JP6302095B2 - スイッチング電源及び該スイッチング電源を制御する方法 - Google Patents

スイッチング電源及び該スイッチング電源を制御する方法 Download PDF

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Description

本発明は電子技術分野に関し、特にスイッチング電源及び該スイッチング電源を制御する方法に関する。
従来の通信システムの電源アーキテクチャにおいて、安全と効率の考慮から、分離された中間バス（ＩＢＡ、Intermediate Bus Architecture）アーキテクチャは幅広く応用され、該アーキテクチャにおいて、システムの入力電圧はまず分離された中間バス電源(ＩＢＣ、Intermediate Bus Converter)によって中間電圧に変換され、再び複数の後段階の非分離電源により負荷回路に必要な電圧に変換される。
異なるシステムに適応するために、中間バス電源は広い入力電圧に適応する必要がある場合が多く、一定の電力を処理する場合に、その電力デバイスは同時に高電圧ストレスと低圧入力時の大電流ストレスを満たす必要があり、デバイスの型番（型式）選択を最適化しにくく、通信システムでよく見られる３６〜７５Ｖの入力電圧範囲に対して、電力デバイスは定格電力の少なくとも２倍の余裕を選択する必要がある。同時に、バス電源として、システムの全ての電力需要を処理する必要があるため、効率も最も重要な指標であり、大きな電力余裕のデバイスを選択することは効率の低下を引き起こして、電源体積が増大し、電力密度指標に影響を及ぼす場合が多い。
図１に示すような関連技術において、パルス幅変調（ＰＷＭ、Pulse Width Modulation）技術を採用して変圧を実現する従来のスイッチング電源構造は、入力電圧範囲が広い際に、パルス幅のデューティ比の変化が大きく、インダクタなどのエネルギー貯蔵素子が電圧変換過程において持続的に多くのエネルギーを貯蔵、放出する必要があり、エネルギー貯蔵素子の体積及び損失の両方が増加してしまい、広い入力電圧範囲によって電力デバイスは同時に高圧入力時の高電圧ストレスと低圧入力時の大電流ストレスに耐える必要があるため、実際の出力電力より遥かに大きい電力デバイスを必要とし、電力デバイスの体積と損失の両方が増加してしまう。したがって、従来のスイッチング電源構造は、広い電圧入力範囲である際に、効率を低下させ、電力密度を低下させる問題が発生する。
広い範囲の入力電圧によって電力デバイスのストレスの余裕が増加する問題を解決するために、よく見られる対応方式は、図２に示すような２段構造であり、非分離の定電圧の前段回路と変圧器分離の後段回路を含み、前段定電圧回路によって後段が固定の入力電圧のみに対応して、広い入力電圧範囲によるストレス問題を避ける。しかし、この方式は、広い入力電圧範囲により前段デューティ比の変化が大きい問題を解決していなく、この降圧型のスイッチング電源については、デューティ比が最も大きい場合に効率とエネルギー貯蔵素子の体積が最適に達することができ、この構造においては、入力電圧が最も低い場合、例えば３６Ｖに対応し、定格作動電圧ではなく、これは、システムの定格作動電圧が例えば４８Ｖである際に、効率と体積の両方が最適に達することができない。
広い範囲の入力電圧がもたらすデューティ比の変化が大きい問題に対応するために、非分離のスイッチング電源において、図３に示すような、出力非反転（non-inverting）の昇圧/降圧Buck-Boostトポロジーは、効果的にこの問題を解決し、幅広く分離の必要がないバッテリ駆動の端末装置に適用する場合が多い。このトポロジーにおいて、出力電圧をある中間値としてもよく、入力電圧が出力電圧の設定値より高い際に、回路が降圧Buckモードで作動し、入力電圧が出力電圧の設定値より低い際に、回路が昇圧Boostモードで作動するため、デューティ比の変化範囲が半分に縮減できる。
図４に示すような関連技術は、このBuck-Boostトポロジーに分離機能を増加する模式図であり、その分離部分は、従来の降圧型ブリッジ回路又はその他の論理リンク制御（ＬＬＣ、Logical Link Control）等の共振回路によって実現される。この回路は、前記非分離Buck-Boostのデューティ比変化範囲が狭い優位を実現でき、同時に、後段分離回路も広い範囲の入力電圧がもたらす電力デバイスのストレス問題に対応する必要もなく、関連技術における効率が高い応用である。
しかし、該技術は、実質的にはBuck＋Boost＋ブリッジ分離三段回路の構成と等価であり、その主要な応用は、複数の異なる変圧比の分離後段が付き、多種の電圧出力の分比式電源アーキテクチャを形成し、多くの電力デバイスを使用し、単一の電源として使用される際の体積が大きく増加し、電力密度が高くない。
したがって、関連技術における後段ブリッジ回路は分離又は降圧の作用のみを果たし、デューティ比変化範囲が広く、効率が低くなったり、電力デバイスが多くなったり、体積増加が大きくなる問題をもたらす。
本発明の実施例は、関連技術における後段ブリッジ回路が、分離又は降圧の作用のみを果たし、デューティ比変化範囲が広く、効率が低くなったり、電力デバイスが多くなったり、体積が大きくなる問題を解決するためのスイッチング電源及び該スイッチング電源を制御する方法を提供する。
