JP6110641B2 - 送信元と受信機との間のチャネルインパルス応答を推定する方法及びデバイス - Google Patents

送信元と受信機との間のチャネルインパルス応答を推定する方法及びデバイス Download PDF

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Description

本発明は、包括的には、離散フーリエ変換拡散直交周波数分割多重（ＤＦＴ−Ｓ−ＯＦＤＭ）方式としても知られているシングルキャリア周波数分割多元接続（ＳＣ−ＦＤＭＡ）方式を用いて、送信元と受信機との間のリンクを推定する方法及びデバイスに関する。
リンクは、例えば、電力線通信において用いられるような無線リンク又は有線リンクである。
シングルキャリアＦＤＭＡ（ＳＣ−ＦＤＭＡ）は、周波数分割多元接続方式である。他の多元接続方式と同様に、ＳＣ−ＦＤＭＡは、共有された通信リソースへの複数のユーザの割り当てを扱う。ＳＣ−ＦＤＭＡは、従来の直交周波数分割多元接続（ＯＦＤＭＡ）処理の前に付加的なＤＦＴ処理を有するという意味で、線形プリコーディング型（linearly precoded）のＯＦＤＭＡ方式として解釈することができる。ＯＦＤＭとまさに同様に、シンボルブロック間のマルチパス伝播によって引き起こされる時間拡散を効率的に取り除くことを考慮して、シンボルブロック間に周期的な繰り返しを有するガードインターバルが導入される。
ＳＣ−ＦＤＭＡの際立った特徴は、マルチキャリア伝送方式であるＯＦＤＭＡとは対照的に、ＳＣ−ＦＤＭＡでは、適切なサブキャリアが用いられると、シングルキャリアの送信信号が得られるということである。
適切なサブキャリアとは、等間隔にされたサブキャリアである。
ＳＣ−ＦＤＭＡの本来的なシングルキャリア構造のおかげで、ＳＣ−ＦＤＭＡがＯＦＤＭ及びＯＦＤＭＡを上回る顕著な利点は、その送信信号が低いピーク対平均電力比（ＰＡＰＲ）を有するということである。この低ＰＡＰＲ特性は、サブキャリアが適切なサブキャリアとは異なっている場合にも依然として保持される。
直感的には、この論拠は、ＯＦＤＭでは送信シンボルが複数のサブキャリアを直接変調するのに対して、ＳＣ−ＦＤＭＡでは送信シンボルが最初にＤＦＴブロックによって前処理されるということにある。
ハードウェアのキャパシティが絶えず増加しているため、物理層の機能の改善を可能にする反復受信機を実装することが実現可能になる。これらの機能の中でも、チャネル推定は、特にチャネル復号器からのフィードバックを必要とするデータ支援型方法から利益を受ける。反復期待値最大化法は、それらの方法のうちの１つである。
データ支援型チャネル推定は、反復原理又はターボ原理を実装する受信機において有益である。反復受信機において、ターボ原理は種々のモジュール間での軟情報の交換に基づく。１つのブロックの出力における軟情報は事前情報として別のブロックに供給され、この別のブロックはその性能を増強するためにこの追加情報を用いる。
ブロックのうちの少なくとも１つは復号器であり、符号化ビットをインターリーブすることは、２つの隣接したビットに関する可能な限り独立した軟情報を作成するために有益である。
ターボ原理はチャネル推定に対して適用することができる。軟検出後、データシンボルがパイロットとして用いられ、チャネル推定が精緻化される。しかしながら、これらの「新たなパイロット」をどの程度信頼すべきであるかを推定器に知らせるメカニズムが必要とされ、軟情報はこのようにして用いられる。軟検出は、最も可能性の高い変調シンボルを与えるだけでなく、その変調シンボルの事後確率及び他の変調シンボルの事後確率も与える。したがって、チャネル推定器ブロックは、どの「パイロット」を最も信頼すべきであるかを知る。
本発明は、受信機によるチャネルインパルス応答の反復推定を可能にする方法及びデバイスを提供することを目的とする。
この目的のために、本発明は、送信元と受信機との間のチャネルインパルス応答を推定する方法に関する。送信元によって送信されるデータは符号化されてデータシンボルとして編成され、当該データシンボルは、直列から並列に変換され、離散フーリエ変換によって周波数領域に拡散され、当該周波数領域に拡散されたデータシンボルは、周波数帯域のＮ個のサブキャリアの中の送信用に割り当てられたＰ個のサブキャリアにマッピングされ、逆離散フーリエ変換モジュールによって時間領域に逆変換され、並列から直列に変換され、データシンボルを表す信号の形態で受信機に転送される。この方法は、受信機によって実行されるステップであって、
− サイズＰ×Ｌの第１の行列を求めるとともに、サイズＰ×Ｐの離散フーリエ変換行列を求めるステップであって、Ｌはチャネルインパルス応答において想定されるタップ数である、求めるステップと、
− 受信データシンボルを生成するために、データシンボルを表す受信信号を復調するステップと、
− 受信データシンボルを並列化するステップと、
− 並列化された受信データシンボルに対して離散フーリエ変換を実行するステップと、
− 変換された受信データシンボルをサブキャリアからデマッピングするステップと、
− デマッピングされた受信データシンボルからチャネルインパルス応答を反復的に推定するステップであって、当該チャネル推定は、第１の行列と、離散フーリエ変換行列と、転送されたデータシンボルが変調方式において取り得る変調シンボルに等しい事後確率に従って規定される第２の行列とに依存する、推定するステップと
を含むことを特徴とする。
また、本発明は、送信元と受信機との間のチャネルインパルス応答を推定するデバイスにも関する。送信元によって送信されるデータは符号化されてデータシンボルとして編成され、当該シンボルは、直列から並列に変換され、離散フーリエ変換によって周波数領域に拡散され、当該周波数領域に拡散されたデータシンボルは、周波数帯域のＮ個のサブキャリアの中の送信用に割り当てられたＰ個のサブキャリアにマッピングされ、逆離散フーリエ変換モジュールによって時間領域に逆変換され、並列から直列に変換され、データシンボルを表す信号の形態で受信機に転送される。このデバイスは、受信機に含まれ、
− サイズＰ×Ｌの第１の行列を求めるとともに、サイズＰ×Ｐの離散フーリエ変換行列を求める手段であって、Ｌはチャネルインパルス応答において想定されるタップ数である、求める手段と、
− 受信データシンボルを生成するために、データシンボルを表す受信信号を復調する手段と、
− 受信データシンボルを並列化する手段と、
− 並列化された受信データシンボルに対して離散フーリエ変換を実行する手段と、
