JP6206885B2 - 通信システム、送信装置、受信装置、通信方法およびプログラム - Google Patents

Description

本発明は、通信システム、送信装置、受信装置、通信方法およびプログラムに関する。

帯域制限された通信システムでは、シンボル間干渉を生じさせない各シンボルの送信間隔が、利用可能な周波数帯域Ｗにより定まるナイキストレートで与えられる（例えば、特許文献１参照）。ナイキストレートより長い時間間隔で各シンボルを送信することで、送信シンボル間で干渉が生じないことを前提とした単純な受信装置を用いることができる。これに対して、ナイキストレートより短い時間間隔で各シンボルを送信するＦＴＮ（Ｆａｓｔｅｒ−Ｔｈａｎ−Ｎｙｑｕｉｓｔ）方式も考案されている（例えば、非特許文献２参照）。

ＦＴＮ方式では、通信システムが利用可能な帯域を増大させることなく、送信レートを向上させることができる。一方、受信側では、シンボル間干渉の影響を受けるので、復調のための演算量が大幅に増加する。近年の信号処理能力の向上に合わせて、いくつかのＦＴＮ復調アルゴリズム（時間空間等化アルゴリズム）が考案されている（例えば、非特許文献３、４参照）。非特許文献３では、シンボル間干渉が生じた受信データを畳み込み符号とみなしてビタビアルゴリズムを適用する。非特許文献４では、ＳＩＣ（ｓｕｃｃｅｓｓｉｖｅ ｉｎｔｅｒｆｅｒｅｎｃｅ ｃａｎｃｅｌｌａｔｉｏｎ）に基づく繰り返し信号を利用している。また、シンボル間干渉を送信側で補償するプリコーディングアルゴリズム（例えば、特許文献１参照）、および、ＦＴＮ送受信機に適したタイミング同期アルゴリズム（例えば、特許文献２参照）が開発された。

また、信号が伝送するチャネルにおける周波数選択性フェージング等の影響で生じたシンボル間干渉を低減する技術が知られている（例えば、非特許文献５参照）。
関連する先行技術文献を以下に示す。
非特許文献１ J. G. Proakis, Digital Communications, 5th ed. McGraw-Hill, New York, 2008.
非特許文献２ J. E. Mazo, "Faster-than-Nyquist signaling," Bell System Technical Journal, vol. 54, no. 8, pp. 1451-1462, 1975.
非特許文献３ A. D. Liveris and C. N. Georghiades, "Exploiting faster-than-Nyquist signaling," IEEE Transactions on Communications, vol. 51, no. 9, pp. 1502-1511, 2003.
非特許文献４ F. Rusek and J. Anderson, "Multistream faster than Nyquist signaling," IEEE Transactions on Communications, vol. 57, no. 5, pp. 1329-1340, May 2009.
非特許文献５ 林和則 「変復調と等化方式の基礎（Fundamentals of Modulation/Demodulation and Equalization Technologies）」Proc. MWE2004、 pp523-532, 2004.
非特許文献６ Nan Wu and Lajos Hanzo, "Near-Capacity Irregular-Convolutional-Coding-Aided Irregular Precoded Linear Dispersion Codes" IEEE TRANSACTIONS ON VEHICULAR TECHNOLOGY, VOL. 58, NO. 6, JULY 2009.
特許文献１ 欧州特許第２３４２８３２号明細書
特許文献２ 欧州特許第２４３６１４０号明細書

しかし、従来のＦＴＮ送受信機においては、受信機における演算負荷が大きかった。

本発明の第１の態様においては、送信装置および受信装置を含む、帯域制限された通信システムであって、送信装置は、送信データの各ブロックの先頭に、各ブロックの最後尾における予め定められた長さのデータをコピーしたプレフィックスを付加するプレフィックス付加部と、プレフィックスが付加された送信データの各シンボルを、通信システムの帯域に応じたナイキストレートよりも短い時間間隔で送信する送信部とを備え、受信装置は、受信データの各ブロックからプレフィックスを除去するプレフィックス除去部と、プレフィックスが除去された各ブロックにおいて、送信部がナイキストレートよりも短い時間間隔でシンボルを送信したことにより生じたシンボル間干渉を除去する干渉除去部とを備える通信システム、および、当該通信システムに係る通信方法を提供する。

干渉除去部は、受信データの各ブロックにおいて、プレフィックスの長さより長い区間で生じるシンボル間干渉を無視して、プレフィックスの長さ以下の区間で生じるシンボル間干渉を除去してよい。干渉除去部は、送信部における各シンボルの時間間隔に基づいて、受信データからシンボル間干渉を除去してよい。

送信装置は、プレフィックスが付加された送信データの帯域幅を、予め定められた帯域幅に制限して送信部に入力する送信フィルタを更に備え、干渉除去部は、送信フィルタのフィルタ特性に基づいて、受信データからシンボル間干渉を除去してよい。送信装置は、送信部における時間間隔を示す情報を、受信装置に送信してよい。送信装置は、送信フィルタのフィルタ特性を示す情報を、受信装置に送信してよい。

プレフィックス付加部は、送信部における時間間隔に基づいて、プレフィックスの長さを定めてよい。プレフィックス付加部は、送信フィルタのフィルタ特性に基づいて、プレフィックスの長さを定めてよい。プレフィックス付加部は、送信データの各ブロックの長さに基づいてプレフィックスの長さを定めてよい。

干渉除去部は、受信データを周波数領域の信号に変換し、周波数領域においてシンボル間干渉の成分を除去してよい。干渉除去部は、ブロックにおけるシンボル間干渉を示す等価チャネルマトリクスを巡回行列で近似し、受信データの各周波数成分に対して、巡回行列に応じたウェイト係数を乗算してシンボル間干渉を除去してよい。干渉除去部は、送信部における時間間隔に基づいて、受信データに重畳されたランダム雑音の大きさを補正して、シンボル間干渉を除去してよい。

送信装置は、送信すべき情報を示すソースビット列を受け取り、ソースビット列を予め定められた長さの複数のサブブロックに分割し、各サブブロックのソースビット列を、ソースビット列の一部のビット値に対応するシンボル位置に、ソースビット列の残りのビット値に応じた送信シンボルを有するシンボル列に変換して、プレフィックス付加部に入力する変調部を更に備え、プレフィックス付加部は、シンボル列を分割したブロックの先頭に、プレフィックスを付加してよい。変調部は、送信シンボル以外のシンボルの値が零であるシンボル列を生成してよい。受信装置は、受信データにおける各サブブロックについて、送信シンボルと、送信シンボルの位置とに基づいて、ソースビット列を復調する復調部を更に備えてよい。

送信装置は、送信すべき情報を示すソースビット列にＲＳＣ符号を付加するＲＳＣエンコーダと、入力されるビット列に応じたシンボル列を生成する複数の変調部と、ＲＳＣエンコーダがＲＳＣ符号を付加したソースビット列の各ビットを、複数の変調部のいずれかに割り当てて入力する割り当て部と、複数の変調部が生成したシンボル列を合成する合成部とを有し、複数の変調部は、それぞれ異なる時間間隔でシンボルを送信するためのシンボル列を生成する２以上の変調部を含み、割り当て部は、ＲＳＣエンコーダにおける符号化率に基づいて、それぞれの変調部に入力するビットの個数の比を制御してよい。

割り当て部は、ＲＳＣエンコーダの符号化率に応じた外側ＥＸＩＴ曲線と、複数の変調部に対応する複数の個別ＥＸＩＴ曲線を合成した内側ＥＸＩＴ曲線とが、予め定められた間隔以下となるように、ビットの個数の比を制御してよい。割り当て部は、内側ＥＸＩＴ曲線の入力相互情報量の全範囲に渡って、内側ＥＸＩＴ曲線の出力相互情報量の値が、外側ＥＸＩＴ曲線の入力相互情報量の値より大きくなるように、ビットの個数の比を制御してよい。

複数の変調部は、入力されたビット列を予め定められた長さの複数のサブブロックに分割し、各サブブロックのビット列を、ビット列の一部のビット値に対応するシンボル位置に、ビット列の残りのビット値に応じた送信シンボルを有するシンボル列に変換する２以上の変調部を含み、２以上の変調部におけるサブブロックの長さが異なってよい。

本発明の第２の態様においては、第１の態様における送信装置、または、受信装置を提供する。本発明の第３の態様においては、コンピュータを、第２の態様の送信装置または受信装置として機能させるプログラムを提供する。

