JP6059104B2 - 端子の接続構造、及び、伝送経路 - Google Patents

Description

本発明は、端子の接続構造及び伝送経路に関する。

一般に、自動車等の車両におけるバックカメラやカーナビ等の電子機器に接続されるワイヤハーネスには、箱型端子や片持ちバネ端子等を備えるコネクタが用いられている。箱型端子は、振動に強いが数Ｇｂｐｓの高速ディジタル伝送には不向きとされている。また、片持ちバネ端子は、高速ディジタル伝送に向いているが振動に対する瞬断や接触不良の発生が懸念されている。

そこで、片持ちバネ形状よりも振動に強く、箱型端子よりも高速ディジタル伝送に適した音叉型の雌端子と、その雌端子に接続される雄端子とからなる端子の接続構造が検討されている（特許文献１、２参照）。音叉型の雌端子は、プレス加工によって、平面形状の雌端子本体に互いに向かい合う一対の片持ちバネ状の接触端子部を形成して音叉型としたものである。音叉型の雌端子は、この音叉型の雌端子の接触端子部間に、平面形状の雄端子本体に板状のタブ端子部を形成した雄端子のタブ端子部が挿し込まれることで、接触端子部によってタブ端子部が挟持されて互いに導通接続される。

特開２０００−４０５６３号公報 特許第３４１４４０２号公報

しかし、上記の音叉型の雌端子と、それに嵌合されて接続される雄端子とから構成される端子の接続構造では、以下のような課題があった。

（１）音叉型の雌端子と雄端子が接触する箇所において、雄端子のタブ端子部は、雌端子本体が形成される平面に対して垂直に配置される。このように雌端子の主たる平面を形成する雌端子本体と雄端子の主たる平面を形成するタブ端子部が約９０度捻じれてしまうと、高速ディジタル伝送時に良好な電気的特性が得られない場合がある。
（２）音叉型の雌端子と雄端子が接触する箇所において、雌端子の接触端子部及び雄端子のタブ端子部の幅や厚さなどの形状が異なるものであると、インピーダンス特性やそれに起因するＳパラメータなどが異なることが懸念される。このため、高速ディジタル伝送時に良好な電気的特性が得られない場合がある。

本発明は、上述した事情に鑑みてなされたものであり、その目的は、高速ディジタル伝送に対応可能であり且つ良好な電気的特性を得ることが可能な端子の接続構造、及び、そのような伝送経路を提供することにある。

前述した目的を達成するために、本発明に係る端子の接続構造及び伝送経路は、下記（１）〜（６）を特徴としている。
（１） 雄端子と雌端子とを接続する端子の接続構造であって、
前記雄端子は、
平板状に形成された雄端子本体と、前記雄端子本体の先端から前記雄端子本体と同一平面上に前記雌端子との接続方向へ向かって延在するタブ端子部と、を有し、
前記雌端子は、
平板状に形成された雌端子本体と、該雌端子本体の先端から前記雌端子本体と同一平面上に前記雄端子との接続方向へ向かって延在する一対の接触端子部と、を有し、
前記雄端子と前記雌端子とが接続されるとき、
前記タブ端子部は、前記雌端子の前記一対の接触端子部の内側面に挟まれて前記内側面に当接し、且つ、該接触端子部が延在する同一平面上に位置し、
前記一対の接触端子部は、該接触端子部の外側面と前記雄端子本体の側面とが面一となるような形状を有する、
こと。
（２） 前記雄端子が、
前記タブ端子部を挟むように前記雄端子本体の先端に設けられた一対の係合突起を更に有し、
前記雄端子と前記雌端子とが接続されるとき、
前記一対の係合突起の各々が、前記一対の接触端子部の各々の先端部に当接する、
こと。
（３） 上記（２）又は（３）の構成の端子の接続構造であって、
前記接触端子部の前記内側面には、互いに対向する方向へ突出する接触部が形成されている、
こと。
（４） 上記（２）又は（３）の構成の端子の接続構造であって、
前記雄端子と前記雌端子とが接続されるとき、前記タブ端子部と前記一対の接触端子部との当接箇所、及び、前記一対の係合突起と前記一対の接触端子部との当接箇所が、同一平面上に存在する、
こと。
（５） 上記（２）〜（４）の何れか一つの構成の端子の接続構造であって、
前記係合突起が、前記接触端子部の先端部を前記タブ端子部側へ変位させるガイド面部を有する、
こと。
（６） 一対の線路を備えた伝送線路であって、
前記一対の線路の各々は、
雄端子と雌端子との接続点を有し、
前記雄端子は、
平板状に形成された雄端子本体と、前記雄端子本体の先端から前記雄端子本体と同一平面上に前記雌端子との接続方向へ向かって延在するタブ端子部と、を有し、
前記雌端子は、
平板状に形成された雌端子本体と、該雌端子本体の先端から前記雌端子本体と同一平面上に前記雄端子との接続方向へ向かって延在する一対の接触端子部と、を有し、
前記接続点において、
前記タブ端子部は、前記雌端子の前記一対の接触端子部の内側面に挟まれて前記内側面に当接し、且つ、該接触端子部が延在する同一平面上に位置し、
前記一対の接触端子部は、該接触端子部の外側面と前記雄端子本体の側面とが面一となるような形状を有する、
こと。

