JP6058473B2 - Lighting power control circuit, a semiconductor integrated circuit, the lighting power source and lighting equipment - Google Patents

Lighting power control circuit, a semiconductor integrated circuit, the lighting power source and lighting equipment Download PDF

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本発明は、照明用電源制御回路、半導体集積回路、照明用電源および照明器具に関する。 The present invention is an illumination power supply control circuit, a semiconductor integrated circuit, an illumination power source and lighting equipment. より詳しくは、本発明は、電流注入型の発光素子を有する発光モジュールに電流を供給する照明用電源を制御するための照明用電源制御回路、該照明用電源制御回路を半導体基板上に形成した半導体集積回路、該照明用電源制御回路を備えた照明用電源、および該照明用電源を備えた照明器具に関する。 More particularly, the present invention was formed current injection type lighting power supply control circuit for controlling a lighting power source for supplying a current to a light emitting module having a light emitting element, a power supply control circuit for the illumination on a semiconductor substrate the semiconductor integrated circuit, the lighting power source having a power control circuit for the lighting, and a lighting device with the illumination source.

照明器具に対しては、高調波電流を抑制するためにIECやJIS等の規格により各種の規制(定格出力25W以上ではクラスC)が課せられている。 For luminaires are various regulations (class rated output 25W or more C) it is imposed by standards such as IEC or JIS in order to suppress the harmonic current. このため、照明器具に適用される電源装置には、通常、昇圧チョッパ回路等の力率改善回路が設けられている。 Therefore, the power supply device applied to the lighting fixture, usually, the power factor correction circuit such as a step-up chopper circuit is provided.

ところで、発光ダイオード(LED)等の電流注入型の発光素子を用いた発光モジュールを有する照明器具の場合、調光制御により、従来の放電灯等に比べてずっと小さい照度(調光度)まで調光することが可能である。 In the case of a luminaire having a light emitting module using a current injection type light emitting element such as a light emitting diode (LED), the dimmer control, much less intensity (dimming) to the dimming over the conventional discharge lamp such as it is possible to. 照度が低い場合(深調光の場合)、照明器具の電源装置(照明用電源)は、従来の放電灯等に比べてずっと小さい電流を発光モジュールに供給する必要がある。 (For deep dimming) when the illuminance is low, the power supply of the lighting equipment (lighting power), it is necessary to supply a much smaller current to the light emitting module as compared with the conventional discharge lamp.

なお、特許文献1には、通常動作時に比べて消費電力が小さくなる動作モードにおいてチョッパ回路の出力電圧の異常昇圧を抑制する電源装置が記載されている。 In Patent Document 1, for inhibiting the abnormal boost of the output voltage of the chopper circuit power supply is described in the operation mode power consumption than in the normal operation is reduced. また、特許文献2には、軽負荷の状態においてスイッチング損失を低減させる電源装置が記載されている。 Further, Patent Document 2 discloses a power supply device for reducing switching losses in the state of light load.

特開2004−208357号公報 JP 2004-208357 JP 特開2011−229255号公報 JP 2011-229255 JP

上記のように、深調光の場合、即ち、照明用電源の負荷が軽い場合は、照明用電源は、従来の放電灯等に比べてずっと小さい電流を発光モジュールに供給する必要がある。 As described above, in the case of deep dimming, i.e., when the load of the illumination source is light, illumination source, it is necessary to supply a much smaller current to the light emitting module as compared with the conventional discharge lamp.

しかしながら、深調光時においては、力率改善回路のスイッチ素子のオン幅が最小となり、調光度がさらに低くなった場合にオン幅をそれ以上狭めることができなくなる。 However, at the time of deep dimming, ON width of the switching elements of the power factor correction circuit is minimized and the ON width can not be narrowed any more if the dimming degree becomes further lower. このような場合、力率改善回路のチョークコイルに流れる電流をそれ以上低下させることができない。 In such cases, it is impossible to the current flowing through the choke coil of the power factor improvement circuit reduces more. その結果、力率改善回路の出力電圧が上昇し、過電圧保護機能が作動することにより、力率が低下するという課題があった。 As a result, increases the output voltage of power factor improvement circuit, by the overvoltage protection function is activated, the power factor is a problem of a decrease.

ここで、図8を参照して、上記課題について詳しく説明する。 Referring now to FIG. 8, it will be described in detail above problems. 図8の上段には、商用電源等の交流電源の入力交流電圧波形(一周期分)を示している。 In the upper part of FIG. 8 shows an input AC voltage waveform of the AC power supply such as a commercial power supply (one cycle). 図8の中段には、力率改善回路が定格電圧を出力している時のPFC動作波形(IL,Iin)を示している。 The middle part of FIG. 8 shows a PFC operation waveform (IL, Iin) when the power factor correction circuit is outputting the rated voltage. 図8の下段には、深調光時のPFC動作波形(IL,Iin)を示している。 In the lower part of FIG. 8 shows a deep dimming when PFC operation waveform (IL, Iin). なお、図8の中段および下段における、ILは力率改善回路のチョークコイルに流れるインダクタ電流を示し、Iinは入力交流電圧を整流する整流回路に設けられた平滑コンデンサに流れ込む入力電流である。 Incidentally, in the middle and lower part of FIG. 8, IL indicates the inductor current flowing through the choke coil of the power factor correction circuit, Iin is the input current flowing into the smoothing capacitor provided to the rectifier circuit for rectifying an input AC voltage.

図8中段に示すように、定格出力時においては、力率改善回路は電流臨界制御される。 As shown in FIG. 8 the middle, at the time of rated power, power factor correction circuit is a current critical control. 即ち、インダクタ電流ILがゼロに低下すると、インダクタ電流を制御するスイッチ素子が導通状態になり、インダクタ電流ILは再び上昇する。 That is, when the inductor current IL decreases to zero, switch element for controlling the inductor current becomes conductive, the inductor current IL rises again. 電流臨界制御の下では、入力電流Iinは入力交流電圧の波形とほぼ相似になり、力率が改善される。 Under current critical control, the input current Iin becomes substantially similar to the waveform of the input AC voltage, the power factor is improved.

一方、図8下段に示すように、深調光時においては、インダクタ電流ILは、電流臨界制御の途中でしばらくゼロになる期間がある。 On the other hand, as shown in the lower part of FIG. 8, at the time of deep dimming, the inductor current IL, there is a period to be a while zero in the middle of the current critical control. これは、前述のように、力率改善回路の出力電圧が定格電圧よりも高くなることに起因する。 This is because, as described above, the output voltage of the power factor correction circuit is due to be higher than the rated voltage.

即ち、力率改善回路の出力電圧が定格出力電圧よりも高い異常閾値電圧に達すると、過電圧保護機能が作動し、スイッチ素子のスイッチング動作は強制的に停止する。 That is, when the output voltage of power factor improvement circuit reaches a high abnormality threshold voltage than the rated output voltage, overvoltage protection is activated, the switching operation of the switching element is forcibly stopped. ここで、過電圧保護機能は、力率改善回路の出力電圧が平滑コンデンサの耐圧を超える等により、照明用電源が破壊されることを防止するために設けられているものである。 Here, the overvoltage protection function, by such an output voltage of the power factor correction circuit is greater than the withstand voltage of the smoothing capacitor, in which the illumination source is provided in order to prevent from being destroyed.

過電圧保護機能の作動後、スイッチング動作の停止により力率改善回路の出力電圧が低下すると、過電圧保護機能によるスイッチング動作の禁止が解除され、スイッチ素子はスイッチング動作を再開する。 After activation of the overvoltage protection, the output voltage of the power factor correction circuit by stopping the switching operation is reduced, prohibition of the switching operation by the overvoltage protection function is released, the switch element resumes the switching operation.

しかしながら、図8の下段に示すように、スイッチング動作の停止および再開によって入力電流Iinの高調波成分が増大し、力率が低下してしまう。 However, as shown in the lower part of FIG. 8, increases the harmonic component of the input current Iin by stopping and restarting of the switching operation, the power factor is lowered.

本発明は、上記の技術的認識に基づいてなされたものであり、深調光時における力率の低下を防止することが可能な照明用電源制御回路、半導体集積回路、照明用電源および照明器具を提供することを目的とする。 The present invention has been made based on the technical recognition of the illumination power supply control circuit capable of preventing a decrease in the power factor at the time of deep dimming, the semiconductor integrated circuit, the lighting power source and lighting equipment an object of the present invention is to provide a.

本発明の一態様に係る照明用電源制御回路は、 Lighting power control circuit according to an embodiment of the present invention,
交流電源が出力する入力交流電圧を整流平滑して入力整流電圧を出力する整流回路と、インダクタおよび前記インダクタに流れるインダクタ電流を制御するスイッチ素子を有し、前記スイッチ素子のスイッチング動作により前記入力整流電圧を直流電圧に変換する力率改善回路と、電流注入型の発光素子を有する発光モジュールに前記直流電圧に基づく直流電流を出力するDC−DCコンバータと、を備える照明用電源に適用される照明用電源制御回路であって、 Includes a rectifier circuit for outputting the input rectified voltage input AC voltage AC power supply to output rectifier smoothing to the switch element for controlling the inductor current flowing through the inductor and the inductor, the input rectified by the switching operation of the switching element a power factor correction circuit for converting the voltage into a DC voltage, lighting applied a DC-DC converter that outputs a DC current based on the DC voltage to a light-emitting module having a light emitting element of the current injection type, the lighting power source comprising a a use power supply control circuit,
調光器により設定される前記発光モジュールの調光度が所定の切り替え閾値以上の場合には、前記インダクタ電流がゼロになったときに前記スイッチ素子を導通状態に制御する電流臨界制御を行い、 To perform the current critical control for controlling said switching element to a conducting state when the inductor current becomes zero when the dimming degree of the light emitting module which is set by the dimmer is greater than or equal to the predetermined switching threshold,
前記調光度が前記切り替え閾値未満の場合には、前記入力交流電圧の一周期あたりの前記スイッチ素子のターンオン回数が電流臨界モードにおけるターンオン回数よりも少なくなるように、前記スイッチ素子を所定のターンオン周期で強制的に導通状態に制御する固定周波数制御を行う、 When the dimming degree is lower than the switching threshold, the so turn the number of switch elements is less than the turn-on times in the current critical mode, turn period the switching element a predetermined per cycle of the input AC voltage in performing fixed frequency control for controlling the forced conductive state,
ことを特徴とする。 It is characterized in.

