JP6133514B2 - 動的制御回路 - Google Patents

Description

本発明は、動的制御回路と、調光式照明装置と、レトロフィットＬＥＤ電球と、調光式照明装置を駆動する方法とについて説明する。

発光ダイオードが、レトロフィット照明応用における使用に、より安価で、より魅力的になっているため、低価格のドライバソリューションが必要である。例えば米国特許第８，６９８，４０７Ｂ１号、米国特許出願公開第２０１４／００４９７３０Ａ１号、米国特許出願公開第２００７／００９７０４３Ａ１号、米国特許出願公開第２０１２／０１８１９４０号Ａ１及び米国特許出願公開第２０１０／０１５６３２４Ａ１号に説明されているように、様々なドライバトポロジが従来技術から知られている。

レトロフィットＬＥＤ照明製品では、１つ以上のパワーＬＥＤが、ドライバ回路と共に、例えばＧＵ１０取付け具である標準電球取付け具内に組み入れられる。主電源又は電力変換器から、レトロフィットＬＥＤランプに給電する方法は幾つかある。しかし、様々なＬＥＤの様々な順電圧を管理するために、ある程度の適応性が望ましいため、ドライバ回路は、通常、スイッチモード電源（ＳＭＰＳ）に基づいている。例えばドライバは単段自己発振ＳＭＰＳを含む。

好適には、レトロフィットＬＥＤ照明応用は、既存の調光器と併せて使用可能であるべきである。広く使用されているタイプのレガシリーディングエッジ調光器は、通常、整流器の後に来るように配置され、整流された主電源電圧のリーディング部分に対し位相カットを行うことによって動作する。「位相カット角」とは、調光器が、整流された主電源電圧信号の半波をそこまで抑制する又はカットする角度（０°乃至１８０°）を指す。このようなレガシ調光器とＬＥＤとの間に配置されなければならないＬＥＤランプドライバは、この位相カットされた入力電圧を受け取り、最低保持電流を提供するといったような特定の要件を満たすことができなければならない。これは、例えばスイッチモード電源の出力に接続されるバッファコンデンサを有する電力変換器によって実現される。バッファコンデンサは、ドライバの出力において、位相カット電圧を平滑化するが、バッファコンデンサの電圧リップルが、ＬＥＤ電流にもある程度のリップルをもたらす。ＬＥＤの非調光動作モード又は僅かにのみ調光される動作モード（小位相角）中、ＬＥＤ電流は、比較的大きいので、電流リップルによる影響は、例えば９０°の導通角における調光モードに比べて少なく、また、光出力に悪影響を及ぼさない。しかし、ＬＥＤの効率の増加と共に、パワーＬＥＤの等価直列抵抗（ＥＳＲ）は減少し、また、ＬＥＤのＥＳＲは、その定格電流にほぼ反比例する。したがって、低ＥＳＲを有するＬＥＤでは、バッファコンデンサの電圧リップルは、ＬＥＤ電流リップルに著しい影響を及ぼす。当該ＬＥＤ電流リップルは、約９０°の位相カット角において、最大値となり、ＬＥＤの光出力に、目立つフリッカを引き起こす。

フリッカを抑制することを目的として、ＬＥＤ電流リップルを減少する１つの態様は、より大きいバッファコンデンサを使用することである。しかし、ドライバ及びＬＥＤは、通常、レトロフィット電球製品内に組み入れられるので、物理的な電球の寸法が、大型コンデンサの使用を排除するデザイン制約を提示する。これは、物理的な寸法が、通常、キャパシタンスを増加するからである。好ましくないリップルに対処する別の態様は、ＬＥＤと直列に追加の電力消散抵抗器を使用することである。しかし、このような電力消散抵抗器は、ＬＥＤが非調光動作モードで駆動される際の電力損失によって、照明回路の効率を低下する。したがって、電力消散抵抗器は、環境的観点から魅力的ではない。これは、よりエネルギー効率の良い照明ソリューションへの傾向があるからである。

したがって、本発明は、上記問題を回避しつつ、調光式電源からＬＥＤ装置を駆動する改良された態様を提供することを目的とする。

本発明の目的は、請求項１の動的制御回路によって、請求項８の調光式照明装置によって、請求項１３のレトロフィットＬＥＤ電球によって、及び、請求項１４のＬＥＤ装置を駆動する方法によって達成される。

本発明によれば、動的制御回路が、ＬＥＤ装置と直列に接続され、ＬＥＤ電流用の経路を提供する第１のスイッチング要素と、動的制御回路が、ＬＥＤ装置のドライバに、直列インピーダンスを提示するように、ＬＥＤ電流のレベルに応じて、第１のスイッチング要素を制御するモニタリング装置とを含み、直列インピーダンスは、ＬＥＤ装置を通るＬＥＤ電流の減少に応えて、徐々に増加する。ここでは、「ＬＥＤ電流」との用語は、その容認される意味において、ＬＥＤ装置を通る平均ＬＥＤ電流と理解される。ＬＥＤ電流は、（ドライバに先行する）調光器が、主電源電圧に位相カットを行い、これにより、主電源電圧の一部がＬＥＤドライバに渡されると、減少する。直列インピーダンスは、平均ＬＥＤ電流に応えて変化するので、本発明による動的制御回路は、「制御可能な直列インピーダンス」と見なされてもよい。動的制御回路の直列インピーダンスを説明するために使用される「徐々に増加」との表現は、インピーダンスが、平均ＬＥＤ電流の減少に応えて、任意の顕著な不連続又は中断なく、滑らかに増加することを意味すると理解される。そして、当然ながら、動的制御回路の直列インピーダンスは、平均ＬＥＤ電流の増加に応えて、徐々に減少するということになる。つまり、動的制御回路の直列インピーダンスは、例えば非線形の反比例といったように、平均ＬＥＤ電流に比例して滑らかに変化する。

