CN105009355B - 波导型去镜像滤波器以及使用该滤波器的单边带接收器、分频器和边带分离接收器 - Google Patents

波导型去镜像滤波器以及使用该滤波器的单边带接收器、分频器和边带分离接收器 Download PDF

Info

Publication number
CN105009355B
CN105009355B CN201480009467.0A CN201480009467A CN105009355B CN 105009355 B CN105009355 B CN 105009355B CN 201480009467 A CN201480009467 A CN 201480009467A CN 105009355 B CN105009355 B CN 105009355B
Authority
CN
China
Prior art keywords
waveguide
signal
input
port
filter
Prior art date
Legal status (The legal status is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the status listed.)
Expired - Fee Related
Application number
CN201480009467.0A
Other languages
English (en)
Other versions
CN105009355A (zh
Inventor
长谷川丰
小川英夫
浅山信郎
浅山信一郎
Current Assignee (The listed assignees may be inaccurate. Google has not performed a legal analysis and makes no representation or warranty as to the accuracy of the list.)
Osaka Prefecture University PUC
Original Assignee
Osaka Prefecture University PUC
Priority date (The priority date is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the date listed.)
Filing date
Publication date
Application filed by Osaka Prefecture University PUC filed Critical Osaka Prefecture University PUC
Publication of CN105009355A publication Critical patent/CN105009355A/zh
Application granted granted Critical
Publication of CN105009355B publication Critical patent/CN105009355B/zh
Expired - Fee Related legal-status Critical Current
Anticipated expiration legal-status Critical

Links

Classifications

    • H—ELECTRICITY
    • H01—ELECTRIC ELEMENTS
    • H01P—WAVEGUIDES; RESONATORS, LINES, OR OTHER DEVICES OF THE WAVEGUIDE TYPE
    • H01P1/00—Auxiliary devices
    • H01P1/20—Frequency-selective devices, e.g. filters
    • H01P1/213—Frequency-selective devices, e.g. filters combining or separating two or more different frequencies
    • H—ELECTRICITY
    • H01—ELECTRIC ELEMENTS
    • H01P—WAVEGUIDES; RESONATORS, LINES, OR OTHER DEVICES OF THE WAVEGUIDE TYPE
    • H01P1/00—Auxiliary devices
    • H01P1/20—Frequency-selective devices, e.g. filters
    • H01P1/207—Hollow waveguide filters
    • H01P1/208—Cascaded cavities; Cascaded resonators inside a hollow waveguide structure
    • H—ELECTRICITY
    • H01—ELECTRIC ELEMENTS
    • H01P—WAVEGUIDES; RESONATORS, LINES, OR OTHER DEVICES OF THE WAVEGUIDE TYPE
    • H01P1/00—Auxiliary devices
    • H01P1/20—Frequency-selective devices, e.g. filters
    • H01P1/213—Frequency-selective devices, e.g. filters combining or separating two or more different frequencies
    • H01P1/2138—Frequency-selective devices, e.g. filters combining or separating two or more different frequencies using hollow waveguide filters
    • H—ELECTRICITY
    • H01—ELECTRIC ELEMENTS
    • H01P—WAVEGUIDES; RESONATORS, LINES, OR OTHER DEVICES OF THE WAVEGUIDE TYPE
    • H01P5/00—Coupling devices of the waveguide type
    • H01P5/12—Coupling devices having more than two ports
    • H01P5/16—Conjugate devices, i.e. devices having at least one port decoupled from one other port
    • H—ELECTRICITY
    • H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
    • H04B—TRANSMISSION
    • H04B1/00—Details of transmission systems, not covered by a single one of groups H04B3/00 - H04B13/00; Details of transmission systems not characterised by the medium used for transmission
    • H04B1/06—Receivers
    • H04B1/16—Circuits

Landscapes

  • Engineering & Computer Science (AREA)
  • Computer Networks & Wireless Communication (AREA)
  • Signal Processing (AREA)
  • Control Of Motors That Do Not Use Commutators (AREA)
  • Superheterodyne Receivers (AREA)

Abstract

去镜像滤波器包括波导型90度混合耦合器，具有用于接收毫米或亚毫米带内的输入信号的输入端口、用于将该输入信号一分为二并分别输出分开的信号的第一和第二输出端口，其中一个信号偏离另一个信号90度相位，以及用于输出该信号的分路端口；一对带通滤波器：波导型第一带通滤波器，其一端与第一输出端口连接，和波导型第二带通滤波器，其一端与第二输出端口连接；以及一对无线电波吸收终端：连接到第一带通滤波器的另一端的第一无线电波吸收终端和连接到第二带通滤波器的另一端的第二无线电波吸收终端。