また、前記照明用電源制御回路において、 Further, in the lighting power supply control circuit,
前記調光度が前記切り替え閾値未満であり、かつ前記直流電圧が過電圧保護機能の作動する電圧未満である場合には、前記固定周波数制御に代えて前記電流臨界制御を行ってもよい。 The dimming is less than the switching threshold, and wherein when the DC voltage is less than the voltage to operate the overvoltage protection function may perform the current critical control instead of the fixed frequency control.

また、前記照明用電源制御回路において、 Further, in the lighting power supply control circuit,
前記ターンオン周期は、前記固定周波数制御における前記スイッチ素子のスイッチング周波数が可聴領域の上限周波数よりも高くなるように設定されているようにしてもよい。 The turn-on period may also be the switching frequency of the switching element in the fixed frequency control is set to be higher than the upper limit frequency of the audible range.

また、前記照明用電源制御回路において、 Further, in the lighting power supply control circuit,
前記ターンオン周期は、前記調光度が低くなるにつれて連続的に長くなるようにしてもよい。 The turn-on period may be set to be continuously increased as the dimming ratio decreases.

また、前記照明用電源制御回路において、 Further, in the lighting power supply control circuit,
前記DC−DCコンバータが前記発光モジュールの調光度に応じた直流電流を前記発光モジュールに出力するように、前記DC−DCコンバータを制御するようにしてもよい。 A DC current the DC-DC converter in accordance with the dimming degree of the light emitting module so as to output to the light emitting module may be configured to control the DC-DC converter.

また、前記照明用電源制御回路において、 Further, in the lighting power supply control circuit,
前記発光素子は、発光ダイオード、レーザダイオード、有機EL素子、その他半導体発光素子であるようにしてもよい。 The light emitting device, a light emitting diode, a laser diode, an organic EL element, may be some other semiconductor light emitting element.

また、前記照明用電源制御回路において、 Further, in the lighting power supply control circuit,
前記調光器の前記調光度に基づく調光電圧が前記切り替え閾値に対応する調光基準電圧未満の場合に、深調光信号を出力する深調光信号出力部と、 When dimming voltage based on the dimming degree of the dimmer is less than the switching dimming reference voltage corresponding to the threshold, the depth dimming signal output unit for outputting a deep dimming signal,
前記深調光信号を受信している場合には前記固定周波数制御を行い、前記深調光信号を受信していない場合には前記電流臨界制御を行うPFC制御部と、 A PFC controller for performing the current critical control if if you receive the depth dimming signal performs the fixed frequency control, which has not received the depth dimming signal,
を備えるようにしてもよい。 It may be provided with.

また、前記照明用電源制御回路において、 Further, in the lighting power supply control circuit,
前記PFC制御部は、 The PFC control unit,
前記深調光信号を受信している間、前記ターンオン周期ごとに第1のオントリガ信号を出力するタイマー部と、 While receiving the depth dimming signal, and a timer unit for outputting a first Ontoriga signal for each of the turn-on period,
前記インダクタ電流がゼロになったことを検出すると、第2のオントリガ信号を出力するゼロクロス検出部と、 When detecting that the inductor current reaches zero, the zero-cross detection unit that outputs a second Ontoriga signal,
前記深調光信号を受信していない場合は前記第2のオントリガ信号を通過させ、前記深調光信号を受信している場合は前記第2のオントリガ信号を通過させない信号ゲート部と、 If not received the depth dimming signal is passed through the second Ontoriga signal, a signal gate unit, not if you receive the depth dimming signal is passed through the second Ontoriga signal,
前記スイッチ素子を流れる電流に基づく電圧が前記入力整流電圧と前記直流電圧との積に基づくターンオフ閾値電圧を超えた場合に、第1のオフトリガ信号を出力するスイッチ電流判定部と、 When the voltage based on the current through the switching element exceeds the turn-off threshold voltage based on the product of the input rectified voltage and the DC voltage, and the switch current determination unit that outputs a first off trigger signal,
前記直流電圧が前記力率改善回路の定格出力電圧よりも高い異常閾値電圧を超えた場合に、第2のオフトリガ信号を出力する過電圧検出部と、 When the DC voltage exceeds the abnormal threshold voltage higher than the rated output voltage of the power factor correction circuit, an overvoltage detecting unit which outputs a second off trigger signal,
前記タイマー部から前記第1のオントリガ信号を受信した場合または前記信号ゲート部から前記第2のオントリガ信号を受信した場合には、前記スイッチ素子を導通状態にするオン信号を出力し、前記スイッチ電流判定部から前記第1のオフトリガ信号を受信した場合または前記過電圧検出部から前記第2のオフトリガ信号を受信した場合には、前記スイッチ素子を遮断状態にするオフ信号を出力するゲート信号出力部と、 When receiving the second Ontoriga signal the first Ontoriga signals from when received or the signal gate section from the timer unit outputs the ON signals to the switching element to a conducting state, the switch current when the determination unit receives the second off trigger signal from said first case has received the off trigger signal or the overvoltage detection unit includes a gate signal output unit for outputting an oFF signal for the switching element to shut off state ,
を有するようにしてもよい。 It may have a.

また、前記照明用電源制御回路において、 Further, in the lighting power supply control circuit,
前記タイマー部は、 The timer unit,
定電流源と、 A constant current source,
第1の入力端子と、所定の基準電圧に接続された第2の入力端子と、前記第1の入力端子の電圧が前記第2の入力端子の電圧よりも大きい場合に前記第1のオントリガ信号を出力する出力端子とを有する比較器と、 The first input terminal and a second input terminal and said first Ontoriga signal when the voltage of said first input terminal is greater than the voltage of said second input terminal connected to a predetermined reference voltage a comparator having an output terminal for outputting,
一端が前記定電流源の出力端子に接続され、他端が前記比較器の前記第1の入力端子に接続され、ゲート端子が前記深調光信号出力部の出力端子に接続され、前記ゲート端子が前記深調光信号を受信すると導通状態になる電流供給用スイッチ素子と、 One end connected to the output terminal of the constant current source, the other end is connected to the first input terminal of said comparator, a gate terminal connected to an output terminal of the deep dimming signal output unit, the gate terminal a current supply switching element but which becomes conductive upon receipt of the depth dimming signal,
一端が前記電流供給用スイッチ素子の他端に接続され、他端が接地されたコンデンサと、 One end connected to the other end of the current supply switching element, and a capacitor whose other end is grounded,
一端が前記コンデンサの一端に接続され、他端が接地され、前記ゲート信号出力部が前記オン信号を出力すると導通状態になる放電用スイッチ素子と、 One end connected to one end of the capacitor, the other end is grounded, and the discharging switch element the gate signal output unit is conducting and for outputting the ON signal,
を有するようにしてもよい。 It may have a.

また、前記照明用電源制御回路において、 Further, in the lighting power supply control circuit,
前記タイマー部は、 The timer unit,
定電流源と、 A constant current source,
第1の入力端子と、所定の基準電圧に接続された第2の入力端子と、前記第1の入力端子の電圧が前記第2の入力端子の電圧よりも大きい場合に前記第1のオントリガ信号を出力する出力端子とを有する比較器と、 The first input terminal and a second input terminal and said first Ontoriga signal when the voltage of said first input terminal is greater than the voltage of said second input terminal connected to a predetermined reference voltage a comparator having an output terminal for outputting,
一端が前記定電流源の出力端子および前記比較器の前記第1の入力端子に接続され、他端が接地されたコンデンサと、 One end connected to the output terminal and the first input terminal of the comparator of the constant current source, a capacitor whose other end is grounded,
一端が前記コンデンサの一端に接続され、他端が接地され、前記ゲート信号出力部が前記オン信号を出力すると導通状態になる放電用スイッチ素子と、 One end connected to one end of the capacitor, the other end is grounded, and the discharging switch element the gate signal output unit is conducting and for outputting the ON signal,
を有するようにしてもよい。 It may have a.

また、前記照明用電源制御回路において、 Further, in the lighting power supply control circuit,
前記調光器の前記調光度に基づく調光電圧が前記切り替え閾値に対応する調光基準電圧未満の場合に、深調光信号を出力する深調光信号出力部と、 When dimming voltage based on the dimming degree of the dimmer is less than the switching dimming reference voltage corresponding to the threshold, the depth dimming signal output unit for outputting a deep dimming signal,
前記深調光信号を受信し、かつ前記直流電圧が前記力率改善回路の定格出力電圧と過電圧保護機能が作動する異常閾値電圧との間の警戒閾値電圧よりも高い場合には、前記固定周波数制御を行い、それ以外の場合には前記電流臨界制御を行うPFC制御部と、 Receiving the depth dimming signal, and wherein when the DC voltage is higher than the alarm threshold voltage between the rated output voltage and abnormal threshold voltage overvoltage protection function is activated in the power factor correction circuit, the fixed frequency and controls, and the PFC control unit for performing the current critical control in other cases,
を備えるようにしてもよい。 It may be provided with.
また、前記照明用電源制御回路において、 Further, in the lighting power supply control circuit,
前記PFC制御部は、 The PFC control unit,
前記直流電圧が前記警戒閾値電圧よりも高い場合に、出力電圧上昇信号を出力する出力電圧監視部と、 When the DC voltage is higher than said warning threshold voltage, the output voltage monitoring unit that outputs the output voltage rise signal,
前記出力電圧上昇信号を受信している場合は前記深調光信号を通過させ、前記出力電圧上昇信号を受信していない場合は前記深調光信号を通過させない第1の信号ゲート部と、 If receiving the output voltage rise signal is passed through the depth dimming signal, when having not received the output voltage rise signal is a first signal gate unit that does not pass through the depth dimming signal,
前記第1の信号ゲート部から前記深調光信号を受信している間、前記ターンオン周期ごとに第1のオントリガ信号を出力するタイマー部と、 While receiving the depth dimming signal from said first signal gate unit, a timer unit for outputting a first Ontoriga signal for each of the turn-on period,
前記インダクタ電流がゼロになったことを検出すると、第2のオントリガ信号を出力するゼロクロス検出部と、 When detecting that the inductor current reaches zero, the zero-cross detection unit that outputs a second Ontoriga signal,
前記第1の信号ゲート部から前記深調光信号を受信していない場合は前記第2のオントリガ信号を通過させ、前記第1の信号ゲート部から前記深調光信号を受信している場合は前記第2のオントリガ信号を通過させない第2の信号ゲート部と、 If from the first signal gate section does not receive the deep dimming signal is passed through the second Ontoriga signal, if receiving the depth dimming signal from said first signal gate section a second signal gate unit that does not pass through the second Ontoriga signal,
前記スイッチ素子を流れる電流に基づく電圧が前記入力整流電圧と前記直流電圧との積に基づくターンオフ閾値電圧を超えた場合に、第1のオフトリガ信号を出力するスイッチ電流判定部と、 When the voltage based on the current through the switching element exceeds the turn-off threshold voltage based on the product of the input rectified voltage and the DC voltage, and the switch current determination unit that outputs a first off trigger signal,
前記直流電圧が前記異常閾値電圧を超えた場合に、第2のオフトリガ信号を出力する過電圧検出部と、 When the DC voltage exceeds the abnormal threshold voltage, and an overvoltage detecting unit which outputs a second off trigger signal,
前記タイマー部から前記第1のオントリガ信号を受信した場合または前記第2の信号ゲート部から前記第2のオントリガ信号を受信した場合には、前記スイッチ素子を導通状態にするオン信号を出力し、前記スイッチ電流判定部から前記第1のオフトリガ信号を受信した場合または前記過電圧検出部から前記第2のオフトリガ信号を受信した場合には、前記スイッチ素子を遮断状態にするオフ信号を出力するゲート信号出力部と、 When receiving the second Ontoriga signal from said first case has been received Ontoriga signal or said second signal gate section from the timer unit outputs the ON signals to the switching element to a conducting state, when said from the switch current determination unit receiving the second off trigger signal from said first case has received the off trigger signal or said overvoltage detector, gate signal outputs an oFF signal for the switching element to shut off state and an output unit,
を有するようにしてもよい。 It may have a.

