JP6328034B2 - タービン発電用サーボ弁制御システム - Google Patents

Description

この発明は、タービンの回転数を一定に保つための制御システムに関し、特に、リニア可変差動トランスを用いたタービン発電用サーボ弁制御システムに関するものである。

発電用のタービンは回転数（＝周波数）を一定に保つためにサーボ弁にて制御される。サーボ弁はサーボコイルの流れる電流値によって開閉速度が異なる。サーボドライバとサーボ弁の間には、サーボ弁の開度を検出するために、リニア可変差動トランス（ＬＶＤＴ：Linear Variable Differential Transformer）が接続されている（例えば特許文献１〜５）。リニア可変差動トランスは、一次側と二次側にコイルを備えていて、機械的直線変位置を電気信号に直接変換する。サーボ弁の開度は、ＬＶＤＴの二次側コイルが出力する２つの正弦波の実効値の差分から算出することができる。サーボドライバは、リニア可変差動トランスの２次側コイルが出力する正弦波信号をアナログ回路にて平滑し、直流に変換された信号をＡ/Ｄ変換することで実弁開度を算出したうえで、最適な弁制御を行うた
めの電気的な値（電圧値または電流値）を出力する。

特開２００３-１４８１０８号公報 特開２０１４-０７７７４６号公報 特開２００８-１３９１００号公報 特開２００６-１６２３３８号公報 特開２０１２-５０６０５０号公報

サーボドライバは弁の開度を算出するためにＬＶＤＴの一次側コイルより出力される正弦波を用いている。サーボドライバは、この正弦波を直流に変換したうえで、振幅値を算出しているが、直流に変換するには十分な時定数が必要である。この時定数がタービン発電用サーボ弁制御システムの動作処理速度に大きな影響を及ぼす。この発明はタービン発電用サーボ弁制御システムにおける動作処理速度の高速化を目的にするものである。

上記課題を解決するため、本発明におけるタービン発電用サーボ弁制御システムは、一次側に正弦波を入力すると二次側からアナログ信号を出力するリニア可変差動トランスと、リニア可変差動トランスから出力されたアナログ信号をデジタル信号に変換するアナログ‐デジタル変換回路と、サンプリング時間を正弦波信号の半周期よりも長く、しかも一周期よりも小さくとって、前記アナログ‐デジタル変換回路の出力に対してサンプリングを続け、同一のサンプリング期間に算出された、サンプリング値の最大値の絶対値とサンプリング値の最小値の絶対値とを比較して、絶対値の大きい方の値からサーボ弁出力値を算出するデジタル回路と、デジタル回路から出力されたサーボ弁出力値をアナログ値に変換するデジタル‐アナログ変換回路と、デジタル‐アナログ変換回路が出力するサーボ弁出力値に対応する電力を発生するサーボ弁開度出力回路と、タービンに接続されていて、サーボ弁開度出力回路が発生する電力に応じて実弁開度が変化するサーボ弁と、を備えている。

上記構成によれば、タービン発電用サーボ弁制御システムは、デジタル回路（サーボドライバ）が高精度な振幅算出を行う。その結果、サーボ弁の高精度なフィードバック制御を行うことが可能になり、また、実弁開度の算出時間の高速化と実装面積削減が実現する。

実施の形態１に係わるタービン発電用サーボ弁制御システムの構成を示す図である。 実施の形態１における振幅の算出方法を示す図である。 実施の形態２における振幅の算出方法を示す図である。 実施の形態３に係わるタービン発電用サーボ弁制御システムの構成を示す図である。 実施の形態３における振幅の算出方法を示す図である。 実施の形態４における振幅の算出方法を示す図である。 実施の形態５に係わるタービン発電用サーボ弁制御システムの構成を示す図である。 実施の形態５における振幅の算出方法を示す図である。 実施の形態６における振幅の算出方法を示す図である。 実施の形態７に係わるタービン発電用サーボ弁制御システムの構成を示す図である。 実施の形態７における振幅の算出方法を示す図である。 実施の形態８に係わるタービン発電用サーボ弁制御システムの構成を示す図である。 実施の形態８における振幅の算出方法を示す図である。