Description

波导型去镜像滤波器以及使用该滤波器的单边带接收器、分 频器和边带分离接收器
技术领域
本发明关于波导型去镜像滤波器以及使用该滤波器的单边带接收器、分频器和边带分离接收器。
背景技术
外差式接收系统是已知的，其从天文对象和大气小分子接收频谱。例如，最近的研究结果正确定包括气体和灰尘的稀薄星际物质产生恒星；且稀薄星际物质发射在毫米或亚毫米的振荡频率带内的电磁波，该振荡频率由与该星际物质的分子的旋转运动相关联的每一个分子种类来确定。这些电磁波被观察已知得到关于恒星产生和演变的研究结果。已知用于观察电磁波的设备是无线电望远镜。例如为了通过使用超导体绝缘体超导体(SIS)来观察臭氧频谱发射，已经知道了用于在大气层中测量臭氧的系统。
天文对象的电磁波和大气分子是极难察觉到的且需要被放大。但是，不容易放大电磁波，因为来自接收器的噪声达到了用于信号处理的相当的水平。此外，放大设备很难得到，其可以直接放大在称为毫米和亚毫米带的频带的波。因此，在频率上稍微与电磁波信号(射频信号或RF信号)不同的本地振荡器信号(LO信号)被生成；以及电磁波信号和本地振荡器信号被混在一起以得到这些频率的差。这使得高频带内的信号被转换成在低频带内的容易处理的中间频率信号(IF信号)。这是称为上述的外差式接收系统，且用于该系统的频率转换器称为混合器。
使用该混合器的外差式接收系统输出两个频带(高频波和低频波)，其中LO信号的频率(fLO)被配置为是IF信号的中心。该IF带称为边带；且特别的在高频波侧的边带称为上边带(USB)，而在低频波侧的边带称为下边带(LSB)(见图16)。两个IF带从混合器中得到，频率正好相同。这称为双边带(DSB)模式。为了独立观察波，IF带被分成USB和LSB。这称为单边带(SSB)模式。该观察是通过使用USB信号和LSB信号之一来执行的，例如仅USB信号被使用。在这种情况中，通过使用滤波器来消除LSB带。经过滤波器的信号被放大并被观察。应当被观察的带(例如USB)称为信号带，而应当被消除的带(例如LSB)被称为镜像带(imageband)。
为了有效观测来自天文对象和大气分子的频谱，必须有效消除来自应当被观测的信号的镜像带的噪声和干扰。由于天文对象的频谱强度根据接收器的边带比(信号带与镜像带之间的敏感度比)而变化，单边带接收器很明显能精确测量频谱。一般已知的单边带接收器是使用利用光学元件的Martin-Puplett型频率滤波器的准光学接收器。
同样已知的单边带接收器是使用带阻滤波器消除来自外差式接收器的镜像带的接收器(例如见专利文献1和非专利文献1)。这种用于消除镜像带的带阻滤波器也称为去镜像滤波器。专利文献1公开了用于通过平衡双超导体混合器分离双边带的系统(2-backshort)。去镜像滤波器是用于消除不必要的信号或抑制电磁干扰的基本组件之一。已经开发了使用波导的一些组镜像滤波器。该波导是在毫米和亚毫米带中使用的传输线之一。
图17示出了指出非专利文献1中公开的传统波导型去镜像滤波器的结构示例的说明图。图17(a)示出了主要部分的立体图，以及图17(b)示出了主部分的度量示例。该度量以毫米(mm)单位指示的。如图17中所示，传统波导型去镜像滤波器100包括主轨迹101，其宽宽度表面具有置于其上的多个共振器103，其间隔大约四分之三个管间波长，共振器用作具有一个半管间波长的长度的波导。主轨迹101通过虹膜105连接到每个共振器103。主轨迹101是宽度为2.54mm且虹膜105的开口宽度是1.10mm，方向朝向图17(b)示出的主轨迹的背面。
图18指出了构成图17的去镜像滤波器的两个波导块之一的外形。在该图中，附图标记101、103和105分别指与图17(b)的轨迹101、共振器103和虹膜105差不多的组件。图19是示出使用图17的去镜像的臭氧测量系统的结构示例的框图(见非专利文献1)。该臭氧测量系统通过在喇叭天线与SIS混合器之间设置图17的去镜像滤波器来增加镜像信号消除比。
现有技术文献
专利文献
专利文献1：日本未审查专利申请公开号2004-343654
非专利文献
非专利文献1：Asamaya,Shin’ichiro、Hideo Ogawa、Yoshinori Yonekura,KazujiSuzuki、Akira Mizuno,Hiroyuki Iwashita和Takashi Noguchi.“Waveguide Band-StopFilter as an Image Rejection Filter for Measurement of Stratospheric Ozone.”International Journal of Infrared and Millimeter Waves.vol.24.11期.2003年11月:1833-1839.
发明内容
本发明要解决的问题
图17中示出的具有完整结构的波导块需要在微米级的切割精度以适用于毫米和亚毫米带。但是不容易满足该切割精度要求。更具体地，满足该切割精度要求遇到问题例如额外切割和组装。因此，期望波导型去镜像滤波器适用于大批量制造。
图17中示出的传统波导型去镜像滤波器反射阻带内的无线电波，且这导致由于反射波和该系统中的干扰导致的驻波。在特别是毫米或亚毫米远程感测期间，该系统中的驻波损坏得到的数据；因此，不必要的频率分量需要在无线电波吸收器处被终止，导致该去镜像滤波器的结构更复杂。
在上述环境中设计了本发明且本发明用于提供波导型去镜像滤波器，其适用于大批量制造并抑制阻带内的反射波导致的特性降级。本发明还提供使用上述的去镜像滤波器的单边带接收器、分频器和边带分离接收器。
解决该问题的方式
(1)本发明提供去镜像滤波器，包括波导型90度混合耦合器，其具有用于接收毫米或亚毫米带内的输入信号的输入端口、用于将该输入信号一分为二并分别输出该分开的信号的第一和第二输出端口，其中该一个信号偏离另一个信号90度相位，以及用于输出该信号的分路端口；一对带通滤波器：波导型第一带通滤波器，其一端与该第一输出端口连接，以及波导型第二带通滤波器，其一端与第二输出端口连接；以及一对无线电波吸收终端：连接到第一带通滤波器的另一端的第一无线电波吸收终端和连接到第二带通滤波器的另一端的第二无线电波吸收终端。
本发明提供单边带接收器，包括去镜像滤波器；用于输出外差式接收的本地振荡器信号的本地振荡器；具有两个输入端口和一个输出端口的耦合器，其中一个输入端口被连接到去镜像滤波器且另一个输入端口连接到本地振荡器，其中该耦合器将已经通过该去镜像滤波器的输入信号耦合到本地振荡器信号并从输出端口输出这些信号；以及连接到输出端口的混合器，其中该混合器混合已经通过去镜像滤波器的输入信号和本地振荡器信号并输出中间频率信号，以及其中去镜像滤波器被配置成外差式接收策略以拦截该外差式接收中涉及的USB带和LSB带中的一者。
(3)本发明提供波导型分频器，包括波导型前混合耦合器，具有用于接收输入信号的前输入端口，和用于分别输出分开的输入信号的前第一和前第二输出端口，其中一个信号偏离另一个信号90度相位，以及用于输出该信号的前分路端口；一对带通滤波器：波导型第一带通滤波器，其一端与前第一输出端口连接，以及波导型第二带通滤波器，其一端与前第二输出端口连接；波导型后混合耦合器，具有后输入端口、后第一和后第二输出端口以及后分路端口，其中该后输入端口与第一带通滤波器的另一端连接以及后分路端口与第二带通滤波器的另一端连接；以及连接到后第一输出端口的无线电波吸收终端。
(4)本发明提供使用分别用于USB和LSB的上述两个分频器的边带分离接收器，其中前分频器的前分路端口连接到后分频器的前输入端口，边带分离接收器，包括两个分频器：前分频器，其允许USB通过一对带通滤波器，和后分频器，其允许LSB通过一对带通滤波器；本地振荡器，用于输出用于外差式接收的本地振荡器信号；USB混合器，其一个输入被连接到USB分频器的后第二输出端口；USB去镜像滤波器，其一端连接到USB混合器的另一输入，并被配置用于拦截USB带的后短腔(backshort)；设置在USB去镜像滤波器的另一侧的USB耦合器，用于发送本地振荡器信号到USB混合器；LSB混合器，其一个输入被连接到LSB分频器的后第二输出端口；LSB去镜像滤波器，其一端被连接到LSB混合器的另一输入并被配置用于拦截LSB带的后短腔；以及设置在LSB去镜像滤波器的另一侧的LSB耦合器，用于发送本地振荡器信号给LSB混合器。
本发明的效果
本发明的去镜像滤波器(1)包括90度混合耦合器、一对带通滤波器以及一对无线电波吸收终端；因此该滤波器容易被处理并适合大批量制造。此外，由于去镜像滤波器的一对无线电吸收终端吸收应当被拦截的频带内的反射波，因此去镜像滤波器可以抑制不想要的带的反射导致的特性降级。
单边带接收器(2)包括去镜像滤波器、用于耦合已经通过去镜像滤波器的输入信号和本地振荡器信号的耦合器、以及混合器；因此该接收器容易被处理并可以通过抑制反射得到大边带比(去镜像比)。此外，由于该接收器使用无源波导电路；因此该接收器可以最小化非周期变化并可以即使在长期使用后也可以稳定保持边带比。
分频器(3)包括前和后混合耦合器、一对带通滤波器以及无线电波吸收终端；因此该分频器容易被处理并可以被配置为无源波导电路，结果是该分频器可以长期稳定保持其特性。
