JP6317384B2 - フェイズドアレイアンテナ - Google Patents

Description

本発明は、無線周波数信号に時間遅延を与える時間遅延器を備えたフェイズドアレイアンテナに関する。

無線通信の大容量化を図るために、使用する周波数帯域の広帯域化及び高周波化が進んでいる。近年では、マイクロ波帯（０．３ＧＨｚ以上３０ＧＨｚ以下）のみならず、ミリ波帯（３０ＧＨｚ以上３００ＧＨｚ以下）が無線通信に使用されるようになっている。なかでも、大気中での減衰が大きい６０ＧＨｚ帯は、データの漏洩が生じ難く、通信セルのサイズを小さくして多数の通信セルを配置できる帯域として注目されている。

６０ＧＨｚ帯の無線通信に使用されるアンテナには、広帯域性の他に高利得性が求められる。６０ＧＨｚ帯は、上述したように、大気中での減衰が大きいからである。６０ＧＨｚ帯での使用に耐える高利特性を有するアンテナとしては、例えば、アレイアンテナが挙げられる。ここで、アレイアンテナとは、複数の放射素子をアレイ状又はマトリクス状に並べたアンテナのことを指す。

アレイアンテナでは、各放射素子に入力する無線周波数信号に与える時間遅延を制御することによって、放射する電磁波（各放射素子から放射される電磁波を重ね合わせたもの）の主ビーム方向を変化させることが可能である。このようなビームフォーミング機能を有するアレイアンテナは、フェイズドアレイアンテナと呼ばれ、盛んに研究開発が進められている。

フェイズドアレイアンテナにおけるビームフォーミングの原理について、図８を参照して説明する。以下の説明においては、フェイズドアレイアンテナを構成する複数の放射素子Ａ１〜Ａｎが特定の直線上に一定の間隔ｄで配列されているものと仮定する。

放射素子Ａ１〜Ａｎに同位相の無線周波数信号を入力すると、上記特定の直線に平行な等位相面ができ、主ビーム方向は、その等位相面に垂直になる。これに対し、放射素子Ａ１〜Ａｎに入力する無線周波数信号に等差的な時間遅延δ１〜δｎを与えると、時間遅延差Δｔ＝δ２−δ１＝δ３−δ２＝…＝δｎ−δｎ−１に応じて等位相面が傾く。ここで、時間遅延差Δｔと等位相面の傾き角（上記特定の直線と等位相面との成す角）αとの間には、以下の関係が成り立つ（ｃは、真空中での光速）。

Δｔ＝ｄ×ｓｉｎα／ｃ
したがって、時間遅延差Δｔが大きくなるように、各放射素子Ａｉに入力する無線周波数信号に与える時間遅延δｉを制御すれば、傾き角αを大きくすることができる。逆に、時間遅延差Δｔが小さくなるように、各放射素子Ａｉに入力する無線周波数信号に与える時間遅延δiを制御すれば、傾き角αを小さくすることができる。以上がビームフォーミングの原理である。

次に、従来のフェイズドアレイアンテナの典型的な構成を、図９〜図１１に示す。図９に示すフェイズドアレイアンテナ６は、送信用アンテナであり、図１０に示すフェイズドアレイアンテナ７は、受信用アンテナであり、図１１に示すフェイズドアレイアンテナ８は、送受信兼用アンテナである。なお、以下では、時間遅延を単に遅延と呼ぶ。

図９に示すフェイズドアレイアンテナ６は、（１）外部から入力された無線周波数信号Ｖ_ＲＦ（ｔ）に対して時間遅延素子ＴＤ１１〜ＴＤ１ｎを用いて等差的な遅延δ１〜δｎを与え、（２）得られた遅延無線周波数信号Ｖ_ＲＦ（ｔ−δ１）〜Ｖ_ＲＦ（ｔ−δｎ）を放射素子Ａ１〜Ａｎに入力するものである。無線周波数信号Ｖ_ＲＦ（ｔ）に与える遅延δ１〜δｎを、時間遅延差Δｔ＝δ２−δ１＝δ３−δ２＝…＝δｎ−δｎ−１がｄ×ｓｉｎα／ｃに一致するように設定すれば、等位相面の傾き角がαとなる電磁波を効率良く送信することができる。

図１０に示すフェイズドアレイアンテナ７は、（１）放射素子Ａ１〜Ａｎから出力された無線周波数信号Ｖ_ＲＦ（ｔ＋δ１）〜Ｖ_ＲＦ（ｔ＋δｎ）に対して時間遅延素子ＴＤ２１〜ＴＤ２ｎを用いて等差的な遅延δ１〜δｎを与え、（２）得られた遅延無線周波数信号Ｖ_ＲＦ（ｔ）を外部に出力するものである。無線周波数信号Ｖ_ＲＦ（ｔ＋δ１）〜Ｖ_ＲＦ（ｔ＋δｎ）に与える遅延δ１〜δｎを、時間遅延差Δｔ＝δ２−δ１＝δ３−δ２＝…＝δｎ−δｎ−１がｄ×ｓｉｎα／ｃに一致するように設定すれば、等位相面の傾き角がαとなる電磁波を効率良く受信することができる。

図１１に示すフェイズドアレイアンテナ８は、図９に示すフェイズドアレイアンテナ６と、図１０に示すフェイズドアレイアンテナ７とを、サーキュレータＣ１〜Ｃｎを用いて組み合わせたものである。放射素子Ａｉは送受信兼用である。サーキュレータＣｉは、信号が入出力される３つ以上のポートを備え、あるポートに入力された信号を、図１１に示す回転矢印の方向に沿った次のポートから出力する素子である。フェイズドアレイアンテナ８において、各サーキュレータＣｉは、送信用の時間遅延素子Ｄ１ｉから出力された遅延無線周波数信号Ｖ_ＲＦ（ｔ−δｉ）を放射素子Ａｉに入力し、放射素子Ａｉから出力された無線周波数信号Ｖ_ＲＦ（ｔ＋δｉ）を受信用の時間遅延素子Ｄ２ｉに入力する機能を担っている。

しかしながら、図９〜図１１に示すフェイズドアレイアンテナ６〜８は、ミリ波帯での使用に適さない。なぜなら、時間遅延素子などの電気的な手段で、ミリ波帯の無線周波数信号に対して高精度の遅延を与えることは困難だからである。

そこで、ミリ波帯において使用可能なフェイズドアレイアンテナを実現するために、無線周波数信号を遅延する時間遅延器に代えて、無線周波数信号よりも周波数の低い中間周波数信号又は局所信号を遅延する時間遅延器を採用することが考えられる。このような時間遅延器が、特許文献１及び非特許文献１に開示されている。

特開２００３−６０４２４号公報（２００３年２月２８日公開）

Joshua D. Schwartz et al., "An Electronic UWB Continuously Tunable Time-Delay System With Nanosecond Delays", IEEE MICROWAVE AND WIRELESS COMPONENTS LETTERS, FEBRUARY 2008, VOL. 18, NO. 2, PP103-105

特許文献１及び非特許文献１に開示された時間遅延器においては、無線周波数信号に与える遅延の大きさを、局所信号の周波数に応じて変化させることによって制御することができる。しかしながら、以下に説明するように、特許文献１及び非特許文献１に開示された時間遅延器においては、制御変数である局所信号の周波数ｆ_ＬＯの変化量Δｆ_ＬＯと、被制御変数である遅延δの変化量Δδとの関係が、無線周波数信号の周波数ｆ_ＲＦ毎に異なる。このため、無線周波数信号に与える時間遅延を広帯域に亘って精度良く制御することが困難になるという問題があった。また、特許文献１及び非特許文献１に開示された時間遅延器を用いたフェイズドアレイアンテナにおいては、電磁波を効率よく送信又は受信できる方向を広帯域に亘って精度良く制御することが困難であるという問題があった。

（特許文献１の問題点）
図１２は、特許文献１に開示された時間遅延器９の構成を示すブロック図である。図１２に示すように、時間遅延器９は、２つの混合器ＭＸ１〜ＭＸ２と位相器ＰＳとを備えている。

混合器ＭＸ１には、無線周波数信号源ＲＦから出力された無線周波数信号Ｖ_ＲＦ（ｔ）と、局所信号源ＬＯから出力され、局所信号源ＬＯから混合器ＭＸ１に至る伝送線路によって遅延された局所信号Ｖ_ＬＯ（ｔ）が入力される。無線周波数信号Ｖ_ＲＦ（ｔ）は、例えば、下記の式（１）のように表すことができ、局所信号Ｖ_ＬＯ（ｔ）は、例えば、下記の式（２）のように表すことができる。ここで、φ_０は、局所信号源ＬＯから混合器ＭＸ１に至る伝送線路において生じる線路遅延である。なお、ここでは、無線周波数信号源ＲＦから混合器ＭＸ１に至る伝送線路において生じる線路遅延が十分に小さい場合を考え、無線周波数信号源ＲＦから出力される無線周波数信号と混合器ＭＸ１に入力される無線周波数信号とを同一視した。

混合器ＭＸ１は、無線周波数信号Ｖ_ＲＦ（ｔ）と局所信号Ｖ_ＬＯ（ｔ）とを乗算した後、高周波成分をカットする（局所信号Ｖ_ＬＯ（ｔ）を用いて無線周波数信号Ｖ_ＲＦ（ｔ）をダウンコンバートする）ことによって、中間周波数信号Ｖ_ＩＦ（ｔ）を生成する。混合器ＭＸ１に入力される無線周波数信号Ｖ_ＲＦ（ｔ）及び局所信号Ｖ_ＬＯ（ｔ）が、それぞれ、上記の式（１）及び式（２）のように表される場合、混合器ＭＸ１にて生成される中間周波数信号Ｖ_ＩＦ（ｔ）は、下記の式（３）のように表される。

混合器ＭＸ２には、混合器ＭＸ１から出力された中間周波数信号Ｖ_ＩＦ（ｔ）と、局所信号源ＬＯから出力され、局所信号源ＬＯから混合器ＭＸ２に至る伝送線路、及び、当該伝送線路に挿入された位相器ＰＳよって遅延された局所信号Ｖ_ＬＯ’（ｔ）とが入力される。局所信号Ｖ_ＬＯ（ｔ）が上記の式（２）のように表される場合、局所信号Ｖ_ＬＯ’（ｔ）は、下記の式（４）のように表される。ここで、φ_１は、局所信号源ＬＯから混合器ＭＸ２に至る伝送線路において生じる線路遅延と、当該伝送線路に挿入された位相器ＰＳにおいて生じる遅延との和である。なお、ここでは、混合器ＭＸ１から混合器ＭＸ２に至る伝送線路において生じる線路遅延が十分に小さい場合を考え、混合器ＭＸ１から出力される中間周波数信号と混合器ＭＸ２に入力される中間周波数信号とを同一視した。

混合器ＭＸ２は、中間周波数信号Ｖ_ＩＦ（ｔ）と遅延局所信号Ｖ_ＬＯ’（ｔ）とを乗算した後、低周波成分をカットする（遅延局所信号Ｖ_ＬＯ’（ｔ）を用いて中間周波数信号Ｖ_ＩＦ（ｔ）をアップコンバートする）ことによって、遅延無線周波数信号Ｖ_ＲＦ’（ｔ）を生成する。混合器ＭＸ２に入力される中間周波数信号Ｖ_ＩＦ（ｔ）及び遅延局所信号Ｖ_ＬＯ’（ｔ）が、それぞれ、上記の式（３）及び式（４）のように表される場合、混合器ＭＸ２にて生成される遅延無線周波数信号Ｖ_ＲＦ’（ｔ）は、下記の式（５）のように表される。

したがって、遅延無線周波数信号Ｖ_ＲＦ’（ｔ）の無線周波数信号Ｖ_ＲＦ（ｔ）に対する遅延δは、下記の式（６）で表される。

上記の式（６）に示すように、時間遅延器９が無線周波数信号Ｖ_ＲＦ（ｔ）に与える遅延δは、局所信号Ｖ_ＬＯ（ｔ）の周波数ｆ_ＬＯに比例する。したがって、時間遅延器９によれば、局所信号Ｖ_ＬＯ（ｔ）の周波数ｆ_ＬＯを変化させることによって、無線周波数信号Ｖ_ＲＦ（ｔ）に与える遅延δを変化させることができる。

しかしながら、式（６）から明らかなように、制御変数である局所信号Ｖ_ＬＯ（ｔ）の周波数ｆ_ＬＯの変化量Δｆ_ＬＯと、被制御変数である遅延δの変化量Δδとの間には、Δδ＝｛φ_１／ｆ_ＲＦ｝Δｆ_ＬＯという関係が成り立つ。したがって、遅延δをΔδだけ変化させるために必要な周波数ｆ_ＬＯの変化量Δｆ_ＬＯは、無線周波数信号Ｖ_ＲＦ（ｔ）の周波数ｆ_ＲＦ毎に異なる。例えば、５０ＧＨｚの無線周波数信号Ｖ_ＲＦ（ｔ）に対する遅延を１ｐｓ大きくするために必要な周波数ｆ_ＬＯの変化量が１ＧＨｚであるとすると、１００ＧＨｚの無線周波数信号Ｖ_ＲＦ（ｔ）に対する遅延を１ｐｓ大きくするために必要な周波数ｆ_ＬＯの変化量は２ＧＨｚとなる。このため、無線周波数信号Ｖ_ＲＦ（ｔ）に与える遅延δを広帯域に亘って精度良く制御することが困難になる。

（非特許文献１の問題点）
図１３は、非特許文献１に開示された時間遅延器１０の構成を示すブロック図である。時間遅延器１０は、２つの混合器ＭＸ１〜ＭＸ２と分散付与フィルタＤＦとを備えている。分散付与フィルタＤＦは、入力信号に分散、すなわち、入力信号の周波数ｆに比例した遅延Ｄｆを与える素子であり、ＣＥＢＧ（Chirped Electromagnetic Bandgap）伝送線路により構成されている。

混合器ＭＸ１には、無線周波数信号源ＲＦから出力された無線周波数信号Ｖ_ＲＦ（ｔ）と、局所信号源ＬＯから出力され、局所信号源ＬＯから混合器ＭＸ１に至る伝送線路ＴＬ１によって遅延された局所信号Ｖ_ＬＯ’（ｔ）が入力される。無線周波数信号Ｖ_ＲＦ（ｔ）は、例えば、下記の式（７）のように表すことができる。また、局所信号源ＬＯから出力される局所信号Ｖ_ＬＯ（ｔ）は、例えば、下記の式（８）のように表すことができ、このとき、混合器ＭＸ１に入力される局所信号Ｖ_ＬＯ’（ｔ）は、下記の（９）式のように表される。ここで、ψ_１は、伝送線路ＴＬ１において生じる線路遅延である。なお、ここでは、無線周波数信号源ＲＦから混合器ＭＸ１に至る伝送線路において生じる線路遅延が十分に小さい場合を考え、無線周波数信号源ＲＦから出力される無線周波数信号と混合器ＭＸ１に入力される無線周波数信号とを同一視した。

混合器ＭＸ１は、局所信号Ｖ_ＬＯ’（ｔ）を用いて無線周波数信号Ｖ_ＲＦ（ｔ）をダウンコンバートすることによって、中間周波数信号Ｖ_ＩＦ（ｔ）を生成する。混合器ＭＸ１に入力される無線周波数信号Ｖ_ＲＦ（ｔ）及び局所信号Ｖ_ＬＯ’（ｔ）が、それぞれ、上記の式（７）及び式（９）のように表される場合、混合器ＭＸ１にて生成される中間周波数信号Ｖ_ＩＦ（ｔ）は、下記の式（１０）のように表される。

混合器ＭＸ１にて生成された中間周波数信号Ｖ_ＩＦ（ｔ）は、分散付与フィルタＤＦが挿入された伝送線路ＴＬ３により遅延される。分散付与フィルタＤＦは、周波数ｆの信号に対して、遅延τ＝Ｄｆ＋ψ_０を与える。伝送線路ＴＬ３は、混合器ＭＸ１からサーキュレータＣに至る伝送線路と、サーキュレータＣと分散付与フィルタＤＦとの間を往復する伝送線路と、サーキュレータＣから混合器ＭＸ２に至る伝送線路とにより構成される。この伝送線路ＴＬ３（分散付与フィルタＤＦを除く）において生じる線路遅延をψ_３とすると、混合器ＭＸ２に入力される中間周波数信号Ｖ_ＩＦ’（ｔ）は、下記の式（１１）のように表される。