上記（１）の構成の端子の接続構造では、雄端子と雌端子とが接続されるとき、雄端子のタブ端子部が、雌端子の一対の接触端子部の内側面に挟まれてその内側面に当接し、且つ、接触端子部が延在する同一平面上に位置することになる。更に、一対の接触端子部は、接触端子部の外側面と雄端子本体の側面とが面一となるような形状を有している。そのため、雄端子と雌端子との接触箇所におけるインピーダンス特性が、上述した従来の端子の接続構造に比べ、一様により近い状態となる。この結果、上述した従来の端子の接続構造に比べ、雄端子と雌端子との接触箇所における反射損失が小さく、理想的な状態により近い電気的特性が得られる。よって、本発明の端子の接続構造は、高速ディジタル伝送に対応可能であり且つ良好な電気的特性を得ることが可能である。
上記（２）の構成の端子の接続構造では、雄端子と雌端子とが接続されるとき、雌端子の接触端子部が雄端子の係合突起に当接する。これにより、この当接が無い場合（例えば、タブ端子部と一対の端子接触部との当接のみの場合）に比べ、両端子の接触箇所における端子幅の変動が小さくなる。換言すると、両端子の幅が同一に近いことになる。更に、信号を伝送する電流が、雌端子の接触端子部と雄端子の係合突起とを通過して流れる（換言すると、雄端子と雌端子とを結ぶ直線的な経路を流れる）ことになる。その結果、上述した従来の端子の接続構造に比べ、伝送線路の表面及びエッジを流れる高周波の特性に有利な形状となり、より良好な電気的特性を得られる。
上記（３）の構成の端子の接続構造では、雄端子と雌端子とが接続されるとき、雌端子の接触端子部の内側面に形成された接触部が雄端子のタブ端子部に接触し、良好な導通状態を得ることができる。
上記（４）の構成の端子の接続構造では、雄端子と雌端子とが接続されるとき、タブ端子部と一対の接触端子部との当接箇所、及び、一対の係合突起と一対の接触端子部との当接箇所が、同一平面上に存在する。換言すると、両端子の厚さが同一に近いことになる。その結果、上述した従来の端子の接続構造に比べ、伝送線路の表面及びエッジを流れる高周波の特性に有利な形状となり、より良好な電気的特性を得られる。
上記（５）の構成の端子の接続構造では、雄端子と雌端子とが接続されるとき、係合突起のガイド面部によって雌端子の接触端子部の先端がタブ端子部側へ向けて変位される。これにより、接触端子部がタブ端子部に押し付けられて強く接触することになる。その結果、雄端子と雌端子とがより確実に導通される。
上記（６）の構成の伝送経路では、上記（１）と同様、雄端子と雌端子とが接続されるとき、雄端子のタブ端子部が、雌端子の一対の接触端子部の内側面に挟まれてその内側面に当接し、且つ、接触端子部が延在する同一平面上に位置することになる。更に、一対の接触端子部は、接触端子部の外側面と雄端子本体の側面とが面一となるような形状を有している。そのため、雄端子と雌端子との接触箇所におけるインピーダンス特性が、上述した従来の端子の接続構造に比べ、一様により近い状態となる。この結果、上述した従来の端子の接続構造に比べ、雄端子と雌端子との接触箇所における反射損失が小さく、理想的な状態により近い電気的特性が得られる。別の言い方をすると、本構成の伝送経路では、一対の線路上に端子が存在しない場合と同程度の伝送特性を得られることになる（図１３の右側のグラフも参照。）よって、本発明の伝送経路は、高速ディジタル伝送に対応可能であり且つ良好な電気的特性を得られる。

本発明によれば、高速ディジタル伝送に対応可能で、しかも良好な電気的特性を得ることが可能な端子の接続構造を提供できる。

以上、本発明について簡潔に説明した。更に、以下に説明される発明を実施するための形態（以下、「実施形態」という。）を添付の図面を参照して通読することにより、本発明の詳細は更に明確化されるであろう。

図１は、本実施形態に係る端子の接続構造を示す嵌合前の状態の斜視図である。 図２（ａ）及び図２（ｂ）は、本実施形態に係る端子の接続構造を示す図であって、図２（ａ）は嵌合途中における斜視図、図２（ｂ）は嵌合時における斜視図である。 図３（ａ）及び図３（ｂ）は、それぞれ高調波の波形を示すグラフ図である。 図４は、一般的な同軸ケーブルの構造を示す概略断面図である。 図５は、一般的なプリント配線基板の構造を示す概略断面図である。 図６は、同軸ケーブルとプリント配線基板との接続箇所における斜視図である。 図７（ａ）及び図７（ｂ）は、ポートのインピーダンスを示す図であって、図７（ａ）は同軸ケーブルのインピーダンスを示す模式図、図７（ｂ）はマイクロストリップ線路のインピーダンスを示す模式図である。 図８（ａ）及び図８（ｂ）は、同軸ケーブル及びマイクロストリップ線路を繋げた場合の接続点でのインピーダンス特性を示したＴＤＲ波形であり、図８（ａ）は同軸ケーブルから見たインピーダンス特性を示したものであり、図８（ｂ）はマイクロストリップ線路から見たインピーダンス特性を示したものである。 図９は、伝送線路の想定モデルを示す概略構成図である。 図１０（ａ）から図１０（ｅ）は、雄端子と音叉型の雌端子との嵌合時におけるインピーダンスの検証結果を示す図であって、図１０（ａ）から図１０（ｅ）は、それぞれ端子の接続構造の配置や姿勢等を異ならせた状態での雄端子と雌端子との嵌合状態及びインピーダンスを示す図である。 図１１は、雄端子と音叉型の雌端子とからなる端子の接続構造のモデル寸法を示す斜視図である。 図１２は、差動ストリップラインを説明する概略断面図である。 図１３は、本実施形態に係る端子の接続構造の嵌合状態及びインピーダンス特性を示す図である。

以下、本発明に係る実施形態の例を、図面を参照して説明する。

［雌端子及び雄端子の構造］
まず、本発明に係る実施形態の端子の接続構造について説明する。図１は、本実施形態に係る端子の接続構造を示す嵌合前の状態の斜視図である。図２（ａ）及び図２（ｂ）は、本実施形態に係る端子の接続構造を示す図であって、図２（ａ）は嵌合途中における斜視図、図２（ｂ）は嵌合時における斜視図である。

図１に示すように、本実施形態に係る端子の接続構造１１は、雄端子１２と、雌端子１３と、によって構成される。雄端子１２及び雌端子１３は、銅または銅合金等の導電性の金属板にプレス加工を施すことで形成されている。形成された雄端子１２及び雌端子１３の表面には、錫、金、ニッケル等によってメッキを施してもよい。尚、本発明の雄端子１２及び雌端子１３は、メッキ等の表面処理の有無によって限定されるものではなく、また、表面処理が施される場合のその表面処理の種類によって限定されない。これらの雄端子１２及び雌端子１３には、その後端部に、接続部（図示略）が設けられいる。接続部には、ワイヤハーネスの電線が接続される。これらの雄端子１２及び雌端子１３は、コネクタを構成するハウジングに収容される。そして、コネクタ同士を嵌合させることで、雄端子１２と雌端子１３とが互いに導通接続する。