边带分离接收器(4)包括USB和LSB分频器、一对混合器、一对去镜像滤波器和一对耦合器；因此该接收器容易被处理并可以通过抑制反射而实现大边带比。
本发明将进一步详细描述。
在本发明中，可以由波导电路来实现90度混合耦合器；带通滤波器；以及无线电波吸收终端。波导电路是无源电路并可以带来优点，例如最小化非周期变化并提供稳定特性。此外，这些波导电路可以与其他波导电路相比相对简单实现其结构；因此这些电路容易被切割并适用于大批量制造。这同样适用于耦合器和混合器。
附图说明
[图1]图1是示出本发明的去镜像滤波器的结构组件以及这些组件如何连接的框图；
[图2]图2是示出本发明的去镜像滤波器的频率特性的示意图；
[图3]图3示出了本发明的去镜像滤波器的示意性详细结构的外部立体图；
[图4]图4是示出图3的去镜像滤波器中的90度混合耦合器的频率特性的图；
[图5]图5是示出图3的去镜像滤波器中的BPF的频率特性的图；
[图6]图6是示出图3的去镜像滤波器的频率特性的图；
[图7]图7是示出本发明的实施方式的单边带接收器的结构的框图；
[图8]图8提供在图7的单边带接收器的每个部分的信号的示例频率特性的图；
[图9]图9示出了图7的单边带接收器的立体外部视图；
[图10]图10是示出了本发明的实施方式的波导型分频器的基础结构的框图；
[图11]图11提供了示出图10的基础块的频率特性的图；
[图12]图12是示出本发明的实施方式的波导型分频器的结构的框图；
[图13]图13提供了示出了图12的分频器的部分的频率特性的图；
[图14]图14是示出了本发明的实施方式的边带分离接收器的结构的框图；
[图15]图15提供了示出图14的边带分离接收器的部分的频率特性的图；
[图16]图16是示出在频率轴上IF信号如何与LO信号关联的图，该IF信号和LO信号从公知的外差式接收器输出；
[图17]图17示出了指明传统波导型去镜像滤波器的结构示例的示意性图；
[图18]图18示出了构成图17的去镜像滤波器的两个波导块之一的外形；
[图19]图19是示出使用图17的去镜像滤波器的臭氧测量系统的结构示例的框图；
[图20]图20示出了指明本发明中涉及的弯曲管型去镜像滤波器的结构示例的示意性图；
[图21]图21是示出本发明中涉及的弯曲波导去镜像滤波器的频率特性示例的图；
[图22]图22是示出本发明涉及的去镜像滤波器的频率特性的图，其中90度混合耦合器直接连接到BPF；
[图23]图23提供了示出本发明涉及的去镜像滤波器的频率特性的图，其中距离d是变化的(距离变化到1.5mm,2.3mm和2.5mm)；
[图24]图24提供了示出本发明涉及的去镜像滤波器的频率特性的图，其中距离d是变化的(距离变化到3.0mm和17.8mm)。
具体实施方式
下面将解释本方面的优选方面。
90度混合耦合器和一对带通滤波器可以被配置为集成的波导单元；以及一对无线电波吸收终端可以分别被连接到波导单元。
90度混合耦合器包括第一波导：第二波导：以及耦合部分，用于将第一波导耦合到第二波导，其中第一波导在其一端具有输入端口以及在另一端具有第一带通滤波器，以及第二波导在其一端具有分路端口且在另一端具有第二带通滤波器，其中耦合部分与第一带通滤波器之间沿着第一波导的最短的波导长度与该耦合部分与第二带通滤波器之间沿着第二波导的最短波导长度相同，以及其中波导长度可以满足以下公式：
[公式1]
其中d表示波导长度，以及λg表示在该波导中应该被拦截的镜像带的波长。
耦合部分与第一带通滤波器之间的“最短”波导长度表示从接近第一带通滤波器的耦合部分的边缘到接近耦合部分的第一带通滤波器的边缘的波导长度。这同样适用于耦合部分与第二带通滤波器之间的“最短”波导长度，且该“最短”波导长度表示从接近第二带通滤波器的耦合部分的边缘到接近耦合部分的第二带通滤波器的边缘的波导长度。
波导长度还可以满足以下公式：
[公式]
其中d表示波导长度，且λg表示在波导中应当被拦截的镜像带的波长。
此外，从耦合部分到第一带通滤波器的第一波导可以被配置成直线；以及从耦合部分到第二带通滤波器的第二波导可以被配置成直线。
分频器(3)可以被配置为多输出分频器作为优选方面，由此本发明的多个分频器可以被排列并串联连接，其中前分频器的前分路端口被连接到后分频器的前输入端口，且其中一个分频器的带通滤波器对在带通上不同于另一分频器的带通滤波器对。
前和后混合耦合器和一对带通滤波器可以被配置为集成的波导单元。
前混合耦合器包括第一波导；第二波导；以及用于将第一波导耦合到第二波导的耦合部分，其中第一波导在其一端具有输入端口和在另一端具有第一带通滤波器，以及第二波导在其一端具有分路端口且在另一端具有第二带通滤波器，其中耦合部分与第一带通滤波器之间沿着第一波导的最短波导长度与耦合部分与第二带通滤波器之间沿着第二波导的最短波导长度相同，且其中该波导长度可以满足以下公式：
[公式3]
其中d表示波导长度，以及λg表示在波导中应当被拦截的镜像带的波长。
该波导长度还可以满足以下公式：
[公式4]
其中d表示波导长度，以及λg表示在波导中应当被拦截的镜像带的波长。
此外，从耦合部分到第一带通滤波器的第一波导可以被配置为直线；以及从耦合部分到第二带通滤波器的第二波导可以被配置为直线。
该优选方法还包括优选方面的组合。
下面本发明将通过使用附图详细描述。注意到以下的说明是对所有方面的示意且不应当理解为将本发明仅限制到这些说明。
(实施方式1)
本发明发明人想到了本发明的结构的想法，该结构不同于通过使用共振器反射阻带内的电磁波的传统的去镜像滤波器。即，本发明的去镜像滤波器能够通过仅引导应当被拦截的带内的电磁波到无线电波吸收器来抑制反射。
《去镜像滤波器的结构组件以及这些组件如何连接》
图1是示出本发明的去镜像滤波器的结构组件以及这些组件如何连接的框图。如图1所示，去镜像滤波器11包括以下三个主要组件：
i)波导型90度混合耦合器(图1中附图标记13表示)
ii)波导型带通滤波器(在图1中分别表示为BPF 15和BPF 17)
iii)无线电波吸收终端(图1中分别表示为无线电波吸收器19和21)。
本发明的去镜像滤波器具有另一特性方面，由此组件i至iii以各种方式被组合在具有毫米或亚毫米带的波导电路中。
在图1中，90度混合耦合器13，其是去镜像滤波器11的结构组件中的一个，被设置有输入端口P1；分路端口P2；以及输出端口P3、P4。输出端口P3、P4的每一个输出RF信号，其具有输入到输入端口P1的RF信号的一半强度(电功率)。从输出端口P4输出的RF信号偏离从输出端口P3输出的RF信号90度相位。用于以易懂方式解释这种情况的简单示例是输出端口P4输出RF信号，其具有输入端口P1的四分之一波长的相位，换句话说，RF信号被延迟90度输出。在该简单示例中，输出端口P3比输出端口P4早90度输出RF信号，换句话说，输出端口P3输出的RF信号具有与输入到输入端口P1的RF信号相同的相位。这种正交混合耦合器是相关领域中公知的。一般来说，90度混合耦合器用于将一个高频信号分为二个或将两个高频信号耦合到一起。为了分开信号，分路端口P2被终止由此反射不会发生。一旦RF信号被输入到输入端口P1，分开的信号分别被输出到输出端口P3和输出端口P4。另一方面，为了耦合该信号，该信号每个从输出端口P3和输出端口P4被输入；以及耦合的信号被输出到输入端口P1和分路端口P2。
如图1所示，本发明的输出端口P3与BPF 15的一端连接；以及BPF 15在其另一端的无线电波吸收器19处终止。输出端口P4与BPF 17的一端连接，以及BPF 17在其另一端的无线电波吸收器21处终止。输出端口P3具有与输出端口P4的电路相同的电路。即，BPF 15和BPF 17具有相同的带通特性。
下面简要说明去镜像滤波器11的特性。
在具有BPF 15和BPF 17的通带“内”的频率的RF信号进入输入端口P1的情况中，该信号被90度混合耦合器分成两个；且之后分开的信号分别通过BPF 15和BPF 17，且分别在无线电波吸收器19和无线电波吸收器21中结束。
在具有BPF 15和BPF 17的通带“外”的频率的RF信号进入输入端口P1的情况中，该信号被分成二个，一个信号偏移另一个信号90度相位，且该分开的信号分别从输出端口P3和输出端口P4输出。在该简单示例中，输出端口P3输出与输入RF信号具有0度相位差的RF信号；以及输出端口P4输出与输入RF信号具有-90度相位差的RF信号。
从输出端口P3和输出端口P4输出的RF信号分别被BPF 15和BPF 17反射。所有这些反射波回到90度混合耦合器13。只要90度混合耦合器13、BPF 15和BPF 17没有任何损耗，反射波的每一个具有输入RF信号的一半强度。
通过输出端口P3返回到90度混合耦合器13的反射波被分成二个，一个波偏离另一波90度相位，且该分开的波分别从输入端口P1和分路端口P2输出。在该简单示例中，输入端口P1输出与返回RF信号和输入RF信号具有0度相位差的RF信号；且分路端口P2输出与返回RF信号具有0度相位差的RF信号，即与输入RF信号具有-90度相位差得RF信号。
