JP6293038B2 - 多層回路基板 - Google Patents

Description

この発明は、信号配線が形成された配線層、及び当該配線層間に複数設けられ、接地導体が形成されたＧＮＤ層により構成された多層回路基板に関するものである。

多くの電子機器において、半導体用のパッケージや回路素子を実装するための多層回路基板が広く普及している。このような多層回路基板の表面又は内部には、マイクロストリップ線路やコプレーナ線路等の高周波伝送線路（信号配線）が、表層線路又は内層線路として形成される。さらに、異なる層の高周波伝送線路同士を接続するために、基板面に平行な面内での信号伝送方向に対して垂直な方向の信号伝送が必要になる。このために、異なる層にある高周波伝送線路同士を接続する接続線路として、層間を基板面に垂直な方向に貫通するビアホール（ｖｉａ ｈｏｌｅ）導体（以下、単にビアとも称する）が広く使用されている。

近年では、飛躍的に向上した半導体技術及び高周波技術によって、３ＧＨｚから３０ＧＨｚまでのマイクロ波はもとより、３０ＧＨｚから３００ＧＨｚまでのミリ波の信号処理を行う高周波回路を実装可能な多層回路基板が要求されている。加えて、プリント回路基板やパッケージ基板等を構成する多層回路基板、情報処理装置及び通信装置では、伝送速度の向上に伴い小型化が進んでいる。そのため、配線範囲に制約が加わり、データ通信方式は配線１本のシングルエンド方式を採用する傾向がみられる。シングルエンド方式は、配線が１本で済むため低コストである反面、信号が減衰しやすいため信号線の長さが限定され、ノイズに弱いという難点もある。

特に、高周波数帯ではビアは望ましくなく、そのインピーダンス調整の困難さからシグナルインテグリティを著しく劣化させる。一般的に、高周波伝送線路においてインピーダンスが不連続な点、すなわちビアで信号の反射が生じ、電磁波放射（以下、単に放射とも称する）を引き起こしてしまう。すなわち、異なる層の高周波伝送線路同士を接続するビアを信号が伝送する途中で伝送エネルギーの不要放射が発生し、結果として信号の通過量が大幅に減少してしまうことになる。

一方、高周波数帯での差動伝送方式のメリットは大きく、今後も継続して採用されると予想される。その理由は、差動方式はシングルエンド方式と比較して、放射ノイズ（特に遠方ノイズ）が小さく、他のシステムからの放射ノイズの影響も受けにくいこと、及び基板内のコモンノイズへの耐性が強いことである。しかしながら、シングルエンド方式と同様に、多層基板の差動方式の信号用ビアにおいても、上記のような不要放射がなおも存在している。

この問題を解決するために、高周波用の多層回路基板に、同軸型の接続線路であるビアホール導体が使用される。例えば、特許文献１には、主にビアホール導体のインピーダンスの調整を課題とした多層回路基板の構造が開示されている。この多層回路基板では、信号配線を挟んだ２つのＧＮＤ（グランド）層において、信号端子用スルーホール（ビアホール導体と同義と考えて良い）の周りに設けられるクリアランス領域と呼ばれる誘電体領域（絶縁領域）の形状を改良している。加えて、上記クリアランス領域の周囲に、複数のインピーダンス調整用の配線層とは分離して設置されたビア（以下、ＧＮＤビアとも称する）を形成することで、課題を解決する効果を得ている。

同様に、特許文献２には、ビアのインピーダンス整合から反射を抑制することを目的とした多層回路基板の構造が開示されている。この多層回路基板では、ビアの周囲に形成されたクリアランス領域を、信号配線が形成されていない側と信号配線が形成されている側に分け、それぞれ異なる形状と面積を適用することで、配線インピーダンス整合の調整を実現している。この例においても、上記クリアランス領域の周囲に複数のＧＮＤビアを配置することになる。

特開２００９−０５９８７３号公報 特開２０１３−７４２５６号公報

しかしながら、特許文献１に記載されている手段は、主にシングルエンド方式のビアのインピーダンス調整の観点から電磁波放射の抑制を実現することに偏っており、ビアが貫通するＧＮＤ層間の厚さに起因する不要放射に関する効果が不明である。特に不要放射は、基板内層であるＧＮＤ層間を電磁波が平行平板モードで伝搬していくため、他のビアがまるでアンテナのようにそれを拾ってしまい、電磁波ノイズを劇的に増大させてしまうことになる。すなわち、ＧＮＤ層間の不要伝搬モードを抑制可能であるかが課題に残る。

また、特許文献２では、ビアホール導体周囲のクリアランス領域の改良でインピーダンス調整を可能にし、さらにそのクリアランス領域の周囲に配線層とは分離して設置されたＧＮＤビアを同心円状で囲むように複数配置することで、不要放射を遮断できるものと推測できる。しかしながら、特許文献２では、ＧＮＤ層間への不要伝搬抑制効果が不明確であり、ＧＮＤビアを複数配置したことによって基板の実装効率が下がる。また、クリアランス領域形状の最適化の困難さや、生産コストの上昇が懸念される。

特許文献１と特許文献２はシングルエンド方式の採用を想定して発明されたものであるが、差動方式の信号用ビアの周辺にも応用できると容易に考えられる。しかしながら、いずれもビアホールにおけるインピーダンス調整を目的とした発明であり、ＧＮＤ層間への不要放射を抑制する効果が明確に示されていない。たとえ潜在的に不要放射を抑制できるとしても、基板の実装効率低下や生産コストの上昇を避けられない。また、差動方式の採用を想定した発明の中で、低コスト且つＧＮＤ層間への不要伝搬抑制を目的とした文献は見られない。

この発明は、上記のような課題を解決するためになされたもので、接続線路によって信号が多層にわたって切替えされるときに生じるＧＮＤ層間への不要な平行平板モードを抑制させることが可能な多層回路基板を提供することを目的としている。

この発明に係る多層回路基板は、ＧＮＤ層に対して貫通して設けられ、異なる配線層に形成された信号配線同士を接続する接続線路と、ＧＮＤ層に設けられ、接地導体と接続線路とを絶縁するクリアランスとを備え、クリアランスは、隣接する配線層の信号配線が形成されている側の領域に設けられた第１のクリアランス領域と、隣接する配線層の信号配線が形成されていない側の領域に設けられ、第１のクリアランス領域と異なる面積の第２のクリアランス領域とを備え、第１および第２のクリアランス領域は、接続線路を中心とした扇状に形成され、第２のクリアランス領域の半径は、自身が設けられたＧＮＤ層と隣接するＧＮＤ層との間隔より大きいたものである。

この発明によれば、上記のように構成したので、接続線路によって信号が多層にわたって切替えされるときに生じるＧＮＤ層間への不要な平行平板モードを抑制させることが可能となる。

