JP6228988B2 - 交流電流を直流電流に変換する方法および関連装置 - Google Patents

Description

本発明は、交流電流を直流電流に変換する方法、より一般的な呼称ではＡＣ／ＤＣ変換および関連する変換装置に関する。

本発明は、例えば航空機の負荷の電源用の電力分配に適用する。そのような電力分配に関与するコンバータは先ず、交流ネットワークを直接ネットワークに変換する。交流ネットワークは、例えば、航空機が地上にあるときに航空機外の発電機によって供給される電圧ネットワークである。そのように作られた直接ネットワークを用いて、例えばインバータ等の他のコンバータは、例えば航空機のテールコーンに配置された補助電源装置を始動するためのスタータ等の航空機の負荷を制御する。

現在まで、直接ネットワークを発生するために使用されるエネルギー変換モードは２つの連続するステップ、すなわち：
−ＡＣ／ＤＣ変換装置が、抵抗器の媒介で三相交流ネットワークに接続される予備負荷ステップ、
−出力電圧を所望の値に引き上げるための、出力電圧調整ステップ、
で作動する。

予備負荷抵抗器は、コンバータをネットワークに切り替えたときに交流ネットワークに発生する突入電流を制限する。予備負荷中には調整はない。コンバータの一部である半導体は遮断された状態のままとなり、するとコンバータは三相ダイオードブリッジと同等になる。

図１は、先行技術のＡＣ／ＤＣ変換装置のグローバルアーキテクチャを示し、図２Ａおよび２Ｂは、図１に示された装置の詳細図である。

このＡＣ／ＤＣ変換装置のグローバルアーキテクチャは予備負荷抵抗器のブロック１と、ＡＣ／ＤＣ変換用のブロック２と、デカップリング・コンデンサ３と、直接電圧出力Ｖｄｃが印加される終端の負荷４と、制御回路５と、一組の自己誘導型コイルＬ１、Ｌ２、Ｌ３およびそれに対応する抵抗器ｒ１、ｒ２、ｒ３、交流入力電圧Ｖａ、Ｖｂ、Ｖｃを測定するための装置ＭＶと、それぞれの自己誘導型コイルＬ１、Ｌ２、Ｌ３を流れる入力電流ＩＬ１、ＩＬ２、ＩＬ３を測定するための装置ＭＣと、直接電圧出力Ｖｄｃを測定するための装置ＭＤＣとを備えている。装置ＭＶ、ＭＣおよびＭＤＣからの測定出力は制御回路５に送信され、制御回路５はＡＣ／ＤＣ変換ブロック２に適用される設定ＣＳＧを出力する。

図２Ａは、予備負荷抵抗器のブロック１の詳細図である。ブロック１は、３つのそれぞれのスイッチＫ１１、Ｋ２１、Ｋ３１に直列な３つの抵抗器Ｒ１、Ｒ２、Ｒ３を備え、全体は、スイッチＫｉ２に並列に取り付けられた、スイッチＫｉ１（ｉ＝１，２，３）に直列な抵抗器Ｒｉから構成される。

図２Ｂは、ＡＣ／ＤＣ変換のためのブロック２の詳細図である。ブロック２は平行な３本のアームから形成される三相ブリッジを備え、各アームは直列な２つのスイッチから形成され、各スイッチがフリーホイールダイオードに並列に取り付けられている。第１のアームは、スイッチＺ１、Ｚ２およびダイオードＤ１、Ｄ２から形成されている。第２のアームは、スイッチＺ３、Ｚ４およびダイオードＤ３、Ｄ４から形成されている。第３のアームは、スイッチＺ５、Ｚ６およびダイオードＤ５、Ｄ６から形成されている。各スイッチＺｊには制御終端Ｇｊ（ｊ＝１，２，…，６）が設けられている。各アームは直列の２つのスイッチの間に位置する中間点を有し、そこに異なる交流入力電圧が印加される。電圧ＶaはそのようにスイッチＺ１、Ｚ２の中間点に印加され、電圧ＶｂはスイッチＺ３、Ｚ４の中間点に、電圧ＶｃはスイッチＺ５、Ｚ６の中間点に印加される。出力電圧Vｄｃが取り出される終端間にコンデンサＫが取り付けられている。