上記の技術問題を解決するために、一方で、本発明の実施例はスイッチング電源を提供する。スイッチング電源は、入力電源、前段回路及び後段分離回路を含み、前記前段回路は、第１インダクタ及び少なくとも第１スイッチングデバイスと第２スイッチングデバイスからなる２つのスイッチングデバイスを含み、前記後段分離回路は、一次側スイッチング回路、変圧器及び二次側整流回路を含む。
第１スイッチングデバイスの一端は入力電源の正極に接続され、第２スイッチングデバイスの一端と第１インダクタの入力端とは、ともに第１スイッチングデバイスの他端に接続され、前記第２スイッチングデバイスの他端は入力電源の負極に接続され、第１インダクタの出力端は後段分離回路の一次側スイッチング回路に接続され、前記一次側スイッチング回路の他端は第２スイッチングデバイスの他端に接続される。
好ましくは、前記一次側スイッチング回路は、少なくとも２つのスイッチングデバイスを含み、１つのスイッチングデバイスの導通又は前記１つのスイッチングデバイスを含む組合せスイッチの導通は、前記第１インダクタを充電状態に接続させ、他のスイッチングデバイスの切断又は前記他のスイッチングデバイスを含む組合せスイッチの切断は、前記第１インダクタにおけるエネルギーを変圧器に介して二次側整流回路に伝達させる。
好ましくは、前記１つのスイッチングデバイスの導通又は前記１つのスイッチングデバイスを含む組合せスイッチの導通は、前記第１インダクタを充電状態に接続させ、前記第１インダクタの出力端を入力電源の負端に接続して、又は前記第１インダクタの出力端を一次側の巻線によって入力電源の負端に接続するようにする。
好ましくは、変圧器の一次側は１つの巻線を含み、前記一次側スイッチング回路は、第３スイッチングデバイス、第４スイッチングデバイス、第５スイッチングデバイス及び第６スイッチングデバイスからなる４つのスイッチングデバイスを含む場合に、第３スイッチングデバイスの一端が前記第１インダクタの出力端に接続され、第３スイッチングデバイスの他端が第４スイッチングデバイスと変圧器の一次側の電流流入端に接続され、前記第４スイッチングデバイスの他端が第５スイッチングデバイスの一端と前記入力電源の負極の両方に接続され、前記第５スイッチングデバイスの他端が第６スイッチングデバイスの一端と前記変圧器の一次側の電流流出端の両方に接続され、前記第６スイッチングデバイスの他端が前記第１インダクタの出力端に接続される。
好ましくは、変圧器の一次側は１つの巻線を含み、前記一次側スイッチング回路は第３スイッチングデバイス及び第４スイッチングデバイスからなる２つのスイッチングデバイス、及び１つの第２インダクタを含む場合に、第３スイッチングデバイスの一端が前記第１インダクタの出力端に接続され、第３スイッチングデバイスの他端が第４スイッチングデバイスと前記第２インダクタによって、前記第１インダクタの出力端に接続され、第３スイッチングデバイスと第４スイッチングデバイスの接続部が前記入力電源の負極に接続され、前記第１インダクタの出力端が前記変圧器の一次側の電流流入端に接続され、前記変圧器の一次側の電流流出端が前記第２インダクタと第４スイッチングデバイスの接続部に接続される。
好ましくは、変圧器の一次側は２つの巻線を含み、前記一次側スイッチング回路は第３スイッチングデバイス及び第４スイッチングデバイスからなる２つのスイッチングデバイスを含む場合に、第３スイッチングデバイスの一端が変圧器の一次側の第１巻線の電流流入端に接続され、第４スイッチングデバイスの一端が変圧器の一次側の第２巻線の電流流出端に接続され、前記第１巻線の電流流出端と第２巻線の電流流入端とがともに前記第１インダクタの出力端に接続され、前記第３スイッチングデバイスの他端と前記第４スイッチングデバイスの他端とがともに前記入力電源の負端に接続される。
好ましくは、変圧器の二次側は１つの巻線を含み、前記二次側整流回路は、第７スイッチングデバイス、第８スイッチングデバイス、第９スイッチングデバイス及び第１０スイッチングデバイスからなる４つのスイッチングデバイスを含む場合に、変圧器の二次側の変圧器の一次側の電流流入端に対応するドット端が第７スイッチングデバイスの一端と第８スイッチングデバイスの一端の両方に接続され、前記第７スイッチングデバイスの他端が第９スイッチングデバイス、第１０スイッチングデバイスによって前記第８スイッチングデバイスの他端に接続され、前記第９スイッチングデバイスと前記第１０スイッチングデバイスの接続部とがともに前記変圧器の二次側ドット端の他端に接続され、前記第７スイッチングデバイスの他端及び第８スイッチングデバイスの他端が二次側整流回路の出力端とされる。
好ましくは、変圧器の二次側は２つの巻線を含み、前記二次側整流回路は第７スイッチングデバイス及び第８スイッチングデバイスからなる２つのスイッチングデバイスを含む場合に、第７スイッチングデバイスの一端が変圧器の二次側の第１巻線の電流流入端に接続され、第８スイッチングデバイスの一端が変圧器の二次側の第２巻線の電流流出端に接続され、前記第１巻線の電流流出端と第２巻線の電流流入端の両方が二次側整流回路の１つの出力端とされ、前記第７スイッチングデバイスの他端が前記第８スイッチングデバイスの他端に接続され、且つ両方が二次側整流回路の他の出力端とされ、二次側整流回路の１つの出力端と他の出力端が前記二次側整流回路の出力端を形成する。
好ましくは、前記スイッチングデバイスは少なくともトリオード（トランジスタ）、ＭＯＳＦＥＴ、ダイオードの中の１種を含む。
