TW201330470A - 直流／直流轉換器的控制器和控制方法 - Google Patents

直流／直流轉換器的控制器和控制方法 Download PDF

Info

Publication number
TW201330470A
TW201330470A TW101149009A TW101149009A TW201330470A TW 201330470 A TW201330470 A TW 201330470A TW 101149009 A TW101149009 A TW 101149009A TW 101149009 A TW101149009 A TW 101149009A TW 201330470 A TW201330470 A TW 201330470A
Authority
TW
Taiwan
Prior art keywords
signal
pulse
controller
pwm
converter
Prior art date
Application number
TW101149009A
Other languages
English (en)
Other versions
TWI520468B (zh
Inventor
Serban-Mihai Popescu
Original Assignee
O2Micro Inc
Priority date (The priority date is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the date listed.)
Filing date
Publication date
Application filed by O2Micro Inc filed Critical O2Micro Inc
Publication of TW201330470A publication Critical patent/TW201330470A/zh
Application granted granted Critical
Publication of TWI520468B publication Critical patent/TWI520468B/zh

Links

Classifications

    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
    • H02M3/00—Conversion of dc power input into dc power output
    • H02M3/02—Conversion of dc power input into dc power output without intermediate conversion into ac
    • H02M3/04—Conversion of dc power input into dc power output without intermediate conversion into ac by static converters
    • H02M3/10—Conversion of dc power input into dc power output without intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode
    • H02M3/145—Conversion of dc power input into dc power output without intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal
    • H02M3/155—Conversion of dc power input into dc power output without intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only
    • H02M3/156—Conversion of dc power input into dc power output without intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only with automatic control of output voltage or current, e.g. switching regulators
    • H02M3/158—Conversion of dc power input into dc power output without intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only with automatic control of output voltage or current, e.g. switching regulators including plural semiconductor devices as final control devices for a single load
    • H02M3/1584—Conversion of dc power input into dc power output without intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only with automatic control of output voltage or current, e.g. switching regulators including plural semiconductor devices as final control devices for a single load with a plurality of power processing stages connected in parallel

Landscapes

  • Engineering & Computer Science (AREA)
  • Power Engineering (AREA)
  • Dc-Dc Converters (AREA)

Abstract

本發明公開了一種直流/直流轉換器的控制器和控制方法。該控制器包括：多個信號產生器，產生多個脈衝信號，每一信號產生器產生該多個脈衝信號中的一對應脈衝信號，並透過對一第一振盪信號的一第一週期使用的一預設數目進行一計數，以控制該對應脈衝信號具有一預定脈衝寬度；以及一控制電路，耦接該多個信號產生器，根據一直流/直流轉換器的一輸出選擇性地致能該多個信號產生器，以產生該多個脈衝信號。

