JP6285805B2 - ベクトル光変調器および光送信器 - Google Patents

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Description

本発明は、ベクトル光変調器および光送信器に関する。
近年、長距離光伝送において、40Gb/sや100Gb/sといった高いビットレートでの伝送へのニーズが高まっている。しかし、一般に、高速化のため変調シンボルレートを高くすると、分散耐性が急激に劣化するため伝送距離が縮小してしまうという問題がある。また、信号スペクトルの広がりも大きくなるため、波長分割多重(Wavelength Division Multiplexing:WDM)伝送におけるフィルタの帯域やチャネル間隔を大きくとらなければならないという問題もある。そこで、シンボルレートを上げずにビットレートを大きくする多値化技術及び多重化技術の必要性が高まっている。
多値化技術の1つとして、光の信号空間ダイアグラム上で格子状に信号点を配置する直交振幅変調(Quadrature Amplitude Modulation:QAM)方式が注目を集めている。非特許文献1では、64値のQAM変調(64QAM)を用いた光伝送が報告されている。データレート6Gb/sに対し、シンボルレートは1Gbaudとなるため、信号スペクトル幅が2GHzと小さく、高いスペクトル利用効率(3bit/s/Hz)を実現している。
また、非特許文献2では、16値のQAM変調(16QAM)及び直交偏波多重を用いた112Gb/s×10チャネルのWDM伝送が報告されている。16QAM及び直交偏波多重により、シンボルレートは14Gbaudとなるため、波長チャネル間隔わずか25GHzの狭チャネル間隔伝送を成功させている。このように、多値変調を用いた光伝送実験については近年多数報告されているが、非特許文献1及び2等に示される多くの例においては、多値の電気信号を用いて光変調器を駆動することで多値の光信号を生成している。
しかしながら、高速な多値電気信号の生成は一般に困難であり、100Gb/s級の高速な光伝送を行うにあたっては、2値の電気信号で光変調器を駆動し、多値の光信号を生成することが望ましい。この問題を解決するため、非特許文献3では、2値の電気信号で駆動し、光のベクトル合成により16QAM信号を生成する光変調器が報告されている。
非特許文献3に記載の光変調器では、2並列の4値位相シフトキーイング(Quadrature Phase-Shift Keying:QPSK)変調器を一対のY字型(対称)カプラで接続している。QPSK変調器としては、一般に良く知られた構成、すなわちメインマッハツェンダ干渉計の各アームにサブマッハツェンダ干渉計が埋め込まれたネスト型構造を用いており、2値電気信号で各サブマッハツェンダ干渉計を駆動することにより、QPSK信号を生成している。各QPSK変調器からの出力QPSK信号のうち、一方を6dB減衰して電場振幅比を2:1とした後、両者を合波することにより、ベクトル加算により16QAM信号を生成している。6dBの減衰は、実際には一方のQPSK変調器を他方の1/2の電圧振幅で駆動することで得ている。以上の方法により、12.5Gb/sの2値電気信号4系統による駆動で50Gb/sの16QAM光信号の生成を実現している。
また、非特許文献4には、非特許文献1に示される構成と同様の構成において、6dB減衰を用いる代わりに出力側カプラとして非対称カプラを用いる構成が示されている。非対称カプラの光強度分岐比は4:1(80%:20%)である。これにより、2系統のQPSK信号が電場振幅比2:1で合波され、ベクトル加算により16QAM信号を生成することができる。
しかしながら、2値の電気信号で光変調器を駆動して多値の光信号を生成する上記多値変調器ではいずれも、QPSK変調器の損失(変調原理損失を含む)以外に、ベクトル合成に伴う原理過剰損失を生じるという問題があった。そのため、ベクトル変調を行うことにより多値化信号を送信する変調器においては、変調原理損失や原理過剰損失の影響を避けることができない。したがって、その損失分、送信信号のパワーが大幅に低下することになる。ベクトル変調を行う変調器におけるこれら変調原理損失や原理過剰損失は、信号光パワーの低下をもたらし、伝送信号の信号対雑音比SNRを劣化させる。その理由は、光通信において避けることができないショットノイズが信号光パワーに反比例して増大してしまうためである。
逆に言えば、変調器での損失による信号パワー低下によるSNRの低下を避けるには、伝送信号パワーを増大さればよい。したがって、高出力なCW光源を用いるか、あるいは光増幅器で増幅した光を変調する構成によりSNRの劣化を防ぐことができる。しかし、サイズ及びコストの問題から半導体レーザ光源の高出力化には限界があるため、光源からの光を光増幅器により増幅した後、ベクトル変調を施す構成により伝送信号のSNRを高める方法が考えられる。