本発明による動的制御回路の利点は、当該動的制御回路が、非調光動作モード又は僅かに調光される動作モード中に、低直列インピーダンスしか提示せず、したがって、ＬＥＤ照明回路の効率が、悪影響を受けない点である。しかし、非常に低い調光レベルでは、動的制御回路によって提示されるインピーダンスは、比較的高い。ＬＥＤ装置のバッファコンデンサを含むランプドライバは、この高いインピーダンスを「見」、ドライバの出力部におけるバッファコンデンサは、より効果的に使用される。本発明による動的制御回路の別の利点は、ＬＥＤ電流のリップルが、大幅に減少される点である。この点は、以下により詳細に説明される。本発明による制御回路は、調光器及びドライバへの正弦波入力電圧によるリップルを示すバッファコンデンサの変化に応える又は反応することができ、また、瞬間的な電力がスイッチモード電力変換器の平均出力電力よりも低い期間中、バッファコンデンサの放電を制御できる。この理由から、本発明による制御回路は、「動的放電回路」と見なされてもよい。

本発明によれば、調光式照明装置は、ＬＥＤ装置と、ＬＥＤ装置に入力電圧及び入力電流を提供するドライバと、ＬＥＤ装置と直列に接続される本発明による動的制御回路とを含む。

本発明による調光式照明装置の利点は、大きい位相カット角を有する調光レベルにおけるＬＥＤの挙動が向上される一方で、照明装置の高効率は、非調光動作モード又は僅かに調光される動作モードにおいて動作させられても、影響されないままである点である。

本発明によれば、レトロフィットＬＥＤ電球は、調光式電源に接続するためのＧＵ１０ソケットコネクタを有するハウジングと、ハウジング内の回路基板に取り付けられるＬＥＤ装置と、ＬＥＤ装置と直列に接続される本発明による動的制御回路とを含む。

ＧＵ１０ソケットを有する電球は、家庭照明といった様々な照明応用において広く使用されている。旧式の照明取付け具は、大抵の場合、マルチファセットリフレクタ光源（例えばＭＲ１６ハロゲンランプ）との使用向けにデザインされており、また、通常、リーディングエッジ位相カット調光器といった調光器との使用向けにデザインされている。本発明によるレトロフィット電球の利点は、ＭＲ１６ハロゲンランプといった光源に置き換わるように使用でき、また、ほとんどのレガシリーディングエッジ位相カット調光器と併用できる点である。したがって、本発明によるレトロフィットＬＥＤ電球は、平均的な家庭におけるエネルギー消費量の削減に大きな貢献をする。

本発明によれば、ＬＥＤ装置を駆動する方法は、本発明による動的制御回路を、ＬＥＤ装置と直列に接続するステップと、ＬＥＤ装置にＬＥＤ電流を提供するステップと、ＬＥＤ装置を通るＬＥＤ電流の減少に応えて、動的制御回路の直列インピーダンスを増加させるように動的制御回路を動作させるステップとを含む。

本発明による方法の利点は、ＬＥＤ電流が減少するにつれて、回路の直列インピーダンスを増加させることによって、低ＥＳＲのＬＥＤとレガシ調光器との互換性が向上できる点である。これは、ドライバの出力部に接続されているバッファコンデンサの利用を向上することを可能にする。動的制御回路によって提示される増加された直列インピーダンスは、効率的なＬＥＤの低ＥＳＲを補償する。同時に、本発明による方法は、低調光モードにおけるフリッカが好ましく減少される又は除去されるため、ＬＥＤの向上された出力性能を確実にする。

従属請求項及び以下の説明は、本発明の特に有利な実施形態及び特徴を開示する。実施形態の特徴は、必要に応じて、組み合わされてよい。１つのクレームカテゴリのコンテキストにおいて説明される特徴は、別のクレームカテゴリにも等しく適用される。

以下において、しかし、本発明を如何様にも限定しないが、ドライバは、スイッチモード電源、例えば単段自励電源を含むと仮定される。また、ドライバは、レガシ調光器、好適には、リーディングエッジ位相カット調光器との互換性を確実にするために、その出力部間に接続されるバッファコンデンサを含むと仮定される。

以下において、「非調光動作モード」との表現は、調光器導通角が、１８０°に近い、例えば、ＬＥＤ装置の相対出力電力が１００％に近い範囲内である任意の動作モードを意味すると理解される。「調光動作モード」との表現は、光出力が、フル光出力よりも明らかに少ないような調光器導通角である任意の動作モードを意味すると理解される。「非常に低い調光」又は「ディープ調光」との用語は、調光器導通角が、比較的小さい、例えば約４５°以下の範囲内である動作モードを意味すると理解される。約４５°以下では、ＬＥＤの光出力は、実際にオフに切り替えられることなく、最小値に到達する。レガシ調光器は、通常、全波整流器と共に使用されるので、調光器導通角は、最大でも１８０°である。典型的に使用されるリーディングエッジ調光器は、整流された信号のリーディング部分又は一部をカットし、これにより、「位相カット角」は、一般に、１８０°から調光器導通角を引いたものであり、またその逆も同様である。例えば４５°の位相カット角は、１３５°の調光器導通角に対応する。