なお、上記の発明の概要は、本発明の必要な特徴の全てを列挙したものではない。また、これらの特徴群のサブコンビネーションもまた、発明となりうる。

本発明の実施形態に係る通信システム１００の構成例を示す図である。 干渉除去部３６の構成例を示す図である。 ＦＴＮ送信の概念を説明する図である。 送信装置１０の動作を説明する図である。 受信装置３０の動作を説明する図である。 等価チャネルマトリクスＨの概要を示す図である。 送信装置１０の動作例を示す図である。 受信装置３０の動作例を示す図である。 信号対雑音比（ＳＮＲ）に対するビットエラーレート（ＢＥＲ）を示す図である。 パック係数αに対する等価チャネルマトリクスＨの推定誤差の大きさを示す図である。 パック係数αに対するＳＮＲを示す図である。 通信システム１００における送受信方式（ＦＤＥ−ＦＴＮ）と、従来の送受信方式（Ｎｏ ＩＳＩ、ＭＬ Ｌｉｍｉｔ）とを比較した結果を示す図である。 変調部１２およびプレフィックス付加部１４の動作例を示す図である。 通信システム１００の他の構成例を示す図である。 図１４に示した受信装置３０におけるＥＸＩＴチャートの一例を示す。 コンピュータ１９００のハードウェア構成の一例を示す。

以下、発明の実施の形態を通じて本発明を説明するが、以下の実施形態は請求の範囲にかかる発明を限定するものではない。また、実施形態の中で説明されている特徴の組み合わせの全てが発明の解決手段に必須であるとは限らない。

図１は、本発明の実施形態に係る通信システム１００の構成例を示す図である。通信システム１００は、送信装置１０および受信装置３０を備える。送信装置１０は、帯域制限された送信データの各シンボルを、ナイキストレートよりも短い時間間隔で送信する。なお、ナイキストレートにおける各シンボルの時間間隔T_０は、T_０＝１／（２Ｗ）で与えられる。但し、Ｗは通信システムが利用可能な帯域幅を示す。

本明細書では、ナイキストレートよりも短い時間間隔で送信データを送信することを、ＦＴＮ送信と称する。ＦＴＮ送信により、送信データにシンボル間干渉が生じる。なお、本明細書における「シンボル間干渉」の用語は、ＦＴＮ送信により生じた干渉を意味しており、特に明示している場合を除き、チャネルにおける周波数選択性フェージングおよびディレイスプレッド等の影響によるシンボル間干渉を含まない。

受信装置３０は、送信装置１０が送信した送信データを、チャネル２０を介して受信する。本例のチャネル２０は、無線チャネルである。受信装置３０は、送信装置１０がＦＴＮ送信したことにより生じたシンボル間干渉を除去して、受信データを復調する。これにより、通信システム１００の帯域を広げずに、高い送信レートを実現する。シンボル間干渉の除去方法は後述する。なお、受信装置３０は、ＦＴＮ送信により生じるシンボル間干渉に加え、チャネルにおける周波数選択性フェージング等で生じるシンボル間干渉も除去してよい。

本例の送信装置１０は、変調部１２、プレフィックス付加部１４、送信フィルタ１６および送信部１８を備える。また、受信装置３０は、受信部３２、プレフィックス除去部３４、干渉除去部３６および復調部３８を備える。各構成の機能は後述する。本実施形態では、送受信装置がそれぞれ１本のアンテナを持ち、シングルキャリア伝送する場合について述べるが、送受信装置は、それぞれ複数のアンテナを有してよい。また、通信システム１００は、マルチキャリア伝送するシステムであってもよい。

図２は、干渉除去部３６の構成例を示す図である。干渉除去部３６は、プレフィックスを除去した各受信ブロックを周波数領域の信号に変換し、周波数成分毎にウェイト係数を乗算した後に時間領域の信号に逆変換する。本例の干渉除去部３６は、フーリエ変換部４０、チャネルマトリクス算出部４２、ウェイト係数乗算部４４およびフーリエ逆変換部４６を有する。各構成の機能は後述する。

図３は、ＦＴＮ送信の概念を説明する図である。なお、通信システム１００の周波数帯域幅をＷとする。当該周波数帯域幅Ｗは、例えば送信装置１０における送信フィルタ１６の周波数帯域幅で定まる。ＦＴＮ送信ではなく、ナイキストレートで送信データを送信すると、各シンボルの時間間隔はＴ_０＝１／（２Ｗ）となる。なお、シンボルの時間間隔とは、例えば隣接するシンボルの中央どうしの間隔である。図３においては、各シンボルを一つの山型の波形で示している。この場合、それぞれのシンボル間においては干渉が生じない。これに対し、ＦＴＮ送信においては、各シンボルの時間間隔はＴ＜Ｔ_０となる。このため、各シンボル間において干渉が生じてしまう。

通信システム１００は、上記のシンボル間干渉の影響を容易に除去する通信方式を提供する。具体的には、送信装置１０が、送信データの各ブロックの先頭にサイクリックプレフィックス（本明細書では、単にプレフィックスと称する）を付加してからＦＴＮ送信を行う。

受信装置３０は、受信データの各ブロックにおいてシンボル間干渉が生じる区間を、プレフィックスの長さより短いと仮定して、シンボル間干渉の近似モデルを算出する。つまり、受信データの各ブロックにおいて、プレフィックスの長さより長い区間で生じるシンボル間干渉を無視して、プレフィックスの長さ以下の区間で生じるシンボル間干渉の近似モデルを算出する。例えば、プレフィックスがν個のシンボルを含む場合、ブロックに含まれる各シンボルは、最大でν−１個離れたシンボルに対して干渉を与えると仮定する。当該近似モデルは、少なくとも送信装置１０が各シンボルを送信する時間間隔に基づいて生成する。上記の仮定により、近似モデルは巡回行列で表されるので、当該近似モデルを用いた簡単な演算により、シンボル間干渉の影響を容易に除去することができる。

図４は、送信装置１０の動作を説明する図である。変調部１２は、ソースビット列を受け取り、予め定められる変調サイズＭおよびブロックサイズＮに基づいて、複数の送信ブロックを生成する。なお変調サイズとは、一つの複素シンボルが取り得る値の数を指す。また、ブロックサイズとは、一つの送信ブロックに含まれる複素シンボルの数を指す。図４では、変調サイズが４のＱＰＳＫ方式を用い、ブロックサイズがＮの場合を示している。本明細書においては、複素シンボルを単にシンボルと略称する。

変調部１２は、ソースビット列におけるｌｏｇ_２Ｍビット毎に一つのシンボルを生成する。そして、複素シンボル列におけるＮシンボル毎に一つの送信ブロックを生成する。つまり、変調部１２は、ソースビット列におけるＮｌｏｇ_２Ｍビット毎に送信ブロックを生成する。

プレフィックス付加部１４は、変調部１２が生成した各送信ブロックの先頭に、各ブロックの最後尾における予め定められた長さのデータをコピーしたプレフィックスを付加する。本例では、送信ブロックのシンボル列ｓをｓ_０ｓ_１・・・ｓ_Ｎ−１とし、プレフィックスの長さ（シンボル数）をνとする。プレフィックス付加部１４は、プレフィックス（ｓ_Ｎ−ν〜ｓ_Ｎ−１）を、送信ブロックの先頭に付加する。

送信フィルタ１６は、プレフィックス付加部１４がプレフィックスを付加した後の送信ブロックの帯域を、予め定められた帯域幅Ｗに制限する。送信フィルタ１６は、例えばレイズド・コサインフィルタである。一例として、送信フィルタ１６のロールオフ係数をβ＝０．２２とする。

送信部１８は、送信フィルタ１６が帯域制限した各送信ブロックをＦＴＮ送信する。送信部１８が送信するシンボル間隔をＴ＝α・Ｔ_０とすると、送信レートＲは下式で表される。但し、αは０から１の間の実数であり、αが小さいほどシンボル間隔が短い。本明細書においては、αをパック係数と称する。

図５は、受信装置３０の動作を説明する図である。受信部３２は、送信部１８が送信した各送信ブロックを受信する。受信部３２が受信する各受信ブロックには、プレフィックスが含まれている。

プレフィックス除去部３４は、各受信ブロックにおけるプレフィックスを除去する。本例では、送信装置１０および受信装置３０の間でタイミング同期がとれていると仮定して、各受信ブロックの先頭からνシンボル分除去している。

なお、受信信号は下式で表すことができる。

但し、ｎはシンボルの番号、Ｅ_ｓは送信信号に含まれるシンボルの平均パワー、ｈ（ｔ）は送信フィルタ１６のフィルタ特性、ｓ_ｎは送信ブロックの各シンボル、ｎ（ｔ）はチャネル２０におけるランダム雑音を指す。本例においてｎ（ｔ）は、平均値０、分散（ノイズ電力）Ｎ_０の複素数のガウス分布雑音である。通信システムにおける信号対雑音比（ＳＮＲ）は、Ｅｓ／Ｎ_０で定義される。