J. Hongo, K. Kasai, M. Yoshida, and M. Nakazawa, "1-Gsymbol/s 64-QAM Coherent Optical Transmission Over 150 km," IEEE Photon. Technol. Lett., 2007年, Vol.19, No 9, pp. 638-640 Peter J. Winzer and Alan H. Gnauck, "112-Gb/s Polarization-Multiplexed 16-QAM on a 25-GHz WDM Grid," Proc. of ECOC2008, 2008年, Vol.7, pp.33-34, paper Th.3.E.5 T. Sakamoto, A. Chiba and T. Kawanishi, "50-Gb/s 16 QAM by a quad-parallel Mach-Zehnder modulator," Proc. of ECOC2007, 2007年, PDS 2.8 Elza Ip and Joseph M. Kahn, "Carrier Synchronization for 3- and 4-bit-per-Symbol Optical Transmission," Journal of Lightwave Technology, 2005年, Vol.23, No.12, pp. 4110-4124 Y. Nishida, H. Miyazawa, M. Asobe, O. Tadanaga, and H Suzuki, "Direct-bonded QPM-LN ridge waveguide with high damage resistance at room temperature," Electronics Letters, 2003年 Vol.39, No.7, pp.609-611 T. Umeki, O. Tadanaga, and M. Asobe, "Highly efficient wavelength converter using direct-bonded PPZnLN ridge waveguide," IEEE J. Quantum Electron., 2010年, Vol.46, No.8, pp.1003-1008 M. Asobe, T. Umeki, and O. Tadanaga," Phase sensitive amplification with noise figure below the 3 dB quantum limit using CW pumped PPLN waveguide," Optics Express, 2012年, Vol.20, No.12, pp.13164-13172
しかしながら、光増幅器を用いる構成では、以下のような問題が存在する。現在、高速なベクトル光変調器はTi拡散LiNbO3(LN)導波路により実現されているが、このTi拡散LN導波路はフォトリフラクティブ効果が比較的大きい。このフォトリフラクティブ効果に起因する低い光損傷耐性のため、強い光の入力によりLNの屈折率が変化してしまい導波路構造が壊れ、変調器が機能しなくなる問題がある。したがって、光増幅器により高出力化された光を入力することができずSNRを向上することができない。
このような理由から従来の技術では、図1に示すような構成が用いられた。図1は、従来のTi拡散LN導波路を用いた光送信器を例示する。図1には、CW光源11と、Ti拡散LN導波路を含むネスト型のベクトル光変調器12と、エルビウム添加光ファイバ増幅器(EDFA)13とを備えた従来の光送信器が示されている。ベクトル光変調器12は、Ti拡散LN導波路に複数の位相シフタ1が設けられており、2つのQPSK変調回路121を含む。2つのQPSK変調回路121は、それぞれ2つのサブマッハツェンダ干渉計122を含む。
図1に示す光送信器では、CW光源11からの光をQAM変調器等のベクトル光変調器12で多値変調を施した後、EDFA13により光増幅して送信パワーを増大させることによりSNRの向上を図り、長距離伝送を実現している。
図1に示されるような、EDFA13を用いてベクトル光変調器12での損失を補償する構成によると、EDFAを用いない構成に比べてSNRの向上を図ることができる。しかし、図1に示されるようにベクトル光変調器12の後段にEDFA13を配置する構成は、ベクトル光変調器12において低下する光パワーが大きいため、ベクトル光変調器12の前段にEDFAを配置する構成に比べてSNR向上の効果が希薄する。これを以下で説明する。