本発明の一態様に係る半導体集積回路は、本発明の照明用電源制御回路を所定の半導体基板上に形成したことを特徴とする。 The semiconductor integrated circuit according to an embodiment of the present invention is characterized in that the lighting power control circuit of the present invention is formed on a predetermined semiconductor substrate.

本発明の一態様に係る照明用電源は、 Lighting power according to one embodiment of the present invention,
交流電源が出力する入力交流電圧を整流平滑して入力整流電圧を出力する整流回路と、 A rectifier circuit for outputting the input rectified voltage input AC voltage AC power supply to output rectifier smoothing to,
インダクタおよび前記インダクタに流れるインダクタ電流を制御するスイッチ素子を有し、前記スイッチ素子のスイッチング動作により前記入力整流電圧を直流電圧に変換する力率改善回路と、 A switch element for controlling the inductor current flowing through the inductor and the inductor, and the power factor correction circuit for converting the input rectified voltage by a switching operation of the switching element in the DC voltage,
電流注入型の発光素子を有する発光モジュールに前記直流電圧に基づく直流電流を出力するDC−DCコンバータと、 A DC-DC converter that outputs a DC current based on the DC voltage to a light-emitting module having a light emitting element of the current injection type,
調光器により設定される前記発光モジュールの調光度が所定の切り替え閾値以上の場合には、前記インダクタ電流がゼロになったときに前記スイッチ素子を導通状態に制御する電流臨界制御を行い、前記調光度が前記切り替え閾値未満の場合には、前記入力交流電圧の一周期あたりの前記スイッチ素子のターンオン回数が電流臨界モードにおけるターンオン回数よりも少なくなるように、前記スイッチ素子を所定のターンオン周期で強制的に導通状態に制御する固定周波数制御を行う照明用電源制御回路と、 Regulating the set by the dimmer when dimming of the light emitting module is above the predetermined switching threshold, performs current critical control for controlling said switching element to a conducting state when the inductor current reaches zero, the when the dimming degree is less than the switching threshold, as turn number of the switching elements per one cycle of the input AC voltage is less than the turn-on times in the current critical mode, the switching element at a predetermined turn-on period an illumination power source control circuit for fixed frequency control for controlling the forced conductive state,
を備えることを特徴とする。 Characterized in that it comprises a.

本発明の一態様に係る照明器具は、 Lighting device according to one embodiment of the present invention,
電流注入型の発光素子を有する発光モジュールと、 A light emitting module having a light emitting element of the current injection type,
交流電源が出力する入力交流電圧を整流平滑して入力整流電圧を出力する整流回路と、 A rectifier circuit for outputting the input rectified voltage input AC voltage AC power supply to output rectifier smoothing to,
インダクタおよび前記インダクタに流れるインダクタ電流を制御するスイッチ素子を有し、前記スイッチ素子のスイッチング動作により前記入力整流電圧を直流電圧に変換する力率改善回路と、 A switch element for controlling the inductor current flowing through the inductor and the inductor, and the power factor correction circuit for converting the input rectified voltage by a switching operation of the switching element in the DC voltage,
前記発光モジュールに前記直流電圧に基づく直流電流を出力するDC−DCコンバータと、 A DC-DC converter that outputs a DC current based on the DC voltage to the light emitting module,
調光器により設定される前記発光モジュールの調光度が所定の切り替え閾値以上の場合には、前記インダクタ電流がゼロになったときに前記スイッチ素子を導通状態に制御する電流臨界制御を行い、前記調光度が前記切り替え閾値未満の場合には、前記入力交流電圧の一周期あたりの前記スイッチ素子のターンオン回数が電流臨界モードにおけるターンオン回数よりも少なくなるように、前記スイッチ素子を所定のターンオン周期で強制的に導通状態に制御する固定周波数制御を行う照明用電源制御回路と、 Regulating the set by the dimmer when dimming of the light emitting module is above the predetermined switching threshold, performs current critical control for controlling said switching element to a conducting state when the inductor current reaches zero, the when the dimming degree is less than the switching threshold, as turn number of the switching elements per one cycle of the input AC voltage is less than the turn-on times in the current critical mode, the switching element at a predetermined turn-on period an illumination power source control circuit for fixed frequency control for controlling the forced conductive state,
を備えることを特徴とする。 Characterized in that it comprises a.

本発明では、調光度が所定の切り替え閾値未満の場合には、入力交流電圧の一周期あたりのスイッチ素子のターンオン回数が電流臨界モードにおけるターンオン回数よりも少なくなるように、スイッチ素子を所定のターンオン周期で強制的に導通状態に制御する固定周波数制御を行う。 In the present invention, tone when intensity is less than the predetermined switching threshold, as turn the number of switch elements per one cycle of the input AC voltage is less than the turn-on times in the current critical mode, turning on the switching element a predetermined performing fixed frequency control for controlling the forced conductive state in the period.

これにより、インダクタ電流のオフ期間が生じ、力率改善回路の出力電圧の上昇が抑制されるため、スイッチ素子が過電圧保護機能により強制的に遮断状態に制御されることを回避することができる。 Accordingly, the OFF period of the inductor current is generated, since the increase of the output voltage of the power factor correction circuit is inhibited, it is possible to avoid that the switch element is controlled to forcibly cut off state by the overvoltage protection function.

したがって、本発明によれば、深調光時において、スイッチ素子のスイッチング動作が停止/再開することを回避することができ、入力電流の高調波成分が発生ないし増加することを防止できる。 Therefore, according to the present invention, during deep dimming, switching operation of the switching element can be prevented from being stopped / restarted, the harmonic component of the input current can be prevented from occurring or increasing. このように、本発明によれば、深調光時における力率の低下を防止することができる。 Thus, according to the present invention, it is possible to prevent a reduction in the power factor at the time of deep dimming.

本発明の一実施態様に係る照明器具の概略的な構成図である。 It is a schematic diagram of a luminaire according to an embodiment of the present invention. 本発明の第1の実施態様に係る照明用電源制御回路における、調光度信号入力部、深調光信号出力部およびPFC制御部の回路図である。 In the illumination power supply control circuit according to a first embodiment of the present invention, dimming signal input section, a circuit diagram of a deep dimming signal output section and the PFC control unit. 第1の実施形態に係る照明用電源制御回路のタイマー部を中心とした回路図である。 Timer unit of the illumination power supply control circuit according to the first embodiment is a circuit diagram mainly showing a. 第1の実施形態の変形例に係る照明用電源制御回路におけるPFC制御部の回路図である。 It is a circuit diagram of a PFC control unit of the lighting power supply control circuit according to a modification of the first embodiment. 第1の実施形態に係る照明用電源制御回路を用いた場合における、入力交流電圧、定格時のPFC動作波形および深調光時のPFC動作波形の波形図である。 In the case of using the lighting power supply control circuit according to the first embodiment, the input AC voltage is a waveform diagram of a PFC operation waveforms and Fukacho light when the PFC operation waveform at the time of rating. 本発明の第2の実施形態に係る照明用電源制御回路のPFC制御部の回路図である。 It is a circuit diagram of a PFC control unit of the lighting power supply control circuit according to a second embodiment of the present invention. 第2の実施態様の変形例に係る照明用電源制御回路におけるPFC制御部の回路図である。 It is a circuit diagram of a PFC control unit of the lighting power supply control circuit according to a modification of the second embodiment. 従来の照明用電源制御回路を用いた場合における、入力交流電圧、定格時のPFC動作波形および深調光時のPFC動作波形の波形図である。 In the case of using the conventional illumination power supply control circuit, the input AC voltage is a waveform diagram of a PFC operation waveforms and Fukacho light when the PFC operation waveform at the time of rating.

以下、図面を参照しつつ本発明の実施形態について説明する。 Hereinafter, embodiments of the present invention will be described with reference to the drawings. なお、各図においては、特に説明する場合を除いて、同等の機能を有する構成要素には同一の符号を付し、同一符号の構成要素の詳しい説明は繰り返さない。 In each figure, except where specifically described, components having the same functions are denoted by the same reference numerals, detailed explanation of the same sign of the components will not be repeated.

(第1の実施形態) (First Embodiment)
まず、図1を参照して、本発明の実施態様に係る照明器具1について説明する。 First, referring to FIG. 1, it will be described luminaire 1 according to an embodiment of the present invention. 照明器具1は、電流注入型の発光素子7を有する発光モジュール6を照明光源として備え、調光器8により発光モジュール6の照度(調光度)を調整可能に構成された照明器具である。 Luminaire 1 is provided with a light-emitting module 6 having a light-emitting element 7 of the current injection type as the illumination light source, the dimmer 8 is adjustably configured luminaire illuminance of the light emitting module 6 (dimming).