Description

直流/直流轉換器的控制器和控制方法
本發明係有關一種控制器和控制方法，尤其是直流/直流轉換器的控制器和控制方法。
直流/直流轉換器將輸入直流電壓轉換為輸出直流電壓。這樣的轉換器可升高或降低輸入直流電壓。典型地，直流/直流轉換器具有控制器、驅動器、一對開關以及耦接這對開關的LC濾波器。控制器將控制信號提供至驅動器，驅動器則驅動這對開關，例如，高端開關和低端開關。驅動器可輪流地導通和關斷每個開關，進而控制電感電流和直流/直流轉換器的輸出電壓。典型地，控制器利用脈衝寬度調變(pulse-width modulation，以下簡稱為PWM)信號以控制高端開關和低端開關的狀態。
圖1所示為現有技術中的直流/直流轉換器的示意圖，其中，直流/直流轉換器使用多個控制器：控制器102_1-控制器102_N。如圖1所示，產生多個PWM信號以控制多組開關(例如，開關S11和開關S12、開關S21和開關S22、...以及開關SN1和開關SN2)的狀態。每組開關包含一個高端開關(例如，開關S11-開關SN1之一)和一個低端開關(例如，開關S12-開關SN2之一)。以控制器102_1為例，如果控制器102_1產生的PWM信號為邏輯高位準，則導通高端開關S11並關斷低端開關S12。這樣，電感L1耦接輸入電壓源VIN，且電感電流開始升高。如果PWM信號為邏 輯低位準，則關斷高端開關S11並導通低端開關S12。這樣，電感L1耦接地，且電感電流開始降低。因此，控制器102_1可透過控制PWM信號的責任週期以控制電感電流。
在圖1中，流經電感L1-電感LN的電流分別由控制器102_1-控制器102_N控制。更具體地，每一個控制器102_1-控制器102_N從對應的感應電阻R1-感應電阻RN接收指示對應電感電流的感應信號。控制器102_1-控制器102_N均包含一比較器，以比較感應信號和參考位準，且控制器102_1-控制器102_N根據比較結果控制PWM信號的責任週期。為了平衡流經電感L1-電感LN的電感電流，要求PWM信號的脈衝寬度相同。然而，由於例如，感應電阻R1-感應電阻RN及控制器102_1-控制器102_N中的比較器等類比電路的非理想性，控制器102_1-控制器102_N可能無法控制多個PWM信號具有相同的脈衝寬度。
因此，本領域中需要一種控制器，直流/直流可更好的控制產生的多個PWM信號的脈衝寬度。
本發明提供一種直流/直流轉換器的控制器，包括：多個信號產生器，產生多個脈衝信號，每一信號產生器產生該多個脈衝信號中的一對應脈衝信號，並透過對一第一振盪信號的一第一週期使用的一預設數目進行一計數，以控制該對應脈衝信號具有一預定脈衝寬度；以及一控制電路，耦接該多個信號產生器，根據一直流/直流轉換器的一輸出選擇性地致能該多個信號產生器，以產生該多個脈衝 信號。
本發明還提供了一種直流/直流轉換器的控制方法，包括：根據一直流/直流轉換器的一輸出選擇性地致能多個信號產生器，以產生多個脈衝信號；以及透過對一振盪信號的一週期使用的一預設數目進行一計數，以控制該多個脈衝信號具有一預定脈衝寬度。
本發明還提供了一種直流/直流轉換器的控制器，包括：多個輸出端，提供多個脈衝信號；以及一控制電路，耦接該多個輸出端，根據一直流/直流轉換器的一輸出選擇性地致能多個信號產生器以產生該多個脈衝信號，並且透過對一振盪信號的一週期使用的一預設數目進行一計數以控制該多個脈衝信號具有一預定脈衝寬度。
以下將對本發明的實施例給出詳細的說明。雖然本發明將結合實施例進行闡述，但應理解這並非意指將本發明限定於這些實施例。相反地，本發明意在涵蓋由後附申請專利範圍所界定的本發明精神和範圍內所定義的各種變化、修改和均等物。
此外，在以下對本發明的詳細描述中，為了提供針對本發明的完全的理解，提供了大量的具體細節。然而，於本技術領域中具有通常知識者將理解，沒有這些具體細節，本發明同樣可以實施。在另外的一些實例中，對於大家熟知的方法、程序、元件和電路未作詳細描述，以便於凸顯本發明之主旨。
圖2所示為本發明一個實施例的直流/直流轉換器的控制器200的架構示意圖。如圖2所示，控制器200包含一組輸出端T1-輸出端TN，每個輸出端根據直流/直流轉換器的輸出，例如，輸出電壓或輸出電流，分別提供一個脈衝信號，例如，PWM信號PWM_1-PWM信號PWM_N(N為自然數，且N1)。直流/直流控制器200可根據差分信號，例如，回授信號RS+和回授信號RS-控制PWM信號PWM_1-PWM信號PWM_N，進而控制直流/直流轉換器的輸出電壓VOUT(圖2中未示出)。
更具體地，在一個實施例中，控制器200包含振盪器202、PWM信號產生器204以及控制通道206。如圖2所示，振盪器202、PWM信號產生器204以及控制通道206可整合在控制器200內部。在本發明的另一實施例中，振盪器202和控制通道206可置於控制器200的外部。振盪器202產生第一振盪信號CLK，例如，時脈信號。控制通道206根據參考電壓VSET和表示直流/直流轉換器的輸出電壓VOUT的信號(例如，基於回授信號RS+和回授信號RS-的差分信號)產生指示信號PULSE。耦接振盪器202和控制通道206的PWM信號產生器204根據振盪器202提供的第一振盪信號CLK和控制通道206提供的指示信號PULSE產生多個PWM信號：PWM信號PWM_1-PWM信號PWM_N。指示信號PULSE表示了直流/直流轉換器的輸出。
因此，PWM信號產生器204可基於第一振盪信號CLK控制PWM信號PWM_1-PWM信號PWM_N，以使PWM 信號PWM_1-PWM信號PWM_N具有基本相同的脈衝寬度。本發明實施例所使用的“基本相同的脈衝寬度”是指PWM信號PWM_1-PWM信號PWM_N的脈衝寬度可因為例如電路元件的非理想性而稍有差別，但其差別處於可忽略的範圍內。PWM信號產生器204可基於指示信號PULSE控制PWM信號PWM_1-PWM信號PWM_N，以將直流/直流轉換器的輸出電壓VOUT調整至參考電壓VSET的電位。下文將對此進行詳細描述。