まず、EDFAのような光増幅器の前段又は後段に、ベクトル光変調器などの損失媒体が存在する場合、光送信器全体での雑音指数fa、fbはそれぞれ以下の(式1)、(式2)で表される。
Figure 0006285805
ここで、faは光増幅器が損失媒体の後段に存在する場合の光送信器全体の雑音指数(NF)、fbは光増幅器が損失媒体の前段に存在する場合の光送信器全体の雑音指数(NF)、αPMは損失媒体の透過率、lPMは損失媒体の損失、fampは光増幅器のNFである。
(式2)で示されるような光増幅器を損失媒体の前段に配置した構成の場合、増幅利得gがある程度大きくなると、出力側損失に起因するNFの影響を無視することができる。それに対して、(式1)に示されるように、デシベル表示において入力側損失はNFの劣化に直結する。そのため、光増幅器を損失媒体の前段に配置する構成をとることが望ましい。
また、光増幅器としてEDFAを用いる場合、ベクトル光変調器ではEDFAで付加される自然放出光(ASE)による雑音の影響を大きく受け、このASEに起因する雑音によりNFが劣化する。一般的なEDFAでは、5〜6dB程度のNFの劣化が生じる。
このような理由から、従来の多値信号用光送信器では、ベクトル光変調器での損失とEDFAのNFにより、SNRが約13dBも劣化していた。さらに、ベクトル光変調器とEDFAの間の接続損失も大きく、さらにSNRを低下させていた。そのため、この入力側損失に起因するNF劣化を回避するため、EDFAの後段に配置可能な変調器やEDFAに比べてNF特性が良好な光増幅器が強く望まれていた。
これまで説明した光損傷耐性に乏しいTi拡散LN導波路に対して、近年、直接接合法と呼ばれる方法により作製したLN導波路の非線形光学効果を用いた波長変換技術や低雑音光増幅技術が報告されている。直接接合法は、ZnOやMgOをドープした光損傷耐性の高いLN結晶(それぞれZnLN、MgLN)基板を他の基板と直接接合・アニールすることにより接合し、ZnLNやMgLNを導波路のコア層に用いることにより光損傷耐性を向上させ、高パワーの光を入射することを可能とする技術である。
この直接接合LN導波路に関する技術を鋭意精査した結果、発明者らはこれをベクトル光変調器および光増幅器に使用すれば前述の課題が解決可能であることに気付いた。すなわち、直接接合LN導波路を用いたベクトル光変調器を用いることにより光増幅器の後段に変調器が配置可能であり、さらにベクトル光変調器と光増幅器、すなわち低雑音な位相感応増幅器(パラメトリック増幅器)を同一直接接合LN基板上に形成することにより原理的に接続損失の存在しない多値信号用光送信器が実現可能である結論に至った。
そこで、本発明の目的は、直接接合導波路により構成されたベクトル光変調器を実現し、当該ベクトル光変調器と位相感応増幅器とを同一基板上に集積することにより、高いSNRを有する多値信号用の光送信器を実現することにある。
上記課題を解決するために、請求項1に記載の光送信器は、CW光源と、前記CW光源から出力された信号光を増幅する光増幅器と、複数の位相シフタを有するマッハツェンダ型光変調器を備えたベクトル光変調器であって、前記マッハツェンダ型光変調器の光導波路は、導波路コア部分となる第1の基板と、前記第1の基板よりも屈折率が低い導波路クラッド部分となる第2の基板とを直接接合法により接合することにより作製された直接接合基板上に設けられた直接接合光導波路であり、前記第1の基板及び前記第2の基板は、強誘電体材料を少なくとも含む、前記光増幅器に接続されたベクトル光変調器と、を備え、前記ベクトル光変調器は、前記光増幅器の後段に配置されており、前記ベクトル光変調器は、前記直接接合基板上に集積された、前記光増幅器から出力された光による第2高調波発生により励起光を出力する第2高調波発生部と、前記CW光源から出力された前記信号光のベクトル変調をそれぞれ行う第1及び第2のサブマッハツェンダ干渉計と、前記第1及び第2のサブマッハツェンダ干渉計の後段に設けられ、前記第1及び第2のサブマッハツェンダ干渉計からそれぞれ出力された光と前記第2高調波発生部から出力された前記励起光との縮退パラメトリック増幅を行う縮退パラメトリック増幅部と、を含むことを特徴とする。
請求項2に記載の光送信器は、請求項1に記載の光送信器であって、前記第1の基板が少なくとも含む強誘電体材料は、LiNbO3結晶であることを特徴とする。
請求項3に記載の光送信器は、請求項1に記載の光送信器であって、前記第1の基板は、ZnOをドープしたLiNbO3結晶基板であり、前記第2の基板は、LT、SiO2又は水晶で構成された基板であることを特徴とする。
