JP6120595B2 - Ｍｉｍｏ受信装置及びプログラム - Google Patents

Description

本発明は、地上デジタル放送等の無線伝送技術に係り、特に、複数の送信アンテナと複数の受信アンテナを用いる多入力多出力（以下、「ＭＩＭＯ（Multiple Input Multiple Output）」という。）伝搬環境の無線デジタル信号伝送における受信技術に関する。

図１２は、ＭＩＭＯ通信システムの構成例を示す図である。このＭＩＭＯ通信システム１は、２本の送信アンテナ１０１（送信アンテナＴｘ１，Ｔｘ２）を備えた送信装置（ＭＩＭＯ送信装置）１００と、２本の受信アンテナ２０１（受信アンテナＲｘ１，Ｒｘ２）を備えた受信装置（ＭＩＭＯ受信装置）２００とにより構成された例であり、送信アンテナ１０１と受信アンテナ２０１との間にはＭＩＭＯ伝送路（伝送路特性ｈ₁₁，ｈ₂₁，ｈ₁₂，ｈ₂₂）が形成されている。送信装置１００は、２系統の異なるデータ信号を２本の送信アンテナ１０１の各々に割り当てて、同一の周波数上または周波数帯が重なる状態の電波により、各々該当する送信アンテナ１０１からＯＦＤＭ（Orthogonal Frequency Division Multiplexing：直交周波数分割多重）信号を送信する。これにより、それぞれのＯＦＤＭ信号は４つの伝送路を経て送信される。受信装置２００は、受信した２系統の信号から４つの伝送路特性を推定し、送信装置１００から送信された２系統の異なるデータ信号を復調する。

このようなＭＩＭＯ通信システム１の受信装置２００による受信方式の１つとして、ＱＲ分解による復調処理が知られている（例えば特許文献１−４を参照）。ＱＲ分解による復調処理は、推定した伝送路特性を要素とする伝送路推定行列ＨをＱＲ分解してユニタリー行列Ｑ及び三角行列Ｒを求め、送信装置１００から送信された各系統のデータ信号を復調するための誤り訂正に用いる対数尤度比（ＬＬＲ：Log Likelihood Ratio）を算出する処理である。

〔従来のＱＲ分解による一般的な復調処理〕
以下、従来のＱＲ分解による一般的な復調処理について説明する。送信装置１００に備えた送信アンテナＴｘ１，Ｔｘ２から送信される信号（送信信号）をｘ１，ｘ２（以下、数式ではｘ₁，ｘ₂にて表す。）とし、受信装置２００に備えた受信アンテナＲｘ１，Ｒｘ２にて受信した信号（受信信号）をｙ１，ｙ２（以下、数式ではｙ₁，ｙ₂にて表す。）とし、受信アンテナＲｘ１と送信アンテナＴｘ１との間の伝送路特性をｈ₁₁、受信アンテナＲｘ２と送信アンテナＴｘ１との間の伝送路特性をｈ₂₁、受信アンテナＲｘ１と送信アンテナＴｘ２との間の伝送路特性をｈ₁₂、受信アンテナＲｘ２と送信アンテナＴｘ２との間の伝送路特性をｈ₂₂とすると、以下の式が得られる。尚、式（４）に示すように、ｘは、送信信号ｘ１，ｘ２を要素とする送信信号行列であり、ｙは、受信信号ｙ１，ｙ２を要素とする受信信号行列であり、Ｈは、伝送路特性ｈ₁₁，ｈ₁₂，ｈ₂₁，ｈ₂₂を要素とする伝送路推定値行列である。
ｙ＝Ｈ・ｘ ・・・（１）
ｙ₁＝ｈ₁₁ｘ₁＋ｈ₁₂ｘ₂ ・・・（２）
ｙ₂＝ｈ₂₁ｘ₁＋ｈ₂₂ｘ₂ ・・・（３）

次に、伝送路推定値行列ＨをＱＲ分解すると、以下の式のように、ユニタリー行列Ｑ及び三角行列Ｒが求められる。
Ｈ＝Ｑ・Ｒ ・・・（５）
ユニタリー行列Ｑは、以下の式のように、ｑ₁₁，ｑ₁₂，ｑ₂₁，ｑ₂₂を要素とする行列であり、三角行列Ｒは、ｒ₁₁，ｒ₁₂，０，ｒ₂₂を要素とする行列である。

前記式（５）を変形すると、以下の式が成り立つ。
Ｑ^H・Ｈ＝Ｑ^HＱ・Ｒ＝Ｒ ・・・（７）
ここで、Ｑ^Hは、Ｑの共役転置行列である。

次に、前記式（１）の両辺に行列Ｑ^Hを掛けて前記式（７）を適用すると、以下の式が得られる。
Ｑ^H・ｙ＝Ｑ^H・Ｈ・ｘ＝Ｒ・ｘ ・・・（８）
すなわち、以下の式が得られる。

例えば、前記式（６）においてｑ₁₁＝ａ＋ｂｊとすると、ｑ*₁₁＝ａ−ｂｊとなる。

前記式（９）を分解すると、以下の式となる。
ｙ₁’＝ｑ₁₁ ^*ｙ₁＋ｑ₂₁ ^*ｙ₂＝ｒ₁₁ｘ₁＋ｒ₁₂ｘ₂ ・・・（１０）
ｙ₂’＝ｑ₁₂ ^*ｙ₁＋ｑ₂₂ ^*ｙ₂＝ｒ₂₂ｘ₂ ・・・（１１）
これにより、前記式（１１）において、ｘ１の成分を消去することができ、ｘ２の成分のみからなる式とすることができる。このため、ｘ２のＬＬＲを最初に算出することにより、効率的な演算を行うことができる。

次に、ｘ１及びｘ２のＬＬＲを、以下に示す（ａ）〜（ｄ）の処理により算出する。以下の説明では、変調方式をＱＰＳＫとする。変調方式がＱＰＳＫの場合、ｘ１，ｘ２はそれぞれ２ビットの情報からなることから、ｘ１及びｘ２のＬＬＲとして合計で４つの情報を算出する。すなわち、ｘ１の１ビット目についてＬＬＲ_{x1_1bit}、ｘ１の２ビット目についてＬＬＲ_{x1_2bit}、ｘ２の１ビット目についてＬＬＲ_{x2_1bit}、及びｘ２の２ビット目についてＬＬＲ_{x2_2bit}を算出する。

（ａ）まず、以下の式により、ｘ２の距離ｄ_x2を算出する。
ｄ_x2＝｜ｙ₂’−ｒ₂₂ｘ₂｜ （ｘ₂∈Ｓ₀₀，Ｓ₀₁，Ｓ₁₀，Ｓ₁₁） ・・・（１２）
ここで、Ｓ₀₀，Ｓ₀₁，Ｓ₁₀，Ｓ₁₁は、２ビットの情報からなるｘ２である真値を示し、右下付きの２桁の数値のうち１番目の数値は１ビット目を示し、２番目の数値は２ビット目を示す。前記式（１２）により、ＱＲ分解によってｙ２が変形されたｙ２’とｒ₂₂ｘ２との間の距離（の絶対値）として、ｘ２の１ビット目が０及び２ビット目が０を真値Ｓ₀₀とした場合の距離ｄ₀₀、ｘ２の１ビット目が０及び２ビット目が１を真値Ｓ₀₁とした場合の距離ｄ₀₁、ｘ２の１ビット目が１及び２ビット目が０を真値Ｓ₁₀とした場合の距離ｄ₁₀、及び、ｘ２の１ビット目が１及び２ビット目が１を真値Ｓ₁₁とした場合の距離ｄ₁₁が算出される。すなわち、ｘ２の距離ｄ_x2として、４パターンの値ｄ₀₀，ｄ₀₁，ｄ₁₀，ｄ₁₁が算出される。ｘ２の距離ｄ_x2は、受信信号ｙ２’から得られる送信信号ｘ２の受信値（位置）と、送信信号ｘ２における真値Ｓ₀₀，Ｓ₀₁，Ｓ₁₀，Ｓ₁₁との間の誤差を示す。

（ｂ）次に、以下の式により、ｘ２のＬＬＲを算出する。
ＬＬＲ_{x2_1bit}＝ｍｉｎ（ｄ₁₀，ｄ₁₁）−ｍｉｎ（ｄ₀₀，ｄ₀₁） ・・・（１３）
ＬＬＲ_{x2_2bit}＝ｍｉｎ（ｄ₀₁，ｄ₁₁）−ｍｉｎ（ｄ₀₀，ｄ₁₀） ・・・（１４）
ここで、ＬＬＲ_{x2_1bit}はｘ２の１ビット目における対数尤度比を示し、ＬＬＲ_{x2_2bit}はｘ２の２ビット目における対数尤度比を示す。ＬＬＲ_{x2_1bit}がマイナスであり、その値が大きい場合は、１ビット目が１である可能性が高い信号位置の距離を示すｍｉｎ（ｄ₁₀，ｄ₁₁）よりも、１ビット目が０である可能性が高い信号位置の距離を示すｍｉｎ（ｄ₀₀，ｄ₀₁）の方が大きいから、ｘ２の１ビット目が１である確率が高いことを示している。一方、ＬＬＲ_{x2_1bit}がプラスであり、その値が大きい場合は、１ビット目が１である可能性が高い信号位置の距離を示すｍｉｎ（ｄ₁₀，ｄ₁₁）よりも、１ビット目が０である可能性が高い信号位置の距離を示すｍｉｎ（ｄ₀₀，ｄ₀₁）の方が小さいから、ｘ２の１ビット目が０である確率が高いことを示している。ＬＬＲ_{x2_2bit}についても、マイナスの値が大きい場合は、ｘ２の２ビット目が１である確率が高いことを示しており、プラスの値が大きい場合、ｘ２の２ビット目が０である確率が高いことを示している。

（ｃ）次に、以下の式により、ｘ１の距離を算出する。
ｄ_x1＝｜（ｙ₁’−ｒ₁₂ｘ₂）−ｒ₁₁ｘ₁｜＋ｄ_x2 （ｘ₁，ｘ₂∈Ｓ₀₀，Ｓ₀₁，Ｓ₁₀，Ｓ₁₁）
・・・（１５）
ここで、Ｓ₀₀，Ｓ₀₁，Ｓ₁₀，Ｓ₁₁は、それぞれ２ビットの情報からなるｘ１，ｘ２である真値を示す。ｘ１，ｘ２はそれぞれ２ビットの情報からなり、それぞれのビットは０または１であることから、ｘ１，ｘ２の値が取り得るパターンはそれぞれ４つあり、ｘ１，ｘ２の値が取り得る組み合わせのパターンは合計で１６となる。また、ｘ２とｄ_x2とは対応しており、例えばｘ２をＳ₀₀とした場合、ｄ_X2にはＳ₀₀の場合の前記式（１２）で算出したｄ₀₀が用いられる。