通过输出端口P4返回到90度混合耦合器13的反射波被分成二个，一个波偏移另一波90度相位，该分开的波分别从分路端口P2和输入端口P1输出。在该简单示例中，分路端口P2输出与输入RF信号具有-90度相位差的RF信号；以及该输入端口P1输出与输入RF信号具有-180度相位差的RF信号。
相应地，通过输出端口P3和输出端口P4返回到90度混合耦合器13的反射波彼此抵消，因为这些波有相同的信号强度且在输入端口P1具有180度相位差，其结果是返回RF信号不从输入端口P1输出。同时，反射波在分路端口P2相位相同，其结果是RF信号从分路端口P2输出，因为RF信号的信号强度与输入相同且与输入具有-90度相位差。注意到即使90度混合耦合器损坏，只要该混合耦合器被设计为输出端口P3和输出端口P4输出具有相同信号强度的反射波，则反射波彼此抵消。
由于图1中示出的结构，上述的特征被总结由此BPF 15和BPF 17的通带内的信号在无线电波吸收器19和无线电波吸收器21处终止；且通带外的信号从分路端口P2输出。由此，得到非反射带阻滤波器，其拦截BPF 15和BPF 17的通带内的频率。一旦BPF 15和BPF 17的通带与镜像带一致，则该通带用作去镜像滤波器。
图2是指示上述去镜像滤波器11的频率特性的示意图。水平轴表示频率，且垂直轴表示传输。fc表示BPF 15和BPF 17的通带的中心频率，以及从f1到f2的宽度表示通带的宽度。在图2中，BPF 15和BPF 17具有以下频率特性：曲线是凸状形状且经过f1和f2之间的带，具有的fc是该钟形曲线的中心。通过BPF 15和BPF 17的RF信号分别被无线电波吸收器19和无线电波吸收器21吸收。因此分路端口P2具有输出特性，即，作为去镜像滤波器11的频率特性，如下：曲线是凹形的，具有fc作为该凹形线的中心；以及从f1到f2的带之间的信号被拦截而该带之外的信号通过。
《去镜像滤波器的具体结构》
图3示出了图1中示出的去镜像滤波器11的具体结构的外部立体图。该去镜像滤波器11被形成为一个叠加到另一个上的两个块：波导块31和波导块33。
图3(a)示出了波导块31、33，其结合面向上翻过来由此示出波导。图中的附图标记13、15和17指示波导上分别用作图1的90度混合耦合器13、BPF 15和BPF 17的位置。在图3(a)中，附图标记P1和P2分别指示与图1的输入端口P1和分路端口P2差不多的位置；而在图3(a)和(b)中，附图标记P3’和P4’分别指示与在BPF 15和BPF 17的另一端设置的端口P3’和P4’差不多的位置(其将在下面通过使用图6来描述)。从输入端口P1经由BPF 15到端口P3’的波导与本发明的第一波导差不多，且从分路端口P2经由BPF 17到端口P4’的波导与本发明的第二波导差不多。
90度混合耦合器13具有用于引导信号通过第一波导到第二波导的引导分路。输入到输出端口P1的信号被引导到BPF 15和BPF 17，每个是1：1的强度比。引导分路沿着第一和第二波导排列为在相邻分路之间具有λg/4的间隔。由于该结构，在第二波导中被引导到BPF17的信号偏离在第一波导中引导到BPF 15的信号90度相位。这是为什么这种耦合器称为“90度混合耦合器”的原因。
可以通过在其波导中形成虹膜来实现波导型BPF(例如见日本未审查专利申请公开号2003-163507的图6)。BPF可以被制备地比图17示出的去镜像滤波器更容易，除了主轨迹之外还包括共振器，这是因为BPF在尺寸上更紧凑且结构简单。
无线电波吸收器19、21具有波导型终端(未示出)，其分别连接到在从BPF 15和BPF17延伸的部分的尖端处的开口部分，由此该波导型终端分别用作无线电波吸收器19、21。用作波导型终端可以是相关领域已知的终端。如果无线电波吸收器19、21从图1的去镜像滤波器11分开，这使得更容易使用波导电路作为分频器或边带分离接收器，这将在实施方式3和4中描述。
图3(b)示出了一个堆叠在另一上的波导块31和波导块33。更具体地，图3(b)示出了在波导块33转动180度之后安装在波导块31上的波导块33。波导块31和堆叠在另一上的波导块33的外部尺寸例如是高度20mm、长度46mm以及宽度22mm。该波导的截面是例如长度2.54mm和宽度1.27mm。
发明人进行了大量的研究以得到-20dB或更少的去镜像比。发明人然后发现非常期望以单件结构形成90度混合耦合器13、BPF 15和BPF 17，并将90度混合耦合器13与BPF15分开一预定距离并将90度混合耦合器13与BPF 17分开一预定距离。下面，将描述研究历史和由此得到的结果。
《对90度混合耦合器和BPF的结构的研究》
发明人分别制备90度混合耦合器和BPF，其构成去镜像滤波器，以评估其特性以及之后在混合耦合器连接到BPF之后评估去镜像滤波器的特性。
首先，在考虑混合器和波输入喇叭的连接的情况下，发明人可以尝试通过分别使用波导将90度混合耦合器连接到BPF，(见图20)。
但是，不成功的是不能足以抑制去镜像滤波器中反射波的强度，以观察与将被观察的带或信号带可比较的110到115GHz的带内的信号强度，其结果是反射强度与信号强度的比(去镜像比)超过-20dB(见图21)。这使得难以以高精度观察该带内的该信号。发明人然后改变了弯曲管的半径并评估去镜像滤波器的特性；但是没有成功得到-20dB或更少的去镜像比。
发明人然后尝试在不使用波导的情况下将90度混合耦合器直接与BPF连接。
图22是示出去镜像滤波器的频率特性的图，其中90度混合耦合器直接与BPF连接。如图22所示，同样没有成功得到足够的去镜像比，因为与信号带可比较的110到115GHz的带内的反射波再次超过-20dB。但有明显不一样的结果，由此相对于频率变化的反射强度的喘振小于图21指示的喘振。
这使得发明人得到另一推断，由此超过-20dB的反射强度可以通过90度混合耦合器与BPF之间的最短距离d来解决。更具体地，发明人推断较长的距离d导致90度混合耦合器与BPF之间的驻波且反射受到驻波的影响。如果该推断是对的，则应该通过改变距离d确认相对于频率变化的反射强度的喘振具有周期性变化。
然后随着距离d逐渐增加评估去镜像滤波器。图23和24是示出不同距离d下去镜像滤波器的频率特性的图。如图23和24所示，d＝1.5mm下从110到115GHz的带内的反射强度的喘振和除了d＝3.0mm的相同条件下的反射强度的喘振被发现为与d＝0下相较于信号带的110到115GHz的带内的反射强度的喘振(直接连接)类似。根据该评估，大约在d＝1.5mm确认周期性。此外，d＝17.8mm的反射强度的喘振(见图24(b))(其长于任何其他的)被发现与图21中示出当使用弯曲管时的频率特性的反射强度的喘振类似。
如上所述，过长的距离d导致相对于频率变化的反射强度的许多喘振；且去镜像比变得不够且不稳定。因此重要的是在考虑反射强度和距离d的周期性时合适确定距离d。
总之，90度混合耦合器13与BPF 15之间以及90度混合耦合器13与BPF 17之间的过长距离不会带来期望的质量(-20dB或更少的去镜像比)。在其之间设置有弯曲部分23的90度混合耦合器13和BPF 15，或在其之间设置有弯曲部分23的90度混合耦合器13和BPF 17使得距离太长。
另一方面，90度混合耦合器13与BPF 15之间以及90度混合耦合器13与BPF 17之间的距离过短也不会带来期望的质量(-20dB或更少的去镜像比)。
发明人然后推断设置90度混合耦合器13和BPF 15所在的波导以及设置90度混合耦合器13和BPF 17所在的波导被配置为直线，由此通过改变距离d得到期望的去镜像比。
发明人做出如上所述的多个推断且得到以下。
90度混合耦合器13与BPF 15以及90度混合耦合器13与BPF 17之间的距离d期望范围如下：
[公式5]
其中d表示波导长度，以及λg表示在该波导中应当被拦截的镜像带的波长。作为示例，相较于本实施方式的信号带的波导中的100GHz的带内的信号的波长大约是3mm。
如果BPF 15的虹膜和BPF 17的虹膜的任意被设置的比90度混合耦合器13中的分路间隔要远或者90度混合耦合器13中的信号在没有被干扰的情况下被耦合，则可以确定d的下限。
更优选的是距离d的范围如下：
可以通过使用仿真等计算去镜像滤波器的频率特性来确定合适的距离。
《去镜像滤波器以及其结构组件的频率特性》
图4是示出在图3的去镜像滤波器11中仅90度混合耦合器13的频率特性的图。图5是示出在图3的去镜像滤波器11中仅BPF 15和BPF 17的频率特性的图。图6是示出图3的去镜像滤波器11的频率特性的图。通过仿真得到图4至6的图。
图4的图示出了四条特性曲线：S11、S21、S31和S41。特性曲线S11示出输入到输入端口P1的信号与在被90度混合耦合器13的任意部分反射之后再次返回到输入端口P1的信号的比。特性曲线S21示出了从输入端口P1输入到90度混合耦合器13的信号与主要通过分路部分引导到分路端口P2的信号的比。特性曲线S31示出了输入到输入端口P1的信号与引导到输出端口P3的信号的比。特性曲线S41示出了输入到输入端口P1的信号与在90度相位延迟之后引导到输出端口P4的信号的比。
如上所述，分别从输出端口P3、P4输出和在被反射之后返回到输出端口P3、P4的信号主要作为反射信号从分路端口P2输出。