他方で、本発明の実施例は、上記のいずれかに記載のスイッチング回路を制御するためのスイッチング電源を制御する方法を更に提供し、入力電圧を供給する場合に、一次側スイッチング回路のスイッチングデバイスを制御して、少なくとも１つの前記スイッチングデバイスの組合せを導通して前記第１インダクタを充電状態に接続させ、少なくとも１つの前記スイッチングデバイスの組合せを切断して前記第１インダクタにおけるエネルギーを変圧器を介して二次側整流回路に伝達させるステップ、及びスイッチング電源の出力電圧を形成するように、前記二次側整流回路が一次側スイッチング回路の伝達したエネルギーを整流するステップを含む。
好ましくは、前記スイッチング回路が昇圧状態に作動する際に、昇圧機能を実現するように、前段回路がシュートスルー状態に作動し、前記スイッチング回路が降圧状態に作動する際に、降圧機能を実現するように、後段分離回路がシュートスルー状態に作動する。
本発明の実施例の前段回路構造は簡単であり、昇圧/降圧回路と分離回路の両方をスイッチング電源の中に設計し、且つ後段分離回路とともに構成したスイッチング電源の回路段数が少ないため、体積が小さく、関連技術における後段ブリッジ回路が分離又は降圧の作用のみを果たし、デューティ比の変化範囲が広く、効率が低くなり、電力デバイスが多く、体積が大きい問題を解決した。
図１は、関連技術においてよく使用される分離電源の構造模式図である。 図２は、関連技術における２段電源の構造模式図である。 図３は、関連技術における非分離昇圧/降圧回路の構造模式図である。 図４は、関連技術における分離された昇圧/降圧回路の構造模式図である。 図５は、本発明の実施例におけるスイッチング電源の構造模式図である。 図６は、本発明の実施例におけるスイッチング電源を制御する方法のフローチャートである。 図７は、本発明の好ましい実施例における第１実施例のスイッチング電源のアーキテクチャ模式図である。 図８は、本発明の好ましい実施例における第１実施例のスイッチング電源の作動原理模式図である。 図９は、本発明の好ましい実施例における第１実施例のスイッチング電源の降圧機能の実現原理模式図である。 図１０は、本発明の好ましい実施例における第１実施例のスイッチング電源の昇圧機能の実現原理の模式図である。 図１１は、本発明の好ましい実施例における第２実施例のスイッチング電源のアーキテクチャ模式図である。 図１２は、本発明の好ましい実施例における第３実施例のスイッチング電源のアーキテクチャ模式図である。 図１３は、本発明の好ましい実施例における第４実施例のスイッチング電源のアーキテクチャ模式図である。 図１４は、本発明の好ましい実施例における第５実施例のスイッチング電源のアーキテクチャ模式図。
関連技術における後段ブリッジ回路が分離又は降圧の作用のみを果たし、デューティ比変化範囲が広く、効率が低くなり、電力デバイスが多く、体積が大きい問題を解決するために、本発明の実施例は、スイッチング電源及び該スイッチング電源を制御する方法を提供し、以下、図面を参照しながら本発明の実施例について詳細に説明する。矛盾が生じない場合には、本発明の実施例及び実施例における特徴を互いに任意に組合せることができる。
本発明の実施例はスイッチング電源を提供し、その構造の例示を図５に示す。
スイッチング電源は、入力電源１０、前段回路２０及び後段分離回路３０を含む。
前段回路は、第１インダクタ１０１、少なくとも２つのスイッチングデバイスを含む。
後段分離回路３０は、一次側スイッチング回路３０１、変圧器３０２及び二次側整流回路３０３を含む。
第１スイッチングデバイス１０２の一端が入力電源の正極に接続され、第２スイッチングデバイス１０３の一端と第１インダクタの入力端とがともに第１スイッチングデバイスの他端に接続され、第２スイッチングデバイスの他端が入力電源の負極に接続され、第１インダクタの出力端が後段分離回路の一次側スイッチング回路に接続され、一次側スイッチング回路の他端が第２スイッチングデバイスの他端に接続される。
本発明の実施例の前段回路構造は簡単であり、昇圧/降圧回路と分離回路の両方をスイッチング電源の中に設計し、且つ後段分離回路とともに構成したスイッチング電源の回路段数が少ないため、体積が小さく、関連技術における後段ブリッジ回路が分離又は降圧の作用のみを果たし、デューティ比変化範囲が広く、効率が低くなり、電力デバイスが多く、体積が大きい問題を解決した。
設計する際に、一次側スイッチング回路は、少なくとも２つのスイッチングデバイスを含み、２つのスイッチングデバイスでは、１つのスイッチングデバイスの導通又は１つのスイッチングデバイスを含む組合せスイッチの導通は、第１インダクタを充電状態に接続させ、他のスイッチングデバイスの切断又は他のスイッチングデバイスを含む組合せスイッチの切断は、第１インダクタにおけるエネルギーを変圧器を介して二次側整流回路に伝達させ、二次側整流回路は、少なくとも２つのスイッチングデバイスを含み、一次側スイッチング回路が伝達したエネルギーを整流した後にスイッチング電源の出力電圧を形成することに用いられ、当業者は関連技術の整流回路を採用してもよいし、上記の達した効果に基づいて設計してもよく、設計する過程において、スイッチングデバイスの異なりに基づき異なる回路を設計することができ、スイッチングデバイスはトリオード（トランジスタ）、ＭＯＳＦＥＴ又はダイオード等である。回路の実現過程において、１つのスイッチングデバイスの導通又は１つのスイッチングデバイスを含む組合せスイッチの導通が第１インダクタを充電状態に接続させることは多種のスイッチング状態を含む可能性があり、接続状態を精確にするために、上記スイッチの導通には第１インダクタの出力端を入力電源の負端に接続して、又は第１インダクタの出力端を一次側の巻線によって入力電源の負端に接続させることができる必要がある。