動的制御回路が、電流感知抵抗器を通るＬＥＤ電流の経路を提供する第１のスイッチング要素と、ＬＥＤ装置を通る電流に応じて、即ち、ドライバによって「見られる」直列インピーダンスのレベルに応じて、第１のスイッチング要素を制御するモニタリング装置とを含むことによって、制御可能な直列インピーダンスが、上記されたように、達成される。したがって、ＬＥＤ電流が減少すると、モニタリング装置は、それに応じて第１のスイッチング要素を制御するように反応することができる。

好適には、モニタリング装置は、第１のスイッチング要素用の制御信号を生成する第２のスイッチング要素を含む。スイッチング要素は、任意の適切なディスクリートスイッチング構成要素、例えば、バイポーラ接合トランジスタ（ＢＪＴ）又は電界効果トランジスタ（ＭＯＳＦＥＴ）を使用して実現される。本発明の特に好適な実施形態では、第１のスイッチング要素（以下、「スイッチングトランジスタ」と呼ぶ）は、ＰＮＰ ＢＪＴを使用して実現され、第２のスイッチング要素（以下、「制御トランジスタ」と呼ぶ）は、ＮＰＮ ＢＪＴを使用して実現される。スイッチングトランジスタと制御トランジスタとは、サイリスタのような配置に接続され、これにより、制御トランジスタが「オン」である場合、制御トランジスタは、スイッチングトランジスタのベース端子から、電流を引き込む。好適には、少なくとも、スイッチングトランジスタが、高い電流利得を有する。例えば１００の範囲内の電流利得、即ち、ｈ_ＦＥを有するＰＮＰ ＢＪＴを、スイッチングトランジスタとして使用してよい。

非調光動作モード中、照明装置への平均入力電流は、比較的高く、トランジスタの電流経路、即ち、コレクタ−エミッタ接合点の電圧降下は、低い。すべての動作モードにおいて、平均ドライバ出力電流は、ＬＥＤ装置、スイッチングトランジスタ及び制御トランジスタを伝導する。ＢＪＴに基づく一実施形態では、例えば制御トランジスタのコレクタは、常に、スイッチングトランジスタの必要な平均ベース電流を提供し、スイッチングトランジスタは、これにより、ＬＥＤドライバの平均出力電流を伝導する。スイッチングトランジスタのエミッタ電流を提供するために、制御トランジスタは、ベース電流を必要とし、当該ベース電流は、以下に説明されるように、幾つかの態様で提供される。

しかし、調光動作モード中、調光器導通角は減少し、照明装置への平均入力電流も、それに応じて減少する。したがって、電流感知抵抗器の電圧降下は、制御トランジスタがスイッチングトランジスタに弱い駆動電流しか提供できないレベルにまで落ちる。したがって、バッファコンデンサの電圧が、上昇し始める。ＬＥＤ装置の順電圧は一定であるため、ＬＥＤ装置の出力部における電圧も、したがって、上昇し始める。図面を参照して説明されるように、ＬＥＤ装置の出力部における電圧は、低ＬＥＤ電流レベル変動において、大きい振れ幅を示し、これにより、動的制御回路の「高インピーダンス」挙動がもたらされる。

ＬＥＤへの入力電流は、基本的に、平滑化された一連の電流パルスであるので、ＬＥＤ電流にはある程度のリップルがある。当該リップルは、動的制御回路の構成要素間で伝播する場合がある。したがって、本発明の更なる好適な実施形態では、モニタリング装置は、スイッチングトランジスタの制御信号のリップル電流を抑制するフィルタ回路部を含む。

上記されたように、より新しい世代のＬＥＤは、より効率的であるため、低等価直列抵抗の傾向がある。高ＥＳＲのＬＥＤを低ＥＳＲのＬＥＤで置換する従来のデザインでは、余剰のフリッカを回避するためには、バッファコンデンサのサイズを大きくしなければならない。しかし、高いキャパシタンスを有するコンデンサは、物理的に大きく、このような大型のコンデンサを、ＧＵ１０照明取付け具といった小型ハウジング内に組み入れることは、困難又は不可能である。したがって、本発明の特に好適な実施形態では、動的制御回路の回路構成要素は、特定のＬＥＤ電流レベルにおける所望の直列インピーダンスに基づいて、選択される。例えば構成要素は、約０．０１ｍＡの平均ＬＥＤ電流について、約１．０ｋΩの直列抵抗を、また、約０．０８ｍＡの平均ＬＥＤ電流について、最大でも１０．０Ωの直列抵抗を提示するように選択される。平均ＬＥＤ電流は、位相カット角又は調光導通角の関数であるので、直列インピーダンスは、更に、位相カット角の関数としても表現される。例えば構成要素は、４５°未満の位相カット角について、約１．０ｋΩの直列抵抗を、１３５°を越える位相カット角について、最大でも１０．０Ωの直列抵抗を提示するように選択される。

本発明の好適な実施形態では、動的制御回路の構成要素は、ＬＥＤ装置の出力部において供給される電圧を使用して、単独で動作するように選択される離散的な（ディスクリート）構成要素である。本発明による動的制御回路の更なる利点は、通常、Ｖ_ＣＣと呼ばれる供給電圧への明確な接続を必要としない点である。供給電圧を必要とするのは、集積回路（ＩＣ）として実現される回路モジュールの場合である。代わりに、本発明による動的制御回路は、ＬＥＤ装置の出力部における変動電圧を使用して動作することができる。