図1に示すように、照明器具1は、交流電源2に接続された整流回路3と、力率改善回路4と、DC−DCコンバータ5と、発光素子7を有する発光モジュール6と、調光器8と、調光度信号受信部9と、照明用電源制御回路10とを備えている。 As shown in FIG. 1, the luminaire 1 includes a rectifier circuit 3 connected to the AC power source 2, a power factor improving circuit 4, the DC-DC converter 5, a light emitting module 6 having a light-emitting element 7, dimming a vessel 8, the dimming degree signal receiving unit 9, and a lighting power source control circuit 10. なお、照明用電源は、整流回路3と、力率改善回路4と、DC−DCコンバータ5と、照明用電源制御回路10とを備えている。 The illumination power source includes a rectifier circuit 3, a power factor improving circuit 4, a DC-DC converter 5 and an illumination power supply control circuit 10.

以下、照明器具1の各構成要素について詳しく説明する。 Will be described below in detail each component of the luminaire 1.

整流回路3は、商用電源等の交流電源2が出力する入力交流電圧を整流平滑し、整流平滑された入力整流電圧を力率改善回路4に出力する。 Rectifier circuit 3, an input AC voltage AC power source 2 outputs such as a commercial power source by rectifying and smoothing, and outputs the rectified and smoothed input rectified voltage to the power factor improving circuit 4. 図1に示すように、整流回路3は、例えば、ダイオードブリッジおよびコンデンサC1を有する。 As shown in FIG. 1, the rectifier circuit 3, for example, with a diode bridge and a capacitor C1. ダイオードブリッジは、4つのダイオード(D1,D2,D3,D4)からなり、交流電源2の入力交流電圧を全波整流する。 Diode bridge consists of four diodes (D1, D2, D3, D4), full-wave rectification of the input AC voltage of the AC power source 2. コンデンサC1は、力率改善回路4で発生する高周波リプル電流を吸収するために設けられており、一端がダイオードブリッジの出力端子に接続され、他端が接地されている。 Capacitor C1 is provided to absorb the high frequency ripple current generated by the power factor improving circuit 4, one end connected to the output terminal of the diode bridge, and the other end is grounded.

力率改善回路4は、コンデンサC2に流れ込む入力電流(Iin)の高調波成分を抑制し、力率を改善する回路である。 Power factor improving circuit 4 is to suppress the harmonics of the input current (Iin) flowing into the capacitor C2, is a circuit for improving the power factor. 力率改善回路4は、インダクタ(チョークコイル)L1と、このインダクタL1に流れる電流(以下、「インダクタ電流」ともいう。)を制御するスイッチ素子Q1とを有し、スイッチ素子Q1のスイッチング動作により入力整流電圧を所定の直流電圧に変換する。 Power factor improving circuit 4, an inductor (choke coil) L1, a current flowing through the inductor L1 (hereinafter, "the inductor current" and also referred to.) And a switch element Q1 for controlling, by the switching operation of the switching element Q1 converting an input rectified voltage to a predetermined DC voltage.

図1に示すように、力率改善回路4は、例えば、インダクタL1と、スイッチ素子Q1と、回生用のダイオードD5と、平滑用のコンデンサC2と、モニタ用巻線L2と、抵抗R3,R4,R5とを有する昇圧チョッパ回路として構成されている。 As shown in FIG. 1, the power factor improving circuit 4 is, for example, an inductor L1, a switching element Q1, a diode D5 for regeneration, a capacitor C2 for smoothing, a monitor winding L2, resistors R3, R4 It is configured as a step-up chopper circuit having a R5.

インダクタL1は、一端が整流回路3の出力端子に接続され、他端がスイッチ素子Q1の一端およびダイオードD5のアノードに接続されている。 Inductor L1 has one end connected to the output terminal of the rectifier circuit 3, the other end is connected to the anode of one and the diode D5 of the switching element Q1.

スイッチ素子Q1は、照明用電源制御回路10のGD端子から出力されるゲート信号により導通状態または遮断状態に制御されるトランジスタ(例えばNMOSFET)である。 Switching element Q1 is a transistor (e.g. NMOSFET), which is controlled to a conducting state or a disconnected state by the gate signal outputted from the GD pin of the illumination power supply control circuit 10. このスイッチ素子Q1は、一端(ドレイン)がインダクタL1の他端に接続され、他端(ソース)は抵抗R3を介して接地されている。 The switching element Q1 has one end (drain) connected to the other end of the inductor L1, the other end (source) is grounded via a resistor R3.

抵抗R3は、スイッチ素子Q1に流れる電流をモニタするための抵抗である。 Resistor R3 is a resistor for monitoring the current flowing through the switching element Q1. 抵抗R3の一端はスイッチ素子Q1の他端(ソース)に接続され、抵抗R3の他端は接地されている。 One end of the resistor R3 is connected to the other end of the switch element Q1 (the source), the other end of the resistor R3 is grounded.

ダイオードD5は、アノードがインダクタL1の他端に接続され、カソードが力率改善回路4の出力端子(コンデンサC2の一端)に接続されている。 Diode D5 has an anode connected to the other end of the inductor L1, a cathode is connected to the output terminal of the power factor improving circuit 4 (one end of the capacitor C2).

抵抗R4および抵抗R5は、力率改善回路4から出力される直流電圧をモニタするための分圧回路を構成する。 Resistor R4 and the resistor R5 constitute a voltage divider circuit for monitoring the DC voltage output from the power factor improving circuit 4. 抵抗R4の一端はコンデンサC2の一端に接続され、他端は抵抗R5の一端に接続されている。 One end of the resistor R4 is connected to one end of the capacitor C2, the other end is connected to one end of the resistor R5. 抵抗R5の一端は抵抗R4の他端に接続され、他端は接地されている。 One end of the resistor R5 is connected to the other end of the resistor R4, the other end is grounded.

コンデンサC2は、一端が力率改善回路4の出力端子に接続され、他端が接地されている。 Capacitor C2 has one end connected to the output terminal of the power factor improving circuit 4, the other end is grounded.

モニタ用巻線L2は、インダクタL1に流れるインダクタ電流をモニタするための巻線であり、一端が接地され、他端が照明用電源制御回路10のZCD端子に接続されている。 Monitoring winding L2 is a winding for monitoring the inductor current flowing through the inductor L1, one end of which is grounded and the other end connected to the ZCD pin of the illumination power supply control circuit 10.

力率改善回路4は、例えば上記構成の昇圧チョッパ回路として構成され、入力整流電圧を所定の電圧に昇圧してDC−DCコンバータ5に出力する。 Power factor improving circuit 4 is configured, for example, as a boost chopper circuit of the above configuration, the boost to the input rectified voltage to a predetermined voltage and outputs the DC-DC converter 5. なお、力率改善回路4は、上記構成に限るものではなく、他の公知の構成のものを用いてもよい。 Incidentally, the power factor improving circuit 4 is not limited to the above configuration, it may be used as other known configuration.

図1に示すように、整流回路3と力率改善回路4の間には、入力整流電圧をモニタするための分圧回路が設けられている。 As shown in FIG. 1, between the rectifier circuit 3 and the power factor improving circuit 4, a voltage dividing circuit for monitoring the input rectified voltage is provided. この分圧回路は、直列接続された抵抗R1および抵抗R2から構成される。 The voltage dividing circuit is composed of resistors R1 and R2 connected in series. 抵抗R1の一端は整流回路3の出力端子に接続され、他端は抵抗R2の一端に接続されている。 One end of the resistor R1 is connected to the output terminal of the rectifier circuit 3, the other end is connected to one end of the resistor R2. 抵抗R2の一端は抵抗R1の他端に接続され、他端は接地されている。 One end of the resistor R2 is connected to the other end of the resistor R1, the other end is grounded.

DC−DCコンバータ5は、PFC制御回路4が出力する直流電圧を入力し、該直流電圧に基づく直流電流を発光モジュール6に出力する。 DC-DC converter 5 inputs a DC voltage PFC control circuit 4 outputs, outputs a DC current based on the DC voltage to a light-emitting module 6. DC−DCコンバータ5が出力する直流電流は発光モジュール6の調光度が低下するにつれて小さくなる。 Direct current DC-DC converter 5 outputs becomes smaller as dimming of the light emitting module 6 is lowered.

図1に示すように、DC−DCコンバータ5は、例えば、ハイサイドスイッチ素子Q2と、ローサイドスイッチ素子Q3と、降圧用のダイオードD6と、ダイオードD7,D8と、1次巻線L3および2次巻線L4を有するトランスTと、コンデンサC3,C4と、平滑用のコンデンサC5とを有する降圧チョッパ回路として構成されている。 As shown in FIG. 1, DC-DC converter 5, for example, a high-side switching device Q2, a low-side switching elements Q3, a diode D6 for buck, a diode D7, D8, 1 winding L3 and the secondary a transformer T having a winding L4, a capacitor C3, C4, and is configured as a step-down chopper circuit and a capacitor C5 for smoothing.

ハイサイドスイッチ素子Q2は、照明用電源制御回路10のHO端子から出力されるゲート信号により導通状態または遮断状態に制御されるトランジスタ(例えばNMOSFET)である。 The high-side switching device Q2 is a transistor (e.g. NMOSFET), which is controlled to a conducting state or a cutoff state by a gate signal output from the HO terminal of the illumination power supply control circuit 10. このハイサイドスイッチ素子Q2は、一端(ドレイン)が力率改善回路4の出力端子に接続され、他端(ソース)がローサイドスイッチ素子Q3の一端(ドレイン)に接続されている。 The high-side switch element Q2 has one end (drain) connected to the output terminal of the power factor improving circuit 4, the other end (source) connected to one end of the low-side switching device Q3 (drain).

ローサイドスイッチ素子Q3は、照明用電源制御回路10のLO端子から出力されるゲート信号により導通状態または遮断状態に制御されるトランジスタ(例えばNMOSFET)である。 Low-side switching device Q3 is a transistor (e.g. NMOSFET), which is controlled to a conducting state or a disconnected state by the gate signal outputted from the LO terminal of the illumination power supply control circuit 10. このローサイドスイッチ素子Q3は、一端(ドレイン)がハイサイドスイッチ素子Q2の他端(ソース)に接続され、他端(ソース)が接地されている。 The low-side switching device Q3 has one end (drain) connected to the other end (source) of the high-side switching element Q2, the other end (source) is grounded.

降圧用ダイオードD6は、カソードがハイサイドスイッチ素子Q2およびローサイドスイッチ素子Q3の接続点に接続され、アノードが接地されている。 Buck diode D6 has a cathode connected to a connection point of the high-side switching element Q2 and the low side switching element Q3, the anode is grounded.