式（２）から、受信ブロックにおけるｋ番目のシンボルは、下式で表される。

なお、シンボル間干渉が生じる範囲をνと仮定しているので、長さνのプレフィックスを隔てたブロック間におけるシンボル間干渉は無視する。また、シンボル間干渉の項は、α＝１（Ｔ＝Ｔ_０）のときに０となる。ＦＴＮ送信においてはα＜１なので、シンボル間干渉が生じる。干渉除去部３６は、ＦＴＮ送信により生じたシンボル間干渉の影響を除去する。復調部３８は、シンボル間干渉の影響が除去された受信ブロックを復調する。

なお、チャネルにおける周波数選択性フェージングおよびディレイスプレッドを考慮すると、受信ブロックにおけるｋ番目のシンボルは、下式で表される。

ここで、Ｌはチャネルにおけるディレイスプレッドを、シンボル間隔を単位として示している。また、ｑｌは、ｋ番目のシンボルに対するｌ個前のシンボルの干渉の大きさを示す。

時間領域の受信ブロックは、下式で近似される。

但し、Ｈは式（５）で定義されるＮ×Ｎの等価チャネルマトリクスであり、受信ブロックにおけるシンボル間干渉を示す。また、ｓはｓ＝[ｓ_０,・・・、ｓ_Ｎ−１]^Ｔで定義されるベクトルであり、ｎはノイズ成分を示す。

但し、ｈ_ｋは、等価チャネルマトリクスＨの第ｋ番目の列成分を示す。
上述したように、シンボル間干渉が生じる範囲をνと仮定することで、等価チャネルマトリクスＨは巡回行列となる。

図６は、等価チャネルマトリクスＨの概要を示す図である。図６の横方向が等価チャネルマトリクスＨの行方向に対応し、縦方向が列方向に対応する。式（５）に示すように、等価チャネルマトリクスＨは、ｈ（x）（但し、ｘ＝０、１、・・・、νー１）で示される非ゼロのフィルタ係数が巡回して現れる巡回行列で近似される。シンボル間干渉が生じる範囲をνとしたので、各行に含まれるフィルタ係数ｈ（ｘ）の個数はνとなる。本例においてそれぞれのフィルタ係数ｈ(ｘ)は、送信フィルタ１６におけるフィルタ係数で与えられる。

なお、シンボル間干渉が生じる範囲として仮定する区間は、プレフィックスの長さνと同一でなくともよい。例えば、プレフィックスの長さνより短い区間を、シンボル干渉が生じる範囲として仮定してもよい。この場合、等価チャネルマトリクスＨの各行に含まれるｈ（ｘ）の個数は、νより少なくなる。

図２に示したチャネルマトリクス算出部４２は、送信部１８におけるシンボル間隔および送信フィルタ１６のフィルタ特性に基づいて、等価チャネルマトリクスＨを算出する。本例のチャネルマトリクス算出部４２は、送信部１８が各シンボルを出力する時間間隔Ｔ、および、送信フィルタ１６のフィルタ係数ｈ（ｘ）に基づいて、等価チャネルマトリクスＨを算出する。これらの情報は、チャネルマトリクス算出部４２に予め記憶されていてよく、また、送信装置１０がチャネルマトリクス算出部４２に送信してもよい。当該情報の送信は、送信データの送信に先立って行ってよく、送信データと同時に行ってもよい。

干渉除去部３６は、等価チャネルマトリクスＨで特定されるシンボル間干渉の影響を、受信ブロックから除去する。本例の干渉除去部３６は、受信ブロックを周波数領域の信号に変換して、周波数領域での演算によりシンボル間干渉の影響を除去する。フーリエ変換部４０は、プレフィックスが除去された受信ブロックを高速フーリエ変換して、周波数領域の信号に変換する。なお、本例のフーリエ変換部４０におけるＦＦＴサイズは、ブロック長Ｎと同一とする。ＦＦＴサイズとは、スペクトルの周波数ビンの数を指す。周波数領域の信号に変換してシンボル間干渉の影響を除去することで、干渉除去部３６における演算量を低減することができる。例えば、非特許文献３および４では、時間領域において等化演算を行っているが、シンボル間干渉（チャネルタップ長）の増加とともに演算量が等比級数的に増加してしまう。このため、ＦＴＮを用いた高速通信環境ではリアルタイムに復調することが困難になる。

ウェイト係数乗算部４４は、受信ブロックの各周波数成分に、等価チャネルマトリクスＨに応じたウェイト係数を乗算してシンボル間干渉を除去する。ウェイト係数の算出方法を、以下の式（６）から式（１１）を用いて説明する。

等価チャネルマトリクスＨは巡回行列なので、固有値分解により以下の式で表される。

但し、Ｑは離散フーリエ変換行列、Λはｉ番目の要素が等価チャネルマトリクスＨの固有値λ_{（ｉ，ｉ）}で示される対角行列である。Ｑ^ＨはＱの共役転置行列であり、離散フーリエ逆変換の演算に対応する。

なお、行列Ｑの第ｌ行、第ｋ列の要素は、下式で示される。

また、固有値λは、下式で示される。

周波数領域に変換した受信ブロックｙ_ｆは、式（６）に示したＱ、Λを用いて下式で表される。

但し、ｓ_ｆは周波数領域に変換した送信ブロック、ｎ_ｆは周波数領域に変換したノイズ成分を示す。

ウェイト係数乗算部４４は、上記の受信ブロックｙ_ｆから、時間領域の送信ブロックｓ＾を復元する。時間領域の送信ブロックｓ＾は、下式で表される。

ウェイト係数乗算部４４は、等価チャネルマトリクスＨに基づいて、式（１０）の関係を満たすような対角行列Ｗを算出して、受信ブロックｙ_ｆに乗算する。対角行列Ｗの各要素ω_{（ｉ，ｉ）}は、受信ブロックｙ_ｆの各周波数成分に乗算されるウェイト係数の一例である。式（１０）から明らかなように、ノイズ成分ｎ_ｆが零であれば、対角行列Ｗは対角行列Λの逆行列となる。ノイズ成分ｓ_ｆが零でない場合、対角行列Ｗの各要素は、下式のように最小二乗誤差法（ＭＭＳＥ法）により算出される。

但し、λ^＊は、λの複素共役を示す。

ウェイト係数乗算部４４は、算出した対角行列Ｗを、受信ブロックｙ_ｆに乗算する。フーリエ逆変換部４６は、ウェイト係数が乗算された周波数領域の受信ブロックＷｙ_ｆを、時間領域の信号に逆変換する。フーリエ逆変換部４６における処理は、式（１０）におけるＱ^Ｈを乗算する処理に対応する。

以上の処理により、ＦＴＮ送信により生じたシンボル間干渉の影響の低減を、受信側において少ない演算量で実現できる。つまり、高速ＦＴＮ通信を、現実的な受信演算量で実現できる。これにより、帯域制限された通信システムにおいて、帯域、送信パワーを増加させることなく、送信レートを大幅に向上させることができる。なお、通信システム１００における送信レートは、式（１）で与えられる。

なお、式（１）におけるＮ／（Ｎ＋ν）は、プレフィックスを付加したことによる送信レートのロスを示す。また、プレフィックスを付加したことにより、送信パワーの面でもロスが生じる。このため、変調部１２は、プレフィックスの長さνに対して十分大きいブロックサイズＮを選択することが好ましい。例えば、ブロックサイズＮを、プレフィックスの長さνの数十から百倍以上にする。具体例として、ブロックサイズをＮ＝４０９６、プレフィックスの長さをν＝１０程度にしてよい。このように、プレフィックス付加部１４は、送信データの各ブロックの長さＮに基づいてプレフィックスの長さνを定めてよい。

図７は、送信装置１０の動作例を示す図である。Ｓ２０２において、送信装置１０は、Lビットのソースビット列Bを受け取る。Ｓ２０４において、変調部１２は、ソースビット列Ｂを、Ｎ個のシンボルを含む送信ブロックに分割して変調する。

Ｓ２０６において、プレフィックス付加部１４は、各送信ブロックにプレフィックスを付加する。Ｓ２０８において、送信フィルタ１６は、各送信ブロックを帯域制限する。Ｓ２１０において、送信部１８は、各送信ブロックをＦＴＮ送信する。

なお、Ｓ２０６において、プレフィックス付加部１４は、ＦＴＮ送信によって生じるシンボル間干渉の度合いに応じて、プレフィックスの長さνを調整してよい。シンボル間干渉の度合いとは、例えば無視できないシンボル間干渉が生じるシンボル間隔の最大値を指す。

プレフィックス付加部１４は、送信部１８におけるシンボル間隔に基づいて、プレフィックスの長さνを定めてよい。シンボル間隔が短いほど、シンボル間干渉の度合いが大きくなるので、プレフィックス付加部１４は、プレフィックスの長さνを大きくする。