予備負荷位相中、スイッチＫｉ１（ｉ＝１，２，３）は導通状態であり、スイッチＫｉ２は遮断状態である。すると対応する電流ＩＬ１、ＩＬ２、ＩＬ３は予備負荷抵抗器Ｒ１、Ｒ２、Ｒ３を通って流れる。抵抗器Ｒ１、Ｒ２およびＲ３は、ＡＣ／ＤＣコンバータブロックを交流ネットワークに切り替えたときに交流ネットワークへの突入電流を制限することを可能にする。予備負荷ステップ全体において、スイッチＺｊは遮断された状態にある。出力電圧Ｖｄｃは、入力電圧の有効値に理論的に比例する予備負荷の終止電圧の値まで上昇する。出力電圧Ｖｄｃがその理論値に達すると、抵抗器Ｒｉ (ｉ＝１，２，３)はスイッチＫｉ２（導通状態）を閉じることにより短絡されて、調整ステップが起動する。調整ステップの永久状態中、スイッチＺｊは所望の出力電圧を得るために設定ＣＳＧに従って制御される。

この動作モードの欠点は、出力電圧調整の開始時における突入電力タイプの過渡現象の出現である。これは、電力構成要素にストレスを与える有害な結果（信頼性の低下とインダクタンスの飽和）を生み、ネットワーク品質に関して遵守されるべき基準と要求へのコンプライアンスを妨げる。

図３および４は、これらの過渡現象の出現を示す。図３は、コンバータの出力部における電圧Ｖｄｃを示し、図４は、これらの過渡現象に関る入力電流ＩＬｉ（ｉ＝１，２，３）を示す。図４において、交流ネットワーク上の突入電流は、予備負荷ステップと調整ステップの間の過渡期（図３および４における瞬間ｔｏ）に例えば１７０Ａに達しうると考えられる。並列のＮ個のコンバータの場合、入力ネットワークへの突入電流はＮで乗算される。これは例えば、５００Ａに達しうる（３個並列のコンバータの場合）突入電流という結果になる。これは真に欠点である。

本発明の方法にはこの欠点がない。

実際、本発明は、少なくとも１つの交流入力電圧を直流電圧に変換できる三相ブリッジを備えた変換装置によって実行される、交流電流を直流電流に変換する方法に関する。三相ブリッジは、直列に取り付けられた第１のスイッチと第２のスイッチからなる少なくとも１つのアームを備えており、各スイッチは、スイッチの開閉を制御可能な制御入力部を有する。当該方法は、直流電圧を調整する調整ステップに先立つ遷移ステップを含むことを特徴とし、当該遷移ステップは、第１のスイッチの制御入力部に印加される第１の信号と、第２のスイッチの制御入力部に印加される第２の信号とを、交流入力電圧を用いて形成することを含み、その形成の態様は以下の如くである：
ａ）交流入力電圧の負の交流中、第１の信号は、連続パルスの幅が時間とともに漸進的に広くなる、第１のスイッチを開閉するパルス信号であり、第２の信号は第２のスイッチを開放状態に保つ連続信号であり、
ｂ）交流入力電圧の正の交流中、第１の信号は、第１のスイッチを開放状態に保つ連続信号であり、第２の信号は、連続パルスの幅が時間とともに漸進的に広くなる、第２のスイッチを開閉するパルス信号である。

