの形で制御および評価装置２２に記録され得る。角度測定器４６は、位置測定された各対象物（周波数スペクトル内の各ピーク）のために、４つの受信チャンネル内で得られた複素振幅をアンテナグラフと比較し、それによって対象物の方位角θを見積もる。この場合、方位角のための最も可能性の高い値として、測定された振幅がアンテナグラフで読み取られた最良の値と関係している値が想定される。

しかしながら、ここに記載されたＭＩＭＯレーダでは、４つのチャンネル内の複素振幅は、４つのアンテナ素子２４，２６，２８，３０のうちのどのアンテナ素子が送信素子として使用されるかにも依存している。例えば、切替えネットワーク３６は、第１の周波数ランプをアンテナ素子２４で送信し（送信アレイは、唯一のアンテナ素子２４より成っている）、次いでアンテナ素子２６に切替え、次に相次いでアンテナ素子２８および３０に切替え、次いで新たなサイクルを開始することができる。このような形式で、以下の信号モデルによって記述され得る、４×４＝１６の異なる組み合わせが得られる。

受信アレイとしてのアンテナ素子２４，２６，２８，３０を有する平面的な線形のアンテナアレイのために（理想的な想定では等方性のアンテナ素子）、制御ベクトルａ_ｒμ（θ）は、次の成分を有している。

この制御ベクトルは、４つのアンテナ素子によって受信される信号の複素振幅間の位相関係を規定する。この式中、インデックスμは、アンテナ素子を表し、値ｄ_ｒμは、任意に選択されたなんらかの初期値に関連した、水平線内のアンテナ素子の位置を示す。

相応に、送信アレイのための制御ベクトルａ_ｔｖ（θ）は次の成分を有している。

図１に示した、４つのアンテナ素子を有するモノスタティックなアレイの例において、アンテナ素子２４の位置を座標原点と見なすことができるので、次の式が当てはまる。

角度測定のために、ＭＩＭＯ原理に従って仮想のアレイベクトルが形成され、この仮想のアレイベクトルにおいて、ａ_ｔｖ（θ）およびａ_ｒμ（θ）からクロネッカー積が形成される。

積ベクトルは、仮想のアンテナ素子の１６の位置に応じて、１６の成分を有している。このベクトルの成分は次の式を有している、

従って、仮想のアンテナ位置は、値ｄ１〜ｄ４から形成される総和に相当する。従って、仮想のアレイは、水平線に沿って非常に大きい間隔に亘って延在している、つまり、大きい開口面を有しており、それによってより高い角度分解能が生ぜしめられる。何故ならば、方位角θの小さい変化で既に、より大きい位相差が生ぜしめられるからである。

選択的に、アンテナ素子２４〜３０のうちの多数のアンテナ素子で同時に送信することも可能である。これは、送信するアンテナ素子の幾何学的な中心点に相当する位置における、追加的な仮想の送信アンテナ素子に相当する。

別の実施例では、異なる構成のアンテナアレイ、例えばアンテナ素子が互いに様々な間隔を有するアンテナアレイを使用することもできる。同様に、幾つかのアンテナ素子が送信だけのために使用され、その他のアンテナ素子が受信だけのために使用されるバイスタティックなアンテナ設計が可能である。

しかしながら、受信チャンネル内の信号を評価するために、送信アンテナ素子の様々な配置構成のうちの唯一の配置構成だけがすべての時点においてアクティブであることが重要である。これによって、受信された信号は、送信するアンテナ素子に明確な形式で割り当てることができる。このような理由により、制御回路４０は、図３に示されているように、時間的に互いに連続するが重なり合うことのない、つまり時間をずらしたランプ４８，５０，５２のシーケンスが送信されるようにプログラミングされる。各ランプの後ろで、切替えネットワーク３６が別の切替え状態に切替えられるので、別の選択によるアンテナ素子で次のランプが送信される。図３では、３つの異なる切替え状態ＴＸが設けられていて、これらの切替え状態が周期的に変えられる。これによって、ランプ４８，５０，５２は、アンテナ素子の選択で異なっている。同じ符号を有するランプは、同じ選択のアンテナ素子により送信される。全体として、このような形式で、別のランプ勾配を有する相応のシーケンスが開始される前に、例えば６４のランプのシーケンスが続く。図示の実施例では、すべてのランプ４８，５０，５２は、同じ平均周波数、同じ継続時間、同じ周波数偏移、およびひいては同じ勾配を有している。しかしながらこれは強制されない。例えば平均周波数が変動し、平均周波数自体が全体的にゆっくりと上昇または下降するランプを形成する実施例も考えられる。