图5的图示出两条特性曲线：S11和S21。特性曲线S11示出了输入到设置在BPF 15或BPF 17的一端的端口PB1的信号与在被用作BPF的波导电路的任意部分反射之后再次返回到端口PB1的信号的比。特性曲线S21示出了输入到在BPF的一端的端口PB1的信号与引导到设置在BPF的另一端的端口PB2的信号的比。此外，这些特性可以在使用基于等效电路的串联(in-line)LC共振电路时被显示。
图6的图示出了四条特性曲线：S11、S21、S31和S41。特性曲线S11示出了输入到90度混合耦合器(其构建带滤波器11)的输入端口P1的信号与在被去镜像滤波器11的任意部分反射之后返回到输入端口P1的信号的比。
特性曲线S21示出了输入到输入端口P1的信号与在被去镜像滤波器11中的BPF 15和BPF 17的任意部分反射之后引导到分路端口P2的信号的比。
特性曲线S31示出输入到输入端口P1的信号与在通过BPF 15之后引导到设置在BPF 15的另一端的端口PB2(表示为图6中的带滤波器框图中的端口P3’)的信号的比。
特性曲线S41示出了输入到输入端口P1的信号与在90度相位延迟之后通过BPF 17之后引导到设置在BPF 17的另一端的端口PB2(表示为图6中的带滤波器的框图中的端口P4’)的信号的比。
在该实施方式中，从95到100GHz的带称为镜像带；以及从110到115GHz的带称为信号带。如从图6中的线S21看出，去镜像滤波器11具有以下特性，例如拦截超过20dB的比的镜像带，以及允许信号带几乎没有损耗的传送。即，该滤波器实现了-20dB或更少的去镜像比。来自输出端口P3’和输出端口P4’的多数输出信号(其分别示出为线S31和线S41)在无线电波吸收器被终止且不会反射。
因此，信号很少被输出端口P3’和输出端口P4’反射且到达分路端口P2。
图6示出了从通过使用高精度和经过检验靠得住的设计工具执行的仿真得到的结果；且实际制备的去镜像滤波器也被预期具有与图6中指示的频率特性相同的特性，只要该滤波器是精确制备的。
上述的波导型去镜像滤波器能够终止在无线电波吸收器中不必要的带且能够通过配置图1中所示的90度混合耦合器13、BPF 15、BPF 17以及无线电波吸收器19、21来抑制不必要的反射。
在该滤波器中，用作波导型90度混合耦合器、BPF等是已经认可的毫米或亚毫米带的这些组件；且该滤波器容易被处理并适用于高批量制造。
下面将说明实施方式1中描述的去镜像滤波器的示例应用。
(实施方式2)
在实施方式2中，将说明单边带接收器，其包括实施方式1的去镜像滤波器。
使用Martin-Puplett型频率滤波器的传统系统存在问题，例如重复性和非周期变化，因为该系统具有可移动部件。2后短腔(backshort)系统还存在可靠性的问题，因为边带比根据两个混合器的调谐而变化。这些传统系统存在相同的问题是边带比仅是10到20dB的量级以使用相位差等。
该实施方式的单边带接收器被分类为能够通过使用波导型去镜像滤波器过滤镜像侧的系统。波导型去镜像滤波器使得该系统能够缩小尺寸并简化。传统波导型去镜像滤波器反射阻带内的波而不是让它们通过，且这导致由系统中的干扰和反射波产生的驻波。特别在毫米或亚毫米远程感测期间，系统中的驻波损坏得到的数据；因此需要在无线电波吸收器等终止不必要的频率分量。
图7是示出该实施方式的单边带接收器的结构的框图。单边带接收器40包括以下主要组件：
i)波输入喇叭(在图7中由附图标记41示出)
ii)去镜像滤波器(在图7中由附图标记11示出)
iii)无线电波吸收终端(在图7中示出为无线电波吸收器47)
iv)超导体混合器(在图7中由附图标记49示出)
这里去镜像滤波器11与实施方式1中描述的去镜像滤波器相同，且这里使用的附图标记与实施方式1中使用的附图标记相同。
类似于实施方式1，在BPF 15和BPF 17的通带外的无线电波(信号)被输入到输入端口P1的情况中，任意输入信号从分路端口P2输出。在BPF15和BPF 17的通带内的无线电波被输入到输入端口P1的情况中，输入信号在90度混合耦合器13中被分成二个；以及该分开的信号在分别通过BPF15和BPF 17之后分别被无线电波吸收器19、21吸收。
90度混合耦合器13的分路端口P2被连接到LO耦合器45的输入端口。LO耦合器45具有两个输入端口、一输出端口和分路端口。LO耦合器45的输出端口被连接到超导体混合器49。LO耦合器45的另一输入端口被连接到本地振荡器43。LO耦合器45的分路端口被连接到无线电波吸收器47。
通过确定BPF 15和BPF 17的通带作为镜像带，在无线电波吸收器19、21终止镜像带信号。这实现单边带接收。
由于在图7中指示的电路，在无线电波吸收器19、21终止镜像带而不反射镜像带。波导型90度混合耦合器13、BPF 15、BPF 17和无线电波吸收器19、21已经在毫米或亚毫米带得到认可，且容易被处理并适用于大批量制造。
BPF 15、17和无线电波吸收器19、21能够保持反射功率-20dB或更少且容易实现20dB或更多的边带比。此外，该实施方式的系统仅使用无源波导电路并可以不导致任何非周期变化，结果是该系统甚至在长期使用后可以稳定保持边带比，并在监视应用方面可以具有相当大的优点等。
图8提供了示出在图7的单边带接收器40的每个部分处的信号的频率特性的图。图8(a)示出了输入RF信号的频率特性。图8(b)示出了BPF15和BPF 17的频率特性(其涉及图5的特性曲线S21)。图8(c)示出了相较于图8(b)中示出的频率特性的分路端口P2的RF信号的频率特性(其涉及图6的特性曲线S21)。BPF 15和BPF 17具有通道特性，例如LSB带FL作为中心频率，并允许该中心频率通过LSB带但在USB带对其拦截。去镜像滤波器11具有阻碍特性，例如LSB带FL作为中心频率，并允许中心频率通过USB带但在LSB带对其拦截。在该实施方式中，作为镜像带的LSB带内的RF信号被拦截；且作为信号带的USB带内的RF信号与来自本地振荡器43的LO信号通过超导体混合器49混合，成为输出IF信号。
如上所述，本发明实现毫米或亚毫米带的高精度和缩小尺寸的单边带接收器。
图9示出了图7的单边带接收器40的主要部分的外部立体图。与图3比较，图9中明显的是波输入喇叭41连接到去镜像滤波器11的输入端口P1，且超导体混合器49通过LO耦合器45连接到分路端口P2。
(实施方式3)
在实施方式3中，将说明分频器，其从实施方式1的去镜像滤波器转换为修改的示例。
近些年，已经有对毫米和亚毫米带的技术优势；且低损失的波导已经越来越期望作为传输线。其原因是毫米和亚毫米带是不现实的，因为这些带在平面衬底电路中的电介质体或电介质层电路损失大量的电功率。但是波导作为固体电路组件比平面衬底电路或电介质层电路更难制造分频器。
图10是示出该实施方式的波导型分频器的基础结构的框图。基础块50包括以下组件：
i)波导型90度混合耦合器(在图10中分别由附图标记51和57示出)
ii)带通滤波器(在图10中分别示出为BPF 53和BPF 55)
iii)无线电波吸收终端(图10中示出为无线电波吸收器59)
这里结构组件与实施方式1中描述的相同。
90度混合耦合器51具有输入端口P1a、分路端口P2a以及输出端口P3a、P4a。与实施方式1类似，输出端口P3a、P4a的每一个输出具有输入到输入端口P1a的RF信号的一半强度(电功率)的RF信号。从输出端口P4a输出的RF信号偏离从输出端口P3a输出的RF信号90度相位。即，输入到输入端口P1a的输入信号与从输出端口P3a输出的RF信号的相位相同；且该RF信号晚于输入信号90度相位从输出端口P4a输出。输出端口P3a与BPF53连接，且输出端口P4a与BPF 55连接。
BPF 53和BPF 55分别连接到90度混合耦合器57的端口P1aa和端口P2aa，耦合器57与90度混合耦合器51差不多。90度混合耦合器57具有在无线电波吸收器59处终止的端口P3aa。
在具有BPF 53和BPF 55的通带“之外”的频率的RF信号被输入到90度混合耦合器51的输入端口P1a的情况中，该输入RF信号被分成二个，一个信号偏移另一个信号90度相位，该分开的信号分别从输出端口P3a和输出端口P4a输出。该分开的信号然后分别被设置在输出端口P3a前面的BPF 53和设置在输出端口P4a前面的BPF 55反射，并分别通过输出端口P3a和输出端口P4a返回到90度混合耦合器51。这些反射波然后从输入端口P1a和分路端口P2a输出，且一个反射波偏移另一个反射波90度相位。
从输出端口P3a和输出端口P4a返回到输入端口P1a的反射波彼此抵消，因为这些波具有180度相位差，其结果是这些波不从输入端口P1a输出。即，从输出端口P3a返回到输入端口P1a的信号与输入信号的相位相同。同时，来自输出端口P4a的信号晚于输入信号90度相位返回到输入端口P1a；但是，信号晚于输入信号180度相位返回到输入端口P1a，因为90度混合耦合器51使得信号再晚90度。
来自输出端口P3a和输出端口P4a的反射波晚于输入信号90度返回到分路端口P2a且变得相位与输入信号相同，且当可以忽略损失时RF信号的强度变得与输入到输入端口P1a的输入RF信号的强度相同。