雄端子１２は、雄端子本体２１と、タブ端子部２２とを有している。図１に示すように、雄端子本体２１は、平板状に形成されている。タブ端子部２２は、雄端子本体２１の先端部に形成されており、雄端子本体２１の先端における中央部分から延在されている。このタブ端子部２２は、雄端子本体２１よりも幅寸法が小さくされている。このタブ端子部２２は、雄端子本体２１と同一平面上に形成されている。雄端子１２には、雄端子本体２１の先端におけるタブ端子部２２の両側に、係合突起２３が形成されている。この係合突起２３には、雄端子１２の後端へ向かって次第に幅方向の中央側へ傾斜するガイド面部２４が形成されている。

雌端子１３は、雌端子本体３１と、一対の接触端子部３２とを有している。雌端子本体３１は、平板状に形成されており、この雌端子本体３１の先端側に、一対の接触端子部３２が一体に形成されている。それぞれの接触端子部３２は、雌端子本体３１と同一平面上に形成されている。接触端子部３２は、雌端子本体３１の先端における両側から先端へ向かって延在されている。これらの接触端子部３２は、雌端子本体３１から先端へ向かって次第に幅寸法が狭くされている。これらの接触端子部３２は、先端へ向かって互いに離間されている。接触端子部３２は、その先端部近傍に、接触部３３が形成されている。接触部３３は、互いに対向する内側へ向かって突出されている。一対の接触端子部３２それぞれに設けられた接触部３３の間隔は、雄端子１２のタブ端子部２２の幅寸法よりも僅かに小さくされている。接触部３３には、接触端子部３２の先端側に、テーパ部３４が形成されている。これらのテーパ部３４は、接触端子部３２の後端側へ向かって互いに近接する方向へ傾斜されている。それぞれの接触端子部３２の先端部は、円弧状に形成されている。

次に、上記の雄端子１２と雌端子１３とを嵌合し、互いに導通接続された状態の構造について説明する。

雄端子１２のタブ端子部２２を、雌端子１３の接触端子部３２側に向けた状態で、雄端子１２と雌端子１３とを近接させる。すると、雄端子１２のタブ端子部２２の先端部が雌端子１３のテーパ部３４に接触し、タブ端子部２２が一対の接触端子部３２の間に案内される。

雄端子１２と雌端子１３とをさらに近接させると、図２（ａ）に示すように、雄端子１２のタブ端子部２２が雌端子１３の接触端子部３２の間に入り込む。これにより、雄端子１２のタブ端子部２２には、その側面に、接触端子部３２の接触部３３が接触する。

雄端子１２と雌端子１３とをさらに近接させると、図２（ｂ）に示すように、雄端子１２のタブ端子部２２が雌端子１３の接触端子部３２の間にさらに入り込む。これにより、雄端子１２のタブ端子部２２の先端部が、雌端子１３の接触端子部３２の側面に接触する。また、雌端子１３の接触端子部３２の先端部が、雄端子１２の雄端子本体２１の先端側に形成された係合突起２３に当接する。これにより、雌端子１３の接触端子部３２の先端部は、係合突起２３のガイド面部２４によって、幅方向の中央側へ変位され、よって、接触部３３がタブ端子部２２の側面に押し付けられて強く接触する。

そして、上記のように雄端子１２と雌端子１３とを嵌合させて接続することで、これらの雄端子１２と雌端子１３とは、同一平面上の複数箇所で接触して互いに導通される。

［本発明の作用及び効果］
以下、本発明の作用及び効果を、電磁解析シミュレーションによる解析結果を基に説明する。

＜電磁解析シミュレーションによって解析される事項＞
まず、電磁解析シミュレーションによって解析の対象となる事項について説明する。数Ｇｂｐｓの高速ディジタル伝送に用いられるコネクタでは、インピーダンスマッチングや反射損失の低減など、電気的特性の安定性が強く求められる。例えば、インピーダンスが目標値１００［Ω］に対して２５［Ω］違うと、反射損失は約１９［ｄＢ］となり、入力信号は約１０％損失して伝わる。これが複数個所存在すれば、その分だけ損失は増えていくことになる。このため、コネクタ等の接続部分での減衰は極力少なくしなければならない。

また、高速ディジタル伝送線路ではケーブル部分での誘電体損失（高周波に対する材料固有の抵抗損失）が支配的となり、伝送システム上の殆どの損失は誘電体損失に起因する。つまり、高速ディジタル伝送線路を長くしたい場合、減衰の殆どはケーブルに起因する。

高速ディジタル伝送に用いられるコネクタを対象として電磁解析シミュレーションを行う場合には、インピーダンスの不整合による損失及び誘電体損失を考慮する必要がある。このため、電磁解析シミュレーションではこれらの損失を演算によって算出する。以下では、インピーダンスの不整合によるエネルギー損失の計算式と、誘電体損失による伝送線路での信号減衰量から伝送線路全体で許容されるコネクタ部での許容インピーダンス変動値を求めた計算式と、を示す。これらの計算式が電磁解析シミュレーションに反映される。

＜インピーダンスの不整合によるエネルギー損失の計算＞
フィルターや増幅等を用いた波形整形を行わず信号の多値化などを行わずに、差動１ペアの金属製の伝送線路で伝送可能な限界ビットレートは、およそ１０Ｇｂｐｓである。これ以上の伝送速度は光通信の領域になるといわれている。そこで、１０Ｇｂｐｓというビットレートを伝送する場合の一般的な定義を以下に示す。

１０Ｇｂｐｓの基本波は５ＧＨｚで、基本波に、３次高調波、５次高調波などの奇数次高調波を重ね合わせた波形を１０Ｇｂｐｓの信号波形とする。その信号波形のイメージを図３（ａ）及び図３（ｂ）に示す。

図３（ａ）において、線Ｌ１で示したのが基本波の波形、線Ｌ３で示したものが３次高調波の波形、線Ｌ５で示したものが５次高調波の波形、線Ｌ７で示したものが７次高調波の波形である。また、線Ｌ１３で示したものが基本波に３次高調波を合成した波形、線Ｌ１３５で示したものが基本波に３次高調波及び５次高調波を合成した波形、線Ｌ１３５７で示したものが基本波に３次高調波、５次高調波及び７次高調波を合成した波形である。また、図３（ａ）における線Ｌ１３，Ｌ１３５，Ｌ１３５７の立ち上がり角度（破線で囲った部分）を拡大したものが図３（ｂ）に示したグラフである。