− 変換された受信データシンボルをサブキャリアからデマッピングする手段と、
− デマッピングされた受信データシンボルからチャネルインパルス応答を反復的に推定する手段であって、当該チャネル推定は、第１の行列と、離散フーリエ変換行列と、転送されたデータシンボルが変調方式において取り得る変調シンボルに等しい事後確率に従って規定される第２の行列とに依存する、推定する手段と
を備えることを特徴とする。
したがって、転送されたデータシンボルが変調方式において取り得る変調シンボルに等しい事後確率を効率的に用いることによって、チャネル推定は反復ごとに改善される。
特定の特徴によれば、第２の行列は対角行列であり、当該対角行列の要素は、離散フーリエ変換行列及び第４の行列から得られる第３の行列の対角要素であり、第４の行列の要素は、
Figure 0006110641
 及び
Figure 0006110641
 に等しく、ここで、ＡＰＰｉ(Ｘｋ＝αｌ）はデータシンボルＸｋがαｌに等しい事後確率であり、αｌは取り得る変調シンボルのｌ番目の変調シンボルであり、Ｍは取り得る変調シンボルの総数であり、（・）＊は（・）の共役を示す。
したがって、転送されたシンボルが変調方式において取り得る変調シンボルに等しい全ての事後確率は、第４の行列を生成することによって効率的に用いられる。
特定の特徴によれば、第２の行列は、
Figure 0006110641
 に等しく、ここで、ｄｉａｇ（・）はその対角がベクトル（・）である対角行列を示し、ｄｉａｇＭ（・）は行列（・）の対角の要素から構成されるベクトルを示し、Ｆは離散フーリエ変換行列であり、（・）†は（・）の転置共役を示す。
特定の特徴によれば、（ｉ＋１）回目の反復におけるチャネルインパルス応答は、次の式に従って求められ、
Figure 0006110641
 ここで、Ωは、サイズＮ×Ｎの正規化されていないＤＦＴ行列ΩＮの最初のＬ個の列と、割り当てられたサブキャリアに対応する行列ΩＮのＰ個の行とから構成されるサイズＰ×Ｌの行列であり、ｄｉａｇ（・）はその対角がベクトル（・）である対角行列を示し、Ｆは離散フーリエ変換行列であり、（・）†は（・）の転置共役を示し、
Figure 0006110641
 は第２の行列であり、Ｙはデマッピングされた受信データシンボルのサイズＰのベクトルであり、
Figure 0006110641
 はシンボルＸｋがαｌに等しい事後確率から求められ、αｌは取り得る変調シンボルにおけるｌ番目の変調シンボルである。
特定の特徴によれば、第３の行列の対角係数のみが計算される。
したがって、第３の行列の非対角係数は、第２の行列を生成するのに用いられないため、複雑度を低減した実装は、チャネルインパルス応答の対角係数を計算するだけで達成される。
特定の特徴によれば、送信元は、離散フーリエ変換によって周波数領域に拡散されたパイロットシンボルを更に転送し、受信機は、各パイロットシンボルの事後確率を、当該パイロットシンボルに等しいシンボル値の場合には値１に設定し、他のシンボル値の場合には値０に設定する。
したがって、パイロットシンボルを各反復で用いることができ、チャネル推定は、転送されたデータシンボルが変調方式において取り得る変調シンボルに等しい事後確率を用いることのみによって達成されるものよりも改善される。
特定の特徴によれば、送信元は、離散フーリエ変換によって周波数領域に拡散されていないパイロットシンボルを更に転送し、当該方法は、
− パイロットシンボルがマッピングされるサブキャリアの位置に新たな行を挿入することによって、第２の行列を新たな行列に拡張するステップと、
− 各受信パイロットシンボルについて、当該受信パイロットシンボルのエネルギー値を、新たな行列の行の対角に対応する要素位置に挿入するステップと
を更に含む。
したがって、パイロットシンボルを各反復で用いることができ、チャネル推定は、転送されたデータシンボルが変調方式において取り得る変調シンボルに等しい事後確率を用いることのみによって達成されるものよりも改善される。
周波数領域において拡散されていないパイロットシンボルを有することによって、パイロットシンボルに対するより効率的な初期チャネル推定が可能になる。
特定の特徴によれば、チャネル推定は、第２の行列の対角和から計算されるものとして、第２の行列に依存する。
したがって、チャネル推定のより良好な安定性が反復を通じて得られる。実際、第２の行列の対角和を用いてチャネル推定値を計算することによって、逆行列を求める必要がなくなる。
特定の特徴によれば、（ｉ＋１）回目の反復におけるチャネルインパルス応答の分母は、
Figure 0006110641
 の対角和である。
特定の特徴によれば、（ｉ＋１）回目の反復におけるチャネルインパルス応答は、次の式に従って求められ、
Figure 0006110641
 ここで、Ａｌ、Ｂｌ及びＣｌは、ｌ＝０〜Ｌ−１のそれぞれについて求められ、
Figure 0006110641
 ｈｌ （ｉ）はｉ回目の反復におけるチャネルインパルス応答のｌ番目のタップであり、
Ωｋ，ｌは第１の行列Ωの第ｋ行第ｌ’列の係数であり、Ｙｋはデマッピングされた受信データシンボルのサイズＰのベクトルのｋ番目の係数であり、
（・）†は（・）の転置共役を示し、（・）＊は（・）の共役を示す。
特定の特徴によれば、送信元は、離散フーリエ変換によって周波数領域に拡散されたパイロットシンボルを更に転送し、受信機は、各パイロットシンボルの事後確率を、当該パイロットシンボルに等しいシンボル値の場合には値１に設定し、他のシンボル値の場合には値０に設定する。
したがって、パイロットシンボルを各反復で用いることができ、チャネル推定は、転送されたデータシンボルが変調方式において取り得る変調シンボルに等しい事後確率を用いることのみによって達成されるものよりも改善される。
特定の特徴によれば、送信元は、離散フーリエ変換によって周波数領域に拡散されていないパイロットシンボルを更に転送し、チャネルインパルス応答は、パイロットシンボルのエネルギーの和に更に依存する。
したがって、パイロットシンボルを各反復で用いることができ、チャネル推定は、転送されたデータシンボルが変調方式において取り得る変調シンボルに等しい事後確率を用いることのみによって達成されるものよりも改善される。周波数領域に拡散されていないパイロットシンボルを有することによって、パイロットシンボルに対するより効率的な初期チャネル推定が可能になる。
特定の特徴によれば、チャネルインパルス応答は、所定の回数、反復的に推定される。
