JP6176618B2 - 導波管型イメージリジェクションフィルタおよびそれを用いた片サイドバンド受信機、周波数分配器およびサイドバンド分離受信機 - Google Patents

導波管型イメージリジェクションフィルタおよびそれを用いた片サイドバンド受信機、周波数分配器およびサイドバンド分離受信機 Download PDF

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Description

この発明は、導波管型イメージリジェクションフィルタおよびそれを用いた片サイドバンド受信機、周波数分配器およびサイドバンド分離受信機に関する。
天体や大気微量分子からのスペクトルを受信するヘテロダイン受信方式のシステムが知られている。
例えば、星は、ガスと塵からなる希薄な星間物質中で誕生することが近年の研究で明らかになりつつあるが、星間物質の分子の回転運動に伴って分子種ごとに決まった振動数のミリ波あるいはサブミリ波帯の電磁波が放射される。その電磁波を捉えて観測することにより星の誕生と進化に関する研究成果が得られている。その観測に用いる装置は、電波望遠鏡として知られている。
また、例えば、超伝導ＳＩＳ（Superconductor Insulator Superconductor）受信機を用いてオゾンスペクトル放射を観測することにより大気中のオゾン測定を行うシステムが知られている。
天体や大気微量分子からの電磁波は極めて微弱なために増幅する必要がある。しかし、受信機それ自身が持っている雑音が無視できないレベルでの信号処理であるため増幅は容易でない。しかも、ミリ波やサブミリ波と呼ばれる周波数帯域では電波を直接的に増幅できる特性のよい増幅器がほとんど存在しない。そこで、受信する電磁波信号（ＲＦ信号あるいはRadio Frequency 信号）に対して少し周波数の異なる局部発振信号（ＬＯ信号あるいはLocal Oscillation信号）を生成し、前記電磁波信号と生成された局部発振信号とを混ぜて周波数の差分を取り出す。このような処理を行って、高周波帯の信号を扱いやすい低周波帯の中間周波数信号（ＩＦ信号あるいはIntermediate Frequency信号）に変換する。この方式が前述のヘテロダイン方式と呼ばれるものであり、このときに用いる周波数変換器はミクサ（mixer）と呼ばれる。
ミクサを用いてヘテロダイン方式の受信を行う場合、ＩＦ信号はＬＯ信号の周波数（fLO）を中心に、高周波と低周波の二つの周波数帯が出力される。このＩＦ帯をサイドバンドと呼び、特に高周波側をＵＳＢ（Upper Side-Band）、低周波側をＬＳＢ（Lower Side-Band）と呼ぶ（図１６参照）。二つのＩＦ帯は、ミクサから全く同じ周波数成分として取り出される。これを両サイドバンド（ＤＳＢ）モードと呼ぶ。観測にあたっては、ＵＳＢもしくはＬＳＢ単独のＩＦ帯に分離する。これを片サイドバンド（ＳＳＢ）モードと呼ぶ。
観測は、ＵＳＢとＬＳＢの信号うちの一方、例えばＵＳＢ信号のみを用いて行う。その場合、フィルタを用いてＬＳＢ帯域を除去する。そして、フィルタを通過した信号を増幅し観測を行う。観測すべき帯域（例えばＵＳＢ）をシグナルバンドと呼び、除去すべき帯域（例えばＬＳＢ）をイメージバンドと呼ぶ。
天体や大気微量分子からのスペクトルを効率良く観測するためには観測すべき信号からイメージバンドの雑音や混信を十分に除去する必要がある。天体等のスペクトル強度は受信機のサイドバンド比(シグナルバンドとイメージバンドの感度比)によって変化するため、受信機を片サイドバンド化することは高精度測定のためには極めて重要である。一般的には、複数の光学素子を用いた干渉計方式のマーチン・パープレット型の周波数フィルタを用いる準光学方式のものが知られている。
それ以外に、ヘテロダイン受信機におけるイメージバンドの除去に帯域阻止フィルタを用いるものが知られている（例えば、特許文献１および非特許文献１参照）。このようなイメージバンドの除去を目的とする帯域阻止フィルタは、イメージリジェクションフィルタとも呼ばれる。特許文献１は、２つの超伝導ミクサをバランスさせることで両サイドバンドを分離する方式（２バックショート方式）である。
イメージリジェクションフィルタは、不要な信号の除去、また電波障害対策における周波数成分の抑圧等で重要な部品の一つである。これまでに導波管を用いたイメージリジェクションフィルタがいくつか考案されている。導波管は、ミリ波、サブミリ波帯で使用される伝送線路の一つである。
図１７は、非特許文献１に示された従来の導波管型イメージリジェクションフィルタの構造の一例を示す説明図である。（ａ）は要部の斜視図であり（ｂ）は要部の寸法の一例を示す図である。数値の単位はミリメートルである。図１７に示すように、従来の導波管型のイメージリジェクションフィルタ１００は、主線路１０１である導波管の広壁上に、長さが２分の１管内波長の導波管からなる共振器１０３が、約４分の３管内波長隔てて配置されている。主線路１０１と各共振器１０３とは、アイリス１０５を介して結合している。なお、（ｂ）で紙面奥行き方向における主線路１０１の幅は２．５４ミリメートル、同方向におけるアイリス１０５の開口幅は１．１０ミリメートルである。
図１８は、図１７のイメージリジェクションフィルタを構成する２つの導波管ブロックのうちの１つの形状を示すものである。図１７（ｂ）の主線路１０１、共振器１０３およびアイリス１０５に対応する部分に同様の符号を付している。
図１９は、図１７のイメージリジェクションフィルタを用いたオゾン測定システムの構成例を示すブロック図である（非特許文献１参照）。図１７のイメージリジェクションフィルタをフィードホーンとＳＩＳミクサの間に配置することによりイメージ信号除去比を高めている。
特開２００４−３４３６５４号公報
Shin'ichiro Asayama, Hideo Ogawa, Yoshinori Yonekura,Kazuji Suzuki1, Akira Mizuno, Hiroyuki Iwashita, Takashi Noguchi, "A WAVEGUIDE BAND-STOP FILTER AS AN IMAGE REJECTION FILTER FOR MEASUREMENT OF STRATOSPHERIC OZONE", International Journal of Infrared and Millimeter Waves, Vol. 24, Issue 11, 200311, pp1833-1839.