本発明による動的制御回路の更に重大な利点は、ＬＥＤ装置の出力ノードにおける電圧が、調光のレベルに応じて、上昇する点である。即ち、低調光レベル（小調光器導通角）では、ＬＥＤ装置の出力ノードにおける電圧は、比較的高い一方で、ＬＥＤ電流は、比較的低い。これは、上記されたように、調光器導通角が、調光動作中に減少し、したがって、バッファコンデンサの電圧が、上昇し始めるからである。ＬＥＤ装置の順電圧は、略一定であるので、ＬＥＤ装置の出力部における電圧も、したがって、上昇し始める。本発明による照明装置の好適な実施形態では、この関係は、ＬＥＤ装置の出力部における電圧に応じて、入力電流の一部を流すブリーダ回路装置によって、活用される。ＬＥＤ装置の出力ノードにおける電圧が増加するにつれて、ブリーダによって消散される電力量は、比例して増加する。このようにすると、低調光レベルにおいて調光器によって提供される余剰のエネルギーが容易に「処分」することができるので、レガシ調光器とのＳＭＰＳドライバの互換性が更に高められる。これにより、低調光レベルにおける非常に低い光出力が可能となる。

本発明による照明装置の好適な実施形態では、ブリーダ回路装置は、ＮＰＮバイポーラ接合トランジスタを含み、そのベースは、ＬＥＤ装置の出力部に接続されている。第１の電力消散抵抗器が、コレクタとドライバの正出力端子との間に接続され、第２の電力消散抵抗器が、ブリーダトランジスタのエミッタと、スイッチングトランジスタのコレクタとの間に接続される。好適には、ブリーダトランジスタは、約２０〜１００の電流利得、即ち、ｈ_ＦＥを有する。明らかに、ＬＥＤ装置の出力ノードにおける電圧が増加するにつれて、ブリーダトランジスタを通過できる電流量は、それに応じて、増加する。ドライバによって提供される総ＬＥＤ電流は、依然として、実際上、電流感知抵抗器を通過するので、ブリーダの存在が、動的制御回路の性能に悪影響を及ぼすことはない。

本発明の他の目的及び特徴は、添付図面と共に検討される以下の詳細な説明から明らかとなる。しかし、当然ながら、図面は、例示のためにデザインされたに過ぎず、本発明の限界の定義のためにデザインされたものではない。

図１は、単段電力変換器及びＬＥＤ光源の簡易化された回路図を示す。 図２は、様々なＬＥＤ等価直列抵抗値の電流リップルのグラフを示す。 図３は、本発明による照明装置の一実施形態のブロック図を示す。 図４は、照明装置に組み入れられる本発明による動的制御回路の第１の実施形態を示す回路図である。 図５は、本発明による動的制御回路の直列インピーダンスのグラフを示す。 図６は、本発明による動的制御回路の更なる実施形態を示す回路図である。 図７は、図６の照明装置のブリーダ電流対調光器導通角のグラフを示す。 図８は、本発明による照明装置及び従来技術の照明装置の調光曲線を示す。 図９は、本発明による照明装置の様々な調光モードにおける例示的な電圧及び電流波形を示す。 図１０は、本発明によるレトロフィット電球の一実施形態の概略図である。

図面において、同様の参照符号は、全体を通して、同様の物体を指している。図面中の物体は、必ずしも縮尺通りではない。

図１は、ＬＥＤ光源２を駆動するために、全波整流器４と、単段電力変換器３又はドライバ３とに基づく従来の照明装置の簡略化された回路図を示す。ＬＥＤ光源２は、通常、ＬＥＤ接合点の直列配置にある１つ以上のパワーＬＥＤであってよい。ＬＥＤ光源２は、等価直列抵抗器Ｒ_ＥＳＲと直列にある、そのＬＥＤの総順電圧に対応する定電圧源Ｖ_ｆｗと見なされる。

図２は、様々なＬＥＤ等価直列抵抗値のＬＥＤ電流対時間のグラフを示す。第１の曲線Ｒ_{ＥＳＲ＿ＨＩ}は、比較的高いＥＳＲを有するＬＥＤの比較的低いレベルの電流リップルを示す。このＬＥＤによる光出力は、調光されても、対応して低いレベルのフリッカを示す。低ＥＳＲを有するＬＥＤに対応する第２の曲線Ｒ_{ＥＳＲ＿ＬＯ}は、平均電流Ｉ_ａｖが、高ＥＳＲを有するＬＥＤと実質的に同じであっても、電流リップルが大幅に増加されていることを示す。低ＥＳＲを有するＬＥＤ、例えば高出力ＬＥＤは、したがって、例えば９０°以下の導通角における低いレベルに調光されると、より目立つフリッカを示す。

図３は、ＳＰＭＳドライバ３が、本発明による動的制御回路１に直列に接続されているＬＥＤ光源２を駆動する、本発明による照明装置１０の一実施形態のブロック図を示す。照明装置１０は、例えば、調光式電源との接続のためのレトロフィット電球として実現される。ＬＥＤ光源２は、任意の数のＬＥＤを含んでよく、例えば直列接続されたパワーＬＥＤ接合点からなるストリングを含んでよい。例えば６０〜１２０Ｖの順電圧及び１００〜５０ｍＡの出力電流を有する５〜６ＷのＬＥＤ配列を提供するために、任意の適切なＬＥＤが使用されてよい。