この発明の実施の形態１に係る多層配線基板の第１の誘電体基板の上面に形成された第１の配線層の構成を示す平面図である。 この発明の実施の形態１に係る多層配線基板の第１の誘電体基板と第２の誘電体基板との間に形成された第２の配線層（第１のＧＮＤ層）の構成を示す平面図である。 この発明の実施の形態１に係る多層配線基板の第２の配線層と第４の配線層との間に形成された第２の誘電体基板（第３の配線層）の構成を示す平面図である。 この発明の実施の形態１に係る多層配線基板の第２の誘電体基板と第３の誘電体基板との間に形成された第４の配線層（第２のＧＮＤ層）の構成を示す平面図である。 この発明の実施の形態１に係る多層配線基板の第３の誘電体基板の下面に形成された第５の配線層の構成を示す平面図である。 図１に示す信号配線の信号伝送方向の中心線である線Ａ−Ａ’に沿った多層配線基板の概略的な構成を示す断面図である。 この発明の実施の形態１に係る多層配線基板の特性と従来の多層配線基板の特性とを比較する図である。 この発明の実施の形態１における第２の配線層の第１の変形例を示す平面図である。 この発明の実施の形態１における第２の配線層の第２の変形例を示す平面図である。 この発明の実施の形態１における第２の配線層の第３の変形例を示す平面図である。 この発明の実施の形態２に係る多層配線基板の概略的な構成を示す断面図である。 この発明の実施の形態３に係る多層配線基板の第１の誘電体基板の上面に形成された第１の配線層の構成を示す平面図である。 この発明の実施の形態３に係る多層配線基板の第１の誘電体基板と第２の誘電体基板との間に形成された第２の配線層（第１のＧＮＤ層）の構成を示す平面図である。 この発明の実施の形態３に係る多層配線基板の第２の配線層と第４の配線層との間に形成された第２の誘電体基板（第３の配線層）の構成を示す平面図である。 この発明の実施の形態３に係る多層配線基板の第２の誘電体基板と第３の誘電体基板との間に形成された第４の配線層（第２のＧＮＤ層）の構成を示す平面図である。 この発明の実施の形態３に係る多層配線基板の第３の誘電体基板の下面に形成された第５の配線層の構成を示す平面図である。 図１２に示す信号配線の信号伝送方向に沿った多層配線基板の概略的な構成を示す断面図である。 この発明の実施の形態３における第２の配線層の第１の変形例を示す平面図である。 この発明の実施の形態３における第２の配線層の第２の変形例を示す平面図である。 この発明の実施の形態３における第２の配線層の第３の変形例を示す平面図である。 この発明の実施の形態３に係る多層配線基板の特性と従来の多層配線基板の特性とを比較する図である。

以下、この発明の実施の形態について図面を参照しながら詳細に説明するが、各図において同一又は相当する部分については、同一符号を付して説明する。
実施の形態１．
図１〜６はこの発明の実施の形態１に係る多層回路基板１の各配線層の高周波伝送線路同士を接続する接続線路近傍の構成を示している。
多層回路基板１は、３ＧＨｚから３０ＧＨｚまでのマイクロ波や、３０ＧＨｚから３００ＧＨｚまでのミリ波の信号処理を行う電子機器に使用するものである。この多層回路基板１は、図１〜６に示すように、樹脂、セラミック、アルミナ（酸化アルミニウム）等の複数の誘電体基板１１に形成された複数の配線層から構成されている。この配線層には、銅、金、その他の金属の導電パターンによって高周波伝送線路である信号配線１２及び接地導体であるＧＮＤパターン１３が形成されている。以下では、積層された多層回路基板１の一部である３層の誘電体基板１１（第１〜第３の誘電体基板１１ａ〜１１ｃ）に形成された配線層を例に採って、実施の形態１の多層回路基板１について説明する。

また、図１〜６に示す多層回路基板１において、各配線層に形成された導電パターン同士を各配線層に垂直な方向に接続する接続線路は、各配線層を貫通する貫通導体である導電性ビア１４で構成されている。なお、導電性ビア１４は、内部が全て導体で充填されたものでもよいし、内表面が導体で覆われたものでもよい。

図１に示すように、第１の誘電体基板１１ａの上面に形成された第１の配線層には、マイクロ波又はミリ波の高周波信号を伝送する高周波伝送線路である信号配線１２が形成されている。この信号配線１２は、第１の誘電体基板１１ａの上面における図示しない特定位置（例えば多層回路基板１に実装される半導体集積回路チップの端子の接続位置）から導電性ビア１４のパッド部分１４１まで延在する特定の導体幅Ｗの導体パターンで構成されている。

同様に、図５に示すように、第３の誘電体基板１１ｃの下面に形成された第５の配線層には、マイクロ波又はミリ波の高周波信号を伝送する高周波伝送線路である信号配線１２が形成されている。この信号配線１２は、第３の誘電体基板１１ｃの下面における図示しない特定位置（例えば多層回路基板１に実装される半導体集積回路チップの端子の接続位置）から導電性ビア１４のパッド部分１４１まで延在する特定の導体幅Ｗの導電パターンで構成されている。

また、図２に示すように、第１の誘電体基板１１ａの下面に形成された第２の配線層（第１のＧＮＤ層）には、接地導体であるＧＮＤパターン１３が形成されている。
同様に、図４に示すように、第３の誘電体基板１１ｃの上面に形成された第４の配線層（第２のＧＮＤ層）には、接地導体であるＧＮＤパターン１３が形成されている。

すなわち、第１，３の誘電体基板１１ａ，１１ｃをそれぞれ挟んで形成される信号配線１２及びＧＮＤパターン１３は、特定のインピーダンスを有するマイクロストリップ線路を形成している。なお、マイクロストリップ線路が有する特定のインピーダンスは、信号配線１２の導体幅Ｗ、第１，３の誘電体基板１１ａ，１１ｃの厚みＴ２及び誘電率によって定まる。

また、マイクロストリップ線路を構成する信号配線１２は、図１〜６に示すように、他の配線層（図示せず）の信号配線１２又は入出力端子に接続される。そのため、信号配線１２は、第１，３の誘電体基板１１ａ，１１ｃ、第２，４の配線層に挟まれた第３の配線層である第２の誘電体基板１１ｂ等を貫通する導電性ビア１４と導通するように設けられた両端のパッド部分１４１に接続されている。

また、第２，４の配線層のＧＮＤパターン１３は、図２，４に示すように、少なくとも２個の接地された導電性ビア（以下、ＧＮＤビアとも称する）１５によって電気的に接続されている。したがって、各ＧＮＤビア１５同士もＧＮＤパターン１３によって相互に電気的に接続されている。そして、導電性ビア１４を内導体とし、ＧＮＤビア１５を外導体として、その間にある誘電体基板１１の誘電体により、導電性ビア１４とＧＮＤビア１５とが相互に絶縁される。これにより、導電性ビア１４及びＧＮＤビア１５は、各配線層に垂直な方向の疑似同軸型の接続線路を構成する。

また、第２の配線層には、図２に示すように、導電性ビア１４がＧＮＤパターン１３と非接触の状態で第２の配線層を貫通するように、クリアランス領域（第１，２のクリアランス領域）１６１，１６２からなるクリアランス１６が形成されている。一般的に、クリアランス１６とは、ＧＮＤビア１５と電気的に接続されているＧＮＤパターン１３と、導電性ビア１４とを絶縁するための円形に構成された誘電体である。また、クリアランス領域１６１，１６２とは、導電性ビア１４が貫通している誘電体基板１１で構成される配線層の層面に平行な面上で、ＧＮＤパターン１３で囲まれた領域、すなわち誘電体領域のことを指す。

同様に、第４の配線層には、図４に示すように、導電性ビア１４がＧＮＤパターン１３と非接触の状態で第４の配線層を貫通するように、クリアランス領域（第１，２のクリアランス領域）１６１，１６２からなるクリアランス１６が形成されている。

また、第３の配線層である第２の誘電体基板１１ｂには、図３に示すように、導電性ビア１４がＧＮＤビア１５と非接触の状態で第３の配線層である第２の誘電体基板１１ｂを貫通するように、クリアランス領域１６３からなるクリアランス１６が形成されている。

次に、クリアランス領域１６１，１６２の形状を確定するための線である領域確定線について説明する。
領域確定線は、図２〜４に示すように、信号配線１２の延在方向に垂直かつＧＮＤパターン１３の形成されている基板面上の直線であり、導電性ビア１４の中心Ｐを通過する位置にある線Ｂ−Ｂ’である。図２〜４に示す領域確定線は、導電性ビア１４及びＧＮＤビア１５を二分するように設定されている。そして、クリアランス領域１６１は、線Ｂ−Ｂ’に対して隣接する配線層の信号配線１２が形成されている側の領域に位置し、クリアランス領域１６２は、線Ｂ−Ｂ’に対して隣接する配線層の信号配線１２が形成されていない側の領域に位置している。