具体的に上記設計を実現する際に、設計上の要求に応じて変圧器、一次側スイッチング回路及び二次側整流回路について回路レイアウトを行う必要があり、要求の違いに応じて、以下、それぞれ異なる場合での回路を説明する。
変圧器の一次側の巻線個数の異なり、一次側スイッチング回路のスイッチングデバイス個数の異なりに基づき、多種の回路を設置することができるが、デューティ比変化範囲、効率、電力、体積等から、本実施例では好ましい３種類の状況を説明する。
（1）変圧器の一次側は１つの巻線を含み、一次側スイッチング回路は４つのスイッチングデバイスを含む場合。
第３スイッチングデバイスの一端が第１インダクタの出力端に接続され、第３スイッチングデバイスの他端が第４スイッチングデバイスと変圧器の一次側の電流流入端に接続され、第４スイッチングデバイスの他端が第５スイッチングデバイスの一端と入力電源の負極の両方に接続され、第５スイッチングデバイスの他端が第６スイッチングデバイスの一端と前記変圧器の一次側の電流流出端の両方に接続され、第６スイッチングデバイスの他端が第１インダクタの出力端に接続される。
（2）変圧器の一次側は１つの巻線を含み、一次側スイッチング回路は２つのスイッチングデバイスと１つの第２インダクタを含む場合。
第３スイッチングデバイスの一端が第１インダクタの出力端に接続され、第３スイッチングデバイスの他端が第４スイッチングデバイスと第２インダクタによって、第１インダクタの出力端に接続され、第３スイッチングデバイスと第４スイッチングデバイスの接続部が入力電源の負極に接続され、第１インダクタの出力端が変圧器の一次側の電流流入端に接続され、変圧器の一次側の電流流出端が第２インダクタと第４スイッチングデバイスの接続部に接続される。
（3）変圧器の一次側は２つの巻線を含み、一次側スイッチング回路は２つのスイッチングデバイスを含む場合。
第３スイッチングデバイスの一端が変圧器の一次側の第１巻線の電流流入端に接続され、第４スイッチングデバイスの一端が変圧器の一次側の第２巻線の電流流出端に接続され、第１巻線の電流流出端と第２巻線の電流流入端とがともに第１インダクタの出力端に接続され、第３スイッチングデバイスの他端と第４スイッチングデバイスの他端とがともに入力電源の負端に接続される。
変圧器の一次側、二次側の巻線個数の異なり、二次側スイッチング回路のスイッチングデバイス個数の異なりに基づき、多種の回路を設定することができるが、同様に、デューティ比変化範囲、効率、電力、体積等から、本実施例では好ましい２種類の状況を説明する。
（1）変圧器の二次側は１つの巻線を含み、二次側整流回路は４つのスイッチングデバイスを含む場合。
変圧器の二次側は、変圧器の一次側の電流流入端に対応するドット端が第７スイッチングデバイスの一端と第８スイッチングデバイスの一端の両方に接続され、第７スイッチングデバイスの他端が第９スイッチングデバイス、第１０スイッチングデバイスによって、第８スイッチングデバイスの他端に接続され、第９スイッチングデバイスと第１０スイッチングデバイスの接続部とがともに変圧器の二次側ドット端の他端に接続され、第７スイッチングデバイスの他端及び第８スイッチングデバイスの他端が二次側整流回路の出力端とされる。
（2）変圧器の二次側は２つの巻線を含み、二次側整流回路は２つのスイッチングデバイスを含む場合。
第７スイッチングデバイスの一端が変圧器の二次側の第１巻線の電流流入端に接続され、第８スイッチングデバイスの一端が変圧器の二次側の第２巻線の電流流出端に接続され、第１巻線の電流流出端と第２巻線の電流流入端の両方とが二次側整流回路の１つの出力端とされ、第７スイッチングデバイスの他端が第８スイッチングデバイスの他端に接続され、且つ両方が二次側整流回路の他の出力端とされ、二次側整流回路の１つの出力端と他の出力端が二次側整流回路の出力端を形成する。
以上でそれぞれ一次側の異なる状況での３種類の回路と二次側の異なる状況での２種類の回路を紹介し、上記の一次側と二次側に対応した回路を必要に応じて互いに組合せて設計することができる。
本発明の実施例は上記で提供したいずれかのスイッチング電源を制御するためのスイッチング電源を制御する方法を更に提供し、フローチャートは図６に示すように、ステップＳ６０１〜ステップＳ６０２を含む。
Ｓ６０１： 入力電圧を供給する場合に、一次側スイッチング回路のスイッチングデバイスを制御して、少なくとも１つのスイッチングデバイスの組合せを導通して第１インダクタを充電状態に接続させ、少なくとも１つのスイッチングデバイスの組合せを切断して第１インダクタにおけるエネルギーを変圧器を介して二次側整流回路に伝達させる。
Ｓ６０２： スイッチング電源の出力電圧を形成するように、二次側整流回路は一次側スイッチング回路が伝達したエネルギーを整流する。
該回路が作動する際は、スイッチング回路が昇圧状態に作動する際に、昇圧機能を実現するように、前段回路がシュートスルー状態に作動し、スイッチング回路が降圧状態に作動する際に、降圧機能を実現するように、後段分離回路がシュートスルー状態に作動する。