図３では、シーケンスの互いに連続するランプ４８，５０，５２は、連続するインデックスｊでカウントされる。さらに、各ランプのために、切替えネットワーク３６の所属の切替え状態ＴＸが示されている（ＴＸ＝１，２または３）。各ランプの時間中央はｔ_ＴＸ，ｎで示されており、この場合、第１のインデックス“ＴＸ”は切替え状態を示し、第２のインデックスｎは、３つのランプ（各切替え状態にそれぞれ１つ）より成る、当該のランプが存在する周期を示す。

固定された基準時点ｔ＝０に関連して、第１のランプ（ｊ＝１）は時間のずれｔ_０を有している。第２のランプ（ｊ＝２）は、第１のランプに対して時間のずれΔｔ_２を有しており、第３のランプ（ｊ＝３）は、第１のランプに対して時間のずれΔｔ_３を有している。３つのランプ４８，５０，５２より成る完全な周期は継続時間Ｔを有している。従って、次の式が当てはまる。

当該の切替え状態ＴＸに所属するランプ平均時点ｔ_ＴＸ，ｎのためのすべての平均時点の平均値を求めることによって、３つの切替え状態のそれぞれのために、全シーケンスの平均時点ｔ_ＴＸも示すことができる。Ｎがシーケンス内の３回の周期数とすれば、各切替え状態ＴＸのために次の平均時点ｔ_ＴＸが得られる。

従って、様々な切替え状態の測定は、時間的に互いに重なり合い、全体として比較的長い時間間隔Ｎ^.Ｔに亘って行われ、これに対して、個別状態間の効果的な時間のずれ（平均時間の差）は、単にΔｔ_２若しくはΔｔ_３である。

変換ブロック４４で、まずそれぞれ個別のランプ（インデックスｊを有する）が、１次元フーリエ変換される。このために、ランプの継続時間に亘って均一に分配された複数の時点で、ベースバンド信号（時間関数としての複素振幅）が走査される。走査時点は、インデックスｋでカウントされる。次いで、このようにして、すべてのランプのために得られた走査値に、これらのランプのための１次元スペクトル、つまり周波数変数ｆ_ｋの関数としての複素振幅ｓ_ｊを供給する高速フーリエ変換（ＦＦＴ）が適用される。

全体として、このようにして各切替え状態のために様々なスペクトルの数Ｎが得られる。所定の周波数値ｆ_ｋを確認すると、所属の振幅ｓ_ｊ（ｆ_ｋ）をランプインデックスｊの関数として解釈することができ、次いでこのランプインデックスｊは離散時変数として用いられ、このそれぞれのｆ_ｋの関数のために、新たにランプインデックスｊによる高速フーリエ変換を実施することができる。その結果が、（固定されたｆ_ｋのための）振幅を別の周波数変数ｆ_ｊの関数として示す関数である。要約すれば、このようにして複素振幅を２次元周波数空間内で周波数変数ｆ_ｋおよびｆ_ｊの関数として表すことができ、従って全プロセスは２次元フーリエ変換と称呼される。

以下では、議論を単純化するために、ランプ４８，５０，５２がすべて同じ値Ｔ／３だけ互いにずらされているものと見なされる。つまり、

次いで、ベースバンド信号ｂの複素振幅ｓは、値１に規格統一した後、以下のように間隔インデックスｋおよびランプインデックスｊの関数として記述することができる。

この式中、φ_０は、間隔Ｒおよびランプ勾配だけに依存する位相オフセット、ｆ_Ｒは、間隔Ｒおよびランプ勾配に依存する周波数成分、ｆ_ｖはドップラー周波数、τは個別のランプ（インデックスｋを有する）を走査する際の走査周期である。

この式は、３つのすべての切替え状態に当てはまるが、ｊが、ｎ＝０，１，…として、第１の切替え状態で値３ｎ＋１だけ、第２の切替え状態で値３ｎ＋２だけ、および第３の切替え状態で値３ｎだけを受け入れることができる点で相違している。