ＬＥＤ光源２全体は、比較的低いＥＳＲを有すると仮定される。動的制御回路１は、幾つかの相互作用する要素Ｑ１、Ｒ１、Ｍとして表される。スイッチング要素Ｑ１は、ＬＥＤ装置２の出力部において接続される。電流感知抵抗器Ｒ１は、スイッチング要素Ｑ１の出力部において接続され、電流感知抵抗器Ｒ１を流れる電流Ｉ_Ｒ１は、ＬＥＤ電流Ｉ_ＬＥＤの強度の指標を与える。モニタリング回路Ｍは、ＬＥＤ装置２の出力部におけるノードＮにおける電圧Ｖ_Ｅ＿Ｑ１と、電流感知抵抗器Ｒ１を流れる電流Ｉ_Ｒ１とをモニタリングし、それに応じて、スイッチング要素Ｑ１の動作を制御する。動的制御回路１は、ＬＥＤ電流のどのレベルにおいても、スイッチング要素Ｑ１を導通状態に保つように作用する。ＬＥＤの非調光動作中、又は、大きい調光導通角において、動的制御回路１は、低インピーダンスを有するように見える。調光動作モード中、ノードＮにおける電圧は増加するので、動的制御回路１は、高インピーダンスを有するように見える。実際上、調光動作中、動的制御回路１は、電流リップルの影響を減ずるように電力消散抵抗器が挙動するのと同様に作用する。しかし、そのような追加の電力消散抵抗器とは異なり、動的制御回路１は、通常の非調光動作中に、不必要に電力を消散しない。これは、動的制御回路１は、調光導通角が大きい場合に、低インピーダンスを提示し、調光導通角が小さい場合にのみ、高インピーダンスを提示するからである。

図４は、ドライバの出力部間でＬＥＤ装置２と直列に接続される、本発明による動的制御回路１の第１の実施形態を示す回路図である。例示の目的で、バッファコンデンサＣ_ｂｕｆが示されているが、当然ながら、当該バッファコンデンサＣ_ｂｕｆは、一般に、ドライバに組み入れられている。この例示的な実施形態では、スイッチング要素Ｑ１は、大きいｈ_ＦＥを有するＰＮＰバイポーラ接合トランジスタであり、以下、スイッチングトランジスタＱ１と呼び、そのエミッタは、ＬＥＤ装置２の出力ノードＮに接続されている。スイッチングトランジスタＱ１のベースは、ここでは、ＮＰＮ ＢＪＴであり、以下、制御トランジスタＱ２と呼ぶ第２のトランジスタＱ２のコレクタに接続されている。このサイリスタのような配置では、スイッチングトランジスタＱ１のベースを流れる駆動電流Ｉ_Ｂ＿Ｑ１は、制御トランジスタＱ２が、導通状態にある、即ち、「オン」である場合に提供される。

電圧及び電流信号は、フリッカを減少させるために、コンデンサＣ１によってフィルタリングされる。コンデンサＣ２は、調光レベルの素早い再調節といった急な変化に対して、又は、初期の電源投入状態において、回路をより早く反応させるように、「スピードアップコンデンサ」として使用される。制御トランジスタＱ２のベース電流は、抵抗器Ｒ４によって、及び／又は、コンデンサＣ２と並列の抵抗器Ｒ３を介する２つの電流路によって提供される。十分に高い駆動電流Ｉ_Ｂ＿Ｑ１によって、基本的にすべてのＬＥＤ電流Ｉ_ＬＥＤが、すべての動作モードにおいて、スイッチングトランジスタＱ１を通過することが確実にされる一方で、わずかなＬＥＤ電流Ｉ_ＬＥＤが、制御トランジスタＱ２を通る駆動電流Ｉ_Ｂ＿Ｑ１として迂回される。

非調光モード中、又は、大きい調光器導通角において、電流感知抵抗器Ｒ１の電圧降下は、制御トランジスタＱ２を十分に導通状態に保つのに十分である。スイッチングトランジスタＱ１のエミッタ−コレクタ電圧降下は小さいので、非調光動作中の電力損失は、無視可能である。この動作モードにおいて、制御トランジスタＱ２のベース駆動電流は、主に、抵抗器Ｒ４によって供給される。スイッチングトランジスタＱ１及び制御トランジスタＱ２は、十分に導通状態であり、結果として、ノードＮにおける電圧は最小となる。この大電流領域における小さい電流変動は、ノードＮにおいて、わずかな電圧変動しかもたらさないため、動的制御回路１は、実際上、低インピーダンス回路の挙動を示す。

しかし、調光動作モード中、調光器導通角は減少し、照明装置２への平均入力電流も、それに応じて減少されるので、電流感知抵抗器Ｒ１の電圧降下は、制御トランジスタＱ２が、スイッチングトランジスタＱ１に弱い駆動電流Ｉ_Ｂ＿Ｑ１しか提供できないレベルにまで落ちる。したがって、バッファコンデンサＣ_ｂｕｆの電圧は、上昇し始める。ＬＥＤ装置２の順電圧は、一定であるため、ＬＥＤ装置２の出力ノードＮにおける電圧も上昇し始める。したがって、制御トランジスタＱ２のベース駆動電流は、次第に、抵抗器Ｒ３によって提供され、低調光レベルにおいてＲ３を流れる電流は、ノードＮにおける電圧Ｖ_Ｅ＿Ｑ１に依存する。抵抗器Ｒ３は、好適には、例えば４７ｋΩである比較的高い値を有し、ノードＮにおける電圧は、制御トランジスタＱ２に、十分なベース駆動電流を提供するためには、上昇しなければならない（この段階において、バッファコンデンサＣ_ｂｕｆの電圧は、例えば数ボルト増加する）。これにより、バッファコンデンサＣ_ｂｕｆは放電し、したがって、ＬＥＤ電流Ｉ_ＬＥＤの電流リップルのレベルは最小限に抑えられ、これは、光出力のフリッカも好ましく最小限に抑えられる。実際上、出力ノードＮにおける電圧Ｖ_Ｅ＿Ｑ１は、低電流変動において、より大きい振れ幅を示し、これは、通常、より高いインピーダンスの挙動に対応する。