したがって、チャネル推定の複雑度は制限され、非反復チャネル推定と比較して反復チャネル推定の所与のチャネル推定の改善を得るために、所定の反復数が求められる。また、或る特定の反復数を超える反復は、それ以上の大幅なチャネル推定の性能改善をもたらさない。
更に別の態様によれば、本発明は、プログラム可能デバイス内に直接ロード可能なコンピュータプログラムであって、当該コンピュータプログラムがプログラム可能デバイスにおいて実行される際に本発明による方法のステップを実施する命令又はコード部を含む、コンピュータプログラムに関する。
コンピュータプログラムに関する特徴及び利点は、本発明による方法及び装置に関連して上述したものと同じであるので、ここでは繰り返さないことにする。
本発明の特徴は、一例の実施形態の以下の説明を読むことによってより明らかになるであろう。この説明は添付図面に関して作成されたものである。
本発明が実施されるリンクを表す図である。 本発明が実施される受信機のアーキテクチャを表す図である。 本発明による受信機のネットワークインターフェースの構成要素のブロック図である。 本発明によるチャネル推定モジュールの構成要素のブロック図である。 本発明の第１の実現態様による、受信機によって実行されるアルゴリズムの一例を開示する図である。 本発明の第２の実現態様による、受信機によって実行されるアルゴリズムの一例を開示する図である。 符号化ビットと変調シンボルとの間の関係を表す図である。 本発明の第３の実現態様による、受信機によって実行されるアルゴリズムの一例を開示する図である。 本発明の第４の実現態様による、受信機によって実行されるアルゴリズムの一例を開示する図である。
図１は、本発明が実施されるリンクを表している。
送信元Ｓｒｃによって転送される信号は、１つ又は複数の受信機Ｒｅｃに転送される。
リンクは、電力線通信において用いられるような無線リンク又は有線リンクとすることができる。
送信元Ｓｒｃは、衛星、又は基地局のような地上送信機、又は移動電話のような端末、又は中継器に含めることができる。
簡単にするために、図１には１つの送信元Ｓｒｃしか示されていないが、リンクはより多くの数の送信元Ｓｒｃを含むことができる。
簡単にするために、図１には１つの受信機Ｒｅｃしか示されていないが、信号はより多くの数の受信機Ｒｅｃにブロードキャストすることができる。
受信機Ｒｅｃは、ビデオ信号のようなデータがブロードキャストされる移動端末とすることもできるし、移動電話のような遠隔の通信デバイスと通信するか又は移動端末若しくは中継器から信号を受信するサーバー若しくは基地局若しくはホーム基地局と通信する移動端末とすることもできる。
本発明によれば、受信機は：
− サイズＰ×Ｌの第１の行列を求めるとともに、サイズＰ×Ｐの離散フーリエ変換行列を求める。ここで、Ｌはチャネルインパルス応答において想定されるタップ数である。
− 受信データシンボルを生成するために、データシンボルを表す受信信号を復調する。
− 受信データシンボルを並列化する。
− 並列化された受信データシンボルに対して離散フーリエ変換を実行する。
− 変換された受信データシンボルをサブキャリアからデマッピングする。
− デマッピングされた受信データシンボルからチャネルインパルス応答を反復的に推定する。このチャネル推定は、第１の行列と、離散フーリエ変換行列と、転送されたデータシンボルが変調方式において取り得る変調シンボルに等しい事後確率に従って規定される第２の行列とに依存する。
図２は、本発明が実施される受信機のアーキテクチャを表す図である。
受信機Ｒｅｃは、例えば、バス２０１によって互いに接続される構成要素と、図５又は図６又は図８又は図９に開示するようなプログラムによって制御されるプロセッサ２００とに基づくアーキテクチャを有する。
ここで、受信機Ｒｅｃは、専用集積回路に基づくアーキテクチャを有することもできることに留意されたい。
バス２０１は、プロセッサ２００を、読み出し専用メモリＲＯＭ２０２、ランダムアクセスメモリＲＡＭ２０３、及びネットワークインターフェース２０５にリンクする。
メモリ２０３は、変数と、図５又は図６又は図８又は図９に開示するようなアルゴリズムに関連するプログラムの命令とを収容するように意図されたレジスタを含む。
プロセッサ２００は、ネットワークインターフェース２０５の動作を制御する。
読み出し専用メモリ２０２は、図５又は図６又は図８又は図９に開示するようなアルゴリズムに関連するプログラムの命令を含み、これらの命令は受信機Ｒｅｃに電源が投入された際にランダムアクセスメモリ２０３に転送される。
ネットワークインターフェース２０５は、多重化されたデータシンボルと本発明によるパイロットシーケンスとを受信機Ｒｅｃに転送する手段を備える。
ネットワークインターフェース２０５は、図３に開示されるような構成要素を備える。
図３は、本発明による受信機のネットワークインターフェースの構成要素のブロック図を開示している。
ＳＣ−ＦＤＭＡにおいて、送信されるデータは、一組のデータシンボルを与える符号化／変調モジュールによって符号化されてデータシンボルとして編成される。データシンボルは直列から並列に変換され、ＤＦＴ（離散フーリエ変換）によって周波数領域に拡散される。周波数領域に拡散されたデータシンボルは、割り当てられた周波数帯域に含まれるサブキャリアにマッピングされる。周波数マッピングの後に出力されるシンボルは、ＩＤＦＴ（逆離散フーリエ変換）モジュールによって時間領域に逆変換され、並列から直列に変換される。
オプションのサイクリックプレフィックス挿入モジュールを送信前に適用することもできる。
少なくとも１つの信号３０５が少なくとも１つの受信アンテナから受信される。受信信号は、図３には示されていない同期モジュールによって同期される。
オプションのサイクリックプレフィックス除去モジュール３００は、必要ならば同期された信号からサイクリックプレフィックスを除去する。
直列／並列モジュール３０１は、受信信号を並列化する。
ＤＦＴモジュール３０２は、並列化された信号に対してサイズＮのＤＦＴを実行する。
割り当てられたサブキャリアの数がＰである場合、ＤＦＴモジュール３０２によって与えられた信号はＮからＰにデマッピングされる。なお、Ｎは利用可能なサブキャリアの総数である。ここで、簡単にするために、以下ではＰはＮに等しく取られることに留意されたい。
デマッピングされたシンボルは、本発明によるチャネル推定モジュール３１０に転送される。
チャネル推定モジュール３１０は、図４を参照して説明される。
図４は、本発明によるチャネル推定モジュールの構成要素のブロック図を開示している。
復調モジュール４００は、受信シンボルを、符号化ビットの観測値のストリームに復調する。また、復調モジュール４００は、等化と逆ＤＦＴも行う。