好ましい実施例
図７に示すように、該回路は降圧機能を有する非分離前段回路と昇圧機能を有する後段分離回路を含み、前後段回路は１つのインダクタをシェアでき、回路全体が昇圧/降圧機能を果たすことができ、広い範囲の入力電圧に適応する。その実現過程は従来の降圧型分離電源が同期整流技術を採用する際に双方向で作動することができる特徴を利用して、逆方向の作動を昇圧型として理解でき、その出力を前段非分離BUCK回路に接続して、昇圧/降圧機能を実現できる２段分離回路を構成することができ、同時に、BUCK回路の出力インダクタと逆方向に接続されるブリッジ分離回路出力インダクタはタイムシェアリングし、単段の従来の降圧型ブリッジ分離電源方式と比べてBuckの２つのスイッチングデバイスを増加するだけで、且つ元の出力インダクタを一次側高圧端に移し、処理の電流が小さく、広い範囲入力に適応するように昇圧/降圧機能を実現すると同時に大幅に体積を減少して、効率と電力密度を向上させることができる。
以下、関連技術と本発明の好ましい実施例の図面を参照しながら上述した方式について更に説明する。
図１は、関連技術における典型的な分離型スイッチング電源構造であり、ブリッジ回路スイッチングデバイス１０１/１０３及び１０２/１０４を交互に導通することによって、入力電圧を一定のパルス幅を有する交番信号に変調し、変圧器によって分離して二次側に伝達し、再び１０６〜１０９からなる整流回路、及び出力インダクタ１１０とコンデンサ１１１からなる低域通過フィルタ回路を経由して、最後の直流出力電圧を取得する。出力電圧と入力電圧の変圧比はブリッジ回路のパルス幅デューティ比および変圧器の一次側と二次側の変圧比によって決められ、入力電圧範囲が広い際に、ブリッジ回路のパルス幅デューティ比も大きく変化する。ブリッジ回路を導通する際に、入力電源は変圧器によって出力にエネルギーを伝達し、インダクタ１１０はエネルギーを貯蔵し始め、ブリッジ回路を切断する際に、インダクタ１１０はエネルギーを放出して出力に給電する。したがって、入力電圧が高く、デューティ比が低い際に、即ちブリッジ回路が切断される時間が長く、インダクタ１１０は多くのエネルギーを貯蔵する必要があり、インダクタの体積と損失が大きくなってしまう。このため、この回路はデューティ比が最も大きい場合に効率とエネルギー貯蔵素子の体積が最適に達することができ、入力電圧が最も低い場合に対応するが、最も低い入力電圧、例えば３６Ｖは一般的にシステムの定格作動電圧ではなく、システムが定格作動電圧、例えば４８Ｖである際に、効率と体積の両方は最適に達することができない。
同時に、入力電圧が高い際に、スイッチングデバイス１０１〜１０４及び１０６〜１０９はいずれも耐圧が高いデバイスを選択する必要があり、また低圧入力時に電流が大きいスイッチングデバイスを選択する必要があるため、スイッチングデバイスの型番選択を最適化しにくく、通信システムではよく見られる３６〜７５Ｖ入力電圧範囲に対して、スイッチングデバイスは定格電力の少なくとも２倍の余裕を選択する必要があり、同様に、体積と損失の増加を引き起こす。
図２は、関連技術における回路の２段構造であり、そのよく使用される２段構造は、広い範囲入力電圧によって電力デバイスのストレス余裕が増加する問題を解決するためのものであり、図２は、図１に示す関連技術の上で１段の非分離の前段定電圧回路２０１を増加し、２０１の出力電圧２０５は安定した電圧であり、後段の従来のブリッジ降圧型分離回路は広い入力電圧範囲を受ける必要がない。しかし、この回路の前段２０１のスイッチのデューティ比が改善されず、依然としてスイッチングデバイス２０２、２０３のストレスが大きく及び出力インダクタ２０４の貯蔵エネルギーが高い問題が存在する。
図３は、関連技術における非分離のBuck-Boost回路であり、昇圧/降圧の機能を実現できる。この回路においては、出力電圧をある中間値として設定でき、入力電圧Ｖinが出力電圧Ｖoutより高い際に、スイッチ３０１及び３０２はパルス幅変調を行い、回路が降圧Buckモードで作動し、入力電圧Ｖinが出力電圧Ｖoutより低い際に、スイッチ３０３及び３０４はパルス幅変調を行い、回路が昇圧Boostモードで作動し、したがって、デューティ比変化範囲は半分縮減できるが、この回路は分離機能がない。
図４は、関連技術において分離回路を増加したBuck-Boost昇圧/降圧回路であり、その前段４０１は、図３に示したBuck-Boost回路であり、分離部分は図１に示すような降圧型ブリッジ分離回路である。図４に示す回路は、前段非分離Buck-Boost回路４０１によって広い範囲の入力時にデューティ比変化範囲が狭い優位を実現でき、同時に後段分離回路も広い範囲の入力電圧による電力デバイスのストレス問題に対応する必要もなく、関連技術における効率が高い応用である。しかし、該回路は、図１に示す関連技術に対して、例えば４０１に含まれた４つのスイッチングデバイス、１つの電力インダクタ及びコンデンサを増加する必要があり、体積が大きく増加し、効率と電力密度に影響を及ぼす。
本発明の第１実施例は、図７に示すような、本発明の実施例の電源トポロジーの構造模式図であり、図１に示す関連技術に対して、２つのスイッチ５０１及び５０２のみを増加して、昇圧/降圧機能を実現して広い範囲入力時のデューティ比変化が狭い優位に達することができ、同時に後段回路も広い入力電圧範囲に対応する必要もない。