動的制御回路がない場合、バッファコンデンサのエネルギー貯蔵能力の利用は、ＬＥＤ装置２の小さい電圧変動によってのみ決定される。ＬＥＤ装置２と直列の動的制御回路１がある場合、バッファコンデンサＣ_ｂｕｆは、より効果的に使用される。バッファコンデンサによって貯蔵されるエネルギーは、今度は、ＬＥＤ装置２の電圧降下と動的制御回路１とによって決定されるからであり、また、エネルギーは、調光活動に応えて、ＬＥＤ電流Ｉ_ＬＥＤとして変化するからである。したがって、バッファコンデンサＣ_ｂｕｆによって貯蔵されるエネルギーＥ_Ｃｂｕｆは、次の通りに表すことができる：
ここで、Ｃは、バッファコンデンサＣ_ｂｕｆのキャパシタンスであり、Ｖ_ｍａｘ及びＶ_ｍｉｎは、最大及び最小コンデンサ電圧である。例えばその間は、コンデンサの充電及び放電電流が低い調光モードにおいて、バッファコンデンサＣ_ｂｕｆの比較的高い電圧リップルは、バッファコンデンサＣ_ｂｕｆのエネルギー貯蔵能力が、動的制御回路１によってより効果的に使用され、これは、ＬＥＤ装置２を流れるリップル電流の好ましい平滑化又は減少をもたらす。

図５は、本発明による動的制御回路の直列インピーダンスＺ_ｄｙｎのグラフを示す。Ｙ軸は、半主電源サイクルにおける平均インピーダンス［Ω］（平均インピーダンスは、半主電源サイクルにおける電流変動を考慮すると考える）を表し、Ｘ軸は、半主電源サイクルの調光器導通角［°］を表す。図５は、本発明による動的制御回路によって提示される直列インピーダンスＺ_ｄｙｎは、高導通角において、即ち、ＬＥＤが調光されていない又はわずかにしか調光されていない場合に、低く、したがって、ドライバは、低直列インピーダンスしか「見ない」ことを示す。しかし、ＬＥＤが調光される場合、ドライバは、より高いインピーダンスＺ_ｄｙｎを「見る」。これは、導通角が減少するにつれて増加する。ＢＪＴを使用する実施態様に基づく図４の動的制御回路について、直列インピーダンスＺ_ｄｙｎは、調光器導通角の関数として、指数関数的減衰を示す。ＬＥＤ電流は、導通角が減少するにつれて減少することにより、同様の関係が、ＬＥＤ電流と、動的制御回路の直列インピーダンスＺ_ｄｙｎとの間に存在する。動的制御回路の構成要素は、特定のＬＥＤ装置及び特定のドライバと併せて使用される場合に、所望の直列インピーダンス値Ｚ_ＬＯ、Ｚ_ＨＩを提供するように選択されることが可能である。例えば構成要素は、動的制御回路が、例えば１０°未満の調光器導通角である「ディープ調光」において、１ｋΩの高直列インピーダンスＺ_ＨＩを提示し、１３５°以上の調光器導通角において、１０．０Ωほどの低インピーダンスしか提示しないように、選択されてよい。

図６は、本発明による照明装置の更なる実施形態を示す回路図である。ここでは、ディープ調光レベルにおける照明装置の挙動を向上させるように、ブリーダ回路６が組み入れられている。ブリーダ６は、ＬＥＤが低レベルへと調光された場合に電力を消散させるために、ここでは、ＮＰＮ ＢＪＴであるトランジスタＱ３と、幾つかの抵抗器Ｒ５、Ｒ６、Ｒ７とを含む。ブリーダ回路６は、ノードＮから導出される制御信号によって作動させられる。これは、当該ノードＮにおける電圧Ｖ_Ｅ＿Ｑ１が、ＬＥＤへの平均入力電流に関する情報を提供するからである。上記されたように、ノードＮにおける電圧Ｖ_Ｅ＿Ｑ１は、調光中、ＬＥＤへの入力電流Ｉ_ＬＥＤが減少するにつれて、増加する。電圧Ｖ_Ｅ＿Ｑ１が特定のレベルに到達すると、即ち、平均ＬＥＤ電流Ｉ_ＬＥＤが特定のレベルにまで低下すると、トランジスタＱ３がオンにされる。そうすると、一部の電流が、電力消散抵抗器Ｒ５、Ｒ６を通ることができる。この例示的な実施形態では、ブリーダ６は、「レベル２ブリーダ」として実現されると仮定される。即ち、ブリーダ６の構成要素は、ＬＥＤ装置２のＬＥＤを担持するプリント回路基板上に取り付けられている。これは、電力消散要素Ｒ５、Ｒ６が、回路基板と密接に熱接触することを確実にするので、低調光レベルにおいて、レガシ調光器によって提供される余剰のエネルギーが効果的に消散される。本発明による動的制御回路１は、このように、ＬＥＤと同じ基板上に、ブリーダ回路構成要素Ｒ５、Ｒ６、Ｒ７、Ｑ３を好ましく配置することを可能にする。これは、制御信号Ｖ_Ｅ＿Ｑ１が、ＬＥＤ装置２の出力部Ｎにおいて直接的に生じるため、必要に応じて、ブリーダ６を作動又は作動停止させるために直接的に使用できるからである。図７は、図６の動的制御回路のブリーダ電流Ｉ_{ｂｌｅｅｄ}［ｍＡ］対調光器導通角［°］のグラフを示す。図７は、１８０°に近い調光器導通角では、ブリーダ６は、動作しないままであることを示す。ブリーダ６は、ディープ調光モードへの漸進的な移行を確実にするために、約１２０°未満の調光器導通角においてのみオンに切り替わる。調光器導通角が減少するにつれて、ノードＮにおける電圧Ｖ_Ｅ＿Ｑ１は増加し、より多くの電流が、ブリーダ６の電力消散要素Ｒ５、Ｒ６を通して迂回される。したがって、ブリーダ６によって消散される電力量は、位相カット角の増加又は調光器導通角の減少と共に増加する。