図１７のような一体構造の導波管ブロックは、ミリ波、サブミリ波帯の短波長の信号に適用するにはミクロンオーダーの加工精度が要求される。その加工精度の要求を満たすことは容易でない。あるいは、その加工精度の要求を満たすためには加工や組立てに手間がかかってしまう。量産に適した構造の導波管型イメージリジェクションフィルタが求められている。
また、図１７のような従来の導波管型イメージリジェクションフィルタは、阻止帯域の電波を跳ね返してしまうため、反射波による定在波やシステム内干渉が起こってしまう。特にミリ波やサブミリ波帯のリモートセンンシングにおいて、システム内における定在波は取得データの劣化を引き起こす。よって、不要な周波数成分は電波吸収体等を用いて終端させる必要があるが、それらを含めるとさらに構造が複雑になる。
この発明は、以上のような事情を考慮してなされたものであって、加工が容易で量産に適し、しかも阻止帯域の反射波による特性劣化が抑えられた導波管型イメージリジェクションフィルタを提供するものである。また、この発明は前記イメージリジェクションフィルタを用いた片サイドバンド受信機、周波数分配器およびサイドバンド分離受信機を提供するものである。
この発明は、
（１）ミリ波またはサブミリ波帯域の入力信号を受ける入力ポート、前記入力信号が２分配されかつ互いの位相が９０°ずれた信号をそれぞれ出力する第１および第２出力ポートおよび信号を取り出す分岐ポートを有する導波管型９０°ハイブリッドカプラと、第１出力ポートに一端が接続される導波管型第１帯域通過フィルタおよび第２出力ポートに一端が接続される導波管型第２帯域通過フィルタからなる一対の帯域通過フィルタと、第１帯域通過フィルタの他端に接続される第１電波吸収終端および第２帯域通過フィルタの他端に接続される第２電波吸収終端からなる一対の電波吸収終端とを備えるイメージリジェクションフィルタを提供する。
（２）前記イメージリジェクションフィルタと、ヘテロダイン受信用の局部発振信号を出力する局部発振器と、２つの入力ポートと出力ポートを含み、一方の入力ポートが前記イメージリジェクションフィルタと接続され他方の入力ポートが前記局部発振器と接続され、前記イメージリジェクションフィルタを経た入力信号と前記局部発振信号とが結合された信号を前記出力ポートから出力するカプラと、前記出力ポートに接続されて前記イメージリジェクションフィルタを経た入力信号と前記局部発振信号とを混合して中間周波数信号を出力するミクサとを備え、前記イメージリジェクションフィルタは、ヘテロダイン受信に係るＵＳＢまたはＬＳＢの何れかの帯域を阻止するヘテロダイン受信方式の片サイドバンド受信機を提供する。
（３）入力信号を受ける前段入力ポート、前記入力信号が２分配されかつ互いの位相が９０°ずれた信号をそれぞれ出力する前段第１および前段第２出力ポートおよび信号を取り出す前段分岐ポートを有する導波管型前段ハイブリッドカプラと、前段第１出力ポートに一端が接続される導波管型第１帯域通過フィルタおよび前段第２出力ポートに一端が接続される導波管型第２帯域通過フィルタからなる一対の帯域通過フィルタと、後段入力ポート、後段第１および後段第２出力ポートおよび後段分岐ポートを有し、前記後段入力ポートが前記第１帯域通過フィルタの他端に接続され、前記後段分岐ポートが前記第２帯域通過フィルタの他端に接続される導波管型後段ハイブリッドカプラと、前記後段第１出力ポートに接続される電波吸収終端とを備える導波管型周波数分配器を提供する。
（４）前記周波数分配器をＵＳＢ用とＬＳＢ用に２個用いるサイドバンド分離受信機であって、前側の周波数分配器の前段分岐ポートと後側の周波数分配器の前段入力ポートとが互いに接続され、ＵＳＢ用の周波数分配器の帯域通過フィルタ対がＵＳＢを通過させ、ＬＳＢ用の周波数分配器の帯域通過フィルタ対がＬＳＢを通過させる２個の周波数分配器と、ヘテロダイン受信用の局部発振信号を出力する局部発振器と、ＵＳＢ用周波数分配器の後段第２出力ポートに一方の入力が接続されるＵＳＢ用ミクサと、前記ＵＳＢ用ミクサの他方の入力に一端が接続され、ＵＳＢ帯域を阻止しバックショートを構成するＵＳＢイメージリジェクションフィルタと、前記ＵＳＢイメージリジェクションフィルタの他端に配置されて前記局部発振信号を前記ＵＳＢ用ミクサに提供するＵＳＢ用カプラと、ＬＳＢ用周波数分配器の後段第２出力ポートに一方の入力が接続されるＬＳＢ用ミクサと、前記ＬＳＢ用ミクサの他方の入力に一端が接続され、ＬＳＢ帯域を阻止しバックショートを構成するＬＳＢイメージリジェクションフィルタと、前記ＬＳＢイメージリジェクションフィルタの他端に配置されて前記局部発振信号を前記ＬＳＢ用ミクサに提供するＬＳＢ用カプラとを備えるサイドバンド分離受信機を提供する。
この発明の前記（１）によるイメージリジェクションフィルタは９０°ハイブリッドカプラと一対の帯域通過フィルタと、一対の電波吸収終端とを備えてなるので加工が容易で量産に適し、しかも阻止すべき周波数帯域の反射波が一対の電波吸収終端によって吸収されるので、不要帯域の反射による特性劣化を抑えることができる。
また、前記（２）による片サイドバンド受信機は、前記イメージリジェクションフィルタと、前記イメージリジェクションフィルタを経た入力信号と前記局部発振信号とを結合するカプラと、ミクサとを備えるので、加工が容易でありかつ反射を抑制して大きなサイドバンド比（イメージリジェクションレシオ）を得ることができる。またパッシブな導波管回路を用いているため経年変化が少なく長期間の使用においてサイドバンド比を安定に保つことが可能である。
さらにまた、前記（３）による周波数分配器は、前段および後段ハイブリッドカプラと、帯域通過フィルタ対と、電波吸収終端とを備えるので加工が容易でありかつパッシブな導波管回路で周波数分配器を構成することができ、長期間に渡り安定した特性が得られる。
前記（４）によるサイドバンド分離受信機は、ＵＳＢ用およびＬＳＢ用の一対の周波数分配器と、一対のミクサと、一対のイメージリジェクションフィルタと、一対のカプラとを備えるので、加工が容易でありかつ反射を抑制して大きなサイドバンド比を実現することができる。
この発明についてもう少し具体的に述べておく。
この発明において、９０°ハイブリッドカプラ、通過帯域フィルタおよび電波吸収終端は、導波管回路を用いて実現される。導波管回路はパッシブな回路であって経年変化が少なく安定した特性が得られる。さらに、これらの導波管回路は導波管回路のなかでも比較的単純な形状で実現できるため、加工が容易で量産に好適である。カプラおよびミクサについても同様である。
この発明のイメージリジェクションフィルタの構成要素とその接続関係を示すブロック図である。 この発明のイメージリジェクションフィルタが示す周波数特性を模式的に示すグラフである。 この発明のイメージリジェクションフィルタの具体的な構成例を示す外観斜視図である。 図３のイメージリジェクションフィルタにおける９０°ハイブリッドカプラの周波数特性を示すグラフである。 図３のイメージリジェクションフィルタにおけるＢＰＦの周波数特性を示すグラフである。 図３のイメージリジェクションフィルタの周波数特性を示すグラフである。 この発明の実施形態の片サイドバンド受信機の構成を示すブロック図である。 図７の片サイドバンド受信機の各部の信号の周波数特性の例を示すグラフである。 図７の片サイドバンド受信機の外観を示す斜視図である。 この発明の実施形態の導波管型周波数分配器の基本構成を示すブロック図である。 図１０の基本ブロックの周波数特性の例を示すグラフである。 この発明の実施形態の導波管型周波数分配器の構成を示すブロック図である。 図１２の周波数分配器の各部の信号の周波数特性の例を示すグラフである。 この発明の実施形態のサイドバンド分離受信機の構成を示すブロック図である。 図１４のサイドバンド分離受信機の各部の信号の周波数特性の例を示すグラフである。 公知のヘテロダイン方式の受信機により出力されるＩＦ信号とＬＯ信号の周波数軸上の関係を示すグラフである。 従来の導波管型イメージリジェクションフィルタの構造の一例を示す説明図である。 図１７のイメージリジェクションフィルタを構成する２つの導波管ブロックのうちの１つの形状を示すものである。 図１７のイメージリジェクションフィルタを用いたオゾン測定システムの構成例を示すブロック図である。 この発明に係るベンド管タイプのイメージリジェクションフィルタの構成例を示す説明図である。 この発明に係るベンド管タイプのイメージリジェクションフィルタの周波数特性の例を示すグラフである。 この発明に係るイメージリジェクションフィルタの９０°ハイブリッドカプラとＢＰＦとを直結したときの周波数特性を示すグラフである。 この発明に係るイメージリジェクションフィルタの距離ｄを変化させたときの周波数特性を示すグラフである。（ｄ＝１．５、２．３および２．５ｍｍ） この発明に係るイメージリジェクションフィルタの距離ｄを変化させたときの周波数特性を示すグラフである。（ｄ＝３．０および１７．８ｍｍ）