また、プレフィックス付加部１４は、送信フィルタ１６のフィルタ特性に基づいて、プレフィックスの長さνを定めてよい。例えば送信フィルタ１６のロールオフ係数に基づいて、プレフィックスの長さνを定める。ロールオフ係数が小さいほど、シンボル間干渉の度合いが大きくなるので、プレフィックス付加部１４は、プレフィックスの長さνを大きくする。

図８は、受信装置３０の動作例を示す図である。Ｓ２１２において、受信部３２は、受信信号を周期Ｔでサンプリングして、受信ブロックを生成する。Ｓ２１４において、プレフィックス除去部３４は、各受信ブロックからプレフィックスを除去する。

Ｓ２１６において、チャネルマトリクス算出部４２は、送信装置１０におけるシンボル送信間隔Ｔおよびフィルタ係数ｈに基づいて、等価チャネルマトリクスＨを算出する。チャネルマトリクス算出部４２またはウェイト係数乗算部４４は、等価チャネルマトリクスＨを固有値分解して、行列ＱおよびΛを更に算出する。

Ｓ２１８において、フーリエ変換部４０は、受信ブロックを高速フーリエ変換する。Ｓ２２０において、ウェイト係数乗算部４４は、式（１１）を用いて、行列Λの各要素λ（ｉ，ｉ）に基づいてウェイト係数ω（ｉ，ｉ）を算出する。

Ｓ２２２において、ウェイト係数乗算部４４は、周波数領域の受信ブロックに、ウェイト係数を乗算する。これにより、受信ブロックからシンボル間干渉（Λ）が除去される。Ｓ２２４において、フーリエ逆変換部４６は、シンボル間干渉が除去された受信ブロックを、時間領域の信号に逆変換する。これにより、ＦＴＮ送信によるシンボル間干渉の影響を低減した送信ブロックを取得する。復調部３８は、フーリエ逆変換部４６が出力する時間領域の信号を復調する。これにより、ＦＴＮ送信により生じたシンボル間干渉の影響の低減を、受信側において少ない演算量で実現できる。

例えば、受信ブロックの高速フーリエ変換は、Ｎ^２回の複素乗算で実現できる。また、式（１１）に示したウェイト係数は、４Ｎ回の実数乗算で算出できる。また、式（１０）の乗算は、２Ｎ回の実数乗算で実現できる。そして、高速フーリエ逆変換は、Ｎ^２回の複素乗算で実現できる。１回の複素乗算は、４回の実数乗算に相当するから、干渉除去部３６における１シンボル当たりの演算量は、（８Ｎ^２＋６Ｎ）／Ｎ＝（８Ｎ＋６）回の実数乗算になる。つまり、干渉除去部３６における演算量は、ブロックサイズＮに比例しており、ブロックサイズＮが増大しても、演算量は等比級数的には増大しない。このため、ブロックサイズＮが増大しても、ＦＴＮ通信を実現することができる。また、変調サイズＭが増大しても、演算量は増大しない。

なお、ウェイト係数乗算部４４は、送信部１８におけるシンボル間隔Ｔに基づいて、受信ブロックに重畳されたランダム雑音の大きさＮ_０を補正して、シンボル間干渉を除去してよい。この場合、ウェイト係数乗算部４４は、式（１１）におけるＮ_０を補正して、各ウェイト係数ωを算出する。ウェイト係数乗算部４４は、シンボル間干渉の度合いが大きいほど、Ｎ_０を大きくする。具体的には、ウェイト係数乗算部４４は、シンボル間隔Ｔが小さいほど、Ｎ_０を大きくしてよい。例えば、ウェイト係数乗算部４４は、下式に基づいてＮ_０を補正する。

但し、||ΔＨ||²は、図１０の縦軸における等価チャネルマトリクスＨの推定誤差を示す。

図９から図１２は、通信システム１００の特性を評価したシミュレーション結果を示す。シミュレーションの条件は以下の通りである。
チャネル ：ＡＷＧＮ（加法性ホワイトガウスノイズ）
変調方式 ：ＰＳＫまたはＱＡＭ
フィルタ ：レイズド・コサインフィルタ
ブロック長 ：４０９６
パック係数α ：０．１〜１．０
ロールオフ率β ：０．２２
プレフィックス長ν：１〜１００
ＦＴＮ復調方式 ：ＦＤＥ−ＭＭＳＥ（周波数領域等価−最小二乗誤差法、式１０）
また、図９から図１２においては、ナイキストレートで送信し（α＝１．０）、最尤推定法（Ｍａｘｉｍｕｍ−Ｌｉｋｅｌｉｈｏｏｄ ｅｓｔｉｍａｔｉｏｎ）で復号した場合を、「Ｎｏ ＩＳＩ、ＭＬ Ｌｉｍｉｔ」として示している。

図９は、信号対雑音比（ＳＮＲ）に対するビットエラーレート（ＢＥＲ）を示す図である。但し、変調方式は、ＰＳＫ（ＢＰＳＫ）とした。また、α＝０．７とし、プレフィックス長を１から２０の間で変化させた。これらの条件においては、式（１）による送信レートＲは、１．４３となる。なお、上述したようにＳＮＲは、Ｅ_ｓ／Ｎ_０で定義される。図９に示すように、ν＝１０までは、プレフィックス長νを大きくするとＢＥＲが改善することがわかる。

図１０は、パック係数αに対する等価チャネルマトリクスＨの推定誤差の大きさを示す図である。上述したように、通信システム１００では、シンボル間干渉がνの範囲内でのみ生じると仮定して等価チャネルマトリクスＨを算出している。図１０では、上記の仮定を置かないで算出したマトリクスに対する誤差を算出している。図１０に示すように、パック係数αが小さくなるに従い、推定誤差は大きくなる。プレフィックス長νは、推定誤差が十分小さくなる程度の大きさを有することが好ましい。

図１１は、パック係数αに対するＳＮＲを示す図である。但し、ＢＥＲ＝１０^−５とした。図３から予測されるように、αが低い領域では、小さいνにおけるＳＮＲは悪化する。但し、プレフィックス長νを長くしすぎると、伝送効率が悪化する。従って、プレフィックス長νは、パック係数α（シンボル間隔Ｔ）に応じて適切に選択することが好ましい。例えば、α＝０．１程度の場合、プレフィックス長νは５０程度にすることが好ましい。α＝０．２の場合、プレフィックス長νは２０程度にすることが好ましく、α＝０．３以上の場合、プレフィックス長νは１０以下にすることが好ましい。

図１２は、通信システム１００における送受信方式（ＦＤＥ−ＦＴＮ）と、従来の送受信方式（Ｎｏ ＩＳＩ、ＭＬ Ｌｉｍｉｔ）とを比較した結果を示す図である。但し、通信システム１００における送受信方式では、α＝０．５とした。つまり、通信システム１００における送受信方式は、同一の変調方式による従来の送受信方式（α＝１．０）に対して、２倍の送信レートＲとなる。図１２におけるＲは式（１）の送信レートであり、相対値を示す。

図１２に示すように、いずれの送信レートＲにおいても、通信システム１００の送受信方式は、従来の送受信方式よりも低いＢＥＲを示している。特に、送信レートが大きくなるにつれて、その差は顕著になる。つまり、通信システム１００によれば、高い送信レートでの通信を容易に実現することができる。

以上説明したように、通信システム１００によれば、高速ＦＴＮ通信を、現実的な受信演算量で実現することができる。従来から、ＦＴＮ通信の概念自体は知られていたが、受信側において煩雑な演算を要し、現実的な受信装置の規模でＦＴＮ通信を実現することはできていない。本例の通信システム１００によって、初めて現実的な装置規模で高速ＦＴＮ通信が可能となり、送信レートの飛躍的な増大が期待できる。なお通信システム１００は、無線通信システムに限定されない。光ファイバーによる通信、衛星通信等のあらゆる帯域制限された通信システムに適用することができる。

なお、非特許文献５には、サイクリックプレフィックスを用いた信号の等価が開示されている。しかし、非特許文献５は、チャネルでの周波数選択性フェージングによるシンボル間干渉を除去するものであり、ＦＴＮ送信によるシンボル間干渉を除去することは何ら示唆しておらず、当該文献に記載された等価方法を、ＦＴＮ送信に適用する場合に、どのようなパラメータを用いて受信側が等価処理を実行すべきか等、具体的な適用方法も示唆していない。このため、通信システム１００のように、送信レートを向上させることはできない。

図１３は、変調部１２およびプレフィックス付加部１４の動作例を示す図である。本例の変調部１２は、送信すべき情報を示すソースビット列を受け取る。変調部１２は、ソースビット列を、予め定められた長さの複数のサブブロックに分割する。ここで長さとは、サブブロックに含まれるビットの数を指す。本例では、ソースビット列を、６ビットの長さのサブブロックに分割している。それぞれのサブブロックの長さは同一である。