図７の回路図の構造と原理を更に説明するために、図８に示すように、図８から見ると、本発明は、図１の関連技術の降圧型ブリッジ分離回路を利用して二次側整流回路において同期整流技術（即ち１０６〜１０９はスイッチングデバイスで、ダイオードを置換するものである際に、その出力電流が双方向で流れることができる特徴）を採用して、その入力出力を逆方向にさせた後に前段Buck回路に接続され、即ちその出力インダクタ１１０が前段Buck回路の出力インダクタ６０３に接続され、入力電源端１１２が出力コンデンサ１１１に接続される。
図１に示す関連技術において、１１２端から１１３端までは降圧式構造であり、この逆方向の接続によって、図８に示す構造図において、１１３端から１１２端までの昇圧式構造を形成することができ、６０１、６０２、６０３からなるBuck型降圧回路を結合して、昇圧/降圧の構造を形成する。この構造において、後段回路の一次側、二次側スイッチングデバイス１０６〜１０９、１０１〜１０４の電圧ストレスは出力電圧Ｖoutによって決められ、大部分の応用では出力電圧Ｖoutが安定した値であるため、後段スイッチングデバイスは同様に広い範囲入力電圧による大きいストレス問題に対応する必要もない。なお、直列接続したインダクタ６０３と１１０は等価的に１つに合併でき、更に図７に示すような簡単な発明構造を形成する。
本発明の具体的な作動形態を更に説明するために、図９に示すように、図７に示す本発明の実施例構造は、降圧状態で作動する際に、後段のブリッジ分離回路スイッチングデバイス５０４〜５０７、５０９〜５１２は、５０％に近いデューティ比で作動し、後段分離回路７０４は１つのスイッチ直流変圧器に等価し、出力コンデンサ５１３はＣｏ/Ｎ２の大きさで等価的に一次側に換算することができ、Ｎは変圧器５０８の一次側と二次側の巻線の巻数比であり、Ｃｏは出力コンデンサ５１３の容量値であり、インダクタ５０３の出力端に接続される。等価静電容量７０１と前段のスイッチングデバイス５０１、５０２及び出力インダクタ５０３とは、丁度１つの完全なBuck型降圧回路７０３を形成し、その出力電圧７０２の値がＶin×Ｄであり、Ｄはスイッチングデバイス５０１のデューティ比であり、７０２は再び前記等価スイッチ直流変圧器７０４を介してＮ：１の変圧比で出力電圧Ｖoutを取得するため、出力電圧Ｖout＝Ｖin×Ｄ/Ｎであり、Ｄ＜１、降圧機能を実現する。
図１０に示すように、図７に示すような本発明の実施例構造は、昇圧状態で作動する際に、前段降圧型回路がシュートスルー状態に作動し、即ちスイッチ５０２が閉められ、スイッチ５０１が導通し、インダクタ５０３を入力電源に接続し、図１に示すような降圧型ブリッジ分離回路の出力インダクタ１１０に等価し、逆方向に接続される降圧型回路を形成し、昇圧機能を実現する。具体的に、一次側スイッチングデバイス５０４〜５０７は、図１に示す元の同期整流スイッチングデバイス１０６〜１０９の作動方式に従って、そのデューティ比＞５０％であり、即ち５０４〜５０７は同時に導通する時間が存在し、５０４〜５０７が同時に導通する際に、インダクタ５０３は入力電圧Ｖinによって充電され、この時、変圧器５０８の一次側と二次側の巻線電圧はいずれも０であり、スイッチングデバイス５０９〜５１２は同時に切断される。５０４〜５０７の対角が交互に導通する際に、即ち５０４、５０６が同時に導通し又は５０５、５０７が同時に導通する際に、二次側の対応した対角スイッチングデバイス５１０、５１２は同時に導通し又は５０９、５１１は同時に導通し、変圧器の二次側の巻線は出力電圧Ｖoutに接続され、一次側巻線電圧Ｖout×Ｎはインダクタ５０３の出力端に接続され、インダクタを放電して、インダクタ電流が動的平衡に達する際に、Ｖout＝Ｖin/（２×(１−Ｄ)）/Ｎであり、昇圧機能を実現し、Ｄはスイッチングデバイス５０４〜５０７のデューティ比であり、Ｄ＞０.５である。
本発明の第２の好ましい実施例は、図１１に示すようであり、図１１は、本発明の実施例の後段分離回路二次側が２つのスイッチングデバイスを採用して、変圧器の二次側が２つの巻線である構造模式図であり、変圧器９０１の二次側は２つの巻線９０２及び９０３を含み、フルブリッジ整流を採用するプッシュプル分離降圧回路の逆方向接続方式に対応する。具体的に、５０４〜５０７が同時に導通する際に、二次側スイッチングデバイス９０４及び９０５が切断し、インダクタ５０３は入力電圧Ｖinによって充電される。５０４〜５０７の対角が交互に導通する際に、即ち５０４、５０６が同時に導通し又は５０５、５０７が同時に導通する際に、二次側スイッチングデバイス９０４又は９０５は対応的に導通し、巻線９０２又は９０３を出力電圧Ｖoutに接続させ、変圧器の一次側の巻線の電圧まで感応してインダクタ５０３を放電する。
本発明の第３の好ましい実施例は、図１２に示すようであり、図１２は、本発明の後段分離回路の一次側スイッチング回路が２つのスイッチングデバイス１００１、１００２を採用する構造模式図であり、変圧器１００５の一次側は２つの巻線１００３と１００４を更に含み、二次側二重巻線構造整流を採用するプッシュプル分離降圧回路を採用する逆方向接続方式に対応する。具体的に、一次側スイッチングデバイス１００１、１００２が同時に導通する際に、二次側スイッチングデバイス９０４と９０５は切断し、インダクタ５０３は入力電圧Ｖinによって巻線１００３、１００４及びスイッチングデバイス１００１、１００２を介して充電する。１００１と１００２とが交互に導通する際に、二次側スイッチングデバイス９０４又は９０５は対応的に導通し、巻線９０２又は９０３を出力電圧Ｖoutに接続させ、変圧器の一次側の対応した巻線１００３又は１００４における電圧まで感応してインダクタ５０３を放電する。