以下、この発明の好ましい態様について説明する。
前記９０°ハイブリッドカプラおよび前記一対の帯域通過フィルタは、一体の導波管ユニットとして形成され、前記一対の電波吸収終端は、前記導波管ユニットにそれぞれ接続されてもよい。
さらに、前記９０°ハイブリッドカプラは、第１導波管路と、第２導波管路と、第１および第２導波管路を結合するカプラ部とを備え、前記第１導波管路は一端に前記入力ポートを有し他端に前記第１帯域通過フィルタが接続され、第２導波管路は一端に前記分岐ポートを有し他端に前記第２帯域通過フィルタが接続され、前記第１導波管路に沿って前記カプラ部から前記第１帯域通過フィルタに至る最短の管路長と前記第２導波管路に沿って前記カプラ部から前記第２帯域通過フィルタに至る最短の管路長とは互いに等しく、以下の式：
（式中、ｄは管路長、λgは阻止すべきイメージバンドの管内波長を表す）
を満たすものであってもよい。
ここで、カプラ部から第１帯域通過フィルタに至る「最短」の管路長とは、第１帯域通過フィルタに近い側のカプラ部の端からカプラ部に近い側の第１帯域通過フィルタの端までの管路長をいう。カプラ部から第２帯域通過フィルタに至る「最短」の管路長についても同様で、第２帯域通過フィルタに近い側のカプラ部の端からカプラ部に近い側の第２帯域通過フィルタの端までの管路長をいう。
前記管路長が、さらに以下の式：
（式中、ｄは前記管路長、λgは阻止すべきイメージバンドの管内波長を表す）
を満たすものであってもよい。
また、前記カプラ部から前記第１帯域通過フィルタまでの第１導波管路が直線状に形成され、前記カプラ部から前記第２帯域通過フィルタまでの第２導波管路が直線状に形成されてもよい。
また、前記（３）の好ましい態様として、この発明の周波数分配器を複数個直列に接続してなる周波数分配器であって、前側の周波数分配器の前段分岐ポートと後側の周波数分配器の前段入力ポートとが接続され、各周波数分配器の帯域通過フィルタ対の通過帯域が他の周波数分配器の帯域通過フィルタ対と異なる多出力の周波数分配器を構成してもよい。
前記前段および後段ハイブリッドカプラおよび前記一対の帯域通過フィルタは、一体の導波管ユニットとして形成されてもよい。
さらに、前記前段ハイブリッドカプラは、第１導波管路と、第２導波管路と、第１および第２導波管路を結合するカプラ部とを備え、前記第１導波管路は一端に前記入力ポートを有し他端に前記第１帯域通過フィルタが接続され、第２導波管路は一端に前記分岐ポートを有し他端に前記第２帯域通過フィルタが接続され、前記第１導波管路に沿って前記カプラ部から前記第１帯域通過フィルタに至る最短の管路長と前記第２導波管路に沿って前記カプラ部から前記第２帯域通過フィルタに至る最短の管路長とは互いに等しく、以下の式：
（式中、ｄは管路長、λgは阻止すべきイメージバンドの管内波長を表す）
を満たすものであってもよい。
前記管路長が、さらに以下の式：
（式中、ｄは前記管路長、λgは阻止すべきイメージバンドの管内波長を表す）
を満たすものであってもよい。
また、前記カプラ部から前記第１帯域通過フィルタまでの第１導波管路が直線状に形成され、前記カプラ部から前記第２帯域通過フィルタまでの第２導波管路が直線状に形成されるものであってもよい。
この発明の好ましい態様には、複数の好ましい態様を組み合わせたものも含まれる。
以下、図面を用いてこの発明をさらに詳述する。なお、以下の説明は、すべての点で例示であって、この発明を限定するものと解されるべきではない。
（実施の形態１）
発明者は、共振器を用いて阻止帯域の電磁波を反射させる従来のイメージリジェクションフィルタとは異なる思想にもとづいてこの発明の構成の着想に至った。即ち、この発明のイメージリジェクションフィルタは阻止すべき帯域の電磁波のみを電波吸収体へ導くことにより反射の抑制されたイメージリジェクションフィルタを実現するものである。
≪イメージリジェクションフィルタの構成要素と接続関係≫
図１は、この発明のイメージリジェクションフィルタの構成要素とその接続関係を示すブロック図である。図１に示すように、イメージリジェクションフィルタ１１は主として以下に示す３つの要素から構成される。
i）導波管型９０°ハイブリッドカプラ（図１に符号１３で示す）
ii）導波管型帯域通過フィルタ (図１に示すＢＰＦ１５および１７)
iii）電波吸収終端（図１に示す電波吸収体１９および２１）
ミリ波やサブミリ波帯の導波管回路で、i〜iiiの要素を組み合わせてイメージリジェクションフィルタの機能を実現する構成に特徴的側面がある。
図１で、イメージリジェクションフィルタ１１の構成要素である９０°ハイブリッドカプラ１３には、入力ポートＰ１、分岐ポートＰ２および出力ポートＰ３およびＰ４が設けられている。出力ポートＰ３およびＰ４からは、入力ポートＰ１に入力されたＲＦ信号に対して半分の強度（電力）のＲＦ信号が出力される。なお、出力ポートＰ４から出力されるＲＦ信号は、出力ポートＰ３から出力されるＲＦ信号に対して９０°位相がずれている。説明を分かり易くするための単純な例として、出力ポートＰ４からは入力ポートＰ１に対して位相が１／４波長即ち９０°遅れたＲＦ信号が出力されるものとする。この単純な例では、出力ポートＰ３からは出力ポートＰ４に対して９０°位相が進んだＲＦ信号、即ち、入力ポートＰ１と同位相のＲＦ信号が出力される。このような直交ハイブリッドカプラは、当該技術でよく知られている。一般的に、９０°ハイブリッドカプラは、高周波信号を２つに分配したり合成したりする場合に用いられる。信号を分配する場合、分岐ポートＰ２を反射のないように終端させておく。入力ポートＰ１にＲＦ信号を入力すると、出力ポートＰ３およびＰ４から分配された信号が得られる。信号を合成する場合はこれと逆で、出力ポートＰ３およびＰ４から合成すべき信号を入力すると、入力ポートＰ１および分岐ポートＰ２から合成された信号が得られる。
図１に示すように、この発明では出力ポートＰ３の先にＢＰＦ１５の一端を接続し、ＢＰＦ１５の他端の先を電波吸収体１９によって終端する。さらに、出力ポートＰ４の先にＢＰＦ１７の一端を接続し、ＢＰＦ１７の他端の先を電波吸収体によって終端する。出力ポートＰ３とＰ４にそれぞれ接続する回路は互いに相似である。即ち、ＢＰＦ１５とＢＰＦ１７は同一の通過帯域特性を有している。
イメージリジェクションフィルタ１１の特性を簡単に説明する。
入力ポートＰ１から、ＢＰＦ１５および１７の通過帯域「内」の周波数のＲＦ信号を入力した場合、その信号は９０°ハイブリッドカプラで２分配されたのち、ＢＰＦ１５および１７をそれぞれ通過し、最終的に電波吸収体１９および２１にて終端される。
一方、入力ポートＰ１からＢＰＦ１５および１７の通過帯域「外」の周波数のＲＦ信号を入力した場合、その信号は２分配されかつ互いの位相が９０°ずれて出力ポートＰ３およびＰ４からそれぞれ出力される。前述の単純な例では、出力ポートＰ３からは入力ＲＦ信号に対する位相差が０°のＲＦ信号が出力され、出力ポートＰ４からは入力ＲＦ信号に対する位相差が−９０°のＲＦ信号が出力される。