圖3所示為根據圖2所示的本發明一個實施例的PWM信號產生器204的架構示意圖。PWM信號產生器204包含多個信號產生器和耦接多個信號產生器的控制電路。在圖3所示的實施例中，控制電路包含計數器302，且每個信號產生器包含多個計數單元，例如，計數單元304_1、計數單元304_2、......、計數單元304_N。在一個實施例中，計數器302可為包含迴圈移位暫存器的環形計數器，但不以此為限。信號產生器產生脈衝信號，例如，計數單元304_1-計數單元304_N分別產生PWM信號PWM_1-PWM信號PWM_N。此外，信號產生器透過對振盪信號(例如，第一振盪信號CLK)的週期使用同一預設數目進行計數，以控制每一個脈衝信號具有預定脈衝寬度。控制電路(例如，計數器302)根據指示信號PULSE和第二振盪信號CLK’(例如，時脈信號)選擇性地致能信號產生器以產生脈衝信號。而且，計數器302基於指示信號PULSE的持續時間，控制已致能的信號產生器的數量。例如，基於指示信號PULSE和第二振盪信號CLK’的 邏輯與的結果，可選擇性地致能信號產生器，例如，計數單元304_1-計數單元304_N。更具體地，在本發明的一個實施例中，當指示信號PULSE和第二振盪信號CLK’都為邏輯高位準時，計數器302選擇性地致能計數單元304_1-計數單元304_N中之一。同樣，若指示信號PULSE維持在邏輯高位準，則在第二振盪信號CLK’的激發緣(上升緣或下降緣)依序致能其它的計數單元(例如，計數單元304_1-計數單元304_N中的若干個計數單元)。本發明實施例所使用的“依序致能”是指按照順序逐個的致能計數單元304_1-計數單元304_N。基於指示信號PULSE的持續時間，可致能一個或多個計數單元。圖4所示的實施例將對此進行詳細描述。除此之外，在圖5所示的實施例中，當直流/直流轉換器的輸出電壓VOUT小於參考電壓VSET時，指示信號PULSE為邏輯高位準；當直流/直流轉換器的輸出電壓VOUT大於或等於參考電壓VSET時，指示信號PULSE為邏輯低位準。
在一個實施例中，當指示信號PULSE為邏輯高位準，指示輸出電壓VOUT(圖3中未示出)小於參考電壓VSET時，計數器302開始致能計數單元304_1、計數單元304_2、......、或計數單元304_N。如圖3所示，及閘306接收第二振盪信號CLK’和指示信號PULSE並產生一結果信號(圖3中未示出)。在上述實施例中，當指示信號PULSE為邏輯高位準時，及閘306產生的結果信號的波形和第二振盪信號CLK’的波形基本相同。換言之，當指示信號PULSE變為邏輯高位準時，計數器302開始對第二振盪信 號CLK’的每個激發緣(上升緣或下降緣)進行計數。當計數器302根據第二振盪信號CLK’的一個時脈週期計數時，產生觸發信號TR_1、觸發信號TR_2、......、或觸發信號TR_N，例如，位於邏輯高位準的脈衝。舉例說明，回應第二振盪信號CLK’的每個週期，計數器302可在計數值CT302上加1。當計數值CT302達到K(K為自然數，且1KN)時，計數器302產生觸發信號TR_K至計數單元304_K。如果指示信號PULSE在第二振盪信號CLK’的多個時脈週期中一直維持在邏輯高位準，則繼續增加計數值CT302並依序產生多個觸發信號。本發明實施例所使用的“依序產生”是指回應第二振盪信號CLK’的對應時脈脈衝，按照順序逐個的產生觸發信號。例如，指示信號PULSE變為邏輯高位準後，在第二振盪信號CLK’中第一時脈週期產生觸發信號TR_K。如果指示信號PULSE維持在邏輯高位準，則在第二振盪信號CLK’中的緊接著第一時脈週期後的第二時脈週期產生觸發信號TR_(K+1)。如果指示信號PULSE仍維持在邏輯高位準，則在第二振盪信號CLK’中的緊接著第二時脈週期後的第三時脈週期產生觸發信號TR_(K+2)，其中K(N-2)，以此類推。
而且，在本發明的一個實施例中，可設置計數器302具有開始值NS和結束值NE(NS和NE為自然數，且1NS NE N)。在上述實施例中，當計數器302的計數值CT302等於結束值NE時，計數器302在埠X產生迴圈截止信號，將計數值CT302重置為NS而不繼續加1。
另外，在一個實施例中，計數器302包含迴圈移位暫 存器(圖3中未示出)，迴圈移位暫存器由第二振盪信號CLK，和指示信號PULSE控制。迴圈移位暫存器，例如，8位元迴圈移位暫存器，具有並聯輸出，例如，觸發信號TR_1-觸發信號TR_8。基於指示信號PULSE，迴圈移位暫存器可根據第二振盪信號CLK’進行計數，並相應地對二進位碼(例如，8位元迴圈移位暫存器的初始二進位碼可為10000000)進行迴圈移位。迴圈移位暫存器回應第二振盪信號CLK’的多個時脈週期，可引起計數器302產生觸發信號TR_1-觸發信號TR_8，例如，依序產生多個邏輯高位準脈衝。
此外，在一個實施例中，透過觸發信號TR_1-觸發信號TR_N選擇性地致能計數單元304_1-計數單元304_N以依序產生多個脈衝信號。更具體地，回應來自計數器302的觸發信號(例如，觸發信號TR_K)，對應的計數單元(例如，計數單元304_K)開始對第一振盪信號CLK進行計數(例如，對第一振盪信號CLK的時脈週期進行計數)，並產生位於第一位準(例如，邏輯高位準)的PWM信號(例如，PWM信號PWM_K)。回應第一振盪信號CLK的每一個時脈週期，計數單元304_K都在計數值CT304_K上加1。 當透過對第一振盪信號CLK的時脈週期進行計數而得到的計數值CT304_K等於預設結束值CTPRE時，計數單元304_K控制對應的PWM信號PWM_K具有第二位準(例如，邏輯低位準)。因而，計數單元304_K控制PWM信號PWM_K具有預定脈衝寬度，其預定脈衝寬度等於預設結束值CTPRE乘以第一振盪信號CLK的週期長度。
換言之，基於第二振盪信號CLK’和指示信號PULSE，計數器302可產生多個觸發信號。回應觸發信號(例如，觸發信號TR_1-觸發信號TR_N中的一個或多個)，對應的計數單元(例如，計數單元304_1-計數單元304_N中的一個或多個)分別開始對第一振盪信號CLK進行計數，並依序產生位於第一位準的對應的PWM信號(例如，PWM信號PWM_1-PWM信號PWM_N中的一個或多個)。由於透過對第一振盪信號CLK的時脈週期進行計數而得到的計數值(例如，計數值CT304_1-計數值CT304_N)都等於預設結束值CTPRE，因此各計數單元可控制對應的PWM信號具有第二位準。具體地說，回應第一觸發信號，第一計數單元開始對第一振盪信號CLK進行計數，並產生位於第一位準(例如，邏輯高位準)的第一PWM信號。回應第二觸發信號(緊接著第一觸發信號的下一觸發信號)，第二計數單元也開始對第一振盪信號CLK進行計數並產生位於第一位準(例如，邏輯高位準)的第二PWM信號。第三觸發信號(緊接著第二觸發信號的下一觸發信號)致能第三計數單元，以此類推。當第一計數單元的計數值增加到預設結束值(例如，預設結束值CTPRE)時，第一計數單元控制第一PWM信號具有第二位準(例如，邏輯低位準)。當第二計數單元、第三計數單元等的計數值分別達到預設結束值時，第二計數單元、第三計數單元等進行類似的操作。如上所述，因為計數單元304_1-計數單元304_N透過對振盪信號(例如，第一振盪信號CLK)使用同一預設值(例如，預設結束值CTPRE)進行計數， 所以由計數單元304_1-計數單元304_N產生的PWM信號PWM_1-PWM信號PWM_N具有基本相同的脈衝寬度。