本発明の実施の形態に係わるタービン発電用サーボ弁制御システムについて、図を参照しながら以下に説明する。なお、各図において、同一または同様の構成部分については同じ符号を付しており、対応する各構成部のサイズや縮尺はそれぞれ独立している。例えば構成の一部を変更した断面図の間で、変更されていない同一構成部分を図示する際に、同一構成部分のサイズや縮尺が異なっている場合もある。また、タービン発電用サーボ弁制御システムの構成は、実際にはさらに複数の部材を備えているが、説明を簡単にするため、説明に必要な部分のみを記載し、他の部分については省略している。

実施の形態１．
以下、この発明の実施の形態１を図に基づいて説明する。図１はＬＶＤＴ（Linear Variable Differential Transformer）を用いて、タービン発電のサーボ弁を動作させるタービン発電用サーボ弁制御システム１００の構成を表している。タービン発電用サーボ弁制御システム１００は、サーボドライバ１、サーボ弁６およびリニア可変差動トランス４を備えている。サーボ弁６（タービン制御弁）は発電用のタービン２０に接続されており、タービン制御装置の回転数を調整する。サーボ弁６は主バルブ２、サーボコイル１０、油圧シリンダ１１などから構成されている。サーボ弁および主バルブ２の開度は実弁開度と称されており、この実弁開度はサーボ弁開度出力回路３が出力する電力に応じて変化する。サーボ弁６は主バルブ２の実弁開度を制御するために、サーボ弁開度出力回路３にてアナログ電圧を出力している。リニア可変差動トランス４は磁気コア４ａ、一次側コイル４ｂ、二次側第１コイル４ｃおよび二次側第２コイル４ｄを備えている。

タービン発電用サーボ弁制御システム１００の具体的な動作を以下に記載する。リニア可変差動トランス４の一次側コイル４ｂに常に一定振幅かつ一定周波数の正弦波信号を入力させておく。リニア可変差動トランス４の磁気コア４ａは主バルブ２の開閉具合に応じて移動する。リニア可変差動トランス４の２次側（二次側第１コイル４ｃおよび二次側第２コイル４ｄ）からは主バルブ２の開閉具合に応じた振幅を有する正弦波が２種類出力される。この正弦波の周波数はリニア可変差動トランス４の１次側と同一である。主バルブ２はサーボコイル１０と連動する。サーボコイル１０と油圧シリンダ１１に接続されている主バルブ２はサーボドライバ１が出力する出力指令に対応して開閉する。

サーボドライバ１は、アナログ‐デジタル変換回路７（Ａ/Ｄ変換回路）とデジタル回路８とデジタル‐アナログ変換回路９（Ｄ/Ａ変換回路）とサーボ弁開度出力回路３から構成されている。デジタル回路８は、ＦＰＧＡ（Field Programmable Gate Array）、ＣＰＬＤ（Complex Programmable Logic Device）等のプログラマブルＩＣ、もしくはこれらを複合させて使用する。アナログ‐デジタル変換回路７は、リニア可変差動トランス４が出力する２次側の正弦波信号（アナログ信号）をデジタル信号に変換する。デジタル回路８は振幅検出処理１２とサーボ弁出力指令処理１３から構成されていて、主バルブ２の開度に応じた出力指令（サーボ弁出力値）をデジタル‐アナログ変換回路９に通知する。振幅検出処理１２はアナログ‐デジタル変換回路７からのデジタル信号を基に正弦波信号の実効値（＝振幅値）を算出する。