具体的には、前記式（１５）により、ＱＲ分解によってｙ１が変形されたｙ１’等を用いた場合の距離として、ｘ１の１ビット目が０及び２ビット目が０を真値Ｓ₀₀とした場合の距離ｄ₀₀は、ｘ２の真値Ｓ₀₀，Ｓ₀₁，Ｓ₁₀，Ｓ₁₁が４パターンあるから、４パターンの値ｄ_00,x2=S00，ｄ_00,x2=S01，ｄ_00,x2=S10，ｄ_00,x2=S11が算出され、同様に、ｘ１の１ビット目が０及び２ビット目が１を真値Ｓ₀₁とした場合の距離ｄ₀₁も４パターンの値ｄ_01,x2=S00，ｄ_01,x2=S01，ｄ_01,x2=S10，ｄ_01,x2=S11が算出され、ｘ１の１ビット目が１及び２ビット目が０を真値Ｓ₁₀とした場合の距離ｄ₁₀も４パターンの値ｄ_10,x2=S00，ｄ_10,x2=S01，ｄ_10,x2=S10，ｄ_10,x2=S11が算出され、ｘ１の１ビット目が１及び２ビット目が１を真値Ｓ₁₁とした場合の距離ｄ₁₁も４パターンの値ｄ_11,x2=S00，ｄ_11,x2=S01，ｄ_11,x2=S10，ｄ_11,x2=S11が算出される。すなわち、ｘ１の距離ｄ_x1として、１６パターンの値が算出される。ｘ１の距離ｄ_x1は、受信信号ｙ１’等から得られる送信信号ｘ１の受信値（位置）と、送信信号ｘ１における真値Ｓ₀₀，Ｓ₀₁，Ｓ₁₀，Ｓ₁₁との間の誤差を示す。

（ｄ）次に、以下の式により、ｘ１のＬＬＲを算出する。

ここで、ＬＬＲ_{x1_1bit}はｘ１の１ビット目における対数尤度比を示し、ＬＬＲ_{x1_2bit}はｘ１の２ビット目における対数尤度比を示す。また、ｍｉｎ（）はカッコ内の要素の最小値を示す。これらのＬＬＲは、ＬＬＲ_{x2_1bit}，ＬＬＲ_{x2_2bit}の場合と同様に、マイナスの値が大きい場合は、１である確率が高いことを示しており、プラスの値が大きい場合、０である確率が高いことを示している。

このように、従来の受信装置２００により、ＱＲ分解による復調処理にて、送信装置１００から送信された各系統の送信信号を復調するための誤り訂正に用いるＬＬＲが算出される。前記例では、２系統の送信信号ｘ１，ｘ２のＬＬＲについて、最初に、送信信号ｘ２のＬＬＲが算出され、次に、送信信号ｘ１のＬＬＲが算出される。

しかしながら、このＱＲ分解による復調処理において、変調方式としてＱＰＳＫを用いた場合、前記式（１５）に示したとおり、ｘ１の距離ｄ_x1を得るために１６回（４×４）の計算が必要となり、この計算結果を用いてｘ１のＬＬＲが算出される。また、変調方式として１６ＱＡＭを用いた場合には、ｘ１の距離ｄ_x1を得るために２５６回（１６×１６）の計算が必要となり、この計算結果を用いてｘ１のＬＬＲが算出される。このように、従来のＱＲ分解による復調処理では、キャリア変調方式に応じて多値化のビット数が増えると、計算量が飛躍的に増大する。

そこで、ｘ１の距離ｄ_x1及びＬＬＲを算出する処理の計算量を減らすために、Ｍアルゴリズムの処理が知られている。Ｍアルゴリズムは、ｘ２の距離ｄ_x2及びＬＬＲを算出する処理は前記と同じであるが、ｘ１の距離ｄ_x1及びＬＬＲを算出する処理が前記と異なる。

〔従来のＱＲ分解による一般的な復調処理においてＭアルゴリズムを用いた例〕
以下、従来のＱＲ分解による一般的な復調処理においてＭアルゴリズムを用いた例について説明する。前述のとおり、Ｍアルゴリズムは、ｘ１の距離ｄ_x1及びＬＬＲを算出する計算量を減らすための処理であり、Ｍアルゴリズムによって、前記（ａ）（ｂ）と同様の処理の後、前記（ｃ）（ｄ）とは異なる（ｃ’）（ｄ’）の処理が行われる。以下、（ｃ’）及び（ｄ’）の処理について説明する。

（ｃ’）前記（ａ）（ｂ）の処理の後、前記式（１５）により、ｘ１の距離ｄ_x1を算出する。ここで、前述したとおり、前記（ｃ）では、ｘ１，ｘ２の値が取り得るパターンはそれぞれ４つあり、ｘ１，ｘ２の値が取り得る組み合わせは合計で１６パターンとなり、ｘ１の距離ｄ_x1として、１６パターンの値が算出される。これに対し、（ｃ’）では、ｘ１の値が取り得るパターン数４を同じとし、ｘ２の値が取り得るパターン数（ｘ２の候補数）を減らすことにより、ｘ１の距離ｄ_x1及びＬＬＲを算出する計算量を減らす。

Ｍアルゴリズムでは、変調方式がＱＰＳＫの場合、Ｍ＝１〜４である。ここで、Ｍは、ｘ１の距離ｄ_x1を算出する際のｘ２の候補数を示す。ｘ２の値が取り得るパターン数が４のときはＭ＝４、任意の３パターンを取るときはＭ＝３、任意の２パターンを取るときはＭ＝２、任意の１パターンを取るときはＭ＝１となる。例えば、前記（ａ）にて算出したｘ２の距離ｄ₀₀，ｄ₀₁，ｄ₁₀，ｄ₁₁が、ｄ₀₀＜ｄ₁₁＜ｄ₀₁＜ｄ₁₀である場合、Ｍ＝１のときは、距離が最小となるｄ₀₀に着目してｘ２＝Ｓ₀₀，ｄ_x2＝ｄ₀₀を使用し、Ｍ＝２のときは、距離が短い２つのｄ₀₀，ｄ₁₁に着目してｘ２＝Ｓ₀₀，Ｓ₁₁，ｄ_x2＝ｄ₀₀，ｄ₁₁を使用する。

例えば、前記（ａ）にて算出したｘ２の距離ｄ₀₀，ｄ₀₁，ｄ₁₀，ｄ₁₁が、ｄ₀₀＜ｄ₁₁＜ｄ₀₁＜ｄ₁₀であり、Ｍ＝２とすると、ｘ１の値が取り得るパターンは４つあり、ｘ２の値が取り得るパターンは２つある。つまり、ｘ１，ｘ２の値が取り得る組み合わせのパターンは合計で８となる。前記（ｃ）では１６パターンであるから、パターン数を減らすことができ、ｘ１の距離ｄ_x1及びＬＬＲを算出する計算量を減らすことができる。具体的には、前記式（１５）により、ＱＲ分解によってｙ１が変形されたｙ１’等を用いた距離として、ｘ１の１ビット目が０及び２ビット目が０を真値Ｓ₀₀とした場合の距離ｄ₀₀は、ｘ２の真値Ｓ₀₀，Ｓ₁₁が２パターンあるから、２パターンの値ｄ_00,x2=S00，ｄ_00,x2=S11が算出され、同様に、ｘ１の１ビット目が０及び２ビット目が１を真値Ｓ₀₁とした場合の距離ｄ₀₁も２パターンの値ｄ_01,x2=S00，ｄ_01,x2=S11が算出され、ｘ１の１ビット目が１及び２ビット目が０を真値Ｓ₁₀とした場合の距離ｄ₁₀も２パターンの値ｄ_10,x2=S00，ｄ_10,x2=S11が算出され、ｘ１の１ビット目が１及び２ビット目が１を真値Ｓ₁₁とした場合の距離ｄ₁₁も２パターンの値ｄ_11,x2=S00，ｄ_11,x2=S11が算出される。すなわち、ｘ１の距離ｄ_x1として、８パターンの値が算出される。

（ｄ’）次に、以下の式により、Ｘ１のＬＬＲを算出する。以下の式は、Ｍ＝２の場合の例である。

ここで、ＬＬＲ_{x1_1bit}はｘ１の１ビット目における対数尤度比を示し、ＬＬＲ_{x1_2bit}はｘ１の２ビット目における対数尤度比を示す。これらのＬＬＲは、ＬＬＲ_{x2_1bit}，ＬＬＲ_{x2_2bit}の場合と同様に、マイナスの値が大きい場合は、１である確率が高いことを示しており、プラスの値が大きい場合、０である確率が高いことを示している。

このように、従来の受信装置２００により、ＱＲ分解による復調処理においてＭアルゴリズムを用いた場合には、Ｍアルゴリズムを用いない場合よりも、計算量を削減することができる。前記例では、２系統の送信信号ｘ１，ｘ２のＬＬＲについて、最初に、送信信号ｘ２のＬＬＲが算出され、次に、送信信号ｘ１のＬＬＲが、Ｍアルゴリズムを用いない場合よりも少ない計算量にて算出される。

国際公開第２００９／０１６７４１号公報 特表２０１２−５０８９９４号公報 特開２０１１−４１１９４号公報 特表２０１２−５０３４２３号公報

前述したＱＲ分解による一般的な復調処理では、最初に、送信信号ｘ２の距離ｄ_x2及びＬＬＲを算出し、次に、最初に算出した送信信号ｘ２の距離ｄ_x2を用いて送信信号ｘ１の距離ｄ_x1を算出し、そして、そのＬＬＲを算出する。また、前述した従来のＱＲ分解による一般的な復調処理においてＭアルゴリズムを用いた処理では、最初に、送信信号ｘ２の距離ｄ_x2及びＬＬＲを算出し、次に、最初に算出した送信信号ｘ２の距離ｄ_x2を用いて送信信号ｘ１の距離ｄ_x1を算出する際に、送信信号ｘ２の候補を減らし、そのＬＬＲを算出する。