変調部１２は、各サブブロックについて、ソースビット列の一部のビット値をシンボル位置データとして用い、残りのビット値を送信シンボルＳに変換する。本例の変調部１２は、各サブブロックの最初の４ビットを送信シンボルＳに変換し、残りの２ビットをシンボル位置データとして用いる。

変調部１２は、各サブブロックの送信シンボルＳおよびシンボル位置データに基づいて、ソースビット列をシンボル列に変換する。具体的には、各サブブロックの送信シンボルＳを、各サブブロックのシンボル位置データに対応するシンボル位置に配置したシンボル列を生成する。シンボル列における各サブブロックは、シンボル位置データのビット数に応じたシンボル数を有する。すなわち、シンボル位置データのビット数をｖとすると、各サブブロック長は２＾ｖシンボル区間である。これにより、シンボル位置データの各ビットパターンに対して、それぞれ異なるシンボル位置が割り当てられる。

本例では、シンボル位置データのビットパターン００、０１、１０、１１に対して、１番目、２番目、３番目、４番目のシンボル位置が割り当てられる。例えば、本例のサブブロック０のシンボル位置データは０１なので、送信シンボルＳ_０は、サブブロック０における２番目のシンボルとなる。

なお、シンボル列における送信シンボルＳ以外のシンボルの値は、予め定められた一定値に設定される。シンボル間干渉を低減するべく、送信シンボルＳ以外のシンボルの値は零であることが好ましい。

変調部１２は、シンボル列を、Ｎ個のシンボル毎に分割して、図４に関連して説明した送信ブロックを生成する。本例の変調部１２は、送信シンボルＳ以外のシンボル（本例では値が０のシンボル）も含めて、Ｎ個のシンボル毎に分割する。図１３では、一例としてＮ＝１２の例を示している。この場合、変調部１２はサブブロック０からサブブロック２までを一つの送信ブロックとする。ただし、送信ブロックの境界は、サブブロックの境界と一致してよく、一致しなくともよい。

変調部１２は、シンボル列を分割した送信ブロックをプレフィックス付加部１４に入力する。プレフィックス付加部１４は、各送信ブロックの先頭にプレフィックスを付加する。図１３では、一例として、プレフィックスの長さを３シンボルとしている。

このように、シンボル位置データに応じた位置に送信シンボルＳを配置することで、送信シンボルＳを連続して配置する場合に比べて、送信シンボルＳの平均間隔を広くすることができる。このため、送信シンボル間の干渉を低減することができる。従って、ＦＴＮ送信における送信レートを大きくしても、送信シンボル間の干渉を抑制することができる。なお、シンボル位置データの情報は、受信した送信シンボルＳの位置から復号できる。

受信装置３０における受信部３２、プレフィックス除去部３４および干渉除去部３６の動作は、図１から図１２に関連して説明した例と同様である。なお、本例におけるシンボル間隔Ｔは、送信シンボルＳの間隔ではなく、送信シンボルＳ以外のシンボルを含めた各シンボルの間隔である。例えばシンボル間隔Ｔは、送信シンボルＳと、値が０のシンボルとの間隔を指す。

受信装置３０における復調部３８は、受信データにおけるシンボル列を、複数のサブブロックに分割する。サブブロックの長さは、送信装置１０から受信装置３０に通知してよい。復調部３８は、各サブブロックにおける送信シンボルＳと、送信シンボルＳの位置とに基づいて、元のソースビット列を復調する。送信シンボルＳの位置と、元のシンボル位置データのビットパターンとの関係は、送信装置１０から受信装置３０に通知してよい。

図１４は、通信システム１００の他の構成例を示す図である。図１４では、送信部１８、チャネル２０および受信部３２を省略して示している。本例において、送信装置１０は、ＲＳＣエンコーダ５０、第１インターリーバ５２、割り当て部５４、複数のＵＲＣエンコーダ５６、複数の第２インターリーバ５８、複数のＦＴＮサブエンコーダ６０および合成部６２を有する。また、受信装置３０は、割り当て部６４、複数のＦＴＮサブデコーダ６６、複数の第３インターリーバ６８、複数のＵＲＣデコーダ７０、合成部７２、第４インターリーバ７４およびＲＳＣデコーダ７６を有する。

ＲＳＣエンコーダ５０は、送信すべき情報を示すソースビット列に誤り訂正符号であるＲＳＣ（Ｒｅｃｕｒｓｉｖｅ Ｓｙｓｔｅｍａｔｉｃ Ｃｏｎｖｏｌｕｔｉｏｎａｌ）符号を付加する。ＲＳＣエンコーダ５０がＲＳＣ符号を付加する元の情報のビット数と、ＲＳＣ符号を付加した後の全体のビット数との比を、ＲＳＣエンコーダ５０における符号化率とする。ただし、ここでＲＳＣエンコーダ５０は任意の畳み込み符号エンコーダで代替可能である。

第１インターリーバ５２は、ＲＳＣエンコーダ５０が出力するビット列をインターリーブする。ここで、インターリーブとは、ビットの順番を並べ替える処理を指す。割り当て部５４は、第１インターリーバ５２が出力するＲＳＣ符号が付加されたソースビット列の各ビットを、複数のＵＲＣエンコーダ５６のいずれかに割り当てて入力する。割り当て部５４は、それぞれのＵＲＣエンコーダ５６に入力されるビットの個数の比が、所定の割合となるように、それぞれのビットをいずれかのＵＲＣエンコーダ５６に入力する。

複数のＵＲＣエンコーダ５６は、入力されるビット列に対して、誤り訂正符号であるＵＲＣ（Ｕｎｉｔｙ Ｒａｔｅ Ｃｏｎｖｏｌｕｔｉｏｎａｌ）符号を付加する。複数の第２インターリーバ５８は、複数のＵＲＣエンコーダ５６に対して一対一に設けられる。それぞれの第２インターリーバ５８は、対応するＵＲＣエンコーダ５６が出力するビット列をインターリーブする。

複数のＦＴＮサブエンコーダ６０は、複数の第２インターリーバ５８に対して一対一に設けられる。それぞれのＦＴＮサブエンコーダ６０は、対応する第２インターリーバ５８から入力されるビット列に応じたシンボル列を生成する。それぞれのＦＴＮサブエンコーダ６０は、図１から図１３に関連して説明した変調部１２、プレフィックス付加部１４および送信フィルタ１６として機能する。ただし、それぞれのＦＴＮサブエンコーダ６０は、異なる特性を有する。

本例では、複数のＦＴＮサブエンコーダ６０は、それぞれ異なる時間間隔Ｔでシンボルを送信するためのシンボル列を生成する２以上のＦＴＮサブエンコーダ６０を含む。この場合、それぞれのＦＴＮサブエンコーダ６０におけるプレフィックス長が異なる。それぞれのＦＴＮサブエンコーダ６０が生成したシンボル列は、送信部１８により、対応する時間間隔Ｔで送信される。

また、複数のＦＴＮサブエンコーダ６０は、図１３に関連して説明したサブブロックの長さがそれぞれ異なる２以上のＦＴＮサブエンコーダ６０を含んでもよい。つまり、それぞれのＦＴＮサブエンコーダ６０において、送信シンボルＳの平均間隔が異なる。

また、複数のＦＴＮサブエンコーダ６０は、ロールオフ率βがそれぞれ異なる２以上のＦＴＮサブエンコーダ６０を含んでもよい。また、複数のＦＴＮサブエンコーダ６０は、図１から図１２に関連して説明した変調部１２、プレフィックス付加部１４および送信フィルタ１６におけるいずれかのパラメータが異なる２以上のＦＴＮサブエンコーダ６０を含んでよい。また、複数のＦＴＮサブエンコーダ６０は、変調部１２、プレフィックス付加部１４および送信フィルタ１６におけるいずれかのパラメータが可変であってもよい。

合成部６２は、複数のＦＴＮサブエンコーダ６０が出力するシンボル列を合成して、送信部１８に伝送する。合成部６２は、複数のＦＴＮサブエンコーダ６０が出力するシンボル列を順番に結合してよい。

受信装置３０は、送信装置１０が送信した送信データを復号する。本例の受信装置３０は、送信装置１０における各構成要素に対応する構成要素を有しており、送信装置１０における各構成要素の処理の逆変換を行う。逆変換に必要なプレフィックス長等の情報は、送信装置１０から受信装置３０に通知される。また、受信装置３０は、点線で示されるように、外側の構成および内側の構成の間で互いに処理結果を受け渡す。外側の構成および内側の構成は、相手方の処理結果に基づいて更に情報を処理して、処理結果を相手方に伝送する。このような処理の繰り返しにより、受信データの復号の精度が向上する。繰り返し処理は、例えば下記の文献に記載されている。
Nan Wu and Lajos Hanzo, "Near-Capacity Irregular-Convolutional-Coding-Aided Irregular Precoded Linear Dispersion Codes" IEEE TRANSACTIONS ON VEHICULAR TECHNOLOGY, VOL. 58, NO. 6, JULY 2009.