出力されたＲＦ信号は、その後に結合されたＢＰＦ１５および１７にてそれぞれ反射される。これらの反射波は、いずれも９０°ハイブリッドカプラ１３へ戻る。９０°ハイブリッドカプラ１３およびＢＰＦ１５および１７に損失がなければ、それぞれの反射波は入力ＲＦ信号の半分の強度を有する。
出力ポートＰ３から９０°ハイブリッドカプラ１３へ戻る反射波は、２分配されかつ互いの位相が９０°ずれて入力ポートＰ１および分岐ポートＰ２からそれぞれ出力される。前述の単純な例では、入力ポートＰ１からは戻りＲＦ信号および入力ＲＦ信号に対する位相差が０°のＲＦ信号が出力され、分岐ポートＰ２からは戻りＲＦ信号に対する位相差が０°即ち入力ＲＦ信号に対する位相差が−９０°のＲＦ信号が出力される。
同時に、出力ポートＰ４から９０°ハイブリッドカプラ１３へ戻る反射波は、２分配されかつ互いの位相が９０°ずれて分岐ポートＰ２および入力ポートＰ１からそれぞれ出力される。前述の単純な例では、分岐ポートＰ２からは入力ＲＦ信号に対する位相差が−９０°のＲＦ信号が出力され、入力ポートＰ１からは入力ＲＦ信号に対する位相差が−１８０°のＲＦ信号が出力される。
結果的に、出力ポートＰ３およびＰ４から９０°ハイブリッドカプラ１３へ戻る反射波は、入力ポートＰ１において互いの信号強度が等しく位相が１８０°ずれているために打ち消しあい、入力ポートＰ１から戻りＲＦ信号は出力されない。一方、分岐ポートＰ２において前記反射波の互いの位相は同位相となり、よって、入力に等しい信号強度かつ入力に対する位相差が−９０°のＲＦ信号が分岐ポートＰ２から出力される。なお、たとえ９０°ハイブリッドカプラに損失があるとしても出力ポートＰ３およびＰ４から出力される信号強度が互いに等しくなるように設計すれば、前記反射波は互いに打ち消しあう。
まとめると、図１に示す構成により、ＢＰＦ１５および１７の通過帯域の信号は電波吸収体１９および２１によって終端され、通過帯域外の信号は分岐ポートＰ２から出力される。よって、ＢＰＦ１５および１７の通過帯域の周波数を阻止する無反射の帯域阻止フィルタが得られる。ＢＰＦ１５および１７の通過帯域をイメージバンドと一致させればイメージリジェクションフィルタとして機能する。
図２は、上述のイメージリジェクションフィルタ１１が示す周波数特性を模式的に示すグラフである。横軸は周波数であり、縦軸は透過率である。ｆcはＢＰＦ１５および１７の通過帯域の中心周波数であり、ｆ1〜ｆ2が通過帯域のバンド幅である。図２で、ＢＰＦ１５および１７の周波数特性は、上に凸な曲線であってｆcを中心としてｆ1〜ｆ2の帯域を通過させる。ＢＰＦ１５および１７を通過するＲＦ信号は電波吸収体１９および２１で吸収される。よって、分岐ポートＰ２の出力特性、即ちイメージリジェクションフィルタ１１としての周波数特性は、凹状の曲線であって、ｆcを中心としてｆ1〜ｆ2の帯域を阻止しそれ以外の帯域を通過させるものである。
≪イメージリジェクションフィルタの具体的構成≫
図３は、図１のイメージリジェクションフィルタ１１の具体的な構成例を示す外観斜視図である。イメージリジェクションフィルタ１１は、２つの導波管ブロック３１および３３を重ねて構成される。
（ａ）は導波管ブロック３１および３３の接合面を上方に向けて線路が見えるようにした状態である。線路上で９０°ハイブリッドカプラ１３およびＢＰＦ１５および１７として機能する箇所に図１と同様の符号を付している。また、図１の入力ポートＰ１および分岐ポートＰ２に対応する箇所、後述する図６に示すＢＰＦ１５および１７の他端側ポートＰ３’およびＰ４’に同様の符号を付している。入力ポートＰ１からＢＰＦ１５を経てポートＰ３’に至る導波管がこの発明の第１導波管路に相当し、分岐ポートＰ２からＢＰＦ１７を経てポートＰ４’に至る導波管がこの発明の第２導波管路に相当する。
９０°ハイブリッドカプラ１３には、第１導波管路の信号を第２導波管路へ導く複数の分岐路（ブランチ）が形成されている。入力ポートＰ１から入力された信号は、強度１：１の比でＢＰＦ１５および１７へそれぞれ導かれる。第１および第２導波管路に沿って並ぶ複数のブランチは、隣接するブランチの間隔がλg/４に設定されている。この構成によって、第２導波管路中のＢＰＦ１７へ導かれる信号は第１導波管路中のＢＰＦ１５へ導かれる信号に対して位相が９０°ずれる。これが９０°ハイブリッドカプラと呼ばれる所以である。
また、導波管型ＢＰＦは、線路内に複数のアイリスを形成することで実現できる（例えば、特許公開第２００３−１６３５０７号公報の図６参照）。主線路と別に複数の共振器を形成する図１７の構造に比べるとＢＰＦは小型で単純な構造であるため加工が容易である。
電波吸収体１９および２１は図３に図示していないが、ＢＰＦ１５および１７の部分から伸びる線路の先の開口部に導波管型終端器をそれぞれ接続して電波吸収体１９および２１として機能させる。導波管型終端器は、当該技術でよく知られたものを適用すれば足りる。図１のイメージリジェクションフィルタ１１のうち電波吸収体１９および２１を別体にしておくことで、実施の形態３および４で後述する周波数分配器やサイドバンド分離受信機への適用が容易になる。
（ｂ）は、導波管ブロック３１および３３を重ねた状態である。（ａ）の導波管ブロック３３を１８０°回転させて導波管ブロック３１の上に載せた状態が（ｂ）である。（ｂ）のように導波管ブロック３１および３３を重ねたときの外形寸法は、一例として高さが２０ｍｍ、長辺の長さが４６ｍｍ、短辺の長さが２２ｍｍである。また、線路の断面の長さは一例として長辺が２．５４ｍｍ、短辺が１．２７ｍｍである。
発明者らは−２０ｄＢ以下のイメージリジェクションレシオを確保すべく種々の検討を行った。その結果、９０°ハイブリッドカプラ１３とＢＰＦ１５の距離および９０°ハイブリッドカプラ１３とＢＰＦ１７の距離をそれぞれ所定の距離にして一体に形成することが極めて好ましいことを見出した。以下、検討の過程とそこから得られた知見について述べる。
≪９０°ハイブリッドカプラとＢＰＦの配置に係る検討≫
発明者らは、イメージリジェクションフィルタを構成する９０°ハイブリッドカプラとＢＰＦを個別に製作してそれぞれ特性評価を行った後、これらを接続してイメージリジェクションフィルタとしての特性の測定を考えた。
検討を始めた当初は、ミクサや電波入力ホーンの接続を考慮に入れ、ベンド管(曲がった導波管)で９０°ハイブリッドカプラとＢＰＦとをそれぞれ接続することを試みた。（図２０参照）
しかし、観測したい帯域、即ちシグナルバンドに対応する１１０〜１１５ＧＨｚの帯域において、観測すべき信号強度に対してイメージリジェクションフィルタ内で反射される反射波の強度を十分抑制することができない。その結果、反射強度の信号強度に対する比（イメージリジェクションレシオ）が−２０ｄＢを上回る結果となった（図２１参照）。これでは、観測したい帯域の信号を十分な精度で取り出すことは難しい。ベンド管の半径を変えたときの特性評価を行ったものの、−２０ｄＢ以下のイメージリジェクションレシオは得られなかった。
そこでベンド管をやめて９０°ハイブリッドカプラとＢＰＦとを直結させる構成を考えた。
図２２は、９０°ハイブリッドカプラとＢＰＦとを直結したときの周波数特性を示すグラフである。図２２で、シグナルバンドに対応する１１０〜１１５ＧＨｚの帯域における反射波の強度は、やはり−２０ｄＢを上回る結果となり十分なイメージリジェクションレシオは得られなかった。しかし、周波数の変化に対する反射強度のうねりが図２１と比較して少ないことが見てとれる。
このことから、反射強度が−２０ｄＢを上回ってしまう原因として９０°ハイブリッドカプラとＢＰＦとの間の距離ｄが関係するのではないかと推測した。つまり、前記距離ｄが大きくなると９０°ハイブリッドカプラとＢＰＦとの間に定在波が発生して反射に影響するのではないかと考えた。この考えが正しければ、前記距離ｄを変化させること周波数の変化に対する反射強度のうねりに周期性を伴う変化が確認できるはずである。