しかしながら、従来から、受信エリアを拡大し、低Ｃ／Ｎでの受信を可能とするために、前述したＱＲ分解による一般的な復調処理、及びＱＲ分解による一般的な復調処理においてＭアルゴリズムを用いた処理よりも、受信特性を改善することが所望されていた。

そこで、ＱＲ分解による復調処理によりＬＬＲを算出するＭＩＭＯ受信技術において、ＬＬＲの精度を向上させ、受信特性を改善可能なＭＩＭＯ受信装置及びプログラムを提供することにある。

前記目的を達成するために、本発明によるＭＩＭＯ受信装置は、複数の送信アンテナと複数の受信アンテナとの間の伝送路特性を推定し、前記伝送路特性を要素とする伝送路推定値行列をＱＲ分解し、前記複数の送信アンテナから送信された送信信号の尤度を算出し、前記送信信号の尤度を用いて復号を行うＭＩＭＯ受信装置において、前記伝送路特性を要素とする伝送路推定値行列を生成する伝送路推定値行列生成部と、前記伝送路推定値行列生成部により生成された伝送路推定値行列をＱＲ分解して第１のユニタリー行列及び第１の三角行列を求め、前記複数の受信アンテナにて受信した受信信号を要素とする受信信号行列、前記第１のユニタリー行列及び前記第１の三角行列に基づいて、前記複数の送信アンテナから送信した送信信号の尤度を算出する第１のＱＲ分解及び尤度算出部と、前記伝送路推定値行列生成部により生成された伝送路推定値行列の要素を入れ替え、新たな伝送路推定値行列を生成する伝送路推定値行列要素入替部と、前記伝送路推定値行列要素入替部により生成された伝送路推定値行列をＱＲ分解して第２のユニタリー行列及び第２の三角行列を求め、前記受信信号行列、前記第２のユニタリー行列及び前記第２の三角行列に基づいて、前記送信信号の尤度を算出する第２のＱＲ分解及び尤度算出部と、前記第１のＱＲ分解及び尤度算出部により算出された送信信号の尤度と、前記第２のＱＲ分解及び尤度算出部により算出された送信信号の尤度とを比較し、絶対値の大きい尤度を、前記復号のために用いる送信信号の尤度として決定する尤度決定部と、を備えたことを特徴とする。

また、本発明によるＭＩＭＯ受信装置は、前記第１のＱＲ分解及び尤度算出部が、前記第１のユニタリー行列の共役転置行列を前記受信信号行列に乗算して得た行列を乗算後の第１の受信信号行列とし、前記複数の送信アンテナから送信した送信信号を要素とする行列を送信信号行列として、前記乗算後の第１の受信信号行列における１つの要素と前記送信信号行列における１つの要素との関係を前記第１の三角行列の要素で表した式を用いて、前記送信信号行列における１つの要素を第１の送信信号とした場合の前記第１の送信信号における真値との間の誤差を示す距離を算出し、前記算出した距離を用いて、前記第１の送信信号の尤度を算出し、前記乗算後の第１の受信信号行列における他の１つの要素と前記送信信号行列における複数の要素との関係を前記第１の三角行列の要素で表した式を用いて、前記第１の送信信号とは異なる送信信号における真値との間の誤差を示す距離を算出し、前記算出した距離を用いて、前記第１の送信信号とは異なる送信信号の尤度を算出し、前記第２のＱＲ分解及び尤度算出部が、前記第２のユニタリー行列の共役転置行列を前記受信信号行列に乗算して得た行列を乗算後の第２の受信信号行列とし、前記乗算後の第２の受信信号行列における１つの要素と前記送信信号行列における１つの要素との関係を前記第２の三角行列の要素で表した式を用いて、前記送信信号行列における１つの要素を前記第１の送信信号とは異なる第２の送信信号とした場合の前記第２の送信信号における真値との間の誤差を示す距離を算出し、前記算出した距離を用いて、前記第２の送信信号の尤度を算出し、前記乗算後の第２の受信信号行列における他の１つの要素と前記送信信号行列における複数の要素との関係を前記第２の三角行列の要素で表した式を用いて、前記第２の送信信号とは異なる送信信号における真値との間の誤差を示す距離を算出し、前記算出した距離を用いて、前記第２の送信信号とは異なる送信信号の尤度を算出する、ことを特徴とする。

さらに、本発明によるＭＩＭＯ受信プログラムは、コンピュータを、前記ＭＩＭＯ受信装置として機能させることを特徴とする。

以上のように、本発明によれば、伝送路推定値行列をＱＲ分解し送信信号のＬＬＲを算出する処理、及び、伝送路推定値行列の要素を入れ替えてＱＲ分解し送信信号のＬＬＲを算出する処理を行うようにしたから、ＬＬＲの精度を向上させ、受信特性を改善することが可能となる。これにより、受信エリアを拡大し、低Ｃ／Ｎでの受信を可能とすることができる。

送信装置の構成を示すブロック図である。 本発明の実施形態による受信装置の構成を示すブロック図である。 実施例１によるＱＲ−ＭＬＤ部の構成を示すブロック図である。 実施例１によるＱＲ−ＭＬＤ部の処理を示すフローチャートである。 第１のＬＬＲ算出処理（ステップＳ４０５）の詳細を示すフローチャートである。 第２のＬＬＲ算出処理（ステップＳ４０９）の詳細を示すフローチャートである。 実施例２によるＱＲ−ＭＬＤ部の構成を示すブロック図である。 実施例２によるＱＲ−ＭＬＤ部の処理を示すフローチャートである。 送信信号ｘ２のＬＬＲ算出処理（ステップＳ８０５）の詳細を示すフローチャートである。 送信信号ｘ１のＬＬＲ算出処理（ステップＳ８０９）の詳細を示すフローチャートである。 計算機シミュレーション結果を示す図である。 ＭＩＭＯ通信システムの構成例を示す図である。

以下、本発明を実施するための形態について図面を用いて詳細に説明する。
〔送信装置〕
まず、図１２に示したＭＩＭＯ通信システム１における送信装置について説明する。図１は、その送信装置の構成を示すブロック図である。この送信装置１００は、２本の送受信アンテナを用いた空間多重ＭＩＭＯ伝送方式に用いる送信側の装置であり、キャリア変調後の信号を２分割し、２分割した信号のそれぞれに対してＯＦＤＭフレーム化、ＩＦＦＴ（Inverse Fast Fourier Transform：逆高速フーリエ変換）、ＧＩ（Guard Interval：ガードインターバル）付加の処理を施し、２本の送信アンテナ１０１（送信アンテナＴｘ１，Ｔｘ２）から異なる信号を送信する。

図１において、送信装置１００は、誤り訂正外符号符号化部１０、誤り訂正内符号符号化部１１、キャリア変調部１２、分割（ＭＵＸ）部１３、ＯＦＤＭフレーム化部１４−１，１４−２、ＩＦＦＴ部１５−１，１５−２、ＧＩ付加部１６−１，１６−２、及び２本の送信アンテナ１０１（送信アンテナＴｘ１，Ｔｘ２）を備えている。ＯＦＤＭフレーム化部１４−１，１４−２から送信アンテナ１０１までは２つの送信系統で構成される。尚、エネルギー拡散及びインタリーブ等の構成部は省略してある。

誤り訂正外符号符号化部１０は、例えば送信装置１００において撮影した映像音声データを入力し、リードソロモン符号等の外符号を用いて符号化を行う。誤り訂正内符号符号化部１１は、誤り訂正外符号符号化部１０により符号化されたデータを入力し、所定の符号化率（例えばｒ＝１／２）にてターボ符号、畳み込み符号等の内符号を用いて符号化を行う。キャリア変調部１２は、誤り訂正内符号符号化部１１により符号化されたデータを入力し、ＱＰＳＫ、１６ＱＡＭ等の所定のキャリア変調方式によりキャリア変調を行い、入力したデータをコンスタレーション配置上にマッピングする。分割部１３は、キャリア変調部１２によりキャリア変調されたデータを２つの異なる信号に分割する。

ＯＦＤＭフレーム化部１４−１は、分割部１３により分割された一方の信号を入力し、この信号をデータ信号として、パイロット信号等を付加すると共に、予め設定された周波数の位置に配置してＯＦＤＭフレームを構成し、ＯＦＤＭ信号としてＩＦＦＴ部１５−１に出力する。ＩＦＦＴ部１５−１は、ＯＦＤＭフレーム化部１４−１からＯＦＤＭ信号を入力し、ＩＦＦＴを施し、周波数軸データから時間軸データに変換する。ＧＩ付加部１６−１は、ＩＦＦＴ部１５−１により時間軸データに変換されたＯＦＤＭ信号を入力し、このＯＦＤＭ信号にＧＩ信号を付加する。ＯＦＤＭフレーム化部１４−２、ＩＦＦＴ部１５−２及びＧＩ付加部１６−２は、分割部１３による分割された他方の信号に対して、ＯＦＤＭフレーム化部１４−１、ＩＦＦＴ部１５−１及びＧＩ付加部１６−１と同様の処理を行う。そして、直交変調等の処理が施された２系統のＯＦＤＭ信号は、送信信号として対応する２本の送信アンテナ１０１（送信アンテナＴｘ１，Ｔｘ２）からそれぞれ送信される。

〔受信装置〕
次に、本発明の実施形態による受信装置について説明する。図２は、その受信装置の構成を示すブロック図である。この受信装置（ＭＩＭＯ受信装置）２は、図１２に示したＭＩＭＯ通信システム１において、２本の送受信アンテナを用いた空間多重ＭＩＭＯ伝送方式に用いる受信側の装置であり、従来の受信装置２００とは異なり、伝送路推定値行列の要素を入れ替えてＱＲ分解し、送信信号のＬＬＲを算出する機能を備えている。

図２において、受信装置２は、２本の受信アンテナ２０１（受信アンテナＲｘ１，Ｒｘ２）、ＧＩ除去部２０−１，２０−２、ＦＦＴ（Fast Fourier Transform：高速フーリエ変換）部２１−１，２１−２、伝送路推定部２２−１，２２−２、ＱＲ−ＭＬＤ（ＱＲ−Maximum Likelihood Detection（ＱＲ分解及びＬＬＲ算出））部２３、誤り訂正内符号復号部２４及び誤り訂正外符号復号部２５を備えている。受信アンテナ２０１から伝送路推定部２２−１，２２−２までは２つの受信系統で構成される。尚、エネルギー逆拡散及びデインタリーブ等の構成部は省略してある。本発明の実施形態では、ＱＲ−ＭＬＤ部２３による処理に特徴があり、ＱＲ−ＭＬＤ部２３以外の構成部による処理は既知である。