トランスTの1次巻線L3は、一端がハイサイドスイッチ素子Q2およびローサイドスイッチ素子Q3の接続点に接続され、他端がDC−DCコンバータ5の出力端子(コンデンサC5の一端)に接続されている。 Primary winding L3 of the transformer T has one end connected to a connection point of the high-side switching element Q2 and the low side switching element Q3, and the other end is connected to the output terminal of the DC-DC converter 5 (one end of the capacitor C5) there. トランスTの2次巻線L4は、一端が接地されている。 Secondary winding L4 of transformer T has one end grounded. この2次巻線L4は、1次巻線L3とともにトランスTを構成する。 The secondary winding L4 constitute a transformer T with a primary winding L3.

コンデンサC3は、一端がハイサイドスイッチ素子Q2およびローサイドスイッチ素子Q3の接続点に接続され、他端がダイオードD7のカソードおよび照明用電源制御回路10のVB端子に接地されている。 Capacitor C3 has one end connected to a connection point of the high-side switching element Q2 and the low side switching element Q3, and the other end is grounded to the VB terminal of the cathode and the illumination power supply control circuit 10 of a diode D7. ダイオードD8は、アノードが2次巻線L4の他端に接続され、カソードが照明用電源制御回路10のVcc端子に接続されている。 Diode D8 has an anode connected to the other end of the secondary winding L4, the cathode is connected to the Vcc terminal of the lighting power supply control circuit 10.

ダイオードD7は、カソードがコンデンサC3の他端に接続され、アノードがダイオードD8のカソードに接続されている。 Diode D7 has a cathode connected to the other end of the capacitor C3, the anode is connected to the cathode of the diode D8. ダイオードD7のアノードには、DC−DCコンバータ5の起動時に、照明用電源制御回路10から制御電源電圧Vccが供給されるようになっている。 The anode of the diode D7, during the start of the DC-DC converter 5, control power source voltage Vcc are supplied from the illumination power source control circuit 10. この制御電源電圧Vccによりスイッチ素子Q3が導通状態になると、コンデンサC3が充電され、ハイサイド駆動用の電圧が生成される。 When the switch element Q3 by the control power source voltage Vcc is turned on, capacitor C3 is charged, the voltage for the high side driver is generated.

コンデンサC4は、一端がダイオードD8のカソードに接続され、他端が2次巻線L4の一端に接続されている。 Capacitor C4 has one end connected to the cathode of the diode D8, the other end connected to one end of the secondary winding L4. コンデンサC5は、DC−DCコンバータ5の出力端子と接地との間に接続されている。 Capacitor C5 is connected between ground and the output terminal of the DC-DC converter 5.

上記構成のDC−DCコンバータ5は、力率改善回路4から出力された直流電圧を所定の直流電圧に降圧し、調光度に応じた直流電流を発光モジュール6に供給する。 DC-DC converter 5 having the above-lowers the DC voltage outputted from the power factor improving circuit 4 to a predetermined DC voltage, supplies the DC current corresponding to the dimming degree to the light emitting module 6. なお、DC−DCコンバータ5は、上記構成の降圧チョッパ回路に限らず、その他公知の構成のものでもよい。 Incidentally, DC-DC converter 5 is not limited to the step-down chopper circuit with the above arrangement, it may be of other known construction. また、DC−DCコンバータ5は、所望の出力電圧に応じて、昇圧型のDC−DCコンバータであってもよい。 Further, DC-DC converter 5, depending on the desired output voltage may be a step-up DC-DC converter.

次に、発光モジュール6について説明する。 It will now be described light emitting module 6. 発光モジュール6は、図1に示すように、複数の発光素子ライン6a,6bを有する。 Emitting module 6, as shown in FIG. 1, a plurality of light emitting element lines 6a, a 6b. 発光素子ライン6aおよび6bはそれぞれ、直列接続された複数の発光素子7を有する。 Each light-emitting element lines 6a and 6b, it has a plurality of light-emitting elements 7 which are connected in series. また、発光素子ライン6aおよび6bはいずれも、一端がDC−DCコンバータ5の出力端子に接続され、他端は抵抗R6を介して接地されている。 Moreover, both the light emitting element lines 6a and 6b, one end connected to the output terminal of the DC-DC converter 5, the other end is grounded through a resistor R6. また、発光素子ライン6a,6bの他端は、照明用電源制御回路10のフィードバック用の端子にも接続されている。 The light-emitting element lines 6a, the other end of 6b is also connected to a terminal for feedback of the lighting power supply control circuit 10.

なお、図1では、発光素子ラインの数は2個であるが、これに限らず、1個でもよいし、3個以上でもよい。 In FIG. 1, the number of light-emitting element lines is two, not limited thereto, and may be one or may be three or more. また、1つの発光素子ラインに含まれる発光素子7の数は、図1では3個であるが、これに限らない。 The number of light-emitting elements 7 contained in one light-emitting element lines is the three in Figure 1, is not limited thereto.

発光素子7は、電流注入型の発光素子であり、例えば、発光ダイオード(LED)、レーザダイオード(LD)または有機EL素子である。 Light-emitting element 7 is a light emitting element of the current injection type, for example, a light emitting diode (LED), a laser diode (LD) or an organic EL element. 発光素子7は、電流注入型の発光素子であれば、これに限らず他の半導体発光素子でもよい。 Light-emitting element 7, if the light emitting element of the current injection type and may be other semiconductor light-emitting element is not limited thereto.

調光器8は、照明器具1自身に、あるいは部屋の壁などに設けられる。 Dimmer 8, the luminaire 1 itself, or provided to a wall of a room. 調光器8は、使用者が調光度を設定可能なツマミ部などの設定手段(図示せず)を有し、設定された調光度(照度)に応じた調光度信号を出力する。 Dimmer 8 includes setting means such as a configurable knob portion user dimming (not shown), outputs a dimming degree signal corresponding to the set dimming (illuminance). この調光度信号は、例えば、設定された調光度が低くなるにつれて、オンデューティが大きくなるPWM信号である。 The dimming degree signal, for example, as set dimming degree is lowered, a PWM signal on duty is increased.

調光度信号受信部9は、調光器8から出力されたPWM信号を受信し、このPWM信号に基づくPWM信号を照明用電源制御回路10のDIM−IN端子に出力する。 Dimming signal receiving section 9 receives the PWM signal outputted from the dimmer 8, and outputs a PWM signal based on the PWM signal to the DIM-IN terminal of the lighting power supply control circuit 10. 図1に示すように、調光度信号受信部9は、例えば、発光ダイオードP1およびフォトトランジスタP2を有するフォトカプラPC1と、このフォトカプラPC1に直列接続された抵抗R7とを有する。 As shown in FIG. 1, the dimming degree signal reception unit 9, for example, a photocoupler PC1 having a light emitting diode P1 and phototransistor P2, a resistor R7 connected in series to the photocoupler PC1. 発光ダイオードP1の両端には、調光器8が出力した電圧が印加される。 The two ends of the light emitting diodes P1, the voltage dimmer 8 has outputted is applied. フォトトランジスタP2および抵抗R7は、電圧VDDと接地との間に直列接続されている。 Photo transistor P2 and the resistor R7 are serially connected between ground and voltage VDD. また、フォトトランジスタP2および抵抗R7の接続点は、照明用電源制御回路10のDIM−IN端子に接続されている。 The connection point of the photo transistor P2 and the resistor R7 is connected to a DIM-IN terminal of the lighting power supply control circuit 10.

このような構成により、調光度信号受信部9は、調光器8から出力されたPWM信号を反転したPWM信号を照明用電源制御回路10のDIM−IN端子に出力する。 With this configuration, dimming signal receiving unit 9 outputs a PWM signal to the PWM signal obtained by inverting output from the dimmer 8 to DIM-IN terminal of the lighting power supply control circuit 10.

照明用電源制御回路10は、力率改善回路4およびDC−DCコンバータ5を制御する制御回路である。 Lighting power control circuit 10 is a control circuit for controlling the power factor improving circuit 4 and the DC-DC converter 5. 図1に示すように、照明用電源制御回路10は、調光度信号受信部9を介して調光器8と接続され、調光器8で設定された調光度に基づいて力率改善回路4の制御を行う。 As shown in FIG. 1, the lighting power source control circuit 10, dimming signal receiving unit 9 is connected to the dimmer 8 via a dimmer 8 based on the set dimming power factor improving circuit 4 It performs the control of. また、照明用電源制御回路10は、FB端子を介して発光素子ライン6a,6bに流れる電流をモニタすることにより、調光度に応じた直流電流を供給するようにDC−DCコンバータ5を制御する。 The illumination power source control circuit 10, by monitoring the current flowing through the FB terminal light emitting element lines 6a, to 6b, to control the DC-DC converter 5 to supply direct current corresponding to the dimming degree .

図1に示すように、照明用電源制御回路10は、調光度信号入力部11と、深調光信号出力部12と、PFC制御部13とを有し、力率改善回路4の制御を行う。 As shown in FIG. 1, performs lighting power supply control circuit 10 includes a dimming signal input section 11, a deep dimming signal output unit 12, and a PFC control unit 13, the control of the power factor improving circuit 4 . 加えて、照明用電源制御回路10は、調光出力部14と、発振器15と、オペアンプ16と、比較器17と、制御部18と、スイッチ制御部19と、ソフトスタート部20と、停止部21と、起動電源部22と、誤動作防止部23とをさらに有する。 In addition, the lighting power supply control circuit 10 includes a dimming output unit 14, an oscillator 15, an operational amplifier 16, a comparator 17, a control unit 18, a switch control unit 19, a soft-start portion 20, stop further comprising 21, a start power supply unit 22, and a malfunction preventing unit 23.

なお、照明用電源制御回路10は、所定の半導体基板上に形成された半導体集積回路として構成されてもよい。 The illumination power supply control circuit 10 may be configured as a semiconductor integrated circuit formed on a predetermined semiconductor substrate. 即ち、照明用電源制御回路10の上記構成要素の一部または全部を所定の半導体基板上に集積してもよい。 That is, some or all of the components of the lighting power supply control circuit 10 may be integrated on a predetermined semiconductor substrate.

照明用電源制御回路10による力率改善回路4の制御について詳しく説明する前に、照明用電源制御回路10によるDC−DCコンバータ5の制御について説明する。 Before explaining the control of the power factor improving circuit 4 by the illumination power supply control circuit 10, a description will be given of the control of the DC-DC converter 5 by the illumination power source control circuit 10.