本発明の変換方法の付加的な特性によれば、前記交流入力電圧を用いた前記第１の信号および前記第２の信号の生成では、
時間とともにその幅が漸進的に広くなる連続パルスを生成し、
前記交流入力電圧を用いて、前記交流入力電圧の正の交流用のレベル１の論理信号と、前記交流入力電圧の負の交流用のレベル０の論理信号とを生成し、
反転論理信号を形成するために前記論理信号を反転させ、
第１の入力部で前記パルスを受信するとともに、第２の入力部で前記論理信号を受信する第１の論理ＡＮＤ回路を用いて、前記第１の信号を生成し、
第１の入力部で前記パルスを受信するとともに、第２の入力部で前記反転論理信号を受信する第２の論理ＡＮＤ回路を用いて、前記第２の信号を生成する。

本発明は、本発明の方法を実施できる手段を備えた、交流電流を直流電流に変換する装置にも関する。

既述の如く、ＡＣ／ＤＣ変換装置のグローバルアーキテクチャを示す。 既述の如く、図１に示した装置の詳細図である。 既述の如く、図１に示した装置の詳細図である。 既述の如く、従来技術のＡＣ／ＤＣコンバータにおいて、予備負荷ステップと電圧調整ステップの間の過渡期に現れる過渡現象を示す。 既述の如く、予備負荷ステップと電圧調整ステップの間の過渡期に従来技術のＡＣ／ＤＣコンバータに現れる過渡現象を示す。 本発明の方法を実施できるＡＣ／ＤＣコンバータを示す。 図５のＡＣ／ＤＣコンバータの詳細図である。 本発明のＡＣ／ＤＣコンバータを制御する信号の形成を示す。 本発明のＡＣ／ＤＣコンバータを制御する信号の形成を示す。 本発明のＡＣ／ＤＣコンバータを制御する信号の形成を示す。 本発明のＡＣ／ＤＣコンバータの回路の動作を示す。 本発明のＡＣ／ＤＣコンバータの回路の動作を示す。 図７ａ−７ｃに示した制御信号の影響下の本発明のＡＣ／ＤＣ変換装置の動作を示す。 図７ａ−７ｃに示した制御信号の影響下の本発明のＡＣ／ＤＣ変換装置の動作を示す。 図７ａ−７ｃに示した制御信号の影響下の本発明のＡＣ／ＤＣ変換装置の動作を示す。

図５は、本発明の変換方法を実施できる、交流電流の直流電流へのコンバータを示す。

それぞれの抵抗器ｒ１、ｒ２、ｒ３の自己誘導型コイルＬ１、Ｌ２、Ｌ３、変換ブロック２およびコンデンサ３に加えて、ＡＣ／ＤＣコンバータは制御回路６を備えている。

本発明の変換方法は、予備負荷ステップと電圧調整ステップの間の過渡期を含む。過渡期ステップの実施を可能にするのは制御回路６である。制御回路６は、予備負荷ステップが終了するとすぐに起動される。予備負荷ステップは、本来既知の方式で終了するが、それは例えばタイミングにより、または、直接電圧出力が所定閾値に達してすぐに、等である。

制御回路６は起動されるとすぐに以下の制御信号

を出力する。それら信号はそれぞれスイッチＺ１−Ｚ６の終端Ｇ１−Ｇ６に印加される。信号Ｓａと

は、入力電圧Ｖａを用いて形成される。同様に、信号Ｓｂと

は入力電圧Ｖｂを用いて形成され、信号Ｓｃと

は入力電圧Ｖｃを用いて形成される。図６を複雑にすることを避けるために、入力電圧Ｖａを用いた信号Ｓａと

の形成のみが示されている。しかし、本発明の枠組みにおいて、制御ブロックは同じ原理に従って信号Ｓｂ、

およびＳｃ、

も発生する。

図６は、本発明の好ましい実施形態による制御ブロック６を示す。ブロック６は第１の比較器７と制御信号発生ブロック８とを備えている。

制御信号発生ブロック８は、
−キャリア信号Ｖｐ発生器９、ランプ信号ＶＲ発生器１０および比較器１１からなるパルス幅変調器と、
−論理回路１２と、
−インバータ回路１３と、
−２つの論理ＡＮＤ回路１４および１５と、
を備えている。