２本の受信アンテナ２０１（受信アンテナＲｘ１，Ｒｘ２）は、送信装置１００に備えた２本の送信アンテナ１０１（送信アンテナＴｘ１，Ｔｘ２）との間のＭＩＭＯ伝送路（伝送路特性ｈ₁₁，ｈ₁₂，ｈ₂₁，ｈ₂₂）を経由したＯＦＤＭ信号を受信信号として受信する。つまり、２本の送信アンテナＴｘ１，Ｔｘ２から送信されＭＩＭＯ伝送路（伝送路特性ｈ₁₁，ｈ₁₂）を経由して混信したＯＦＤＭ信号を受信アンテナＲｘ１にて受信する。また、２本の送信アンテナＴｘ１，Ｔｘ２から送信されＭＩＭＯ伝送路（伝送路特性ｈ₂₁，ｈ₂₂）を経由して混信したＯＦＤＭ信号を受信アンテナＲｘ２にて受信する。

ＧＩ除去部２０−１は、受信アンテナＲｘ１にて受信した受信信号が直交復調されシンボルタイミングが検出されたＯＦＤＭ信号を入力し、ＯＦＤＭ信号からＧＩ信号を除去する。ＦＦＴ部２１−１は、ＧＩ除去部２０−１からＧＩ信号が除去されたＯＦＤＭ信号を入力し、ＦＦＴを施し、時間軸データから周波数軸データに変換する。伝送路推定部２２−１は、ＦＦＴ部２１−１から周波数軸データに変換されたＯＦＤＭ信号を入力し、このＯＦＤＭ信号からデータ信号、パイロット信号等を分離し（フレーム分離し）、パイロット信号を用いて送信アンテナＴｘ１，Ｔｘ２と受信アンテナＲｘ１との間の伝送路特性ｈ₁₁，ｈ₁₂を推定し、推定した伝送路特性ｈ₁₁，ｈ₁₂をＱＲ−ＭＬＤ部２３に出力する。ＧＩ除去部２０−２、ＦＦＴ部２１−２及び伝送路推定部２２−２は、受信アンテナＲｘ２にて受信した受信信号に対して、ＧＩ除去部２０−１、ＦＦＴ部２１−１及び伝送路推定部２２−１と同様の処理を行う。伝送路推定部２２−２は、推定した伝送路特性ｈ₂₁，ｈ₂₂をＱＲ−ＭＬＤ部２３に出力する。

ＱＲ−ＭＬＤ部２３は、伝送路推定部２２−１により推定された伝送路特性ｈ₁₁，ｈ₁₂、及び伝送路推定部２２−２により推定された伝送路特性ｈ₂₁，ｈ₂₂を入力すると共に、ＯＦＤＭ信号から分離されたデータ信号について、受信アンテナＲｘ１の受信系統における受信信号ｙ１及び受信アンテナＲｘ２の受信系統における受信信号ｙ２を入力する。そして、ＱＲ−ＭＬＤ部２３は、前記式（４）に示したように、伝送路特性ｈ₁₁，ｈ₁₂，ｈ₂₁，ｈ₂₂を各要素とする伝送路推定値行列Ｈを生成し、送信信号ｘ１，ｘ２のＬＬＲを算出する処理を、伝送路推定値行列Ｈの要素を入れ替えて２回行う。送信信号ｘ１は、送信アンテナＴｘ１の送信系統における信号であり、送信信号ｘ２は、送信アンテナＴｘ２の送信系統における信号である。

具体的には、ＱＲ−ＭＬＤ部２３は、伝送路推定値行列ＨをＱＲ分解してユニタリー行列Ｑ及び三角行列Ｒを求め、受信信号ｙ１，ｙ２、ユニタリー行列Ｑ及び三角行列Ｒを用いて、第１の送信信号ｘ１，ｘ２のＬＬＲを算出する。また、ＱＲ−ＭＬＤ部２３は、伝送路推定値行列Ｈの要素を入れ替えた新たな伝送路推定値行列Ｈ’をＱＲ分解してユニタリー行列Ｑ及び三角行列Ｒを求め、受信信号ｙ１，ｙ２、ユニタリー行列Ｑ及び三角行列Ｒを用いて、第２の送信信号ｘ１，ｘ２のＬＬＲを算出する。そして、ＱＲ−ＭＬＤ部２３は、第１の送信信号ｘ１，ｘ２のＬＬＲ及び第２の送信信号ｘ１，ｘ２のＬＬＲに基づいて、後段の誤り訂正内符号復号部２４にて用いるＬＬＲを決定する。このようにして決定された送信信号ｘ１，ｘ２のＬＬＲは、誤り訂正内符号復号部２４に出力される。ＱＲ−ＭＬＤ部２３の構成及び処理の詳細については後述する。

誤り訂正内符号復号部２４は、ＱＲ−ＭＬＤ部２３から送信信号ｘ１，ｘ２のＬＬＲを入力し、送信装置１００の誤り訂正内符号符号化部１１に対応した誤り訂正内符号復号を行い、送信信号ｘ１，ｘ２（ＱＰＳＫの場合は合計４ビットの０または１の信号）を出力する。誤り訂正外符号復号部２５は、誤り訂正内符号復号部２４により誤り訂正内符号復号された信号を入力し、送信装置１００の誤り訂正外符号符号化部１０に対応した誤り訂正外符号復号を行う。このようにして、元の映像音声データが復元される。

〔ＱＲ−ＭＬＤ部／実施例１〕
次に、図２に示した受信装置２のＱＲ−ＭＬＤ部２３について詳細に説明する。まず、実施例１によるＱＲ−ＭＬＤ部２３について説明する。図３は、実施例１によるＱＲ−ＭＬＤ部２３の構成を示すブロック図であり、図４は、実施例１によるＱＲ−ＭＬＤ部２３の処理を示すフローチャートである。実施例１によるＱＲ−ＭＬＤ部２３は、送信信号ｘ１，ｘ２のＬＬＲを算出する処理を、伝送路推定値行列Ｈの要素を入れ替えて２回行うことにより、受信信号ｙ１，ｙ２、ユニタリー行列Ｑ及び三角行列Ｒを用いて第１及び第２のＬＬＲを算出し、第１のＬＬＲ及び第２のＬＬＲに基づいて送信信号ｘ１，ｘ２のＬＬＲを決定し出力する。

図３において、実施例１によるＱＲ−ＭＬＤ部２３−１は、伝送路推定値行列生成部３０、伝送路推定値行列要素入替部３１、ＱＲ分解部３２−１，３２−２、尤度算出部３３−１，３３−２及び尤度決定部３４を備えている。ＱＲ分解部３２−１及び尤度算出部３３−１により第１のＱＲ分解及び尤度算出部が構成され、ＱＲ分解部３２−２及び尤度算出部３３−２により第２のＱＲ分解及び尤度算出部が構成される。

伝送路推定値行列生成部３０は、伝送路推定部２２−１から伝送路特性ｈ₁₁，ｈ₁₂を入力すると共に、伝送路推定部２２−２から伝送路特性ｈ₂₁，ｈ₂₂を入力し（ステップＳ４０１）、前記式（４）のとおり、伝送路推定値行列Ｈを生成する（ステップＳ４０２）。

（第１のＱＲ分解及びＬＬＲ算出処理／従来のＱＲ分解による一般的な復調処理）
ＱＲ分解部３２−１は、伝送路推定値行列生成部３０から伝送路推定値行列Ｈを入力し、前記式（５）（６）のとおり、伝送路推定値行列ＨをＱＲ分解してユニタリー行列Ｑ及び三角行列Ｒを求め、前記式（８）（９）のとおり、前記式（１）の両辺にユニタリー行列Ｑの共役転置行列Ｑ^Hを乗算する（ステップＳ４０３）。これにより、受信信号ｙ１，ｙ２を要素とする受信信号行列ｙにユニタリー行列Ｑの共役転置行列Ｑ^Hが乗算され、受信信号ｙ１’，ｙ２’が得られる。そして、ＱＲ分解部３２−１は、受信信号ｙ１’を送信信号ｘ１，ｘ２及び三角行列Ｒの要素ｒ₁₁，ｒ₁₂で表した前記式（１０）を求めると共に、受信信号ｙ２’を送信信号ｘ２及び三角行列Ｒの要素ｒ₂₂で表した前記式（１１）を求める（ステップＳ４０４）。

尤度算出部３３−１は、ＱＲ分解部３２−１により求めた、受信信号ｙ１’と送信信号ｘ１，ｘ２との関係を表した前記式（１０）及び受信信号ｙ２’と送信信号ｘ２との関係を表した前記式（１１）に基づいて、前記（ａ）〜（ｄ）のとおり、最初に送信信号ｘ２の距離ｄ_x2及びＬＬＲ（ＬＬＲ_{x2_1bit_1}，ＬＬＲ_{x2_2bit_1}）を算出し、次に送信信号ｘ１の距離ｄ_x1及びＬＬＲ（ＬＬＲ_{x1_1bit_1}，ＬＬＲ_{x1_2bit_1}）を算出することにより、第１のＬＬＲ（ＬＬＲ_{x1_1bit_1}，ＬＬＲ_{x1_2bit_1}，ＬＬＲ_{x2_1bit_1}，ＬＬＲ_{x2_2bit_1}）を算出する（ステップＳ４０５）。尤度算出部３３−１は、第１のＬＬＲ（ＬＬＲ_{x1_1bit_1}，ＬＬＲ_{x1_2bit_1}，ＬＬＲ_{x2_1bit_1}，ＬＬＲ_{x2_2bit_1}）を尤度決定部３４に出力する。

図５は、ステップＳ４０５による第１のＬＬＲ算出処理の詳細を示すフローチャートである。尤度算出部３３−１は、前記（ａ）のとおり、受信信号ｙ２’と送信信号ｘ２との関係を表した前記式（１１）に基づいて、前記式（１２）にて送信信号ｘ２の距離ｄ_x2（ｄ₀₀，ｄ₀₁，ｄ₁₀，ｄ₁₁）を算出する（ステップＳ５０１）。そして、尤度算出部３３−１は、前記（ｂ）のとおり、ステップＳ５０１にて算出した距離ｄ_x2を用いて、前記式（１３）（１４）にて送信信号ｘ２のＬＬＲ（ＬＬＲ_{x2_1bit_1}，ＬＬＲ_{x2_2bit_1}）を算出する（ステップＳ５０２）。そして、尤度算出部３３−１は、前記（ｃ）のとおり、受信信号ｙ１’と送信信号ｘ１，ｘ２との関係を表した前記式（１０）に基づいて、ステップＳ５０１にて算出した距離ｄ_x2を用いて、前記式（１５）にて送信信号ｘ１の距離ｄ_x1（ｄ_00,x2=S00，ｄ_00,x2=S01，・・・，ｄ_11,x2=S11）を算出する（ステップＳ５０３）。そして、尤度算出部３３−１は、前記（ｄ）のとおり、ステップＳ５０３にて算出した距離ｄ_x1を用いて、前記式（１６）（１７）にて送信信号ｘ１のＬＬＲ（ＬＬＲ_{x1_1bit_1}，ＬＬＲ_{x1_2bit_1}）を算出する（ステップＳ５０４）。