混合器ＭＸ２には、上記の中間周波数信号Ｖ_ＩＦ’（ｔ）の他に、局所信号源ＬＯから出力され、局所信号源ＬＯから混合器ＭＸ２に至る伝送線路ＴＬ２によって遅延された局所信号Ｖ_ＬＯ”（ｔ）が入力される。局所信号源ＬＯから出力される局所信号Ｖ_ＬＯ（ｔ）が上記の式（８）により表されている場合、混合器ＭＸ２に入力される局所信号Ｖ_ＬＯ”（ｔ）は、下記の式（１２）のように表される。ここで、ψ_２は、伝送線路ＴＬ２において生じる線路遅延である。

混合器ＭＸ２は、局所信号Ｖ_ＬＯ”（ｔ）を用いて中間周波数信号Ｖ_ＩＦ’（ｔ）をアップコンバートすることによって、遅延無線周波数信号Ｖ_ＲＦ’（ｔ）を生成する。混合器ＭＸ２に入力される中間周波数信号Ｖ_ＩＦ’（ｔ）及び局所信号Ｖ_ＬＯ”（ｔ）が、それぞれ、上記の式（１１）及び式（１２）のように表される場合、混合器ＭＸ２にて生成される遅延無線周波数信号Ｖ_ＲＦ’（ｔ）は、下記の式（１３）のように表される。

したがって、遅延無線周波数信号Ｖ_ＲＦ’（ｔ）の無線周波数信号Ｖ_ＲＦ（ｔ）に対する遅延δは、下記の式（１４）で表される。

上記の式（１４）に示すように、時間遅延器２１が無線周波数信号Ｖ_ＲＦ（ｔ）に与える遅延δは、局所信号Ｖ_ＬＯ（ｔ）の周波数ｆ_ＬＯの二次関数になる。したがって、時間遅延器２１によれば、局所信号Ｖ_ＬＯ（ｔ）の周波数ｆ_ＬＯを変化させることによって、無線周波数信号Ｖ_ＲＦ（ｔ）に与える遅延δを変化させることができる。

しかしながら、式（１４）から明らかなように、制御変数である局所信号Ｖ_ＬＯ（ｔ）の周波数ｆ_ＬＯの変化量Δｆ_ＬＯと、被制御変数である遅延δの変化量Δδとの間には、Δδ＝
｛２Ｄｆ_ＬＯ／ｆ_ＲＦ−（ψ_１＋ψ_３−ψ_２）／ｆ_ＲＦ＋２Ｄ｝Δｆ_ＬＯという関係が成り立つ。したがって、遅延δをΔδだけ変化させるために必要な周波数ｆ_ＬＯの変化量Δｆ_ＬＯは、無線周波数信号Ｖ_ＲＦ（ｔ）の周波数ｆ_ＲＦと局所信号Ｖ_ＬＯ（ｔ）の周波数ｆ_ＬＯとの組み合せ毎に異なる。このため、無線周波数信号Ｖ_ＲＦ（ｔ）に与える遅延δを広帯域に亘って精度良く制御することが困難になる。

本発明は、上記の課題に鑑みてなされたものであり、その主たる目的は、無線周波数信号に与える遅延を、局所信号の周波数を変化させることによって制御することができ、さらに、この無線周波数信号に与える遅延の制御を広帯域に亘って従来よりも精度良く行うことが可能な時間遅延器を備えたフェイズドアレイアンテナを実現することにある。

上記の課題を解決するために、本願発明者は、まず、時間遅延器を発明した。すなわち、周波数ｆ_ＬＯを有する第１局所信号Ｖ_ＬＯ（ｔ）に遅延θ_１を与えることによって、第２局所信号Ｖ_ＬＯ’（ｔ）＝Ｖ_ＬＯ（ｔ−θ_１）を生成する第１伝送線路と、周波数ｆ_ＲＦ（ｆ_ＬＯ＜ｆ_ＲＦ）を有する第１無線周波数信号Ｖ_ＲＦ（ｔ）と前記第２局所信号Ｖ_ＬＯ’（ｔ）とを乗算することによって、周波数ｆ_ＲＦ−ｆ_ＬＯを有する第１中間周波数信号Ｖ_ＩＦ（ｔ）を生成する第１混合器と、第１分散付与フィルタが挿入された第２伝送線路であって、前記第１分散付与フィルタによる遅延θ_Ｄと前記第２伝送線路による遅延θ_２とを前記第１局所信号Ｖ_ＬＯ（ｔ）に与えることによって、第３局所信号Ｖ_ＬＯ”（ｔ）＝Ｖ_ＬＯ（ｔ−θ_Ｄ−θ_２）を生成する第２伝送線路と、前記第１分散付与フィルタとは逆符号の分散を与える第２分散付与フィルタが挿入された第３伝送線路であって、前記第２分散付与フィルタによる遅延θ_Ｄ’と前記第３伝送線路による遅延θ_３とを前記前記第１中間周波数信号Ｖ_ＩＦ（ｔ）に与えることによって、第２中間周波数信号Ｖ_ＩＦ’（ｔ）＝Ｖ_ＩＦ（ｔ−θ_Ｄ’−θ_３）を生成する第３伝送線路と、前記第３局所信号Ｖ_ＬＯ”（ｔ）と前記第２中間周波数信号Ｖ_ＩＦ’（ｔ）とを乗算することによって、周波数ｆ_ＲＦを有する第２無線周波数信号Ｖ_ＲＦ’（ｔ）を生成する第２混合器と、を備えている、ことを特徴とする時間遅延器を発明した。

上記の構成によれば、第１分散付与フィルタが与える遅延θ_Ｄが、θ_Ｄ＝＋Ｄｆ_ＬＯ＋θ_０と表され、第２分散付与フィルタが与える遅延θ_Ｄ’が、θ_Ｄ’＝−Ｄ（ｆ_ＲＦ−ｆ_ＬＯ）＋θ_０と表される場合、第２無線周波数信号Ｖ_ＲＦ’（ｔ）の第１無線周波数信号Ｖ_ＬＯ（ｔ）に対する遅延δをδ＝｛（θ_２−θ_１−θ_３）/ｆ_ＲＦ＋２Ｄ｝ｆ_ＬＯ−Ｄｆ_ＲＦ＋θ_０＋θ_３又はδ＝｛（θ_２−θ_１−θ_３）/ｆ_ＲＦ−２Ｄ｝ｆ_ＬＯ＋Ｄｆ_ＲＦ＋θ_０＋θ_３とすることができる。したがって、遅延δを第１局所信号Ｖ_ＬＯ（ｔ）の周波数ｆ_ＬＯに応じて変化させることができる。

更に、上記の構成によれば、制御変数である局所信号Ｖ_ＬＯ（ｔ）の周波数ｆ_ＬＯの変化量Δｆ_ＬＯと、被制御変数である遅延δの変化量Δδとの間に、Δδ＝｛（θ_２−θ_１-θ_３）/ｆ_ＲＦ＋２Ｄ｝Δｆ_ＬＯ又はΔδ＝｛（θ_２−θ_１-θ_３）/ｆ_ＲＦ−２Ｄ｝Δｆ_ＬＯという関係が成り立つ。したがって、例えば第２伝送線路の電気長を第１伝送線路の電気長と第３伝送線路の電気長との和に近づけることにより、θ_２−θ_１-θ_３を０に近づけていけば、遅延δの変化量Δδが無線周波数信号Ｖ_ＲＦ（ｔ）の周波数ｆ_ＲＦに依存する依存度をいくらでも小さくすることができる。このため、第１無線周波数信号Ｖ_ＲＦ（ｔ）に与える遅延δの制御を広帯域に亘って従来よりも精度良く行うことができる。

そして、本願発明者は、上記の時間遅延器を用いた下記のフェイズドアレイアンテナを発明した。

すなわち、本発明の第一の態様に係るフェイズドアレイアンテナは、ｍ個（ｍは２以上の整数）×ｎ個（ｎは２以上の整数）の２次元的に配列された放射素子Ａij（ｉ＝１〜ｍ，ｊ＝１〜ｎ）と、周波数ｆ_ＬＯを有する第１局所信号Ｖ_ＬＯ１（ｔ）に遅延θ_１を与えることによって、第２局所信号Ｖ_ＬＯ２（ｔ）＝Ｖ_ＬＯ１（ｔ−θ_１）を生成する第１伝送線路と、前記第１局所信号Ｖ_ＬＯ１（ｔ）に遅延θ_２を与えることによって、第３局所信号Ｖ_ＬＯ３（ｔ）＝Ｖ_ＬＯ１（ｔ−θ_２）を生成する第２伝送線路と、周波数ｆ_ＲＦ（ｆ_ＬＯ＜ｆ_ＲＦ）を有する第１無線周波数信号Ｖ_ＲＦ１（ｔ）と前記第２局所信号Ｖ _ＬＯ２ （ｔ）とを乗算することによって、周波数ｆ_ＲＦ−ｆ_ＬＯを有する第１中間周波数信号Ｖ_ＩＦ１（ｔ）を生成する第１混合器と、前記第３局所信号Ｖ_ＬＯ３（ｔ）と前記第１中間周波数信号Ｖ_ＩＦ１（ｔ）とを加算した和信号Ｖ_{ＩＦ１＋ＬＯ３}（ｔ）から信号光ＳＬを生成し、生成した信号光ＳＬに遅延ψ_１，…，ψ_ｉ，…，ψ_ｍを与えることによって、ｍ個の遅延信号光ＳＬ'１，…，ＳＬ'ｉ，…，ＳＬ'ｍを生成する時間遅延光学系と、前記遅延信号光ＳＬ'ｉをＯ／Ｅ変換することによって、遅延和信号Ｖ_{ＩＦ１＋ＬＯ３}（ｔ−ψ_ｉ）を生成するＯ／Ｅ変換器と、
前記遅延和信号Ｖ_{ＩＦ１＋ＬＯ３}（ｔ−ψ_ｉ）を分波することによって、遅延中間周波数信号Ｖ_ＩＦ１（ｔ−ψ_ｉ）と遅延局所信号Ｖ_ＬＯ３（ｔ−ψ_ｉ）とを生成する分波器と、ｎ個ずつｍ個のグループに分けられた合計ｍ個×ｎ個の時間遅延器ＴＤｉｊ（ｉ＝１〜ｍ、ｊ＝１〜ｎ）であって、各グループに属するｎ個の時間遅延器ＴＤｉｊに対応する前記遅延信号光ＳＬ'ｉが入力される時間遅延器ＴＤｉｊと、を備えており、前記時間遅延器ＴＤｉｊのそれぞれは、第１分散付与フィルタが挿入された第３伝送線路であって、前記第１分散付与フィルタによる遅延θ_Ｄｊと、前記第３伝送線路による遅延θ_３ｊとを前記遅延局所信号Ｖ_ＬＯ３（ｔ−ψ_ｉ）に与えることによって、第４局所信号Ｖ_ＬＯ４（ｔ）＝Ｖ_ＬＯ３（ｔ−ψ_ｉ−θ_Ｄｊ−θ_３ｊ）を生成する第３伝送線路と、前記第１分散付与フィルタとは逆符号の分散を与える第２分散付与フィルタが挿入された第４伝送線路であって、前記第２分散付与フィルタによる遅延θ_Ｄｊ'と、前記第４伝送線路による遅延θ_４ｊとを前記遅延中間周波数信号Ｖ_ＩＦ１（ｔ−ψ_ｉ）に与えることによって、第２中間周波数信号Ｖ_ＩＦ２（ｔ）＝Ｖ_ＩＦ１（ｔ−ψ_ｉ−θ_Ｄｊ'−θ_４ｊ）を生成する第４伝送線路と、前記第４局所信号Ｖ_ＬＯ４（ｔ）と前記第２中間周波数信号Ｖ_ＩＦ２（ｔ）とを乗算することによって、周波数ｆ_ＲＦを有する第２無線周波数信号Ｖ_ＲＦ２（ｔ）を生成する第２混合器と、を備えており、前記遅延θ_Ｄｊ及び遅延θ_Ｄｊ'の各大きさは、同一のグループに属するｎ個の前記時間遅延器ＴＤｉｊ同士で互いに異なっており、各時間遅延器ＴＤｉｊにて生成された前記第２無線周波数信号Ｖ_ＲＦ２（ｔ）を、対応する放射素子Ａijに供給する、ことを特徴とする。

上記の構成によれば、例えばｍ行ｎ列に放射素子Ａijを配列した場合、行方向には、時間遅延光学系がｍ個の遅延信号光を生成することによって、各行方向に沿って配列されたｍ個の放射素子Ａijに供給される第２無線周波数信号Ｖ_ＲＦ２（ｔ）を第１無線周波数信号Ｖ_ＲＦ１（ｔ）に対して遅延させ、送信する電磁波のビーム方向を変えることができる。

また、列方向には、第１分散付与フィルタ及び第２分散付与フィルタによる遅延θ_Ｄｊ及び遅延θ_Ｄｊ’によって、各列方向に沿って配列されたｎ個の放射素子Ａijに供給される第２無線周波数信号Ｖ_ＲＦ２（ｔ）を第１無線周波数信号Ｖ_ＲＦ１（ｔ）に対して遅延させ、送信する電磁波のビーム方向を変えることができる。より具体的には、第２無線周波数信号Ｖ_ＲＦ２（ｔ）の第１無線周波数信号Ｖ_ＬＯ１（ｔ）に対する遅延δをδ＝｛（θ_４ｊ＋θ_１−θ_２−θ_３ｊ）/ｆ_ＲＦ＋２Ｄ｝ｆ_ＬＯ−Ｄｆ_ＲＦ＋θ_０＋θ_３ｊ（第１分散付与フィルタの分散を−Ｄ、第２分散付与フィルタの分散を＋Ｄとし、θ０を各分散付与フィルタが与える遅延における定数項とした場合）_、又はδ＝｛（θ_４ｊ＋θ_１−θ_２−θ_３ｊ）/ｆ_ＲＦ−２Ｄ｝ｆ_ＬＯ＋Ｄｆ_ＲＦ＋θ_０＋θ_３ｊ（第１分散付与フィルタの分散を＋Ｄ、第２分散付与フィルタの分散を−Ｄとし、θ_０を各分散付与フィルタが与える遅延における定数項とした場合）とすることができる。したがって、遅延δを第１局所信号Ｖ_ＬＯ（ｔ）の周波数ｆ_ＬＯに応じて変化させることができる。

更に、上記の構成によれば、制御変数である局所信号Ｖ_ＬＯ（ｔ）の周波数ｆ_ＬＯの変化量Δｆ_ＬＯと、被制御変数である遅延δの変化量Δδとの間に、Δδ＝｛（θ_４ｊ＋θ_１−θ_２−θ_３ｊ）/ｆ_ＲＦ＋２Ｄ｝Δｆ_ＬＯ又はΔδ＝｛（θ_４ｊ＋θ_１−θ_２−θ_３ｊ）/ｆ_ＲＦ−２Ｄ｝Δｆ_ＬＯという関係が成り立つ。したがって、例えば第４伝送線路の電気長と第１伝送線路の電気長との和を第２伝送線路の電気長と第３伝送線路の電気長との和に近づけることにより、θ_４ｊ＋θ_１−θ_２−θ_３ｊを０に近づけていけば、遅延δの変化量Δδが無線周波数信号Ｖ_ＲＦ（ｔ）の周波数ｆ_ＲＦに依存する依存度をいくらでも小さくすることができる。このため、第１無線周波数信号Ｖ_ＲＦ（ｔ）に与える遅延δの制御を広帯域に亘って従来よりも精度良く行うことができる。

これにより、放射素子を２次元的に配列した送信用のフェイズドアレイアンテナにおいて、電磁波を効率良く送信できる方向（送信する電磁波の主ビーム方向）を広帯域に亘って従来よりも精度良く制御することが可能な送信用のフェイズドアレイアンテナを実現することができる。