論理回路１２はその入力部で交流電圧Ｖａを受信する。回路１２の出力部での論理レベルは、電圧Ｖａが正である（正の交流である）場合に１に等しく、電圧Ｖａが負である（負の交流である）場合に０に等しい。この論理レベルはＡＮＤ回路１４の第１の入力部に適用され、インバータ回路１３による反転後、ＡＮＤ回路１５の第１の入力部に適用され、ＡＮＤ回路１４および１５は比較器１１によって出力された信号をそれぞれ受信しており、比較器１１は、第１の入力部において、発生器９によって出力されたキャリア信号Ｖｐを受信するともに、第２の入力部において、発生器１０によって出力されたランプ信号Ｖｐを受信する。

図７a−７ｃは、ブロック８によって入力信号Vａを用いて操作される制御信号Ｓａ、

の形成を示している。

図７ａは、交流入力電圧Ｖａを示す。図７ｂは同じマークで、キャリア信号Ｖｐとランプ信号ＶＲを示している。キャリア信号Ｖｐは、例えば、例えば１５ｋＨｚに等しい周波数の、＋１と−１の間で変動する鋸歯状電圧である。キャリア信号Ｖｐの記号レベル＋１と−１は、実際上、それぞれの電圧レベル＋５Ｖと−５Ｖに対応する。電圧ランプ信号ＶＲは減少信号であり、その初期振幅は＋１に等しい記号値を有する。事実上、ランプ信号の初期振幅は鋸歯状信号の最大振幅、例えば＋５Ｖに相当する。図７ｃは、同じマークで、ブロック８によって出力された制御信号Ｓａおよび

を示す。

図７ｃで以下がわかる：
−電圧Ｖａの正の交流中、キャリア信号の振幅がランプ電圧の値を超えるとすぐに、信号

が方形パルスの連続で形成されてパルスの幅が漸進的に広がり、一方、信号Ｓａはゼロのところにある、
−電圧Ｖａの負の交流中、キャリア信号の振幅がランプ電圧の値を超えるとすぐに、信号Ｓａが方形パルスの連続で形成されてパルスの幅が漸進的に広がり、一方、信号

はゼロのところにある。

以下の真理表は、スイッチＺ１、Ｚ２を備えたアームの制御論理を要約するものである

図８ａおよび８ｂは、上述の真理表の回路を参照して示す。

図９ａ−９ｃは、本発明のＡＣ／ＤＣ変換装置の動作に係る動作ステップの全体を示しており、それは即ち予備負荷ステップ（Ｉ）、遷移ステップ（ＩＩ）および調整ステップ（ＩＩＩ）である。

図９ａは、ＡＣ／ＤＣコンバータの出力電圧Ｖｄｃを示している。図９ｂは、コンバータの入力部でのコイルＬ１を流れる電流ＩＬ１を示し、図９ｃは、ランプ信号ＶＲを示す。簡略化のため、それぞれのコイルＬ２およびＬ３を流れる電流ＩＬ２およびＩＬ３は、これら電流が電流ＩＬ１と同様な変動を有しているため図９ａ―９ｃに示されていない。

突入電流ＩＬ１は、ＡＣ／ＤＣコンバータが予備負荷ステップ（Ｉ）と遷移ステップ（ＩＩ）の間で切り替える瞬間にはゼロである。遷移ステップの開始時において、方形パルスの幅は低いため、突入電流は結果的に低振幅となる。遷移ステップの残りの部分の間、パルスの幅は経時的に増加し、突入電流は増加した振幅を持つ。同様に、コンバータの出力部で測定される電圧Ｖｄｃは増加する（図９ａ参照）。遷移ステップ中に、コンバータの出力部で測定された電圧Ｖｄｃは、比較器７によって、例えば所望の調整直流電圧の９０％に等しい所定の閾値Ｖｆと比較される。電圧Ｖｄｃが閾値Ｖｆに達するとすぐに、比較器７は比較信号を出力し、それが遷移ステップを中断して調整ステップを起動する。