フーリエ変換の第１段階（インデックスｋによる）において、上記式中の２つの第１の項は、周波数変数ｆ_ｋに依存する値を提供する。しかしながら第２の項は、走査インデックスｋに依存する値を有しておらず、従って一定の位相ファクターだけ、つまりｆ_ｋに依存しないが、時間の関数としてドップラー周波数ｆ_ｖで振動するファクターだけを供給する。

フーリエ変換の第１段階に従っていずれかの一定のｆ_ｋのために得られる、このような準−時間信号は、図４に、３つの切替え状態ＴＸ＝１，２，３のためのものが示されている。ここでは、時間変数としてランプインデックスｊが使用される。基準時点ｔ＝０は、図３における（ｔ＝ｊＴ／３）と同じである。

切替え状態間の僅かな時間のずれ（Ｔ／３）に基づいて、相対速度およびひいてはドップラー周波数は一定であるとみなされ得るので、図４の３つのすべての信号は、同じ周波数を有していて、インデックスポイントを中心にした時間軸で互いにずらされているだけである。

スペクトル内の副最大値の形の不都合な妨害信号を生ぜしめる、ｊ＝０およびｊ＝６５における信号の急激な中断を軽減するために、これらの信号は、フーリエ変換の第２段階が実行される前に、適切な窓関数を掛け合わせる必要がある。

一般的な窓関数５４の一例、いわゆるカイザー窓は、図５に示されている。図５の曲線は、（行インデックスｊの関数として）重量ｗを示し、この重量ｗが、図４に示された、当該の行インデックスｊのための信号の値に乗算されている。

図６は、３つのすべての信号のために、図５に示された同じ窓５４を使用した場合のための結果を示す。図６には、３つの信号が時間軸でずらされているだけではなく、様々な波形も有していることが示されている。何故ならば、これらの信号は、曲線５４に対してそれぞれ異なる量だけずらされているので、様々な形式で窓関数によって影響を受けるからである。従って、このような形式の窓掛けは、フーリエ変換の第２段階において追加的な位相のずれを生ぜしめ、このような位相のずれは、位相の比較を不可能にするか、または少なくとも困難にする。従ってこのような窓掛けは、窓掛けされた信号の波形を不変のままにしておく窓関数で実施される。

これはたとえば、各切替え状態のためにそれぞれ固有の窓関数が使用されることによって得られる。図７は、曲線５８，６０および６２によって示された３つの窓関数を示す。曲線５８はランプ４８（ＴＸ＝１）のために使用され、曲線６０はランプ５０（ＴＸ＝２）のために使用され、また曲線６２はランプ５２（ＴＸ＝３）のために使用される。これらの曲線５８，６０，６２は、図５に示したカイザー窓と同じ形状を有しているが、時間軸で、図４における所属のランプおよび相応の信号と同じ量（Ｔ／３）だけずらされている。

このような形式の窓掛けの結果は図８に示されている。ここでは、信号が、ＴＸ＝１、ＴＸ＝２およびＴＸ＝３のために同じ波形を有していて、時間軸で互いにずらされているだけである。フーリエ変換の第２段階において、このずれは、周波数変数ｆ_ｋに依存するのではなく周波数変数ｆ_ｊにのみ依存する位相ファクターを生ぜしめる。

Ｎが、図３のシーケンスにおける周期の数（それぞれ３つのランプを有する）とすれば、第２段階の高速フーリエ変換は一般的な形式で、周波数変数ｆ_ｊの空間が、Ｎ個のいわゆる周波数ビンμに分割される（μ＝０，…，Ｎ−１）ように、実施される。次いで、位相ファクターφ_ＴＸ，μは、それぞれの周波数ビンμに依存し、切替え状態ＴＸ＝１，２，３のために、次のように定めることができる。

２次元周波数空間（ｆ_ｋ，ｆ_ｊ）内の所定の位置におけるピークによって表される対象物のために、各切替え状態および各評価チャンネルのための位相を、上記位相のずれφ_ＴＸ，μだけ修正すれば、位相関係の定理が得られ、この定理は、対象物の相対運動にも拘わらず、実際に対象物間隔にもまた相対速度にも依存することはなく、方位角θによって規定された到達距離差にのみ依存し、従ってアンテナグラフとの比較によって正確な角度測定を可能にする。