図３（ａ）及び図３（ｂ）に示すように、奇数次高調波（３，５，７倍波）の合成数が増える程に立ち上がりの傾斜が急峻となっている。つまり、矩形波信号の立ち上がり時間は、その矩形波が含む高調波の帯域を規定することを意味している。

図３（ａ）及び図３（ｂ）に示すように、基本波は５ＧＨｚであり、その時の奇数倍の高調波成分である３次高調波は１５ＧＨｚ、５次高調波は２５ＧＨｚ、７次高調波は３５ＧＨｚとなる。これらが「矩形波を規定する場合の最大奇数高調波における必要帯域」となり、この帯域から立ち上がり時間を規定できる。下記の式は、それぞれ３次高調波の場合の立ち上がり時間を規定する式、５次高調波の場合の立ち上がり時間を規定する式及び７次高調波の場合の立ち上がり時間を規定する式である。

つまり、必要とする信号の立ち上がり時間によって、必要帯域が異なってくる。すなわち、３次高調波までを考慮するか、５次高調波までを考慮するか、７次高調波までを考慮するか、が変わってくる。

当然のことながら伝送速度が上がると、１ｂｉｔの長さは短くなる。ｂｉｔ長が短くなれば、立ち上がりに許容される時間も短くなり、結果としてより急峻な立ち上がり時間が求められる。急峻な立ち上がり時間を実現するためには、考慮すべき奇数次高調波の次数も増える。

また、周波数は高くなるほど伝送線路での減衰は大きくなる。上記で述べたように、高周波信号は基本波である１次高調波と奇数次高調波の合成波によって形成されている。しかし、図３（ａ）及び図３（ｂ）を見ても分かるように、基本波に比べて３次高調波や５次高調波は振幅が大幅に小さくなっている。つまり、基本波が減衰することで合成波そのものが小さくなってしまう結果、３次高調波、５次高調波が減衰することを意味している。このように、基本波の振幅レベル（減衰量）が信号の形状に大きく関係していることが分かる。

この「信号の減衰」を、図４に示す同軸ケーブル４０を参照して、次の式で説明する。図４では、同軸ケーブル４０は、内導体４１と、内導体４１の外周を覆う絶縁体４２、絶縁体４２の外周を覆う外導体４３と、を備える。

上式の「導体損失」と「誘電体損失」の合計が、理想伝送線路（完全にインピーダンス整合された伝送線路）における信号の減衰量となる。上式に基本波の周波数５ＧＨｚと、同軸ケーブル４０の絶縁体４２の比誘電率と誘電正接を代入して計算することで、単位長さ当りの電圧損失量が計算できる。

例えば、一般的な同軸ケーブルの絶縁体にはフッ素樹脂であるポリテトラフルオロエチレン（ＰＴＦＥ）が用いられるので、比誘電率は２．０程度、誘電正接は０．０００２程度とされている。また、同軸ケーブル４０の内導体４１の半径ａ及び外導体４３の半径ｂを、内導体４１の太さをＡＷＧ（アメリカン・ワイヤ・ゲージ）に定められる太さと、同軸ケーブル４０の特性インピーダンスと、内導体４１の導体損失との関係から決定すると、総合損失量は次のようになる。

上記の結果から、伝送線路の絶縁体にＰＴＥＦを用いたＡＷＧ２６の導体径のケーブルで５ｍの伝送を想定した場合、１．５７２４［ｄＢ／ｍ］の５倍となり、基本波で７．８６２［ｄＢ］減衰することとなる。

ここまでの計算を、必要とする奇数次高調波の周波数にて行うと、３次高調波の１５ＧＨｚでは２．８８６６［ｄＢ／ｍ］、５次高調波の２５ＧＨｚでは３．８７１６［ｄＢ／ｍ］、７次高調波の３５ＧＨｚでは４．７２０５［ｄＢ／ｍ］となる。さらに５ｍの伝送を想定した場合、３次高調波は１４．４３３［ｄＢ］、５次高調波は１９．３５８［ｄＢ］、７次高調波は２３．６０３［ｄＢ］減衰する。

各奇数次高調波の減衰量を見ると、５次高調波や７次高調波は２０［ｄＢ］前後減衰する。振幅が１／１００になる減衰なので、５ｍの伝送線路を想定する場合には５次高調波や７次高調波は考慮しなくてもよい高調波であると言える。これに対して基本波と３次高調波は１５［ｄＢ］以下の減衰となっている。この程度の減衰量だと、ここで想定しているＡＷＧ２６番線よりも導体が太くなったり、ＰＴＦＥよりも誘電特性が向上した場合に、より少ない減衰量での伝送可が能になる。

よって、１０Ｇｂｐｓを伝送する矩形波を形成する高調波は、基本波となる５ＧＨｚ（１次高調波）と１５ＧＨｚの３次高調波までを考慮すれば良いと言える。

＜電磁解析シミュレーションにおける許容インピーダンス変動値の計算＞
伝送線路内でのインピーダンスは一定であることが望ましい。しかし、実際の伝送線路ではケーブルやコネクタによる接続部、電子基板上のプリント配線など、様々な形態の伝送線路を経て、送信側から受信側へと信号が伝達されていく。そして、このような伝送線路の形状や様式の変化する部分では、必ずインピーダンスの不連続が伴う。図４に示した同軸ケーブルのインピーダンス設計寸法とマイクロストリップ線路（ＭＳＬ：Micro Stripe Line）のインピーダンス設計寸法では、その寸法は勿論、３次元形状そのものが異なるため、伝送線路様式が切り替わる部分でインピーダンスを厳密に一定に保つことは難しい。以下では、同軸ケーブルのインピーダンス計算式と、マイクロストリップ線路のインピーダンス計算式とを説明する。

［同軸ケーブルのインピーダンス計算式］

上記の同軸ケーブルのインピーダンス計算式は、先の損失の説明で用いた同軸ケーブルの概念と同じである。同様の寸法や誘電率（ａ＝０．４５９ｍｍ，ｂ＝１．５ｍｍ，εｒ＝２．０）を代入すると、ＡＷＧ２６番線の同軸ケーブルは５０．２４［Ω］の特性インピーダンスとなる。