サーボ弁出力指令処理１３はＡ/Ｄ変換された２つの振幅値から主バルブ２の開度を計算する。更にサーボ弁出力指令処理１３は主バルブ２の開度に応じた出力指令（サーボ弁出力値）をデジタル‐アナログ変換回路９に通知する。デジタル‐アナログ変換回路９は通知された出力指令をデジタル-アナログ変換する。サーボ弁開度出力回路３は出力指令に対応する電流をサーボコイル１０に供給する。サーボ弁開度出力回路３が供給する電流に応じて油圧シリンダ１１から主バルブ２に油圧がかかり、主バルブ２は正常に開閉動作する。このようなフィードバック処理を行うことでタービンの制御を行っている。すなわち、サーボコイル１０はサーボ弁開度出力回路３の負荷となり、サーボ弁６はサーボコイル１０に流れる電流値に応じて開閉する。

次に図２を基に振幅検出処理１２が正弦波信号の実効値（＝振幅値）を算出するプロセスを具体的に説明する。リニア可変差動トランス４からはサーボドライバ１に２つの正弦波信号が入力する。図中のグラフはどちらか片方の正弦波信号を代表して表している。黒丸（●）は、Ａ/Ｄ変換されたサンプリング点を示している。サンプリング時間Δt１は実弁開度の検出に必要な時間を表していて、正弦波信号の周期の半分よりも長く、しかも正弦波信号の周期よりも小さくとる。サンプリング時間Δt１の間、振幅検出処理１２にて繰り返しサンプリングを続ける。サーボ弁出力指令処理１３はサンプリング値の最大値と最小値を算出し、サンプリング時間Δt１の間に算出された、最大値の絶対値と最小値の絶対値を比較して、絶対値の大きい方を振幅値とする。こうすることでサーボドライバ１は高精度な振幅算出を行い、サーボ弁の実弁開度を算出する。その結果、サーボ弁の高精度なフィードバック制御を行うことが出来る。さらに実弁開度の算出時間の高速化と実装面積の削減が実現する。

実施の形態２．
図３を基に実施の形態２による振幅検出処理１２が正弦波信号の実効値（＝振幅値）を算出するプロセスを具体的に説明する。実施の形態１ではアナログ‐デジタル変換回路７によって得られたサンプリング値の最大値と最小値を算出し、これらを比較することで振幅値を算出していた。この方式において一時的なノイズ成分が正弦波信号に含まれていた場合、正確な振幅値を算出することが困難となる。そのため、本実施の形態では、サンプリング時間を長くしてサンプリング数を増やし、入力信号（正弦波信号）の周期よりも長い間、サンプリングを行う。

リニア可変差動トランス４からはサーボドライバ１に２つの正弦波信号が入力する。サンプリング時間Δt２は実弁開度の検出に必要な時間を表していて、正弦波信号の１周期よりも長くとる。すなわち、本実施の形態ではサンプリング時間Δt２は複数の周期に亘る。サンプリング時間Δt２の間、アナログ‐デジタル変換回路７にて繰り返しサンプリングを続ける。図中には山１、山２および谷が検出されている。このように、正弦波の山と谷を一組以上得ることが出来るため、振幅点を複数算出することが可能となる。これらを振幅検出処理１２がフィルタリングすることで高精度な振幅算出を行い、その結果、高精度なフィードバック制御を行うことが出来る。フィルタリングにより、複数の値の中から最大や最小を除去して残りの値を平均化することができる。

実施の形態３．
図４は実施の形態３に係わるタービン発電用サーボ弁制御システムを表している。タービン発電用サーボ弁制御システム１００はＬＶＤＴを用いてタービンのサーボ弁を動作させる。サーボドライバ１は整流回路５をアナログ‐デジタル変換回路７の前に備えている。整流回路５はリニア可変差動トランス４からサーボドライバ１に入力する２つの正弦波信号を半波整流して、極性が一定しているアナログ信号を出力する。すなわち整流回路５で整流された正弦波信号は、常に正のみの信号、もしくは負のみの信号からなる。この整流信号はアナログ‐デジタル変換回路７に入力する。