符号化ビットの観測値は、必要ならばデインターリーバモジュール４０１によってデインターリーブされる。ビットは、符号語における２つの隣接したビットに関する可能な限り独立した軟情報を作成するためにインターリーブされる。
符号化ビットは、符号化ビットの事後確率を与える軟入力軟出力（ＳＩＳＯ）モジュール４０２によって復号される。
ＳＩＳＯモジュールの出力は、必要ならばインターリーバ４０３によってインターリーブされ、データシンボルの事後確率を与えるために変調モジュール４０４によって変調される。
その後、本発明によれば、データシンボルの事後確率は、事前情報としてＥＭチャネル推定モジュール４０５に与えられる。
ＥＭチャネル推定モジュール４０５は、最尤（ＭＬ）推定の再帰的解法を提供する。
チャネルインパルス応答は、所与のサンプリング周波数でサンプリングされる。チャネルインパルス応答の各サンプルはタップと呼ばれる。
本発明によれば、ｉ＋１回目の反復におけるＬ個のタップからなるサイズＬのベクトルであるチャネルインパルス応答は、
Figure 0006110641
 である。ここで、ΩはサイズＰ×Ｌの行列であり、サイズＮ×Ｎの正規化されていないＤＦＴ行列ΩＮの最初のＬ個の列から構成され、Ｎは周波数帯域の利用可能なサブキャリアの数であり、Ｌはチャネルインパルス応答において仮定されるタップの数である。
Figure 0006110641
ここで、ΩはＰ＝Ｎの場合の例で与えられていることに留意されたい。
Ωの要素は、
Figure 0006110641
 である。
（・）†は（・）の転置共役を示し、ｄｉａｇ（・）はその対角がベクトル（・）である対角行列を示し、Ｙはモジュール３０３の後に観測される変調シンボルの観測値のサイズＰのベクトルである。
Ｐ＜Ｎである場合、行列Ωにおける割り当てられたサブキャリアに対応する行のみが、新たな行列Ωを形成するために選択される。この説明の残りの部分では、ＰはＮに等しいとみなされる。
Figure 0006110641
 ここで、α＝（α０，．．．，αＰ−１）Ｔであり、ＦはＤＦＴ行列
Figure 0006110641
 すなわち
Figure 0006110641
 であり、Ｘは送信元Ｓｒｃによって転送される変調シンボルを含む列ベクトルである。
αは、複数の取り得る変調シンボルを含む列ベクトルであり、各取り得る変調シンボルはＭ個の取り得る変調シンボルに属する。
Figure 0006110641
Ａｐｐｉ（Ｘ＝α）は、Ｘがｉ回目の反復においてベクトルαの値を取る事後確率である。これは、簡単にするために、以下ではＡｐｐｉ（α）と記載される。
第１の実現態様によれば、
Figure 0006110641
 及び
Figure 0006110641
 の簡易計算が行われる。
Figure 0006110641
ＤＦＴの線形特性を用いると、この式は次のように書き換えられる。
Figure 0006110641
Figure 0006110641
 の要素ｋを考える場合、
Figure 0006110641
 が得られる。ここで、αｌは所与の変調におけるｌ番目の変調シンボルである。
例えば、変調が４位相偏移（ＱＰＳＫ）変調である場合、α０＝１＋ｊ、α１＝１−ｊ、α２＝−１−ｊ、α３＝−１＋ｊである。
α０は、α０、α１、α２、α３の中から選択される。α１はα０、α１、α２、α３の中から選択され、α２はα０、α１、α２、α３の中から選択され、α３はα０、α１、α２、α３の中から選択される。
したがって、ベクトル
Figure 0006110641
 の各要素は、数式によって容易に計算することができる。この
Figure 0006110641
 の複雑度は、この場合大きく低減され、移動電話又はホーム基地局のような受信機において実施することができる。
Figure 0006110641
 も簡単化することができる。
Figure 0006110641
 ここで、ｄｉａｇ（Ｖｋ）Ｐ×Ｐは、その対角上に要素Ｖ０〜ＶＰ−１を保持するサイズＰ×Ｐの対角行列を示す。要素｜（Ｆα）ｋ｜２のベクトルは、行列Ｆαα†Ｆ†の対角、すなわち、
Figure 0006110641
 として表すことができる。ここで、ｄｉａｇＭ（Ａ）は、行列Ａの対角の要素で構成されるベクトルに対応する。
したがって、
Figure 0006110641
 である。ここで、
Figure 0006110641
 である。
したがって、行列
Figure 0006110641
 は、非対角である行列
Figure 0006110641
 と同じ対角を有する対角行列である。換言すれば、
Figure 0006110641
 は、行列
Figure 0006110641
 の非対角項を無視したものである。
行列
Figure 0006110641
 の項は次のように計算される。
Figure 0006110641
 及び
Figure 0006110641
第１の実現態様の特定の態様によれば、複雑度を更に低減するためには、
Figure 0006110641
 の全ての要素を計算するのではなく、対角要素を計算するだけでよい。
Figure 0006110641
Figure 0006110641
 はエルミートであるので、
Figure 0006110641
 である。
Ｆｊ，ｋＦ＊ ｊ，ｌ及び｜Ｆｊ，ｋ｜２＝１／Ｐは定数項であり、ルックアップテーブルに記憶することができる。
本発明の第２の実現態様によれば、
Figure 0006110641
 である。ここで、ｌ＝０〜Ｌ−１であるβｌは、定数である所定の一組の実係数である。これらの係数は互いに異なってもよい。これらの係数の和は好ましくは１に等しく、好ましくは、これらの係数は全て１／Ｌに等しい。
分母は、
Figure 0006110641
 の対角和である。
分子は、
Figure 0006110641
 である３つの項の和Ａｌ＋Ｂｌ＋Ｃｌであり、
Figure 0006110641
 である。
図５は、本発明の第１の実現態様による、受信機によって実行されるアルゴリズムの一例を開示している。
より正確には、このアルゴリズムは、受信機Ｒｅｃのプロセッサ２００又は受信機Ｒｅｃの無線インターフェース２０５によって実行される。
本アルゴリズムは周期的に実行され、例えば７１マイクロ秒ごと又は１ミリ秒ごとに実行される。
反復プロセスの間、送信元Ｓｒｃと受信機Ｒｅｃとの間のリンク、すなわち換言すればチャネルインパルス応答は、受信データシンボルのみに基づいて求められる。