請求項に記載の光送信器は、請求項1乃至3のいずれかに記載の光送信器であって、前記ベクトル光変調器は、前記第2高調波発生部から出力された前記励起光の位相を前記信号光の位相と同期するためのディザリング用位相変調器をさらに含み、前記ディザリング用位相変調器は、前記直接接合基板上に集積されていることを特徴とする。
本発明によると、従来の光損傷耐性に乏しいTi拡散LN導波路ではなく、ZnOやMgO等をドープした光損傷耐性の高い強誘電体材料を含む結晶基板と他の基板とを直接接合法により接合することにより直接接合導波路を作成して導波路のコア層に用いることにより光損傷耐性を向上させることができる。
従来のTi拡散LN導波路を用いた光送信器を例示する図である。 本発明の実施例1に係る光送信器を示す図である。 本発明に係るサブマッハツェンダ干渉計を説明する図である。 本発明の実施例2に係る光送信器を示す図である。 本発明の実施例3に係る光送信器を示す図である。 本発明の実施例4に係る光送信器を示す図である。 本発明の実施例5に係る光送信器を示す図である。
以下に示す本発明の実施例において、多値変調器の高速位相シフタおよび位相感応増幅器を構成する強誘電体材料としてLNを用いる。LNは電気光学(Electro-Optic:EO)効果の一種であるポッケルス効果を有し、電界印加による高速な屈折率変調が可能であるため、光変調器の材料として充分な実用導入実績があること、および大きな非線形光学定数を有しており、高利得なパラメトリック増幅が実現可能な材料として使用されている。さらに、以下に示す本発明の実施例においては、屈折率が高いコア基板と屈折率の低いクラッド基板を直接接合法により接合し、ドライエッチング技術によりチャネル型の光導波路(直接接合導波路)を用いる。
(実施例1)
図2に、本発明の実施例1に係る光送信器を示す。図2には、半導体レーザによるCW光源110と、EDFA120と、16QAMのベクトル光変調器130とを備えた光送信器が示されている。ベクトル光変調器130は、基板上に設けられた、2並列の第1及び第2のQPSK変調器131及び132と、入出力導波路にそれぞれ接続された入力側Y字型対称カプラ3及び出力側Y字型対称カプラ4と、第1及び第2のQPSK変調器131及び132と出力側Y字型対称カプラ4との間にそれぞれ設けられた位相シフタとを含む。第1及び第2のQPSK変調器131及び132は、入力側Y字型対称カプラ3及び出力側Y字型対称カプラ4の間に設けられて接続されており、それぞれ2つのサブマッハツェンダ干渉計133を含む。サブマッハツェンダ干渉計133は、各アーム導波路に位相シフタ1が設けられている。
実施例1に係る光送信器では、第1及び第2のQPSK変調器131及び132からそれぞれ出力されたQPSK信号のうち、第2のQPSK変調器132から出力されたQPSK信号を6dB減衰させ、電場振幅比を2:1とした。その後、Y字型対称カプラ4で両者を合波して、ベクトル加算により16QAM信号を生成している。6dBの減衰は、実際には、第2のQPSK変調器132を第1のQPSK変調器131の1/2の電圧振幅で駆動することで得ている。以上の方法により、12.5Gb/sの2値電気信号4系統による駆動で50Gb/sの16QAM光信号の生成を実現している。
ベクトル光変調器130は、以下の手法により作製した。まず、ZnOをドープした大きさ3インチのzカットLN(以下ZnLNと呼ぶ)基板と、ZnLN基板よりも屈折率の低いMgOをドープした大きさ3インチのzカットLN(以下MgLNと呼ぶ)基板とを、ウェハ表面に吸着している水酸基の分子間力を利用して直接張り合わせた後、アニール処理を行い接合界面に酸素結合を形成させて、ZnLN基板とMgLN基板とを接合する。その後、導波路コアに用いるZnLN基板を所望のコア厚まで研削、研磨を行い、スラブ型の導波路を作製する。そして、コア層上にフォトリソグラフィー技術により導波路パターンを有するエッチングマスクを形成する。さらに、エッチングマスクが形成されたコア面に対してCF系およびArガスを用いたドライエッチングによって、リッジ型チャネル光導波路を作製した。その後、リッジが形成された面に光学バッファー層となるSiO2膜をECRプラズマCVD法により形成した。次に、変調電極形成のため、フォトリソグラフィーにより光学バッファー層上の変調電極を形成する箇所以外の箇所にフォトレジストを形成した。その後、光学バッファー層上のフォトレジストが形成されていない箇所に、電極材料である金をメッキ法により30μmの厚さで成膜し、不要なレジストを除去することにより変調電極を形成した。