本発明の第二の態様に係るフェイズドアレイアンテナは、ｍ個（ｍは２以上の整数）×ｎ個（ｎは２以上の整数）の２次元的に配列された放射素子Ａij（ｉ＝１〜ｍ、ｊ＝１〜ｎ）と、合計ｎ個×ｍ個の受信回路Ｂｉｊ（ｉ＝１〜ｍ、ｊ＝１〜ｎ）とを備えており、前記受信回路Ｂｉｊのそれぞれは、周波数ｆ_ＬＯを有する第１局所信号Ｖ_ＬＯ１（ｔ）に遅延θ_１ｊを与えることによって、第２局所信号Ｖ_ＬＯ２（ｔ）＝Ｖ_ＬＯ１（ｔ−θ_１ｊ）を生成する第１伝送線路と、前記第１局所信号Ｖ_ＬＯ１（ｔ）に遅延θ_２ｊを与えることによって、第３局所信号Ｖ_ＬＯ３（ｔ）＝Ｖ_ＬＯ１（ｔ−θ_２ｊ）を生成する第２伝送線路と、周波数ｆ_ＲＦ（ｆ_ＬＯ＜ｆ_ＲＦ）を有する第１無線周波数信号Ｖ_ＲＦ１（ｔ）と前記第２局所信号Ｖ _ＬＯ２ （ｔ）とを乗算することによって、周波数ｆ_ＲＦ−ｆ_ＬＯを有する第１中間周波数信号Ｖ_ＩＦ１（ｔ）を生成する第１混合器と、前記第３局所信号Ｖ_ＬＯ３（ｔ）と前記第１中間周波数信号Ｖ_ＩＦ１（ｔ）とを加算した和信号Ｖ_{ＩＦ１＋ＬＯ３}（ｔ）から信号光ＳＬｊを生成し、生成した信号光ＳＬｊに遅延ψ_ｉを与えることによって、遅延信号光ＳＬ'ｊを生成する時間遅延光学系と、前記遅延信号光ＳＬ'ｊが入力される時間遅延器ＴＤｉｊと、を備えており、前記時間遅延器ＴＤｉｊは、前記遅延信号光ＳＬ'ｊをＯ／Ｅ変換することによって、遅延和信号Ｖ_{ＩＦ１＋ＬＯ３}（ｔ−ψ_ｉ）を生成するＯ／Ｅ変換器と、前記遅延和信号Ｖ_{ＩＦ１＋ＬＯ３}（ｔ−ψ_ｉ）を分波することによって、遅延中間周波数信号Ｖ_ＩＦ１（ｔ−ψ_ｉ）と遅延局所信号Ｖ_ＬＯ３（ｔ−ψ_ｉ）とを生成する分波器と、第１分散付与フィルタが挿入された第３伝送線路であって、前記第１分散付与フィルタによる遅延θ_Ｄjと、前記第３伝送線路による遅延θ_３
とを前記遅延局所信号Ｖ_ＬＯ３（ｔ−ψ_ｉ）に与えることによって、第４局所信号Ｖ_ＬＯ４（ｔ）＝Ｖ_ＬＯ３（ｔ−ψ_ｉ−θ_Ｄj−θ_３）を生成する第３伝送線路と、前記第１分散付与フィルタとは逆符号の分散を与える第２分散付与フィルタが挿入された第４伝送線路であって、前記第２分散付与フィルタによる遅延θ_Ｄj'と、前記第４伝送線路による
遅延θ_４とを前記遅延中間周波数信号Ｖ_ＩＦ１（ｔ−ψ_ｉ）に与えることによって、第２中間周波数信号Ｖ_ＩＦ２（ｔ）＝Ｖ_ＩＦ１（ｔ−ψ_ｉ−θ_Ｄj'−θ_４）を生成する第４
伝送線路と、前記第４局所信号Ｖ_ＬＯ４（ｔ）と前記第２中間周波数信号Ｖ_ＩＦ２（ｔ）とを乗算することによって、周波数ｆ_ＲＦを有する第２無線周波数信号Ｖ_ＲＦ２（ｔ）を生成する第２混合器と、を備えており、前記遅延θ_Ｄj及び遅延θ_Ｄj'の各大きさは、同一のグループに属するｎ個の前記時間遅延器ＴＤｉｊ同士で互いに異なっており、各放射素子Ａijから出力された無線信号を、前記第１無線周波数信号Ｖ_ＲＦ１（ｔ）として対応する前記第１混合器に供給する、ことを特徴とする。

上記の構成によれば、電磁波を効率良く受信できる方向（受信する電磁波の主ビーム方向）を広帯域に亘って従来よりも精度良く制御することが可能な受信用のフェイズドアレイアンテナを実現することができる。

本発明の前記第一の態様に係るフェイズドアレイアンテナにおいて、前記時間遅延光学系は、搬送光ＣＬを生成する光源と、前記信号光ＳＬを分岐することによって、信号光ＳＬ１，…，ＳＬｉ，…，ＳＬｍを生成する光分岐器と、各信号光ＳＬｉに前記遅延ψ_ｉを与えることによって、前記遅延信号光ＳＬ’ｉを生成する光導波路からなる光導波路群であって、各光導波路にて与えられる遅延ψ_１，ψ_２，…，ψ_ｍの大きさをそれぞれ制御できる光導波路群と、を更に有していてもよい。

上記の構成によれば、単一光源が出射する搬送光ＣＬと和信号Ｖ_{ＩＦ１＋ＬＯ３}（ｔ）とから生成した信号光ＳＬを複数の信号光ＳＬｉに分岐し、各信号光ＳＬｉを伝送する各光導波路が、各信号光ＳＬｉに異なる大きさの遅延ψ_ｉを与えることができる。この結果、例えばｍ行ｎ列に放射素子Ａijを配列した場合の行方向に配列された放射素子Ａijが電磁波を効率良く送信できる方向（送信する電磁波の主ビーム方向）を変化させることができる。また、搬送光ＣＬを生成するための光源がひとつで済むので、より安価なフェイズドアレイアンテナを実現することができる。

本発明の前記第二の態様に係るフェイズドアレイアンテナにおいて、前記時間遅延光学系は、搬送光ＣＬを生成する光源と、前記信号光ＳＬｊに前記遅延ψ_ｉを与えることによって、前記遅延信号光ＳＬ’ｊを生成する光導波路であって、前記遅延ψ_ｉの大きさが、前記受信回路Ｂｉｊのｉ＝１〜ｍに応じて互いに異なる量変化するように設定されている光導波路と、を更に有していてもよい。

上記の構成によれば、単一光源が出射する搬送光ＣＬと和信号Ｖ_{ＩＦ１＋ＬＯ３}（ｔ）とから生成した信号光ＳＬｊに異なる量変化した遅延ψ_ｉを与えることができる。この結果、例えばｍ行ｎ列に放射素子Ａijを配列した場合の行方向に配列された放射素子Ａ1j〜Ａmjが電磁波を効率良く受信できる方向（受信する電磁波の主ビーム方向）を変化させることができる。また、搬送光ＣＬを生成するための光源がひとつで済むので、より安価なフェイズドアレイアンテナを実現することができる。

本発明の前記第一の態様に係るフェイズドアレイアンテナにおいて、前記時間遅延光学系は、搬送光ＣＬｉを生成する光源からなる光源群であって、各光源にて生成される搬送光ＣＬ１，ＣＬ２，…，ＣＬｍの波長が異なる光源群と、搬送光ＣＬ１，ＣＬ２，…，ＣＬｍを合波することによって、搬送光ＣＬを生成する合波器と、前記搬送光ＣＬを、前記和信号Ｖ_{ＩＦ１＋ＬＯ３}（ｔ）に基づいて強度変調し、前記信号光ＳＬを生成する強度変調器と、前記信号光ＳＬに波長分散を与えることによって、遅延信号光ＳＬ’を生成する光導波路と、前記遅延信号光ＳＬ’を波長分波することによって、前記遅延信号光ＳＬ’１，…，ＳＬ’ｉ，…，ＳＬ’ｍを生成する波長分波器と、を更に有していてもよい。

上記の構成によれば、各搬送光ＣＬｉの波長λiを変化させることによって、遅延時間ψ_ｉを変化させることができ、例えばｍ行ｎ列に放射素子Ａijを配列した場合の行方向に配列された放射素子Ａ1j〜Ａmjが電磁波を効率良く送信できる方向（送信する電磁波の主ビーム方向）を変化させることができる。また、信号光ＳＬを遅延させるための導波路がひとつで済むので、より安価なフェイズドアレイアンテナを実現することができる。

本発明の第六の態様に係る受信用のフェイズドアレイアンテナは、ｍ個（ｍは２以上の整数）×ｎ個（ｎは２以上の整数）の２次元的に配列された放射素子Ａij（ｉ＝１〜ｍ、ｊ＝１〜ｎ）と、合計ｍ個×ｎ個の受信回路Ｂｉｊ（ｉ＝１〜ｍ、ｊ＝１〜ｎ）とを備えており、前記受信回路Ｂｉｊのそれぞれは、周波数ｆ_ＬＯを有する第１局所信号Ｖ_ＬＯ１（ｔ）に遅延θ_１ｊを与えることによって、第２局所信号Ｖ_ＬＯ２（ｔ）＝Ｖ_ＬＯ１（ｔ−θ_１ｊ）を生成する第１伝送線路と、前記第１局所信号Ｖ_ＬＯ１（ｔ）に遅延θ_２ｊを与えることによって、第３局所信号Ｖ_ＬＯ３（ｔ）＝Ｖ_ＬＯ１（ｔ−θ_２ｊ）を生成する第２伝送線路と、周波数ｆ_ＲＦ（ｆ_ＬＯ＜ｆ_ＲＦ）を有する第１無線周波数信号Ｖ_ＲＦ１（ｔ）と前記第２局所信号Ｖ _ＬＯ２ （ｔ）とを乗算することによって、周波数ｆ_ＲＦ−ｆ_ＬＯを有する第１中間周波数信号Ｖ_ＩＦ１（ｔ）を生成する第１混合器と、前記第３局所信号Ｖ_ＬＯ３（ｔ）と前記第１中間周波数信号Ｖ_ＩＦ１（ｔ）とを加算した和信号Ｖ_{ＩＦ１＋ＬＯ３}（ｔ）から信号光ＳＬｊを生成し、生成した信号光ＳＬｊに遅延ψ_ｉを与えることによって、遅延信号光ＳＬ'ｉｊを生成する時間遅延光学系と、前記遅延信号光ＳＬ'ｉｊが入力される時間遅延器ＴＤｉｊと、を備えており、前記時間遅延器ＴＤｉｊは、前記遅延信号光ＳＬ'ｉｊをＯ／Ｅ変換することによって、遅延和信号Ｖ_{ＩＦ１＋ＬＯ３}（ｔ−ψ_ｉ）を生成するＯ／Ｅ変換器と、前記遅延和信号Ｖ_{ＩＦ１＋ＬＯ３}（ｔ−ψ_ｉ）を分波することによって、遅延中間周波数信号Ｖ_ＩＦ１（ｔ−ψ_ｉ）と遅延局所信号Ｖ_ＬＯ３（ｔ−ψ_ｉ）とを生成する分波器と、第１分散付与フィルタが挿入された第３伝送線路であって、前記第１分散付与フィルタによる遅延θ_Ｄijと、前記第３伝送線路による遅延θ_３とを前記遅延局所信号Ｖ_ＬＯ３（ｔ−ψ_ｉ）に与えることによって、第４局所信号Ｖ_ＬＯ４（ｔ）＝Ｖ_ＬＯ３（ｔ−ψ_ｉ−θ_Ｄij−θ_３）を生成する第３伝送線路と、前記第１分散付与フィルタとは逆符号の分散を与える第２分散付与フィルタが挿入された第４伝送線路であって、前記第２分散付与フィルタによる遅延θ_Ｄij'と、前記第４伝送線路による遅延θ_４とを前記遅延中間周波数信号Ｖ_ＩＦ１（ｔ−ψ_ｉ）に与えることによって、第２中間周波数信号Ｖ_ＩＦ２（ｔ）＝Ｖ_ＩＦ１（ｔ−ψ_ｉ−θ_Ｄij'−θ_４）を生成する第４伝送線路と、前記第４局所信号Ｖ_ＬＯ４（ｔ）と前記第２中間周波数信号Ｖ_ＩＦ２（ｔ）とを乗算することによって、周波数ｆ_ＲＦを有する第２無線周波数信号Ｖ_ＲＦ２（ｔ）を生成する第２混合器と、を備えており、前記遅延θ_Ｄiｉ及び遅延θ_Ｄij
'の各大きさは、ｉが同じならば互いに同じである一方、ｊが異なっているならば互いに異なっており、前記時間遅延光学系は、放射素子Ａ1j〜Ａmjに対応して搬送光ＣＬ１ｊ〜ＣＬｍｊを生成する光源と、搬送光ＣＬ１ｊ〜ＣＬｍｊを、対応する前記和信号Ｖ_{ＩＦ１＋ＬＯ３}（ｔ）に基づいて強度変調し、信号光ＳＬ１ｊ，…，ＳＬｉｊ，…，ＳＬｍｊを生成するｍ個の強度変調器と、前記信号光ＳＬ１ｊ，…，ＳＬｉｊ，…，ＳＬｍｊを合波することによって、前記信号光ＳＬｊを生成する合波器と、前記信号光ＳＬｊに波長分散を与えることによって、遅延信号光ＳＬ'ｊを生成する光導波路と、前記遅延信号光ＳＬ'ｊを波長分波することによって、前記遅延信号光ＳＬ'ｉｊ（ｉ＝１〜ｍ）を生成する波長分波器と、を更に有しており、各放射素子Ａijから出力された無線信号を、前記第１無線周波数信号Ｖ_ＲＦ１（ｔ）として対応する前記第１混合器に供給する、ことを特徴とする。

上記の構成によれば、搬送光ＣＬｉｊの波長λiをｉ＝１〜ｍに応じて変化させることによって、遅延時間ψ_ｉを変化させることができ、例えばｍ行ｎ列に放射素子Ａijを配列した場合の行方向に配列された放射素子Ａ1j〜Ａmjが電磁波を効率良く受信できる方向（受信する電磁波の主ビーム方向）を変化させることができる。また、信号光ＳＬｊを遅延させるための導波路がひとつで済むので、より安価なフェイズドアレイアンテナを実現することができる。

本発明の前記各態様に係るフェイズドアレイアンテナにおいて、前記ψ_ｉが、対応するｍ個の放射素子Ａij（ｉ＝１〜ｍ）の配列順に等差的に設定されており、前記第１分散付与フィルタ及び前記第２分散付与フィルタが信号に与える分散の絶対値を、各グループに属するｎ個の前記時間遅延器ＴＤｉｊにおいて｜Ｄ_ｊ｜であるとすると、分散の絶対値｜Ｄ_ｊ｜が、対応するｎ個の放射素子Ａij（ｊ＝１〜ｎ）の配列順に等差的に設定されていてもよい。

上記の構成によれば、放射素子Ａijが受信した第１無線周波数信号Ｖ_ＲＦｊ（ｔ）を、周波数ｆ_ＬＯを有する共通の第１局所信号Ｖ_ＬＯ（ｔ）を用いてダウンコンバートする構成の場合には、第１分散付与フィルタが信号に与える分散を等差的に変えるとともに、第２分散付与フィルタが信号に与える逆符号の分散を等差的に変えるとよい。これにより、前記受信用のフェイズドアレイアンテナでは、放射素子Ａi1〜Ａinが同一直線上に等間隔で配置されている場合に、電磁波を効率良く受信できる方向を広帯域に亘って精度良く制御することができる。したがって、前記送受信用のフェイズドアレイアンテナでは、電磁波を効率良く送受信できる方向を広帯域に亘って精度良く制御することができる。

本発明の前記各態様に係るフェイズドアレイアンテナにおいて、前記第１伝送線路及び前記第４伝送線路と各電気長の和は、前記第２伝送線路及び前記第３伝送線路の各電気長の和と等しくてもよい。

上記の構成によれば、θ_４ｊ＋θ_１−θ_２−θ_３ｊ＝０又はθ_４＋θ_１ｊ−θ_２ｊ−θ_３＝０となるので、制御変数である第１局所信号Ｖ_ＬＯ１（ｔ）の周波数ｆ_ＬＯの変化量Δｆ_ＬＯと、被制御変数である遅延δの変化量Δδとの間に、Δδ＝２ＤΔｆ_ＬＯ又はΔδ＝−２ＤΔｆ_ＬＯという関係が成り立つ。したがって、遅延δの変化量Δδが第１無線周波数信号Ｖ_ＲＦ（ｔ）の周波数ｆ_ＲＦに依存しなくなる。このため、第１無線周波数信号Ｖ_ＲＦ（ｔ）に与える遅延δの制御を広帯域に亘って更に精度良く行うことができる。