（第２のＱＲ分解及びＬＬＲ算出処理／伝送路推定値行列Ｈの要素を入れ替えた処理）
図３及び図４に戻って、伝送路推定値行列要素入替部３１は、伝送路推定値行列生成部３０から伝送路推定値行列Ｈを入力し、伝送路推定値行列Ｈの要素を入れ替えて伝送路推定値行列Ｈ’を生成する（ステップＳ４０６）。具体的には、伝送路推定値行列要素入替部３１は、伝送路推定値行列Ｈの第１列の要素ｈ₁₁，ｈ₂₁と第２列の要素ｈ₁₂，ｈ₂₂とを入れ替えることで、伝送路推定値行列Ｈ’を生成する。これにより、前記式（１）〜（４）を満たすように、以下の式が得られる。
ｙ＝Ｈ’・ｘ’ ・・・（２０）

ここで、前記式（２０）の送信信号行列ｘ’は、前記式（４）の送信信号行列ｘの要素ｘ１，ｘ２を入れ替えたものである。前記式（２１）に示すように、送信信号行列ｘ’は、送信信号ｘ２，ｘ１を要素とする行列であり、受信信号行列ｙは、受信信号ｙ１，ｙ２を要素とする行列であり、伝送路推定値行列Ｈ’は、伝送路特性ｈ₁₂，ｈ₁₁，ｈ₂₂，ｈ₂₁を要素とする行列である。

ＱＲ分解部３２−２は、伝送路推定値行列要素入替部３１から伝送路推定値行列Ｈ’を入力し、以下の式（２２）（２３）のとおり、伝送路推定値行列Ｈ’をＱＲ分解してユニタリー行列Ｑ及び三角行列Ｒを求め、以下の式（２５）のとおり、前記式（２０）の両辺にユニタリー行列Ｑの共役転置行列Ｑ^Hを乗算する（ステップＳ４０７）。
Ｈ’＝Ｑ・Ｒ ・・・（２２）

ここで、前記式（２２）を変形すると、以下の式（２４）が成り立つ。
Ｑ^H・Ｈ’＝Ｑ^HＱ・Ｒ＝Ｒ ・・・（２４）
Ｑ^H・ｙ＝Ｑ^H・Ｈ’・ｘ’＝Ｒ・ｘ’ ・・・（２５）
前記式（２５）を変形すると、以下の式が成り立つ。

これにより、受信信号ｙ１，ｙ２の行列ｙにユニタリー行列Ｑの共役転置行列Ｑ^Hが乗算され、受信信号ｙ１’，ｙ２’が得られる。

ＱＲ分解部３２−２は、受信信号ｙ１’を送信信号ｘ１，ｘ２及び三角行列Ｒの要素ｒ₁₁，ｒ₁₂で表した以下の式（２７）を求めると共に、受信信号ｙ２’を送信信号ｘ１及び三角行列Ｒの要素ｒ₂₂で表した以下の式（２８）を求める（ステップＳ４０８）。
ｙ₁’＝ｑ₁₁ ^＊ｙ₁＋ｑ₂₁ ^＊ｙ₂＝ｒ₁₁ｘ₂＋ｒ₁₂ｘ₁ ・・・（２７）
ｙ₂’＝ｑ₁₂ ^＊ｙ₁＋ｑ₂₂ ^＊ｙ₂＝ｒ₂₂ｘ₁ ・・・（２８）
これにより、前記式（２８）において、ｘ２の成分を消去することができ、ｘ１の成分のみからなる式とすることができる。このため、ｘ１のＬＬＲを最初に算出することにより、効率的な演算を行うことができる。

尤度算出部３３−２は、ＱＲ分解部３２−２により求めた、受信信号ｙ１’と送信信号ｘ１，ｘ２との関係を表した前記式（２７）及び受信信号ｙ２’と送信信号ｘ１との関係を表した前記式（２８）に基づいて、最初に送信信号ｘ１の距離ｄ_x1及びＬＬＲ（ＬＬＲ_{x1_1bit_2}，ＬＬＲ_{x1_2bit_2}）を算出し、次に送信信号ｘ２の距離ｄ_x2及びＬＬＲ（ＬＬＲ_{x2_1bit_2}，ＬＬＲ_{x2_2bit_2}）を算出することにより、第２のＬＬＲ（ＬＬＲ_{x1_1bit_2}，ＬＬＲ_{x1_2bit_2}，ＬＬＲ_{x2_1bit_2}，ＬＬＲ_{x2_2bit_2}）を算出する（ステップＳ４０９）。尤度算出部３３−２は、第２のＬＬＲ（ＬＬＲ_{x1_1bit_2}，ＬＬＲ_{x1_2bit_2}，ＬＬＲ_{x2_1bit_2}，ＬＬＲ_{x2_2bit_2}）を尤度決定部３４に出力する。

図６は、ステップＳ４０９による第２のＬＬＲ算出処理の詳細を示すフローチャートである。尤度算出部３３−２は、以下の（ｅ）のとおり、受信信号ｙ２’と送信信号ｘ１との関係を表した前記式（２８）に基づいて、送信信号ｘ１の距離ｄ_x1（ｄ₀₀，ｄ₀₁，ｄ₁₀，ｄ₁₁）を算出する（ステップＳ６０１）。そして、尤度算出部３３−２は、以下の（ｆ）のとおり、ステップＳ６０１にて算出した距離ｄ_x1を用いて、送信信号ｘ１のＬＬＲ（ＬＬＲ_{x1_1bit_2}，ＬＬＲ_{x1_2bit_2}）を算出する（ステップＳ６０２）。そして、尤度算出部３３−２は、以下の（ｇ）のとおり、受信信号ｙ１’と送信信号ｘ１，ｘ２との関係を表した前記式（２７）に基づいて、ステップＳ６０１にて算出した距離ｄ_x1を用いて、送信信号ｘ２の距離ｄ_x2（ｄ_00,x1=S00，ｄ_00,x1=S01，・・・，ｄ_11,x1=S11）を算出する（ステップＳ６０３）。そして、尤度算出部３３−２は、以下の（ｈ）のとおり、ステップＳ６０３にて算出した距離ｄ_x2を用いて、送信信号ｘ２のＬＬＲ（ＬＬＲ_{x2_1bit_2}，ＬＬＲ_{x2_2bit_2}）を算出する（ステップＳ６０４）。

次に、尤度算出部３３−２により第２のＬＬＲを算出する（ｅ）〜（ｈ）の処理（図６に示した処理）について具体的に説明する。以下の説明では、変調方式をＱＰＳＫとする。変調方式がＱＰＳＫの場合、ｘ１，ｘ２はそれぞれ２ビットの情報からなることから、ｘ１及びｘ２のＬＬＲとして合計で４つの情報を算出する。すなわち、ｘ１の１ビット目についてＬＬＲ_{x1_1bit}、ｘ１の２ビット目についてＬＬＲ_{x1_2bit}、ｘ２の１ビット目についてＬＬＲ_{x2_1bit}、及びｘ２の２ビット目についてＬＬＲ_{x2_2bit}を算出する。

（ｅ）まず、以下の式により、ｘ１の距離ｄ_x1を算出する。
ｄ_x1＝｜ｙ₂’−ｒ₂₂ｘ₁｜ （ｘ₁∈Ｓ₀₀，Ｓ₀₁，Ｓ₁₀，Ｓ₁₁） ・・・（２９）
ここで、Ｓ₀₀，Ｓ₀₁，Ｓ₁₀，Ｓ₁₁は、２ビットの情報からなるｘ１である真値を示し、右下付きの２桁の数値のうち１番目の数値は１ビット目を示し、２番目の数値は２ビット目を示す。前記式（２９）により、ＱＲ分解によってｙ２が変形されたｙ２’とｒ₂₂ｘ１との間の距離（の絶対値）として、ｘ１の１ビット目が０及び２ビット目が０を真値Ｓ₀₀とした場合の距離ｄ₀₀、ｘ１の１ビット目が０及び２ビット目が１を真値Ｓ₀₁とした場合の距離ｄ₀₁、ｘ１の１ビット目が１及び２ビット目が０を真値Ｓ₁₀とした場合の距離ｄ₁₀、及び、ｘ１の１ビット目が１及び２ビット目が１を真値Ｓ₁₁とした場合の距離ｄ₁₁が算出される。すなわち、ｘ１の距離ｄ_x1として、４パターンの値ｄ₀₀，ｄ₀₁，ｄ₁₀，ｄ₁₁が算出される。ｘ１の距離ｄ_x1は、受信信号ｙ２’から得られる送信信号ｘ１の受信値（位置）と、送信信号ｘ１における真値Ｓ₀₀，Ｓ₀₁，Ｓ₁₀，Ｓ₁₁との間の誤差を示す。

（ｆ）次に、以下の式により、ｘ１のＬＬＲを算出する。
ＬＬＲ_{x1_1bit}＝ｍｉｎ（ｄ₁₀，ｄ₁₁）−ｍｉｎ（ｄ₀₀，ｄ₀₁） ・・・（３０）
ＬＬＲ_{x1_2bit}＝ｍｉｎ（ｄ₀₁，ｄ₁₁）−ｍｉｎ（ｄ₀₀，ｄ₁₀） ・・・（３１）
ここで、ＬＬＲ_{x1_1bit}はｘ１の１ビット目における対数尤度比を示し、ＬＬＲ_{x1_2bit}はｘ１の２ビット目における対数尤度比を示す。ＬＬＲ_{x1_1bit}がマイナスであり、その値が大きい場合は、１ビット目が１である可能性が高い信号位置の距離を示すｍｉｎ（ｄ₁₀，ｄ₁₁）よりも１ビット目が０である可能性が高い信号位置の距離を示すｍｉｎ（ｄ₀₀，ｄ₀₁）の方が大きいから、ｘ１の１ビット目が１である確率が高いことを示している。一方、ＬＬＲ_{x1_1bit}がプラスであり、その値が大きい場合は、１ビット目が１である可能性が高い信号位置の距離を示すｍｉｎ（ｄ₁₀，ｄ₁₁）よりも１ビット目が０である可能性が高い信号位置の距離を示すｍｉｎ（ｄ₀₀，ｄ₀₁）の方が小さいから、ｘ１の１ビット目が０である確率が高いことを示している。ＬＬＲ_{x1_2bit}についても、マイナスの値が大きい場合は、ｘ１の２ビット目が１である確率が高いことを示しており、プラスの値が大きい場合、ｘ１の２ビット目が０である確率が高いことを示している。