続いて本実施の形態による振幅検出処理１２が正弦波信号の実効値（＝振幅値）を算出するプロセスを具体的に説明する。図５のグラフは整流回路５を通過した２つの正弦波信号を代表的に表している。黒丸（●）は、Ａ/Ｄ変換された正弦波信号のサンプリング点を示している。正弦波信号は整流回路５を通過しているので、アナログ‐デジタル変換回路７に入力される信号は極性が変わらない正値の信号となっている。サンプリング時間Δt１は、正弦波信号の周期の半分よりも長く、しかも正弦波信号の周期よりも小さいので、最大値が振幅になる。そのため最大値と最小値を比較して振幅値を算出すると云った複雑な処理が不要となる。

実施の形態４．
実施の形態４による振幅検出処理１２が正弦波信号の実効値（＝振幅値）を算出するプロセスを、図６を基に具体的に説明する。本実施の形態は、実施の形態２と実施の形態３を組み合わせている。具体的には整流回路５を追加したサーボドライバ１において、入力信号の正弦波周期よりも長いサンプリング時間Δt２にわたってサンプリングする。図には、山１〜３が検出されている。このように正弦波の山が複数得られるため、これらをフィルタリングして振幅を算出する。本実施の形態によれば簡易な処理と高精度なフィードバック制御の両方を実現することが出来る。

実施の形態５．
図７は実施の形態５に係わるタービン発電用サーボ弁制御システムを表している。タービン発電用サーボ弁制御システム１００はＬＶＤＴを用いてタービンのサーボ弁を動作させる。これまでの実施の形態では入力される正弦波信号の最大値（または最小値）を検出することで入力信号の振幅を算出していた。これに対して本実施の形態は、デジタル回路８の振幅検出処理１２を除去し、実効値検出処理１４を追加する方式である。実効値検出処理１４は、アナログ‐デジタル変換回路７に入力される信号をサンプリングし続け、Ａ/Ｄ変換されたサンプリング値を絶対値に変換する。この絶対値を入力信号周期の半分の期間（サンプリング時間Δｔ１）だけ加算し続けて和（積分値）を求める。

続いて本実施の形態による振幅検出処理１２が正弦波信号の実効値（＝振幅値）を算出するプロセスを具体的に説明する。図８はリニア可変差動トランス４からサーボドライバ１に入力する正弦波信号と、アナログ‐デジタル変換回路７におけるＡ/Ｄ変換の結果を表している。白棒（□：サンプリングバー）の幅と高さは、アナログ‐デジタル変換回路７のサンプリング周期（Δｔｓ）とアナログ‐デジタル変換回路７のサンプリング値（Δｎ）をそれぞれ表している。白棒（□）の面積は（サンプリング周期×サンプリング値）に等しい。実効値検出処理１４は白棒（□）の面積の絶対値をサンプリング時間Δｔ１にわたって加算する。実効値検出処理１４で加算され続けたサンプリング値の絶対値は正弦波の半周期分の面積に相当するから、入力信号の正弦波実効値に換算することが出来る。この方式の場合、交流成分のノイズ成分が入力信号に混在していたとしても、加算処理の過程で打ち消す効果があるため高精度の実効値算出が可能となり、その結果、高精度なフィードバック制御を行うことが出来る。

実施の形態６．
前実施の形態では正弦波周期の半分の期間だけサンプリングしていたが、実施の形態６ではサンプリング期間を増やして１周期以上の期間の正弦波面積を算出する。本実施の形態による振幅検出処理１２が正弦波信号の実効値（＝振幅値）を算出するプロセスを図９に基づいて説明する。同図はリニア可変差動トランス４からサーボドライバ１に入力する正弦波信号と、アナログ‐デジタル変換回路７におけるＡ/Ｄ変換の結果を表している。
サンプリングはサンプリング時間Δｔ２にわたって行う。実効値検出処理１４で加算され続けたサンプリング値の絶対値は正弦波のサンプリング時間Δｔ２の面積に相当するから、入力した正弦波の実効値に換算することが出来る。この方式の場合、交流成分のノイズ成分が入力信号に混在したとしても、加算処理の過程で打ち消す効果があるため高精度の実効値算出が可能となり、その結果、高精度なフィードバック制御を行うことが出来る。