<照明用電源制御回路10によるDC−DCコンバータ5の制御> <Control of the DC-DC converter 5 by the lighting power source control circuit 10>
以下、DC−DCコンバータ5の制御にかかわる照明用電源制御回路10の構成要素について説明する。 The following describes the components of the lighting power supply control circuit 10 according to control of the DC-DC converter 5.

調光度信号入力部11は、DIM−IN端子から受信したPWM信号を反転させ、オン電圧を調整して出力する。 Dimming signal input section 11 inverts the PWM signal received from the DIM-IN terminal, and outputs the adjusted on-voltage. 調光度信号入力部11の構成例については、照明用電源制御回路10による力率改善回路4の制御の説明において図2を用いて後述する。 The configuration example of a dimming signal input section 11 will be described later with reference to FIG. 2 in the description of the control of the power factor improving circuit 4 by the illumination power supply control circuit 10.

調光出力部14は、DC−OUT端子の電圧をレベル調整してDIM−OUT端子に出力する。 Dimming output unit 14, and the level adjusting voltage DC-OUT terminal outputs the DIM-OUT terminal. DC−OUT端子にはコンデンサC6が接続されている。 Capacitor C6 is connected to the DC-OUT terminal. DC−OUT端子の電圧(調光電圧)は、調光度信号入力部11が出力したPWM信号がコンデンサC6で直流化された直流電圧であり、調光度が高くなるにつれて高くなる。 Voltage of DC-OUT terminal (dimming voltage), PWM signal dimming signal input section 11 has outputted is direct current DC voltage in capacitor C6, increases as the dimming ratio increases.

発振器15は、CT端子に接続されたコンデンサC8およびRT端子に接続された抵抗R11に基づいて生成される発振信号(例えば三角波)を比較器17に出力する。 Oscillator 15 outputs an oscillation signal generated on the basis of the resistor R11 connected to the capacitor C8 and RT terminal connected to the CT terminal (for example triangular wave) to the comparator 17.

オペアンプ16は、反転入力端子(−)が抵抗Raおよび抵抗Rcを介して調光出力部14の出力端子に接続され、非反転入力端子(+)が抵抗Rdを介して発光素子ライン6a,6bに接続されている。 Operational amplifier 16 has an inverting input terminal (-) is connected to the output terminal of the resistor Ra and via a resistor Rc dimming output section 14, the non-inverting input terminal (+) of the light-emitting element lines 6a through a resistor Rd, 6b It is connected to the. 抵抗Raは、一端がDIM−OUT端子に接続され、他端が抵抗Rbの一端に接続されている。 Resistor Ra is connected at one end to the DIM-OUT terminal, and the other end is connected to one end of the resistor Rb. 抵抗Rbの他端は接地されている。 The other end of the resistor Rb is grounded.

また、オペアンプ16の反転入力端子(−)は、抵抗Rc、抵抗Re,Rfを介してオペアンプ16の出力端子に接続されている。 The inverting input terminal of the operational amplifier 16 (-), the resistor Rc, the resistance Re, through Rf is connected to the output terminal of the operational amplifier 16. 抵抗Reは、一端がオペアンプ16の出力端子に接続され、他端が抵抗Rfの一端に接続されている。 Resistor Re has one end connected to the output terminal of the operational amplifier 16, the other end is connected to one end of the resistor Rf. 抵抗Rfの他端は抵抗Rcの一端に接続されている。 The other end of the resistor Rf is connected to one end of the resistor Rc.

このような構成により、オペアンプ16は、調光出力部14から出力された電圧を分圧した電圧と、発光素子ライン6a,6bに流れる電流に基づく電圧との差を増幅して出力する。 With this configuration, the operational amplifier 16, a voltage of the voltage output from the dimming output unit 14 by dividing, amplifying and outputting a difference between a voltage based on the current flowing through the light emitting element lines 6a, to 6b.

比較器17は、発振器15から出力される発振信号と、オペアンプから出力される信号とを比較し、この比較結果に応じた比較信号を出力する。 The comparator 17 compares the oscillation signal output from the oscillator 15, and a signal output from the operational amplifier, and outputs a comparison signal corresponding to the comparison result.

制御部18は、比較器17が出力する比較信号に基づいて、発光素子7に流れる電流が目標電流値になるように、スイッチ制御部19によるハイサイドスイッチ素子Q2およびローサイドスイッチ素子Q3の駆動を制御する。 Control unit 18, based on the comparison signal output from the comparator 17, so that the current flowing through the light emitting element 7 reaches the target current value, the driving of the high-side switching device Q2 and the low side switching element Q3 by switch control unit 19 Control. ここで、目標電流値は、調光器8により設定された調光度に応じた電流値である。 Here, the target current value is a current value corresponding to the set dimming by dimmer 8.

例えば、制御部18は、比較信号に基づいて発光素子7に流れる電流が目標電流値未満であると判断した場合、ハイサイドスイッチ素子Q3のオンデューティが大きくなり且つローサイドスイッチ素子Q3のオンデューティが小さくなるように制御する。 For example, the control unit 18, if the current flowing through the light-emitting element 7 on the basis of the comparison signal is determined to be smaller than the target current value, and the on-duty of the low-side switching device Q3 on-duty of the high side switching device Q3 becomes larger controlled to be small. 一方、比較信号に基づいて発光素子7に流れる電流が目標電流値以上であると判断した場合、制御部18は、ハイサイドスイッチ素子Q2のオンデューティが小さくなり且つローサイドスイッチ素子Q3のオンデューティが大きくなるように制御する。 On the other hand, if the current flowing through the light-emitting element 7 on the basis of the comparison signal is equal to or greater than the target current value, the control unit 18, on-duty of the high-side switch element on-duty of Q2 is reduced and the low-side switching device Q3 is to control so as to become larger.

スイッチ制御部19は、ハイサイドスイッチ素子Q2およびローサイドスイッチ素子Q3を駆動するためのゲート信号を、HO端子およびLO端子からそれぞれ出力する。 The switch control unit 19, a gate signal for driving the high-side switching device Q2 and the low side switching element Q3, respectively output from the HO terminal and LO terminal. これにより、スイッチ制御部19は、ローサイドスイッチ素子Q2およびハイサイドスイッチ素子Q3を制御し、所望の出力を得るようにDC−DCコンバータ5を駆動する。 Thus, the switch control unit 19 controls the low-side switching device Q2 and the high side switching device Q3, and drives the DC-DC converter 5 to obtain the desired output.

ソフトスタート部20は、DC−DCコンバータ5の起動時にDC−DCコンバータ5がソフトスタートするように、即ち、DC−DCコンバータ5の出力電圧が徐々に上昇するようにハイサイドスイッチ素子Q2およびローサイドスイッチ素子Q3のオンデューティを制御するための信号を制御部18に出力する。 Soft start portion 20, as the DC-DC converter 5 at the start of the DC-DC converter 5 is soft start, i.e., the high-side so that the output voltage of the DC-DC converter 5 rises gradually switching element Q2 and the low side and it outputs a signal for controlling the on-duty of the switching element Q3 to the control unit 18. なお、ソフトスタート部20は、SS端子を介してコンデンサC7に接続されている。 The soft-start unit 20 is connected to the capacitor C7 through the SS terminal. このコンデンサC7の静電容量に基づいて、ソフトスタート時間が設定される。 Based on the capacitance of the capacitor C7, the soft-start time is set.

停止部21は、所定の場合に誤動作防止部23による制御を受けて停止要求信号を出力し、PFC制御部13、スイッチ制御部19および起動電源部22を停止させる。 Stop 21 is controlled by a malfunction preventing unit 23 when a predetermined outputs a stop request signal, PFC control unit 13 stops the switching control unit 19 and starts power supply section 22.

起動電源部22は、VDCIN端子を介して受信した力率改善回路4の出力電圧が所定の値以上になった場合に起動し、制御電源電圧VccをVcc端子からDC−DCコンバータ5に供給する。 Activation power source unit 22 starts when the output voltage of the power factor improving circuit 4 received through the VDCIN terminal exceeds a predetermined value, and supplies the control power voltage Vcc to the DC-DC converter 5 from the Vcc terminal .

誤動作防止部23は、起動電源部22から供給される制御電源電圧Vccが所定値未満の場合に停止部21を制御して、PFC制御部13による力率改善回路4の制御、スイッチ制御部19によるDC−DCコンバータ5の制御、および起動電源部22による制御電源電圧Vccの供給を停止させる。 Malfunction preventing unit 23, the activation control power source voltage Vcc from the power supply unit 22 is supplied by controlling the stop 21 in the case of less than the predetermined value, the control of the power factor improving circuit 4 by the PFC control unit 13, the switch control unit 19 control of the DC-DC converter 5 by, and to stop the supply of the control power supply voltage Vcc by the activation power supply unit 22.

上記構成の照明用電源制御回路10は、調光器8で設定された調光度に応じた直流電流を発光モジュール6に供給するように、DC−DCコンバータ5のハイサイドスイッチ素子Q2およびローサイドスイッチ素子Q3をオン/オフ制御する。 Lighting power control circuit 10 configured as described above, adjusting the direct current corresponding to the set dimming degree by the optical unit 8 so as to supply to the light emitting module 6, the high-side switching device Q2 and the low side switches of the DC-DC converter 5 the element Q3 is turned on / off control. また、照明用電源制御回路10は、発光素子ライン6a,6bに流れる電流をモニタし、該電流が調光度に応じた目標電流値になるようにフィードバック制御を行う。 The illumination power source control circuit 10, the light emitting element lines 6a, monitors the current flowing to 6b, the feedback control is performed so that the target current value said current is in accordance with the dimming degree.

<照明用電源制御回路10による力率改善回路4の制御> <Control of the power factor improving circuit 4 by the illumination power supply control circuit 10>
次に、照明用電源制御回路10による力率改善回路4の制御について、図2を参照して説明する。 Next, control of the power factor improving circuit 4 by the illumination power supply control circuit 10 will be described with reference to FIG. 図2は、照明用電源制御回路10の調光度信号入力部11、深調光信号出力部12およびPFC制御部13の回路図を示している。 Figure 2 shows a circuit diagram of a dimming signal input section 11, the depth dimming signal output unit 12 and the PFC controller 13 of the illumination power supply control circuit 10.

調光度信号入力部11は、前述のように、DIM−IN端子から受信したPWM信号を反転させ、オン電圧を調整して出力する。 Dimming signal input section 11, as described above, by inverting the PWM signal received from the DIM-IN terminal, and outputs the adjusted on-voltage. この調光度信号入力部11は、図2に示すように、例えば、比較器CMP1と、スイッチ素子Q4と、抵抗R8,R9,R10とを有する。 The dimming signal input section 11, as shown in FIG. 2, for example, with a comparator CMP1, a switch element Q4, and resistors R8, R9, R10.