ステップＳ５００において、サイズＰ×Ｌの正規化されていないＤＦＴ行列Ω、ＤＦＴ行列Ｆが求められ、変数ｉがヌル（null）値に設定される。
次のステップＳ５０１において、ベクトルＹを生成するために受信シンボルが復調される。同じステップにおいて、サイクリックプレフィックスを除去することもでき、直列／並列変換が行われ、デマッピングが行われる。
次のステップＳ５０２において、チャネルの初期推定が実行される。
初期推定は、最小二乗（ＬＳ）推定又は最小平均二乗チャネル（ＭＭＳＥ）推定等の通常の非反復推定方法によって、例えばパイロットシンボルに対して行われる。
次のステップＳ５０３において、ＳＣ−ＦＤＭＡシンボルの復調が行われる。このステップにおいては、等化と逆ＤＦＴも行われる。
次のステップＳ５０４において、各符号化ビットｂの事後確率ＡＰＰｉ（ｂ）が求められる。符号化ビットは図７に開示されている。
図７は、符号化ビットと変調シンボルの間の関係を表している。
符号化ビットは、変調シンボルＸ０．．．，Ｘｋ，．．．ＸＰ−１にグループ化される。
使用中の変調方式がＭ＝２ｍ個のシンボルを含む場合、シンボルＸ０はビットｂ０ ０〜ｂ０ ｍ−１を含み、シンボルＸｋはビットｂｋ ０〜ｂｋ ｍ−１を含み、シンボルＸＰ−１はビットｂＰ−１ ０〜ｂＰ−１ ｍ−１を含む。
各ビットについて、ビットｂが１の値に等しい事後確率、すなわちＡＰＰｉ(ｂ＝１）と、ビットｂがヌル値に等しい事後確率、すなわちＡＰＰｉ(ｂ＝０）とが求められる。
４位相偏移変調の例によれば、α０は、ビットｂｋ ０＝０及びｂｋ １＝０によって表され、α１は、ビットｂｋ ０＝０及びｂｋ １＝１によって表され、α２は、ビットｂｋ ０＝１及びｂｋ １＝１によって表され、α３は、ビットｂｋ ０＝１及びｂｋ １＝０によって表される。
次のステップＳ５０５において、ｋ＝０〜Ｐ−１の各データシンボルＸｋの事後確率ＡＰＰｉ(Ｘｋ＝αｌ）が求められる。
ｋ＝０〜Ｐ−１の各データシンボルＸｋの事後確率ＡＰＰｉ(Ｘｋ＝αｌ）は、ｌ＝０〜Ｍ−１である取り得る変調シンボル値αｌごとに、符号化ビットの事後確率から求められる。
Figure 0006110641
４位相偏移変調の例によれば、
Figure 0006110641
 である。
次のステップＳ５０６において、行列
Figure 0006110641
 が求められる。
Figure 0006110641
行列
Figure 0006110641
 の項は次のように計算される。
Figure 0006110641
 及び
Figure 0006110641
Figure 0006110641
 はエルミートであるので、
Figure 0006110641
 である。
Ｆｊ，ｋＦ＊ ｊ，ｌ及び｜Ｆｊ，ｋ｜２＝１／Ｐは定数項であり、ルックアップテーブルに記憶することができる。
次のステップＳ５０７において、
Figure 0006110641
 が求められる。
Figure 0006110641
要素
Figure 0006110641
 は次のように計算される。
Figure 0006110641
次のステップＳ５０８において、ｉ＋１回目の反復におけるチャネルインパルス応答が求められる。
Figure 0006110641
次のステップＳ５０９において、変数ｉがインクリメントされる。
次のステップＳ５１０において、変数ｉが、例えば３から１０までの間に含まれる所定の値ｉｍａｘと比較される。
この所定の値ｉｍａｘは、例えば８に等しい。
変数ｉがｉｍａｘ未満である場合、アルゴリズムは、次の反復を開始するためにステップＳ５０３に戻る。そうでない場合、アルゴリズムは中断される。
本アルゴリズムは、パイロットシンボルが、データシンボルと同じ方法で送信元においてＤＦＴモジュールによって処理されるときにも適用可能である。
その場合、ステップＳ５０４及びＳ５０５は、データシンボルについてのみ実行され、パイロットシンボルは受信機Ｒｅｃによって知られているので、各パイロットシンボルＸｐの事後確率ＡＰＰｉ(Ｘｐ）は、そのパイロットシンボルに等しいシンボル値の場合には値１に設定され、他のシンボル値の場合には値０に設定される。
図６は、本発明の第２の実現態様による、受信機によって実行されるアルゴリズムの一例を開示している。
より正確には、このアルゴリズムは、受信機Ｒｅｃのプロセッサ２００によって又は受信機Ｒｅｃの無線インターフェース２０５によって実行される。
本アルゴリズムは周期的に実行され、例えば７１マイクロ秒ごと又は１ミリ秒ごとに実行される。
反復プロセスの間、送信元Ｓｒｃと受信機Ｒｅｃとの間のリンク、すなわち換言すればチャネルインパルス応答は、受信データシンボルのみに基づいて求められる。
ステップＳ６００において、サイズＰ×Ｌの正規化されていないＤＦＴ行列Ω、ＤＦＴ行列Ｆが求められ、変数ｉがヌル値に設定される。
次のステップＳ６０１において、ベクトルＹを生成するために、受信データシンボルが復調される。同じステップにおいて、サイクリックプレフィックスを除去することもでき、直列／並列変換が行われ、デマッピングが行われる。
次のステップＳ６０２において、チャネルの初期推定が、例えばパイロットシンボルに対して実行される。
初期推定は、最小二乗（ＬＳ）推定又は最小平均二乗チャネル（ＭＭＳＥ）推定等の通常の非反復推定方法によって行われる。
次のステップＳ６０３において、ＳＣ−ＦＤＭＡシンボルの復調が行われる。このステップにおいては、等化と逆ＤＦＴも行われる。
次のステップＳ６０４において、各符号化ビットｂの事後確率ＡＰＰｉ（ｂ）が求められる。符号化ビットは図７に開示されている。
各ビットについて、ビットｂが１の値に等しい事後確率、すなわちＡＰＰｉ(ｂ＝１）と、ビットｂがヌル値に等しい事後確率、すなわちＡＰＰｉ(ｂ＝０）とが求められる。
４位相偏移変調の例によれば、α０は、ビットｂｋ ０＝０及びｂｋ １＝０によって表され、α１は、ビットｂｋ ０＝０及びｂｋ １＝１によって表され、α２は、ビットｂｋ ０＝１及びｂｋ １＝１によって表され、α３は、ビットｂｋ ０＝１及びｂｋ １＝０によって表される。
次のステップＳ６０５において、ｋ＝０〜Ｐ−１の各データシンボルＸｋの事後確率ＡＰＰｉ(Ｘｋ＝αｌ）が求められる。
ｋ＝０〜Ｐ−１の各データシンボルＸｋの事後確率ＡＰＰｉ(Ｘｋ＝αｌ）は、ｌ＝０〜Ｍ−１である取り得る変調シンボル値αｌごとに、符号化ビットの事後確率から求められる。
Figure 0006110641
４位相偏移変調の例によれば、
Figure 0006110641
 である。
次のステップＳ６０６において、行列
Figure 0006110641
 の対角和