本発明の前記各態様に係るフェイズドアレイアンテナにおいて、前記第１分散付与フィルタ及び前記第２分散付与フィルタは、ＣＥＢＧ（Chirped Electromagnetic Bandgap）伝送線路により構成されていてもよい。

ＣＥＢＧ伝送線路は、入力信号に対して分散（該入力信号の周波数に比例する遅延）を与えることが可能なマイクロストリップ線路である。したがって、上記の構成によれば、第１分散付与フィルタ及び第２分散付与フィルタを低コスト（マイクロストリップ線路と同程度のコスト）で実現することができる。

上記の時間遅延器によれば、無線周波数信号に与える遅延を、局所信号の周波数を変化させることによって制御することができ、しかも、この制御を広帯域に亘って従来よりも精度良く行うことが可能な時間遅延器を実現することができる。したがって、上記の時間遅延器を用いた本発明のフェイズドアレイアンテナによれば、電磁波を効率良く送信又は受信できる方向（放射する電磁波の主ビーム方向）を広帯域に亘って従来よりも精度良く制御することができる。

本発明の第１の実施形態に係る送信用のフェイズドアレイアンテナの構成を示すブロック図である。 第１の実施形態に係る送信用のフェイズドアレイアンテナの無線周波数信号生成部の変形例の構成を示すブロック図である。 本発明の第２の実施形態に係る送受信兼用のフェイズドアレイアンテナの構成を示すブロック図である。 第２の実施形態に係る送受信兼用のフェイズドアレイアンテナの無線周波数信号生成部の変形例の構成を示すブロック図である。 本発明の第３の実施形態に係る送信用のフェイズドアレイアンテナの構成を示すブロック図である。 本発明の第４の実施形態に係る送受信用のフェイズドアレイアンテナの構成を示すブロック図である。 本発明の第５の実施形態に係る送受信用のフェイズドアレイアンテナの構成を示すブロック図である。 フェイズドアレイアンテナで送受信される電波の主ビーム方向を制御する原理を説明するための図である。 従来の送信用フェイズドアレイアンテナの一構成例を示すブロック図である。 従来の受信用フェイズドアレイアンテナの一構成例を示すブロック図である。 従来の送受信兼用フェイズドアレイアンテナの一構成例を示すブロック図である。 従来の時間遅延器の一構成例を示すブロック図である。 従来の時間遅延器の他の構成例を示すブロック図である。

〔第１の実施形態〕
（１．フェイズドアレイアンテナの構成）
（フェイズドアレイアンテナの概略構成）
本発明の第１の実施形態に係る送信用のフェイズドアレイアンテナ１の構成について、図１を参照して説明する。図１は、フェイズドアレイアンテナ１の構成を示すブロック図である。フェイズドアレイアンテナ１は、大きく分けて、複数個の放射素子と、信号光生成部１Ａと、遅延信号光生成部１Ｂと、無線周波数信号生成部１Ｃｉとを備えている。

放射素子として、ｍ個（ｍは２以上の整数）×ｎ個（ｎは２以上の整数）の放射素子Ａij（ｉ＝１〜ｍ，ｊ＝１〜ｎ）が２次元的に配列されている。信号光生成部１Ａは、無線周波数信号源ＲＦから出力される第１無線周波数信号Ｖ_ＲＦ１（ｔ）に基づいて、信号光ＳＬを生成する。遅延信号光生成部１Ｂは、信号光ＳＬに基づいてｍ個の遅延信号光ＳＬ’１，…，ＳＬ’ｉ，…，ＳＬ’ｍを生成する。無線周波数信号生成部１Ｃｉは、遅延信号光ＳＬ’１，…，ＳＬ’ｉ，…，ＳＬ’ｍのうちの遅延信号光ＳＬ’ｉに基づいて、対応する放射素子Ａi1，…，Ａij，…，Ａinに供給する第２無線周波数信号Ｖ_ＲＦ２（ｔ）を生成する。なお、無線周波数信号生成部１Ｃｉは、ｍ個の遅延信号光ＳＬ’１，…，ＳＬ’ｉ，…，ＳＬ’ｍのそれぞれに対応してｍ個設けられている。次に、各部１Ａ，１Ｂ，１Ｃｉの構成をより具体的に説明する。

（信号光生成部の構成）
信号光生成部１Ａは、局所信号源ＬＯと、前記無線周波数信号源ＲＦと、第１伝送線路ＴＬ１と、混合器ＭＸ１（第１混合器）と、第２伝送線路ＴＬ２と、合波器ＭＰと、光源ＬＳと、光変調器ＯＭ（強度変調器）とを備えている。

局所信号源ＬＯは、周波数ｆ_ＬＯを有する第１局所信号Ｖ_ＬＯ１（ｔ）を出力する。無線周波数信号源ＲＦは、周波数ｆ_ＲＦ（ｆ_ＬＯ＜ｆ_ＲＦ）を有する前記第１無線周波数信号Ｖ_ＲＦ１（ｔ）を出力する。第１伝送線路ＴＬ１は、局所信号源ＬＯの出力端子から混合器ＭＸ１の２つの入力端子のうち第２入力端子に至る線路であり、第１局所信号Ｖ_ＬＯ１（ｔ）に遅延θ_１を与えることによって、第２局所信号Ｖ_ＬＯ２（ｔ）＝Ｖ_ＬＯ１（ｔ−θ_１）を生成する。混合器ＭＸ１は、第１入力端子から入力される第１無線周波数信号Ｖ_ＲＦ１（ｔ）と、第２入力端子から入力される第２局所信号Ｖ _ＬＯ２ （ｔ）とを乗算することによって、周波数ｆ_ＲＦ−ｆ_ＬＯを有する第１中間周波数信号Ｖ_ＩＦ１（ｔ）を生成する。

第２伝送線路ＴＬ２は、局所信号源ＬＯの出力端子から合波器ＭＰの２つの入力端子のうち第２入力端子に至る線路であり、第１局所信号Ｖ_ＬＯ１（ｔ）に遅延θ_２を与えることによって、第３局所信号Ｖ_ＬＯ３（ｔ）＝Ｖ_ＬＯ１（ｔ−θ_２）を生成する。合波器ＭＰは、第１入力端子から入力される第１中間周波数信号Ｖ_ＩＦ１（ｔ）と、第２入力端子から入力される第３局所信号Ｖ_ＬＯ３（ｔ）とを加算することによって、和信号Ｖ_{ＩＦ１＋ＬＯ３}（ｔ）＝Ｖ_ＩＦ１（ｔ）＋Ｖ_ＬＯ３（ｔ）を生成する。光源ＬＳは、搬送光ＣＬを生成する。光変調器ＯＭは、搬送光ＣＬを和信号Ｖ_{ＩＦ１＋ＬＯ３}（ｔ）で強度変調することによって、前記信号光ＳＬを生成する。なお、光変調器ＯＭとして、例えばＭＺ変調器（Mach-Zehnder Modulator）を用いることができる。

（遅延信号光生成部の構成）
遅延信号光生成部１Ｂは、光分岐器ＯＤと、ｍ個の光導波路ＯＷＧｉからなる光導波路群とを備えている。光分岐器ＯＤは、信号光ＳＬを分岐することによって、信号光ＳＬ１，ＳＬ２，…，ＳＬｍを生成する。光分岐器ＯＤにより生成された各信号光ＳＬｉは、対応する光導波路ＯＷＧｉに供給される。なお、前記の光源ＬＳ及び光変調器ＯＭと、遅延信号光生成部１Ｂとが、時間遅延光学系を構成する。

光導波路ＯＷＧｉは、例えば信号光ＳＬｉに時間遅延（以下、遅延と呼ぶ）ψ_ｉ＝｛Ｄ_λ＋（ｉ−１）ｄ_λ｝λ＋φ_０を与えることによって、遅延信号光ＳＬ’ｉを生成する。光導波路ＯＷＧ１，…，ＯＷＧｉ，…，ＯＷＧｍにて与えられる遅延ψ_１，…，ψ_ｉ，…，ψ_ｍの大きさは、ｎ×ｍ個の放射素子Ａijが放射する電磁波の主ビーム方向の行方向成分に応じて設定される。また、行方向の時間遅延差Δｔ_Ｒ＝ψ_２−ψ_１＝ψ_３−ψ_２＝…＝ψ_ｍ−ψ_ｍ−１は、例えば一定値ｄ_λに等しく、等差的に設定されている。行方向に配列された放射素子Ａ1j，…，Ａij，…，Ａmjの等位相面は、この時間遅延差Δｔ_Ｒに応じて傾く。光導波路ＯＷＧｉとして、波長分散の異なる光導波路、又は、光路長の可変な光導波路を用いることができる。波長分散の異なる光導波路としては、例えば、チャープファイバブラッググレーティング（ＣＦＢＧ）、シングルモードファイバと分散補償ファイバとの組み合わせ、又は分散シフトファイバなどが挙げられる。なお、本実施形態においては、光導波路ＯＷＧｉとして、遅延ψ_ｉに応じた光路長を有する光ファイバを用いる。

（無線周波数信号生成部の構成）
光導波路ＯＷＧｉに対応して設けられた無線周波数信号生成部１Ｃｉは、Ｏ／Ｅ変換器ＯＥと、分波器ＤＩＰと、ｎ個の時間遅延器ＴＤｉ１，…，ＴＤｉｊ，…，ＴＤｉｎとを備えている。Ｏ／Ｅ変換器ＯＥは、光導波路ＯＷＧｉにて生成された遅延信号光ＳＬ’ｉをＯ／Ｅ変換（光電変換）することによって、遅延和信号Ｖ_{ＩＦ＋ＬＯ}（ｔ−ψ_ｉ）を生成する。Ｏ／Ｅ変換器ＯＥｉは、例えば、フォトダイオードである。

分波器ＤＩＰは、遅延和信号Ｖ_{ＩＦ＋ＬＯ}（ｔ−ψ_ｉ）を分波することによって、遅延中間周波数信号Ｖ_ＩＦ１'（ｔ）＝Ｖ_ＩＦ１（ｔ−ψ_ｉ）と遅延局所信号Ｖ_ＬＯ３'（ｔ）＝Ｖ_ＬＯ３（ｔ−ψ_ｉ）とを生成する。

時間遅延器ＴＤｉｊの構成を説明するにあたって、時間遅延器ＴＤ１１を代表的に取り上げて説明する。時間遅延器ＴＤ１１は、混合器ＭＸ２（第２混合器）と、２つのサーキュレータＣ１、Ｃ２と、２つの分散付与フィルタＤＦ１１（第１分散付与フィルタ），ＤＦ２１（第２分散付与フィルタ）とを備えている。サーキュレータＣ１、Ｃ２の働きについては、図１１を参照して前述したとおりである。

混合器ＭＸ２の２つの入力端子のうち第１入力端子には、分散付与フィルタＤＦ１１が挿入された第３伝送線路ＴＬ３が接続されている。第３伝送線路ＴＬ３は、Ｏ／Ｅ変換器ＯＥｉの出力端子から始まり、サーキュレータＣ１の第１ポート及び第２ポートを経て分散付与フィルタＤＦ１１を往復し、サーキュレータＣ１の第２ポート及び第３ポートを経て混合器ＭＸ２の第１入力端子に至る線路である。第３伝送線路ＴＬ３は、分波器ＤＩＰｉから出力される遅延局所信号Ｖ_ＬＯ３'（ｔ）に対して、分散付与フィルタＤＦ１１による遅延θ_Ｄ１と、第３伝送線路ＴＬ３による遅延θ_３１とを与えることによって、第４局所信号Ｖ_ＬＯ４（ｔ）＝Ｖ_ＬＯ３（ｔ−ψ_ｉ−θ_Ｄ１−θ_３１）を生成する。

分散付与フィルタＤＦ１１として、負の分散−Ｄ［ｓ／Ｈｚ］を与える分散付与フィルタを用いた場合、遅延局所信号Ｖ_ＬＯ３'（ｔ）に与えられる遅延θ_Ｄ１は、θ_Ｄ１＝Ｄｆ_ＬＯ＋θ_０となり、第４局所信号Ｖ_ＬＯ４（ｔ）は、Ｖ_ＬＯ４（ｔ）＝Ｖ_ＬＯ３（ｔ−ψ_ｉ−Ｄｆ_ＬＯ−θ_０−θ_３１）となる。一方、分散付与フィルタＤＦ１１として、正の分散＋Ｄ［ｓ／Ｈｚ］を与える分散付与フィルタを用いた場合、遅延局所信号Ｖ_ＬＯ３'（ｔ）に与えられる遅延θ_Ｄ１は、θ_Ｄ１＝−Ｄｆ_ＬＯ＋θ_０となり、第４局所信号Ｖ_ＬＯ４（ｔ）は、Ｖ_ＬＯ４（ｔ）＝Ｖ_ＬＯ（ｔ−ψ_ｉ＋Ｄｆ_ＬＯ−θ_０−θ_３１）となる。

なお、このような分散付与フィルタＤＦ１１は、例えば、非特許文献１に開示されているようなＣＥＢＧ（Chirped Electromagnetic Bandgap）伝送線路により構成することができる。ＣＥＢＧ伝送線路は、マイクロストリップ線路のストリップ導体の幅を周期的に拡縮させて構成されている。これにより、ＣＥＢＧ伝送線路は、入力された信号の周波数に応じて該信号を反射する線路上の位置を変えて線路長を変えることができるので、入力された信号の周波数に応じた遅延を該信号に与えることができる。

混合器ＭＸ２の第２入力端子には、分散付与フィルタＤＦ２１が挿入された第４伝送線路ＴＬ４が接続されている。第４伝送線路ＴＬ４は、Ｏ／Ｅ変換器ＯＥｉの出力端子から始まり、サーキュレータＣ２の第１ポート及び第２ポートを経て分散付与フィルタＤＦ２１を往復し、サーキュレータＣ２の第２ポート及び第３ポートを経て混合器ＭＸ２の第２入力端子に至る線路である。第４伝送線路ＴＬ４は、分波器ＤＩＰｉから出力される遅延中間周波数信号Ｖ_ＩＦ１'（ｔ）に対して、分散付与フィルタＤＦ２１による遅延θ_Ｄ１'と、第４伝送線路ＴＬ４による遅延θ_４１とを与えることによって、第２中間周波数信号Ｖ_ＩＦ２（ｔ）＝Ｖ_ＩＦ１（ｔ−ψ_ｉ−θ_Ｄ１’−θ_４１）を生成する。

分散付与フィルタＤＦ２１としては、分散付与フィルタＤＦ１１が与える分散と絶対値が等しく符号が反対の分散を与える分散付与フィルタが用いられる。すなわち、分散付与フィルタＤＦ１１として、負の分散−Ｄ［ｓ／Ｈｚ］を与える分散付与フィルタが用いられている場合、分散付与フィルタＤＦ２１としては、正の分散＋Ｄ［ｓ／Ｈｚ］を与える分散付与フィルタが用いられる。一方、分散付与フィルタＤＦ１１として、正の分散＋Ｄ［ｓ／Ｈｚ］を与える分散付与フィルタが用いられている場合、分散付与フィルタＤＦ２１としては、負の分散―Ｄ［ｓ／Ｈｚ］を与える分散付与フィルタが用いられる。