図3に、サブマッハツェンダ干渉計133の構成を示す。図3(a)はサブマッハツェンダ干渉計133の上面図を示し、図3(b)はサブマッハツェンダ干渉計133の断面図を示す。図3(a)には、MgLN基板301と、2つのアーム導波路3021及び3022を有するZnLNで構成された直接接合LN導波路302と、SiO2バッファー層303と、接地導体305及び中心導体306で構成されるCPW電極304とを含むサブマッハツェンダ干渉計133が示されている。また、図3(b)に示されるように、MgLN基板301及び直接接合LN導波路302上にSiO2バッファー層303が積層され、アーム導波路3022上にSiO2バッファー層303を介して中心導体306が設けられ、アーム導波路3021上にSiO2バッファー層303を介して接地導体305が設けられ、中心導体306を挟んでアーム導波路3021と反対側にも接地導体305が設けられている。
図3に示すように、CPW電極304の周囲に光学バッファー層であるSiO2バッファー層303を配置し、CPW電極304を伝搬する高周波信号の実効的な誘電率を下げ、光の屈折率に近づけることにより速度整合を図り、高周波信号電圧を効率よく位相変化に変換するコプレーナ電極構造としている。
図3に示すサブマッハツェンダ干渉計133では、導波路コアにzカットLN基板を用いているため、光学軸c軸に平行な偏光を入射することによりLN結晶の非線形定数d33およびEO定数r33を同時に利用可能である。また、図3に示すサブマッハツェンダ干渉計133によると、マッハツェンダ干渉計の2つのアーム導波路3021及び3022での位相シフト量の大きさが同じでかつ変化量の正負を常に逆とすることができる。そのため、プッシュプル動作が可能であることから、半波長駆動電圧Vπを大きく低減できた。
次に、図3に示すサブマッハツェンダ干渉計133において、入力パワーに対する導波路の損失を評価した結果を説明する。評価の結果、波長1.55μmで入力パワーが5ワットの光入力においても、導波構造が破壊されず、損失は概ね8.5dB前後と変化がないことを確認し、安定した導波特性を確認した。
上述の通り、本実施例に用いたベクトル光変調器は、入力光パワーに対して損失特性は安定しているものの、損失自体はTi拡散LN導波路と同様、8dB以上と比較的大きい。そこで、ベクトル光変調器の入力側にEDFAを配置して損失を補償しつつ、SNRの高い多値光信号の送信器を構成し、その特性を調べた。
図2に示した光送信器において、CW光源110からの波長1.55μm、出力パワー0dBmの連続光を、利得20dB、NFが5.5dBのEDFA120を用いて増幅した後、ベクトル光変調器130により16QAM多値信号を生成した。ベクトル光変調器130が高い入力パワー耐性を有することにより、EDFAを前段に配置することが可能となった。それにより、従来のTi拡散LN導波路を用いたベクトル光変調器を用いた光送信器と比べて、光送信器全体のNFが向上したため、結果として8dB以上のSNR向上を確認した。
(実施例2)
図4に、本発明の実施例2に係る光送信器を示す。図4には、CW光源401と、第1の分波器402と、ディザリング用位相変調器403と、EDFA404と、ベクトル光変調器410と、光検出器405と、位相同期回路406と、PZTからなる光伸長器407と、ディザリング信号生成部408と、を備えた光送信器が示されている。ベクトル光変調器410は、基板411上に設けられた、励起光発生用の第2高調波発生(SHG)部412と、合波器413と、縮退パラメトリック増幅(DPA)部414と、第2の分波器415と、ベクトル光変調部416と、を含む。図4に示されるベクトル光変調部416では、例示として、図2に示すベクトル光変調器130と同様の構成を用いている。
本実施例2におけるベクトル光変調器410の構成は、実施例1に示されるベクトル光変調器に対して、直接接合により作製した基板411上のベクトル光変調部416の前段に、パラメトリック増幅用のSHG部412及び位相感応型光増幅器(PSA)を構成するDPA部414を集積している点で異なる。
ベクトル光変調器410は、EDFA404で増幅された光を入力してSHG部412における第2高調波発生により励起光を生成する。CW光源401から出力された信号光とSHG部412から出力された励起光は、合波器413において合波されてDPA部414に入力され、DPA部414でDPAがなされてベクトル光変調部416に出力される。ベクトル光変調部416では、DPA部414から出力された光のベクトル変調が行われる。