（ｇ）次に、以下の式により、ｘ２の距離を算出する。
ｄ_x2＝｜（ｙ₁’−ｒ₁₂ｘ₁）−ｒ₁₁ｘ₂｜＋ｄ_x1 （ｘ₁，ｘ₂∈Ｓ₀₀，Ｓ₀₁，Ｓ₁₀，Ｓ₁₁）
・・・（３２）
ここで、Ｓ₀₀，Ｓ₀₁，Ｓ₁₀，Ｓ₁₁は、それぞれ２ビットの情報からなるｘ１，ｘ２である真値を示す。ｘ１，ｘ２はそれぞれ２ビットの情報からなり、それぞれのビットは０または１であることから、ｘ１，ｘ２の値が取り得るパターンはそれぞれ４つあり、ｘ１，ｘ２の値が取り得る組み合わせのパターンは合計で１６となる。また、ｘ１とｄ_x1とは対応しており、例えばｘ１をＳ₀₀とした場合、ｄ_x1にはＳ₀₀の場合の式（２９）で算出したｄ₀₀が用いられる。

具体的には、前記式（３２）により、ＱＲ分解によってｙ１が変形されたｙ１’等を用いた場合の距離として、ｘ２の１ビット目が０及び２ビット目が０を真値Ｓ₀₀とした場合の距離ｄ₀₀は、ｘ１の真値Ｓ₀₀，Ｓ₀₁，Ｓ₁₀，Ｓ₁₁が４パターンあるから、４パターンの値ｄ_00,x1=S00，ｄ_00,x1=S01，ｄ_00,x1=S10，ｄ_00,x1=S11が算出され、同様に、ｘ２の１ビット目が０及び２ビット目が１を真値Ｓ₀₁とした場合の距離ｄ₀₁も４パターンの値ｄ_01,x1=S00，ｄ_01,x1=S01，ｄ_01,x1=S10，ｄ_01,x1=S11が算出され、ｘ２の１ビット目が１及び２ビット目が０を真値Ｓ₁₀とした場合の距離ｄ₁₀も４パターンの値ｄ_10,x1=S00，ｄ_10,x1=S01，ｄ_10,x1=S10，ｄ_10,x1=S11が算出され、ｘ２の１ビット目が１及び２ビット目が１を真値Ｓ₁₁とした場合の距離ｄ₁₁も４パターンの値ｄ_11,x1=S00，ｄ_11,x1=S01，ｄ_11,x1=S10，ｄ_11,x1=S11が算出される。すなわち、ｘ２の距離ｄ_x2として、１６パターンの値が算出される。ｘ２の距離ｄ_x2は、受信信号ｙ１’等から得られる送信信号ｘ２の受信値（位置）と、送信信号ｘ２における真値Ｓ₀₀，Ｓ₀₁，Ｓ₁₀，Ｓ₁₁との間の誤差を示す。

（ｈ）次に、以下の式により、ｘ２のＬＬＲを算出する。

ここで、ＬＬＲ_{x2_1bit}はｘ２の１ビット目における対数尤度比を示し、ＬＬＲ_{x2_2bit}はｘ２の２ビット目における対数尤度比を示す。これらのＬＬＲは、ＬＬＲ_{x1_1bit}，ＬＬＲ_{x1_2bit}の場合と同様に、マイナスの値が大きい場合は、１である確率が高いことを示しており、プラスの値が大きい場合、０である確率が高いことを示している。

（ＬＬＲの決定）
図３及び図４に戻って、尤度決定部３４は、尤度算出部３３−１から第１のＬＬＲ（ＬＬＲ_{x1_1bit_1}，ＬＬＲ_{x1_2bit_1}，ＬＬＲ_{x2_1bit_1}，ＬＬＲ_{x2_2bit_1}）を入力すると共に、尤度算出部３３−２から第２のＬＬＲ（ＬＬＲ_{x1_1bit_2}，ＬＬＲ_{x1_2bit_2}，ＬＬＲ_{x2_1bit_2}，ＬＬＲ_{x2_2bit_2}）を入力し、第１のＬＬＲ及び第２のＬＬＲに基づいて、誤り訂正に用いるＬＬＲ（ＬＬＲ_{x1_1bit}，ＬＬＲ_{x1_2bit}，ＬＬＲ_{x2_1bit}，ＬＬＲ_{x2_2bit}）を決定し（ステップＳ４１０）、決定したＬＬＲ（ＬＬＲ_{x1_1bit}，ＬＬＲ_{x1_2bit}，ＬＬＲ_{x2_1bit}，ＬＬＲ_{x2_2bit}）を誤り訂正内符号復号部２４に出力する（ステップＳ４１１）。

具体的には、尤度決定部３４は、第１のＬＬＲにおけるＬＬＲ_{x1_1bit_1}（送信信号ｘ１の１ビット目におけるＬＬＲ）と第２のＬＬＲにおけるＬＬＲ_{x1_1bit_2}（送信信号ｘ１の１ビット目におけるＬＬＲ）とを比較し、絶対値の大きい方を誤り訂正に用いるＬＲ_{x1_1bit}（送信信号ｘ１の１ビット目におけるＬＬＲ）に決定する。Ｃ言語のプログラムで表現すると以下のようになる。
if（｜ＬＬＲ_{x1_1bit_1}｜＜｜ＬＬＲ_{x1_1bit_2}｜）｛ＬＬＲ_{x1_1bit}＝ＬＬＲ_{x1_1bit_2}｝
else｛ＬＬＲ_{x1_1bit}＝ＬＬＲ_{x1_1bit_1}｝

尤度決定部３４は、送信信号ｘ１の２ビット目、送信信号ｘ２の１ビット目及び２ビット目についても同様の処理を行い、絶対値の大きい方をそれぞれ誤り訂正に用いるＬＬＲ_{x1_2bit}（送信信号ｘ１の２ビット目におけるＬＬＲ）、ＬＬＲ_{x2_1bit}（送信信号ｘ２の１ビット目におけるＬＬＲ）、ＬＬＲ_{x2_2bit}（送信信号ｘ２の２ビット目におけるＬＬＲ）に決定する。

これにより、誤り訂正内符号復号部２４にて用いるＬＬＲ（ＬＬＲ_{x1_1bit}，ＬＬＲ_{x1_2bit}，ＬＬＲ_{x2_1bit}，ＬＬＲ_{x2_2bit}）は、２つのＬＬＲ（第１のＬＬＲ及び第２のＬＬＲ）の各ビットについて絶対値の大きい方に決定され、絶対値の大きいＬＬＲは０または１である確率が高いから、ＬＬＲの精度を向上させることができる。

尚、尤度決定部３４は、第１のＬＬＲ及び第２のＬＬＲの各ビットについて平均値を算出し、算出した平均値を誤り訂正に用いるＬＬＲに決定するようにしてもよい。この場合、送信信号ｘ１の１ビット目のＬＬＲは、以下の式により決定される。
ＬＬＲ_{x1_1bit}＝（ＬＬＲ_{x1_1bit_1}＋ＬＬＲ_{x1_1bit_2}）／２ ・・・（３５）
送信信号ｘ１の２ビット目、送信信号ｘ２の１ビット目及び２ビット目についても同様の処理が行われる。また、第１のＬＬＲ及び第２のＬＬＲの各ビットについて重み付けが予め行われ、尤度決定部３４は、第１のＬＬＲ及び第２のＬＬＲの各ビットについてその重み付けを反映した計算により、誤り訂正に用いるＬＬＲを決定するようにしてもよい。

以上のように、実施例１のＱＲ−ＭＬＤ部２３−１を備えた受信装置２によれば、ＱＲ分解部３２−１及び尤度算出部３３−１は、従来のＱＲ分解によりＬＬＲを算出し、伝送路推定値行列要素入替部３１、ＱＲ分解部３２−２及び尤度算出部３３−２は、新たなＱＲ分解によりＬＬＲを算出するようにした。具体的には、ＱＲ分解部３２−１は、伝送路推定値行列ＨをＱＲ分解してユニタリー行列Ｑ及び三角行列Ｒを算出し、伝送路推定値行列Ｈに送信信号行列ｘを乗算することで得られる受信信号行列ｙの関係を示す前記式（１）の両辺に、ユニタリー行列Ｑの共役転置行列Ｑ^Hを乗算することで、受信信号行列ｙにＱ^Hを乗算して得られた受信信号ｙ１’と送信信号ｘ１，ｘ２との関係を表した前記式（１０）、及び受信信号行列ｙにＱ^Hを乗算して得られた受信信号ｙ２’と送信信号ｘ２との関係を表した前記式（１１）を求めるようにした。そして、尤度算出部３３−１は、（ａ）前記式（１１）を用いて送信信号ｘ２の距離ｄ_x2を算出し、（ｂ）距離ｄ_x2を用いて送信信号ｘ２のＬＬＲを算出し、（ｃ）前記式（１０）及び距離ｄ_x2を用いて送信信号ｘ１の距離ｄ_x1を算出し、（ｄ）距離ｄ_x1を用いて送信信号ｘ１のＬＬＲを算出するようにした。一方、伝送路推定値行列要素入替部３１は、伝送路推定値行列Ｈの要素を入れ替えて伝送路推定値行列Ｈ’を生成し、ＱＲ分解部３２−２は、伝送路推定値行列Ｈ’をＱＲ分解してユニタリー行列Ｑ及び三角行列Ｒを算出し、伝送路推定値行列Ｈ’に、送信信号行列ｘの要素である送信信号ｘ１，ｘ２を入れ替えた送信信号行列ｘ’を乗算することで得られる受信信号行列ｙの関係を示す前記式（２０）の両辺に、ユニタリー行列Ｑの共役転置行列Ｑ^Hを乗算することで、受信信号行列ｙにＱ^Hを乗算して得られた受信信号ｙ１’と送信信号ｘ１，ｘ２との関係を表した前記式（２７）、及び受信信号行列ｙにＱ^Hを乗算して得られた受信信号ｙ２’と送信信号ｘ１との関係を表した前記式（２８）を求めるようにした。そして、尤度算出部３３−２は、（ｅ）前記式（２８）を用いて送信信号ｘ１の距離ｄ_x1を算出し、（ｆ）距離ｄ_x1を用いて送信信号ｘ１のＬＬＲを算出し、（ｇ）前記式（２７）及び距離ｄ_x1を用いて送信信号ｘ２の距離ｄ_x2を算出し、（ｈ）距離ｄ_x2を用いて送信信号ｘ２のＬＬＲを算出するようにした。そして、尤度決定部３４は、尤度算出部３３−１により算出されたＬＬＲ及び尤度算出部３３−２により算出されたＬＬＲに基づいて、誤り訂正に用いるＬＬＲを決定し出力するようにした。