［マイクロストリップ線路のインピーダンス計算式］

上記のマイクロストリップ線路のインピーダンス計算式にて、図５に示すように、最もシンプルなプリント基板配線伝送線路の寸法を、下記の条件を元に計算する。図５のマイクロストリップ線路５０では、絶縁体５２の上面に信号線５１が、下面にＧＮＤ５３がそれぞれ設けられている。

≪計算条件≫
１）特性インピーダンス５０［Ω］を目標とする。
２）同軸ケーブル４０の内導体４１の直径（０．４５９ｍｍ）とマイクロストリップ線路５０の信号線５１の幅を近似させる。
３）絶縁体５２の比誘電率は、一般的なプリント基板材料であるＦＲ４のεｒ＝４．５とする。

この条件で特性インピーダンスが５０［Ω］近くとなる絶縁体５２の厚さ（ｈ）は、０．２７５ｍｍと求まる。このときの特性インピーダンスは５０．２［Ω］で、同軸ケーブル４０の特性インピーダンスとほぼ同じとなる。

ここで求めた寸法と材料特性（比誘電率）にてモデル化したマイクロストリップ線路５０（図５参照。）を同軸ケーブル４０（図４参照。）に接続し、伝送線路の形状が変化した場合の特性インピーダンスについて、ＴＤＲ（Time Domain Reflectometry）解析にて確認した。その結果を、図６から図８（ｂ）によって説明する。

図６は、同軸ケーブルとマイクロストリップ線路とを接続した状態を示す斜視図である。図６に示す同軸ケーブル及びマイクロストリップ線路は、ほぼ同じ特性インピーダンス値を持ち、形状が全く異なる伝送線路である。このような伝送線路では、各ポートの特性インピーダンス値は、次のようになる。すなわち、内導体４１が露出した付近における同軸ケーブルの一断面では、図７（ａ）に示すように、特性インピーダンス値が５０．２７［Ω］となる。他方、内導体４１に接触する付近におけるマイクロストリップ線路の一断面では、図７（ｂ）に示すように、５０．５７［Ω］となる。上述の計算式で算出した値とは、若干の差異が生じた。

また、図８（ａ）及び図８（ｂ）は、ほぼ同じ特性インピーダンスを持つ同軸ケーブル及びマイクロストリップ線路を繋げた場合の接続点でのインピーダンス特性を示したものＴＤＲ波形である。図８（ａ）に示すように、同軸側の５０．２７［Ω］からＭＳＬ側の５０．５７［Ω］へと伝送線路の特性インピーダンスが繋がる場合、接続点にて０．３［Ω］上昇するのではなく、４９．６８［Ω］まで約０．６［Ω］減少し、その後ＭＳＬ伝送線路のインピーダンスを上回る５０．８［Ω］辺りまで上昇している。同様に、図８（ｂ）に示すように、ＭＳＬ側の５０．５７［Ω］から同軸側の５０．２７［Ω］へと伝送線路の特性インピーダンスが繋がる場合、ＭＳＬ側の５０．５７［Ω］から同軸側の５０．２７［Ω］へと０．３［Ω］下降するのではなく、接続部にて４９．９９［Ω］まで約０．６［Ω］下降し、その後５０．２７［Ω］よりも高い５０．８５［Ω］まで上昇している。このように、互いに異なる形状の伝送線路が連結される場合、その連結部では各伝送線路の特性インピーダンスを設計している物理的形状が互いに影響し合うことが原因となって崩れるといえる。

続いて、ここまでで示してきた特性インピーダンスの変化が、伝送線路を伝搬する信号に与える影響について考察する。上記の例では、接続部のＭＳＬ側で１．１［Ω］のインピーダンス変動、同軸側で約０．８［Ω］のインピーダンス変動がみてとれる。このインピーダンス変動は下記の式にて反射係数（反射損失）へと置き換えることができる。

上記の計算式に夫々のＴＤＲ波形の接続点前後（各伝送線路）の特性インピーダンスと接続点での最小インピーダンスを入力して計算すると、最も大きい反射係数Γは０．０１２、最も小さい反射係数Γは０．００８となった。この反射係数から入力信号の電圧反射損失は、最大で１９．２１［ｄＢ］、最小で２０．９７［ｄＢ］と求まり、比率にすると１００分の１程度の電圧が反射して伝わらないことになる。

この数値だけ見ると非常に小さな損失だが、殆ど同じ特性インピーダンスの伝送線路を繋いでも、信号は１００％伝送せず何らかの反射損失を伴うことを示している。例えば高速ディジタル信号の伝送規格であるＨＤＭＩ（登録商標）を例に挙げると、伝送線路の特性インピーダンスが１００［Ω］で、伝送線路中のインピーダンス変化が±２５［Ω］（１２５［Ω］又は７５［Ω］）であった場合、１２５［Ω］なら反射係数Γは０．１１で反射損失は約９．５９［ｄＢ］であり、７５［Ω］なら反射係数Γは０．１４で反射損失は８．５４［ｄＢ］となり、約１／１０強の電力が伝わらず失われることになる。

このようなインピーダンスの不連続点が伝送線路形状の変化点毎に発生するので、基板から実装コネクタや、雄雌コネクタ嵌合端子部や、コネクタとケーブルの接続部など、伝送線路中に数ヶ所〜十数ヶ所存在する変化点全ての反射を考慮しなければならない。更に、先の「電磁解析シミュレーションによって解析される事項」でも述べた通り、絶縁体による損失も含まれてくるため、夫々の場所でのインピーダンス変化は可能な限り抑えなければならないことが容易に窺い知れる。

＜電磁解析シミュレーションモデル＞
図９は、電磁解析シミュレーションを行うにあたってモデル化した伝送線路を示している。図９では、２つのマイクロストリップ線路５０のそれぞれが、基板接続コネクタ９１を介して同軸ケーブル４０に接続され、２つの同軸ケーブル４０が中継コネクタ９２を介して接続されている。また、図９の点ａは、マイクロストリップ線路５０の信号線５１と基板接続コネクタ９１の基板側端子との接続点を示し、点ｂは、基板接続コネクタ９１の基板側端子と基板接続コネクタ９１のケーブル側端子との接続点を示し、点ｃは、基板接続コネクタ９１のケーブル側端子と同軸ケーブルの内導体４１との接続点を示し、点ｄは、同軸ケーブル４０上の任意の点を示す。なお、図９の伝送線路の詳細は以下の通りである。