実施の形態７．
図１０は実施の形態７に係わるタービン発電用サーボ弁制御システムを表している。タービン発電用サーボ弁制御システム１００はＬＶＤＴを用いてタービンのサーボ弁を動作させる。整流回路５をサーボドライバ１に追加している。整流回路５はリニア可変差動トランス４からサーボドライバ１に入力する２つの正弦波信号を整流するため、出力の極性が一定している。整流された正弦波信号がアナログ‐デジタル変換回路７に入力する。

図１１は、整流回路５から出力する信号と、アナログ‐デジタル変換回路７におけるＡ/Ｄ変換の結果を表している。実効値検出処理１４は、アナログ‐デジタル変換回路７から入力される信号をサンプリングし続け、Ａ/Ｄ変換されたサンプリング値を入力信号周期の半分の期間（サンプリング時間Δｔ１）だけ加算し続けて、和（積分値）を求める。実効値検出処理１４で加算され続けたサンプリング値は正弦波のサンプリング時間Δｔ１の面積に相当するから、入力した正弦波の実効値に換算することが出来る。これにより実施の形態１に対する実施の形態３のメリットと同様に、アナログ‐デジタル変換回路７に入力される信号は正負の変化が発生しない。その結果、前実施の形態での複雑な処理が不要になる。

実施の形態８．
図１２は実施の形態８に係わるタービン発電用サーボ弁制御システムを表している。タービン発電用サーボ弁制御システム１００はＬＶＤＴを用いてタービンのサーボ弁を動作させる。前実施の形態では入力正弦波の半周期の間だけサンプリングしていたが、サンプリング期間を増やし１周期以上の周期の正弦波面積を算出する方式である。この方式の場合、交流成分のノイズ成分が入力信号に混在したとしても、加算処理の過程で打ち消す効果があるため高精度の実効値算出が可能となり、その結果、高精度なフィードバック制御を行うことが出来る。

図１３は、整流回路５から出力する信号と、アナログ‐デジタル変換回路７におけるＡ/Ｄ変換の結果を表している。本実施の形態ではサンプリング時間Δｔ２が１周期以上の時間よりも長い。すなわち、本実施の形態ではサンプリング時間は複数の周期に亘る。実効値検出処理１４（複数周期用）で加算され続けたサンプリング値は正弦波のサンプリング時間Δｔ２の面積に相当するから、入力した正弦波の実効値に換算することが出来る。
これにより実施の形態６と実施の形態７を組み合わせた効果が得られる。

なお、本発明は、その発明の範囲内において、実施の形態を自由に組み合わせたり、各実施の形態を適宜、変形、省略することが可能である。

１ サーボドライバ、２ 主バルブ、３ サーボ弁開度出力回路、４ リニア可変差動トランス、４ａ 磁気コア、４ｂ 一次側コイル、４ｃ 二次側第１コイル、４ｄ 二次側第２コイル、５ 整流回路、６ サーボ弁、７ アナログ‐デジタル変換回路、８ デジタル回路、９ デジタル‐アナログ変換回路、１０ サーボコイル、１１ 油圧シリンダ、１２ 振幅検出処理、１３ サーボ弁出力指令処理、１４ 実効値検出処理、２０ タービン、１００ タービン発電用サーボ弁制御システム

Claims (8)