在本發明一個實施例中，第二振盪信號CLK’和第一振盪信號CLK是產生於相同的振盪器(例如，圖2中的振盪器202)的相同信號。然而，在本發明另一實施例中，第一振盪信號CLK和第二振盪信號CLK’是不同的信號。在本發明另一實施例中，第二振盪信號CLK’的頻率可為第一振盪信號CLK的頻率的因數，且第一振盪信號CLK的激發緣和第二振盪信號CLK’的激發緣始終基本一致。本發明實施例所使用的“基本一致”是指第一振盪信號CLK的激發緣和第二振盪信號CLK’的激發緣可因為例如電路元件的非理想性而稍有延遲，但其延遲處於可忽略的範圍內。
如圖3所示，及閘306將第二振盪信號CLK’和指示信號PULSE的邏輯與結果信號提供至計數器302。例如，當指示信號PULSE為邏輯低位準時，計數器302接收邏輯低位準信號，終止致能信號產生器，因此，脈衝信號的產生也終止。當指示信號PULSE為邏輯高位準時，計數器302接收的信號和第二振盪信號CLK’基本相同，相應地，計數器302開始計數並產生觸發信號。當指示信號PULSE維持在邏輯高位準時，計數器302接收一組數量為MCLK(MCLK為自然數，且MCLK 1)的連續脈衝，其中每一個脈衝和第二振盪信號CLK’的一個時脈脈衝基本相同，並且計數器302產生一組數量為MCLK的觸發信號。於是，已產生的MCLK個觸發信號致能計數單元304_1-計 數單元304_N中對應的計數單元並依序產生多個脈衝信號。已產生的脈衝信號的數量等於已致能的計數單元的數量，且等於已產生的觸發信號的數量(例如，數量為MCLK)。依序產生的脈衝信號的數量MCLK由指示信號PULSE確定。例如，當指示信號PULSE為邏輯高位準時，計數器302接收的連續脈衝的數量增加。因此，透過對連續脈衝計數，計數器302產生的觸發信號的數量(例如，MCLK)增加，且計數單元依序產生的脈衝信號的數量(例如，MCLK)增加。此外，圖6所示的實施例將詳細描述直流/直流轉換器可透過增加依序產生的脈衝信號的數量MCLK以增大直流/直流轉換器的輸出電壓VOUT，或者；透過終止脈衝信號的產生以減小直流/直流輸出電壓VOUT。其結果是，直流/直流轉換器的輸出電壓VOUT可調整至參考電壓VSET的電位。
在一個實施例中，如果指示信號PULSE為邏輯低位準，計數器302接收位於邏輯低位準的輸入信號，因此計數器302的計數值CT302保持不變。如果指示信號PULSE為邏輯高位準，計數器302接收一個或多個脈衝，每一個脈衝和第二振盪信號CLK’的一個時脈脈衝基本相同，因此計數值CT302增大。隨著計數值CT302的增大，對應的計數單元(例如，計數單元304_1-計數單元304_N中的一個或多個)致能以產生對應的脈衝信號。舉例說明，當計數值CT302增大到K(1KN)時，計數器302提供觸發信號TR_K以致能計數單元304_K，計數單元304_K產生位於邏輯高位準的PWM信號PWM_K並開始對第一振盪信 號CLK進行計數。當對第一振盪信號CLK計數而得到的計數值CT304_K達到預設結束值CTPRE時，計數單元304_K控制PWM信號PWM_K為邏輯低位準。綜上所述，透過使計數單元304_1-計數單元304_N對振盪信號(例如，第一振盪信號CLK)的時脈週期使用同一預設數目(例如，預設結束值CTPRE)進行計數，可將PWM信號PWM_1-PWM信號PWM_N設定為相同的脈衝寬度。再者，相較於圖1所示的控制器中的類比電路(例如，包含感應電阻和比較器)，本發明實施例中的數位電路(例如，圖3中的計數單元304_1-計數單元304_N)可更加精確的控制PWM信號的脈衝寬度。
圖4所示為根據本發明一個實施例的PWM信號PWM_1-PWM信號PWM_6、觸發信號TR_1-觸發信號TR_6、第一振盪信號CLK以及指示信號PULSE的波形示意圖。PWM信號PWM_1-PWM信號PWM_6可例如圖2中PWM信號產生器204所產生的PWM信號。圖4將結合圖3進行描述。在圖4所示的實施例中，第一振盪信號CLK和第二振盪信號CLK’是相同的信號，計數器302的開始值設置為1(例如，開始值NS=1)，計數器302的結束值設置為6(例如，結束值NE=6)，且計數單元304_1-計數單元304_6的預設結束值設置為4(例如，預設結束值CTPRE=4)。
如圖4所示，在時間段t1-t6，指示信號PULSE為邏輯高位準。因此，計數器302接收到5個脈衝，每一個脈衝和第二振盪信號CLK’的一個時脈脈衝基本相同，且致 能計數器302進行計數，例如，從1計數到5。這樣，計數器302連續的產生5個觸發信號，例如，圖4中的觸發信號TR_1-觸發信號TR_5。回應觸發信號TR_1-觸發信號TR_5，在例如，時間點t1-時間點t5，分別將PWM信號PWM_1-PWM信號PWM_5設置為邏輯高位準。換言之，在時間點t1-時間點t5，分別致能計數單元304_1-計數單元304_5以依序產生5個脈衝信號(其中，一個計數單元產生一個脈衝信號)，例如，PWM信號PWM_1-PWM信號PWM_5。由於在圖4所示的實施例中將預設結束值CTPRE設置為4，PWM信號PWM_1-PWM信號PWM_5的脈衝寬度都等於第一振盪信號CLK的4個週期的長度。在時間段t6-t11，指示信號PULSE為邏輯低位準，因此，計數器302終止對第二振盪信號CLK’的計數並終止致能計數單元。類似地，在時間段t11-t12，指示信號PULSE為邏輯高位準，計數器302接收到1個脈衝(例如，和第二振盪信號CLK’的一個時脈脈衝基本相同)。到時間點t6時，計數器302的計數值CT302已增加到5，所以，在時間點t11，計數值CT302將增加到6。這樣，在時間點t11，計數器302提供觸發信號TR_6以致能計數單元304_6產生脈衝信號，例如，PWM信號PWM_6。由於在圖4所示的實施例中，計數器302的結束值NE設置為6，且在時間點t11，計數值CT302已經增大到6，因此，到時間點t12時，迴圈截止信號將計數器302重置且將計數值CT302重置為0。在時間段t12-t14，指示信號PULSE為邏輯低位準，因此，計數器302終止計數並終止觸發信號的產生。在時 間段t14-t16，指示信號PULSE再次變為邏輯高位準，計數器302從1開始計數。類似地，產生了兩個觸發信號：觸發信號TR_1和觸發信號TR_2，以分別在時間點t14和時間點t15將PWM信號PWM_1和PWM信號PWM_2再次設置為邏輯高位準。後續程式將以類似的方式進行。
此外，當指示信號PULSE為邏輯高位準時，依序產生的脈衝信號的數量MCLK增大。當指示信號PULSE為邏輯低位準時，終止產生脈衝信號，且數量MCLK重置為初始值，例如，初始值0。以圖4為例，在時間段t1-t6，指示信號PULSE為邏輯高位準且數量MCLK從0增大到5。在時間段t6-t11，指示信號PULSE為邏輯低位準且不產生新的脈衝信號，數量MCLK重置為初始值0。