比較器CMP1の一方の入力端子(−)はDIM−IN端子に接続され、他方の入力端子(+)は基準電圧V1に接続されている。 One input terminal of the comparator CMP1 (-) is connected to DIM-IN terminal, the other input terminal (+) is connected to the reference voltage V1. 比較器CMP1の出力端子は、スイッチ素子Q4のゲート端子に接続されている。 Output terminal of the comparator CMP1 is connected to the gate terminal of the switching element Q4. スイッチQ4は、例えば、一端(ドレイン)が抵抗R8の一端に接続され、他端(ソース)が接地されたNMOSFETである。 Switch Q4 is, for example, one end (drain) connected to one end of a resistor R8, a NMOSFET other end (source) is grounded. 抵抗R8の他端は電圧Vrefに接続されている。 The other end of the resistor R8 is connected to the voltage Vref. 抵抗R9は、一端がスイッチ素子Q4の一端に接続され、他端が接地されている。 Resistor R9 has one end connected to one end of the switch element Q4, the other end is grounded. 抵抗R10は、一端がスイッチ素子Q4の一端に接続され、他端が調光度信号入力部11の出力端子に接続されている。 Resistor R10 has one end connected to one end of the switch element Q4, which is connected to the output terminal of the other end dimming signal input section 11.

図1に示すように、調光度信号入力部11の出力端子は、DC−OUT端子を介してコンデンサC6に接続されている。 As shown in FIG. 1, the output terminal of the dimming signal input section 11 is connected to a capacitor C6 via a DC-OUT terminal. これにより、調光度信号入力部11から出力されたPWM信号が直流化される。 Accordingly, PWM signals output from the dimming signal input section 11 is direct current. その結果、調光度に応じた直流電圧(調光電圧)が、深調光信号出力部12および調光出力部14に供給される。 As a result, dimming degree to the corresponding DC voltage (dimming voltage) is supplied to the deep dimming signal output unit 12 and the dimming output unit 14. この調光電圧は、図2に示す構成例の場合、調光度が低く設定されるにつれて低くなる。 The dimming voltage becomes lower as the case of the configuration example shown in FIG. 2, the dimming degree is set low.

深調光信号出力部12は、調光器8の調光度に基づく調光電圧が調光基準電圧未満の場合に、深調光信号を出力する。 Deep dimming signal output unit 12, the dimming voltage based on the dimming degree of the dimmer 8 If it is less than the dimming reference voltage, and outputs the depth dimming signal. 調光基準電圧は、切り替え閾値に対応する電圧である。 Dimming reference voltage is a voltage corresponding to the switching threshold. 以下、深調光信号が出力されている場合を、単に「深調光時」ともいう。 Hereinafter, a case where the depth dimming signal is output, simply referred to as "time of deep dimming."

図2に示すように、深調光信号出力部12は、例えば、比較器CMP2から構成される。 As shown in FIG. 2, the depth dimming signal output unit 12 is composed of, for example, a comparator CMP2. 比較器CMP2の一方の入力端子(+)は調光度信号入力部11の出力端子に接続され、他方の入力端子(−)は基準電圧V2に接続されている。 One input terminal of the comparator CMP2 (+) is connected to the output terminal of the dimming signal input section 11, the other input terminal (-) is connected to the reference voltage V2. 基準電圧V2は、切り替え閾値に調光基準電圧である。 The reference voltage V2 is a dimming reference voltage switching threshold. この比較器CMP2は、DC−OUT端子の電圧(調光電圧)が基準電圧V2よりも低い場合に、深調光信号としてLレベル信号を出力する。 The comparator CMP2 is the voltage of the DC-OUT terminal (dimming voltage) is lower than the reference voltage V2, and outputs a L-level signal as a deep dimming signal.

PFC制御部13は、力率改善回路4のスイッチ素子Q1のゲート端子に接続されたGD端子からゲート信号を出力し、スイッチ素子Q1を導通状態または遮断状態に制御する。 PFC control unit 13 outputs a gate signal from the connected GD terminal to the gate terminal of the switching element Q1 of the power factor improving circuit 4, and controls the switching element Q1 in a conductive state or blocking state.

PFC制御部13は、図2に示すように、タイマー部31と、ゲート信号出力部32と、スイッチ電流判定部33と、ゼロクロス検出部34と、過電圧検出部35と、信号ゲート部36とを有する。 PFC control unit 13, as shown in FIG. 2, a timer unit 31, and the gate signal output unit 32, a switch current determination unit 33, a zero-cross detector 34, an overvoltage detector 35, a signal gate unit 36 a.

タイマー部31は、深調光信号出力部12から深調光信号を受信している間、所定のターンオン周期ごとに第1のオントリガ信号を出力するように構成されている。 The timer unit 31 is configured to output during the first Ontoriga signal every predetermined turn-on period being received deep dimming signal from the depth dimming signal output unit 12. 詳細な構成例は後ほど図3を用いて説明する。 Detailed configuration example will be described later with reference to FIG.

ゼロクロス検出部34は、インダクタ電流がゼロになったことを検出すると、第2のオントリガ信号を出力する。 Zero-cross detector 34 detects that the inductor current reaches zero, and outputs a second Ontoriga signal. 図2に示すように、ゼロクロス検出部34は、例えば、比較器CMP4と、ワンショット回路37とを有する。 As shown in FIG. 2, the zero-cross detector 34, for example, with a comparator CMP4, and a one-shot circuit 37. 比較器CMP4の一方の入力端子(−)はZCD端子に接続され、他方の入力端子(+)は基準電圧V4に接続されている。 One input terminal of the comparator CMP4 (-) is connected to the ZCD pin, the other input terminal (+) is connected to a reference voltage V4. ZCD端子は、インダクタL1に流れる電流をモニタするための端子であり、インダクタL1と磁気的に結合されたモニタ用巻線L2に接続される。 ZCD pin is a terminal for monitoring the current flowing through the inductor L1, is connected to the inductor L1 magnetically coupled to a monitor winding L2.

ワンショット回路37は、比較器CMP4の出力端子に接続され、比較器CMP4がHレベル信号を出力したときに所定の幅(例えば100nSec)のパルス信号を出力する。 One-shot circuit 37 is connected to the output terminal of the comparator CMP4, and outputs a pulse signal of a predetermined width (e.g., 100 nsec) when the comparator CMP4 has output H level signals.

信号ゲート部36は、深調光信号を受信していない場合は第2のオントリガ信号を通過させ、深調光信号を受信している場合は第2のオントリガ信号を通過させないように構成されている。 Signal gate unit 36, when receiving no deep dimming signal if you are passed through a second Ontoriga signal, receives a deep dimming signal is configured so as not to pass through the second Ontoriga signal there. 図2に示すように、信号ゲート部36は、例えば、論理積ゲートAND1から構成される。 As shown in FIG. 2, the signal gate unit 36, for example, an AND gate AND1. 論理積ゲートAND1の一方の入力端子は、ゼロクロス検出部34の出力端子に接続され、他方の入力端子は、深調光信号出力部12の出力端子に接続される。 One input terminal of the AND gate AND1 is connected to the output terminal of the zero-cross detector 34, the other input terminal is connected to the output terminal of the deep dimming signal output unit 12.

スイッチ電流判定部33は、スイッチ素子Q1を流れる電流に基づく電圧がターンオフ閾値電圧を超えた場合に、第1のオフトリガ信号を出力する。 Switching current determination unit 33, when the voltage based on the current flowing through the switching element Q1 exceeds the turn-off threshold voltage and outputs a first off trigger signal. ここで、「スイッチ素子Q1を流れる電流に基づく電圧」とは、スイッチ素子Q1を流れる電流の値が大きくなるにつれて、高くなる電圧であり、図1の構成で言えば、スイッチ素子Q1と抵抗R3の接続点の電圧である。 Here, "voltage based on the current flowing through the switching device Q1", as the value of the current flowing through the switching element Q1 is increased, a higher voltage, in terms of the arrangement of FIG. 1, the resistor and the switch element Q1 R3 which is the voltage at the connection point. また、ターンオフ閾値電圧は、MULT端子でモニタした入力整流電圧(整流回路3の出力電圧)と、VFB端子でモニタした直流電圧(力率改善回路4の出力電圧)との積に基づく電圧である。 Also, turn-off threshold voltage, a monitor and input rectified voltage (output voltage of the rectifier circuit 3) by MULT pin to a voltage based on the product of the DC voltage monitored by the VFB terminal (output voltage of the power factor improving circuit 4) .

図2に示すように、スイッチ電流判定部33は、例えば、エラーアンプEA1と、マルチプライヤ(乗算器)40と、比較器CMP5と、NOTゲートN1とを有する。 As shown in FIG. 2, with switch current determination unit 33, for example, the error amplifier EA1, a multiplier (multiplier) 40, a comparator CMP 5, and a NOT gate N1.

エラーアンプEA1は一方の入力端子(−)がVFB端子に接続され、他方の入力端子(+)が基準電圧V5に接続されている。 Error amplifier EA1 is one input terminal (-) connected to the VFB terminal, the other input terminal (+) is connected to a reference voltage V5. VFB端子は、力率改善回路4の出力電圧をモニタするための端子であり、図1に示すように、抵抗R4と抵抗R5の接続点に接続される。 VFB terminal is a terminal for monitoring the output voltage of the power factor improving circuit 4, as shown in FIG. 1, is connected to a connection point of the resistors R4 and R5.

マルチプライヤ40は、エラーアンプEA1の出力電圧と、MULT端子に入力された電圧とを乗算して得られた電圧(ターンオフ閾値電圧)を出力する。 Multiplier 40 outputs an output voltage of the error amplifier EA1, multiplies the voltage input to the MULT pin-obtained voltage (turn-off threshold voltage). MULT端子は、整流回路3が出力する入力整流電圧をモニタするための端子であり、図1に示すように、抵抗R1および抵抗R2の接続点に接続される。 MULT pin is a terminal for monitoring the input rectified voltage rectifier circuit 3 outputs, as shown in FIG. 1, is connected to a connection point of the resistors R1 and R2.