コネクタ接続部：３箇所（基板接続２箇所，中継１箇所）
ケーブル全長：５ｍ
ケーブル中心導体直径：ＡＷＧ２６番線（絶縁体比誘電率εｒ：２，誘電正接ｔａｎδ：０．０００２）
ケーブル種類：差動シールドペア・ケーブル（ＳＡＴＡ形状ダブルドレイン）
総合伝送損失：受信端で基本波振幅１／８（電圧損失９．０３０９ｄＢ）以内
伝送線路インピーダンス：１００［Ω］（差動）

先の「インピーダンスの不整合によるエネルギー損失の計算」の項で示した通り、ＡＷＧ２６番線でＰＴＦＥのεｒ：２，ｔａｎδ：０．０００２の場合で計算すると、ケーブル単体（ｄ）の損失は約１．５７２４［ｄＢ／ｍ］となり、５ｍの伝送線路長では７．８６２０［ｄＢ］減衰することになる。上記の総合伝送損失９．０３０９［ｄＢ］からケーブルのみの損失７．８６２０［ｄＢ］を差し引いた１．１６８９［ｄＢ］が、コネクタ部（ａ×２＋ｂ×３＋ｃ×４）における許容損失量となる。

これらの点ａ，ｂ，ｃの三種類の接続点のうち点ａとｃは、基板接続コネクタ９１と、同軸ケーブル４０またはマイクロストリップ線路５０との接続点であり、本発明の端子の接続構造が適用されるコネクタの嵌合箇所とは異なる。そこで、点ａとｃに関しては夫々理想的なインピーダンスによって接続が行われたと想定し、先の反射損失の項で取り扱った最大変動インピーダンス量１．１［Ω］が夫々に存在すると仮定する。

点ａは２箇所あり、点ｃは４箇所ある。したがって、点ａ，ｃは合計６箇所あり、その夫々でインピーダンスの上昇と下降による２回の反射が存在すると仮定して信号の振幅（電圧）損失で換算すると、その時の反射損失は下記のようになる。

したがって、コネクタ部に許容される減衰量の１．１６８９［ｄＢ］から０．２８６８［ｄＢ］を差し引いた０．８８２１［ｄＢ］を点ｂのコネクタ嵌合部三箇所の合計減衰許容値とし、この３分の１となる０．２９４０［ｄＢ］がコネクタ嵌合部許容損失となる。ここで求まったコネクタ嵌合部でのインピーダンス変動による許容減衰量０．２９４０［ｄＢ］から何Ωのインピーダンス変動が許容されるかを逆算すると、反射係数Γは０．０６５５、インピーダンス範囲は８８［Ω］〜１１４［Ω］の間に収まる変動が１回許容される。なお、複数の変動がある場合は、これよりも低いインピーダンス変動量と、その回数を総合した減衰量で判断すればよい。

＜従来の音叉型の雌端子を有する端子の接続構造の解析結果及び考察＞
これまで述べてきたように、伝送線路の形状が変化するとインピーダンスが変化し、反射が起こり、伝送信号が損失してしまう。この点を、従来の音叉型の雌端子である両刃形状端子を上記「電磁解析シミュレーションモデル」の点ｂに適用したモデルによって電磁解析シミュレーションを行った。図１０（ａ）から図１０（ｅ）は、電磁解析シミュレーションモデル及びそのモデルによる解析結果を示している。図１０（ａ）から図１０（ｅ）は、両刃形状端子（雌端子）と、そこに挟み込まれるもう一方（雄端子）の配置や形状を様々に変更して行った電磁解析シミュレーションの解析結果を示している。

図１１は、図１０（ａ）から図１０（ｅ）の例における端子の概略寸法を示している。図１１における左右が高周波信号を励起するポートとなり、夫々差動１００［Ω］の特性インピーダンスで設定した。端子間隔や周囲の絶縁体材料特性等はストリップラインを設計する手法を用いて定めた。尚、ストリップラインの構造については図１１を参照して後述する。

図１０（ａ）及び図１０（ｂ）は、平板状の雄端子本体に対して垂直に起立して延びるタブ端子部が、平板状の雌端子本体に対して垂直に起立して延びる両刃形状端子間に位置し、且つ該両刃形状端子に接触した状態がモデル化されている。図１０（ａ）では、タブ端子部及び接触端子部は縦（図１０（ａ）中の上方）に起立している。図１０（ａ）と図１０（ｂ）とでは、タブ端子部の両刃形状端子への進入深さが異なる。すなわち、図１０（ａ）はタブ端子部の両刃形状端子への進入深さが浅く、図１０（ａ）はタブ端子部の両刃形状端子への進入深さが深い。また、図１０（ｃ）及び図１０（ｄ）に示すモデルは、図１０（ｂ）のモデルにおける２本の平板状の雄端子本体及び雌端子本体を、その長手方向を軸に９０度または−９０度回転したものである。図１０（ｃ）では、雄端子の雄端子本体及び雌端子の雌端子本体が遠ざかるように、雄端子及び雌端子を回転した状態をモデル化している。また、図１０（ｄ）では、雄端子の雄端子本体及び雌端子の雌端子本体が近づくように、雄端子及び雌端子を回転した状態をモデル化している。図１０（ｅ）に示すモデルは、図１０（ｂ）のモデルにおける２本の平板状の雄端子本体及び雌端子本体を同一方向に９０度回転したモデルである。

図１０（ａ）から図１０（ｅ）の夫々右側に示したＴＤＲグラフの枠Ｆは、観測領域を示しており、枠Ｆの外側（左右）は信号励起ポートの設定インピーダンスとなっている。ＴＤＲはＲｉｓｅＴｉｍｅ３５ｐｓで計算を行った。これは、先に示した必要帯域の計算の項で「１０ＧＨｚ」に相当する立ち上がり時間となっている（１０Ｇｂｐｓの基本波である５ＧＨｚに対して、十分な解析精度を得るために倍の周波数帯域を設定した）。

図１０（ａ）では、雄端子のタブ端子部及び雌端子の両刃形状端子が接触する箇所の前後の平坦な部分がインピーダンス９３［Ω］程度を示している。これが接触する箇所では端子の厚さ方向が０．２ｍｍから１ｍｍへ増すことで、特性インピーダンスが６３［Ω］辺りまで３０［Ω］低下している。