再者，如圖4所示，PWM信號PWM_1-PWM信號PWM_6具有相同的脈衝寬度。舉例說明，當計數單元304_1在時間點t1由觸發信號TR_1致能的時候，計數單元304_1開始對第一振盪信號CLK進行計數。當對第一振盪信號CLK計數而得到的計數值CT304_1達到預設結束值CTPRE時(例如，在圖4的實施例中，預設結束值CTPRE設定為4)，計數單元304_1控制PWM信號PWM_1的脈衝在時間點t5位於邏輯低位準。因此，PWM信號PWM_1的脈衝寬度為第一振盪信號CLK的4個時脈週期的長度。類似地，可控制PWM信號PWM_2-PWM信號PWM_6的脈衝以使其脈衝寬度相同且等於第一振盪信號CLK的4個時脈週期長度。
綜上所述，如圖4所示，基於指示信號PULSE產生 並控制PWM信號PWM_1-PWM信號PWM_6，以將直流/直流轉換器的輸出電壓VOUT調整至參考電壓VSET的電位。圖5將對此進行更加詳細的描述。此外，如圖4所示，PWM信號PWM_1-PWM信號PWM_6具有相同的脈衝寬度。
圖5所示為根據圖2所示的本發明一個實施例的控制通道206的架構示意圖。圖5將結合圖2和圖3進行描述。控制通道206包含比較器504，將直流/直流轉換器的輸出電壓VOUT(圖5中未示出)和參考電壓VSET進行比較以產生指示信號PULSE，進而控制依序產生的數量為MCLK的脈衝信號。比較器504可為任意類型的比較器，例如，時脈比較器等。如圖5所示，控制通道206還可包含差分放大器502，產生指示直流/直流轉換器的輸出的信號。
在圖5的實施例中，差分放大器502接收回授信號RS+和回授信號RS-並向比較器504提供信號SIND。回授信號RS+和回授信號RS-可為一對差分信號，其差值等於直流/直流轉換器的輸出電壓VOUT的電位。差分放大器502輸出的信號SIND可線性正比於(例如，等於)輸出電壓VOUT。因此，比較器504將參考電壓VSET和信號SIND進行比較，以比較參考電壓VSET和輸出電壓VOUT°在一個實施例中，如果信號SIND的值大於參考電壓VSET的值(例如，如果輸出電壓VOUT大於參考電壓VSET)，則比較器504的輸出信號(即指示信號PULSE)為邏輯低位準。如果信號SIND的值小於參考電壓VSET的值(例如，如果輸出電壓VOUT小於參考電壓VSET)，則指示信號PULSE為邏輯高位準。 如上所述，當指示信號PULSE為邏輯高位準時，致能圖3中的計數器302開始計數，進而致能一組計數單元(例如，計數單元304_1-計數單元304_N)以產生一組脈衝信號。
換言之，在一個實施例中，控制通道206確定是否滿足一條件，如果滿足條件，已致能的計數單元304_K可產生脈衝信號PWM_K。如果參考電壓VSET和信號SIND共同滿足條件，則控制通道206產生位於邏輯高位準的指示信號PULSE。在一個實施例中，上述條件是：信號SIND的電位小於參考電壓VSET的電位。當指示信號PULSE為邏輯高位準時，控制計數器302開始計數並提供觸發信號以致能對應的計數單元。已致能的計數單元回應觸發信號而產生對應的脈衝信號。綜上所述，表示直流/直流轉換器的輸出電壓VOUT的指示信號PULSE可用以指示何時增加產生的脈衝信號的數量。
圖6所示為根據本發明一個實施例的直流/直流轉換器600的架構示意圖。圖6將結合圖2-圖5進行描述。如圖6所示，直流/直流轉換器600包含控制器612、多組開關：開關S11和開關S12、開關S21和開關S22、...、開關SN1和開關SN2以及多個電感L1-電感LN。在圖6所示的實施例中，控制器612包含控制器200，控制器200如圖2所示包含振盪器202、PWM信號產生器204和控制通道206。
在一個實施例中，控制通道206根據參考電壓VSET和表示直流/直流轉換器600的輸出電壓VOUT的信號(例如，基於回授信號RS+和回授信號RS-的差分信號)產生 指示信號PULSE；PWM信號產生器204產生一組PWM信號：PWM信號PWM_1-PWM信號PWM_N，以控制直流/直流轉換器600的輸出電壓VOUT。更具體的，如圖6所示，PWM信號產生器204提供PWM信號PWM_1-PWM信號PWM_N並經由信號匯流排618控制開關。如果PWM信號PWM_1處於第一狀態，例如，邏輯高位準，則開關S11導通且開關S12關斷。於是，電感L1耦接輸入電壓源VIN，且流經電感L1的電感電流IL1增大。如果PWM信號PWM_1處於第二狀態，例如，邏輯低位準，則開關S11關斷且開關S12導通。於是，電感L1耦接地，且電感電流IL1減小。電感電流IL1相應地控制直流/直流轉換器600的輸出電壓VOUT。在一個實施例中，當電感L1斜坡下降到零時，控制器200可關斷開關S11和開關S12。因此，當PWM信號PWM_1的脈衝出現時，產生電感電流IL1。PWM信號PWM_2-PWM信號PWM_N可用類似的方法分別控制流經電感L2-電感LN的電感電流。
如圖3所示，控制器200產生PWM信號PWM_1-PWM信號PWM_N的一組脈衝。當指示信號PULSE維持在邏輯高位準時，PWM信號產生器204產生PWM信號PWM_1-PWM信號PWM_N的脈衝，脈衝數量為MCLK。因此，依序產生的脈衝的數量MCLK透過指示信號PULSE確定。換言之，控制器200可根據輸出電壓VOUT控制脈衝的數量MCLK。在一個實施例中，控制器200根據輸出電壓VOUT增加脈衝的數量MCLK。更具體地，如果輸出電壓VOUT小於參考電壓VSET，控制器200可增加數量MCLK。 如果輸出電壓VOUT大於或等於參考電壓VSET，控制器200可終止脈衝的產生。於是，如果輸出電壓VOUT小於參考電壓VSET，控制器200可增大電感L1-電感LN的電感電流的總和以增大輸出電壓VOUT。如果輸出電壓VOUT大於或等於參考電壓VSET，控制器200可終止電感電流的產生以減小輸出電壓VOUT。綜上所述，可將輸出電壓VOUT調整至參考電壓VSET的電位。
在一個實施例中，振盪器202可將第一振盪信號CLK的頻率控制為線性正比於輸入電壓VIN和參考電壓VSET(例如，輸出電壓VOUT的目標電位)之間的差值。此外，根據上述描述，PWM信號PWM_1-PWM信號PWM_N的脈衝寬度可線性正比於第一振盪信號CLK的週期。因此，PWM信號PWM_1-PWM信號PWM_N的脈衝寬度與輸入電壓VIN和參考電壓VSET之間的差值成反比。如此，可控制電感L1-電感LN的電感電流具有不變的漣波振幅△I。另外，PWM信號PWM_1-PWM信號PWM_N的脈衝寬度相同，因此，電感L1-電感LN的電感電流具有基本相同的漣波振幅△I。本發明實施例所使用的“基本相同的漣波振幅”是指電感L1-電感LN的電感電流的漣波振幅可因為例如電路元件的非理想性而稍有差別，但是其差別處於可忽略的範圍內。綜上所述，電感L1-電感LN的電感電流可具有相同且不變的漣波振幅△I。其結果是，可使電感L1-電感LN的電感電流相互平衡且可增強直流/直流轉換器600的穩定性。