次に、本発明に係るクリアランス領域１６１，１６２の設定の詳細について、図２に従って説明する。
まず、クリアランス領域１６２の面積は、クリアランス領域１６１の面積よりも大きくなるように設定される。ここで、導電性ビア１４を半径Ｒ２とすると、クリアランス領域１６１はその半径Ｒ０で示された線Ｂ−Ｂ’までの領域内部を指し、クリアランス領域１６２は導電性ビア１４を中心とする同心円の半径Ｒ３で示された線Ｂ−Ｂ’までの領域内部を指す。また、半径Ｒ０にあたるクリアランス領域１６１は、必ず信号配線１２の直下の領域を含むものとして設定される。一方、半径Ｒ３にあたるクリアランス領域１６２は、必ず信号配線１２の直下の領域を含まないものとする。例えば、図８〜１０に示すクリアランス領域１６１，１６２の変形例では、前述の半径Ｒ０，Ｒ３にあたるクリアランス領域１６１，１６２の制約を満たしている範囲の任意形状で本発明の効果を得られる。

次に、クリアランス領域１６１の半径Ｒ０の設定について、図２に従って説明する。
クリアランス領域１６１の半径Ｒ０は、接地導体から絶縁するため、必然的に導電性ビア１４の半径Ｒ２より大きくなければならない。また、ＧＮＤビア１５の位置はＧＮＤパターン１３を導通させなければならないことから、半径Ｒ０の円に接する位置又は外側に位置する必要がある。加えて、一般的に導電性ビア１４両端には半径Ｒ１のパッド部分１４１が設けられ、ＧＮＤビア１５両端にも半径Ｒ４のパッド部分１５１が設けられている。したがって、半径Ｒ０は、導電性ビア１４、ＧＮＤパターン１３及びＧＮＤビア１５が分離して接地される構成を実現可能な半径として設定される。また、図２における線Ｂ−Ｂ’で二分されるクリアランス領域１６１は、信号配線１２及びＧＮＤパターン１３を有するマイクロストリップ線路と、導電性ビア１４及びＧＮＤビア１５を有する疑似同軸型の接続線路との間で、インピーダンスを整合するためのインピーダンス調整部を構成する。以上から、導電性ビア１４の中心からＧＮＤビア１５の中心までの間隔をｄとすると、半径Ｒ０の取るべき値及び関係性はＲ２＜Ｒ１＜Ｒ０＜ｄ−Ｒ４＜ｄ−Ｒ５＜Ｒ３となる。

次に、本発明に係るクリアランス領域１６２の半径Ｒ３の設定について、図２，６に従って説明する。
クリアランス領域１６２の半径Ｒ３は、領域確定線Ｂ−Ｂ’の信号配線１２が形成されていない側における導電性ビア１４とＧＮＤパターン１３との最短距離である。

ここで、従来技術として多く用いられているクリアランス領域（クリアランス領域１６１を線Ｂ−Ｂ’で二分せず、クリアランス領域１６２が存在しない場合）を考えてみる。もし上記クリアランス領域の半径Ｒ０が第２の誘電体基板１１ｂの厚みＴ０と同等あるいは小さく設定されていた場合、導電性ビア１４とＧＮＤパターン１３との間で電気的結合が起こり、ＧＮＤパターン１３間で電位差が生じる。その結果、ＧＮＤパターン１３間に不要伝搬モードの原因である平行平板モードの電界が発生し、その層間を特定の周波数帯の電磁波が伝搬していくことになる。

したがって、半径Ｒ３を半径Ｒ０よりも大きく、かつＧＮＤパターン１３間の層間距離（層間厚さ）Ｔ０よりも大きく設定する。これにより、導電性ビア１４とＧＮＤパターン１３との間で発生する電気的結合を抑制し、その層間への伝送エネルギー漏洩を大幅に改善することができる。これは、高周波数帯において不要伝搬が顕著な周波数というのは、層間厚さＴ０がその周波数帯のおおよそ｛１／（２ｎ）｝波長にあたるためである。なお、ｎは正の整数である。したがって、試行錯誤の反復を要することなく、周波数及び層間厚さＴ０に応じて半径Ｒ３を決定することができる。
以上より、第２の配線層におけるクリアランス領域１６２によって、線Ｂ−Ｂ’で分かれた信号配線１２が形成されていない領域に対する高周波信号の信号伝送時のエネルギー漏洩を改善することが可能になる。

また、ＧＮＤビア１５の位置は、クリアランス領域１６１，１６２の形状に従って設定する必要がある。すなわち、本効果を得るためには、概ね導電性ビア１４から距離を取らず、かつ領域確定線Ｂ−Ｂ’付近のＧＮＤパターン１３に配置することを推奨する。

次に、第４の配線層における、本発明に係るクリアランス領域１６１，１６２の設定の詳細について、図４，６に従って説明する。
前提として、ここで説明するクリアランス領域１６１，１６２は、図２で説明したクリアランス領域１６１，１６２と線Ｂ−Ｂ’を境界に対称関係にある。また、クリアランス領域１６２の面積は、クリアランス領域１６１の面積よりも大きくなるように設定される。また、図４における線Ｂ−Ｂ’で二分されるクリアランス領域１６１は、信号配線１２及びＧＮＤパターン１３を有するマイクロストリップ線路と、導電性ビア１４及びＧＮＤビア１５を有する疑似同軸型の接続線路との間で、インピーダンスを整合するためのインピーダンス調整部を構成する。第２の配線層におけるクリアランス領域１６２と同様に、第４の配線層においても、クリアランス領域１６２によって線Ｂ−Ｂ’で分かれた信号配線１２が形成されていない領域の層間に対する高周波信号の信号伝送時のエネルギー漏洩を改善することが可能になる。

このように、領域確定線Ｂ−Ｂ’を基準に、信号配線１２が形成されている側のクリアランス領域１６１の半径Ｒ０は、信号配線１２のインピーダンスに基づき決定される。また、信号配線１２が形成されていない側のクリアランス領域１６２の半径Ｒ３は、クリアランス領域１６１の半径Ｒ０より大きくなるような形状に設定される。特に、クリアランス領域１６２の半径Ｒ３を層間厚さＴ０に応じて設定することで、試行錯誤を繰り返すことなく、伝送エネルギー漏洩を抑制することが可能になる。また、本実施の形態のように、クリアランス領域１６１，１６２を信号配線１２が多層にわたって接続される前後のＧＮＤパターン１３に対し対称的に設定することで、概ね全方向の層間に対して発生する不要伝搬モードを抑制する効果を得られる。

次に、本発明の具体的な実施例について説明する。この具体例において、多層回路基板１は、２つのＧＮＤパターン１３の両側に信号配線１２を形成し、ＧＮＤパターン１３間に比誘電率４．７のＦＲ−４誘電体が構成されているものとする。なお、純粋な伝送エネルギー漏洩量を計算するために、誘電損及び導体損はいずれも無視して検討を行った。以下、図１〜６を参照しながら、多層回路基板１の具体例を説明する。

図６に示す第１，３の誘電体基板１１ａ，１１ｃの厚さＴ２は１６４μｍであり、第２の誘電体基板１１ｂの厚さＴ０は７００μｍである。各配線層のＧＮＤパターン１３の厚さＴ１は１８μｍである。図１に示す第１の配線層の信号配線１２の導体幅Ｗは３００μｍである。導電性ビア１４の半径Ｒ２は２４０μｍである。ＧＮＤビア１５は２箇所形成し、領域確定線Ｂ−Ｂ’上にそれぞれ導電性ビア１４の中心から５００μｍ離れた位置にある。ＧＮＤビア１５の半径Ｒ５は１００μｍとする。

図２の線Ｂ−Ｂ’から左側、すなわち図１の第１の配線層の信号配線１２が形成されている側のクリアランス領域１６１は、導電性ビア１４を中心とする半径Ｒ０の半円領域で構成されている。ここでは、Ｒ２（２４０μｍ）＜Ｒ０≦５００μｍとして条件が設定されるため、クリアランス領域１６１は、半径４００μｍの半円で構成した。