Figure 0006110641
 が、ステップＳ５０６において開示したように求められる。
Figure 0006110641
次のステップＳ６０７において、ｌ＝０〜Ｌ−１のそれぞれについて、３つの項Ａｌ、Ｂｌ及びＣｌが求められる。
Figure 0006110641
 ただし、
Figure 0006110641
 である。
次のステップＳ６０８において、ｉ＋１回目の反復におけるｌ＝０〜Ｌ−１の各チャネルインパルス応答が求められる。
Figure 0006110641
分母は、
Figure 0006110641
 の対角和である。
分子は、３つの項の和Ａｌ＋Ｂｌ＋Ｃｌである。
次のステップＳ６０９において、変数ｉがインクリメントされる。
次のステップＳ６１０において、変数ｉが、例えば３から１０までの間に含まれる所定の値ｉｍａｘと比較される。
この所定の値ｉｍａｘは、例えば８に等しい。
変数ｉがｉｍａｘ未満である場合、アルゴリズムは、次の反復を開始するためにステップＳ６０３に戻る。そうでない場合、アルゴリズムは中断される。
本アルゴリズムは、パイロットシンボルが、データシンボルと同じ方法で送信元においてＤＦＴモジュールによって処理されるときにも適用可能である。
その場合、ステップＳ５０４及びＳ５０５は、データシンボルについてのみ実行され、パイロットシンボルは受信機Ｒｅｃによって知られているので、各パイロットシンボルＸｐの事後確率ＡＰＰｉ(Ｘｐ）は、そのパイロットシンボルに等しいシンボル値の場合には値１に設定され、他のシンボル値の場合には値０に設定される。
図８は、本発明の第３の実現態様による、受信機によって実行されるアルゴリズムの一例を開示している。
本アルゴリズムは周期的に実行され、例えば７１マイクロ秒ごと又は１ミリ秒ごとに実行される。
本アルゴリズムは、反復プロセスの間、送信元Ｓｒｃと受信機Ｒｅｃとの間のリンク、すなわち換言すればチャネルインパルス応答が、受信パイロットシンボル及び受信データシンボルに基づいて求められ、パイロットシンボルが送信元においてＤＦＴモジュールによってデータシンボルとして処理されず、サブキャリアに個々にマッピングされるという意味で、図５のアルゴリズムとは異なる。
ステップＳ８００において、Ｐ＝（Ｎｄ＋Ｎｐ）にＬを乗じたサイズの正規化されていないＤＦＴ行列Ωが、データシンボルがマッピングされるＮｄ個のサブキャリア及びパイロットシンボルがマッピングされるＮｐ個のサブキャリアに関して求められ、サイズＮｄ×ＮｄのＤＦＴ行列Ｆが求められ、変数ｉがヌル値に設定される。
次のステップＳ８０１において、ベクトルＹを生成するために、受信データシンボル及び受信パイロットシンボルが復調される。同じステップにおいて、サイクリックプレフィックスを除去することもでき、直列／並列変換が行われ、デマッピングが行われる。
次のステップＳ８０２において、チャネルの初期推定が実行される。
初期推定は、最小二乗（ＬＳ）推定又は最小平均二乗チャネル（ＭＭＳＥ）推定等の通常の非反復推定方法によって、例えばパイロットシンボルに対して行われる。
次のステップＳ８０３において、ＳＣ−ＦＤＭＡデータシンボルの復調が行われる。このステップにおいては、等化と逆ＤＦＴも行われる。
次のステップＳ８０４において、各符号化ビットｂの事後確率ＡＰＰｉ（ｂ）が求められる。符号化ビットは図７に開示されている。
各ビットについて、ビットｂが１の値に等しい事後確率、すなわちＡＰＰｉ(ｂ＝１）と、ビットｂがヌル値に等しい事後確率、すなわちＡＰＰｉ(ｂ＝０）とが求められる。
４位相偏移変調の例によれば、α０は、ビットｂｋ ０＝０及びｂｋ １＝０によって表され、α１は、ビットｂｋ ０＝０及びｂｋ １＝１によって表され、α２は、ビットｂｋ ０＝１及びｂｋ １＝１によって表され、α３は、ビットｂｋ ０＝１及びｂｋ １＝０によって表される。
次のステップＳ８０５において、ｋ＝０〜Ｎｄ−１の各データシンボルＸｋの事後確率ＡＰＰｉ(Ｘｋ＝αｌ）が求められる。
ｋ＝０〜Ｎｄ−１の各データシンボルＸｋの事後確率ＡＰＰｉ(Ｘｋ＝αｌ）は、ｌ＝０〜Ｍ−１である取り得る変調シンボル値αｌごとに、符号化ビットの事後確率から求められる。
Figure 0006110641
４位相偏移変調の例によれば、
Figure 0006110641
 である。
次のステップＳ８０６において、行列
Figure 0006110641
 が求められる。
Figure 0006110641
行列
Figure 0006110641
 の項は次のように計算される。
Figure 0006110641
 及び
Figure 0006110641
次のステップＳ８０７において、新たな行列が形成される。この新たな行列
Figure 0006110641
 は、行列
Figure 0006110641
 と、パイロットシンボルがマッピングされるサブキャリアの位置の新たな行とを含む。受信パイロットシンボルＸｐごとに、その受信パイロットシンボルＸｐのエネルギー値｜Ｘｐ｜２が、新たな行列
Figure 0006110641
 の行の対角に対応する要素位置に挿入される。
次のステップＳ８０８において、ステップＳ５０７において開示したように、
Figure 0006110641
 が求められる。
次のステップＳ８０９において、新たな対角行列
Figure 0006110641
 が形成される。
Figure 0006110641
 は、データシンボルがマッピングされる行では
Figure 0006110641
 の値を取り、パイロットシンボルがマッピングされる行ではパイロットシンボルＸｐを取る。
次のステップＳ８１０において、ｉ＋１回目の反復におけるチャネルインパルス応答が求められる。
Figure 0006110641
次のステップＳ８１１において、変数ｉがインクリメントされる。
次のステップＳ８１２において、変数ｉが、例えば３から１０までの間に含まれる所定の値ｉｍａｘと比較される。
この所定の値ｉｍａｘは、例えば８に等しい。
変数ｉがｉｍａｘ未満である場合、アルゴリズムは、次の反復を開始するためにステップＳ８０３に戻る。そうでない場合、アルゴリズムは中断される。
図９は、本発明の第４の実現態様による、受信機によって実行されるアルゴリズムの一例を開示している。
本アルゴリズムは周期的に実行され、例えば７１マイクロ秒ごと又は１ミリ秒ごとに実行される。
本アルゴリズムは、反復プロセスの間、送信元Ｓｒｃと受信機Ｒｅｃとの間のリンク、すなわち換言すればチャネルインパルス応答が、受信パイロットシンボル及び受信データシンボルに基づいて求められ、パイロットシンボルが送信元においてＤＦＴモジュールによってデータシンボルとして処理されず、サブキャリアに個々にマッピングされるという意味で、図６のアルゴリズムとは異なる。