1. 一次側に正弦波を入力すると二次側からアナログ信号を出力するリニア可変差動トランスと、
   前記リニア可変差動トランスから出力されたアナログ信号をデジタル信号に変換するアナログ‐デジタル変換回路と、
   サンプリング時間を正弦波信号の半周期よりも長く、しかも一周期よりも小さくとって、前記アナログ‐デジタル変換回路の出力に対してサンプリングを続け、同一のサンプリング期間に算出された、サンプリング値の最大値の絶対値とサンプリング値の最小値の絶対値とを比較して、絶対値の大きい方の値からサーボ弁出力値を算出するデジタル回路と、前記デジタル回路から出力されたサーボ弁出力値をアナログ値に変換するデジタル‐アナログ変換回路と、
   前記デジタル‐アナログ変換回路が出力するサーボ弁出力値に対応する電力を発生するサーボ弁開度出力回路と、
   タービンに接続されていて、前記サーボ弁開度出力回路が発生する電力に応じて実弁開度が変化するサーボ弁と、
   を備えているタービン発電用サーボ弁制御システム。
2. 一次側に正弦波を入力すると二次側からアナログ信号を出力するリニア可変差動トランスと、
   前記リニア可変差動トランスから出力されたアナログ信号を半波整流する整流回路と、
   前記整流回路から出力され、極性が一定しているアナログ信号をデジタル信号に変換するアナログ‐デジタル変換回路と、
   サンプリング時間を正弦波信号の半周期よりも長く、しかも一周期よりも小さくとって、前記アナログ‐デジタル変換回路の出力に対してサンプリングを続け、同一のサンプリング期間に算出され、極性が一定しているサンプリング値の最大値からサーボ弁出力値を算出するデジタル回路と、
   前記デジタル回路から出力されたサーボ弁出力値をアナログ値に変換するデジタル‐アナログ変換回路と、
   前記デジタル‐アナログ変換回路が出力するサーボ弁出力値に対応する電力を発生するサーボ弁開度出力回路と、
   タービンに接続されていて、前記サーボ弁開度出力回路が発生する電力に応じて実弁開度が変化するサーボ弁と、
   を備えているタービン発電用サーボ弁制御システム。
3. 一次側に正弦波を入力すると二次側からアナログ信号を出力するリニア可変差動トランスと、
   前記リニア可変差動トランスから出力されたアナログ信号をデジタル信号に変換するアナログ‐デジタル変換回路と、
   サンプリング時間を正弦波信号の半周期にとって、前記アナログ‐デジタル変換回路の出力に対してサンプリングを続け、同一のサンプリング期間に算出された、サンプリング値とサンプリング周期との積の絶対値の和を求め、この積の絶対値の和からサーボ弁出力値を算出するデジタル回路と、
   前記デジタル回路から出力されたサーボ弁出力値をアナログ値に変換するデジタル‐アナログ変換回路と、
   前記デジタル‐アナログ変換回路が出力するサーボ弁出力値に対応する電力を発生するサーボ弁開度出力回路と、
   タービンに接続されていて、前記サーボ弁開度出力回路が発生する電力に応じて実弁開度が変化するサーボ弁と、
   を備えているタービン発電用サーボ弁制御システム。
4. 一次側に正弦波を入力すると二次側からアナログ信号を出力するリニア可変差動トランスと、
   前記リニア可変差動トランスから出力されたアナログ信号を半波整流する整流回路と、
   前記整流回路から出力され、極性が一定しているアナログ信号をデジタル信号に変換するアナログ‐デジタル変換回路と、
   サンプリング時間を正弦波信号の半周期にとって、前記アナログ‐デジタル変換回路の出力に対してサンプリングを続け、同一のサンプリング期間に算出され、極性が一定しているサンプリング値とサンプリング周期との積の和を求め、この積の和からサーボ弁出力値を算出するデジタル回路と、
   前記デジタル回路から出力されたサーボ弁出力値をアナログ値に変換するデジタル‐アナログ変換回路と、
   前記デジタル‐アナログ変換回路が出力するサーボ弁出力値に対応する電力を発生するサーボ弁開度出力回路と、
   タービンに接続されていて、前記サーボ弁開度出力回路が発生する電力に応じて実弁開度が変化するサーボ弁と、
   を備えているタービン発電用サーボ弁制御システム。
5. 一次側に正弦波を入力すると二次側からアナログ信号を出力するリニア可変差動トランスと、