遷移ステップの持続時間ΔＴは調整可能であると有利である。持続時間ΔＴの調整可能な性質の利点は、電圧Ｖｄｃの増加のための持続時間を変えられるということである。図９ａ―９ｃにおいて、この持続時間は例えば８０ｍｓに等しい。

有利には、突入電流ＩＬｉ(ｉ＝１，２，３)は、遷移ステップ全体を通して、かつ調整ステップの始動時中に低さを保つ振幅を有する。非限定的な例として、図９ｂに示すように、電流ＩＬｉの値は、遷移ステップの始動時から調整ステップの開始時の間にほぼ０Ａからほぼ４０Ａに変動する。

１：予備負荷抵抗器ブロック
２：ＡＣ／ＤＣ変換ブロック
３：コンデンサ
４：負荷
５：制御回路
６：制御回路
７：比較器
８：制御信号発生ブロック
９：キャリア信号Ｖｐ発生器
１０：ランプ信号ＶＲ発生器
１１：比較器
１２：論理回路
１３：インバータ回路
１４：論理ＡＮＤ回路
１５：論理ＡＮＤ回路

Claims (6)

1. 少なくとも１つの交流入力電圧(Ｖａ、Ｖｂ、Ｖｃ)を直流電圧（Ｖｄｃ）に変換できる三相ブリッジを備えた変換装置によって実行される、交流電流を直流電流に変換する方法であって、
   前記三相ブリッジは、直列に取り付けられた第１のスイッチ（Ｚ１）と、第２のスイッチ（Ｚ２）とからなる少なくとも１つのアームを備えており、
   各スイッチは、スイッチの開閉を制御できる制御入力部を有し、
   前記方法は、直流電圧を調整する調整ステップと、当該調整ステップに先立つ遷移ステップを含み、
   当該遷移ステップでは、前記交流入力電圧(Ｖａ、Ｖｂ、Ｖｃ)を用いて前記第１のスイッチの制御入力部に印加される第１の信号と、前記第２のスイッチの制御入力部に印加される第２の信号とを以下方法によって生成し、
   ａ）前記交流入力電圧の負の交流中、前記第１の信号は、連続パルスの幅が時間とともに漸進的に広くなる、前記第１のスイッチ（Ｚ１）を開閉するパルス信号であると共に、前記第２の信号は、前記第２のスイッチ（Ｚ２）を開放状態に保つ連続信号であり、
   ｂ）前記交流入力電圧の正の交流中、前記第１の信号は、前記第１のスイッチ（Ｚ１）を開放状態に保つ連続信号であると共に、前記第２の信号は、連続パルスの幅が時間とともに漸進的に広くなる、前記第２のスイッチ（Ｚ２）を開閉するパルス信号であって、
   前記交流入力電圧（Ｖａ、Ｖｂ、Ｖｃ）を用いた前記第１の信号および前記第２の信号の生成では、
   時間とともにその幅が漸進的に広くなる連続パルスを生成し、
   前記交流入力電圧を用いて、前記交流入力電圧の正の交流用のレベル１の論理信号と、前記交流入力電圧の負の交流用のレベル０の論理信号とを生成し、
   反転論理信号を形成するために前記論理信号を反転させ、
   第１の入力部で前記パルスを受信するとともに、第２の入力部で前記論理信号を受信する第１の論理ＡＮＤ回路（１４）を用いて、前記第２の信号を生成し、
   第１の入力部で前記パルスを受信するとともに、第２の入力部で前記反転論理信号を受信する第２の論理ＡＮＤ回路（１５）を用いて、前記第１の信号を生成する、ことを特徴とする変換方法。
2. 前記直流電圧（Ｖｄｃ）が所定の閾値（Ｖｆ）に達するとすぐに前記遷移ステップは中断されて前記調整ステップが開始される、請求項１に記載の変換方法。