ステップＳ９００において、サイズＰ×Ｌの正規化されていないＤＦＴ行列Ωが、データがマッピングされるＮｄ個のサブキャリア及びパイロットシンボルがマッピングされるＮｐ個のサブキャリアに関して求められ、サイズＮｄ×ＮｄのＤＦＴ行列Ｆが求められ、変数ｉがヌル値に設定される。
次のステップＳ９０１において、ベクトルＹを生成するために、受信データシンボル及び受信パイロットシンボルが復調される。同じステップにおいて、サイクリックプレフィックスを除去することもでき、直列／並列変換が行われ、デマッピングが行われる。
次のステップＳ９０２において、チャネルの初期推定が実行される。
初期推定は、最小二乗（ＬＳ）推定又は最小平均二乗チャネル推定等の通常の非反復推定方法によって、例えばパイロットシンボルに対して行われる。
次のステップＳ９０３において、ＳＣ−ＦＤＭＡシンボルの復調が行われる。このステップにおいては、等化と逆ＤＦＴも行われる。
次のステップＳ９０４において、各符号化ビットｂの事後確率ＡＰＰｉ（ｂ）が求められる。符号化ビットは図７に開示されている。
各ビットについて、ビットｂが１の値に等しい事後確率、すなわちＡＰＰｉ(ｂ＝１）と、ビットｂがヌル値に等しい事後確率、すなわちＡＰＰｉ(ｂ＝０）とが求められる。
４位相偏移変調の例によれば、α０は、ビットｂｋ ０＝０及びｂｋ １＝０によって表され、α１は、ビットｂｋ ０＝０及びｂｋ １＝１によって表され、α２は、ビットｂｋ ０＝１及びｂｋ １＝１によって表され、α３は、ビットｂｋ ０＝１及びｂｋ １＝０によって表される。
次のステップＳ９０５において、ｋ＝０〜Ｎｄ−１の各データシンボルＸｋの事後確率ＡＰＰｉ(Ｘｋ＝αｌ）が求められる。
ｋ＝０〜Ｎｄ−１の各データシンボルＸｋの事後確率ＡＰＰｉ(Ｘｋ＝αｌ）は、ｌ＝０〜Ｍ−１である取り得る変調シンボル値αｌごとに、符号化ビットの事後確率から求められる。
Figure 0006110641
四位相偏移変調の例によれば、
Figure 0006110641
 である。
次のステップＳ９０６において、行列
Figure 0006110641
 の対角和が求められる。
Figure 0006110641
次のステップＳ９０７において、３つの項Ａｌ’、Ｂｌ’及びＣｌ’が求められる。
Figure 0006110641
 ここで、ｋｄ（ｍ）は、ｍ番目のデータシンボルがマッピングされるサブキャリアであり、ｋｐ（ｊ）は、ｊ番目のパイロットシンボルがマッピングされるサブキャリアである。
次のステップＳ９０８において、ｉ＋１回目の反復におけるｌ＝０〜Ｌ−１の各チャネルインパルス応答が求められる。
Figure 0006110641
分母は
Figure 0006110641
 の対角和に、受信パイロットシンボルのエネルギーの和を加算したものである。
分子は、３つの項の和Ａｌ’＋Ｂｌ’＋Ｃｌ’である。
次のステップＳ９０９において、変数ｉがインクリメントされる。
次のステップＳ９１０において、変数ｉが、例えば３から１０までの間に含まれる所定の値ｉｍａｘと比較される。
この所定の値ｉｍａｘは、例えば８に等しい。
変数ｉがｉｍａｘ未満である場合、アルゴリズムは、次の反復を開始するためにステップＳ９０３に戻る。そうでない場合、アルゴリズムは中断される。
当然のことながら、本発明の範囲から逸脱することなく、上述した本発明の実施形態に対して多くの変更を行うことができる。

Claims (14)

  1. 送信元と受信機との間のチャネルインパルス応答を推定する方法であって、
    前記送信元は、データを符号化してデータシンボルとして編成し、該データシンボルを直列から並列に変換し、該変換されたデータシンボルを離散フーリエ変換によって周波数領域に拡散し、該周波数領域に拡散されたデータシンボルを周波数帯域のＮ個のサブキャリアの中の送信用に割り当てられたＰ個のサブキャリアにマッピングし、該マッピングされたデータシンボルを逆離散フーリエ変換によって時間領域に逆変換し、該逆変換されたデータシンボルを並列から直列に変換し、データシンボルを表す信号の形態で前記受信機に転送し、
    該方法は、前記受信機によって実行されるステップであって、
    − サイズＰ×Ｌの第１の行列を求めるとともに、サイズＰ×Ｐの離散フーリエ変換行列を求めるステップであって、Ｌは前記チャネルインパルス応答において想定されるタップ数である、求めるステップと、
    − 受信データシンボルを生成するために、データシンボルを表す受信信号を復調するステップと、
    − 前記受信データシンボルを並列化するステップと、
    − 前記並列化された受信データシンボルに対して離散フーリエ変換を実行するステップと、
    − 前記変換された受信データシンボルを前記サブキャリアからデマッピングするステップと、
    − 前記デマッピングされた受信データシンボルから前記チャネルインパルス応答を反復的に推定するステップであって、該チャネル推定は、前記第１の行列と、前記離散フーリエ変換行列と、前記転送されたデータシンボルが変調方式において取り得る変調シンボルに等しい事後確率に従って規定される第２の行列とに依存する、推定するステップと
    を含み、
    前記第２の行列は対角行列であり、該対角行列の要素は、前記離散フーリエ変換行列及び第４の行列から得られる第３の行列の対角要素であり、前記第４の行列の要素は、
    Figure 0006110641
     及び
    Figure 0006110641
     に等しいことを特徴とし、ここで、ＡＰＰｉ(Ｘｋ＝αｌ）はデータシンボルＸｋがαｌに等しい事後確率であり、αｌは前記取り得る変調シンボルにおけるｌ番目の変調シンボルであり、Ｍは前記取り得る変調シンボルの総数であり、（・）＊は（・）の共役を示すことを特徴とする、送信元と受信機との間のチャネルインパルス応答を推定する方法。
  2. 前記第２の行列は、
    Figure 0006110641
     に等しいことを特徴とし、ここで、ｄｉａｇ（・）はその対角がベクトル（・）である対角行列を示し、ｄｉａｇＭ（・）は行列（・）の対角の要素から構成されるベクトルを示し、Ｆは前記離散フーリエ変換行列であり、（・）†は（・）の転置共役を示す、請求項１に記載の方法。
  3. （ｉ＋１）回目の反復における前記チャネルインパルス応答は、次の式に従って求められることを特徴とし、
    Figure 0006110641