割り当て部６４は、受信部３２から受け取った受信データのシンボル列を、割り当て部５４におけるビット個数の比に応じた割合で、それぞれのＦＴＮサブデコーダ６６に入力する。複数のＦＴＮサブデコーダ６６は、複数のＦＴＮサブエンコーダ６０と一対一に対応する。それぞれのＦＴＮサブデコーダ６６は、対応するＦＴＮサブエンコーダ６０における処理の逆変換を行う。それぞれのＦＴＮサブデコーダ６６は、プレフィックス除去部３４、干渉除去部３６および復調部３８の機能を有する。

複数の第３インターリーバ６８は、複数のＦＴＮサブデコーダ６６と一対一に対応する。それぞれの第３インターリーバ６８は、対応するＦＴＮサブデコーダ６６およびＵＲＣデコーダ７０との間で情報を伝送する。ＦＴＮサブデコーダ６６からＵＲＣデコーダ７０に情報を伝送する場合、第３インターリーバ６８は、第２インターリーバ５８と逆の変換を行うデインタリーバとして機能する。ＵＲＣデコーダ７０からＦＴＮサブデコーダ６６に情報を伝送する場合、第２インターリーバ５８はインターリーバとして機能する。

複数のＵＲＣデコーダ７０は、複数の第３インターリーバ６８と一対一に対応する。それぞれのＵＲＣデコーダ７０は、ＵＲＣ符号に基づいて、ビット列の誤りを訂正する。合成部７２は、複数のＵＲＣデコーダが出力するビット列を合成する。また、合成部７２は、外側の第４インターリーバ７４から情報を受け取った場合、それぞれの情報を、対応するＵＲＣデコーダ７０に入力する。ＵＲＣデコーダ７０およびＦＴＮサブデコーダ６６は、外側からの情報に基づいて、受信データを再度処理する。また、ＵＲＣデコーダ７０とＦＴＮサブデコーダ６６間であらかじめ決められた回数だけ出力情報を交換し、復号を行うものとする。

第４インターリーバ７４は、合成部７２およびＲＳＣデコーダ７６の間で情報を伝送する。第４インターリーバ７４も、第３インターリーバ６８と同様に、デインタリーバおよびインターリーバの両方として機能する。ＲＳＣデコーダ７６は、入力されたビット列に含まれるＲＳＣ符号を用いて、当該ビット列の誤りを訂正する。

割り当て部５４は、受信装置３０における受信データの復号が最適化されるように、それぞれのＵＲＣエンコーダ５６に割り当てるビット数の比を制御する。最適なビット数の比は、ＥＸＩＴ（ＥＸｔｒｉｎｓｉｃ Ｉｎｆｏｒｍａｔｉｏｎ Ｔｒａｎｓｆｅｒ）チャートを用いて解析することができる。

図１５は、図１４に示した受信装置３０におけるＥＸＩＴチャートの一例を示す。図１５における横軸は、受信装置３０の内側の構成（ＦＴＮサブデコーダ６６およびＵＲＣエンコーダ５６）が、受信装置３０の外側の構成から受け取る入力相互情報量ＩＡを示し、縦軸は、受信装置３０の内側の構成が、受信装置３０の外側の構成に出力する出力相互情報量ＩＥを示す。なお、横軸は、受信装置３０の外側の構成（ＲＳＣデコーダ７６）における出力相互情報量ＩＥにも対応しており、縦軸は、外側の構成における入力相互情報量ＩＡにも対応する。なお、相互情報量の値が１の場合、送信データの情報を完全に復号できたことを示し、０の場合、情報を全く復号できていないことを示す。

図１５において、実線は、受信装置３０の内側の構成における入力相互情報量および出力相互情報量の関係を示す内側ＥＸＩＴ曲線である。また、破線は、受信装置３０の外側の構成における入力相互情報量および出力相互情報量の関係を示す外側ＥＸＩＴ曲線である。また、丸印でプロットされた線は、ＦＴＮサブデコーダ６６およびＵＲＣエンコーダ５６の各組における入力相互情報量および出力相互情報量の関係を示す個別ＥＸＩＴ曲線である。なお、内側ＥＸＩＴ曲線は、それぞれの個別ＥＸＩＴ曲線を、それぞれのＦＴＮサブデコーダ６６に入力されるシンボルの割合（すなわち、割り当て部５４が、ＵＲＣエンコーダ５６およびＦＴＮサブエンコーダ６０に入力するビットの割合）で重みづけ加算した曲線である。

受信装置３０の内側の構成には受信データが入力されるので、外側の構成からの入力相互情報量ＩＡがゼロでも、出力相互情報量ＩＥは非ゼロ（図１５では０．２程度）となる。受信装置３０の内側の出力相互情報量ＩＥは、受信装置３０の外側の構成の入力相互情報ＩＡとなる。受信装置３０の外側の構成は、当該入力相互情報ＩＡに対応する出力相互情報ＩＥを出力する（図１５では０．１程度）。受信装置３０の外側の構成の出力相互情報量ＩＥは、受信装置３０の内側の構成の入力相互情報ＩＡとなる。受信装置３０の内側の構成は、入力相互情報ＩＡに応じた出力相互情報ＩＥ（図１５では０．２８程度）を出力する。このような処理を繰り返すことで、相互情報量が徐々に増大していく。

なお、内側ＥＸＩＴ曲線および外側ＥＸＩＴ曲線は、できるだけ近接していることが好ましい。両曲線が乖離している状態は、送信データに対して必要以上の冗長性を与えていることを示す。このため、伝送効率にロスが生じてしまう。また、受信装置３０の内側ＥＸＩＴ曲線の入力相互情報量ＩＡの全範囲に渡って、内側ＥＸＩＴ曲線の出力相互情報量ＩＥの値が、外側ＥＸＩＴ曲線の入力相互情報量ＩＡの値より大きいことが好ましい。これにより、受信装置３０の内側および外側の構成における相互処理を繰り返すことで相互情報量を１にすることができる。なお、外側ＥＸＩＴ曲線は、ＲＳＣエンコーダ５０における符号化率により変化する。

本例の割り当て部５４は、ＲＳＣエンコーダ５０における符号化率に基づいて、それぞれのＵＲＣエンコーダ５６およびＦＴＮサブエンコーダ６０に入力するビットの個数の比を制御する。これにより、外側ＥＸＩＴ曲線の変化に応じて、個別ＥＸＩＴ曲線の重みを変更することができ、外側ＥＸＩＴ曲線に近似した内側ＥＸＩＴ曲線を生成することができる。割り当て部５４には、符号化率毎の外側ＥＸＩＴ曲線が予め与えられる。また、割り当て部５４には、それぞれの個別ＥＸＩＴ曲線が予め与えられる。

また、割り当て部５４は、外側ＥＸＩＴ曲線と内側ＥＸＩＴ曲線とが、所定の間隔以下となるように、それぞれのＵＲＣエンコーダ５６に入力するビットの個数の比を制御する。ここで間隔とは、ＥＸＩＴチャートの横軸の所定の値における、縦軸方向の間隔であってよい。一例として、横軸が０．２のときの、縦軸方向における外側ＥＸＩＴ曲線と内側ＥＸＩＴ曲線の差が０．０５以下となるように、それぞれのＵＲＣエンコーダ５６に入力するビットの個数の比を制御してよい。また、間隔は、ＥＸＩＴチャートにおいて外側ＥＸＩＴ曲線と内側ＥＸＩＴ曲線で挟まれる領域の面積で与えられてもよい。

また、割り当て部５４は、内側ＥＸＩＴ曲線の入力相互情報量ＩＡの全範囲に渡って、内側ＥＸＩＴ曲線の出力相互情報量ＩＥの値が、外側ＥＸＩＴ曲線の入力相互情報量ＩＡの値より大きくなるように、ビットの個数の比を制御することが好ましい。これにより、相互情報量の上限を１にすることができる。

また、個別ＥＸＩＴ曲線は、チャネル２０におけるＳ／Ｎ比によっても変化する。割り当て部５４は、チャネル２０におけるＳ／Ｎ比に更に基づいて、それぞれのＵＲＣエンコーダ５６に入力するビットの個数の比を制御してよい。割り当て部５４には、Ｓ／Ｎ比毎の個別ＥＸＩＴ曲線が予め与えられる。なお、送信装置１０は、伝送すべき信号を送信する前に、Ｓ／Ｎ比を測定するためのパイロット信号を受信装置３０に送信してよい。受信装置３０は、受け取った既知のパイロット信号に基づいて、チャネル２０におけるＳ／Ｎ比を測定する。受信装置３０は、Ｓ／Ｎ比を送信装置１０に通知する。このような構成により、ＦＴＮ送信における各パラメータの組み合わせを最適化して、送信信号を最適化することができる。