即，在BPF 53和BPF 55的通带之外的RF信号输入到输入端口P1a的情况中，该输入RF信号从分路端口P2a输出。
在BPF 53和BPF 55的通带内的RF信号被输入到输入端口P1a的情况中，该输入RF信号被分成二个；且该分开的信号分别从输出端口P3a和输出端口P4a输出以分别通过BPF53和BPF 55。分别通过BPF 53和BPF 55的RF信号分别被输入到90度混合耦合器57的输入端口P1aa和分路端口P2aa，并然后分别被输出到输出端口P3aa和输出端口P4aa，一个RF信号偏离另一个RF信号90度相位。即，输入到输入端口P1aa的信号与输入到输入端口P1a的输入信号具有相同相位。该信号晚于输入到输入端口P1a的信号90度相位被输入到分路端口P2aa。
输出端口P3aa接收两个信号：与输入到输入端口P1aa的信号相位相同的信号；以及晚于输入到分路端口P2aa的信号90度的信号。换句话说，与输入信号有相同相位的信号从输入端口P1aa被引导；且晚于输入信号180度的信号从分路端口P2aa被引导。结果，这两个信号彼此抵消；且输出端口P3aa不输出任何信号。
输出端口P4aa接收两个信号：其相位晚于输入到输入端口P1aa的信号90度的信号；和与输入到分路端口P2aa的信号相位相同的信号。换句话说，相位晚于输入信号90度的信号从输入端口P1aa被引导；且相位晚于输入信号90度的信号从分路端口P2aa被引导。结果，相位相同的这两个信号被耦合；且耦合的信号从输出端口P4aa输出。
在BPF 53和BPF 55的通带内的RF信号被输入到输入端口P1a的情况中，该输入RF信号从输出端口P4aa输出。
总之，BPF 53和BPF 55的通带内的信号从输出端口P4aa输出，且该通带之外的RF信号从分路端口P2a输出。
图11提供示出图10的基础块50的频率特性的图。BPF 53和BPF 55考虑通过的从f1到f2的带内频率。图11(a)示出了使用用于接收信号的输入端口P1a和用于输出该信号的分路端口P2a的滤波器的频率特性并示出了阻挡从f1到f2的带内频率的带阻特性。图11(b)示出了使用用于接收信号的输入端口P1a和用于输出该信号的输出端口P4aa的滤波器的频率特性并示出了阻挡从f1到f2的带内频率的带阻特性。
基于这方面，图12中示出的波导型分频器可以被实现，其包括级联排列的基础块50a、基础块50b和基础块50c，其中通过BPF的通带的中心频率彼此偏移。
图13提供了示出图12中示出的分频器60的部分的频率特性的图。图13(a)示出了输入RF信号的频率特性。图13(b)示出了从输出端口P4aa输出的输出RF信号的频率特性。F1表示BPF 53a和BPF 55a的中心频率。图13(c)示出了从输出端口P4bb输出的输出RF信号的频率特性。F2表示BPF 53b和BPF 55b的中心频率。
图13(d)示出了从输出端口P4cc输出的输出RF信号的频率特性。F3表示BPF 53c和BPF 55c的中心频率。
传统分频器划分信号强度，例如三个分频器将强度一分为三；但是本实施方式的分频器基本没有这种损失。
在该实施方式中，用作波导型90度混合耦合器、BPF等构建分频器的可以是已经在毫米或亚毫米带方面被认可的这些；且分频器容易处理且适用于大批量制造。
(实施方式4)
该实施方式将说明实施方式3的波导型分频器的结构，其使用超导体混合器作为边带分离混合器。该波导型分频器可以实现具有使用毫米或亚毫米带的以下优点的系统：该系统可以变得尺寸缩小且精度高以及损耗低，还有没有非周期变化的可靠。
在本发明中，用作分频器的基础块是图10中示出的实施方式3的基础块。在图10的基础块中，在输入到输入端口P1a的信号在BPF 53和BPF 55的通带内的情况中，信号从输出端口P4aa输出；但是，该通带之外的信号从分路端口P2a输出(见图11)。
图14是示出该实施方式的边带分离超导接收器的结构的框图。边带分离接收器70包括以下组件：
i)波输入喇叭(图14中由附图标记42指示)
ii)波导型90度混合耦合器(图14中分别由附图标记51d、51e、57d和57e指示)
iii)波导型带通滤波器(图14中分别由BPF 53d、BPF 53e、BPF 55d、BPF55e、BPF56d和BPF 56e指示)
iv)无线电波吸收器(图14中分别由附图标记59d、59e、75d、75e、77d和77e指示)
v)超导体SISI混合器(图14中分别由附图标记71d和71e指示)
vi)波导型带阻滤波器(图14中分别指示为BSF 73d和BSF 73e)
vii)LO耦合器78d、78e
分频器50d的BPF 53d和BPF 55d被配置成具有与USB信号的中心频率一致的中心频率，且分频器50e的BPF 53e和BPF 55e被配置成具有与LSB信号的中心频率一致的中心频率。USB的频带内的信号被选择性传送到超导体混合器71d，以及LSB的频带的信号被选择性传送到超导体混合器71e。为了发送信号到超导体混合器，称为后短腔的机制是必要的，其中信号在传输线内被反射。在该实施方式中，BSF 73d和BSF 73e被分别设置在超导体混合器71d和超导体混合器71e的后面，每个BSF用作后向耦合器并被配置成具有阻带以反射信号。
必须分别向超导体混合器71d、71e输入本地振荡器信号(LO信号)。LO信号从图14中示出的本地振荡器79输出。来自本地振荡器79的LO信号分别被输入到LO耦合器78d、78e，且然后从RF信号输入侧的相对侧分别输入到超导体混合器71d、71e。
LO信号的频率偏离该接收信号中间频率信号带IF。因此，LO信号分别进入到超导体混合器71d、71e，而没有被BSF 73d和BSF 73e拦截。为了发送LO信号到超导体混合器71d和超导体混合器71e，后短腔仍然是需要的；且BPF 56d和BPF 56e具有与LO信号的频率不同的通带。因此LO信号被BPF 56d和BPF 56e反射。因此关于LO信号，BPF 56d和BPF 56e可以被认为是后短腔。
图15提供了示出图14示出的边带分离接收器70的部分的频率特性的图。图15(a)示出了从输入端口P1d输出的输入RF信号的频率特性。图13(b)示出了从BPF 56d输出的将成为输入到超导体混合器71d的输入信号的输出RF信号的频率特性。FU表示BPF 53d和BPF55d的中心频率。图13(c)示出了从BPF 56e输出的将成为输入到超导体混合器71e的输入信号的输出RF信号的频率特性。FL表示BPF 53e和BPF 55e的中心频率。
由于该结构，超导体混合器71d执行用于仅接收USB信号的外差式接收；且超导体混合器71e执行用于仅接收LSB信号的外差式接收。因此，这两个边带可以被分开。
图14的电路可以实现该边带分离接收器，而不用像传统实施的那样平衡两个超导体混合器。
用作波导型90度混合耦合器、BPF等的构成该实施方式的分频器的是在毫米或亚毫米带方面得到认可的这些；且分频器容易处理并适用于大批量制造。
波导型去镜像滤波器非常能够保持-20dB或更少的反射功率且易于实现20dB或更多的边带比。
毫米波和亚毫米波范围在无线电天文中是很重要的。近些年，已经极力开发了许多接收器来观察例如臭氧的大气分子。虽然使用具有毫米波和亚毫米波范围的一个或多个超导体混合器的接收器由于具有最高敏感度而被广泛使用，但还没有为了包括分离的单边带而开发的接收器。但是本发明与传统接收器相比是高度独创性的；且其能力远好于传统的接收器。
除了上述实施方式之外，本发明还可以有多种修改的示例。该修改的示例应当理解为落入本发明的范围。本发明应当包括权利要求书的范围和与权利要求书等同的所有变换的示例。
附图标记说明
11,100: 去镜像滤波器
13,13a,13b: 90度混合耦合器
15,17: BPF
19,21: 无线电波吸收器
23: 弯曲部分
31,33: 波导块
40: 单边带接收器
41,42: 波输入喇叭
43: 本地振荡器
45,78d,78e: LO耦合器
47: 无线电波吸收器
49: 超导体混合器
50,50a,50b,50c,50d,50e: 基础块
51,51a,51b,51c,51d,51e,57,57a,57b,57c,57d,57e: 90度混合耦合器
53,53a,53b,53c,53d,53e,55,55a,55b,55c,55d,55e,56d,56e: BPF
59,59a,59b,59c,59d,59e,75d,75e,77d,77e: 无线电波吸收器
60: 分频器
70: 边带分离接收器
71d,71e: 超导体混合器
73d,73e: BSF
79: 本地振荡器
101: 主轨迹
103: 共振器
105: 虹膜
P1,P1a,P1aa,P1b,P1bb,P1c,P1cc,P1d,P1dd,P1e,P1ee: 输入端口
P2,P2a,P2aa,P2b,P2bb,P2c,P2cc,P2d,P2dd,P2e,P2ee: 分路端口
P3,P3a,P3aa,P3b,P3bb,P3c,P3cc,P3d,P3dd,P3e,P3ee,P4,P4a,P4aa,P4b,P4bb,P4c,P4cc,P4d,P4dd,P4e,P4ee: 输出端口