図１０（ｂ）では、雄端子のタブ端子部及び雌端子の両刃形状端子が接触する箇所の前後の平坦な部分の９３［Ω］から接触する箇所で６３［Ω］へ３０［Ω］低下し、その後、雄端子の両刃形状端子が立っている（両刃形状端子間の距離が開いている）ことでインピーダンスが１０４［Ω］まで上昇している。

図１０（ｃ）では、雌端子の平板状の雌端子本体間の距離が非常に大きく開いているため、インピーダンスが１３０［Ω］辺りまで上昇するが、雄端子のタブ端子及び雌端子の両刃形状端子が接触する箇所では端子が一気に接近するため、上記図１０（ａ）や図１０（ｂ）のものと同様に６３［Ω］まで約７０［Ω］も低下している。

図１０（ｄ）では、雌端子の平板状の雌端子本体間の距離が雄端子のタブ端子部及び雌端子の両刃形状端子が接触する箇所と同じ距離と高さ（厚さ）で近接しているため、６３［Ω］で推移する領域が非常に長くなっている。

図１０（ｅ）では、寸法としては図１０（ｂ）の雄端子側と雌端子側とが逆転したような形状となり、ＴＤＲ結果も反転したような特性となっている。

上記の結果から、雄端子及び雌端子の厚さ（高さ）が変化すると、インピーダンスは大幅に低下することが分かる。また、平板状の雄端子本体と雌端子本体の端子間距離が広がることでインピーダンスが大幅に上昇することも分かる。このインピーダンスの変化は、ストリップライン構造に共通する現象である。ストリップラインとは、上下を導体に挟まれた媒質中における伝送線路のことで、図１２及び下記の式で一般的に定義されている。図１２に示すストリップライン１２０は、２つの内導体１２１、各内導体１２１を覆う誘電体１２２、誘電体１２２を覆う外導体１２３によって構成される。

上記に示した式から、Ｃｆｏ（差動信号間の容量性結合）、Ｃｐ（信号線と上下のＧＮＤ間の容量性結合）、あるいはＣｆｏｍ（信号線と壁面の容量性結合）などの総合容量性結合Ｃ０,ｏとインピーダンスは反比例の関係にあることが分かる。つまり、内導体１２１の間隔Ｓが狭くなったり内導体１２１の厚さｔが高くなると、線間の容量性結合が増加しインピーダンスを下げることになる。このことから、コネクタ内で一定の距離間隔に配置された雄端子及び雌端子の厚さが変化することは、特性インピーダンスの変動を招くことが分かる。また、雄端子及び雌端子の厚さが厚いと、線間距離に対してインピーダンスはより鋭敏な反応を示すことも分かる。

これらとは別に、内導体１２１の幅ｗが変わると、今度は線間容量ではなく上下の外導体１２３との間の容量（Ｃｐ）が変化する。例えば内導体１２１の幅ｗが広がればＣｐは大きくなり、狭くなればＣｐも小さくなるので、結果として内導体１２１の幅ｗとインピーダンスも反比例の関係になる。

以上のことから、コネクタ内における雄端子及び雌端子の厚さ、幅、あるいは線間距離などは、雄端子及び雌端子が接触する接続箇所において、極力変化しない構造が数Ｇｂｐｓの高速ディジタル伝送には望ましいと言うことが分かった。

＜本発明の端子の接続構造の効果＞
上記の高速ディジタル伝送の定義や、コネクタ内のインピーダンスの振舞い等で述べたことを踏まえて従来技術の課題を見直してみると、雄端子及び雌端子の嵌合時の形状及び嵌合前後の端子間の距離や形状から、インピーダンスが変動することは避けられない。このため、数Ｇｂｐｓの高速ディジタル伝送には適さないと考えられる。

そこで、本発明の端子の接続構造では、図１から図２（ｂ）を参照して説明した雄端子１２及び雌端子１３を用いることで、従来の音叉型の雌端子を含む端子の接続構造では不可能だった優れた電気的特性の実現を可能とした。

図１３は、本発明の端子の接続構造での伝送損失の検証結果を示すものである。なお、図１３の右側に示したＴＤＲグラフの枠Ｆは、観測領域を示しており、枠Ｆの外側（左右）は信号励起ポートの設定インピーダンスとなっている。ＴＤＲはＲｉｓｅＴｉｍｅ３５ｐｓで計算を行った。

前述したように、従来の音叉型の雌端子を模した場合では、図１０（ａ）で示したように、特性インピーダンスが６３［Ω］辺りまで３０［Ω］低下している。なお、この特性インピーダンスでの反射損失を計算してみると電圧反射損失で６．４４［ｄＢ］となり、ここだけでも１．１１８２［ｄＢ］の通過損失が発生することになる。つまり、コネクタ部全体での許容損失量として設定した１．１６８９［ｄＢ］と略同じ損失を、一箇所の端子嵌合で失ってしまうことになるので、１０Ｇｂｐｓを想定した高速ディジタル伝送線路に用いることは難しいことが分かる。

これに対して、本発明の端子の接続構造によれば、図１３に示すように、雄端子１２と雌端子１３とが同一平面上で嵌合して接触することで、コネクタ内の特性インピーダンスは略一様となり、略無反射の理想的な特性となる。コネクタ内の伝送線路内におけるインピーダンスの変動幅は９６．５Ωを中心に上下１［Ω］程度となり、電圧反射損失で３３［ｄＢ］、通過電圧損失０．０２２［ｄＢ］となり、同軸ケーブルとＭＳＬを理想的に接続した結果よりも少ない反射損失量となることが分かった。

つまり、本発明に係る端子の接続構造１１では、雄端子１２及び雌端子１３の端子形状は、差動ストリップライン伝送路と同等とみなすことができる。このように差動ストリップライン伝送路として扱うことができる本発明に係る端子の接続構造１１は、これら雄端子１２及び雌端子１３が嵌合した箇所での物理形状の変化が抑えられる。この形状変化の少なさの結果、本発明に係る端子の接続構造１１が優れた電気的特性を示すこととなる。

また、従来の音叉型の雌端子を有する端子の接続構造では、信号電流は音叉型の雌端子の端から雄端子の中心へと集まることになる。他方、本発明では、直線的な信号電流の経路を維持でき、電気的特性の劣化抑制に寄与する。