在圖6的實施例中，PWM信號產生器204經由信號 匯流排618提供PWM信號PWM_1-PWM信號PWM_N以控制直流/直流轉換器600的輸出電壓VOUT。PWM信號產生器204中的計數器(例如，圖3中的計數器302)的開始值設置為1，且PWM信號產生器204中的計數器的結束值設置為N。
圖7所示為根據本發明另一個實施例的直流/直流轉換器700的架構示意圖。圖7將結合圖2-圖6進行描述。如圖7所示，直流/直流轉換器700包含控制器712、多個開關對：開關對SWP_1、開關對SWP_2、......、開關對SWP_N以及多個電感L1-電感LN。如圖6所示，開關對SWP_1-開關對SWP_N的架構與包含開關S11和開關S12的開關對-包含開關SN1和開關SN2的開關對類似。在圖7的實施例中，控制器712包含兩個控制電路：控制電路200_1和控制電路200_2。控制電路200_1產生第一組PWM信號：PWM信號PWM_1-PWM信號PWM_A(A為自然數，且AN)以經由信號匯流排618控制直流/直流轉換器600的輸出電壓VOUT。類似地，控制電路200_2產生第二組PWM信號：PWM信號PWM_(A+1)-PWM信號PWM_N以經由信號匯流排718控制直流/直流轉換器600的另一輸出電壓VOUT'。圖7中的控制電路200_1和控制電路200_2的配置類似於圖6中的控制器200的配置。
根據以上對圖6的描述，PWM信號PWM_1-PWM信號PWM_A的脈衝寬度可與輸入電壓VIN和參考電壓VSET之間的差值成反比，且PWM信號PWM_(A+1)-PWM信號PWM_N的脈衝寬度可與輸入電壓VIN和參考電壓VSET’之 間的差值成反比。參考電壓VSET’指示直流/直流轉換器600的輸出電壓VOUT'的參考電位，進而將輸出電壓VOUT'調整至參考電壓VSET’的電位。如此，可控制電感L1-電感LA的電感電流具有不變的漣波振幅△I，並且可控制電感L(A+1)-電感LN的電感電流具有不變的漣波振幅△I’。如上所述，PWM信號PWM_1-PWM信號PWM_A的脈衝寬度可相同，且PWM信號PWM_(A+1)-PWM信號PWM_N的脈衝寬度可相同。其結果是，可使電感L1-電感LA的電感電流相互平衡，以及使電感L(A+1)-電感LN的電感電流相互平衡，並且可增強直流/直流轉換器700的穩定性。
此外，在圖7所示的實施例中，控制電路200_1中的計數器(例如，圖3中的計數器302)的開始值設置為1，且控制電路200_1中的計數器的結束值設置為A。控制電路200_2中的計數器(例如，圖3中的計數器302)的開始值設置為(A+1)，且控制電路200_2中的計數器的結束值設置為N。然而，本發明並不僅限於此。在另一實施例中，控制電路200_1和控制電路200_2的開始值和結束值可為其它的值，但是，控制電路200_1和控制電路200_2不會同時控制同一個PWM信號。
儘管圖7所示的實施例中的直流/直流轉換器700公開了兩個控制電路(例如，控制電路200_1和控制電路200_2)，本發明的直流/直流轉換器可包含任意數目的控制電路。
圖8所示為根據本發明一個實施例的直流/直流轉換器的控制方法的流程圖。圖8將結合圖3及圖5-圖7進行 描述。
在步驟802中，控制器(例如，控制器200，或控制電路200_1和控制電路200_2)根據直流/直流轉換器(例如，直流/直流轉換器600或直流/直流轉換器700)的輸出(例如，輸出電壓或輸出電流)選擇性地致能一組信號產生器(例如，計數單元304_1-計數單元304_N)，以產生一組脈衝信號(例如，PWM信號PWM_1-PWM信號PWM_N)。
在步驟804中，信號產生器(例如，計數單元304_1-計數單元304_N)透過對振盪信號(例如，第一振盪信號CLK)使用同一預設數目(例如，預設結束值CTPRE)進行計數，控制每一脈衝信號具有預定脈衝寬度。因此，信號產生器(例如，計數單元304_1-計數單元304_N)控制脈衝信號具有基本相同的脈衝寬度，脈衝寬度為預設數目乘以振盪信號的週期。
本發明的直流/直流轉換器的控制器以及控制方法，可透過使信號產生器對振盪信號使用同一預設數值進行計數，以使產生的PWM信號具有相同的脈衝寬度。本發明的控制器可應用於例如，影像處理器單元(graphic processor unit，GPU)、中央處理器單元(central processor unit，CPU)及穩壓器(voltage regulator，VR)等多相直流/直流轉換器中。
上文具體實施方式和附圖僅為本發明之常用實施例。顯然，在不脫離申請專利範圍所界定的本發明精神和發明範圍的前提下可以有各種增補、修改和替換。本技術 領域中具有通常知識者應該理解，本發明在實際應用中可根據具體的環境和工作要求在不背離發明準則的前提下在形式、架構、佈局、比例、材料、元素、元件及其它方面有所變化。因此，在此披露之實施例僅用於說明而非限制，本發明之範圍由後附申請專利範圍及其合法等同物界定，而不限於此前之描述。
102_1-102_N‧‧‧控制器
200‧‧‧控制器
200_1‧‧‧控制電路
200_2‧‧‧控制電路
202‧‧‧振盪器
204‧‧‧PWM信號產生器
206‧‧‧控制通道
302‧‧‧計數器
304_1-304_N‧‧‧計數單元
306‧‧‧及閘
502‧‧‧差分放大器
504‧‧‧比較器
600‧‧‧直流/直流轉換器
612‧‧‧控制器
618‧‧‧信號匯流排
700‧‧‧直流/直流轉換器
712‧‧‧控制器
718‧‧‧信號匯流排
802‧‧‧步驟
804‧‧‧步驟
以下結合附圖和具體實施例對本發明的技術方法進行詳細的描述，以使本發明的特徵和優點更為明顯。其中：圖1所示為現有技術中的直流/直流轉換器的示意圖。
圖2所示為根據本發明一實施例的直流/直流轉換器的控制器的架構示意圖。
圖3所示為根據根據圖2所示的本發明一個實施例的PWM信號產生器的架構示意圖。
圖4所示為根據本發明一實施例的PWM信號、觸發信號、振盪信號以及指示信號的波形示意圖。
圖5所示為根據圖2所示的本發明一實施例的控制通道的架構示意圖。
圖6所示為為根據本發明一實施例的直流/直流轉換器的架構示意圖。
圖7所示為根據本發明另一實施例的直流/直流轉換器的架構示意圖。
圖8所示為根據本發明一實施例的直流/直流轉換器的控制方法的流程圖。
200‧‧‧控制器
202‧‧‧振盪器
204‧‧‧PWM信號產生器
206‧‧‧控制通道