分散付与フィルタＤＦ２１が正の分散＋Ｄ［ｓ／Ｈｚ］を有している場合、遅延中間周波数信号Ｖ_ＩＦ１'（ｔ）に与えられる遅延θ_Ｄ１’は、θ_Ｄ１’＝−Ｄ（ｆ_ＲＦ−ｆ_ＬＯ）＋θ_０となり、第２中間周波数信号Ｖ_ＩＦ２（ｔ）は、Ｖ_ＩＦ２（ｔ）＝Ｖ_ＩＦ１（ｔ−ψ_ｉ＋Ｄ（ｆ_ＲＦ−ｆ_ＬＯ）−θ_０−θ_４１）となる。一方、分散付与フィルタＤＦ２１が負の分散−Ｄ［ｓ／Ｈｚ］を有している場合、遅延中間周波数信号Ｖ_ＩＦ１'（ｔ）に与えられる遅延θ_Ｄ１’は、θ_Ｄ１’＝＋Ｄ（ｆ_ＲＦ−ｆ_ＬＯ）＋θ_０となり、第２中間周波数信号Ｖ_ＩＦ２（ｔ）は、Ｖ_ＩＦ２（ｔ）＝Ｖ_ＩＦ１（ｔ−ψ_ｉ−Ｄ（ｆ_ＲＦ−ｆ_ＬＯ）−θ_０−θ_４１）となる。

なお、遅延θ_Ｄｊ及び遅延θ_Ｄｊ’の各大きさは、同一のグループに属するｎ個の前記時間遅延器ＴＤｉｊ同士で互いに異なっている。例えば、図１に図示しているように、分散付与フィルタＤＦ１ｊ及び分散付与フィルタＤＦ２ｊの分散の大きさは、Ｄ＋（ｊ−１）ｄに設定されている。この場合、隣り合う時間遅延器ＴＤｉｊ及び時間遅延器ＴＤｉ（ｊ−１）同士の分散の大きさの差ΔＤ_ｊは一定値ｄに等しい。言い換えると、ｍ個のグループのそれぞれに属するｎ個の時間遅延器ＴＤｉｊにおいて、分散付与フィルタＤＦ１ｊ及び分散付与フィルタＤＦ２ｊの分散の絶対値を｜Ｄ_ｊ｜であるとすると、分散の絶対値｜Ｄ_ｊ｜が、対応するｎ個の放射素子Ａij（ｊ＝１〜ｎ）の配列順に等差的に設定されている。

（２．フェイズドアレイアンテナの動作）
上記の構成を備えたフェイズドアレイアンテナ１が、第１無線周波数信号Ｖ_ＲＦ１（ｔ）及び第１局所信号Ｖ_ＬＯ１（ｔ）を入力して、最終的に第２無線周波数信号Ｖ_ＲＦ２（ｔ）を出力する動作を以下説明する。

まず、無線周波数信号源ＲＦにて生成される第１無線周波数信号Ｖ_ＲＦ１（ｔ）及び局所信号源ＬＯにて生成される第１局所信号Ｖ_ＬＯ１（ｔ）は、例えば、下記の式（１５）及び式（１６）で表すことができる。

第１局所信号Ｖ_ＬＯ１（ｔ）に対し、第１伝送線路ＴＬ１による遅延θ_１を与えることにより得られた第２局所信号Ｖ_ＬＯ２（ｔ）は、第１局所信号Ｖ_ＬＯ１（ｔ）が上記の式（１６）のように表される場合、下記の式（１７）のように表される。

混合器ＭＸ１は、第１入力端子に入力される第１無線周波数信号Ｖ_ＲＦ１（ｔ）と、第２入力端子に入力される第２局所信号Ｖ_ＬＯ２（ｔ）とを乗算した後、高周波成分をカットする（第２局所信号Ｖ_ＬＯ２（ｔ）を用いて第１無線周波数信号Ｖ_ＲＦ１（ｔ）をダウンコンバートする）ことによって、第１中間周波数信号Ｖ_ＩＦ１（ｔ）を生成する。第１無線周波数信号Ｖ_ＲＦ１（ｔ）及び第２局所信号Ｖ_ＬＯ２（ｔ）が上記の式（１５）及び（１７）で表される場合、第１中間周波数信号Ｖ_ＩＦ１（ｔ）は、下記の式（１８）のように表される。

第１局所信号Ｖ_ＬＯ（ｔ）に対し、第２伝送線路ＴＬ２による遅延θ_２を与えることにより得られた第３局所信号Ｖ_ＬＯ３（ｔ）は、第１局所信号Ｖ_ＬＯ１（ｔ）が上記の式（１６）のように表される場合、下記の式（１９）のように表される。

合波器ＭＰは、第１中間周波数信号Ｖ_ＩＦ１（ｔ）と第３局所信号Ｖ_ＬＯ３（ｔ）とを加算することによって、和信号Ｖ_{ＩＦ１＋ＬＯ３}（ｔ）＝Ｖ_ＩＦ１（ｔ）＋Ｖ_ＬＯ３（ｔ）を生成する。第１中間周波数信号Ｖ_ＩＦ１（ｔ）及び第３局所信号Ｖ_ＬＯ３（ｔ）が上記の式（１８）及び（１９）で表される場合、和信号Ｖ_{ＩＦ１＋ＬＯ３}（ｔ）は、下記の式（２０）のように表される。

光変調器ＯＭが、搬送光ＣＬと和信号Ｖ_{ＩＦ１＋ＬＯ３}（ｔ）とから信号光ＳＬを生成し、光分岐器ＯＤが、信号光ＳＬを信号光ＳＬ１，ＳＬ２，…，ＳＬｍに分岐し、光導波路ＯＷＧｉが、分岐された信号光ＳＬｉから遅延信号光ＳＬ’ｉを生成し、Ｏ／Ｅ変換器ＯＥが、遅延信号光ＳＬ’ｉから遅延和信号Ｖ_{ＩＦ＋ＬＯ}（ｔ−ψ_ｉ）を生成する動作は、既に説明したとおりである。

和信号Ｖ_{ＩＦ１＋ＬＯ３}（ｔ）が上記の式（２０）で表される場合、遅延和信号Ｖ_{ＩＦ＋ＬＯ}（ｔ−ψ_ｉ）は、下記の式（２１）のように表される。

遅延和信号Ｖ_{ＩＦ＋ＬＯ}（ｔ−ψ_ｉ）は、分波器ＤＩＰによって、遅延中間周波数信号Ｖ_ＩＦ１'（ｔ）と遅延局所信号Ｖ_ＬＯ３'（ｔ）とに分波され、時間遅延器ＴＤｉｊに入力される。遅延和信号Ｖ_{ＩＦ＋ＬＯ}（ｔ−ψ_ｉ）が上記の式（２１）で表される場合、遅延中間周波数信号Ｖ_ＩＦ１'（ｔ）と遅延局所信号Ｖ_ＬＯ３'（ｔ）とは、下記の式（２２）及び（２３）のように表される。

以下、時間遅延器ＴＤｉｊの動作を説明するにあたって、時間遅延器ＴＤ１１を代表的に取り上げて説明する。混合器ＭＸ２の第１入力端子には、遅延局所信号Ｖ_ＬＯ３'（ｔ）に対して、分散付与フィルタＤＦ１１による遅延θ_Ｄ１と、第３伝送線路ＴＬ３による遅延θ_３１とを与えることによって生成された第４局所信号Ｖ_ＬＯ４（ｔ）＝Ｖ_ＬＯ３（ｔ−ψ_ｉ−θ_Ｄ１−θ_３１）が入力される。分散付与フィルタＤＦ１１として、負の分散−Ｄ［ｓ／Ｈｚ］を与える分散付与フィルタを用いているものとすると、遅延局所信号Ｖ_ＬＯ３'（ｔ）が上記の式（２３）のように表される場合、第４局所信号Ｖ_ＬＯ４（ｔ）は、下記の式（２４）のように表される。

混合器ＭＸ２の第２入力端子には、遅延中間周波数信号Ｖ_ＩＦ１'（ｔ）に対して、分散付与フィルタＤＦ２１による遅延θ_Ｄ１'と、第４伝送線路ＴＬ４による遅延θ_４１とを与えることによって生成された第２中間周波数信号Ｖ_ＩＦ２（ｔ）が入力される。分散付与フィルタＤＦ２１として、正の分散＋Ｄ［ｓ／Ｈｚ］を与える分散付与フィルタを用いているものとすると、遅延中間周波数信号Ｖ_ＩＦ１'（ｔ）が上記の式（２２）のように表される場合、第２中間周波数信号Ｖ_ＩＦ２（ｔ）は、下記の式（２５）のように表される。

混合器ＭＸ２は、第２中間周波数信号Ｖ_ＩＦ２（ｔ）と第４局所信号Ｖ_ＬＯ４（ｔ）とを乗算した後、低周波成分をカットする（第４局所信号Ｖ_ＬＯ４（ｔ）を用いて第２中間周波数信号Ｖ_ＩＦ２（ｔ）をアップコンバートする）ことによって、第２無線周波数信号Ｖ_ＲＦ２（ｔ）を生成する。混合器ＭＸ２に入力される第２中間周波数信号Ｖ_ＩＦ２（ｔ）及び第４局所信号Ｖ_ＬＯ４（ｔ）が上記の式（２５）及び上記の式（２４）のように表される場合、混合器ＭＸ２にて生成される第２無線周波数信号Ｖ_ＲＦ２（ｔ）は、下記の式（２６）のように表される。

式（２６）から、第２無線周波数信号Ｖ_ＲＦ２（ｔ）の第１無線周波数信号Ｖ_ＲＦ１（ｔ）に対する遅延δは、下記の式（２７）で表される。

なお、ここでは、分散付与フィルタＤＦ１１として、負の分散−Ｄ［ｓ／Ｈｚ］を与える分散付与フィルタを用い、分散付与フィルタＤＦ２１として、正の分散＋Ｄ［ｓ／Ｈｚ］を与える分散付与フィルタを用いた場合の動作について説明したが、本発明はこれに限定されない。すなわち、分散付与フィルタＤＦ１１として、正の分散＋Ｄ［ｓ／Ｈｚ］を与える分散付与フィルタを用い、分散付与フィルタＤＦ２１として、負の分散−Ｄ［ｓ／Ｈｚ］を与える分散付与フィルタを用いてもよい。この場合における遅延δは、下記の式（２３）で表される。

上記の式（２７）または式（２８）によれば、以下のことが分かる。すなわち、フェイズドアレイアンテナ１によれば、列方向に配列された放射素子Ａi1，…，Ａij，…，Ａinについて、遅延δを第１局所信号Ｖ_ＬＯ１（ｔ）の周波数ｆ_ＬＯに応じて自在に変化させることができる。

更に、フェイズドアレイアンテナ１においては、制御変数である第１局所信号Ｖ_ＬＯ１（ｔ）の周波数ｆ_ＬＯの変化量Δｆ_ＬＯと、被制御変数である遅延δの変化量Δδとの間に、Δδ＝[{θ_２＋θ_３１−(θ_４１＋θ_１)}/ｆ_ＲＦ＋２Ｄ]Δｆ_ＬＯ又はΔδ＝[{θ_２＋θ_３１−(θ_４１＋θ_１)}/ｆ_ＲＦ−２Ｄ]Δｆ_ＬＯという関係が成り立つ。したがって、第１伝送線路ＴＬ１及び第４伝送線路ＴＬ４の各電気長の和を、第２伝送線路ＴＬ２及び第３伝送線路ＴＬ３の各電気長の和に近づけることにより、θ_２＋θ_３１−(θ_４１＋θ_１)を０に近づけていけば、遅延δの変化量Δδが、第１無線周波数信号Ｖ_ＲＦ１（ｔ）の周波数ｆ_ＲＦに依存する依存度をいくらでも小さくすることができる。特に、第１伝送線路ＴＬ１及び第４伝送線路ＴＬ４の各電気長の和を、第２伝送線路ＴＬ２及び第３伝送線路ＴＬ３の各電気長の和に一致させることにより、θ_２＋θ_３１−(θ_４１＋θ_１)＝０とすれば、遅延δの変化量Δδが第１無線周波数信号Ｖ_ＲＦ１（ｔ）の周波数ｆ_ＲＦに依存しなくなる。このため、列方向に配列された放射素子Ａi1，…，Ａij，…，Ａinについて、第１局所信号Ｖ_ＬＯ１（ｔ）の周波数ｆ_ＬＯを制御変数とする遅延δの制御が従来よりも容易になる。

なお、第１伝送線路ＴＬ１及び第４伝送線路ＴＬ４の各電気長の和を、第２伝送線路ＴＬ２及び第３伝送線路ＴＬ３の各電気長の和に一致させるとは、ダウンコンバートに用いる局所信号の伝送線路（ＴＬ１）及び第１無線周波数信号Ｖ_ＲＦ１（ｔ）のダウンコンバートによって生成された第２中間周波数信号の伝送線路（ＴＬ４）の各電気長の和を、アップコンバートに用いる局所信号の伝送線路（ＴＬ２、ＴＬ３）の各電気長の和に等しくするということである。

≪本発明におけるビーム走査≫
フェイズドアレイアンテナ１にて行うビーム走査について、以下説明する。ｍ×ｎ個の放射素子Ａijを間隔Δｓで格子状に配列したフェイズドアレイアンテナ１において、二次元にビーム走査する場合を考える。また、互いに直交するｘ軸とｙ軸とを考え、ｘ軸が、時間遅延光学系に対応して設けられた放射素子Ａ1j〜Ａmjの配列方向に対応し、ｙ軸が、時間遅延器ＴＤｉｊに対応して設けられた放射素子Ａi1〜Ａinの配列方向に対応するものとする。

ｘ軸について、信号光ＳＬｉと信号光ＳＬｉ−１に与える遅延ψ_ｉと遅延ψ_ｉ−１との差（波長分散の差）は、前述したｄ_λ（ｐｓ／ｎｍ）である。また、ｙ軸について、時間遅延器ＴＤｉｊと時間遅延器ＴＤｉ（ｊ−１）とに設定される各分散の差は、前述したｄ（ｐｓ／ＧＨｚ）である。

フェイズドアレイアンテナ１が送信する電磁波の主ビーム方向が０°になるときの波長と、第１局所信号Ｖ_ＬＯ１（ｔ）の局所周波数をｆ_０とする。また、ビーム走査する際の波長の変化量及び局所周波数の変化量を、それぞれΔλ及びΔｆとする。この場合、電磁波の主ビーム方向が、ｘ軸に対してなす角度α１と、ｙ軸に対してなす角度α２とは、それぞれ、ｓｉｎα１＝ｃ×ｄ_λ×Δλ／Δｓ、ｓｉｎα２＝ｃ×２ｄ×Δｆ／Δｓとなる。したがって、ｘ軸とｙ軸とのそれぞれについて、光源ＬＳが生成する搬送光の波長と、局所周波数とを用いて、独立に制御することができる。図５に示すフェイズドアレイアンテナ３についても同様である。

ここで、具体的な主ビーム方向の設定例を説明する。例えば、６０ＧＨｚ帯（５７ＧＨｚ以上６６ＧＨｚ以下）の電磁波を放射する場合、隣接する放射素子間の距離は、例えば、中心周波数６１．５ＧＨｚに対応する自由空間波長の１／２、すなわち、２．４４ｍｍに設定すればよい。この場合において、ｘ軸について、波長分散の差であるｄ_λを１０ｐｓ／ｎｍとし、ｙ軸について、分散の差であるｄを１０ｐｓ／ＧＨｚとし、主ビーム方向が０°から、Δλ＝０．５ｎｍ、Δｆ＝０．３ＧＨｚの各変化量にて、搬送光の波長と局所周波数とを変化させるとする。そうすると、主ビーム方向は、６０ＧＨｚ帯（５７ＧＨｚ以上６６ＧＨｚ以下）の全帯域において、第１無線周波数信号Ｖ_ＲＦ１（ｔ）の周波数ｆ_ＲＦに依存することなく、ｘ軸について３７．９°、ｙ軸について４７．５°の一定角度になる。

また、７０ＧＨｚ帯（７１ＧＨｚ以上７６ＧＨｚ以下）の電磁波を放射する場合、隣接する放射素子間の距離は、例えば、中心周波数７３．５ＧＨｚに対応する自由空間波長の１／２、すなわち、２．０４ｍｍに設定すればよい。この場合において、ｘ軸について、波長分散の差であるｄ_λを１０ｐｓ／ｎｍとし、ｙ軸について、分散の差であるｄを１０ｐｓ／ＧＨｚとし、主ビーム方向が０°から、Δλ＝０．３ｎｍ、Δｆ＝０．２ＧＨｚの各変化量にて、搬送光の波長と局所周波数とを変化させるとする。そうすると、主ビーム方向は、７０ＧＨｚ帯（７１ＧＨｚ以上７６ＧＨｚ以下）の全帯域において、第１無線周波数信号Ｖ_ＲＦ１（ｔ）の周波数ｆ_ＲＦに依存することなく、ｘ軸について２６．２°、ｙ軸について３６°の一定角度になる。