一方、図２の線Ｂ−Ｂ’から右側、すなわち図１の第１の配線層の信号配線１２が形成されていない側のクリアランス領域１６２は、導電性ビア１４を中心とする半径Ｒ３の半円領域で構成されている。ここでは、ＧＮＤパターン１３間の間隔、すなわち第２の誘電体基板１１ｂの厚さＴ０が７００μｍであるため、半径Ｒ３はそれよりも大きくなるように設定する。特に、導電性ビア１４の半径Ｒ２＝２４０μｍであることに注意して、Ｒ３−Ｒ２＞Ｔ０を満たすようＲ３＝１２４０μｍとして設定する。当然、クリアランス領域１６２の面積は、クリアランス領域１６１の面積よりも大きいことになる。図３〜５の各パラメータも上記と同様に設定した。

図７は、実施の形態１に係る多層回路基板１の具体例の特性と、従来の多層回路基板１の特性を比較する図である。図７において、横軸は高周波信号の周波数（ＧＨｚ）であり、縦軸は信号配線１２の信号入出力端における伝送特性を示す「合計出力電力／入力電力（＝｜Ｓ１１｜²＋｜Ｓ２１｜²）」である。図７において、太線で示す特性（ＤＡＴＡ１）が本発明に係る多層回路基板１の具体例の特性を示し、細線で示す特性（ＤＡＴＡ２）が従来の多層回路基板１の特性を示している。

本来、伝送特性を示す合計出力電力／入力電力が１になることが理想的であり、伝送エネルギー損失がない状態である。しかしながら、図７から明らかなように、従来例の場合には、伝送特性が約４０ＧＨｚで顕著に落ち込んでいる。この原因は、第２の誘電体基板１１ｂ内波長＝ｃ（光速≒３．０×１０⁸）／４０ＧＨｚ／√ε（第２の誘電体基板１１ｂの誘電率４．７）≒３４５０μｍから、４分の１波長が８６５μｍと求まり、それが概ね第２の誘電体基板１１ｂの厚さＴ０と一致していることが挙げられる。すなわち、第２の誘電体基板１１ｂを挟む各ＧＮＤパターン１３を平行平板とした伝搬モードで伝送エネルギーが漏洩したといえる。
一方で、本発明に係る多層回路基板１の場合には、クリアランス領域１６２の半径Ｒ３により上記の平行平板モードの発生が抑制され、４０ＧＨｚ帯の伝送特性の落ち込みを大幅に改善していることがわかる。

図８〜１０は、図２に示した第２の配線層の第１〜３の変形例を示す図である。いずれの変形例においても、信号配線１２、ＧＮＤパターン１３、導電性ビア１４の配置は図１〜６に示したものと同様である。また、図１〜６と同様に、いずれの変形例においても、導電性ビア１４の中心をＰとして∠ＢＰＢ’＝θによって決定される各領域確定線Ｂ−Ｐ−Ｂ’で二分された信号配線１２を含む領域をクリアランス領域１６１、信号配線１２を含まない領域をクリアランス領域１６２とする。また、いずれの変形例においてもＧＮＤビア１５の位置は、クリアランス領域１６１，１６２の形状に従って設定する必要がある。ここでは一例として、ＧＮＤビア１５を領域確定線Ｂ−Ｐ−Ｂ’付近に２つ配置した場合を示す。

図８の第１の変形例は、領域確定線Ｂ−Ｐ−Ｂ’において、θ≦１８０°とした場合を示している。
信号配線１２が形成されている側のクリアランス領域１６１は、図２の場合と同じく、導電性ビア１４を中心とした半径Ｒ０の同心円の内部領域であり、領域確定線Ｂ−Ｐ−Ｂ’に対して図８の左側の領域で構成された領域である。したがって、信号配線１２が形成されていない側のクリアランス領域１６２は、導電性ビア１４を中心とする半径Ｒ３の同心円の内部領域のうち、領域確定線Ｂ−Ｐ−Ｂ’に対して図８の右側の領域で構成される。本発明による不要伝搬の抑制効果は、クリアランス領域１６２の半径Ｒ３が及ぶ範囲に適用される。したがって、この変形例の場合は、角θ方向に対する導電性ビア１４とＧＮＤパターン１３の電気的結合が抑制され、同方向への不要伝搬が抑制される効果が得られる。以上より、実施の形態１に関しては、角θ＝１８０°とした実施例であるといえる。

図９の第２の変形例は、領域確定線Ｂ−Ｐ−Ｂ’において、θ≧１８０°とした場合を示している。
信号配線１２が形成されている側のクリアランス領域１６１は、図２の場合と同じく、導電性ビア１４を中心とした半径Ｒ０の同心円の内部領域であり、領域確定線Ｂ−Ｐ−Ｂ’に対して図９の左側の領域で構成された領域である。したがって、信号配線１２が形成されていない側のクリアランス領域１６２は、導電性ビア１４を中心とする半径Ｒ３の同心円の内部領域のうち、領域確定線Ｂ−Ｐ−Ｂ’に対して図９の右側の領域で構成される。本発明による不要伝搬の抑制効果は、クリアランス領域１６２の半径Ｒ３が及ぶ範囲に適用される。したがって、この変形例の場合は、角θ方向に対する導電性ビア１４とＧＮＤパターン１３の電気的結合が抑制され、同方向への不要伝搬が抑制される効果が得られる。

図１０の第３の変形例は、θ＝１８０°の設定例である図２の領域確定線Ｂ−Ｂ’を、中心Ｐを軸にφだけ回転させた領域確定線Ｃ−Ｐ−Ｃ’によって決定されるクリアランス領域１６１，１６２を有する場合を示している。
信号配線１２が形成されている側のクリアランス領域１６１は、図２の場合と同じく、導電性ビア１４を中心とした半径Ｒ０の同心円の内部領域であり、領域確定線Ｃ−Ｐ−Ｃ’に対して図１０の左側の領域で構成された領域である。したがって、信号配線１２が形成されていない側のクリアランス領域１６２は、導電性ビア１４を中心とする半径Ｒ３の同心円の内部領域のうち、領域確定線Ｃ―Ｐ―Ｃ’に対して図１０の右側の領域で構成される。本発明による不要伝搬の抑制効果は、クリアランス領域１６２の半径Ｒ３が及ぶ範囲に適用される。したがって、この変形例の場合は、角θ方向に対する導電性ビア１４とＧＮＤパターン１３の電気的結合が抑制され、同方向への不要伝搬が抑制される効果が得られる。以上より、実施の形態１に関しては、角θ＝１８０°かつφ＝０°とした実施例であるといえる。

以上のように、この実施の形態１によれば、ＧＮＤ層に、隣接する配線層の信号配線１２が形成されている側の領域に設けたクリアランス領域１６１と、隣接する配線層の信号配線１２が形成されていない側の領域に設け、クリアランス領域１６１と異なる面積のクリアランス領域１６２とからなるクリアランス１６を設けるように構成したので、接続線路によって信号が多層にわたって切替えされるときに生じるＧＮＤ層間への不要な平行平板モードを抑制させることが可能となる。加えて、従来構成のような複数のＧＮＤビアをクリアランス領域の周囲に配置する手法をとる必要がないため、基板の実装効率を上げることができ、従来の低コストの材料と製造方法が適用可能であるため、生産コストの上昇を抑えることが可能である。

実施の形態２．
以下では、積層された多層回路基板１の一部である２Ｎ＋１層の誘電体基板１１に形成された配線層を例に採って、実施の形態２の多層回路基板１について説明する。
図１１はこの発明の実施の形態２に係る多層回路基板１の概略的な構成を示す断面図であり、信号配線１２が第１層から第２Ｎ＋１層まで接続される構成を例示している。なお、図１１の断面は、図１の線Ａ−Ａ’に相当する部分断面図である。