本発明の第４の好ましい実施例は、図１３に示すようであり、図１３は、本発明の後段分離回路の一次側スイッチング回路には図１２に示した２つのスイッチングデバイス、２つの巻線を採用し、二次側には図７に示した１つの巻線、４つのスイッチングデバイスを採用する構造であり、二次側双巻線構造整流を採用するフルブリッジ分離降圧回路の逆方向接続方式に対応する。具体的に、一次側スイッチングデバイス１００１、１００２が同時に導通する際に、二次側スイッチングデバイス５０９〜５１２はいずれも切断し、インダクタ５０３は入力電圧Ｖinによって巻線１００３、１００４及びスイッチングデバイス１００１、１００２を介して充電する。１００１と１００２が交互に導通する際に、二次側の対応した対角スイッチングデバイス５０９、５１１が同時に導通し又は５１０、５１２が同時に導通し、変圧器の二次側の巻線は出力電圧Ｖoutに接続され、変圧器の一次側の対応した巻線１００３又は１００４における電圧まで感応してインダクタ５０３を放電する。
本発明の第５の好ましい実施例は、図１４に示すようであり、図１４は、本発明の実施例の一次側には２つの一次側インダクタを採用する構造模式図であり、二次側倍電流整流を採用するフルブリッジ分離降圧回路の逆方向接続方式に対応する。具体的に、一次側スイッチングデバイス１２０３、１２０４が同時に導通する際に、二次側スイッチングデバイス５０９〜５１２はいずれも切断し、インダクタ１２０１及び１２０２は入力電圧Ｖinによってスイッチングデバイス１２０３、１２０４を介して充電する。スイッチ１２０３が切断して、１２０４が導通し続ける際に、インダクタ１２０２はＶinによって充電し続け、二次側スイッチングデバイス５１０、５１２は導通し、出力電圧Ｖoutを変圧器の二次側の巻線に接続し、一次側巻線１２０６における電圧まで感応してインダクタ１２０１を放電し、スイッチ１２０４が切断して、１２０３が導通し続ける際に、インダクタ１２０１はＶinによって充電し続け、二次側スイッチングデバイス５０９、５１１は導通し、出力電圧Ｖoutを負方向に変圧器の二次側の巻線に接続し、一次側の巻線１２０６における電圧まで感応してインダクタ１２０２を放電する。
本発明の上記実施例から理解できるように、本発明の好ましい実施例によるスイッチング電源は、一次側スイッチング回路のスイッチングデバイスの導通を制御することによって、第１インダクタを充電し、一次側スイッチング回路のスイッチングデバイスが同時に導通しない際に、二次側整流回路のス・BR>Cッチングデバイスを制御することによって、出力電圧を変圧器の二次側の巻線に接続し、一次側の巻線における電圧まで感応して第１インダクタを放電する。
例示を目的とするに関わらず、本発明の好ましい実施例を開示しており、当業者は様々な変更、追加や置換も可能であるため、本発明の範囲は上記の実施例に制限されるべきではない。
本発明の実施例の前段回路構造は簡単であり、昇圧/降圧回路と分離回路の両方をスイッチング電源の中に設計し、且つ後段分離回路とともに構成したスイッチング電源の回路段数が少ないため、体積が小さく、関連技術における後段ブリッジ回路が分離又は降圧の作用のみを果たし、デューティ比の変化範囲が広く、効率が低くなり、電力デバイスが多く、体積が大きい問題を解決する。

Claims (10)

  1. 入力電源、前段回路及び後段分離回路を含み、
    前記前段回路は、第１インダクタ及び少なくとも第１スイッチングデバイスと第２スイッチングデバイスからなる２つのスイッチングデバイスを含み、
    前記後段分離回路は、一次側スイッチング回路、変圧器及び二次側整流回路を含み、
    前記第１スイッチングデバイスの一端は入力電源の正極に接続され、前記第２スイッチングデバイスの一端と第１インダクタの入力端とはともに前記第１スイッチングデバイスの他端に接続され、前記第２スイッチングデバイスの他端は入力電源の負極に接続され、第１インダクタの出力端は後段分離回路の一次側スイッチング回路に接続され、前記一次側スイッチング回路の他端は第２スイッチングデバイスの他端に接続され、
    前記一次側スイッチング回路は、少なくとも２つのスイッチングデバイスを含み、１つのスイッチングデバイスの導通又は前記１つのスイッチングデバイスを含む組合せスイッチの導通は前記第１インダクタを充電状態に接続させ、他のスイッチングデバイスの切断又は前記他のスイッチングデバイスを含む組合せスイッチの切断は前記第１インダクタにおけるエネルギーを変圧器を介して二次側整流回路に伝達させ、
    前記二次側整流回路は、一次側スイッチング回路が伝達したエネルギーを整流した後に前記スイッチング電源の出力電圧を形成するための少なくとも２つのスイッチングデバイスを含むスイッチング電源。
  2. 前記第１インダクタの出力端を入力電源の負端に接続して、又は前記第１インダクタの出力端を一次側の巻線によって入力電源の負端に接続するように、前記１つのスイッチングデバイスの導通又は前記１つのスイッチングデバイスを含む組合せスイッチの導通は前記第１インダクタを充電状態に接続させる請求項１に記載のスイッチング電源。