Claims (20)

  1. 一種直流/直流轉換器的控制器，包括：多個信號產生器，產生多個脈衝信號，每一信號產生器產生該多個脈衝信號中的一對應脈衝信號，並透過對一第一振盪信號的一第一週期使用的一預設數目進行一計數，以控制該對應脈衝信號具有一預定脈衝寬度；以及一控制電路，耦接該多個信號產生器，根據一直流/直流轉換器的一輸出選擇性地致能該多個信號產生器，以產生該多個脈衝信號。
  2. 如申請專利範圍第1項的控制器，其中，該預定脈衝寬度為該預設數目乘以該第一週期的一長度。
  3. 如申請專利範圍第1項的控制器，其中，該多個信號產生器透過對該第一振盪信號的該第一週期使用的該預設數目進行該計數，控制該多個脈衝信號具有基本相同的一脈衝寬度。
  4. 如申請專利範圍第1項的控制器，其中，該直流/直流轉換器包括多個開關和多個電感，該對應脈衝信號控制該多個開關中的一對開關，以控制流經該多個電感中之一對應電感的一電流。
  5. 如申請專利範圍第4項的控制器，其中，如果該對應脈衝信號處於一第一狀態，該電流增加；如果該對應脈衝信號處於一第二狀態，該電流減小。
  6. 如申請專利範圍第4項的控制器，其中，該多個信號產生器透過對該第一振盪信號的該第一週期使用的 該預設數目進行該計數產生該多個脈衝信號，以控制流經該多個電感的多個電流具有基本相同的一漣波振幅。
  7. 如申請專利範圍第1項的控制器，其中，每一信號產生器回應來自該控制電路的一觸發信號、開始對該第一振盪信號的該第一週期進行該計數，並產生具有一第一位準的該對應脈衝信號；當該計數得到的一計數值等於一預設結束值時，該多個信號產生器中的一信號產生器控制該對應脈衝信號具有一第二位準。
  8. 如申請專利範圍第1項的控制器，該控制器進一步包括：一比較器，將該直流/直流轉換器的該輸出與一參考位準進行比較。
  9. 如申請專利範圍第8項的控制器，其中，如果該輸出小於該參考位準，則該控制電路透過依序致能該多個信號產生器中的至少一信號產生器產生至少一脈衝信號以增大該輸出、一第二振盪信號的一時脈脈衝致能該至少一信號產生器，並且如果該輸出增大到該參考位準，則該控制電路終止致能該多個信號產生器。
  10. 如申請專利範圍第1項的控制器，其中，該控制電路包括：一移位暫存器，由一第二振盪信號控制，該控制電路回應該第二振盪信號的多個第二週期產生多個觸發信號，以選擇性地致能該多個信號產生器。
  11. 一種直流/直流轉換器的控制方法，包括： 根據一直流/直流轉換器的一輸出選擇性地致能多個信號產生器，以產生多個脈衝信號；以及透過對一振盪信號的一週期使用的一預設數目進行一計數，以控制該多個脈衝信號具有一預定脈衝寬度。
  12. 如申請專利範圍第11項的控制方法，其中，控制該多個脈衝信號具有該預定脈衝寬度的步驟包括：回應一觸發信號以控制該多個脈衝信號具有一第一位準；回應該觸發信號，開始對該振盪信號的該週期進行該計數；以及當該計數得到的一計數值等於一預設結束值時，控制該多個脈衝信號具有一第二位準。
  13. 如申請專利範圍第11項的控制方法，其中，選擇性地致能該多個信號產生器的步驟包括：如果該輸出小於一參考位準，依序致能該多個信號產生器中的至少一信號產生器，以產生至少一脈衝信號，其中，一時脈信號的一時脈脈衝致能該至少一信號產生器；以及如果該輸出增大到該參考位準，終止致能該多個信號產生器。
  14. 一種直流/直流轉換器的控制器，包括：多個輸出端，提供多個脈衝信號；以及一控制電路，耦接該多個輸出端，根據一直流/直流轉換器的一輸出選擇性地致能多個信號產生器以產 生該多個脈衝信號，並且透過對一振盪信號的一週期使用的一預設數目進行一計數以控制該多個脈衝信號具有一預定脈衝寬度。
  15. 如申請專利範圍第14項的控制器，其中，該預定脈衝寬度為該預設數目乘以該振盪信號的一週期長度。
  16. 如申請專利範圍第14項的控制器，其中，該多個信號產生器透過對該振盪信號的該週期使用該預設數目進行該計數，控制該多個脈衝信號具有基本相同的一脈衝寬度。
  17. 如申請專利範圍第14項的控制器，其中，該直流/直流轉換器包括多個開關和多個電感，該多個脈衝信號中的一對應脈衝信號控制該多個開關中對應的一對開關，以控制流經該多個電感中的一對應電感的一電流。
  18. 如申請專利範圍第17項的控制器，其中，如果該對應脈衝信號處於一第一狀態，該電流增加；如果該對應脈衝信號處於一第二狀態，該電流減小。
  19. 如申請專利範圍第17項的控制器，其中，該多個信號產生器透過對該振盪信號的該週期計數使用的該預設數目進行該計數產生該多個脈衝信號，以控制流經該多個電感的多個電流具有基本相同的一漣波振幅。
  20. 如申請專利範圍第14項的控制器，其中，如果該輸出小於一參考位準，則該控制電路透過依序致能該多個信號產生器中的至少一信號產生器產生至少一脈 衝信號以增大該輸出、一時脈信號的一時脈脈衝致能該至少一信號產生器，並且如果該輸出增大到該參考位準，則該控制電路終止致能該多個信號產生器。
TW101149009A 2011-12-30 2012-12-21 直流／直流轉換器的控制器和控制方法 TWI520468B (zh)