実施の形態２では、信号配線１２が導電性ビア１４によって多層にわたり接続される構成において、クリアランス領域１６１，１６２を多層にわたり複数形成する。ここでは、第１の配線層を第１層とすると、各層は、第１層，第２Ｎ＋１層は配線層とし、第２ｎ層（ｎ＝１，２，３，４，・・・，Ｎ）はＧＮＤ層とし、第２ｎ−１層（ｎ＝２，３，４，・・・，Ｎ）は誘電体層として設定する。その他の構成は実施の形態１と同様である。

ＧＮＤ層間への伝送エネルギー漏洩は、信号配線１２が形成される配線層の直下のＧＮＤ層間（第２層−第４層間、第２Ｎ−２層−第２Ｎ層間）だけに発生するものではなく、その間に在るＧＮＤ層間にも発生する。この場合、該当する層においてもクリアランス領域１６１，１６２を設定することで、不要伝搬を抑制する効果を得ることが可能である。

図１〜６で示された実施の形態１では、本発明に係るクリアランス領域１６１，１６２を形成するＧＮＤ層が信号配線１２に隣接する層にあたるため、領域確定線を基準に信号配線１２が形成されていない側と形成されている側でクリアランス領域１６１，１６２の形成を確定可能であった。しかしながら、信号配線１２に隣接する層以外のＧＮＤ層に関しては、信号配線１２が各々のＧＮＤ層に対して垂直に貫通するのみであるため、領域確定線は定義されない。

そこで、図１１に示すように、クリアランス領域１６１，１６２を多層にわたって複数形成する場合、信号配線１２に隣接する層にあたるＧＮＤ層（第２層及び第２Ｎ層）に形成されたクリアランス領域１６１，１６２を基準に、その間のＧＮＤ層のクリアランス領域１６１，１６２の形成を確定する。図１１は、第２層に形成されたクリアランス領域１６１，１６２を基準にして、各々のＧＮＤ層に対してクリアランス領域１６１，１６２を導電性ビア１４の中心を軸に点対称に配置した１例である。この実施の形態のクリアランス領域１６１，１６２から、複数のＧＮＤ層間にわたって実施の形態１と同様の効果が得られる。

なお、上記の実施の形態１，２においては、第１の誘電体基板１１ａの両面に形成された信号配線１２及びＧＮＤパターン１３を有するマイクロストリップ線路を例に採って、シングルエンドにおける異なる層の高周波伝送線路（信号配線１２）、及び高周波伝送線路同士を接続する接続線路（導電性ビア１４）について説明した。しかしながら、これに限るものではなく、他の変形例として高周波伝送線路を差動信号線路で構成してもよい。差動信号線路は、信号配線１２が形成される誘電体基板１１の面と同じ面に、信号配線１２を平行な２本で形成する構成になっている。差動信号線路のインピーダンスは、信号配線１２の導体幅、信号配線１２とＧＮＤ層との間隔、誘電体基板１１の厚さ及び誘電率によって決定される。この変形例は、信号配線１２が１本である実施の形態１を例にとると、それを信号配線１２が２本に対して同様に適用すればよいと想像できる。

実施の形態３．
図１２〜１７はこの発明の実施の形態３に係る多層回路基板１の各配線層の差動方式における高周波伝送線路同士を接続する接続線路近傍の構成を示している。以下では、積層された多層回路基板１の一部である３層の誘電体基板１１（第１〜第３の誘電体基板１１ａ〜１１ｃ）に形成された配線層を例に採って、実施の形態３の多層回路基板１について説明する。

図１２に示すように、第１の誘電体基板１１ａの上面に形成された第１の配線層には、マイクロ波又はミリ波の高周波信号を伝送する差動方式の高周波伝送線路である信号配線１２が２本１組として対称に形成されている。この信号配線１２は、第１の誘電体基板１１ａの上面における図示しない特定位置（例えば多層回路基板１に実装される半導体集積回路チップの端子の接続位置）から導電性ビア１４のパッド部分１４１まで延在する特定の導体幅Ｗの導体パターンで構成されている。

同様に、図１６に示すように、第３の誘電体基板１１ｃの下面に形成された第５の配線層には、マイクロ波又はミリ波の高周波信号を伝送する差動方式の高周波伝送線路である信号配線１２が２本１組として対称に形成されている。この信号配線１２は、第３の誘電体基板１１ｃの下面における図示しない特定位置（例えば多層回路基板１に実装される半導体集積回路チップの端子の接続位置）から導電性ビア１４のパッド部分１４１まで延在する特定の導体幅Ｗの導電パターンで構成されている。

また、図１３に示すように、第１の誘電体基板１１ａの下面に形成された第２の配線層（第１のＧＮＤ層）には、接地導体であるＧＮＤパターン１３が形成されている。
同様に、図１５に示すように、第３の誘電体基板１１ｃの上面に形成された第４の配線層（第２のＧＮＤ層）には、接地導体であるＧＮＤパターン１３が形成されている。

すなわち、第１，３の誘電体基板１１ａ，１１ｃをそれぞれ挟んで形成される信号配線１２及びＧＮＤパターン１３は、特定のインピーダンスを有する差動方式のマイクロストリップ線路を形成している。なお、差動方式のマイクロストリップ線路が有する特定のインピーダンスは、同一配線層における隣接した信号配線１２の間隔及び導体幅Ｗ、第１，３の誘電体基板１１ａ，１１ｃの厚みＴ２及び誘電率によって定まる。

また、差動方式のマイクロストリップ線路を構成する信号配線１２は、図１２〜１６に示すように、他の配線層（図示せず）の信号配線１２又は入出力端子に接続される。そのため、信号配線１２は、第１，３の誘電体基板１１ａ，１１ｃ、第２，４の配線層に挟まれた第３の配線層である第２の誘電体基板１１ｂ等を貫通する導電性ビア１４と導通するように設けられた両端のパッド部分１４１に接続されている。

また、第２，４の配線層のＧＮＤパターン１３は、図１３，１５には図示していないが、少なくとも１個のＧＮＤビア１５によって電気的に接続される。したがって、複数のＧＮＤビア１５が設けられる場合には、各ＧＮＤビア１５同士もＧＮＤパターン１３によって相互に電気的に接続される。

また、第２の配線層には、図１３に示すように、導電性ビア１４がＧＮＤパターン１３と非接触の状態で第２の配線層を貫通するように、クリアランス領域（第１，２のクリアランス領域）１６１，１６２からなるクリアランス１６が形成されている。一般的に、差動方式におけるクリアランス１６とは、ＧＮＤビア１５と電気的に接続されているＧＮＤパターン１３と、２本の導電性ビア１４とを一括に絶縁するために構成された誘電体である。その形状は様々であるが、一般的な現行の構造としては、図１３に示すような第１クリアランス領域（点線含む）の長円形状を採用することが多い。また、この長円の中心は各導電性ビア１４の中心と一致する。以上より、クリアランス領域１６１，１６２とは、導電性ビア１４が貫通している誘電体基板１１で構成される配線層の層面に平行な面上で、ＧＮＤパターン１３で囲まれた領域、すなわち誘電体領域のことを指す。

同様に、第４の配線層には、図１５に示すように、導電性ビア１４がＧＮＤパターン１３と非接触の状態で第４の配線層を貫通するように、クリアランス領域（第１，２のクリアランス領域）１６１，１６２からなるクリアランス１６が形成されている。

また、第３の配線層である第２の誘電体基板１１ｂには、図１４に示すように、導電性ビア１４がＧＮＤビア１５（図示なし）と非接触の状態で第３の配線層である第２の誘電体基板１１ｂを貫通するように、クリアランス領域１６３からなるクリアランス１６が形成されている。

次に、差動方式の場合に用いるクリアランス領域１６１，１６２の形状を確定するための線である領域確定線について説明する。
領域確定線は、図１３〜１５に示すように、信号配線１２の延在方向（線Ａ−Ａ’方向）に垂直かつＧＮＤパターン１３の形成されている基板面上の直線であり、導電性ビア１４の各中心を通過する位置にある線Ｂ−Ｂ’である。つまり、図１３〜１５に示す領域確定線は、導電性ビア１４を二分するように設定されている。そして、クリアランス領域１６１は、線Ｂ−Ｂ’に対して隣接する配線層の信号配線１２が形成されている側の領域に位置し、クリアランス領域１６２は、線Ｂ−Ｂ’に対して隣接する配線層の信号配線１２が形成されていない側の領域に位置する。