このように、特許文献１の時間遅延器では、周波数ｆ_ＲＦが変わると、主ビーム方向の角度αも変わってしまうので、本発明に係る時間遅延器の優位性が明らかである。

（３．分散補償）
図２は、図１に示す無線周波数信号生成部１Ｃｉの変形例である無線周波数信号生成部１Ｃｉ'の構成を示すブロック図である。図２に示すように、無線周波数信号生成部１Ｃｉ'は、前記無線周波数信号生成部１Ｃｉの構成に加えて、混合器ＭＸ２の出力側、すなわち混合器ＭＸ２から第２無線周波数信号Ｖ_ＲＦ２（ｔ）が出力される各伝送線路に、さらにサーキュレータＣ３と分散付与フィルタＤＦ３ｊ（ｊ＝１〜ｎ）とを備えている。混合器ＭＸ２の出力端子は、サーキュレータＣ３の３つのポートのうち第１ポートに接続され、サーキュレータＣ３の第２ポートには分散付与フィルタＤＦ３ｊが接続されている。

分散付与フィルタＤＦ３ｊが与える分散は、分散付与フィルタＤＦ２ｊが与える分散と逆符号に設定されている。つまり、分散付与フィルタＤＦ２ｊが正の分散＋Ｄ＋（ｊ−１）ｄ［ｓ／Ｈｚ］を与える場合には、分散付与フィルタＤＦ３ｊは負の分散−｛Ｄ＋（ｊ−１）｝［ｓ／Ｈｚ］を与え、分散付与フィルタＤＦ２が負の分散−｛Ｄ＋（ｊ−１）ｄ｝［ｓ／Ｈｚ］を与える場合には、分散付与フィルタＤＦ３は正の分散＋Ｄ（ｊ−１）ｄ［ｓ／Ｈｚ］を与える。

これにより、サーキュレータＣ３の第３ポートから、第２無線周波数信号Ｖ_ＲＦ２（ｔ）に含まれている遅延を修正した、より適切な遅延を有する第３無線周波数信号Ｖ_ＲＦ３（ｔ）が出力される。

無線周波数信号生成部１Ｃｉ'が、より適切な遅延を有する第３無線周波数信号Ｖ_ＲＦ３（ｔ）を生成できる理由は以下のとおりである。第２無線周波数信号Ｖ_ＲＦ２（ｔ）の周波数は、前記式（２６）からｆ_ＲＦである。したがって、例えば分散付与フィルタＤＦ２１が正の分散＋Ｄ［ｓ／Ｈｚ］を与え、かつ、分散付与フィルタＤＦ３１は負の分散−Ｄ［ｓ／Ｈｚ］を与える場合には、Ｖ_ＲＦ３（ｔ）＝Ｖ_ＲＦ２（ｔ−Ｄｆ_ＲＦ）となる。したがって、上記の式（２６）の遅延δに含まれる項Ｄｆ_ＲＦをキャンセルすることができる。

これにより、θ_２＋θ_３１−（θ_４１＋θ_１）＝０とした場合には、周波数ｆ_ＲＦを全く含まない遅延δを生成することができる。この場合、無線周波数信号生成部１Ｃｉ'は、第１局所信号Ｖ_ＬＯ（ｔ）の周波数ｆ_ＬＯに比例して変動する最適な遅延δを生成することができる。

なお、無線周波数信号生成部１Ｃｉ'の構成は、後述する図５に示す無線周波数信号生成部３Ｃｉにも同様に適用することができる。

〔第２の実施形態〕
本発明の第２の実施形態に係る送受信兼用のフェイズドアレイアンテナ２の構成について、図３を参照して説明する。なお、説明の便宜上、前記実施形態にて説明した部材と同じ機能を有する部材については、同じ符号を付記し、その説明を省略する。

（１．フェイズドアレイアンテナの構成）
（フェイズドアレイアンテナの概略構成）
図３は、フェイズドアレイアンテナ２の構成を示すブロック図である。フェイズドアレイアンテナ２は、送信用アンテナ部２Ａと、ｍ個の受信用アンテナ部２Ｂｉ（ｉ＝１〜ｍ）と、ｍ個×ｎ個の放射素子Ａijとを備えている。送信用アンテナ部２Ａの構成は、前記実施形態で説明したフェイズドアレイアンテナ１の構成と同じである。ｍ個の受信用アンテナ部２Ｂ１〜２Ｂｍのうち、ｉ番目の受信用アンテナ部２Ｂｉは、送信用アンテナ部２Ａに具備されたｍ個の前記光導波路ＯＷＧ１〜ＯＷＧｍのうちｉ番目の光導波路ＯＷＧｉに対応して設けられている。さらに、各受信用アンテナ部２Ｂｉは、ｎ個の受信回路Ｂｉ１〜Ｂｉｎを備えている。

ｉ番目の光導波路ＯＷＧｉに対応して設けられたｎ個の放射素子Ａi1〜Ａinは、前記実施形態で説明した送信用アンテナ部２Ａの時間遅延器ＴＤｉ１〜ＴＤｉｎと、受信回路Ｂｉ１〜Ｂｉｎとの間に接続され、送信用アンテナ部２Ａのｉ番目の無線周波数信号生成部１Ｃｉと、受信用アンテナ部２Ｂｉとによって共有されている。以下に、受信回路Ｂｉ１〜Ｂｉｎの構成について説明するが、１番目の受信回路Ｂｉ１の構成を代表的に取り上げて説明し、適宜、ｊ番目の受信回路Ｂｉｊ等の構成についても補足する。

（受信回路の構成）
受信回路Ｂｉ１は、信号光生成部Ｂｉ１ａと、遅延信号光生成部Ｂｉ１ｂと、無線周波数信号生成部Ｂｉ１ｃとを備えている。

（信号光生成部の構成）
信号光生成部Ｂｉ１ａは、混合器ＭＸ１（第１混合器）と、合波器ＭＰと、光変調器ＯＭとを備えている。混合器ＭＸ１の２つの入力端子のうち、第１入力端子には、放射素子Ａi1が受信した第１無線周波数信号Ｖ_ＲＦ１（ｔ）が入力される。混合器ＭＸ１の第２入力端子には、第１伝送線路ＴＬ１を介して、局所信号源ＬＯが接続されている。

合波器ＭＰの２つの入力端子のうち、第１入力端子には、混合器ＭＸ１の出力端子が接続されている。また、合波器ＭＰの第２入力端子には、第２伝送線路ＴＬ２を介して、局所信号源ＬＯが接続されている。

光変調器ＯＭは、光源ＬＳが生成する搬送光ＣＬを、合波器ＭＰから出力される信号（後述）で強度変調することによって、信号光ＳＬ１を生成する。ｊ番目の光変調器ＯＭは、搬送光ＣＬを、ｊ番目の合波器ＭＰから出力される信号で強度変調することによって、信号光ＳＬｊを生成する。なお、局所信号源ＬＯ及び光源ＬＳは、フェイズドアレイアンテナ２の全体に対して、１つずつ設けるだけでよい。したがって、光源ＬＳは、ｍ×ｎ個の受信回路Ｂｉｊに対して共通の搬送光ＣＬを生成する。

（遅延信号光生成部の構成）
遅延信号光生成部Ｂｉ１ｂは、１つの光導波路ＯＷＧ１を備えている。なお、受信回路Ｂｉ１，…，Ｂｉｊ，…，Ｂｉｎに対応して設けられた光導波路ＯＷＧ１，…，ＯＷＧｊ，…，ＯＷＧｎにそれぞれ設定された遅延は、互いに等しく、かつ、送信用アンテナ部２Ａのｉ番目の光導波路ＯＷＧｉに設定された遅延ψ_ｉ＝｛Ｄ_λ＋（ｉ−１）ｄ_λ｝λ＋φ_０に等しい。言い換えると、遅延ψ_ｊの大きさは、受信回路Ｂｉｊのｉ＝１〜ｍに応じて互いに異なる量変化するように設定されている。光導波路ＯＷＧ１は、信号光ＳＬに上記の遅延ψ_ｉを与えることによって、遅延信号光ＳＬ'１を生成する。ｊ番目の光導波路ＯＷＧｊも、信号光ＳＬに上記の遅延ψ_ｉを与えることによって、遅延信号光ＳＬ'ｊを生成する。

（無線周波数信号生成部の構成）
無線周波数信号生成部Ｂｉ１ｃは、Ｏ／Ｅ変換器ＯＥと、分波器ＤＩＰと、時間遅延器ＴＤｉ１’とを備えている。時間遅延器ＴＤｉ１’の構成は、前記実施形態で説明した時間遅延器ＴＤｉ１の構成と同じである。

（２．フェイズドアレイアンテナの動作）
上記の構成を備えたフェイズドアレイアンテナ２の受信回路Ｂｉｊが、周波数ｆ_ＲＦを有する第１無線周波数信号Ｖ_ＲＦ１（ｔ）を放射素子Ａijから入力し、周波数ｆ_ＬＯ（ｆ_ＬＯ＜ｆ_ＲＦ）を有する第１局所信号Ｖ_ＬＯ１（ｔ）を局所信号源ＬＯから入力して、最終的に周波数ｆ_ＲＦを有する第２無線周波数信号Ｖ_ＲＦ２（ｔ）を出力する動作を以下説明する。

まず、混合器ＭＸ１の第１入力端子には、放射素子Ａijによって受信された第１無線周波数信号Ｖ_ＲＦ１（ｔ）が入力される。混合器ＭＸ１の第２入力端子には、第１局所信号Ｖ_ＬＯ１（ｔ）に対し、第１伝送線路ＴＬ１による遅延θ_１ｊを与えることにより得られた第２局所信号Ｖ_ＬＯ２（ｔ）＝Ｖ_ＬＯ１（ｔ−θ_１ｊ）が入力される。遅延θ_１ｊの大きさは、受信回路Ｂｉ１〜Ｂｉｎにおいて互いに相違しているとする。ただし、第１伝送線路ＴＬ１の配線レイアウトによって、遅延θ_１ｊの大きさを、受信回路Ｂｉ１〜Ｂｉｎによらず一定にしてもよい。

混合器ＭＸ１は、第１入力端子に入力される第１無線周波数信号Ｖ_ＲＦ１（ｔ）と、第２入力端子に入力される第２局所信号Ｖ_ＬＯ２（ｔ）とを乗算した後、高周波成分をカットする（第２局所信号Ｖ_ＬＯ２（ｔ）を用いて第１無線周波数信号Ｖ_ＲＦ１（ｔ）をダウンコンバートする）ことによって、周波数ｆ_ＲＦ−ｆ_ＬＯを有する第１中間周波数信号Ｖ_ＩＦ１（ｔ）を生成する。第１中間周波数信号Ｖ_ＩＦ１（ｔ）は、合波器ＭＰの第１入力端子に入力される。

合波器ＭＰの第２入力端子には、第１局所信号Ｖ_ＬＯ１（ｔ）に対し、第２伝送線路ＴＬ２による遅延θ_２ｊを与えることにより得られた第３局所信号Ｖ_ＬＯ３（ｔ）＝Ｖ_ＬＯ１（ｔ−θ_２ｊ）が入力される。これにより、合波器ＭＰは、第１中間周波数信号Ｖ_ＩＦ１（ｔ）と第３局所信号Ｖ_ＬＯ３（ｔ）とを加算することによって、和信号Ｖ_{ＩＦ１＋ＬＯ３}（ｔ）＝Ｖ_ＩＦ１（ｔ）＋Ｖ_ＬＯ３（ｔ）を生成する。

続いて、光変調器ＯＭは、光源ＬＳが生成した搬送光ＣＬと和信号Ｖ_{ＩＦ１＋ＬＯ３}（ｔ）とから信号光ＳＬｊを生成し、光導波路ＯＷＧｊが、信号光ＳＬに遅延ψ_ｉ＝｛Ｄ_λ＋（ｉ−１）ｄ_λ｝λ＋φ_０を与えることによって遅延信号光ＳＬ’ｊを生成する。ｎ個の光導波路ＯＷＧ１，…，ＯＷＧｊ，…，ＯＷＧｎに対して等しく設定される遅延ψ_ｉの大きさは、ｍ×ｎ個の放射素子Ａijが受信する電磁波の主ビーム方向の行方向成分に応じて設定される。また、行方向に配列された放射素子Ａ1j〜Ａmjにおいて、隣り合う放射素子ＡijとＡ(i-1)j同士の時間遅延差Δｔ_Ｒ＝ψ_ｉ−ψ_ｉ−１は、一定値ｄ_λと波長変化量の積に等しく、等差的に設定されている。

この結果、時間遅延差Δｔ_Ｒが、前述したｄ×ｓｉｎα／ｃに一致するように設定すれば、行方向に配列された放射素子Ａ1j〜Ａmjは、等位相面の傾き角がαとなる電磁波を効率良く受信することができる。また、遅延ψ_ｉの大きさを変えることによって、放射素子Ａ1j〜Ａmjが電磁波を効率良く受信できる方向（受信する電磁波の主ビーム方向）を変化させることができる。また、搬送光ＣＬを生成するための光源がひとつで済むので、より安価なフェイズドアレイアンテナを実現することができる。

受信回路Ｂｉｊに備えられた無線周波数信号生成部Ｂｉｊｃが、前記遅延信号光ＳＬ’ｊから第２無線周波数信号Ｖ_ＲＦ２（ｔ）を生成する動作は、前記実施形態で説明した無線周波数信号生成部１Ｃｉが、遅延信号光ＳＬ’ｉから第２無線周波数信号Ｖ_ＲＦ２（ｔ）を生成する動作と全く同じである。したがって、その重複する説明を省略する。

（３．分散補償）
図４は、図３に示す無線周波数信号生成部Ｂｉ１ｃの変形例である無線周波数信号生成部Ｂｉ１ｃ'の構成を示すブロック図である。図４に示すように、各混合器ＭＸ２から第２無線周波数信号Ｖ_ＲＦ２（ｔ）が出力される伝送線路に、分散付与フィルタＤＦ２１とは逆符号の分散を与える分散付与フィルタＤＦ３（第３分散付与フィルタ）を挿入してもよい。より具体的には、各混合器ＭＸ２と、各時間遅延器ＴＤｉｊ’から出力される第２無線周波数信号Ｖ_ＲＦ２（ｔ）の和信号が出力される合流端子との間にサーキュレータＣ３を挿入し、サーキュレータＣ３の第１ポートを各混合器ＭＸ２の出力端子に接続し、第２ポートを分散付与フィルタＤＦ３に接続し、第３ポートを合流端子に接続する。

これにより、各時間遅延器ＴＤｉｊ’から出力される第２無線周波数信号Ｖ_ＲＦ２（ｔ）の第１無線周波数信号Ｖ_ＲＦ（ｔ）に対する遅延δから第１無線周波数信号Ｖ_ＲＦ１（ｔ）の周波数ｆ_ＲＦに比例する項＋Ｄｆ_ＲＦ又は−Ｄｆ_ＲＦを除去することができる。この結果、第２無線周波数信号Ｖ_ＲＦ２（ｔ）が出力される伝送線路によって、第２無線周波数信号Ｖ_ＲＦ２（ｔ）の信号波形が崩されることを抑えられるので、第２無線周波数信号Ｖ_ＲＦ２（ｔ）の信号品質を向上させることができる。

〔第３の実施形態〕
本発明の第３の実施形態に係る送信用のフェイズドアレイアンテナ３の構成について、図５を参照して説明する。なお、説明の便宜上、前記実施形態にて説明した部材と同じ機能を有する部材については、同じ符号を付記し、その説明を省略する。

（フェイズドアレイアンテナの概略構成）
図５は、フェイズドアレイアンテナ３の構成を示すブロック図である。フェイズドアレイアンテナ３は、ｍ個×ｎ個の放射素子Ａijと、信号光生成部３Ａと、遅延信号光生成部３Ｂと、無線周波数信号生成部３Ｃｉとを備えている。放射素子Ａijと無線周波数信号生成部３Ｃｉとは、前記実施形態で説明したフェイズドアレイアンテナ１の放射素子Ａijと無線周波数信号生成部１Ｃｉと、構成及び動作において全く同じである。一方、信号光生成部３Ａ及び遅延信号光生成部３Ｂは、フェイズドアレイアンテナ１の信号光生成部１Ａ及び遅延信号光生成部１Ｂと、構成及び動作において異なっている。