3. 前記所定の閾値（Ｖｆ）は、調整直流電圧値の９０％である、請求項２に記載の変換方法。
4. 少なくとも１つの交流入力電圧(Ｖａ、Ｖｂ、Ｖｃ)を直流電圧（Ｖｄｃ）に変換できる三相ブリッジを備えた交流電流を直流電流に変換する装置であって、
   前記三相ブリッジは、直列に取り付けられた第１のスイッチ（Ｚ１）と、第２のスイッチ（Ｚ２）からなる少なくとも１つのアームを備えており、
   各スイッチは、スイッチの開閉を制御できる制御入力部を有し、
   前記装置は、
   交流入力電圧 (Ｖａ、Ｖｂ、Ｖｃ)を用いて前記第１のスイッチの制御入力部に印加される第１の信号と、前記第２のスイッチの制御入力部に印加される第２の信号とを以下方法により出力可能な手段（９、１０、１１、１２，１３、１４、１５）を有する制御回路（６）をさらに備え、
   ａ）前記交流入力電圧の負の交流中、前記第１の信号は、連続パルスの幅が時間とともに漸進的に広くなる、前記第１のスイッチ（Ｚ１）を開閉するパルス信号であると共に、前記第２の信号は、前記第２のスイッチ（Ｚ２）を開放状態に保つ連続信号であり、
   ｂ）前記交流入力電圧の正の交流中、前記第１の信号は、前記第１のスイッチ（Ｚ１）を開放状態に保つ連続信号であると共に、前記第２の信号は、連続パルスの幅が時間とともに漸進的に広くなる、前記第２のスイッチ（Ｚ２）を開閉するパルス信号であって、
   前記交流入力電圧を用いた前記第１の信号と前記第２の信号を出力可能な前記手段（９、１０、１１、１２，１３、１４、１５）は、
   時間とともにその幅が漸進的に広くなる連続パルスを出力する出力部を有するパルス発生器（９、１０、１１）と、
   入力部と出力部を有し、当該入力部で前記交流入力電圧を受信すると共に、当該出力部で前記交流入力電圧の正の交流用のレベル１の論理信号と、前記交流入力電圧の負の交流用のレベル０の論理信号を出力する論理回路（１２）と、
   前記論理回路（１２）によって出力された前記論理信号を反転するインバータ（１３）と、
   前記パルス発生器（９、１０、１１）から出力された信号を第１の入力部で受信するとともに、前記論理回路（１２）から出力された信号を第２の入力部で受信する第１のＡＮＤ論理回路（１４）と、
   前記パルス発生器（９、１０、１１）から出力された信号を第１の入力部で受信するとともに、前記インバータ（１３）から出力された信号を第２の入力部で受信する第２のＡＮＤ論理回路（１５）と、を備え、
   前記第１のＡＮＤ論理回路（１４）の出力部が前記第２のスイッチの制御入力部に接続されており、
   前記第２のＡＮＤ論理回路（１５）の出力部が前記第１のスイッチの制御入力部に接続されていることを特徴とする装置。
5. 前記パルス発生器（９、１０、１１）は、鋸歯状信号発生器（９）と、ランプ発生器（１０）と比較器（１１）とを備えたパルス幅変調器である、請求項４に記載の装置。
6. 比較回路（７）は、前記直流電圧（Ｖｄｃ）の測定値を所定の閾値（Ｖｆ）と比較して制御信号を出力し、
   当該制御信号は、前記直流電圧の測定値が前記所定の閾値に達するとすぐに、前記第１と第２の信号を出力可能な手段（６）の動作を中断する、請求項４又は５に記載の装置。

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