以下、実施例2に係るベクトル光変調器410の作製方法について説明する。本実施例2においては、縮退パラメトリック増幅機能を実現するため、まずコアとなるZnLN基板上に、電界印加法によりSHG部412及びDPA部414用の周期分極反転領域を予め形成した。SHG部412及びDPA部414となる2つの周期分極反転領域では、入力波長1.55μmにおいて疑似位相整合(QPM)条件を満足するよう周期分極反転領域を最適化した。その後、この予め周期分極反転領域を2か所形成したZnLN基板を、実施例1と同様にMgLN基板と直接接合した後、直接接合基板の研削・研磨を行い、厚さ9μmのコア層を有するスラブ導波路を作製した。その後、SHG部412、DPA部414及びベクトル光変調部416用導波路パターンと、入力した信号光とSHG部412で発生した励起光とを合波してDPA部414に出力する導波路型の合波器413と、増幅信号モニター用導波路型分波器パターンを有するフォトマスクを用いたフォトリソグラフィー及び実施例1と同様のドライエッチングプロセスによりSHG部412、DPA部414、第2の分波器415及びベクトル光変調部416を直接接合基板上に集積した。ここで、合波器413および第2の分波器415は、マルチモード干渉型カップラ(MMI)を用いた。
実施例2に係る多値信号光送信器を実際に動作させるための、各光学部品を接続する光ファイバの伸び縮みによる光路長の変動による位相変動の影響を抑圧するために、本実施例2では、第2の分波器415を用いてDPA部414の出力信号を分岐して光検出器405で検出した後、位相同期回路406を介してPZTからなる光伸長器407およびディザリング用位相変調器403にフィードバックを行い、安定的な動作を実現している。
作製した実施例2に係る光送信器のSNRを評価するため、ベクトルシグナルアナライザを用いて送信信号のSNRを評価した。その結果、従来技術に比べてSNRが約11dB向上していることが分かった。
(実施例3)
図5に、本発明の実施例3に係る光送信器を示す。図5には、CW光源501と、第1の分波器502と、EDFA503と、ベクトル光変調器510と、光検出器504と、位相同期回路505と、PZTからなる光伸長器506と、ディザリング信号生成部507と、を備えた光送信器が示されている。ベクトル光変調器510は、基板511上に、励起光発生用のSHG部512と、ディザリング用位相変調器513と、合波器514と、DPA部515と、第2の分波器516と、ベクトル光変調部517と、が設けられて構成されている。図5に示されるベクトル光変調部517では、例示として、図2に示すベクトル光変調器130と同様の構成を用いている。
本実施例3に係るベクトル光変調器510は、信号光と励起光の位相を同期するためのPLL用のディザリング用位相変調器513を基板511上に集積している点で実施例2に係るベクトル光変調器410と異なる。
図4に示した実施例2に係る光送信器においては、市販のTi拡散LNからなるPLL用のディザリング用位相変調器403をEDFA404の後段に配置している。市販されているディザリング用位相変調器の多くがTi拡散LN導波路により作製されているため光損傷耐性に乏しい。そのため、実施例2では、EDFA404の前段にディザリング用位相変調器403を配置せざるを得なかった。実施例2の構成では、EDFA404の前段に比較的大きな損失が存在するため、励起光のSNRが劣化し、この励起光SNRの劣化がパラメトリック過程を経て増幅信号のSNRの劣化を招いていた。
そこで、本実施例3では、PLL用のディザリング用位相変調器513を基板511上にベクトル光変調部517の電極形成の際に同時に形成して集積することにより、励起光SNRの劣化を抑制することが可能としている。本実施例3に係る光送信器におけるSNRを評価するため、ベクトルシグナルアナライザを用いて本実施例3に係る光送信器の送信信号のSNRを評価した結果、励起光のSNRが向上し、実施例2に係る光送信器に比べてSNRが約1dB向上していることが分かった。
(実施例4)
図6に、本発明の実施例4に係る光送信器を示す。図6には、CW光源601と、第1の分波器602と、ディザリング用位相変調器603と、EDFA604と、ベクトル光変調器610と、光検出器605、位相同期回路606と、PZTからなる光伸長器607と、ディザリング信号生成部608と、を備えた光送信器が示されている。ベクトル光変調器610は、直接接合LN基板611上に、励起光発生用のSHG部612と、ベクトル光変調部620と、ベクトル光変調部620の出力を分波する第2の分波器613と、が設けられて構成されている。直接接合LN基板611上に設けられた光導波路は、直接接合LN導波路とした。