次に、本発明に係るクリアランス領域１６１，１６２の設定の詳細について、図１３に従って説明する。
まず、差動方式の信号配線１２の対称線（線Ａ−Ａ’）を境にして、クリアランス領域１６２における導電性ビア１４の中心からＧＮＤパターン１３までの距離が、クリアランス領域１６１における導電性ビア１４の中心からＧＮＤパターン１３までの距離よりも大きくなるように設定される（図１３の例では、クリアランス領域１６２の面積が、クリアランス領域１６１の面積よりも大きく設定されている）。ここで、導電性ビア１４を半径Ｒ２とすると、クリアランス領域１６１はその半径Ｒ６で示された半長円形の線Ｂ−Ｂ’までの領域内部を指し、クリアランス領域１６２は導電性ビア１４を中心とする同心円の半径Ｒ７で示された線Ｂ−Ｂ’までの領域を含む領域内部を指す（図１３の例では、線Ａ−Ａ’と線Ｂ−Ｂ’との交点を中心とする半円の領域内部をクリアランス領域１６２としている）。また、クリアランス領域１６１は、必ず信号配線１２の直下の領域を含むものとして設定される。一方、クリアランス領域１６２は、必ず信号配線１２の直下の領域を含まないものとする。この制約を満たしているならば、クリアランス領域１６２は任意の形状で本発明の効果を得られる。

次に、クリアランス領域１６１の半径Ｒ６の設定について、図１３に従って説明する。
クリアランス領域１６１の半径Ｒ６は、接地導体から絶縁するため、必然的に導電性ビア１４の半径Ｒ２より大きくなければならない。また、もし導電性ビア１４の周囲にＧＮＤビア１５を配置するならば、その位置はＧＮＤパターン１３を導通させなければならないことから、半径Ｒ６の長円に接する位置又は外側になる必要がある。加えて、一般的に導電性ビア１４両端には半径Ｒ１のパッド部分１４１が設けられ、ＧＮＤビア１５両端にも半径Ｒ４のパッド部分１５１が設けられている。したがって、半径Ｒ６は、導電性ビア１４、ＧＮＤパターン１３及びＧＮＤビア１５が分離して接地される構成を実現可能な半径として設定される。また、図１３における線Ｂ−Ｂ’で二分されるクリアランス領域１６１は、信号配線１２及びＧＮＤパターン１３を有するマイクロストリップ線路の差動方式のインピーダンス調整部を構成する。以上から、クリアランス領域１６１の半径Ｒ６の取るべき値及び関係性はＲ２＜Ｒ１＜Ｒ６となる。

次に、本発明に係るクリアランス領域１６２の半径Ｒ７の設定について、図１３，１７に従って説明する。
クリアランス領域１６２の半径Ｒ７は、導電性ビア１４の中心とＧＮＤパターン１３との最短距離である。

ここで、現行技術として多く用いられている長円形のクリアランス領域（クリアランス領域１６１を線Ｂ−Ｂ’で二分せず、クリアランス領域１６２が存在しない場合）を考えてみる。もし上記クリアランス領域の半径Ｒ６が第２の誘電体基板１１ｂの厚みＴ０と同等あるいは小さく設定されていた場合、導電性ビア１４とＧＮＤパターン１３との間で電気的結合が起こり、ＧＮＤパターン１３間で電位差が生じる。その結果、隣接するＧＮＤパターン１３間に不要伝搬モードの原因である平行平板モードの電界が発生し、その層間を特定の周波数帯の電磁波が伝搬していくことになる。

したがって、半径Ｒ７を半径Ｒ６よりも大きく、かつＧＮＤパターン１３間の層間距離（層間厚さ）Ｔ０よりも大きく設定する。これにより、導電性ビア１４とＧＮＤパターン１３との間で発生する電気的結合を抑制し、その層間への伝送エネルギー漏洩を大幅に改善することができる。これは、高周波数帯において不要伝搬が顕著な周波数というのは、層間厚さＴ０がその周波数帯のおおよそ｛１／（２ｎ）｝波長にあたるためである。なお、ｎは正の整数である。したがって、試行錯誤の反復を要することなく、周波数及び層間厚さＴ０に応じて半径Ｒ７を決定することができる。
以上より、第２の配線層におけるクリアランス領域１６２によって、線Ｂ−Ｂ’で分かれた信号配線１２が形成されていない領域に対する高周波差動信号の信号伝送時のエネルギー漏洩を改善することが可能になる。

また、ＧＮＤビア１５を配置するならば、その位置はクリアランス領域１６１，１６２の形状に従って設定する必要がある。すなわち、本効果を得るためには、概ね導電性ビア１４から距離を取らず、かつ領域確定線Ｂ−Ｂ’付近のＧＮＤパターン１３に配置することを推奨する。

次に、第４の配線層における、本発明に係るクリアランス領域１６１，１６２の設定の詳細について、図１５，１７に従って説明する。
前提として、ここで説明するクリアランス領域１６１，１６２は、図１３で説明したクリアランス領域１６１，１６２と線Ｂ−Ｂ’を境界に対称関係にある。また、差動方式の信号配線１２の対称線（線Ａ−Ａ’）を境にして、クリアランス領域１６２における導電性ビア１４の中心からＧＮＤパターン１３までの距離が、クリアランス領域１６１における導電性ビア１４の中心からＧＮＤパターン１３までの距離よりも大きくなるように設定される（図１５の例では、クリアランス領域１６２の面積が、クリアランス領域１６１の面積よりも大きく設定されている）。また、図１５における線Ｂ−Ｂ’で二分されるクリアランス領域１６１は、信号配線１２及びＧＮＤパターン１３を有するマイクロストリップ線路の差動方式のインピーダンス調整部を構成する。第２の配線層におけるクリアランス領域１６２と同様に、第４の配線層においても、クリアランス領域１６２によって線Ｂ−Ｂ’で分かれた信号配線１２が形成されていない領域の層間に対する高周波差動信号の信号伝送時のエネルギー漏洩を改善することが可能になる。

このように、領域確定線Ｂ−Ｂ’を基準に、差動方式の信号配線１２が形成されている側のクリアランス領域１６１の半径Ｒ６は、信号配線１２のインピーダンスに基づき決定される。また、信号配線１２が形成されていない側のクリアランス領域１６２の半径Ｒ７は、クリアランス領域１６１の半径Ｒ６より大きくなるような形状に設定される。特に、クリアランス領域１６２の半径Ｒ７を層間厚さＴ０に応じて設定することで、試行錯誤を繰り返すことなく、伝送エネルギー漏洩を抑制することが可能になる。また、本実施の形態のように、クリアランス領域１６１，１６２を差動方式の信号配線１２が多層にわたって接続される前後のＧＮＤパターン１３に対し対称的に設定することで、概ね全方向の層間に対して発生する不要伝搬モードを抑制する効果を得られる。

図１８〜２０は、図１３に示した第２の配線層の第１〜３の変形例を示す図である。いずれの変形例においても、信号配線１２、ＧＮＤパターン１３、導電性ビア１４の配置は図１２〜１７に示したものと同様である。

図１８〜２０は、いずれの変形例においても、差動方式の信号配線１２の対称線（線Ａ−Ａ’）を境に対称的な構造を形成する。また、信号配線１２のそれぞれの導電性ビア１４の中心をＱ，Ｒとする。図１８，１９は、それぞれの導電性ビア１４に対し、∠ＤＱＤ’＝∠ＤＲＤ’＝ψによって決定される各領域確定線Ｄ−Ｑ−Ｄ’，Ｄ−Ｒ−Ｄ’でそれぞれ区切られたクリアランス１６に関して、信号配線１２を含む領域をクリアランス領域１６１、信号配線１２を含まない領域をクリアランス領域１６２とする。角ψは任意の値である。また、いずれの変形例においてもＧＮＤビア１５を配置する場合は、クリアランス領域１６１，１６２の形状に従って設定する必要がある（図２０参照）。図１８，１９ではＧＮＤビア１５を配置していない場合の例として示す。