また、本発明の端子の接続構造によれば、雄端子１２と雌端子１３とを嵌合させることで、雌端子１３の接触端子部３２に形成された接触部３３が雄端子１２のタブ端子部２２に接触し、良好な導通状態を得ることができる。

また、雄端子１２と雌端子１３とを嵌合させることで、雌端子１３の接触端子部３２が雄端子１２の係合突起２３に当接される。これにより、伝送線路の表面やエッジを流れる高周波の特性に有利な形状となる。

特に、嵌合時に雌端子１３の接触端子部３２の先端部が雄端子１２の雄端子本体２１の係合突起２３に突き当たり、雌端子１３の接触端子部３２がガイド面部２４によって雄端子１２の中央側へ押し込まれる。これにより、接触端子部３２の接触部３３がタブ端子部２２の側面に押し付けられて強く接触し、確実に導通される。

尚、本発明は、上述した実施形態に限定されるものではなく、適宜、変形、改良、等が可能である。その他、上述した実施形態における各構成要素の材質、形状、寸法、数、配置箇所、等は本発明を達成できるものであれば任意であり、限定されない。

ここで、上述した本発明に係る端子の接続構造の実施形態の特徴をそれぞれ以下［１］〜［４］に簡潔に纏めて列記する。
［１］ 雄端子（１２）と雌端子（１３）とを接続する端子の接続構造（１１）であって、
前記雄端子（１２）は、平板状に形成された雄端子本体（２１）と、該雄端子本体（２１）の先端から前記雄端子本体（２１）と同一平面上に前記雌端子（１３）との接続方向へ向かって延在するタブ端子部（２２）とを有し、
前記雌端子（１３）は、平板状に形成された雌端子本体（３１）と、該雌端子本体（３１）の先端から前記雌端子本体（３１）と同一平面上に前記雄端子（１２）との接続方向へ向かって延在する一対の接触端子部（３２）とを有し、
前記雌端子（１３）の前記一対の接触端子部（３２）の間に、且つ該接触端子部（３２）が延在する同一平面上に、前記雄端子（１２）の前記タブ端子部（２２）が位置するとともに、前記タブ端子部（２２）が前記一対の接触端子部（３２）に当接する、
ことを特徴とする端子の接続構造（１１）。
［２］ 前記接触端子部（３２）には、互いに対向する方向へ突出する接触部（３３）が形成されている、
ことを特徴とする［１］に記載の端子の接続構造（１１）。
［３］ 前記雄端子本体（２１）には、前記接触端子部（３２）に当接する係合突起（２３）が形成されている、
ことを特徴とする［１］または［２］に記載の端子の接続構造（１１）。
［４］ 前記係合突起（２３）は、前記接触端子部（３２）の先端部を前記タブ端子部（２２）側へ変位させるガイド面部（２４）を有する、
ことを特徴とする［３］に記載の端子の接続構造（１１）。

１１ 端子の接続構造
１２ 雄端子
１３ 雌端子
２１ 雄端子本体
２２ タブ端子部
２３ 係合突起
２４ ガイド面部
３１ 雌端子本体
３２ 接触端子部
３３ 接触部
４０ 同軸ケーブル
４１ 内導体
４２ 絶縁体
４３ 外導体
５０ マイクロストリップ線路
５１ 信号線
５２ 絶縁体
５３ ＧＮＤ

Claims (6)

1. 雄端子と雌端子とを接続する端子の接続構造であって、
   前記雄端子は、
   平板状に形成された雄端子本体と、前記雄端子本体の先端から前記雄端子本体と同一平面上に前記雌端子との接続方向へ向かって延在するタブ端子部と、を有し、
   前記雌端子は、
   平板状に形成された雌端子本体と、該雌端子本体の先端から前記雌端子本体と同一平面上に前記雄端子との接続方向へ向かって延在する一対の接触端子部と、を有し、
   前記雄端子と前記雌端子とが接続されるとき、
   前記タブ端子部は、前記雌端子の前記一対の接触端子部の内側面に挟まれて前記内側面に当接し、且つ、該接触端子部が延在する同一平面上に位置し、
   前記一対の接触端子部は、該接触端子部の外側面と前記雄端子本体の側面とが面一となるような形状を有する、
   ことを特徴とする端子の接続構造。
2. 前記雄端子が、
   前記タブ端子部を挟むように前記雄端子本体の先端に設けられた一対の係合突起を更に有し、
   前記雄端子と前記雌端子とが接続されるとき、
   前記一対の係合突起の各々が、前記一対の接触端子部の各々の先端部に当接する、
   ことを特徴とする請求項１に記載の端子の接続構造。
3. 前記接触端子部の前記内側面には、互いに対向する方向へ突出する接触部が形成されている、
   ことを特徴とする請求項１又は請求項２に記載の端子の接続構造。
4. 前記雄端子と前記雌端子とが接続されるとき、前記タブ端子部と前記一対の接触端子部との当接箇所、及び、前記一対の係合突起と前記一対の接触端子部との当接箇所が、同一平面上に存在する、
   ことを特徴とする請求項２又は請求項３に記載の端子の接続構造。
5. 前記係合突起が、前記接触端子部の先端部を前記タブ端子部側へ変位させるガイド面部を有する、
   ことを特徴とする請求項２〜請求項４の何れか一項に記載の端子の接続構造。
6. 一対の線路を備えた伝送線路であって、
   前記一対の線路の各々は、
   雄端子と雌端子との接続点を有し、
   前記雄端子は、
   平板状に形成された雄端子本体と、前記雄端子本体の先端から前記雄端子本体と同一平面上に前記雌端子との接続方向へ向かって延在するタブ端子部と、を有し、
   前記雌端子は、
   平板状に形成された雌端子本体と、該雌端子本体の先端から前記雌端子本体と同一平面上に前記雄端子との接続方向へ向かって延在する一対の接触端子部と、を有し、
   前記接続点において、
   前記タブ端子部は、前記雌端子の前記一対の接触端子部の内側面に挟まれて前記内側面に当接し、且つ、該接触端子部が延在する同一平面上に位置し、
   前記一対の接触端子部は、該接触端子部の外側面と前記雄端子本体の側面とが面一となるような形状を有する、
   ことを特徴とする伝送線路。