（信号光生成部の構成及び動作）
信号光生成部３Ａは、局所信号源ＬＯと、無線周波数信号源ＲＦと、第１伝送線路ＴＬ１（図１参照）と、混合器ＭＸ１と、第２伝送線路ＴＬ２（図１参照）と、合波器ＭＰと、光源ＬＳ１〜ＬＳｍ（光源群）と、光合波器ＯＭＰと、光変調器ＯＭ（強度変調器）と、を備えている。局所信号源ＬＯ、無線周波数信号源ＲＦ、第１伝送線路ＴＬ１、混合器ＭＸ１、第２伝送線路ＴＬ２、及び光変調器ＯＭについては、フェイズドアレイアンテナ１において説明したとおりなので、重複する説明を省略する。

光源ＬＳｉ（ｉ＝１〜ｍ）は、搬送光ＣＬｉ（ｉ＝１〜ｍ）を生成する。生成される搬送光ＣＬ１，ＣＬ２，…，Ｃｍの波長λ1，λ2，…，λmは、互いに異なっている。各光源ＬＳｉにて生成された搬送光ＣＬｉは、光合波器ＯＭＰに供給される。なお、本実施形態においては、光源ＬＳｉとして、半導体レーザ素子を用いる。

光合波器ＯＭＰは、搬送光ＣＬ１，ＣＬ２，…，ＣＬｍを合波することによって、搬送光ＣＬを生成する。搬送光ＣＬには、波長λ1，λ2，…，λmを有する搬送光ＣＬ１，ＣＬ２，…，ＣＬｍが成分として含まれる。光合波器ＯＭＰにて生成された搬送光ＣＬは、光変調器ＯＭに供給される。これにより、光変調器ＯＭは、搬送光ＣＬと前記実施形態で説明した和信号Ｖ_{ＩＦ１＋ＬＯ３}（ｔ）とから信号光ＳＬを生成する。

（遅延信号光生成部の構成及び動作）
遅延信号光生成部３Ｂは、光導波路ＯＷＧと、波長分波器ＷＤＭとを備えている。なお、遅延信号光生成部３Ｂは、光源ＬＳｉ、光合波器ＯＭＰ及び光変調器ＯＭとともに、時間遅延光学系を構成する。

光導波路ＯＷＧは、波長分散媒質により構成された光導波路であり、信号光ＳＬに波長分散（波長λに依存した時間遅延）を与えることによって、信号光ＳＬに遅延ψ_ｉを与えた遅延信号光ＳＬ’を生成する。信号光ＳＬには、波長の異なる信号光ＳＬ１，ＳＬ２，…，ＳＬｍが成分として含まれているので、光導波路ＯＷＧは、信号光ＳＬ１，ＳＬ２，…，ＳＬｍに対して、ψ_ｉ＝Ｄ_λλi＋φ_{０_}i（ｉ＝１〜ｍ）を与えることによって、遅延信号光ＳＬ’を生成する。遅延信号光ＳＬ’には、波長及び位相の異なる遅延信号光ＳＬ’１，ＳＬ’２，…，ＳＬ’ｍが成分として含まれている。なお、本具体例においては、光導波路ＯＷＧとして、シングルモードファイバを用いる。

光導波路ＯＷＧにて生成された遅延信号光ＳＬ’は、波長分波器ＷＤＭに供給される。波長分波器ＷＤＭは、遅延信号光ＳＬ’を波長分波することによって、遅延信号光ＳＬ’１，ＳＬ’２，…，ＳＬ’ｎを生成（抽出）する。波長分波器ＷＤＭにて生成された各遅延信号光ＳＬ’ｉは、前記実施形態で説明した無線周波数信号生成部１Ｃｉと同一構成を備えた無線周波数信号生成部３Ｃｉに供給される。

なお、本実施形態に係るフェイズドアレイアンテナ３においては、行方向に配列された放射素子Ａ1j，…，Ａij，…，Ａmjについて、各搬送光ＣＬｉの波長λiを変化させることによって、遅延ψ_ｉを変化させることができる。光導波路ＯＷＧとして、波長分散媒質により構成された光導波路を用いているからである。したがって、生成する搬送光ＣＬｉの波長λiが可変な光源を光源ＬＳｉとして用い、各光源ＬＳｉが生成する搬送光ＣＬｉの波長λiを変化させることによって、行方向に配列された放射素子Ａ1j，…，Ａij，…，Ａmjが送信する電磁波の主ビーム方向を制御することができる。

また、フェイズドアレイアンテナ３においては、光導波路ＯＷＧが信号光ＳＬに与える波長分散を変化させることによっても、信号光ＳＬに与える遅延ψ_ｉを変えることができ、結果的に、第１無線周波数信号Ｖ_ＲＦ１（ｔ）に与える遅延δ（上記の式（２７）参照）を変化させることができる。したがって、信号光ＳＬに与えられる波長分散が可変な光導波路を光導波路ＯＷＧとして用い、光導波路ＯＷＧが信号光ＳＬに与える遅延ψ_ｉを変化させることによって、行方向に配列された放射素子Ａ1j，…，Ａij，…，Ａmjが送信する電磁波の主ビーム方向を制御することができ、局所信号の周波数を変えることで列方向に配列された放射素子Ａi1，…，Ａij，…，Ａ1nが送信する電磁波の主ビーム方向を制御することもできる。

〔第４の実施形態〕
本発明の第４の実施形態に係る送信用のフェイズドアレイアンテナ４の構成について、図６を参照して説明する。なお、説明の便宜上、前記実施形態にて説明した部材と同じ機能を有する部材については、同じ符号を付記し、その説明を省略する。

（フェイズドアレイアンテナの概略構成）
図６は、フェイズドアレイアンテナ４の構成を示すブロック図である。フェイズドアレイアンテナ４は、図３に示すフェイズドアレイアンテナ２の受信用アンテナ部２Ｂｉを受信用アンテナ部４Ｂｊに置き換えた構成を備えている。なお、図３の受信用アンテナ部２Ｂｉは同一行に配列された放射素子Ａi1〜Ａinに対応した回路構成を示しているのに対し、図６は同一列に配列された放射素子Ａ1j〜Ａmjに対応した回路構成を示している。しかし、その構成および動作の本質は変わらない。

受信用アンテナ部４Ｂｊは、ｍ個の受信回路Ｂｉｊ（ｉ＝１〜ｍ）を備えている。ｍ個の受信回路Ｂｉｊ（ｉ＝１〜ｍ）は、ｊ列目に配列された放射素子Ａ1j〜Ａmjに対応しているので、フェイズドアレイアンテナ４の全体では、ｍ×ｎ個の受信回路Ｂｉｊ（ｉ＝１〜ｍ、ｊ＝１〜ｎ）を備えている。

受信用アンテナ部４Ｂｊでは、ｊ列目に配列された放射素子Ａ1j〜Ａmjが受信した第１無線周波数信号Ｖ_{ＲＦ１＿１ｊ}（ｔ）〜Ｖ_{ＲＦ１＿ｍｊ}（ｔ）に対し、行方向に異なる光学的遅延を与え、列方向に異なる電気的遅延を与えることによって、ｍ個の第２無線周波数信号Ｖ_{ＲＦ２＿1ｊ}（ｔ）〜Ｖ_{ＲＦ２＿ｍｊ}（ｔ）を生成し、これらを合波して第２無線周波数信号Ｖ_{ＲＦ２＿ｊ}（ｔ）を生成するようになっている。したがって、各列に配列された放射素子に対して、同様に生成したｎ個の第２無線周波数信号Ｖ_{ＲＦ２＿１}（ｔ）〜Ｖ_{ＲＦ２＿ｎ}（ｔ）が最終的に合波されることによって、受信用アンテナ部４Ｂから第２無線周波数信号Ｖ_ＲＦ２（ｔ）が出力される。

（受信回路の構成及び動作）
受信用アンテナ部４Ｂｊは、ｍ個の受信回路Ｂ１ｊ〜Ｂｍｊを備えている。受信回路Ｂ１ｊ〜Ｂｍｊは、送信用アンテナ部に具備されたｍ個の前記光導波路ＯＷＧ１〜ＯＷＧｍに対して配列された１列目からｎ列目の放射素子のうち、ｊ列目の放射素子Ａ1j〜Ａmjにそれぞれ対応している。受信回路Ｂｉｊ（ｉ＝１〜ｍ）は、信号光生成部Ｂｉｊａ'（ｉ＝１〜ｍ）と、受信回路Ｂ１ｊ〜Ｂｍｊに共有された遅延信号光生成部Ｂｊｂと、無線周波数信号生成部Ｂｉｊｃ（ｉ＝１〜ｍ）とを備えている。

無線周波数信号生成部Ｂｉｊｃの各構成及び各動作は、フェイズドアレイアンテナ２の受信用アンテナ部２Ｂｉについて説明したとおりなので、重複した説明を省略する。ただし、無線周波数信号生成部Ｂ１ｊｃ〜Ｂｍｊｃは、ｊ番目の同じ列の放射素子Ａ1j〜Ａmjに対応しているので、同じ大きさの負の分散−｛Ｄ＋（ｊ−１）ｄ｝［ｓ／Ｈｚ］を与える分散付与フィルタＤＦ１ｊと、同じ大きさの正の分散Ｄ＋（ｊ−１）ｄ［ｓ／Ｈｚ］を与える分散付与フィルタＤＦ２ｊとを備えている。すなわち、ある列に配列された放射素子に対応した分散は、同じ大きさで符号が異なっており、かつ、１〜ｎの列に応じて大きさが異なっている。

信号光生成部Ｂｉｊａ'は、放射素子Ａ1j〜Ａmjに対応して、波長の異なる搬送光ＣＬ１ｊ〜ＣＬｍｊを生成する光源ＬＳ１ｊ〜ＬＳｍｊを備えている。なお、同一行の光源ＬＳｉ１〜ＬＳｉｎの波長は同一であるから、例えば、１行目の光源ＬＳ１１〜ＬＳ１ｎを別々に設ける必要はなく、光源ＬＳ１１が出射する搬送光を分岐すればよい。

信号光生成部Ｂ１ｊａ'〜Ｂｍｊａ'の各光変調器ＯＭは、対応する搬送光ＣＬ１ｊ〜ＣＬｍｊを、対応する前記和信号Ｖ_{ＩＦ１＋ＬＯ３}（ｔ）に基づいて強度変調し、信号光ＳＬ１ｊ，ＳＬ２ｊ，…，ＳＬｍｊを生成する。

遅延信号光生成部Ｂｊｂは、光合波器ＯＭＰと、光導波路ＯＷＧｊと、波長分波器ＷＤＭとを備えている。生成された信号光ＳＬ１ｊ，ＳＬ２ｊ，…，ＳＬｍｊは、光合波器ＯＭＰによって合波され、信号光ＳＬｊとなる。光導波路ＯＷＧｊは、信号光ＳＬｊに成分として含まれる信号光ＳＬ１ｊ，ＳＬ２ｊ，…，ＳＬｍｊのそれぞれに、波長に応じた遅延ψ_ｉを与えることによって、遅延信号光ＳＬ１ｊ’，ＳＬ２ｊ’，…，ＳＬｍｊ’を成分として含む遅延信号光ＳＬｊ'を生成する。

波長分波器ＷＤＭは、遅延信号光ＳＬｊ’を波長分波することによって、遅延信号光ＳＬｊ'１，ＳＬｊ'２，…，ＳＬｊ'ｍを生成（抽出）する。波長分波器ＷＤＭにて生成された各遅延信号光ＳＬｊ'ｉは、無線周波数信号生成部Ｂｉｊｃが具備する前記Ｏ／Ｅ変換器ＯＥに入力される。

〔第５の実施形態〕
第５の実施形態として、図７に送受信用のフェイズドアレイアンテナ５を示す。フェイズドアレイアンテナ５は、図５を参照して説明した送信用のフェイズドアレイアンテナ３と、図６を参照して説明した受信用アンテナ部４Ｂとを組み合わせた構成を備えている。構成および動作については、既に説明したとおりなので、重複した説明を省略する。

〔付記事項〕
以上のように、本発明に係るフェイズドアレイアンテナでは、放射素子Ａijがｍ行ｎ列に配列され、行方向に異なる遅延を与えた遅延第３局所信号（Ｖ_ＬＯ３（ｔ−ψ_ｉ））に対し、さらに列方向に異なる遅延を与える第１分散付与フィルタ（ＤＦ１ｊ）の分散と、第１局所信号（Ｖ_ＬＯ１（ｔ））および第１無線周波数信号（Ｖ_ＲＦ１（ｔ））から生成した第１中間周波数信号（Ｖ_ＩＦ１（ｔ））に対し、行方向に異なる遅延を与えた後で、列方向に異なる遅延を与える第２分散付与フィルタ（ＤＦ２ｊ）の分散とは、正負の符号が互いに逆に設定されている。

本発明は上述した実施形態や各変形例に限定されるものではなく、請求項に示した範囲で種々の変更が可能であり、実施形態又は各変形例に開示された技術的手段を適宜組み合わせて得られる実施形態についても本発明の技術的範囲に含まれる。

１、２、３、４ フェイズドアレイアンテナ
Ａi1、Ａij、Ａin 放射素子
Ｂi1、Ｂij、Ｂin 受信回路
ＤＦ１１、ＤＦ１ｊ、ＤＦ１ｎ 分散付与フィルタ（第１分散付与フィルタ）
ＤＦ２１、ＤＦ２ｊ、ＤＦ２ｎ 分散付与フィルタ（第２分散付与フィルタ）
ＤＦ３、ＤＦ４ 分散付与フィルタ（第３分散付与フィルタ）
ＬＳ、ＬＳ１、ＬＳ２、ＬＳｍ 光源（光源群、時間遅延光学系）
ＯＭ 光変調器（時間遅延光学系、強度変調器）
ＯＭＰ 光合波器（時間遅延光学系、合波器）
１Ｂ 遅延信号光生成部（時間遅延光学系）
３Ｂ 遅延信号光生成部（時間遅延光学系）
ＤＩＰ 分波器
ＭＸ１ 混合器（第１混合器）
ＭＸ２ 混合器（第２混合器）
ＯＤ 光分岐器
ＯＥ Ｏ／Ｅ変換器
ＯＷＧ１、ＯＷＧｉ、ＯＷＧｎ 光導波路（光導波路群）
ＴＤｉ１、ＴＤｉ１’、ＴＤｉｊ、ＴＤｉｊ’、ＴＤｉｎ、ＴＤｉｎ’ 時間遅延器
ＴＤ２１、ＴＤ２２、…、ＴＤ２ｎ 時間遅延器
ＴＬ１ 第１伝送線路
ＴＬ２ 第２伝送線路
ＴＬ３ 第３伝送線路
ＴＬ４ 第４伝送線路
ＷＤＭ 波長分波器

Claims (8)