Applications Claiming Priority (1)

Application Number Priority Date Filing Date Title
US13/341,300 US8624567B2 (en) 2011-12-30 2011-12-30 Controllers for DC/DC converters

Publications (2)

Publication Number Publication Date
TW201330470A true TW201330470A (zh) 2013-07-16
TWI520468B TWI520468B (zh) 2016-02-01

Family

ID=48678867

Family Applications (1)

Application Number Title Priority Date Filing Date
TW101149009A TWI520468B (zh) 2011-12-30 2012-12-21 直流／直流轉換器的控制器和控制方法

Country Status (4)

Country Link
US (1) US8624567B2 (zh)
JP (1) JP6101463B2 (zh)
CN (1) CN103187857B (zh)
TW (1) TWI520468B (zh)

Cited By (1)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
TWI692188B (zh) * 2019-06-28 2020-04-21 茂達電子股份有限公司 改善直流-直流轉換器的連續負載轉換的系統及方法

Families Citing this family (7)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
TWI434622B (zh) * 2011-12-30 2014-04-11 Macroblock Inc 轉換器之等效電阻值的控制方法與裝置
CN103427602B (zh) * 2012-05-18 2015-11-11 成都芯源系统有限公司 多相开关变换器及其控制器
EP2894777A1 (en) * 2014-01-09 2015-07-15 Dialog Semiconductor (UK) Limited DC/DC converter efficiency improvement for low current levels
KR101610469B1 (ko) * 2014-05-15 2016-04-07 현대자동차주식회사 다상 인터리브 컨버터 및 이의 제어 방법
CN105281315A (zh) * 2014-07-24 2016-01-27 中兴通讯股份有限公司 一种通信网的供电控制装置和方法
US9819265B1 (en) * 2016-09-14 2017-11-14 Texas Instruments Incorporated Multiphase power controller with dynamic phase management
CN115208187A (zh) * 2021-04-09 2022-10-18 圣邦微电子（北京）股份有限公司 多相电源的功率转换电路和多相电源及其控制方法

Family Cites Families (12)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
JP2001211640A (ja) * 2000-01-20 2001-08-03 Hitachi Ltd 電子装置と半導体集積回路及び情報処理システム
US6459602B1 (en) * 2000-10-26 2002-10-01 O2 Micro International Limited DC-to-DC converter with improved transient response
EP1320167A1 (en) * 2001-12-13 2003-06-18 Magnetek S.p.A. Current-sharing modular supply method and circuit
US6747442B2 (en) * 2002-02-19 2004-06-08 Koninklijke Philips Electronics N.V. Multiphase integrated DC-to-DC voltage converter
CN100480940C (zh) * 2002-04-03 2009-04-22 国际整流器公司 同步降压转换器改进
US7373527B2 (en) * 2002-12-23 2008-05-13 Power-One, Inc. System and method for interleaving point-of-load regulators
JP3763830B2 (ja) * 2003-10-23 2006-04-05 ローム株式会社 電源装置
US8085015B2 (en) * 2008-11-05 2011-12-27 Semiconductor Components Industries, Llc Current balancing circuit and method
KR101077154B1 (ko) * 2008-04-22 2011-10-27 한국과학기술원 직렬연결 배터리 스트링을 위한 2단 전하 균일 방법 및장치
TWI394356B (zh) * 2009-10-23 2013-04-21 Anpec Electronics Corp 用於直流轉換器之控制裝置及其相關直流轉換器
JP5481161B2 (ja) * 2009-10-30 2014-04-23 ルネサスエレクトロニクス株式会社 半導体装置および電源装置
JP5507216B2 (ja) * 2009-11-20 2014-05-28 ルネサスエレクトロニクス株式会社 半導体装置および電源装置

Cited By (3)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
TWI692188B (zh) * 2019-06-28 2020-04-21 茂達電子股份有限公司 改善直流-直流轉換器的連續負載轉換的系統及方法
CN112152595A (zh) * 2019-06-28 2020-12-29 茂达电子股份有限公司 改善直流-直流转换器的连续负载转换的系统及方法
CN112152595B (zh) * 2019-06-28 2023-12-12 茂达电子股份有限公司 改善直流-直流转换器的连续负载转换的系统及方法

Also Published As

Publication number Publication date
US8624567B2 (en) 2014-01-07
CN103187857B (zh) 2016-06-15
JP6101463B2 (ja) 2017-03-22
US20130169254A1 (en) 2013-07-04
TWI520468B (zh) 2016-02-01
JP2013141385A (ja) 2013-07-18
CN103187857A (zh) 2013-07-03

Similar Documents

Publication Publication Date Title
TWI520468B (zh) 直流／直流轉換器的控制器和控制方法
TWI457740B (zh) 電流感測裝置與電壓轉換裝置
US9529373B2 (en) Switching regulator and control circuit and control method therefor
JP4931530B2 (ja) 電力コンバータ
TWI675537B (zh) 控制電路、開關電源和控制方法
CN103178809B (zh) 一种dds脉冲边沿调节方法、模块和脉冲信号发生器
JP6767867B2 (ja) 共振電力変換装置及び制御方法
US10454365B2 (en) Apparatus and method for controlling pulse width modulation switching frequency
TWI450058B (zh) 時基控制器、受控式系統、時基控制方法、及電腦程式產品
CN103683918A (zh) 开关电源装置
US11063577B2 (en) Pulse width modulation technique with time-ratio duty cycle computation
TWI473399B (zh) 控制電路以及控制方法
TWI470392B (zh) 直流對直流控制器與其操作方法
JP5366029B2 (ja) 電源装置及び発光素子駆動装置
US8928297B2 (en) Ćuk based current source
JP2015146711A (ja) マルチフェーズ型ｄｃ／ｄｃコンバータ
US7315150B1 (en) Method of power conversion and apparatus which achieves high power factor correction using ripple current mode control
US20140292291A1 (en) Multiphase converting controller
JP6614818B2 (ja) 昇降圧ｄｃ／ｄｃコンバータ
JP6529128B2 (ja) 基準電圧発生回路及びスイッチング電源装置
TWI469483B (zh) 切換式電源供應器及其控制電路與控制方法
JP2014128110A (ja) スイッチング電源装置
JP5527397B1 (ja) パルス生成器
JP5516683B2 (ja) 電源装置
JP5928867B2 (ja) スイッチング電源装置