図８は、「レベル２」ブリーダなしの従来の照明装置の調光曲線８１と、「レベル２ブリーダ」ありの本発明による照明装置の調光曲線８０とを示す。Ｘ軸は、半主電源サイクルの調光器導電角［°］を表し、約１６０°を上回る角度は、最小の調光又は調光なしに対応し、約５０°未満の角度は、低調光又はディープ調光に対応する。Ｙ軸は、相対出力電力をパーセントで表す。図８は、本発明による照明装置におけるブリーダが有利であることを示す。これは、調光中、相対出力電力を大幅に減少させることができることによる。電力の減少は、ブリーダがＬＥＤ装置の出力部における電圧によって制御される本発明による照明装置の相対出力電力８０が、当該ブリーダのない照明装置の相対出力電力８１よりも著しく少ない、７５°以下の位相カット角を有するディープ調光レベルにおいて、より顕著である。

図９は、ＬＥＤ装置を駆動するためにＳＭＰＳドライバが使用され、バッファコンデンサＣ_ｂｕｆが、例えば図３に示されるように、ドライバ３の出力部に接続される、本発明による照明装置の３つの動作モードに対応する例示的な電圧及び電流波形を示す。各動作モードは、特定の種類の線に関連付けられている。第１のモード（点線）は、非調光動作モード（調光器導通角は基本的に１８０°）に関連付けられる波形Ｖ_{ＲＥＣＴ＿１}、Ｉ_ＰＳ＿１、Ｖ_ＰＳ＿１、Ｖ_{ＣＥ＿Ｑ２＿１}、Ｖ_{ＥＣ＿Ｑ１＿１}を示す。第２のモード（破線）は、調光動作モード（約１００°の調光器導通角；約８０°の位相カット角）に関連付けられる波形Ｖ_{ＲＥＣＴ＿２}、Ｉ_ＰＳ＿２、Ｖ_ＰＳ＿２、Ｖ_{ＣＥ＿Ｑ２＿２}、Ｖ_{ＥＣ＿Ｑ１＿２}を示す。第３のモード（実線）は、ディープ調光動作モード（たった３０°ほどの調光器導通角；約１５０°の位相カット角）に関連付けられる波形Ｖ_{ＲＥＣＴ＿３}、Ｉ_ＰＳ＿３、Ｖ_ＰＳ＿３、Ｖ_{ＣＥ＿Ｑ２＿３}、Ｖ_{ＥＣ＿Ｑ１＿３}を示す。図９の上部は、リーディングエッジ調光器によって位相カットされた後の整流された半主電源サイクルＶ_{ＲＥＣＴ＿１}、Ｖ_{ＲＥＣＴ＿２}、Ｖ_{ＲＥＣＴ＿３}を示す。ディープ調光の場合、大幅に位相カットされた信号Ｖ_{ＲＥＣＴ＿３}によって示されるように、整流された入力電圧の僅かな一部しか残っていない。図９の次の部分は、調光器導通角が減少するにつれて、ＳＭＰＳによってＬＥＤ装置に供給される総電流Ｉ_ＰＳ＿１、Ｉ_ＰＳ＿２、Ｉ_ＰＳ＿３が顕著に減少することを示す。位相カットドライバ出力波形は、ドライバの出力部間のバッファコンデンサＣ_ｂｕｆによって、平滑化され、図９の次の部分は、３つの異なる調光レベルの平滑化された電圧出力Ｖ_ＰＳ＿１、Ｖ_ＰＳ＿２、Ｖ_ＰＳ＿３を示す。

上記されたように、調光中の低電流値は、電流感知抵抗器Ｒ１の小さい電圧降下をもたらし、これにより、制御トランジスタＱ２はオフにされ、スイッチングトランジスタＱ１は、非常に少ない電流しか引き込めない。結果として、バッファコンデンサＣ_ｂｕｆの電圧が、増加し始め、これに応じて、ノードＮにおける電圧Ｖ_Ｅ＿Ｑ１が上昇し、これにより、動的制御回路が、図５に示されるように、高直列インピーダンスＺ_ｄｙｎを提示するように見える。ノードＮにおける電圧Ｖ_Ｅ＿Ｑ１が上昇するので、最終的には、制御トランジスタＱ２のベースにおいて十分なドライブ電圧に到達し、そうすると、制御トランジスタＱ２は、より大きい駆動電流Ｉ_Ｂ＿Ｑ１を引き込むことができる。スイッチングトランジスタＱ１は、高い電流利得を有し、したがって、その駆動電流Ｉ_Ｂ＿Ｑ１が増加するにつれて、より多くの電流を導通することができ、これにより、バッファコンデンサＣ_ｂｕｆは、ＬＥＤ装置２を介して放電することができる。