図１８の第１の変形例は、２つの導電性ビア１４が１つのクリアランス１６によってＧＮＤパターン１３と絶縁されている場合において、角ψによって決定される各領域確定線Ｄ−Ｑ−Ｄ’，Ｄ−Ｒ−Ｄ’によってクリアランス１６が区切られている場合を示した一例である。
信号配線１２が形成されている側のクリアランス領域１６１は、導電性ビア１４を中心とした半径Ｒ６の長円の内部領域であり、領域確定線Ｄ−Ｑ−Ｄ’，Ｄ−Ｒ−Ｄ’に対して図１８の内側の領域で構成された領域である。したがって、信号配線１２が形成されていない側のクリアランス領域１６２は、導電性ビア１４を中心とする半径Ｒ７の同心円の内部領域のうち、領域確定線Ｄ−Ｑ−Ｄ’，Ｄ−Ｒ−Ｄ’に対して図１８の外側の領域で構成される。この変形例による不要伝搬の抑制効果は、クリアランス領域１６２の半径Ｒ７が及ぶ範囲に適用される。したがって、この変形例の場合は、角ψが及ぶ方向に対する導電性ビア１４とＧＮＤパターン１３の電気的結合が抑制され、同方向への不要伝搬が抑制される効果が得られる。

図１９の第２の変形例は、２つの導電性ビア１４が２つのクリアランス１６によってＧＮＤパターン１３と絶縁されている場合において、角ψによって決定される各領域確定線Ｄ−Ｑ−Ｄ’，Ｄ−Ｒ−Ｄ’によって各クリアランス１６が区切られている場合を示した一例である。
信号配線１２が形成されている側のクリアランス領域１６１は、図２のシングルエンド方式の場合のように、それぞれの導電性ビア１４を中心として半径Ｒ６の同心円の内部領域であり、領域確定線Ｄ−Ｑ−Ｄ’，Ｄ−Ｒ−Ｄ’に対して図１９の内側の領域で構成された領域である。したがって、信号配線１２が形成されていない側のクリアランス領域１６２は、それぞれの導電性ビア１４を中心とする半径Ｒ７の同心円の内部領域のうち、領域確定線Ｄ−Ｑ−Ｄ’，Ｄ−Ｒ−Ｄ’に対して図１９の外側の領域で構成される。この変形例による不要伝搬の抑制効果は、クリアランス領域１６２の半径Ｒ７が及ぶ範囲に適用される。したがって、この変形例の場合は、角ψが及ぶ方向に対する導電性ビア１４とＧＮＤパターン１３の電気的結合が抑制され、同方向への不要伝搬が抑制される効果が得られる。

図２０の第３の変形例は、図２のシングルエンド方式の場合に用いるクリアランス領域１６１，１６２を、差動方式の信号配線１２に接続されたそれぞれの導電性ビア１４に適用した場合を示している。ここでは、導電性ビア１４において、隣り合っている配線間は十分に距離を取っており、お互いの電気的な結合はなく、それぞれの層切替えはシングルエンド方式で行うものとしている。したがって、差動方式の信号配線１２の対称線（線Ａ−Ａ’）に対して、それぞれの導電性ビア１４におけるクリアランス１６はシングルエンド方式として対称的に形成される。
信号配線１２が形成されている側のクリアランス領域１６１は、領域確定線Ｃ−Ｑ−Ｃ’，Ｃ−Ｒ−Ｃ’によって決定され、図２の場合と同じく、導電性ビア１４を中心とした半径Ｒ０の同心円の内部領域である。したがって、信号配線１２が形成されていない側のクリアランス領域１６２は、導電性ビア１４を中心とする半径Ｒ３の同心円の内部領域のうち、領域確定線Ｃ−Ｑ−Ｃ’，Ｃ−Ｒ−Ｃ’に対してクリアランス領域１６１以外の領域で構成される。この変形例による不要伝搬の抑制効果は、クリアランス領域１６２の半径Ｒ３が及ぶ範囲に適用される。したがって、この変形例の場合は、角θが及ぶ方向に対する導電性ビア１４とＧＮＤパターン１３の電気的結合が抑制され、同方向への不要伝搬が抑制される効果が得られる。以上より、この変形例に関しては、角θ＝１８０°とした実施例であるといえる。

次に、本発明の具体的な実施例について説明する。この具体例において、多層回路基板１は、２つのＧＮＤパターン１３の両側に信号配線１２を形成し、ＧＮＤパターン１３間に比誘電率４．７のＦＲ−４誘電体が構成されているものとする。なお、純粋な伝送エネルギー漏洩量を計算するために、誘電損及び導体損はいずれも無視して検討を行った。以下、図１２〜１８を参照しながら、多層回路基板１の具体例を説明する。

図１７に示す第１，３の誘電体基板１１ａ，１１ｃの厚さＴ２は１６４μｍであり、第２の誘電体基板１１ｂの厚さＴ０は８００μｍである。各配線層のＧＮＤパターン１３の厚さＴ１は１８μｍである。第１の配線層の信号配線１２の導体幅Ｗは２２０μｍである。導電性ビア１４の半径Ｒ２は１００μｍである。ＧＮＤビア１５は導電性ビア１４の周囲に２箇所配置し、領域確定線Ｂ−Ｂ’上に位置している。ＧＮＤビア１５の半径Ｒ５は１００μｍとする。

図１８を参考に、第１の配線層の信号配線１２が形成されている側のＧＮＤパターン１３に形成されたクリアランス領域１６１は、各領域確定線Ｄ−Ｑ−Ｄ’，Ｄ−Ｒ−Ｄ’に対して導電性ビア１４を中心とする半径Ｒ６の長円の内部領域で構成させる。角ψは９０°として設定し、領域確定線Ｄ−Ｑ，Ｄ−Ｒは線Ｂ−Ｂ’と一致させた。ここでは、Ｒ２（１００μｍ）＜Ｒ６として条件が設定されるため、クリアランス領域１６１は、半径５００μｍの長円として構成している。

一方、第１の配線層の信号配線１２が形成されていない側のＧＮＤパターン１３に形成されたクリアランス領域１６２は、各領域確定線Ｄ−Ｑ−Ｄ’，Ｄ−Ｒ−Ｄ’に対して導電性ビア１４を中心とする半径Ｒ７の同心円の内部領域で構成されている。ここでは、ＧＮＤパターン１３間の間隔、すなわち第２の誘電体基板１１ｂの厚さＴ０が８００μｍであるため、半径Ｒ７はそれよりも大きくなるように設定する。特に、導電性ビア１４の半径Ｒ２＝１００μｍであることに注意して、Ｒ７＝１２００μｍとして設定した。

図２１は、実施の形態３に係る多層回路基板１の具体例の特性と、従来の多層回路基板１の特性を比較する図である。図２１において、横軸は高周波信号の周波数（ＧＨｚ）であり、縦軸は信号配線１２の信号入出力端における伝送特性を示す「合計出力電力／入力電力（＝｜Ｓ１１｜^２＋｜Ｓ２１｜^２）」である。図２１では、太線で示す特性（ＤＡＴＡ３）が本発明に係る多層回路基板１の具体例の特性を示し、細線で示す特性（ＤＡＴＡ４）が従来の多層回路基板１の特性を示している。