   前記リニア可変差動トランスから出力されたアナログ信号をデジタル信号に変換するアナログ‐デジタル変換回路と、
   サンプリング時間を正弦波信号の一周期よりも長くとって、前記アナログ‐デジタル変換回路の出力に対してサンプリングを続け、同一のサンプリング期間に検出された正弦波の山と谷の中から、最大の山と最小の谷を除去して残りの山と谷の値を平均化して実効値を求め、この求められた実効値からサーボ弁出力値を算出するデジタル回路と、
   前記デジタル回路から出力されたサーボ弁出力値をアナログ値に変換するデジタル‐アナログ変換回路と、
   前記デジタル‐アナログ変換回路が出力するサーボ弁出力値に対応する電力を発生するサーボ弁開度出力回路と、
   タービンに接続されていて、前記サーボ弁開度出力回路が発生する電力に応じて実弁開度が変化するサーボ弁と、
   を備えているタービン発電用サーボ弁制御システム。
6. 一次側に正弦波を入力すると二次側からアナログ信号を出力するリニア可変差動トランスと、
   前記リニア可変差動トランスから出力されたアナログ信号を半波整流する整流回路と、
   前記整流回路から出力され、極性が一定しているアナログ信号をデジタル信号に変換するアナログ‐デジタル変換回路と、
   サンプリング時間を正弦波信号の一周期よりも長くとって、前記アナログ‐デジタル変換回路に対してサンプリングを続け、同一のサンプリング期間に検出された正弦波の山の中から、最大の山を除去して残りの山の値を平均化して実効値を求め、この求められた実効値からサーボ弁出力値を算出するデジタル回路と、
   前記デジタル回路から出力されたサーボ弁出力値をアナログ値に変換するデジタル‐アナログ変換回路と、
   前記デジタル‐アナログ変換回路が出力するサーボ弁出力値に対応する電力を発生するサーボ弁開度出力回路と、
   タービンに接続されていて、前記サーボ弁開度出力回路が発生する電力に応じて実弁開度が変化するサーボ弁と、
   を備えているタービン発電用サーボ弁制御システム。
7. 一次側に正弦波を入力すると二次側からアナログ信号を出力するリニア可変差動トランスと、
   前記リニア可変差動トランスから出力されたアナログ信号をデジタル信号に変換するアナログ‐デジタル変換回路と、
   サンプリング時間を正弦波信号の一周期よりも長くとって、前記アナログ‐デジタル変換回路の出力に対してサンプリングを続け、同一のサンプリング期間に算出された、サンプリング値とサンプリング周期との積の絶対値の和を求め、この積の絶対値の和からサーボ弁出力値を算出するデジタル回路と、
   前記デジタル回路から出力されたサーボ弁出力値をアナグ値に変換するデジタル‐アナログ変換回路と、
   前記デジタル‐アナログ変換回路が出力するサーボ弁出力値に対応する電力を発生するサーボ弁開度出力回路と、
   タービンに接続されていて、前記サーボ弁開度出力回路が発生する電力に応じて実弁開度が変化するサーボ弁と、
   を備えているタービン発電用サーボ弁制御システム。
8. 一次側に正弦波を入力すると二次側からアナログ信号を出力するリニア可変差動トランスと、
   前記リニア可変差動トランスから出力されたアナログ信号を半波整流する整流回路と、
   前記整流回路から出力され、極性が一定しているアナログ信号をデジタル信号に変換するアナログ‐デジタル変換回路と、
   サンプリング時間を正弦波信号の一周期よりも長くとって、前記アナログ‐デジタル変換回路の出力に対してサンプリングを続け、同一のサンプリング期間に算出され、極性が一定しているサンプリング値とサンプリング周期との積の和を求め、この積の和からサーボ弁出力値を算出するデジタル回路と、
   前記デジタル回路から出力されたサーボ弁出力値をアナログ値に変換するデジタル‐アナログ変換回路と、
   前記デジタル‐アナログ変換回路が出力するサーボ弁出力値に対応する電力を発生するサーボ弁開度出力回路と、
   タービンに接続されていて、前記サーボ弁開度出力回路が発生する電力に応じて実弁開度が変化するサーボ弁と、
   を備えているタービン発電用サーボ弁制御システム。

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