そこで、前記距離ｄを徐々に大きくして特性評価を行った。図２３および図２４は、前記距離ｄを変化させたときのイメージリジェクションフィルタの周波数特性を示すグラフである。図２３および図２４に示すように、シグナルバンドに対応する１１０〜１１５ＧＨｚの帯域での反射強度のうねりに関して、前記距離ｄ＝ゼロ（直結）のときと類似の曲線がｄ＝１．５ミリメートルのときおよびｄ＝３．０ミリメートルのときに現われることが見てとれる。以上からｄ＝１．５ミリメートル程度の周期性の存在を確認できた。また、前記距離ｄをさらに長くしたｄ＝１７．８ミリメートルのときにベンド管を用いた図２１の周波数特性と似た曲線が得られた（図２４（ｂ）参照）。
以上のように、前記距離ｄが大きすぎると周波数の変化に対する反射強度のうねりが多くなってしまい十分なかつ安定したイメージリジェクションレシオが得られない。よって、反射強度の前記距離ｄについての周期性を確認したうえで好適な距離ｄを設定することが重要である。
まとめると、９０°ハイブリッドカプラ１３からＢＰＦ１５および１７までの距離が長すぎると所望の性能（−２０ｄＢ以下のイメージリジェクションレシオ）を得ることができない。９０°ハイブリッドカプラ１３とＢＰＦ１５および１７との間の管路に屈曲部２３があるために前記距離が長くなり過ぎてしまう。
一方、９０°ハイブリッドカプラ１３からＢＰＦ１５および１７までの距離が短すぎても所望の性能（−２０ｄＢ以下のイメージリジェクションレシオ）を得ることができない。
そこで、発明者らは９０°ハイブリッドカプラ１３からＢＰＦ１５および１７に至る部分の管路をそれぞれ直線状に形成したうえで前記距離ｄを変化させて好適なイメージリジェクションレシオが得られる配置を見出した。
発明者らのこれまでの検討に基づき、以下のことがいえる。
９０°ハイブリッドカプラ１３とＢＰＦ１５および１７との距離ｄは、以下の範囲の構成が望ましい。
式中、ｄは管路長、λgは阻止すべきイメージバンドの管内波長を表す。一例として、この実施形態におけるシグナルバンドに対応する１００ＧＨｚ帯の信号の館内波長λgは約３ミリメートルである。
ｄの下限値は、ＢＰＦ１５および１７のアイリスが９０°ハイブリッドカプラ１３のブランチ間隔よりも離れていること、即ち９０°ハイブリッドカプラ１３による信号の結合を乱さないことを規定する条件といえる。
より望ましい範囲は、距離ｄが以下の場合である。
上記範囲内の好適な位置は、シミュレーション等によりイメージリジェクションフィルタの周波数特性を計算して決定すればよい。
≪イメージリジェクションフィルタおよびその構成要素の周波数特性≫
図４は、図３のイメージリジェクションフィルタ１１における９０°ハイブリッドカプラ１３の単体の周波数特性を示すグラフである。図５は、図３のイメージリジェクションフィルタ１１におけるＢＰＦ１５および１７の単体の周波数特性を示すグラフである。図６は、図３のイメージリジェクションフィルタ１１の周波数特性を示すグラフである。図４〜図６のグラフはシミュレーションにより得られたものである。
図４のグラフは、４本の特性曲線Ｓ１１、Ｓ２１、Ｓ３１およびＳ４１を示している。それらのうち、曲線Ｓ１１は、入力ポートＰ１から入力した信号が、９０°ハイブリットカプラ１３のいずれかの箇所で反射を受け、再び入力ポートＰ１に戻ってくる割合を示す。曲線Ｓ２１は、入力ポートＰ１から９０°ハイブリットカプラ１３へ入力された信号が、主にブランチ部を通過するときに、分岐ポートＰ２へと誘導される割合を示す。曲線Ｓ３１は、入力ポートＰ１から入力した信号が出力ポートＰ３へと誘導される割合を示す。曲線Ｓ４１は、入力ポートＰ１から入力した信号が９０°の位相遅延を受けて出力ポートＰ４へと誘導される割合を示す。
なお、前述のように出力ポートＰ３およびＰ４から出力された信号が反射を受けてそれぞれの出力ポートへ戻る場合には、それらの反射信号はほぼ全て分岐ポートＰ２から出力される。
図５のグラフに示す２本の特性曲線Ｓ１１およびＳ２１のうち、曲線Ｓ１１は、ＢＰＦ１５または１７の一端側のポートＰＢ１から入力した信号が、ＢＰＦとして機能する導波管回路のいずれかの箇所で反射を受け、再びポートＰＢ１に戻ってくる割合を示す。曲線Ｓ２１は、一端側のポートＰＢ１から入力した信号が、他端側のポートＰＢ２へと誘導される割合を示す。なお、このような特性は、等価回路的には直列ＬＣ共振回路を用いて表すことができる。
図６のグラフに示す４本の特性曲線Ｓ１１、Ｓ２１、Ｓ３１およびＳ４１のうち、曲線Ｓ１１は、帯域フィルタ１１を構成する９０°ハイブリッドカプラの入力ポートＰ１から入力した信号が、イメージリジェクションフィルタ１１のいずれかの箇所で反射を受け、再び入力ポートＰ１に戻ってくる割合を示す。
曲線Ｓ２１は、入力ポートＰ１から入力した信号が、イメージリジェクションフィルタ１１内の、ＢＰＦ１５および１７を主とするいずれかの箇所で反射を受けるなどした結果、分岐ポートＰ２へと誘導される割合を示す。
曲線Ｓ３１は、入力ポートＰ１から入力した信号がＢＰＦ１５を通過した結果、ＢＰＦ１５の他端側のポートＰＢ２（図６に示す帯域フィルタのブロック図のポートＰ３’）へと誘導される割合を示す。
曲線Ｓ４１は、入力ポートＰ１から入力した信号が９０°の位相遅延を受けた後、ＢＰＦ１７を通過してＢＰＦ１７の他端側のポートＰＢ２（図６に示す帯域フィルタのブロック図のポートＰ４’）へと誘導される割合を示す。
この実施形態において、９５〜１００ＧＨｚをイメージバンド、１１０〜１１５ＧＨｚをシグナルバンドとしている。図６のＳ２１の線で示されるように、イメージリジェクションフィルタ１１は、イメージバンドを２０ｄＢを超える割合で阻止し、シグナルバンドをほぼ無損失で通過させる特性を持つ。即ち、−２０ｄＢ以下のイメージリジェクションレシオを実現している。また、Ｓ３１およびＳ４１の線でそれぞれ示す出力ポートＰ３’およびＰ４’からの出力信号は、ほぼ電波吸収体により終端されて反射を生じない。
従って、出力ポートＰ３’およびＰ４’で反射を受けた信号が分岐ポートＰ２に向かう割合は極めて小さい。
図６はシミュレーションの結果であるが、シミュレーションに用いた設計ツールは高精度かつ実績のあるものを用いており、実際に製作したイメージリジェクションフィルタは、加工精度が十分であれば図６に示す周波数特性とほとんど変わらない特性を示すことが期待される。
以上のように、９０°ハイブリッドカプラ１３、ＢＰＦ１５および１７並びに電波吸収体１９および２１を図１のように組み合わせることにより、不要帯域を電波吸収帯に終端させて不要な反射を抑制した導波管型イメージリジェクションフィルタが実現できる。
導波管型９０°ハイブリッドおよびＢＰＦ等は既にミリ波・サブミリ波帯において実績のあるものを採用しており、加工が容易で量産に適している。
以下、実施の形態１で述べたイメージリジェクションフィルタのいくつかの応用例を説明する。
（実施の形態２）
実施の形態２では、実施の形態１のイメージリジェクションフィルタを用いた片サイドバンド受信機について説明する。
従来のマーチン・パープレット型の周波数フィルタを用いる方式は可動部分を伴うため、再現性や経年変化などの問題が生じる。また、２バックショート方式のものは、２つのミクサのチューニングによりサイドバンド比が変化するため、信頼性の面で課題が残る。これらの従来の方式はいずれも位相差等を利用するためにサイドバンド比が１０〜２０ｄＢ程度しか達成されないという事情がある。
この実施形態による片サイドバンド受信機は、導波管イメージリジェクションフィルタでイメージ側にフィルタをかける方式に属する。導波管型イメージリジェクションフィルタを用いることにより、システムの小型・簡素化が実現できる。しかし従来の導波管型イメージリジェクションフィルタでは、阻止帯域の電波を通過させずに跳ね返してしまうため、反射波による定在波や、システム内干渉が起こってしまう。特にミリ波・サブミリ波リモートセンンシングにおいては、システム内における定在波は取得データの劣化を引き起こすため、不要な周波数成分は電波吸収体等に終端させる必要がある。