本来、伝送特性を示す合計出力電力／入力電力が１になることが理想的であり、伝送エネルギー損失がない状態である。しかしながら、図２１から明らかなように、従来例の場合には、伝送特性が４０ＧＨｚ〜６０ＧＨｚで大きく落ち込んでいる。この原因は、シングルエンド方式の実施の形態１の場合と同様に、第２の誘電体基板１１ｂの厚さＴ０を挟む各ＧＮＤパターン１３を平行平板とした伝搬モードが発生しているからである。
一方で、本発明に係る多層回路基板１の場合には、クリアランス領域１６２の半径Ｒ７により上記の平行平板モードの発生が抑制され、４０ＧＨｚ〜６０ＧＨｚの伝送特性の落ち込みを大幅に改善していることがわかる。

以上のように、この実施の形態３によれば、ＧＮＤ層に、隣接する配線層の信号配線１２が形成されている側の領域に設けたクリアランス領域１６１と、隣接する配線層の信号配線１２が形成されていない側の領域に設けたクリアランス領域１６２とからなるクリアランス１６を設け、差動方式の信号配線１２の対称線を境にして、クリアランス領域１６２における導電性ビア１４の中心からＧＮＤパターン１３までの距離が、クリアランス領域１６１における導電性ビア１４の中心からＧＮＤパターン１３までの距離よりも大きくなるように構成したので、接続線路によって信号が多層にわたって切替えされるときに生じるＧＮＤ層間への不要な平行平板モードを差動方式においても抑制することが可能になる。加えて、従来構成として考えられる、複数のＧＮＤビアをクリアランス領域の周囲に配置する手法をとる必要もないため、基板の実装効率を上げることができ、従来の低コストの材料と製造方法が適用可能であるため、生産コストの上昇を抑えることが可能である。

実施の形態４．
以下では、図１１で示した積層された多層回路基板１の一部である２Ｎ＋１層の誘電体基板１１に形成された配線層を例に採って、実施の形態４の多層回路基板１について説明する。以下では、実施の形態２で用いた図１１を、差動方式の信号配線１２が第１層から第２Ｎ＋１層まで接続される構成を例示しているものとして考える。

実施の形態４では、差動方式の信号配線１２が導電性ビア１４によって多層にわたり接続される構成において、クリアランス領域１６１，１６２を多層にわたり複数形成する。ここでは、第１の配線層を第１層とすると、各層は、第１層，第２Ｎ＋１層は配線層とし、第２ｎ層（ｎ＝１，２，３，４，・・・，Ｎ）はＧＮＤ層とし、第２ｎ−１層（ｎ＝２，３，４，・・・，Ｎ）は誘電体層として設定する。その他の構成は実施の形態３と同様である。

ＧＮＤ層間への伝送エネルギー漏洩は、信号配線１２が形成される配線層の直下のＧＮＤ層間（第２層−第４層間、第２Ｎ−２層−第２Ｎ層間）だけに発生するものではなく、当然その間に在るＧＮＤ層間にも発生する。この場合、該当する層においてもクリアランス領域１６１，１６２を設定することで、不要伝搬を抑制する効果を得ることが可能である。

図１２〜１７で示された実施の形態３では、本発明に係るクリアランス領域１６１，１６２を形成するＧＮＤ層が信号配線１２に隣接する層にあたるため、領域確定線を基準に信号配線１２が形成されていない側と形成されている側でクリアランス領域１６１，１６２の形成を確定可能であった。しかしながら、信号配線１２に隣接する層以外のＧＮＤ層に関しては、信号配線１２がＧＮＤビア１５に接続され各々のＧＮＤ層に対して垂直に貫通するのみであるため、領域確定線は定義されないことになる。

そこで、実施の形態２の場合と同様に、図１１より、クリアランス領域１６１，１６２を多層にわたって複数形成する場合、信号配線１２に隣接する層にあたるＧＮＤ層（第２層及び第２Ｎ層）に形成されたクリアランス領域１６１，１６２を基準に、その間のＧＮＤ層のクリアランス領域１６１，１６２の形成を確定する。図１１は、第２層に形成されたクリアランス領域１６１，１６２を基準にして、各々のＧＮＤ層に対してクリアランス領域１６１，１６２を導電性ビア１４の中心を軸に点対称に配置した１例である。この実施の形態のクリアランス領域１６１，１６２から、複数のＧＮＤ層間にわたって実施の形態３と同様の効果が得られる。

なお、本願発明はその発明の範囲内において、各実施の形態の自由な組み合わせ、あるいは各実施の形態の任意の構成要素の変形、もしくは各実施の形態において任意の構成要素の省略が可能である。

１ 多層配線基板、１１ 誘電体基板、１２ 信号配線、１３ ＧＮＤパターン、１４ 導電性ビア、１５ 導電性ビア（ＧＮＤビア）、１６ クリアランス、１４１，１５１ パッド部分、１６１〜１６３ クリアランス領域。

Claims (8)

1. 信号配線が形成された配線層、及び当該配線層間に複数設けられ、接地導体が形成されたＧＮＤ層により構成された多層回路基板において、
   前記ＧＮＤ層に対して貫通して設けられ、異なる前記配線層に形成された前記信号配線同士を接続する接続線路と、
   前記ＧＮＤ層に設けられ、前記接地導体と前記接続線路とを絶縁するクリアランスとを備え、
   前記クリアランスは、
   隣接する前記配線層の信号配線が形成されている側の領域に設けられた第１のクリアランス領域と、
   隣接する前記配線層の信号配線が形成されていない側の領域に設けられ、前記第１のクリアランス領域と異なる面積の第２のクリアランス領域とを備え、
   前記第１および第２のクリアランス領域は、前記接続線路を中心とした扇状に形成され、
   前記第２のクリアランス領域の半径は、自身が設けられた前記ＧＮＤ層と隣接する前記ＧＮＤ層との間隔より大きい
   ことを特徴とする多層回路基板。
   
2. 前記第２のクリアランス領域は、前記第１のクリアランス領域よりも面積が大きい
   ことを特徴とする請求項１記載の多層回路基板。
3. 隣接する前記ＧＮＤ層に設けられた前記各クリアランスの位置関係は、前記接続線路を中心に点対称である
   ことを特徴とする請求項１記載の多層回路基板。
4. 前記信号配線は、同一の前記配線層に２本設けられて差動信号配線を構成し、
   異なる前記配線層に形成された前記差動信号配線は、前記接続線路によって同一の前記クリアランスを介して接続された
   ことを特徴とする請求項１記載の多層回路基板。
5. 差動信号配線を構成する２本の信号配線が対称に形成された配線層、及び当該配線層間に複数設けられ、接地導体が形成されたＧＮＤ層により構成された多層回路基板において、
   前記ＧＮＤ層に対して貫通して設けられ、異なる前記配線層に形成された前記差動信号配線同士を接続する接続線路と、
   前記ＧＮＤ層に設けられ、前記接地導体と前記接続線路とを絶縁するクリアランスとを備え、
   前記クリアランスは、
   隣接する前記配線層の信号配線が形成されている側の領域に設けられた第１のクリアランス領域と、
   隣接する前記配線層の信号配線が形成されていない側の領域に設けられた第２のクリアランス領域とを備え、
   前記差動信号配線の対称線を境にして、前記第２のクリアランス領域における前記接続線路の中心から前記接地導体までの距離が、前記第１のクリアランス領域における前記接続線路の中心から前記接地導体までの距離よりも大きく、
   前記第２のクリアランス領域は、前記接続線路を中心とした扇状に形成され、
   前記第２のクリアランス領域の半径は、自身が設けられた前記ＧＮＤ層と隣接する前記ＧＮＤ層との間隔より大きい
   ことを特徴とする多層回路基板。
6. 前記クリアランスは、前記差動信号配線の対称線を境に対称に構成された
   ことを特徴とする請求項５記載の多層回路基板。
7. 前記クリアランスは、前記差動信号配線を構成する２本の信号配線に対応して２つに分割して設けられた
   ことを特徴とする請求項５記載の多層回路基板。
8. 隣接する前記ＧＮＤ層に設けられた前記各クリアランスの位置関係は、前記接続線路を中心に点対称である
   ことを特徴とする請求項５記載の多層回路基板。

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