Claims (11)

1.一种波导型去镜像滤波器，包括：
波导型90度混合耦合器，该波导型90度混合耦合器具有用于接收毫米或亚毫米带内的输入信号的输入端口；用于分别输出分开的信号的第一输出端口和第二输出端口；以及用于输出耦合信号的分路端口，该耦合信号包括从所述第一输出端口和第二输出端口输入的两个信号；
一对带通滤波器：波导型第一带通滤波器，该波导型第一带通滤波器的一端与所述第一输出端口连接；和波导型第二带通滤波器，该波导型第二带通滤波器的一端与所述第二输出端口连接；以及
一对无线电波吸收终端：与所述第一带通滤波器的另一端连接的第一无线电波吸收终端和与所述第二带通滤波器的另一端连接的第二无线电波吸收终端，
其中所述90度混合耦合器包括第一波导；第二波导；和用于将所述第一波导耦合到所述第二波导的耦合部分，
其中该第一波导在其一端具有所述输入端口并在另一端具有所述第一带通滤波器，且该第二波导在其一端具有所述分路端口且在另一端具有所述第二带通滤波器，
其中所述耦合部分与所述第一带通滤波器之间沿着所述第一波导的最短波导长度与所述耦合部分与所述第二带通滤波器之间沿着所述第二波导的最短波导长度相同，且
其中所述波导长度满足以下公式：
[公式1]
&lambda; g 4 < d < 5 &CenterDot; &lambda; g
其中，d表示波导长度，以及λg表示在所述波导中应该被拦截的镜像带的波长。
2.根据权利要求1所述的去镜像滤波器，其中所述90度混合耦合器和一对所述带通滤波器被配置为集成的波导单元；以及一对所述无线电波吸收终端分别连接到该波导单元。
3.根据权利要求1或2所述的去镜像滤波器，其中所述波导长度满足以下公式：
[公式2]
&lambda; g 2 < d < &lambda; g
其中，d表示波导长度，以及λg表示在所述波导中应该被拦截的镜像带的波长。
4.根据权利要求1或2所述的去镜像滤波器，其中从所述耦合部分到所述第一带通滤波器的所述第一波导被配置为直线；以及从所述耦合部分到所述第二带通滤波器的所述第二波导被配置为直线。
5.一种单边带接收器，包括：
根据权利要求1至4中任一项所述的去镜像滤波器；
本地振荡器，用于输出用于外差式接收的本地振荡器信号；
具有两个输入端口和一输出端口的耦合器，其中一个输入端口连接到所述去镜像滤波器且另一个输入端口连接到所述本地振荡器，其中所述耦合器将已经通过所述去镜像滤波器的所述输入信号与所述本地振荡器信号耦合，并从所述输出端口输出所述耦合的信号；以及
连接到所述输出端口的混合器，其中所述混合器将已经通过所述去镜像滤波器的所述输入信号与所述本地振荡器信号混合并输出中间频率信号，
其中所述去镜像滤波器被配置成具有外差式接收策略以拦截在所述外差式接收中涉及的USB带和LSB带中的任一者。
6.一种波导型分频器，包括：
波导型前混合耦合器，具有用于接收毫米或亚毫米带内的输入信号的前输入端口；用于分别输出分开的输入信号的前第一输出端口和前第二输出端口，其中一个信号偏离另一个信号90度相位；以及用于输出耦合信号的前分路端口，所述耦合信号包括从所述前第一输出端口和前第二输出端口输入的两个信号；
一对带通滤波器：波导型第一带通滤波器，其一端与所述前第一输出端口连接；和波导型第二带通滤波器，其一端与所述前第二输出端口连接；
波导型后混合耦合器，具有后输入端口、后第一输出端口、后第二输出端口和后分路端口，其中所述后输入端口与所述第一带通滤波器的另一端连接，且所述后分路端口与所述第二带通滤波器的另一端连接；以及
连接到所述后第一输出端口的无线电波吸收终端，
其中所述前混合耦合器包括：第一波导；第二波导；以及用于将所述第一波导耦合到所述第二波导的耦合部分；
其中所述第一波导在其一端具有所述前输入端口且在另一端具有所述第一带通滤波器，以及所述第二波导在其一端具有所述前分路端口且在另一端具有所述第二带通滤波器，
其中所述耦合部分与所述第一带通滤波器之间沿着所述第一波导的最短波导长度与所述耦合部分与所述第二带通滤波器之间沿着所述第二波导的最短波导长度相同，以及
其中所述波导长度满足以下公式：
[公式3]
&lambda; g 4 < d < 5 &CenterDot; &lambda; g
其中，d表示波导长度，以及λg表示在所述波导中应该被拦截的镜像带的波长。
7.根据权利要求6所述的分频器，其中所述前混合耦合器、后混合耦合器和一对所述带通滤波器被配置为集成的波导单元。
8.根据权利要求6或7所述的分频器，其中所述波导长度满足以下公式：
[公式4]
&lambda; g 2 < d < &lambda; g
其中，d表示波导长度，以及λg表示在所述波导中应该被拦截的镜像带的波长。
9.根据权利要求6或7所述的分频器，其中从所述耦合部分到所述第一带通滤波器的所述第一波导被配置为直线；以及从所述耦合部分到所述第二带通滤波器的所述第二波导被配置为直线。
10.一种多输出分频器，包括：多个根据权利要求6至9中任一项所述的分频器，该多个分频器被排列并串联连接，其中前分频器的前分路端口与后分频器的前输入端口连接；以及其中一个分频器的带通滤波器对的通带与另一分频器的带通滤波器对的通带不同。
11.一种使用根据权利要求6至10中任一项所述的两个分频器以分别用于USB和LSB的边带分离接收器，
其中所述边带分离接收器包括：
所述两个分频器，其中前分频器的前分路端口连接到后分频器的前输入端口；所述前分频器允许USB通过一对带通滤波器；且所述后分频器允许LSB通过一对带通滤波器；
本地振荡器，用于输出用于外差式接收的本地振荡器信号；
USB混合器，其一个输入连接到USB分频器的后第二输出端口；
USB去镜像滤波器，其一端连接到所述USB混合器的另一个输入并被配置为用于拦截USB带的后短腔；
设置在所述USB去镜像滤波器的另一侧的USB耦合器，用于发送所述本地振荡器信号到所述USB混合器；
LSB混合器，其一个输入连接到LSB分频器的后第二输出端口；
LSB去镜像滤波器，其一端连接到所述LSB混合器的另一个输入并被配置为用于拦截LSB带的后短腔；以及
设置在所述LSB去镜像滤波器的另一侧的LSB耦合器，用于发送所述本地振荡器信号到所述LSB混合器。
CN201480009467.0A 2013-02-19 2014-01-30 波导型去镜像滤波器以及使用该滤波器的单边带接收器、分频器和边带分离接收器 Expired - Fee Related CN105009355B (zh)