図９は更に、３つの調光レベルについて、制御トランジスタＱ２のコレクタ−エミッタ電圧降下Ｖ_{ＣＥ＿Ｑ２＿１}、Ｖ_{ＣＥ＿Ｑ２＿２}、Ｖ_{ＣＥ＿Ｑ２＿３}と、スイッチングトランジスタＱ１のエミッタ−コレクタ電圧降下Ｖ_{ＥＣ＿Ｑ１＿１}、Ｖ_{ＥＣ＿Ｑ１＿２}、Ｖ_{ＥＣ＿Ｑ１＿３}とを示し、ノードＮにおける増加された電圧Ｖ_Ｅ＿Ｑ１の影響を示す。

図１０は、よりエネルギー集約的なハロゲン電球を置き換えるように使用できる、本発明によるレトロフィット電球１００の概略図である。電球１００は、ハウジング１０１と、ＧＵ１０コネクタとを含む。ハウジング及びコネクタのデザインは、例えばＭＲ１６ハロゲン電球のハウジング及びコネクタに対応する。光を提供するために、ハロゲン光源ではなく、効率的なパワーＬＥＤ接合点２０のストリングが使用される。ＬＥＤ２０は、回路基板７に取り付けられ、本発明による動的制御回路１は、ＬＥＤ２０と直列に接続され、ＬＥＤの低ＥＳＲを補償する。ＳＭＰＳドライバがランプ本体内に組み入れられ、バッファコンデンサＣ_ｂｕｆがその出力部間に接続され、これにより、ランプ１００がレガシ調光器（図示せず）を有する電源に接続される場合の互換性が保証される。

本発明は、好適な実施形態及びその変形態様の形式で開示されたが、当然ながら、本発明に範囲から離れることなく、多数の追加的な修正態様及び変形態様が可能である。例えば本発明による動的制御回路は、フリッカを減少又は除去するために、主電源正弦波リップルが抑制されるべき任意のＬＥＤ回路において活用できる。

明瞭とするために、当然ながら、本願全体における「ａ」又は「ａｎ」の使用は、複数形を排除するものではなく、また、「含む」も、他のステップ又は要素を排除するものではない。

Claims (14)

1. ＬＥＤ装置と直列に接続する動的制御回路であって、ＬＥＤ電流用の経路を提供する第１のスイッチング要素と、前記動的制御回路が直列インピーダンスを提示するように、前記ＬＥＤ電流のレベルに応じて、前記第１のスイッチング要素を制御するモニタリング装置とを含み、前記直列インピーダンスは、前記ＬＥＤ装置を通る前記ＬＥＤ電流の減少に応えて、徐々に増加する、動的制御回路。
2. 前記モニタリング装置は、前記第１のスイッチング要素の動作を制御するように制御信号を生成する第２のスイッチング要素を含む、請求項１に記載の動的制御回路。
3. 前記モニタリング装置は、前記第１のスイッチング要素の前記制御信号をフィルタリングするフィルタ回路部を含む、請求項２に記載の動的制御回路。
4. 前記ＬＥＤ装置の出力部に供給される電圧に作用するディスクリート構成要素しか含まない、請求項１乃至３の何れか一項に記載の動的制御回路。
5. 前記動的制御回路の構成要素は、特定のＬＥＤ電流レベルにおける所望の直列インピーダンスに基づいて選択される、請求項１乃至４の何れか一項に記載の動的制御回路。
6. 前記第１のスイッチング要素及び前記第２のスイッチング要素は、バイポーラ接合トランジスタを含む、請求項２又は３に記載の動的制御回路。
7. 前記ＬＥＤ電流は、調光器が主電源電圧に位相カットを行う角度である位相カット角の関数であり、４５°未満の位相カット角について、少なくとも１０．０Ω、より好適には少なくとも１０００．０Ωの直列インピーダンスを提示し、１３５°より大きい位相カット角度について、最大でも０．１Ω、より好適には最大でも１００．０Ωの直列インピーダンスを提示する、請求項１乃至６の何れか一項に記載の動的制御回路。
8. ＬＥＤ装置と、
   前記ＬＥＤ装置に入力電流を提供するドライバと、
   前記ＬＥＤ装置と直列に接続される、請求項１乃至７の何れか一項に記載の動的制御回路と、
   を含む、調光式照明装置。
9. 前記ＬＥＤ装置の出力部における電圧に応じて、前記入力電流の一部を流すブリーダ回路装置を含む、請求項８に記載の照明装置。
10. 前記ブリーダ回路装置は、ＮＰＮバイポーラ接合トランジスタを含み、前記ＮＰＮバイポーラ接合トランジスタのベースは、前記ＬＥＤ装置の前記出力部に接続されている、請求項９に記載の照明装置。
11. 前記ドライバは、スイッチモード電源を含む、請求項８乃至１０の何れか一項に記載の照明装置。
12. 前記ドライバの出力部間に接続されるバッファコンデンサを含む、請求項８乃至１１の何れか一項に記載の照明装置。
13. 調光式電源に接続するためのＧＵ１０ソケットコネクタを有するハウジングと、
    前記ハウジング内の回路基板に取り付けられる幾つかのＬＥＤを含むＬＥＤ装置と、
    前記ＬＥＤ装置と直列に接続される、請求項１乃至７の何れか一項に記載の動的制御回路と、
    を含む、レトロフィットＬＥＤ電球。
14. 請求項１乃至７の何れか一項に記載の動的制御回路を、ＬＥＤ装置と直列に接続するステップと、
    前記ＬＥＤ装置に、ＬＥＤ電流を提供するステップと、
    前記ＬＥＤ装置を通る前記ＬＥＤ電流の減少に応えて、前記動的制御回路の直列インピーダンスを増加させるように前記動的制御回路を動作させるステップと、
    を含む、ＬＥＤ装置を駆動する方法。