図７は、この実施形態の片サイドバンド受信機の構成を示すブロック図である。片サイドバンド受信機４０は主として以下に示す要素から構成されている。
i）電波入力ホーン（図７に符号４１で示す）
ii）イメージリジェクションフィルタ（図７に示す符号１１）
iii）電波吸収終端（図７に示す電波吸収体４７）
iv）超伝導ミクサ（図７に示す符号４９）
イメージリジェクションフィルタ１１は、実施の形態１で述べたものであり、実施の形態１と同様の符号を付している。
実施の形態１と同様、ＢＰＦ１５および１７の通過帯域外の電波（信号）が入力ポートＰ１に入力された場合、すべての入力信号が分岐ポートＰ２より出力される。また、入力ポートＰ１から、ＢＰＦ１５および１７の通過帯域の電波を入力した場合、入力信号は９０°ハイブリッドカプラ１３で２分配されたのち、ＢＰＦ１５および１７を通過して電波吸収体１９および２１によって吸収される。
９０°ハイブリッドカプラ１３の分岐ポートＰ２にはＬＯカプラ４５が有する一つの入力ポートを接続する。ＬＯカプラ４５は２つの入力ポート、１つの出力ポートおよび１つの分岐ポートを有している。ＬＯカプラ４５の出力ポートに超伝導ミクサ４９を接続する。さらにＬＯカプラ４５のもう一つの入力ポートに局部発振器４３を接続する。また、ＬＯカプラ４５の分岐ポートに電波吸収体４７を接続する。
ＢＰＦ１５および１７の通過帯域をイメージバンドに設定することにより、イメージバンド信号は電波吸収体１９および２１によって終端される。これにより片サイドバンド受信が実現できる。
図７の回路を組むことによって、イメージバンドを反射させることなく電波吸収体１９および２１に終端させる。また導波管型９０°ハイブリッドカプラ１３およびＢＰＦ１５および１７並びに電波吸収体１９および２１は既にミリ波・サブミリ波帯において十分な実績があり、加工が容易で量産に好適である。
ＢＰＦ１５および１７並びに電波吸収体１９および２１は反射電力を−２０ｄＢ以下にすることが可能なため、達成されるサイドバンド比も２０ｄＢ以上にすることは容易である。また本方式ではパッシブな導波管回路だけを用いているため経年変化が起こらず、長期間の使用においてもサイドバンド比を安定に保つことが可能であり、モニター観測等に極めて有利である。
図８は、図７の片サイドバンド受信機４０の各部の信号の周波数特性の例を示すグラフである。（ａ）は入力ＲＦ信号の周波数特性の例である。（ｂ）はＢＰＦ１５および１７の周波数特性の例である（図５の曲線Ｓ２１に関連する特性である）。（ｃ）はそれに対応する分岐ポートＰ２のＲＦ信号の周波数特性の例である（図６の曲線２１に関連する特性である）。ＢＰＦ１５および１７は、ＬＳＢ帯域ＦLを中心周波数とした通過特性を有しており、ＬＳＢ帯域を通過させＵＳＢ帯域を阻止する。イメージリジェクションフィルタ１１としてはＬＳＢ帯域ＦLを中心周波数とした阻止特性を有しておりＵＳＢ帯域を通過させＬＳＢ帯域を阻止する。よって、この実施形態においてイメージバンドであるＬＳＢ帯域のＲＦ信号は阻止され、シグナルバンドであるＵＳＢ帯域のＲＦ信号が局部発振器４３からのＬＯ信号と超伝導ミクサ４９によって混ぜられ、出力ＩＦ信号に現われる。
以上のように、この発明によれば、ミリ波・サブミリ波帯における高精度かつ小型な片サイドバンド受信機が実現できる。
図９は、図７に示す片サイドバンド受信機４０の要部の外観例を示す斜視図である。図３を参照しつつ図９を見ると明らかなように、電波入力ホーン４１がイメージリジェクションフィルタ１１の入力ポートＰ１に接続され、分岐ポートＰ２にはＬＯカプラ４５を介して超伝導ミクサ４９が接続されている。
（実施の形態３）
実施の形態３では、実施の形態１のイメージリジェクションフィルタの変形適用例である周波数分配器について説明する。
近年ミリ波、サブミリ波帯技術の進歩により、低損失な伝送線路としての導波管技術の重要性はますます増大している。ミリ波やサブミリ波帯においては、平面基板回路や誘電体積層回路では誘電体における電力損失が大きく、実用的ではないからである。しかし、立体回路素子である導波管は、平面基板回路や誘電体積層回路と比べると、周波数分配器を作成することが容易でない。
図１０は、この実施形態の導波管型周波数分配器の基本構成を示すブロック図である。基本ブロック５０は、以下に示す要素で構成されている。
i）導波管型９０°ハイブリッドカプラ（図１０示すに符号５１および５７）
ii）帯域通過フィルタ(図１０に示すＢＰＦ５３および５５)
iii）電波吸収終端（図１０に示す電波吸収体５９）
各構成要素は実施の形態１と同様のものである。
９０°ハイブリッドカプラ５１は、入力ポートＰ１ａ、分岐ポートＰ２ａおよび出力ポートＰ３ａおよびＰ４ａを有する。実施の形態１で説明したように、出力ポートＰ３ａおよびＰ４ａからは、入力ポートＰ１ａに入力されたＲＦ信号に対して半分の強度（電力）のＲＦ信号が出力される。出力ポートＰ４ａから出力されるＲＦ信号は、出力ポートＰ３ａから出力されるＲＦ信号に対して９０°位相がずれている。即ち、入力ポートＰ１ａへの入力信号と同位相の信号が出力ポートＰ３ａから出力され、入力信号に対して９０°遅れた位相の信号が出力ポートＰ４ａから出力される。出力ポートＰ３ａはＢＰＦ５３に接続され、出力ポートＰ４ａは、ＢＰＦ５５に接続されている。
２つのＢＰＦ５３および５５の先は、９０°ハイブリッドカプラ５１と同等の９０°ハイブリッドカプラ５７のポートＰ１ａａおよびＰ２ａａにそれぞれ結合されている。９０°ハイブリッドカプラ５７のポートＰ３ａａは、電波吸収体５９によって終端されている。
９０°ハイブリッドカプラ５１の入力ポートＰ１ａからＢＰＦ５３および５５の通過帯域「外」の周波数のＲＦ信号を入力した場合、入力ＲＦ信号は２分配されかつ互いの位相が９０°ずれて出力ポートＰ３ａおよびＰ４ａから出力される。しかし、出力ポートＰ３ａおよびＰ４ａの先に結合されたＢＰＦ５３および５５にて反射されて出力ポートＰ３ａおよびＰ４ａから９０°ハイブリッドカプラ５１へそれぞれ戻る。この反射波は、入力ポートＰ１ａおよび分岐ポートＰ２ａに分配されかつ互いの位相が９０°ずれる。
入力ポートＰ１ａにおいて、出力ポートＰ３ａおよびＰ４ａから戻る反射波の位相が互いに１８０°ずれて打ち消しあい、結果的に入力ポートＰ１ａから出力されない。即ち、出力ポートＰ３ａから入力ポートＰ１ａに戻る信号は入力信号と同位相である。一方、出力ポートＰ４ａからは入力信号に対して９０°遅れた位相が入力ポートＰ１ａに戻るが、９０°ハイブリッドカプラ５１でさらに９０°遅れるために入力信号に対して１８０°位相の遅れた信号が戻る。
一方、分岐ポートＰ２ａにおいて、出力ポートＰ３ａおよびＰ４ａから戻る反射波はそれぞれが入力信号から９０°遅れて同位相となり、損失が無視できる場合は入力ポートＰ１ａの入力ＲＦ信号と同じ強度のＲＦ信号が出力される。
つまり、入力ポートＰ１ａにＢＰＦ５３および５５の通過帯域外のＲＦ信号を入力した場合、入力ＲＦ信号が分岐ポートＰ２ａから出力される。
次に入力ポートＰ１ａからＢＰＦ５３および５５の通過帯域のＲＦ信号を入力した場合、入力ＲＦ信号は２分配されて出力ポートＰ３ａおよびＰ４ａからそれぞれ出力され、ＢＰＦ５３および５５を通過する。ＢＰＦ５３および５５を通過したそれぞれのＲＦ信号は、９０°ハイブリッドカプラ５７の入力ポートＰ１ａａおよび分岐ポートＰ２ａａへ入力され、出力ポートＰ３ａａおよびＰ４ａａに互いの位相が９０°ずれて分配される。即ち、入力ポートＰ１ａａには入力ポートＰ１ａへの入力信号と同位相の信号が入力される。分岐ポートＰ２ａａには入力ポートＰ１ａに対して９０°遅れた位相の信号が入力される。
出力ポートＰ３ａａへは、入力ポートＰ１ａａと同位相の信号と分岐ポートＰ２ａａに対して９０°遅れた信号とが導かれる。言い換えると入力信号と同位相の信号が入力ポートＰ１ａａから導かれ、入力信号に対して１８０°遅れた信号が分岐ポートＰ２ａａから導かれる。その結果、互いの信号は打ち消しあい、出力ポートＰ３ａａからは信号が出力
されない。