ベクトル光変調部620は、SHG部612からの出力を分岐する第3の分波器621と、第3の分波器621で分岐された一方の出力と第1のサブマッハツェンダ干渉計6261の出力とを合波する第1の合波器622と、第3の分波器621で分岐された他方の出力を遅延する第1の遅延回路623と、第1の遅延回路623の出力と第2のサブマッハツェンダ干渉計6262の出力とを合波する第2の合波器624と、ネスト型構造のメインマッハツェンダ干渉計の出力側のメインアーム導波路6271及び6272に設けられたDPA部625と、第1及び第2のサブマッハツェンダ干渉計6261及び6262と、メインアーム導波路6272の出力を遅延する第2の遅延回路628と、第3の合波器629と、を含む。第1及び第2のサブマッハツェンダ干渉計6261及び6262は、各アーム導波路に位相シフタ1を有する。
本実施例4では、実施例1乃至3の構成とは異なり、変調器の後段にPSAを集積している。また、実施例4においてベクトル光変調器としてQPSK変調器をこれまでと同様の方法で作製し、PSAと集積している。
PSAを動作させるための位相同期回路606及びSHG部612などは実施例2及び3と同様である。本実施例4で用いたPSAのNFは2dBであり、ベクトル光変調器の後段に配置しても、従来の光送信器や実施例1に係る光送信器に比べて非常に小さいため、SNRの向上を図ることができる。
本実施例4では、図6に示すように、第1及び第2のサブマッハツェンダ干渉計6261及び6262に信号光が入力され、第1及び第2のサブマッハツェンダ干渉計6261及び6262において信号光からI相信号とQ相信号をベクトル変調後、I相信号とQ相信号を合波する前の位置にDPA部625を配置し、それぞれを増幅した後、第3の合波器629でI相信号とQ相信号を合波する構成をとっている。
図6において、SHG部612により生成した励起光をI相信号及びQ相信号の増幅用にMMIで構成された第2の分岐部621で分岐し、DPA部625におけるメインアーム導波路6271及び6272の各出力をMMIで構成された第3の合波器629を介してそれぞれ信号光と合波してDPAを行っている。
なお、I相信号とQ相信号との間の位相差をπ/2に維持するため、第1の遅延回路623を設けた。本実施例4では、第1の遅延回路623として曲げ導波路を複数組み合わせた遅延用導波路を使用した。
作製した実施例4に係る光送信器のSNRを評価するため、ベクトルシグナルアナライザを用いて実施例4に係る光送信器の送信信号のSNRを評価した。その結果、PSAの低雑音性により、EDFAを後段の増幅器として用いる従来技術に比べてSNRが約3.5dB向上していることが分かった。
(実施例5)
図7に、本発明の実施例5に係る光送信器を示す。図7には、CW光源701と、第1の分波器702と、EDFA703と、ベクトル光変調器710と、光検出器704と、位相同期回路705と、PZTからなる光伸長器706と、ディザリング信号生成部707と、を備えた光送信器が示されている。ベクトル光変調器710は、直接接合LN基板711上に、励起光発生用のSHG部712と、ディザリング用位相変調器713と、ベクトル光変調部720と、ベクトル光変調部720の出力を分波する第2の分波器714と、が設けられて構成されている。直接接合LN基板711上に設けられた光導波路は、直接接合LN導波路とした。
ベクトル光変調部720は、SHG部712からの出力を分岐する第3の分波器721と、第3の分波器721で分岐された一方の出力と第1のサブマッハツェンダ干渉計7261の出力とを合波する第1の合波器722と、第3の分波器721で分岐された他方の出力を遅延する第1の遅延回路723と、第1の遅延回路723の出力と第2のサブマッハツェンダ干渉計7262の出力とを合波する第2の合波器724と、ネスト型構造のメインマッハツェンダ干渉計の出力側の両メインアーム導波路7271及び7272に設けられたDPA部725と、第1及び第2のサブマッハツェンダ干渉計7261及び7262と、メインアーム導波路7272の出力を遅延する第2の遅延回路728と、第3の合波器729と、を含む。第1及び第2のサブマッハツェンダ干渉計7261及び7262は、各アーム導波路に位相シフタ1を有する。
本実施例5では、QPSK変調器、PSAおよび合波・分波器を直接接合法により基板内に集積する点、並びに増幅器を後段に配置する構成は、実施例4と同様であるが、信号光と励起光の位相を同期するためのPLL用のディザリング用変調器713を直接接合LN基板711上に集積している点が異なる。
実施例4においては、PLL用ディザリングのために市販のTi拡散LN位相変調器をEDFAの入力側に配置していたが、市販されているPLL用のディザリング用位相変調器の多くがTi拡散LN導波路により作製されているため光損傷耐性に乏しい。そのため、実施例4では、EDFAの前段に配置せざるを得ず、EDFAの前段に比較的大きな損失が存在するため励起光のSNRが劣化し、この励起光SNRの劣化がパラメトリック過程を経て増幅信号のSNRの劣化を招いていた。