これにより、ＱＲ分解しＬＬＲを算出する処理が２回行われ、誤り訂正に用いるＬＬＲが２つのＬＬＲから決定されるから、ＬＬＲの精度を向上させることができる。したがって、精度が向上したＬＬＲを用いて復号処理が行われ、精度の高い送信信号の復元を実現することができ、結果として、受信装置２において受信特性を改善することが可能となる。

〔ＱＲ−ＭＬＤ部／実施例２〕
次に、実施例２によるＱＲ−ＭＬＤ部２３について詳細に説明する。図７は、実施例２によるＱＲ−ＭＬＤ部２３の構成を示すブロック図であり、図８は、実施例２によるＱＲ−ＭＬＤ部２３の処理を示すフローチャートである。実施例２によるＱＲ−ＭＬＤ部２３は、送信信号ｘ１，ｘ２のＬＬＲを算出する処理を、伝送路推定値行列Ｈの要素を入れ替えて２回行うことにより、従来のＱＲ分解による一般的な復調処理により送信信号ｘ２のＬＬＲを算出し、伝送路推定値行列Ｈの要素を入れ替えたＱＲ分解による復調処理により送信信号ｘ１のＬＬＲを算出し、これらのＬＬＲを誤り訂正に用いるＬＬＲとして出力する。

図７において、実施例２によるＱＲ−ＭＬＤ部２３−２は、伝送路推定値行列生成部３０、伝送路推定値行列要素入替部３１、ＱＲ分解部３２−１，３２−２、尤度算出部３５−１，３５−２及び尤度出力部（尤度決定部）３６を備えている。ＱＲ分解部３２−１及び尤度算出部３５−１により第１のＱＲ分解及び尤度算出部が構成され、ＱＲ分解部３２−２及び尤度算出部３５−２により第２のＱＲ分解及び尤度算出部が構成される。

図３に示した実施例１のＱＲ−ＭＬＤ部２３−１とこの実施例２のＱＲ−ＭＬＤ部２３−２とを比較すると、両ＱＲ−ＭＬＤ部２３−１，２３−２共に、伝送路推定値行列生成部３０、伝送路推定値行列要素入替部３１及びＱＲ分解部３２−１，３２−２を備えている点で同一である。一方、実施例２のＱＲ−ＭＬＤ部２３−２は、実施例１のＱＲ−ＭＬＤ部２３−１における尤度算出部３３−１，３３−２とは異なる尤度算出部３５−１，３５−２を備え、実施例１のＱＲ−ＭＬＤ部２３−１における尤度決定部３４の代わりに尤度出力部３６を備えている点で相違する。

図８において、ステップＳ８０１〜ステップＳ８０４，ステップＳ８０６〜ステップＳ８０８の処理は、図４に示したステップＳ４０１〜ステップＳ４０４，ステップＳ４０６〜ステップＳ４０８の処理とそれぞれ同一である。これらの処理は、伝送路推定値行列生成部３０、伝送路推定値行列要素入替部３１及びＱＲ分解部３２−１，３２−２により行われる。図７における伝送路推定値行列生成部３０、伝送路推定値行列要素入替部３１及びＱＲ分解部３２−１，３２−２、並びに、図８におけるステップＳ８０１〜ステップＳ８０４，ステップＳ８０６〜ステップＳ８０８の処理は、図３及び図４にて説明済みであるから、ここでは説明を省略する。

（第１のＱＲ分解及びＬＬＲ算出処理／従来のＱＲ分解による一般的な復調処理）
図８に示したステップＳ８０１〜ステップＳ８０４の処理の後、尤度算出部３５−１は、ＱＲ分解部３２−１により求めた、受信信号ｙ２’と送信信号ｘ２との関係を表した前記式（１１）に基づいて、前記（ａ）（ｂ）のとおり、送信信号ｘ２の距離ｄ_x2及びＬＬＲ（ＬＬＲ_{x2_1bit}，ＬＬＲ_{x2_2bit}）を算出する（ステップＳ８０５）。尤度算出部３５−１は、送信信号ｘ２のＬＬＲ（ＬＬＲ_{x2_1bit}，ＬＬＲ_{x2_2bit}）を尤度出力部３６に出力する。

図９は、ステップＳ８０５による送信信号ｘ２のＬＬＲ算出処理の詳細を示すフローチャートである。図９に示すステップＳ９０１及びステップＳ９０２は、図５に示したステップＳ５０１及びステップＳ５０２に相当する。尤度算出部３５−１は、前記（ａ）のとおり、受信信号ｙ２’と送信信号ｘ２との関係を表した前記式（１１）に基づいて、前記式（１２）にて送信信号ｘ２の距離ｄ_x2（ｄ₀₀，ｄ₀₁，ｄ₁₀，ｄ₁₁）を算出する（ステップＳ９０１）。そして、尤度算出部３５−１は、前記（ｂ）のとおり、ステップＳ９０１にて算出した距離ｄ_x2を用いて、前記式（１３）（１４）にて送信信号ｘ２のＬＬＲ（ＬＬＲ_{x2_1bit}，ＬＬＲ_{x2_2bit}）を算出する（ステップＳ９０２）。

（第２のＱＲ分解及びＬＬＲ算出処理／伝送路推定値行列Ｈの要素を入れ替えた処理）
図７及び図８に戻って、図８に示したステップＳ８０６〜ステップＳ８０８の処理の後、尤度算出部３５−２は、ＱＲ分解部３２−２により求めた、受信信号ｙ２’と送信信号ｘ１との関係を表した前記式（２８）に基づいて、送信信号ｘ１の距離ｄ_x1及びＬＬＲ（ＬＬＲ_{x1_1bit}，ＬＬＲ_{x1_2bit}）を算出する（ステップＳ８０９）。尤度算出部３５−２は、送信信号ｘ１のＬＬＲ（ＬＬＲ_{x1_1bit}，ＬＬＲ_{x1_2bit}）を尤度出力部３６に出力する。

図１０は、ステップＳ８０９による送信信号ｘ１のＬＬＲ算出処理の詳細を示すフローチャートである。図１０に示すステップＳ１００１及びステップＳ１００２は、図６に示したステップＳ６０１及びステップＳ６０２に相当する。尤度算出部３５−２は、前記（ｅ）のとおり、受信信号ｙ２’と送信信号ｘ１との関係を表した前記式（２８）に基づいて、送信信号ｘ１の距離ｄ_x1（ｄ₀₀，ｄ₀₁，ｄ₁₀，ｄ₁₁）を算出する（ステップＳ１００１）。そして、尤度算出部３５−２は、前記（ｆ）のとおり、ステップＳ１００１にて算出した距離ｄ_x1を用いて、送信信号ｘ１のＬＬＲ（ＬＬＲ_{x1_1bit}，ＬＬＲ_{x1_2bit}）を算出する（ステップＳ１００２）。

（ＬＬＲの出力）
図７及び図８に戻って、尤度出力部３６は、尤度算出部３５−１から送信信号ｘ２のＬＬＲ（ＬＬＲ_{x2_1bit}，ＬＬＲ_{x2_2bit}）を入力すると共に、尤度算出部３５−２から送信信号ｘ１のＬＬＲ（ＬＬＲ_{x1_1bit}，ＬＬＲ_{x1_2bit}）を入力し、入力したＬＬＲ（ＬＬＲ_{x1_1bit}，ＬＬＲ_{x1_2bit}，ＬＬＲ_{x2_1bit}，ＬＬＲ_{x2_2bit}）を誤り訂正に用いるＬＬＲとして誤り訂正内符号復号部２４に出力する（ステップＳ８１０）。

これにより、実施例２において、誤り訂正内符号復号部２４にて用いるＬＬＲ（ＬＬＲ_{x1_1bit}，ＬＬＲ_{x1_2bit}，ＬＬＲ_{x2_1bit}，ＬＬＲ_{x2_2bit}）は、実施例１に示した前記（ｃ）（ｄ）（ｇ）（ｈ）の処理を行うことなく算出される。したがって、実施例１よりも少ない計算量でＬＬＲを得ることができる。