一方、出力ポートＰ４ａａへは、入力ポートＰ１ａａに対して９０°遅れた位相の信号と分岐ポートＰ２ａａと同位相の信号とが導かれる。言い換えると、入力信号に対して９０°遅れた位相の信号がＰ１ａａから導かれ、また、入力信号に対して９０°遅れた位相の信号が分岐ポートＰ２ａａから導かれる。その結果、互いに同位相の信号が合成されて出力ポートＰ４ａａから出力される。
つまり、入力ポートＰ１ａにＢＰＦ５３および５５の通過帯域のＲＦ信号を入力した場合、入力ＲＦ信号が出力ポートＰ４ａａから出力される。
まとめると、ＢＰＦ５３および５５の通過帯域の信号は出力ポートＰ４ａａから出力され、通過帯域外のＲＦ信号は分岐ポートＰ２ａから出力される。
図１１は、図１０の基本ブロックの周波数特性の例を示すグラフである。ＢＰＦ５３および５５は、周波数ｆ1からｆ2にかけての帯域を通過させる。（ａ）は入力を入力ポートＰ１ａ、出力を分岐ポートＰ２ａとするフィルタの周波数特性の例であって、周波数ｆ1からｆ2にかけての帯域を阻止する帯域阻止特性を示す。（ｂ）は入力を入力ポートＰ１ａ、出力を出力ポートＰ４ａａとするフィルタの周波数特性の例であって、周波数ｆ1からｆ2にかけての帯域を通過させる帯域通過特性を示す。
これに基づいて、図１２のように、ＢＰＦの通過帯域の中心周波数をずらした基本ブロック５０ａ、５０ｂおよび５０ｃをカスケード接続すると、導波管型周波数分配器が実現できる。
図１３は、図１２の周波数分配器６０の各部の信号の周波数特性の例を示すグラフである。（ａ）は入力ＲＦ信号の周波数特性の例である。（ｂ）は出力ポートＰ４ａａからの出力ＲＦ信号の周波数特性の例である。ＢＰＦ５３ａおよび５５ａの中心周波数はＦ1である。（ｃ）は出力ポートＰ４ｂｂからの出力ＲＦ信号の周波数特性の例である。ＢＰＦ５３ｂおよび５５ｂの中心周波数はＦ2である。
（ｄ）は出力ポートＰ４ｃｃからの出力ＲＦ信号の周波数特性の例である。ＢＰＦ５３ｃおよび５５ｃの中心周波数はＦ3である。
従来の周波数分配器では、信号強度も分配され、例えば３分配器なら強度も３分の１ずつになるが、この実施形態の周波数分配器ではそうした本質的なロスがない。
この実施形態の周波数分配器を構成する導波管型９０°ハイブリッドおよびＢＰＦ等は、既にミリ波やサブミリ波帯において実績のあるものを採用することができ、加工が容易で量産に適している。
（実施の形態４）
この実施形態では、実施の形態３の導波管型周波数分配器を用いることにより、超伝導ミクサをサイドバンド分離ミクサとして用いる構成について説明する。導波管型周波数分配器を用いることにより、ミリ波やサブミリ波帯における高精度、低損失かつ小型で経年変化のない信頼性の高いシステムが実現できる。
この発明で用いる周波数分配器の基本ブロックは、実施の形態３の図１０に示すものである。図１０の基本ブロックでは、入力ポートＰ１ａから信号を入力した場合、ＢＰＦ５３および５５の通過帯域の信号が出力ポートＰ４ａａから出力され、それ以外の帯域の信号が分岐ポートＰ２ａから出力される（図１１参照）。
図１４は、この実施形態のサイドバンド分離超伝導受信機の構成を示すブロック図である。サイドバンド分離受信機７０は、以下に示す要素から構成されている。
i）電波入力ホーン（図１４に示す符号４２）
ii）導波管型９０°ハイブリッドカプラ（図１４に示す符号５１ｄ、５１ｅ、５７ｄおよび５７ｅ）
iii）導波管型帯域通過フィルタ(図１４に示すＢＰＦ５３ｄ、５３ｅ、５５ｄ、５５ｅ、５６ｄおよび５６ｅ)
iv）電波吸収体（図１４に示す符号５９ｄ、５９ｅ、７５ｄ、７５ｅ、７７ｄおよび７７ｅ）
v）超伝導ＳＩＳミクサ（図１４に示す符号７１ｄおよび７１ｅ）
vi）導波管型帯域阻止フィルタ（図１４に示すＢＳＦ７３ｄおよび７３ｅ）
vii）ＬＯカプラ７８ｄおよび７８ｅ
ここで周波数分配器５０ｄのＢＰＦ５３ｄおよび５５ｄの中心周波数をＵＳＢ信号の中心周波数と一致させるように設計し、周波数分配器５０ｅのＢＰＦ５３ｅおよび５５ｅの中心周波数をＬＳＢ信号の中心周波数と一致するように設計する。するとＵＳＢの周波数帯の信号は選択的に超伝導ミクサ７１ｄに伝送され、ＬＳＢの周波数帯の信号は選択的に超伝導ミクサ７１ｅに伝送される。超伝導ミクサに信号を供給するためには、伝送線路中でその信号を反射させるバックショートと呼ばれる機構が必要である。この実施形態では、超伝導ミクサ７１ｄおよび７１ｅの後にそれらの信号を反射できるように阻止帯域を設計したＢＳＦ７３ｄおよび７３ｅをそれぞれ配置し、バックショートとしている。
また超伝導ミクサ７１ｄおよび７１ｅには局部発信信号（ＬＯ信号）を入力する必要がある。図１４で、ＬＯ信号は局部発振器７９から出力される。そして、ＲＦ信号が入力される側と反対の側から、局部発振器７９からのＬＯ信号がＬＯカプラ７８ｄおよび７８ｅを介して超伝導ミクサ７１ｄおよび７１ｅにそれぞれ入力される。
受信信号に対し、ＬＯ信号の周波数は中間周波数信号ＩＦの帯域分だけずらされている。このためにＬＯ信号は、ＢＳＦ７３ｄおよび７３ｅによって阻止されることなく超伝導ミクサ７１ｄおよび７１ｅへ向かう。ＬＯ信号を超伝導ミクサ７１ｄおよび７１ｅに給電するためには、やはりバックショートが必要になるところ、ＢＰＦ５６ｄおよび５６ｅの通過帯域はＬＯ信号の周波数と異なっている。そのため、ＬＯ信号は、ＢＰＦ５６ｄおよび５６ｅによって反射される。結果的にＢＰＦ５６ｄおよび５６ｅはＬＯ信号に対するバックショートとして見ることができる。
図１５は、図１４のサイドバンド分離受信機７０の各部の信号の周波数特性の例を示すグラフである。（ａ）は入力ポートＰ１ｄの入力ＲＦ信号の周波数特性の例である。（ｂ）はＢＰＦ５６ｄからの出力ＲＦ信号、即ち超伝導ミクサ７１ｄへの入力信号の周波数特性の例である。ＢＰＦ５３ｄおよび５５ｄの中心周波数はＦUである。（ｃ）はＢＰＦ５６ｅからの出力ＲＦ信号、即ち超伝導ミクサ７１ｅへの入力信号の周波数特性の例である。ＢＰＦ５３ｅおよび５５ｅの中心周波数はＦLである。
この構成により、超伝導ミクサ７１ｄでは、ＵＳＢ信号のみのヘテロダイン受信が行われ、超伝導ミクサ７１ｅではＬＳＢ信号のみがヘテロダイン受信される。すなわち両サイドバンドが分離できる。
図１４の回路を組むことにより、従来のように２つの超伝導ミクサをバランスさせることなくサイドバンド分離受信機が実現できる。
この実施形態の周波数分配器を構成する導波管型９０°ハイブリッドおよびＢＰＦ等は、既にミリ波やサブミリ波帯において実績のあるものを採用することができ、加工が容易で量産に適している。
導波管型イメージリジェクションフィルタは反射電力を−２０ｄＢ以上にすることが容易に可能なため、サイドバンド比２０ｄＢ以上を実現できる。
ミリ波・サブミリ波領域は、電波天文学の重要な領域である。また近年、オゾン等の大気微量分子の観測でも受信機開発が精力的に進められている。ミリ波・サブミリ波領域では、超伝導ミクサを用いた受信機が最も高感度な受信機として広く使用されているが、サイドバンドを分離してＳＳＢ化する方式は従来より行われてきた方法に限られていた。この発明はこれに対して全く独創的であり、達成される性能も抜きん出ている。
前述した実施の形態の他にも、この発明について種々の変形例があり得る。それらの変形例は、この発明の範囲に属さないと解されるべきものではない。この発明には、請求の範囲と均等の意味および前記範囲内でのすべての変形とが含まれるべきである。
１１，１００：イメージリジェクションフィルタ、 １３，１３ａ，１３ｂ：９０°ハイブリッドカプラ、 １５，１７：ＢＰＦ、 １９，２１：電波吸収体、 ２３：屈曲部、 ３１，３３：導波管ブロック、 ４０：片サイドバンド受信機、 ４１，４２：電波入力ホーン、 ４３：局部発振器、 ４５，７８ｄ，７８ｅ：ＬＯカプラ、 ４７：電波吸収体、 ４９：超伝導ミクサ、 ５０，５０ａ，５０ｂ，５０ｃ，５０ｄ，５０ｅ：基本ブロック、 ５１，５１ａ，５１ｂ，５１ｃ，５１ｄ，５１ｅ，５７，５７ａ，５７ｂ，５７ｃ，５７ｄ，５７ｅ：９０°ハイブリッドカプラ、 ５３，５３ａ，５３ｂ，５３ｃ，５３ｄ，５３ｅ，５５，５５ａ，５５ｂ，５５ｃ，５５ｄ，５５ｅ，５６ｄ，５６ｅ：ＢＰＦ、 ５９，５９ａ，５９ｂ，５９ｃ，５９ｄ，５９ｅ，７５ｄ，７５ｅ，７７ｄ，７７ｅ：電波吸収体、 ６０：周波数分配器、 ７０：サイドバンド分離受信機、 ７１ｄ，７１ｅ：超伝導ミクサ、 ７３ｄ，７３ｅ：ＢＳＦ、 ７９：局部発振器、 １０１：主線路、 １０３：共振器、 １０５：アイリスＰ１，Ｐ１ａ，Ｐ１ａａ，Ｐ１ｂ，Ｐ１ｂｂ，Ｐ１ｃ，Ｐ１ｃｃ，Ｐ１ｄ，Ｐ１ｄｄ，Ｐ１ｅ，Ｐ１ｅｅ：入力ポート