1. ｍ個（ｍは２以上の整数）×ｎ個（ｎは２以上の整数）の２次元的に配列された放射素子Ａij（ｉ＝１〜ｍ，ｊ＝１〜ｎ）と、
   周波数ｆ_ＬＯを有する第１局所信号Ｖ_ＬＯ１（ｔ）に遅延θ_１を与えることによって、第２局所信号Ｖ_ＬＯ２（ｔ）＝Ｖ_ＬＯ１（ｔ−θ_１）を生成する第１伝送線路と、
   前記第１局所信号Ｖ_ＬＯ１（ｔ）に遅延θ_２を与えることによって、第３局所信号Ｖ_ＬＯ３（ｔ）＝Ｖ_ＬＯ１（ｔ−θ_２）を生成する第２伝送線路と、
   周波数ｆ_ＲＦ（ｆ_ＬＯ＜ｆ_ＲＦ）を有する第１無線周波数信号Ｖ_ＲＦ１（ｔ）と前記第２局所信号Ｖ _ＬＯ２ （ｔ）とを乗算することによって、周波数ｆ_ＲＦ−ｆ_ＬＯを有する第１中間周波数信号Ｖ_ＩＦ１（ｔ）を生成する第１混合器と、
   前記第３局所信号Ｖ_ＬＯ３（ｔ）と前記第１中間周波数信号Ｖ_ＩＦ１（ｔ）とを加算した和信号Ｖ_{ＩＦ１＋ＬＯ３}（ｔ）から信号光ＳＬを生成し、生成した信号光ＳＬに遅延ψ_１，…，ψ_ｉ，…，ψ_ｍを与えることによって、ｍ個の遅延信号光ＳＬ'１，…，ＳＬ'ｉ，…，ＳＬ'ｍを生成する時間遅延光学系と、
   前記遅延信号光ＳＬ'ｉをＯ／Ｅ変換することによって、遅延和信号Ｖ_{ＩＦ１＋ＬＯ３}（ｔ−ψ_ｉ）を生成するＯ／Ｅ変換器と、
   前記遅延和信号Ｖ_{ＩＦ１＋ＬＯ３}（ｔ−ψ_ｉ）を分波することによって、遅延中間周波数信号Ｖ_ＩＦ１（ｔ−ψ_ｉ）と遅延局所信号Ｖ_ＬＯ３（ｔ−ψ_ｉ）とを生成する分波器と、
   ｎ個ずつｍ個のグループに分けられた合計ｍ個×ｎ個の時間遅延器ＴＤｉｊ（ｉ＝１〜ｍ、ｊ＝１〜ｎ）であって、各グループに属するｎ個の時間遅延器ＴＤｉｊに対応する前記遅延信号光ＳＬ'ｉが入力される時間遅延器ＴＤｉｊと、を備えており、
   前記時間遅延器ＴＤｉｊのそれぞれは、
   第１分散付与フィルタが挿入された第３伝送線路であって、前記第１分散付与フィルタによる遅延θ_Ｄｊと、前記第３伝送線路による遅延θ_３ｊとを前記遅延局所信号Ｖ_ＬＯ３（ｔ−ψ_ｉ）に与えることによって、第４局所信号Ｖ_ＬＯ４（ｔ）＝Ｖ_ＬＯ３（ｔ−ψｉ−θ_Ｄｊ−θ_３ｊ）を生成する第３伝送線路と、
   前記第１分散付与フィルタとは逆符号の分散を与える第２分散付与フィルタが挿入された第４伝送線路であって、前記第２分散付与フィルタによる遅延θ_Ｄｊ'と、前記第４伝送線路による遅延θ_４ｊとを前記遅延中間周波数信号Ｖ_ＩＦ１（ｔ−ψ_ｉ）に与えることによって、第２中間周波数信号Ｖ_ＩＦ２（ｔ）＝Ｖ_ＩＦ１（ｔ−ψ_ｉ−θ_Ｄｊ'−θ_４ｊ）を生成する第４伝送線路と、
   前記第４局所信号Ｖ_ＬＯ４（ｔ）と前記第２中間周波数信号Ｖ_ＩＦ２（ｔ）とを乗算することによって、周波数ｆ_ＲＦを有する第２無線周波数信号Ｖ_ＲＦ２（ｔ）を生成する第２混合器と、を備えており、
   前記遅延θ_Ｄｊ及び遅延θ_Ｄｊ'の各大きさは、同一のグループに属するｎ個の前記時間遅延器ＴＤｉｊ同士で互いに異なっており、
   各時間遅延器ＴＤｉｊにて生成された前記第２無線周波数信号Ｖ_ＲＦ２（ｔ）を、対応する放射素子Ａijに供給する、
   ことを特徴とする送信用のフェイズドアレイアンテナ。
2. ｍ個（ｍは２以上の整数）×ｎ個（ｎは２以上の整数）の２次元的に配列された放射素子Ａij（ｉ＝１〜ｍ、ｊ＝１〜ｎ）と、
   合計ｍ個×ｎ個の受信回路Ｂｉｊ（ｉ＝１〜ｍ、ｊ＝１〜ｎ）とを備えており、
   前記受信回路Ｂｉｊのそれぞれは、
   周波数ｆ_ＬＯを有する第１局所信号Ｖ_ＬＯ１（ｔ）に遅延θ_１ｊを与えることによって、第２局所信号Ｖ_ＬＯ２（ｔ）＝Ｖ_ＬＯ１（ｔ−θ_１ｊ）を生成する第１伝送線路と、
   前記第１局所信号Ｖ_ＬＯ１（ｔ）に遅延θ_２ｊを与えることによって、第３局所信号Ｖ_ＬＯ３（ｔ）＝Ｖ_ＬＯ１（ｔ−θ_２ｊ）を生成する第２伝送線路と、
   周波数ｆ_ＲＦ（ｆ_ＬＯ＜ｆ_ＲＦ）を有する第１無線周波数信号Ｖ_ＲＦ１（ｔ）と前記第２局所信号Ｖ _ＬＯ２ （ｔ）とを乗算することによって、周波数ｆ_ＲＦ−ｆ_ＬＯを有する第１中間周波数信号Ｖ_ＩＦ１（ｔ）を生成する第１混合器と、
   前記第３局所信号Ｖ_ＬＯ３（ｔ）と前記第１中間周波数信号Ｖ_ＩＦ１（ｔ）とを加算した和信号Ｖ_{ＩＦ１＋ＬＯ３}（ｔ）から信号光ＳＬｊを生成し、生成した信号光ＳＬｊに遅延ψ_ｉを与えることによって、遅延信号光ＳＬ'ｊを生成する時間遅延光学系と、
   前記遅延信号光ＳＬ'ｊが入力される時間遅延器ＴＤｉｊと、を備えており、
   前記時間遅延器ＴＤｉｊは、
   前記遅延信号光ＳＬ'ｊをＯ／Ｅ変換することによって、遅延和信号Ｖ_{ＩＦ１＋ＬＯ３}（ｔ−ψ_ｉ）を生成するＯ／Ｅ変換器と、
   前記遅延和信号Ｖ_{ＩＦ１＋ＬＯ３}（ｔ−ψ_ｉ）を分波することによって、遅延中間周波数信号Ｖ_ＩＦ１（ｔ−ψ_ｉ）と遅延局所信号Ｖ_ＬＯ３（ｔ−ψ_ｉ）とを生成する分波器と、
   第１分散付与フィルタが挿入された第３伝送線路であって、前記第１分散付与フィルタによる遅延θ_Ｄjと、前記第３伝送線路による遅延θ_３とを前記遅延局所信号Ｖ_ＬＯ３（ｔ−ψ_ｉ）に与えることによって、第４局所信号Ｖ_ＬＯ４（ｔ）＝Ｖ_ＬＯ３（ｔ−ψ_ｉ−θ_Ｄj−θ_３）を生成する第３伝送線路と、
   前記第１分散付与フィルタとは逆符号の分散を与える第２分散付与フィルタが挿入された第４伝送線路であって、前記第２分散付与フィルタによる遅延θ_Ｄj'と、前記第４
   伝送線路による遅延θ_４とを前記遅延中間周波数信号Ｖ_ＩＦ１（ｔ−ψ_ｉ）に与えることによって、第２中間周波数信号Ｖ_ＩＦ２（ｔ）＝Ｖ_ＩＦ１（ｔ−ψ_ｉ−θ_Ｄj'−θ_４）
   を生成する第４伝送線路と、
   前記第４局所信号Ｖ_ＬＯ４（ｔ）と前記第２中間周波数信号Ｖ_ＩＦ２（ｔ）とを乗算することによって、周波数ｆ_ＲＦを有する第２無線周波数信号Ｖ_ＲＦ２（ｔ）を生成する第２混合器と、を備えており、
   前記遅延θ_Ｄj及び遅延θ_Ｄj'の各大きさは、同一のグループに属するｎ個の前記時間遅延器ＴＤｉｊ同士で互いに異なっており、
   各放射素子Ａijから出力された無線信号を、前記第１無線周波数信号Ｖ_ＲＦ１（ｔ）として対応する前記第１混合器に供給する、
   ことを特徴とする受信用のフェイズドアレイアンテナ。
3. 前記時間遅延光学系は、
   搬送光ＣＬを生成する光源と、
   前記信号光ＳＬを分岐することによって、信号光ＳＬ１，…，ＳＬｉ，…，ＳＬｍを生成する光分岐器と、
   各信号光ＳＬｉに前記遅延ψ_ｉを与えることによって、前記遅延信号光ＳＬ'ｉを生成する光導波路からなる光導波路群であって、各光導波路にて与えられる遅延ψ_１，ψ_２，…，ψ_ｍの大きさをそれぞれ制御できる光導波路群と、を更に有している、
   ことを特徴とする請求項１に記載のフェイズドアレイアンテナ。
4. 前記時間遅延光学系は、
   搬送光ＣＬを生成する光源と、
   前記信号光ＳＬｊに前記遅延ψ_ｉを与えることによって、前記遅延信号光ＳＬ'ｊを生成する光導波路であって、前記遅延ψ_ｉの大きさが、前記受信回路Ｂｉｊのｉ＝１〜ｍに応じて互いに異なる量変化するように設定されている光導波路と、を更に有している、ことを特徴とする請求項２に記載のフェイズドアレイアンテナ。
5. 前記時間遅延光学系は、
   搬送光ＣＬｉを生成する光源からなる光源群であって、各光源にて生成される搬送光ＣＬ１，ＣＬ２，…，ＣＬｍの波長が異なる光源群と、
   搬送光ＣＬ１，ＣＬ２，…，ＣＬｍを合波することによって、搬送光ＣＬを生成する合波器と、
   前記搬送光ＣＬを、前記和信号Ｖ_{ＩＦ１＋ＬＯ３}（ｔ）に基づいて強度変調し、前記信号光ＳＬを生成する強度変調器と、
   前記信号光ＳＬに波長分散を与えることによって、遅延信号光ＳＬ'を生成する光導波路と、
   前記遅延信号光ＳＬ'を波長分波することによって、前記遅延信号光ＳＬ'１，…，ＳＬ'ｉ，…，ＳＬ'ｍを生成する波長分波器と、を更に有している、
   ことを特徴とする請求項１に記載のフェイズドアレイアンテナ。
6. ｍ個（ｍは２以上の整数）×ｎ個（ｎは２以上の整数）の２次元的に配列された放射素子Ａij（ｉ＝１〜ｍ、ｊ＝１〜ｎ）と、
   合計ｍ個×ｎ個の受信回路Ｂｉｊ（ｉ＝１〜ｍ、ｊ＝１〜ｎ）とを備えており、
   前記受信回路Ｂｉｊのそれぞれは、
   周波数ｆ_ＬＯを有する第１局所信号Ｖ_ＬＯ１（ｔ）に遅延θ_１ｊを与えることによって、第２局所信号Ｖ_ＬＯ２（ｔ）＝Ｖ_ＬＯ１（ｔ−θ_１ｊ）を生成する第１伝送線路と、
   前記第１局所信号Ｖ_ＬＯ１（ｔ）に遅延θ_２ｊを与えることによって、第３局所信号Ｖ_ＬＯ３（ｔ）＝Ｖ_ＬＯ１（ｔ−θ_２ｊ）を生成する第２伝送線路と、
   周波数ｆ_ＲＦ（ｆ_ＬＯ＜ｆ_ＲＦ）を有する第１無線周波数信号Ｖ_ＲＦ１（ｔ）と前記第２局所信号Ｖ _ＬＯ２ （ｔ）とを乗算することによって、周波数ｆ_ＲＦ−ｆ_ＬＯを有する第１中間周波数信号Ｖ_ＩＦ１（ｔ）を生成する第１混合器と、
   前記第３局所信号Ｖ_ＬＯ３（ｔ）と前記第１中間周波数信号Ｖ_ＩＦ１（ｔ）とを加算した和信号Ｖ_{ＩＦ１＋ＬＯ３}（ｔ）から信号光ＳＬｊを生成し、生成した信号光ＳＬｊに遅延ψ_ｉを与えることによって、遅延信号光ＳＬ'ｉｊを生成する時間遅延光学系と、
   前記遅延信号光ＳＬ'ｉｊが入力される時間遅延器ＴＤｉｊと、を備えており、
   前記時間遅延器ＴＤｉｊは、
   前記遅延信号光ＳＬ'ｉｊをＯ／Ｅ変換することによって、遅延和信号Ｖ_{ＩＦ１＋ＬＯ３}（ｔ−ψ_ｉ）を生成するＯ／Ｅ変換器と、
   前記遅延和信号Ｖ_{ＩＦ１＋ＬＯ３}（ｔ−ψ_ｉ）を分波することによって、遅延中間周波数信号Ｖ_ＩＦ１（ｔ−ψ_ｉ）と遅延局所信号Ｖ_ＬＯ３（ｔ−ψ_ｉ）とを生成する分波器と、
   第１分散付与フィルタが挿入された第３伝送線路であって、前記第１分散付与フィルタによる遅延θ_Ｄijと、前記第３伝送線路による遅延θ_３とを前記遅延局所信号Ｖ_ＬＯ３（ｔ−ψ_ｉ）に与えることによって、第４局所信号Ｖ_ＬＯ４（ｔ）＝Ｖ_ＬＯ３（ｔ−ψ_ｉ−θ_Ｄij−θ_３）を生成する第３伝送線路と、
   前記第１分散付与フィルタとは逆符号の分散を与える第２分散付与フィルタが挿入された第４伝送線路であって、前記第２分散付与フィルタによる遅延θ_Ｄij'と、前記第４伝送線路による遅延θ_４とを前記遅延中間周波数信号Ｖ_ＩＦ１（ｔ−ψ_ｉ）に与えることによって、第２中間周波数信号Ｖ_ＩＦ２（ｔ）＝Ｖ_ＩＦ１（ｔ−ψ_ｉ−θ_Ｄij'−θ_４）を生成する第４伝送線路と、
   前記第４局所信号Ｖ_ＬＯ４（ｔ）と前記第２中間周波数信号Ｖ_ＩＦ２（ｔ）とを乗算することによって、周波数ｆ_ＲＦを有する第２無線周波数信号Ｖ_ＲＦ２（ｔ）を生成する第２混合器と、を備えており、
   前記遅延θ_Ｄij及び遅延θ_Ｄij'の各大きさは、ｉが同じならば互いに同じである一方、ｊが異なっているならば互いに異なっており、
   前記時間遅延光学系は、放射素子Ａ1j〜Ａmjに対応して搬送光ＣＬ１ｊ〜ＣＬｍｊを生成する光源と、
   搬送光ＣＬ１ｊ〜ＣＬｍｊを、対応する前記和信号Ｖ_{ＩＦ１＋ＬＯ３}（ｔ）に基づいて強度変調し、信号光ＳＬ１ｊ，…，ＳＬｉｊ，…，ＳＬｍｊを生成するｍ個の強度変調器と、
   前記信号光ＳＬ１ｊ，…，ＳＬｉｊ，…，ＳＬｍｊを合波することによって、前記信号光ＳＬｊを生成する合波器と、
   前記信号光ＳＬｊに波長分散を与えることによって、遅延信号光ＳＬ'ｊを生成する光導波路と、
   前記遅延信号光ＳＬ'ｊを波長分波することによって、前記遅延信号光ＳＬ'ｉｊ（ｉ＝１〜ｍ）を生成する波長分波器と、を更に有しており、
   各放射素子Ａijから出力された無線信号を、前記第１無線周波数信号Ｖ_ＲＦ１（ｔ）として対応する前記第１混合器に供給する、
   ことを特徴とする受信用のフェイズドアレイアンテナ。
7. 前記遅延ψ_ｉが、対応するｍ個の放射素子Ａij（ｉ＝１〜ｍ）の配列順に等差的に設定されており、
   前記第１分散付与フィルタ及び前記第２分散付与フィルタが信号に与える分散の絶対値を、各グループに属するｎ個の前記時間遅延器ＴＤｉｊにおいて｜Ｄ_ｊ｜であるとすると、分散の絶対値｜Ｄ_ｊ｜が、対応するｎ個の放射素子Ａij（ｊ＝１〜ｎ）の配列順に等差的に設定されている、
   ことを特徴とする請求項１から６のいずれか１項に記載のフェイズドアレイアンテナ。
8. 前記第１伝送線路及び前記第４伝送線路と各電気長の和は、前記第２伝送線路及び前記第３伝送線路の各電気長の和と等しい、
   ことを特徴とする請求項１から７のいずれか１項に記載のフェイズドアレイアンテナ。

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