     ここで、Ωは、サイズＮ×Ｎの正規化されていないＤＦＴ行列ΩＮの最初のＬ個の列と、割り当てられたサブキャリアに対応する前記行列ΩＮのＰ個の行とから構成されるサイズＰ×Ｌの行列であり、ｄｉａｇ（・）はその対角がベクトル（・）である対角行列を示し、Ｆは前記離散フーリエ変換であり、（・）†は（・）の転置共役を示し、
    Figure 0006110641
     は前記第２の行列であり、Ｙはデマッピングされた受信データシンボルのサイズＰのベクトルであり、
    Figure 0006110641
     はシンボルＸｋがαｌに等しい事後確率から求められ、αｌは前記取り得る変調シンボルにおけるｌ番目の変調シンボルである、請求項２に記載の方法。
  4. 前記第３の行列の対角係数のみが計算されることを特徴とする、請求項１に記載の方法。
  5. 前記送信元は、前記離散フーリエ変換によって周波数領域に拡散されたパイロットシンボルを更に転送し、前記受信機は、各パイロットシンボルの事後確率を、該パイロットシンボルに等しいシンボル値の場合には値１に設定し、他のシンボル値の場合には値０に設定することを特徴とする、請求項１〜４のいずれか一項に記載の方法。
  6. 前記送信元は、前記離散フーリエ変換によって周波数領域に拡散されていないパイロットシンボルを更に転送することを特徴とし、前記方法は、
    − パイロットシンボルがマッピングされるサブキャリアの位置に新たな行を挿入することによって、前記第２の行列を新たな行列に拡張するステップと、
    − 各受信パイロットシンボルについて、該受信パイロットシンボルのエネルギー値を、前記新たな行列の行の対角に対応する要素位置に挿入するステップと
    を更に含むことを特徴とする、請求項１〜４のいずれか一項に記載の方法。
  7. 前記チャネル推定は、前記第２の行列の対角和から計算されるものとして、前記第２の行列に依存することを特徴とする、請求項１に記載の方法。
  8. （ｉ＋１）回目の反復における前記チャネルインパルス応答の分母は、
    Figure 0006110641
     の対角和であることを特徴とする、請求項２又は７に記載の方法。
  9. （ｉ＋１）回目の反復における前記チャネルインパルス応答は、次の式に従って求められることを特徴とし、
    Figure 0006110641
     ここで、Ａｌ、Ｂｌ及びＣｌは、ｌ＝０〜Ｌ−１のそれぞれについて求められ、
    Figure 0006110641
     ｈｌ（ｉ）はｉ回目の反復における前記チャネルインパルス応答のｌ番目のタップであり、
    Ωｋ，ｌは前記第１の行列Ωの第ｋ行第ｌ’列の係数であり、Ｙｋはデマッピングされた受信データシンボルのサイズＰのベクトルのｋ番目の係数であり、
    （・）†は（・）の転置共役を示し、（・）＊は（・）の共役を示す、請求項７又は１に記載の方法。
  10. 前記送信元は、前記離散フーリエ変換によって周波数領域に拡散されたパイロットシンボルを更に転送し、前記受信機は、各パイロットシンボルの事後確率を、該パイロットシンボルに等しいシンボル値の場合には値１に設定し、他のシンボル値の場合には値０に設定することを特徴とする、請求項７〜９のいずれか一項に記載の方法。
  11. 前記送信元は、前記離散フーリエ変換によって周波数領域に拡散されていないパイロットシンボルを更に転送することを特徴とし、前記チャネルインパルス応答は、前記パイロットシンボルのエネルギーの和に更に依存することを特徴とする、請求項７〜９のいずれか一項に記載の方法。
  12. 前記チャネルインパルス応答は、所定の回数、反復的に推定されることを特徴とする、請求項１〜１１のいずれか一項に記載の方法。
  13. 送信元と受信機との間のチャネルインパルス応答を推定するデバイスであって、
    前記送信元は、データを符号化してデータシンボルとして編成し、該データシンボルを直列から並列に変換し、該変換されたデータシンボルを離散フーリエ変換によって周波数領域に拡散し、該周波数領域に拡散されたデータシンボルを周波数帯域のＮ個のサブキャリアの中の送信用に割り当てられたＰ個のサブキャリアにマッピングし、該マッピングされたデータシンボルを逆離散フーリエ変換によって時間領域に逆変換し、該逆変換されたデータシンボルを並列から直列に変換し、データシンボルを表す信号の形態で前記受信機に転送し、
    該デバイスは、前記受信機に含まれ、
    − サイズＰ×Ｌの第１の行列を求めるとともに、サイズＰ×Ｐの離散フーリエ変換行列を求める手段であって、Ｌは前記チャネルインパルス応答において想定されるタップ数である、求める手段と、
    − 受信データシンボルを生成するために、データシンボルを表す受信信号を復調する手段と、
    − 前記受信データシンボルを並列化する手段と、
    − 前記並列化された受信データシンボルに対して離散フーリエ変換を実行する手段と、
    − 前記変換された受信データシンボルを前記サブキャリアからデマッピングする手段と、
    − 前記デマッピングされた受信データシンボルから前記チャネルインパルス応答を反復的に推定する手段であって、該チャネル推定は、前記第１の行列と、前記離散フーリエ変換行列と、前記転送されたデータシンボルが変調方式において取り得る変調シンボルに等しい事後確率に従って規定される第２の行列とに依存する、推定する手段と
    を備え、
    前記第２の行列は対角行列であり、該対角行列の要素は、前記離散フーリエ変換行列及び第４の行列から得られる第３の行列の対角要素であり、前記第４の行列の要素は、
    Figure 0006110641
     及び
    Figure 0006110641
     に等しいことを特徴とし、ここで、ＡＰＰｉ(Ｘｋ＝αｌ）はデータシンボルＸｋがαｌに等しい事後確率であり、αｌは前記取り得る変調シンボルにおけるｌ番目の変調シンボルであり、Ｍは前記取り得る変調シンボルの総数であり、（・）＊は（・）の共役を示すことを特徴とする、送信元と受信機との間のチャネルインパルス応答を推定するデバイス。
  14. プログラム可能デバイス内に直接ロード可能なコンピュータプログラムであって、該コンピュータプログラムがプログラム可能デバイスにおいて実行される際に請求項１〜１２のいずれか一項に記載の方法のステップを実施する命令又はコード部を含む、コンピュータプログラム。
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