以上のように、実施例２のＱＲ−ＭＬＤ部２３−２を備えた受信装置２によれば、ＱＲ分解部３２−１及び尤度算出部３５−１は、従来のＱＲ分解により送信信号ｘ２のＬＬＲを算出し、伝送路推定値行列要素入替部３１、ＱＲ分解部３２−２及び尤度算出部３５−２は、新たなＱＲ分解により送信信号ｘ１のＬＬＲを算出するようにした。具体的には、ＱＲ分解部３２−１は、伝送路推定値行列ＨをＱＲ分解してユニタリー行列Ｑ及び三角行列Ｒを算出し、伝送路推定値行列Ｈに送信信号行列ｘを乗算することで得られる受信信号行列ｙの関係を示す前記式（１）の両辺に、ユニタリー行列Ｑの共役転置行列Ｑ^Hを乗算することで、受信信号行列ｙにＱ^Hを乗算して得られた受信信号ｙ１’と送信信号ｘ１，ｘ２との関係を表した前記式（１０）、及び受信信号行列ｙにＱ^Hを乗算して得られた受信信号ｙ２’と送信信号ｘ２との関係を表した前記式（１１）を求めるようにした。そして、尤度算出部３５−１は、（ａ）前記式（１１）を用いて送信信号ｘ２の距離ｄ_x2を算出し、（ｂ）距離ｄ_x2を用いて送信信号ｘ２のＬＬＲを算出するようにした。一方、伝送路推定値行列要素入替部３１は、伝送路推定値行列Ｈの要素を入れ替えて伝送路推定値行列Ｈ’を生成し、ＱＲ分解部３２−２は、伝送路推定値行列Ｈ’をＱＲ分解してユニタリー行列Ｑ及び三角行列Ｒを算出し、伝送路推定値行列Ｈ’に、送信信号行列ｘの要素である送信信号ｘ１，ｘ２を入れ替えた送信信号行列ｘ’を乗算することで得られる受信信号行列ｙの関係を示す前記式（２０）の両辺に、ユニタリー行列Ｑの共役転置行列Ｑ^Hを乗算することで、受信信号行列ｙにＱ^Hを乗算して得られた受信信号ｙ１’と送信信号ｘ１，ｘ２との関係を表した前記式（２７）、及び受信信号行列ｙにＱ^Hを乗算して得られた受信信号ｙ２’と送信信号ｘ１との関係を表した前記式（２８）を求めるようにした。そして、尤度算出部３５−２は、（ｅ）前記式（２８）を用いて送信信号ｘ１の距離ｄ_x1を算出し、（ｆ）距離ｄ_x1を用いて送信信号ｘ１のＬＬＲを算出するようにした。そして、尤度出力部３６は、尤度算出部３５−１により算出された送信信号ｘ２のＬＬＲ及び尤度算出部３５−２により算出された送信信号ｘ１のＬＬＲを、誤り訂正に用いるＬＬＲとして出力するようにした。これにより、実施例１よりも少ない計算量及び低い負荷にてＬＬＲを算出することができる。これは、キャリア変調方式に応じて多値化のビット数が増えるほど、計算量削減には有効となる。

一方、前述のとおり、従来のＱＲ分解による一般的な復調処理においてＭアルゴリズムの処理を用いることにより、計算量を減らすことができる。このＭアルゴリズムの処理は、先に、（ａ）送信信号ｘ２の距離ｄ_x2を算出し、（ｂ）距離ｄ_x2を用いて送信信号ｘ２のＬＬＲを算出し、次に、送信信号ｘ２の候補を減らして（ｃ’）送信信号ｘ１の距離ｄ_x1を算出し、（ｄ’）距離ｄ_x1を用いて送信信号ｘ１のＬＬＲを算出するものである。しかしながら、このＭアルゴリズムの処理では、（ｃ’）（ｄ’）の処理において、送信信号ｘ２の候補を減らす際に、実際の信号位置に近い候補を除外する可能性があり、精度の高い送信信号ｘ１のＬＬＲを算出することができず、十分な受信特性を実現することができないことがあり得る。これは、（ｃ’）（ｄ’）において、送信信号ｘ２の候補の一部が除外され、全ての候補について処理が行われないからである。

これに対し、実施例２のＱＲ−ＭＬＤ部２３−２を備えた受信装置２によれば、ＱＲ−ＭＬＤ部２３−２は、送信信号ｘ１の全ての候補を用いて送信信号ｘ２のＬＬＲを算出し、送信信号ｘ２の全ての候補を用いて送信信号ｘ１のＬＬＲを算出する。これにより、従来のＭアルゴリズムの処理に比べ、ＬＬＲの精度を向上させることができる。したがって、精度が向上したＬＬＲを用いて復号処理が行われるから、精度の高い送信信号の復元を実現することができ、結果として、Ｍアルゴリズムの処理に比べ、受信特性を改善することが可能となる。

〔実験結果〕
次に、実施例１によるＱＲ−ＭＬＤ部２３−１を備えた受信装置２の実験結果（計算機シミュレーション結果）について説明する。図１１は、その計算機シミュレーション結果を示す図である。図１１において、横軸はＣ／Ｎ[ｄＢ]、縦軸は誤り訂正内符号復号後のＢＥＲを示す。また、この計算機シミュレーション結果は、キャリア変調方式がＱＰＳＫ、内符号がターボ符号、符号化率がｒ＝１／２、伝送路が都市型６波モデルＴＵ６、ドップラー周波数が２０Ｈｚの条件の下で得られた特性である。図１１から、従来技術（従来のＱＲ分解による一般的な復調処理）の結果と、本発明の実施形態（実施例１によるＱＲ−ＭＬＤ部２３−１を備えた受信装置２）の結果とを比較すると、本発明の実施形態では、所定のＢＥＲにおけるＣ／Ｎが、従来技術よりも０．９ｄＢ改善されたことがわかる。

以上、実施例１，２を挙げて本発明を説明したが、本発明は前記実施例１，２に限定されるものではなく、その技術思想を逸脱しない範囲で種々変形可能である。前記実施例１，２では、２本の送信アンテナ１０１及び２本の受信アンテナ２０１を備えた２×２のＭＩＭＯ通信システム１の例を挙げて説明したが、本発明は、２本以上の送信アンテナ１０１及び受信アンテナ２０１を備えたＭＩＭＯ通信システム１であれば適用がある。

尚、本発明の実施形態による受信装置２のハードウェア構成としては、通常のコンピュータを使用することができる。受信装置２は、ＣＰＵ、ＲＡＭ等の揮発性の記憶媒体、ＲＯＭ等の不揮発性の記憶媒体、及びインターフェース等を備えたコンピュータによって構成される。受信装置２に備えたＱＲ−ＭＬＤ部２３の機能は、この機能を記述したプログラムをＣＰＵに実行させることにより実現される。また、このプログラムは、磁気ディスク（フロッピー（登録商標）ディスク、ハードディスク等）、光ディスク（ＣＤ−ＲＯＭ、ＤＶＤ等）、半導体メモリ等の記憶媒体に格納して頒布することもでき、ネットワークを介して送受信することもできる。

１ ＭＩＭＯ通信システム
２，２００ 受信装置
１０ 誤り訂正外符号符号化部
１１ 誤り訂正内符号符号化部
１２ キャリア変調部
１３ 分割部
１４ ＯＦＤＭフレーム化部
１５ ＩＦＦＴ部
１６ ＧＩ付加部
２０ ＧＩ除去部
２１ ＦＦＴ部
２２ 伝送路推定部
２３ ＱＲ−ＭＬＤ部
２４ 誤り訂正内符号復号部
２５ 誤り訂正外符号復号部
３０ 伝送路推定値行列生成部
３１ 伝送路推定値行列要素入替部
３２ ＱＲ分解部
３３，３５ 尤度算出部
３４ 尤度決定部
３６ 尤度出力部
１００ 送信装置
１０１ 送信アンテナ
２０１ 受信アンテナ

Claims (3)

1. 複数の送信アンテナと複数の受信アンテナとの間の伝送路特性を推定し、前記伝送路特性を要素とする伝送路推定値行列をＱＲ分解し、前記複数の送信アンテナから送信された送信信号の尤度を算出し、前記送信信号の尤度を用いて復号を行うＭＩＭＯ受信装置において、
   前記伝送路特性を要素とする伝送路推定値行列を生成する伝送路推定値行列生成部と、
   前記伝送路推定値行列生成部により生成された伝送路推定値行列をＱＲ分解して第１のユニタリー行列及び第１の三角行列を求め、前記複数の受信アンテナにて受信した受信信号を要素とする受信信号行列、前記第１のユニタリー行列及び前記第１の三角行列に基づいて、前記複数の送信アンテナから送信した送信信号の尤度を算出する第１のＱＲ分解及び尤度算出部と、
   前記伝送路推定値行列生成部により生成された伝送路推定値行列の要素を入れ替え、新たな伝送路推定値行列を生成する伝送路推定値行列要素入替部と、
   前記伝送路推定値行列要素入替部により生成された伝送路推定値行列をＱＲ分解して第２のユニタリー行列及び第２の三角行列を求め、前記受信信号行列、前記第２のユニタリー行列及び前記第２の三角行列に基づいて、前記送信信号の尤度を算出する第２のＱＲ分解及び尤度算出部と、
   前記第１のＱＲ分解及び尤度算出部により算出された送信信号の尤度と、前記第２のＱＲ分解及び尤度算出部により算出された送信信号の尤度とを比較し、絶対値の大きい尤度を、前記復号のために用いる送信信号の尤度として決定する尤度決定部と、
   を備えたことを特徴とするＭＩＭＯ受信装置。
2. 請求項１に記載のＭＩＭＯ受信装置において、
   前記第１のＱＲ分解及び尤度算出部は、
   前記第１のユニタリー行列の共役転置行列を前記受信信号行列に乗算して得た行列を乗算後の第１の受信信号行列とし、前記複数の送信アンテナから送信した送信信号を要素とする行列を送信信号行列として、
   前記乗算後の第１の受信信号行列における１つの要素と前記送信信号行列における１つの要素との関係を前記第１の三角行列の要素で表した式を用いて、前記送信信号行列における１つの要素を第１の送信信号とした場合の前記第１の送信信号における真値との間の誤差を示す距離を算出し、前記算出した距離を用いて、前記第１の送信信号の尤度を算出し、
   前記乗算後の第１の受信信号行列における他の１つの要素と前記送信信号行列における複数の要素との関係を前記第１の三角行列の要素で表した式を用いて、前記第１の送信信号とは異なる送信信号における真値との間の誤差を示す距離を算出し、前記算出した距離を用いて、前記第１の送信信号とは異なる送信信号の尤度を算出し、
   前記第２のＱＲ分解及び尤度算出部は、
   前記第２のユニタリー行列の共役転置行列を前記受信信号行列に乗算して得た行列を乗算後の第２の受信信号行列とし、
   前記乗算後の第２の受信信号行列における１つの要素と前記送信信号行列における１つの要素との関係を前記第２の三角行列の要素で表した式を用いて、前記送信信号行列における１つの要素を前記第１の送信信号とは異なる第２の送信信号とした場合の前記第２の送信信号における真値との間の誤差を示す距離を算出し、前記算出した距離を用いて、前記第２の送信信号の尤度を算出し、
   前記乗算後の第２の受信信号行列における他の１つの要素と前記送信信号行列における複数の要素との関係を前記第２の三角行列の要素で表した式を用いて、前記第２の送信信号とは異なる送信信号における真値との間の誤差を示す距離を算出し、前記算出した距離を用いて、前記第２の送信信号とは異なる送信信号の尤度を算出する、ことを特徴とするＭＩＭＯ受信装置。
3. コンピュータを、請求項１または２に記載のＭＩＭＯ受信装置として機能させるためのＭＩＭＯ受信プログラム。

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