  3. 変圧器の一次側は１つの巻線を含み、前記一次側スイッチング回路は第３スイッチングデバイス、第４スイッチングデバイス、第５スイッチングデバイス及び第６スイッチングデバイスである４つのスイッチングデバイスを含む場合に、
    前記第３スイッチングデバイスの一端は前記第１インダクタの出力端に接続され、前記第３スイッチングデバイスの他端は前記第４スイッチングデバイスと変圧器の一次側の電流流入端に接続され、前記第４スイッチングデバイスの他端は第５スイッチングデバイスの一端と前記入力電源の負極の両方に接続され、前記第５スイッチングデバイスの他端は第６スイッチングデバイスの一端と前記変圧器の一次側の電流流出端の両方に接続され、前記第６スイッチングデバイスの他端は前記第１インダクタの出力端に接続される請求項１に記載のスイッチング電源。
  4. 前記変圧器の一次側は１つの巻線を含み、前記一次側スイッチング回路は第３スイッチングデバイス及び第４スイッチングデバイスである２つのスイッチングデバイス、及び１つの第２インダクタを含む場合に、
    前記第３スイッチングデバイスの一端は前記第１インダクタの出力端に接続され、前記第３スイッチングデバイスの他端は第４スイッチングデバイスと前記第２インダクタによって、前記第１インダクタの出力端に接続され、前記第３スイッチングデバイスと前記第４スイッチングデバイスの接続部は前記入力電源の負極に接続され、前記第１インダクタの出力端は前記変圧器の一次側の電流流入端に接続され、前記変圧器の一次側の電流流出端は前記第２インダクタと前記第４スイッチングデバイスの接続部に接続される請求項１に記載のスイッチング電源。
  5. 前記変圧器の一次側は２つの巻線を含み、前記一次側スイッチング回路は第３スイッチングデバイス及び第４スイッチングデバイスである２つのスイッチングデバイスを含む場合に、
    前記第３スイッチングデバイスの一端は変圧器の一次側の第１巻線の電流流入端に接続され、前記第４スイッチングデバイスの一端は変圧器の一次側の第２巻線の電流流出端に接続され、前記第１巻線の電流流出端と第２巻線の電流流入端とはともに前記第１インダクタの出力端に接続され、前記第３スイッチングデバイスの他端と前記第４スイッチングデバイスの他端とはともに前記入力電源の負端に接続される請求項１に記載のスイッチング電源。
  6. 変圧器の二次側は１つの巻線を含み、前記二次側整流回路は第７スイッチングデバイス、第８スイッチングデバイス、第９スイッチングデバイス及び第１０スイッチングデバイスである４つのスイッチングデバイスを含む場合に、
    変圧器の二次側の変圧器の一次側の電流流入端に対応するドット端は前記第７スイッチングデバイスの一端と前記第８スイッチングデバイスの一端の両方に接続され、前記第７スイッチングデバイスの他端は前記第９スイッチングデバイス、前記第１０スイッチングデバイスによって前記第８スイッチングデバイスの他端に接続され、前記第９スイッチングデバイスと前記第１０スイッチングデバイスの接続部とはともに前記変圧器の二次側のドット端の他端に接続され、前記第７スイッチングデバイスの他端及び第８スイッチングデバイスの他端は二次側整流回路の出力端とされる請求項１〜５のいずれか一項に記載のスイッチング電源。
  7. 変圧器の二次側は２つの巻線を含み、前記二次側整流回路は第７スイッチングデバイス及び第８スイッチングデバイスである２つのスイッチングデバイスを含む場合に、
    前記第７スイッチングデバイスの一端は変圧器の二次側の第１巻線の電流流入端に接続され、前記第８スイッチングデバイスの一端は変圧器の二次側の第２巻線の電流流出端に接続され、前記第１巻線の電流流出端と第２巻線の電流流入端の両方とは二次側整流回路の１つの出力端とされ、前記第７スイッチングデバイスの他端は前記第８スイッチングデバイスの他端に接続され、且つ両方が二次側整流回路の他の出力端とされ、二次側整流回路の１つの出力端と他の出力端は前記二次側整流回路の出力端を形成する請求項１〜５のいずれか一項に記載のスイッチング電源。
  8. 前記スイッチングデバイスは、少なくともトリオード、ＭＯＳＦＥＴ、ダイオードの中の１種を含む請求項１に記載のスイッチング電源。
  9. 請求項１〜８のいずれか一項に記載のスイッチング回路を制御することに用いられ、
    入力電圧を供給する場合に、一次側スイッチング回路のスイッチングデバイスを制御して、少なくとも１つの前記スイッチングデバイスの組合せを導通して前記第１インダクタを充電状態に接続させ、少なくとも１つの前記スイッチングデバイスの組合せを切断して前記第１インダクタにおけるエネルギーを変圧器を介して二次側整流回路に伝達させるステップ、及び
    スイッチング電源の出力電圧を形成するように、前記二次側整流回路が一次側スイッチング回路が伝達したエネルギーを整流するステップを含むスイッチング電源を制御する方法。
  10. 前記スイッチング回路が昇圧状態に作動する際に、昇圧機能を実現するように、前段回路がシュートスルー状態に作動し、
    前記スイッチング回路が降圧状態に作動する際に、降圧機能を実現するように、後段分離回路がシュートスルー状態に作動する請求項９に記載の方法。
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