１０ ＦＭＣＷレーダセンサ
１２，１４ レーダターゲット、対象物、車両
１６ 発振器
１８ 混合器
２０ 送受信装置
２２ 評価および制御装置
２４，２６，２８，３０ アンテナ素子
３４ 高周波成分
３６ 切替えネットワーク
３８ サーキュレータ
４０ 制御部、制御回路
４２ アナログ／デジタル変換器
４４ 変換段、変換ブロック
４６ 角度測定器
４８，５０，５２ ランプ
５４ 窓関数
５８，６０，６２ 窓関数
ｂ，ｂ１，ｂ２，ｂ３，ｂ４ ベースバンド信号
ｄ１〜ｄ４ 値
ｆ_ｋ 周波数変数、周波数値
ｆ_ｖ ドップラー周波数
ｓ_ｊ 複素振幅
ｊ インデックス
ｋ 間隔インデックス
Ｎ シーケンス内の周期数
Ｒ 間隔
Ｔ 継続時間
ＴＸ 切替え状態
Ｔ／３ 値
ｖ 相対速度
θ 方位角
ｔ_０，Δｔ_２，Δｔ_３ 時間のずれ
ｔ_ＴＸ 平均時点
φ 位相オフセット
ｗ 重量
μ 周波数ビン

Claims (7)

1. ＭＩＭＯ−ＦＭＣＷレーダによって対象物を位置測定するための方法であって、
   変調パターンが時間をずらして互いに連続する複数のランプ（４８，５０，５２）のシーケンスを有する、ランプ形の周波数変調されたレーダ信号を送信し、
   互いに連続する前記ランプのサイクルで周期的に、送受信のために使用されるアンテナ素子（２４，２６，２８，３０）の選択が異なる少なくとも２つの切替え状態（ＴＸ）間で切替えを行い、
   受信したレーダエコーを送信した信号と共にベースバンドにミックスダウンし、
   様々な切替え状態（ＴＸ）について得られたベースバンド信号をスペクトルに変換し、これらのスペクトルを用いて、レーダターゲット（１２，１４）の間隔（Ｒ）および相対速度（ｖ）を規定し、
   レーダターゲットの方位角（θ）を規定するために、様々な切替え状態について得られたベースバンド信号（ｂ）の位相を互いに比較する方法において、
   前記ベースバンド信号に、それぞれの切替え状態（ＴＸ）について別々に２次元フーリエ変換を実施し、この際に、１つ目の次元でランプを１つずつ変換し、２つ目の次元で、シーケンス内の前記ランプ（４８，５０，５２）をカウントするランプインデックスｊを介して、かつ時間軸に沿ったずれを除き、前記ベースバンド信号の波形を維持する窓関数（５８，６０，６２）を用いて、変換を行い、
   様々な切替え状態について得られたスペクトルに、前記ランプの時間のずれを補正する周波数に依存した位相修正を実施し、
   前記各切替え状態（ＴＸ）について別の窓関数（５８，６０，６２）を用いる、
   ことを特徴とする、ＦＭＣＷレーダによって対象物を位置測定するための方法。
2. 様々な切替え状態（ＴＸ）について用いられた前記窓関数が、同じ形状を有しており、しかも所属の前記ランプ（４８，５０，５２）と互いに同じ時間のずれを有している、請求項１に記載の方法。
3. 各ランプ（４８，５０，５２）の後で別の切替え状態（ＴＸ）に切替える、請求項１または２に記載の方法。
4. 少なくとも３つの異なる切替え状態（ＴＸ）間で切替えを行う、請求項１から３のいずれか１項に記載の方法。
5. 前記ランプの数を、シーケンス毎に２０より多くする、請求項１から４のいずれか１項に記載の方法。
6. 前記ランプの数を、シーケンス毎６０より多くする、請求項１から４のいずれか１項に記載の方法。
7. ＭＩＭＯ−ＦＭＣＷレーダセンサにおいて、請求項１から６のいずれか１項に記載の方法が実行される制御および評価装置（２２）を有している、ＭＩＭＯ−ＦＭＣＷレーダセンサ。

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