Ｐ２，Ｐ２ａ，Ｐ２ａａ，Ｐ２ｂ，Ｐ２ｂｂ，Ｐ２ｃ，Ｐ２ｃｃ，Ｐ２ｄ，Ｐ２ｄｄ，Ｐ２ｅ，Ｐ２ｅｅ：分岐ポート
Ｐ３，Ｐ３ａ，Ｐ３ａａ，Ｐ３ｂ，Ｐ３ｂｂ，Ｐ３ｃ，Ｐ３ｃｃ，Ｐ３ｄ，Ｐ３ｄｄ，Ｐ３ｅ，Ｐ３ｅｅ，Ｐ４，Ｐ４ａ，Ｐ４ａａ，Ｐ４ｂ，Ｐ４ｂｂ，Ｐ４ｃ，Ｐ４ｃｃ，Ｐ４ｄ，Ｐ４ｄｄ，Ｐ４ｅ，Ｐ４ｅｅ：出力ポート

Claims (11)

  1. ミリ波またはサブミリ波帯域の入力信号を受ける入力ポート、分配された前記入力信号が出力される第１および第２出力ポートならびに信号を取り出す分岐ポートを有する導波管型９０°ハイブリッドカプラと、
    第１出力ポートに一端が接続される導波管型第１帯域通過フィルタおよび第２出力ポートに一端が接続される導波管型第２帯域通過フィルタからなる一対の帯域通過フィルタと、
    第１帯域通過フィルタの他端に接続される第１電波吸収終端および第２帯域通過フィルタの他端に接続される第２電波吸収終端からなる一対の電波吸収終端とを備え、
    前記９０°ハイブリッドカプラは、第１導波管路と、第２導波管路と、第１および第２導波管路を結合するカプラ部とを備え、
    前記第１導波管路は一端に前記入力ポートを有し他端に前記第１帯域通過フィルタが接続され、
    第２導波管路は一端に前記分岐ポートを有し他端に前記第２帯域通過フィルタが接続され、
    前記第１導波管路に沿って前記カプラ部から前記第１帯域通過フィルタに至る最短の管路長と前記第２導波管路に沿って前記カプラ部から前記第２帯域通過フィルタに至る最短の管路長とは互いに等しく、以下の式：
    （式中、ｄは管路長、λｇは阻止すべきイメージバンドの管内波長を表す）
    を満たす導波管型イメージリジェクションフィルタ。
  2. 前記９０°ハイブリッドカプラおよび前記一対の帯域通過フィルタは、一体の導波管ユニットとして形成され、前記一対の電波吸収終端は、前記導波管ユニットにそれぞれ接続される請求項１に記載のイメージリジェクションフィルタ。
  3. 前記管路長が、さらに以下の式：
    （式中、ｄは前記管路長、λｇは阻止すべきイメージバンドの管内波長を表す）
    を満たす請求項１または２に記載のイメージリジェクションフィルタ。
  4. 前記カプラ部から前記第１帯域通過フィルタまでの第１導波管路が直線状に形成され、
    前記カプラ部から前記第２帯域通過フィルタまでの第２導波管路が直線状に形成される請求項１，２または４の何れか一つに記載のイメージリジェクションフィルタ。
  5. 請求項１，２，４または５の何れか一つに記載のイメージリジェクションフィルタと、
    ヘテロダイン受信用の局部発振信号を出力する局部発振器と、
    ２つの入力ポートと出力ポートを含み、一方の入力ポートが前記イメージリジェクションフィルタと接続され他方の入力ポートが前記局部発振器と接続され、前記イメージリジェクションフィルタを経た入力信号と前記局部発振信号とが結合された信号を前記出力ポートから出力するカプラと、
    前記出力ポートに接続されて前記イメージリジェクションフィルタを経た入力信号と前記局部発振信号とを混合して中間周波数信号を出力するミクサとを備え、
    前記イメージリジェクションフィルタは、ヘテロダイン受信に係るＵＳＢまたはＬＳＢの何れかの帯域を阻止するヘテロダイン受信方式の片サイドバンド受信機。
  6. ミリ波またはサブミリ波帯域の入力信号を受ける前段入力ポート、前記入力信号が２分配されかつ互いの位相が９０°ずれた信号をそれぞれ出力する前段第１および前段第２出力ポートならびに信号を取り出す前段分岐ポートを有する導波管型前段ハイブリッドカプラと、
    前段第１出力ポートに一端が接続される導波管型第１帯域通過フィルタおよび前段第２出力ポートに一端が接続される導波管型第２帯域通過フィルタからなる一対の帯域通過フィルタと、
    後段入力ポート、後段第１および後段第２出力ポートならびに後段分岐ポートを有し、前記後段入力ポートが前記第１帯域通過フィルタの他端に接続され、前記後段分岐ポートが前記第２帯域通過フィルタの他端に接続される導波管型後段ハイブリッドカプラと、
    前記後段第１出力ポートに接続される電波吸収終端とを備え、
    前記前段ハイブリッドカプラは、第１導波管路と、第２導波管路と、第１および第２導波管路を結合するカプラ部とを備え、
    前記第１導波管路は一端に前記前段入力ポートを有し他端に前記第１帯域通過フィルタが接続され、
    第２導波管路は一端に前記前段分岐ポートを有し他端に前記第２帯域通過フィルタが接続され、
    前記第１導波管路に沿って前記カプラ部から前記第１帯域通過フィルタに至る最短の管路長と前記第２導波管路に沿って前記カプラ部から前記第２帯域通過フィルタに至る最短の管路長とは互いに等しく、以下の式：
    （式中、ｄは管路長、λｇは阻止すべきイメージバンドの管内波長を表す）
    を満たす導波管型周波数分配器。
  7. 前記前段および後段ハイブリッドカプラおよび前記一対の帯域通過フィルタは、一体の導波管ユニットとして形成される請求項７に記載の周波数分配器。
  8. 前記管路長が、さらに以下の式：
    （式中、ｄは前記管路長、λｇは阻止すべきイメージバンドの管内波長を表す）
    を満たす請求項７または８に記載の周波数分配器。
  9. 前記カプラ部から前記第１帯域通過フィルタまでの第１導波管路が直線状に形成され、
    前記カプラ部から前記第２帯域通過フィルタまでの第２導波管路が直線状に形成される請求項７，８または１０の何れか一つに記載の周波数分配器。
  10. 請求項７，８，１０または１１の何れか一つに記載の周波数分配器を複数個直列に接続してなる周波数分配器であって、前側の周波数分配器の前段分岐ポートと後側の周波数分配器の前段入力ポートとが接続され、各周波数分配器の帯域通過フィルタ対の通過帯域が他の周波数分配器の帯域通過フィルタ対と異なる多出力の周波数分配器。
  11. 請求項７，８，１０，１１または１２の何れか一つに記載の周波数分配器をＵＳＢ用とＬＳＢ用に２個用いるサイドバンド分離受信機であって、
    前側の周波数分配器の前段分岐ポートと後側の周波数分配器の前段入力ポートとが互いに接続され、ＵＳＢ用の周波数分配器の帯域通過フィルタ対がＵＳＢを通過させ、ＬＳＢ用の周波数分配器の帯域通過フィルタ対がＬＳＢを通過させる２個の周波数分配器と、
    ヘテロダイン受信用の局部発振信号を出力する局部発振器と、
    ＵＳＢ用周波数分配器の後段第２出力ポートに一方の入力が接続されるＵＳＢ用ミクサと、
    前記ＵＳＢ用ミクサの他方の入力に一端が接続され、ＵＳＢ帯域を阻止しバックショートを構成するＵＳＢイメージリジェクションフィルタと、
    前記ＵＳＢイメージリジェクションフィルタの他端に配置されて前記局部発振信号を前記ＵＳＢ用ミクサに提供するＵＳＢ用カプラと、
    ＬＳＢ用周波数分配器の後段第２出力ポートに一方の入力が接続されるＬＳＢ用ミクサと、
    前記ＬＳＢ用ミクサの他方の入力に一端が接続され、ＬＳＢ帯域を阻止しバックショートを構成するＬＳＢイメージリジェクションフィルタと、
    前記ＬＳＢイメージリジェクションフィルタの他端に配置されて前記局部発振信号を前記ＬＳＢ用ミクサに提供するＬＳＢ用カプラとを備えるサイドバンド分離受信機。
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