図１６は、コンピュータ１９００のハードウェア構成の一例を示す。コンピュータ１９００は、図１から図１５に関連して説明した送信装置１０の少なくとも一部、または、受信装置３０の少なくとも一部として機能する。２台のコンピュータ１９００が、通信システム１００の少なくとも一部として機能してもよい。

コンピュータ１９００は、ホスト・コントローラ２０８２により相互に接続されるＣＰＵ２０００、ＲＡＭ２０２０、グラフィック・コントローラ２０７５、及び表示装置２０８０を有するＣＰＵ周辺部と、入出力コントローラ２０８４によりホスト・コントローラ２０８２に接続される通信インターフェイス２０３０、ハードディスクドライブ２０４０、及びＣＤ−ＲＯＭドライブ２０６０を有する入出力部と、入出力コントローラ２０８４に接続されるＲＯＭ２０１０、フレキシブルディスク・ドライブ２０５０、及び入出力チップ２０７０を有するレガシー入出力部とを備える。

ホスト・コントローラ２０８２は、ＲＡＭ２０２０と、高い転送レートでＲＡＭ２０２０をアクセスするＣＰＵ２０００及びグラフィック・コントローラ２０７５とを接続する。ＣＰＵ２０００は、ＲＯＭ２０１０及びＲＡＭ２０２０に格納されたプログラムに基づいて動作し、各部の制御を行う。グラフィック・コントローラ２０７５は、ＣＰＵ２０００等がＲＡＭ２０２０内に設けたフレーム・バッファ上に生成する画像データを取得し、表示装置２０８０上に表示させる。これに代えて、グラフィック・コントローラ２０７５は、ＣＰＵ２０００等が生成する画像データを格納するフレーム・バッファを、内部に含んでもよい。

入出力コントローラ２０８４は、ホスト・コントローラ２０８２と、比較的高速な入出力装置である通信インターフェイス２０３０、ハードディスクドライブ２０４０、ＣＤ−ＲＯＭドライブ２０６０を接続する。通信インターフェイス２０３０は、ネットワークを介して他の装置と通信する。ハードディスクドライブ２０４０は、コンピュータ１９００内のＣＰＵ２０００が使用するプログラム及びデータを格納する。ＣＤ−ＲＯＭドライブ２０６０は、ＣＤ−ＲＯＭ２０９５からプログラム又はデータを読み取り、ＲＡＭ２０２０を介してハードディスクドライブ２０４０に提供する。

また、入出力コントローラ２０８４には、ＲＯＭ２０１０と、フレキシブルディスク・ドライブ２０５０、及び入出力チップ２０７０の比較的低速な入出力装置とが接続される。ＲＯＭ２０１０は、コンピュータ１９００が起動時に実行するブート・プログラム、及び／又は、コンピュータ１９００のハードウェアに依存するプログラム等を格納する。フレキシブルディスク・ドライブ２０５０は、フレキシブルディスク２０９０からプログラム又はデータを読み取り、ＲＡＭ２０２０を介してハードディスクドライブ２０４０に提供する。入出力チップ２０７０は、フレキシブルディスク・ドライブ２０５０を入出力コントローラ２０８４へと接続すると共に、例えばパラレル・ポート、シリアル・ポート、キーボード・ポート、マウス・ポート等を介して各種の入出力装置を入出力コントローラ２０８４へと接続する。

ＲＡＭ２０２０を介してハードディスクドライブ２０４０に提供されるプログラムは、フレキシブルディスク２０９０、ＣＤ−ＲＯＭ２０９５、又はＩＣカード等の記録媒体に格納されて利用者によって提供される。プログラムは、記録媒体から読み出され、ＲＡＭ２０２０を介してコンピュータ１９００内のハードディスクドライブ２０４０にインストールされ、ＣＰＵ２０００において実行される。

コンピュータ１９００にインストールされ、コンピュータ１９００を送信装置１０または受信装置３０として機能させるプログラムは、ＣＰＵ２０００等に働きかけて、コンピュータ１９００を、送信装置１０または受信装置３０としてそれぞれ機能させる。

これらのプログラムに記述された情報処理は、コンピュータ１９００に読込まれることにより、ソフトウェアと上述した各種のハードウェア資源とが協働した具体的手段である変調部１２、プレフィックス付加部１４、送信フィルタ１６、送信部１８、受信部３２、プレフィックス除去部３４、干渉除去部３６、および、復調部３８の少なくとも一部として機能する。そして、これらの具体的手段によって、本実施形態におけるコンピュータ１９００の使用目的に応じた情報の演算又は加工を実現することにより、使用目的に応じた特有の送信装置１０または受信装置３０が構築される。

一例として、コンピュータ１９００と外部の装置等との間で通信を行う場合には、ＣＰＵ２０００は、ＲＡＭ２０２０上にロードされた通信プログラムを実行し、通信プログラムに記述された処理内容に基づいて、通信インターフェイス２０３０に対して通信処理を指示する。通信インターフェイス２０３０は、ＣＰＵ２０００の制御を受けて、ＲＡＭ２０２０、ハードディスクドライブ２０４０、フレキシブルディスク２０９０、又はＣＤ−ＲＯＭ２０９５等の記憶装置上に設けた送信バッファ領域等に記憶された送信データを読み出してネットワークへと送信し、もしくは、ネットワークから受信した受信データを記憶装置上に設けた受信バッファ領域等へと書き込む。このように、通信インターフェイス２０３０は、ＤＭＡ（ダイレクト・メモリ・アクセス）方式により記憶装置との間で送受信データを転送してもよく、これに代えて、ＣＰＵ２０００が転送元の記憶装置又は通信インターフェイス２０３０からデータを読み出し、転送先の通信インターフェイス２０３０又は記憶装置へとデータを書き込むことにより送受信データを転送してもよい。

また、ＣＰＵ２０００は、ハードディスクドライブ２０４０、ＣＤ−ＲＯＭドライブ２０６０（ＣＤ−ＲＯＭ２０９５）、フレキシブルディスク・ドライブ２０５０（フレキシブルディスク２０９０）等の外部記憶装置に格納されたファイルまたはデータベース等の中から、全部または必要な部分をＤＭＡ転送等によりＲＡＭ２０２０へと読み込ませ、ＲＡＭ２０２０上のデータに対して各種の処理を行う。そして、ＣＰＵ２０００は、処理を終えたデータを、ＤＭＡ転送等により外部記憶装置へと書き戻す。このような処理において、ＲＡＭ２０２０は、外部記憶装置の内容を一時的に保持するものとみなせるから、本実施形態においてはＲＡＭ２０２０および外部記憶装置等をメモリ、記憶部、または記憶装置等と総称する。本実施形態における各種のプログラム、データ、テーブル、データベース等の各種の情報は、このような記憶装置上に格納されて、情報処理の対象となる。なお、ＣＰＵ２０００は、ＲＡＭ２０２０の一部をキャッシュメモリに保持し、キャッシュメモリ上で読み書きを行うこともできる。このような形態においても、キャッシュメモリはＲＡＭ２０２０の機能の一部を担うから、本実施形態においては、区別して示す場合を除き、キャッシュメモリもＲＡＭ２０２０、メモリ、及び／又は記憶装置に含まれるものとする。

また、ＣＰＵ２０００は、ＲＡＭ２０２０から読み出したデータに対して、プログラムの命令列により指定された、本実施形態中に記載した各種の演算、情報の加工、条件判断、情報の検索・置換等を含む各種の処理を行い、ＲＡＭ２０２０へと書き戻す。例えば、ＣＰＵ２０００は、条件判断を行う場合においては、本実施形態において示した各種の変数が、他の変数または定数と比較して、大きい、小さい、以上、以下、等しい等の条件を満たすかどうかを判断し、条件が成立した場合（又は不成立であった場合）に、異なる命令列へと分岐し、またはサブルーチンを呼び出す。

以上、本発明を実施の形態を用いて説明したが、本発明の技術的範囲は上記実施の形態に記載の範囲には限定されない。上記実施の形態に、多様な変更または改良を加えることが可能であることが当業者に明らかである。その様な変更または改良を加えた形態も本発明の技術的範囲に含まれ得ることが、請求の範囲の記載から明らかである。

請求の範囲、明細書、および図面中において示した装置、システム、プログラム、および方法における動作、手順、ステップ、および段階等の各処理の実行順序は、特段「より前に」、「先立って」等と明示しておらず、また、前の処理の出力を後の処理で用いるのでない限り、任意の順序で実現しうることに留意すべきである。請求の範囲、明細書、および図面中の動作フローに関して、便宜上「まず、」、「次に、」等を用いて説明したとしても、この順で実施することが必須であることを意味するものではない。