そこで、本実施例5では、PLL用のディザリング用変調器713を、直接接合LN基板711上でのベクトル光変調器の電極形成の際に同時に形成して集積することにより、励起光SNRの劣化を抑制することが可能となる。
本実施例5に係る光送信器のSNRを評価するため、ベクトルシグナルアナライザを用いて送信信号のSNRを評価した結果、励起光のSNRが向上し、EDFAを後段の増幅器として用いる従来技術に比べてSNRが約4.3dB向上していることが分かった。
上記では、直接接合基板を構成する強誘電体材料としてLNを例示したが、これに限定されない。また、上記では、導波路クラッド部分となる基板としてMgLN基板を用いた構成を例示したが、例えばLT(タンタル酸リチウム:LiTaO3)、SiO2又は水晶で構成された基板を用いてもよく、導波路コア材料としては、例えばLT、PLZT又はKTNを用いてもよく、これらのクラッド及びコア材料を適宜組み合わせることができる。
位相シフタ 1
Y字型対称カプラ 3、4
CW光源 11、110、401、501、601
ベクトル光変調器 12、130、410、510、610、710
QPSK変調回路 121、131、132
サブマッハツェンダ干渉計 122、133、6261、6262、7271、7272
EDFA 13、120、404、503、604、703
MgLN基板 301
直接接合LN導波路 302
アーム導波路 3021、3022
SiO2バッファー層 303
CPW電極 304
接地導体 305
中心導体 306
分波器 402、415、502、516、602、613、621、702、714、721
ディザリング用位相変調器 403、513、603、713
光検出器 405、504、605、704
位相同期回路 406、505、606、705
PZTからなる光伸長器 407、506、607、706
ディザリング信号生成部 408、507、608、707
基板 411、511、611、711
SHG部 412、512、612、712
合波器 413、514、622、624、629、722、724
DPA部 414、515、625、725
ベクトル光変調部 416、517、620、720
遅延回路 623、628、723
メインアーム導波路 6271、6272、7271、7272

Claims (4)

  1. CW光源と、
    前記CW光源から出力された信号光を増幅する光増幅器と、
    複数の位相シフタを有するマッハツェンダ型光変調器を備えたベクトル光変調器であって、前記マッハツェンダ型光変調器の光導波路は、導波路コア部分となる第1の基板と、前記第1の基板よりも屈折率が低い導波路クラッド部分となる第2の基板とを直接接合法により接合することにより作製された直接接合基板上に設けられた直接接合光導波路であり、前記第1の基板及び前記第2の基板は、強誘電体材料を少なくとも含む、前記光増幅器に接続されたベクトル光変調器と、
    を備え、
    前記ベクトル光変調器は、前記光増幅器の後段に配置されており、
    前記ベクトル光変調器は、前記直接接合基板上に集積された、
    前記光増幅器から出力された光による第2高調波発生により励起光を出力する第2高調波発生部と、
    前記CW光源から出力された前記信号光のベクトル変調をそれぞれ行う第1及び第2のサブマッハツェンダ干渉計と、
    前記第1及び第2のサブマッハツェンダ干渉計の後段に設けられ、前記第1及び第2のサブマッハツェンダ干渉計からそれぞれ出力された光と前記第2高調波発生部から出力された前記励起光との縮退パラメトリック増幅を行う縮退パラメトリック増幅部と、
    を含むことを特徴とする光送信器
  2. 前記第1の基板が少なくとも含む強誘電体材料は、LiNbO3結晶であることを特徴とする請求項1に記載の光送信器
  3. 前記第1の基板は、ZnOをドープしたLiNbO3結晶基板であり、前記第2の基板は、LT、SiO2又は水晶で構成された基板であることを特徴とする請求項1に記載の光送信器
  4. 前記ベクトル光変調器は、前記第2高調波発生部から出力された前記励起光の位相を前記信号光の位相と同期するためのディザリング用位相変調器をさらに含み、
    前記ディザリング用位相変調器は、前記直接接合基板上に集積されていることを特徴とする請求項1乃至3のいずれかに記載の光送信器。
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