Applications Claiming Priority (3)

Application Number Priority Date Filing Date Title
JP2013030066 2013-02-19
JP2013-030066 2013-02-19
PCT/JP2014/052100 WO2014129283A1 (ja) 2013-02-19 2014-01-30 導波管型イメージリジェクションフィルタおよびそれを用いた片サイドバンド受信機、周波数分配器およびサイドバンド分離受信機

Publications (2)

Publication Number Publication Date
CN105009355A CN105009355A (zh) 2015-10-28
CN105009355B true CN105009355B (zh) 2017-07-07

Family

ID=51391079

Family Applications (1)

Application Number Title Priority Date Filing Date
CN201480009467.0A Expired - Fee Related CN105009355B (zh) 2013-02-19 2014-01-30 波导型去镜像滤波器以及使用该滤波器的单边带接收器、分频器和边带分离接收器

Country Status (5)

Country Link
US (1) US9397378B2 (zh)
EP (1) EP2960981B1 (zh)
JP (1) JP6176618B2 (zh)
CN (1) CN105009355B (zh)
WO (1) WO2014129283A1 (zh)

Families Citing this family (19)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
US9490866B2 (en) 2012-12-11 2016-11-08 University Of Southern California Passive leakage cancellation networks for duplexers and coexisting wireless communication systems
WO2015089091A1 (en) 2013-12-10 2015-06-18 University Of Southern California Enhancing isolation and impedance matching in hybrid-based cancellation networks and duplexers
WO2015123586A1 (en) 2014-02-14 2015-08-20 University Of Southern California Reflection and hybrid reflection filters
WO2015123668A1 (en) 2014-02-14 2015-08-20 University Of Southern California Hybrid-based cancellation in presence of antenna mismatch
US9871543B2 (en) * 2014-02-19 2018-01-16 University Of Southern California Miniature acoustic resonator-based filters and duplexers with cancellation methodology
US10581650B2 (en) 2015-09-08 2020-03-03 Qorvo Us, Inc. Enhancing isolation in radio frequency multiplexers
US9912326B2 (en) 2015-09-08 2018-03-06 Abtum Inc. Method for tuning feed-forward canceller
US9866201B2 (en) 2015-09-08 2018-01-09 Abtum Inc. All-acoustic duplexers using directional couplers
US9762416B2 (en) 2015-09-08 2017-09-12 Abtum Inc. Reflection coefficient reader
US9755668B2 (en) 2015-09-30 2017-09-05 Abtum Inc. Radio frequency complex reflection coefficient reader
US10038458B2 (en) 2015-10-06 2018-07-31 Abtum Inc. Reflection-based radio-frequency multiplexers
KR102527018B1 (ko) 2015-10-12 2023-04-27 압툼 인크. 하이브리드 커플러 기반 무선 주파수 멀티플렉서
US10846581B2 (en) * 2016-05-04 2020-11-24 The Research Foundation For The State University Of New York Radio frequency energy harvesting apparatus and method for utilizing the same
WO2018057725A1 (en) 2016-09-21 2018-03-29 Abtum Inc. Enhancing isolation in hybrid-based radio frequency duplexers and multiplexers
CN110024216B (zh) * 2017-01-05 2022-08-30 英特尔公司 嵌入在毫米波连接器接口中的多路复用器和组合器结构
RU2649089C1 (ru) * 2017-01-19 2018-03-29 Алексей Валентинович Палицин Перестраиваемый полосно-запирающий волноводный фильтр
WO2021167815A1 (en) * 2020-02-19 2021-08-26 Commscope Technologies Llc BROADBAND AND LOW COST PRINTED CIRCUIT BOARD BASED 180º HYBRID COUPLERS ON A SINGLE LAYER BOARD
CN111697939B (zh) * 2020-06-08 2024-09-03 中国电子科技集团公司第十六研究所 一种可重构带阻滤波器
CA3213713A1 (en) * 2021-03-30 2022-10-06 Viasat, Inc. Highly-integrated antenna feed assembly

Citations (2)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
US3056096A (en) * 1956-05-23 1962-09-25 Varian Associates Multiplexer apparatus
CN1200208A (zh) * 1996-07-12 1998-11-25 恩德盖茨公司 共面混频组件

Family Cites Families (14)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
US3142028A (en) * 1962-05-31 1964-07-21 Hughes Aircraft Co Waveguide stop-band filter utilizing hybrid circuit with lossy resonant cavities in branch arms
FR2346868A1 (fr) * 1973-05-10 1977-10-28 Cit Alcatel Filtre de separation et de reunion d'ondes electromagnetiques
US4661997A (en) * 1985-09-23 1987-04-28 Motorola, Inc. Mixer for use in a microwave system
JP3863356B2 (ja) * 2000-08-01 2006-12-27 日本電業工作株式会社 空中線共用装置
US7912506B2 (en) * 2001-05-02 2011-03-22 Trex Enterprises Corp Wireless millimeter wave communication system with mobile base station
US7769347B2 (en) * 2001-05-02 2010-08-03 Trex Enterprises Corp. Wireless communication system
JP3602493B2 (ja) 2001-11-26 2004-12-15 日本無線株式会社 導波管バンドパスフィルタ
JP4232533B2 (ja) 2003-05-19 2009-03-04 独立行政法人科学技術振興機構 超伝導受信機システム
US7466929B2 (en) * 2004-03-11 2008-12-16 Agilent Technologies, Inc. Method and system for superheterodyne detection of an optical input signal
EP1962422B1 (en) 2005-12-08 2009-09-16 Mitsubishi Electric Corporation Band-pass filter
JP4105726B2 (ja) * 2006-01-31 2008-06-25 日本電業工作株式会社 帯域阻止フィルタ
JP2008109500A (ja) 2006-10-26 2008-05-08 National Institutes Of Natural Sciences 導波管型９０度ハイブリットカプラー
US8013690B2 (en) * 2008-05-22 2011-09-06 TeraSys Technologies LLC Electronically tunable, absorptive, low-loss notch filter
US8264298B2 (en) * 2009-10-01 2012-09-11 Unidyne, Inc. Filtering device and a method for filtering a signal

Patent Citations (2)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
US3056096A (en) * 1956-05-23 1962-09-25 Varian Associates Multiplexer apparatus
CN1200208A (zh) * 1996-07-12 1998-11-25 恩德盖茨公司 共面混频组件

Also Published As

Publication number Publication date
WO2014129283A1 (ja) 2014-08-28
JP6176618B2 (ja) 2017-08-16
EP2960981A1 (en) 2015-12-30
US9397378B2 (en) 2016-07-19
EP2960981B1 (en) 2018-07-25
US20160006098A1 (en) 2016-01-07
EP2960981A4 (en) 2016-10-12
JPWO2014129283A1 (ja) 2017-02-02
CN105009355A (zh) 2015-10-28

Similar Documents

Publication Publication Date Title
CN105009355B (zh) 波导型去镜像滤波器以及使用该滤波器的单边带接收器、分频器和边带分离接收器
KR101922574B1 (ko) 멀티플렉서
JP5716248B2 (ja) 超高周波電気通信アンテナ向けｏｍｔ型ブロードバンドの多帯域用送受信カプラー−セパレーター
TW201633601A (zh) 雙波段天線裝置
US20170077894A1 (en) Tunable electronic circuit which converts balanced signals to unbalanced signals
JP2006333258A (ja) トリプレクサ回路
JP4581818B2 (ja) 多重送受信装置
JP6049438B2 (ja) ループ方向性結合器
JPH06511119A (ja) 狭帯域通過・広帯域消去フィルタ
JP2007180655A (ja) 帯域阻止フィルタ内蔵伝送モード変換器
JP5227837B2 (ja) フィルタ回路
WO2014132657A1 (ja) 有極型帯域通過フィルタ
JP5513545B2 (ja) 帯域通過フィルタ
US10714804B2 (en) Coaxial wiring device and transmission/reception integrated splitter
JPH11274817A (ja) 帯域阻止フィルタ
US9923254B2 (en) Radio-frequency blocking filter
JP5018637B2 (ja) アンテナ共用装置及び周波数分離装置及び帯域通過フィルタ装置
JP5464864B2 (ja) フィルタ回路ならびにそれを用いた無線通信モジュールおよび無線通信機器
US11335985B2 (en) Tunable microwave system
JP2004328458A (ja) 複合形バンド・パス・フィルタ
KR100577747B1 (ko) 듀플렉서
JPH04304003A (ja) 共用器
JPS5924204Y2 (ja) 無線通信機
JP2001274607A (ja) 分波器
JP2010109549A (ja) バンドパスフィルタならびにそれを用いた無線通信モジュールおよび無線通信機器

Legal Events

Date Code Title Description
C06 Publication
PB01 Publication
C10 Entry into substantive examination
SE01 Entry into force of request for substantive examination
GR01 Patent grant
GR01 Patent grant
CF01 Termination of patent right due to non-payment of annual fee
CF01 Termination of patent right due to non-payment of annual fee

Granted publication date: 20170707

Termination date: 20190130