１０・・・送信装置、１２・・・変調部、１４・・・プレフィックス付加部、１６・・・送信フィルタ、１８・・・送信部、２０・・・チャネル、３０・・・受信装置、３２・・・受信部、３４・・・プレフィックス除去部、３６・・・干渉除去部、３８・・・復調部、４０・・・フーリエ変換部、４２・・・チャネルマトリクス算出部、４４・・・ウェイト係数乗算部、４６・・・フーリエ逆変換部、５０・・・ＲＳＣエンコーダ、５２・・・第１インターリーバ、５４・・・割り当て部、５６・・・ＵＲＣエンコーダ、５８・・・第２インターリーバ、６０・・・ＦＴＮサブエンコーダ、６２・・・合成部、６４・・・割り当て部、６６・・・ＦＴＮサブデコーダ、６８・・・第３インターリーバ、７０・・・ＵＲＣデコーダ、７２・・・合成部、７４・・・第４インターリーバ、７６・・・ＲＳＣデコーダ、１００・・・通信システム、１９００・・・コンピュータ、２０００・・・ＣＰＵ、２０１０・・・ＲＯＭ、２０２０・・・ＲＡＭ、２０３０・・・通信インターフェイス、２０４０・・・ハードディスクドライブ、２０５０・・・フレキシブルディスク・ドライブ、２０６０・・・ＣＤ−ＲＯＭドライブ、２０７０・・・入出力チップ、２０７５・・・グラフィック・コントローラ、２０８０・・・表示装置、２０８２・・・ホスト・コントローラ、２０８４・・・入出力コントローラ、２０９０・・・フレキシブルディスク、２０９５・・・ＣＤ−ＲＯＭ

Claims (17)

1. 送信装置および受信装置を含む、帯域制限された通信システムであって、
   前記送信装置は、
   送信データの複数のシンボルを時間軸において順番に配置した各ブロックの先頭に、各ブロックの最後尾における予め定められた個数のシンボルを含む長さのデータをコピーしたプレフィックスを付加するプレフィックス付加部と、
   前記プレフィックスが付加された各ブロックの各シンボルを、前記通信システムの帯域に応じたナイキストレートよりも短い時間間隔で送信する送信部と
   を備え、
   前記受信装置は、
   受信データの各ブロックから前記プレフィックスを除去するプレフィックス除去部と、
   前記プレフィックスが除去された各ブロックにおいて、前記送信部が前記ナイキストレートよりも短い時間間隔でシンボルを送信したことにより生じた各ブロック内におけるシンボル間干渉を除去する干渉除去部と
   を備える通信システム。
2. 前記干渉除去部は、前記受信データの各ブロックにおいて、前記プレフィックスの長さより長い区間で生じる前記シンボル間干渉を無視して、前記プレフィックスの長さ以下の区間で生じる前記シンボル間干渉を除去する
   請求項１に記載の通信システム。
3. 前記干渉除去部は、前記送信部における各シンボルの時間間隔に基づいて、前記受信データから前記シンボル間干渉を除去する
   請求項２に記載の通信システム。
4. 前記送信装置は、前記プレフィックスが付加された前記送信データの帯域幅を、予め定められた帯域幅に制限して前記送信部に入力する送信フィルタを更に備え、
   前記干渉除去部は、前記送信フィルタのフィルタ特性に基づいて、前記受信データから前記シンボル間干渉を除去する
   請求項３に記載の通信システム。
5. 前記プレフィックス付加部は、前記送信フィルタのフィルタ特性および前記送信データの各ブロックの長さの少なくとも一方に基づいて、前記プレフィックスの長さを定める
   請求項４に記載の通信システム。
6. 前記干渉除去部は、
   前記ブロックにおけるシンボル間干渉を示す等価チャネルマトリクスを巡回行列で近似し、
   前記受信データの各周波数成分に対して、前記巡回行列に応じたウェイト係数を乗算して前記シンボル間干渉を除去する
   請求項１から５のいずれか一項に記載の通信システム。
7. 前記干渉除去部は、前記送信部における前記時間間隔に基づいて、前記受信データに重畳されたランダム雑音の大きさを補正して、前記シンボル間干渉を除去する
   請求項２から６のいずれか一項に記載の通信システム。
8. 前記送信装置は、
   送信すべき情報を示すソースビット列を受け取り、ソースビット列を予め定められた長さの複数のサブブロックに分割し、各サブブロックのソースビット列を、ソースビット列の一部のビット値に対応するシンボル位置に、ソースビット列の残りのビット値に応じた送信シンボルを有するシンボル列に変換して、前記プレフィックス付加部に入力する変調部を更に備え、
   前記プレフィックス付加部は、シンボル列を分割した前記ブロックの先頭に、前記プレフィックスを付加する
   請求項２から７のいずれか一項に記載の通信システム。
9. 前記受信装置は、前記受信データにおける各サブブロックについて、前記送信シンボルと、前記送信シンボルの位置とに基づいて、前記ソースビット列を復調する復調部を更に備える
   請求項８に記載の通信システム。
10. 前記送信装置は、
    送信すべき情報を示すソースビット列にＲＳＣ符号を付加するＲＳＣエンコーダと、
    入力されるビット列に応じたシンボル列を生成する複数の変調部と、
    前記ＲＳＣエンコーダがＲＳＣ符号を付加した前記ソースビット列の各ビットを、前記複数の変調部のいずれかに割り当てて入力する割り当て部と、
    前記複数の変調部が生成したシンボル列を合成する合成部と
    を有し、
    前記複数の変調部は、それぞれ異なる時間間隔でシンボルを送信するための前記シンボル列を生成する２以上の変調部を含み、
    前記割り当て部は、前記ＲＳＣエンコーダにおける符号化率に基づいて、それぞれの変調部に入力するビットの個数の比を制御する
    請求項２から９のいずれか一項に記載の通信システム。
11. 前記割り当て部は、
    前記ＲＳＣエンコーダの符号化率に応じた外側ＥＸＩＴ曲線と、前記複数の変調部に対応する複数の個別ＥＸＩＴ曲線を合成した内側ＥＸＩＴ曲線とが、予め定められた間隔以下となるように、前記ビットの個数の比を制御する
    請求項１０に記載の通信システム。
12. 前記複数の変調部は、入力されたビット列を予め定められた長さの複数のサブブロックに分割し、各サブブロックのビット列を、ビット列の一部のビット値に対応するシンボル位置に、ビット列の残りのビット値に応じた送信シンボルを有するシンボル列に変換する２以上の変調部を含み、
    前記２以上の変調部におけるサブブロックの長さが異なる
    請求項１０または１１に記載の通信システム。
13. 帯域制限された通信システムにおける送信装置であって、
    送信データの複数のシンボルを時間軸において順番に配置した各ブロックの先頭に、各ブロックの最後尾における予め定められた個数のシンボルを含む長さのデータをコピーしたプレフィックスを付加するプレフィックス付加部と、
    前記プレフィックスが付加された各ブロックの各シンボルを、前記通信システムの帯域に応じたナイキストレートよりも短い時間間隔で送信する送信部と
    を備える送信装置。
14. 帯域制限された通信システムにおける受信装置であって、
    送信データの複数のシンボルを時間軸において順番に配置した各ブロックの先頭に、各ブロックの最後尾における予め定められた個数のシンボルを含む長さのデータをコピーしたプレフィックスが付加して送信されたデータを受信し、受信した受信データの各ブロックからプレフィックスを除去するプレフィックス除去部と、
    前記プレフィックスが除去された前記各ブロックから、送信装置が前記通信システムのナイキストレートよりも短い時間間隔でシンボルを送信したことにより生じた各ブロック内におけるシンボル間干渉を除去する干渉除去部と
    を備える受信装置。
15. 送信装置および受信装置を含む、帯域制限された通信システムにおける通信方法であって、
    前記送信装置は、
    送信データの複数のシンボルを時間軸において順番に配置した各ブロックの先頭に、各ブロックの最後尾における予め定められた個数のシンボルを含む長さのデータをコピーしたプレフィックスを付加し、
    前記プレフィックスが付加された各ブロックの各シンボルを、前記通信システムの帯域に応じたナイキストレートよりも短い時間間隔で送信し、
    前記受信装置は、
    受信データから前記プレフィックスを除去し、
    前記プレフィックスが除去された前記受信データから、前記送信装置が前記ナイキストレートよりも短い時間間隔でシンボルを送信したことにより生じた各ブロック内におけるシンボル間干渉を除去する
    通信方法。
16. コンピュータを、請求項１３に記載の送信装置、または、請求項１４に記載の受信装置として機能させるプログラム。
17. 前記プレフィックス付加部は、前記送信部における前記時間間隔に基づいて、前記プレフィックスの長さを定める
    請求項１から１２のいずれか一項に記載の通信システム。

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