比較器CMP5は、一方の入力端子(−)がCS端子に接続され、他方の入力端子(+)がマルチプライヤ40の出力端子に接続される。 Comparator CMP5 has one input terminal (-) connected to the CS terminal, the other input terminal (+) is connected to the output terminal of the multiplier 40. CS端子は、スイッチ素子Q1に流れる電流をモニタするための端子であり、図1に示すように、スイッチ素子Q1と抵抗R3の接続点に接続される。 CS terminal is a terminal for monitoring the current flowing through the switching element Q1, as shown in FIG. 1, is connected to the connection point of the switching element Q1 and the resistor R3. 比較器CMP5は、入力端子(−)の電圧が入力端子(+)の電圧よりも高い場合にLレベル信号を出力する。 Comparator CMP5 has an input terminal (-) voltage outputs an L-level signal is higher than the voltage of the input terminal (+).

NOTゲートN1は、比較器CMP5の出力端子に接続されており、信号レベルを反転させる。 NOT gate N1 is connected to the output terminal of the comparator CMP 5, inverts the signal level. Lレベル信号を受信すると、NOTゲートN1はHレベル信号(第1のオフトリガ信号)を出力する。 Upon receiving the L-level signal, NOT gate N1 outputs a H level signal (first off trigger signal).

過電圧検出部35は、力率改善回路4の出力した直流電圧が所定の異常閾値電圧を超えた場合に、第2のオフトリガ信号を出力する。 Overvoltage detector 35, when the output DC voltage of the power factor improving circuit 4 exceeds a predetermined abnormal threshold voltage and outputs a second off trigger signal. ここで、異常閾値電圧は、力率改善回路4の定格出力電圧よりも高い電圧であり、例えば、定格出力電圧の110%〜120%の電圧として設定される。 Here, the abnormal threshold voltage is a voltage higher than the rated output voltage of the power factor improving circuit 4, for example, is set as 110% to 120% of the voltage of the rated output voltage.

図2に示すように、過電圧検出部35は、例えば比較器CMP3から構成される。 As shown in FIG. 2, the overvoltage detector 35, for example, a comparator CMP3. 比較器CMP3は、一方の入力端子(+)がVFB端子に接続され、他方の入力端子(−)が異常閾値電圧に対応する基準電圧V3に接続されている。 The comparator CMP3 has one input terminal (+) connected to the VFB terminal, the other input terminal (-) is connected to the reference voltage V3 corresponding to the abnormal threshold voltage. 比較器CMP3は、入力端子(+)の電圧が入力端子(−)の電圧よりも高い場合に、Hレベル信号(第2のオフトリガ信号)を出力する。 The comparator CMP3 the voltage input terminal of the input terminal (+) (-) is higher than the voltage of the outputs of the H-level signal (second off trigger signal).

ゲート信号出力部32は、タイマー部31から第1のオントリガ信号を受信した場合または信号ゲート部36から第2のオントリガ信号を受信した場合には、スイッチ素子Q1を導通状態にするオン信号を出力する。 Gate signal output unit 32, if the case or the signal gate unit 36 ​​from the timer unit 31 has received the first Ontoriga signal receives the second Ontoriga signal, outputs an ON signal to the switching element Q1 in a conductive state to. この場合には、ゲート信号出力部32は、第1または第2のオフトリガ信号を受信するまで、オン信号を出力し続ける。 In this case, the gate signal output unit 32 until it receives a first or second off trigger signal continues to output an ON signal.

一方、ゲート信号出力部32は、スイッチ電流判定部33から第1のオフトリガ信号を受信した場合または過電圧検出部35から第2のオフトリガ信号を受信した場合には、スイッチ素子Q1を遮断状態にするオフ信号を出力する。 On the other hand, the gate signal output unit 32, when the case or overvoltage detector 35 from switching current determination unit 33 has received the first off trigger signal has been received second off trigger signal to the switching element Q1 in a cutoff state and it outputs an oFF signal. この場合には、ゲート信号出力部32は、第1または第2のオントリガ信号を受信するまで、オフ信号を出力し続ける。 In this case, the gate signal output unit 32 until it receives the first or second Ontoriga signal continues to output an OFF signal.

深調光時においては、信号ゲート部36がゼロクロス検出部34の出力を通過させないため、インダクタ電流のゼロクロスの検出は、ゲート信号出力部32に通知されない。 During deep dimming, the signal gate unit 36 ​​does not pass the output of the zero crossing detector 34, the detection of the zero crossing of the inductor current, not notified to the gate signal output unit 32. よって、深調光時においては、ゲート信号出力部32は、タイマー部31からターンオン周期ごとに出力される第1のオントリガ信号のみをトリガとして、オン信号を出力する。 Therefore, at the time of deep dimming, the gate signal output unit 32 is triggered only the first Ontoriga signal outputted from the timer unit 31 for each turn cycle, it outputs an ON signal. これにより、深調光時においては、照明用電源制御回路10はターンオン周期が固定のスイッチング制御を行う。 Thus, at the time of deep dimming, lighting power supply control circuit 10 is turned on periodically performs switching control of the fixing.

図2に示すように、ゲート信号出力部32は、例えば、セット入力端子S1,S2およびリセット入力端子R1,R2を有するSR型フリップフロップ38を有する。 As shown in FIG. 2, the gate signal output unit 32 has, for example, an SR-type flip-flop 38 having a set input terminal S1, S2 and the reset input terminal R1, R2. SR型フリップフロップ38は、セット入力端子S1またはS2にHレベル信号が入力されると、出力端子QからのHレベル信号の出力を保持し、リセット入力端子R1またはR2にHレベル信号が入力されると、出力端子QからのLレベル信号の出力を保持する。 SR-type flip-flop 38, when the H level signal to the set input terminal S1 or S2 is inputted, and holds the output of the H level signal from the output terminal Q, H level signal is input to the reset input terminal R1 or R2 If that holds the output of the L level signal from the output terminal Q.

なお、ゲート信号出力部32は、SR型フリップフロップ38から出力されたHレベル信号の電圧をスイッチ素子Q1に適した電圧にレベル調整してGD端子に出力するゲートドライバ39をさらに有してもよい。 The gate signal output unit 32 also further includes a gate driver 39 for outputting the GD pin and level adjustment voltage of the H level signal outputted from the SR-type flip-flop 38 to a voltage suitable for switching element Q1 good.

次に、図3を参照して、タイマー部31の詳細構成について説明する。 Next, with reference to FIG. 3, a detailed configuration of the timer section 31. 図3に示すように、タイマー部31は、定電流源I1と、比較器CMP6と、電流供給用スイッチ素子Q5と、コンデンサC9と、放電用スイッチ素子Q6とを有する。 As shown in FIG. 3, the timer section 31 includes a constant current source I1, a comparator CMP6, a current supply switching element Q5, the capacitor C9, and a discharging switch element Q6.

比較器CMP6は、第1の入力端子(+)と、所定の基準電圧V6に接続された第2の入力端子(−)と、第1の入力端子の電圧が第2の入力端子の電圧よりも大きい場合に第1のオントリガ信号を出力する出力端子とを有する。 Comparator CMP6 includes a first input terminal (+), a second input terminal connected to a predetermined reference voltage V6 (-) and, the voltage of the first input terminal voltage of the second input terminal and an output terminal for outputting a first Ontoriga signal if also large. 比較器CMP6の出力端子はSR型フリップフロップ38のセット入力端子S1に接続されている。 Output terminal of the comparator CMP6 is connected to the set input terminal S1 of the SR-type flip-flop 38.

電流供給用スイッチ素子Q5は、一端が定電流源I1の出力端子に接続され、他端が比較器CMP6の第1の入力端子(+)に接続され、ゲート端子が深調光信号出力部12の出力端子に接続されている。 Current supplying switching element Q5 has one end connected to the output terminal of the constant current source I1, the other end is connected to a first input terminal of the comparator CMP6 (+), the gate terminal is deep dimming signal output unit 12 It is connected to the output terminal. 電流供給用スイッチ素子Q5は、例えばPMOSFETである。 Current supplying switching element Q5 is, for example, a PMOSFET. ゲート端子が深調光信号(Lレベル信号)を受信すると、電流供給用スイッチ素子Q5は導通状態になる。 When the gate terminal receives a deep dimming signal (L level signal), the current supply switching element Q5 is turned on.

コンデンサC9は、一端が電流供給用スイッチ素子Q5の他端(ドレイン)に接続され、他端が接地されている。 Capacitor C9 has one end connected to the other end (drain) of the current supply switching element Q5, the other end is grounded.

放電用スイッチ素子Q6は、一端がコンデンサC9の一端に接続され、他端が接地され、ゲート端子がSR型フリップフロップ38の出力端子Qに接続されている。 Discharging switch element Q6 has one end connected to one end of the capacitor C9, the other end is grounded, the gate terminal is connected to the output terminal Q of the SR-type flip-flop 38. 放電用スイッチ素子Q6は、例えばNMOSFETである。 Discharging switch element Q6 is, for example, a NMOSFET. ゲート信号出力部32がオン信号を出力すると(即ち、SR型フリップフロップ38がHレベル信号を出力すると)、放電用スイッチ素子Q6は導通状態になる。 Gate signal output unit 32 and outputs an ON signal (i.e., the SR-type flip-flop 38 outputs the H level signal), discharging switch element Q6 is turned on.

上記構成のタイマー部31は、次のように動作する。 Timer unit 31 of the above structure operates as follows. 深調光信号出力部12が深調光信号を出力すると、スイッチ素子Q5は導通状態になり、コンデンサC9に電荷が蓄積され始める。 When the depth dimming signal output unit 12 outputs the depth dimming signal, the switching element Q5 is rendered conductive, the charge on capacitor C9 begins to accumulate. コンデンサC9に電荷が蓄積されるにつれて、比較器CMP6の入力端子(+)の電圧が上昇する。 As the charge on the capacitor C9 are accumulated, the voltage of the input terminal of the comparator CMP6 (+) is increased. そして、入力端子(+)の電圧が基準電圧V6を超えると、比較器CMP6はHレベル信号(第1のオントリガ信号)を出力する。 Then, the voltage of the input terminal (+) exceeds the reference voltage V6, the comparator CMP6 outputs a H level signal (a first Ontoriga signal).

第1のオントリガ信号を受信すると、SR型フリップフロップ38は出力端子QからHレベル信号(オン信号)を出力する。 Upon receiving the first Ontoriga signal, SR-type flip-flop 38 outputs a H level signal from the output terminal Q (ON signal). これにより、放電用スイッチ素子Q6は導通状態になり、コンデンサC9は放電される。 Accordingly, the discharging switch element Q6 becomes conductive, the capacitor C9 is discharged. その後、スイッチ素子Q1に流れる電流がターンオフ閾値電圧に達してSR型フリップフロップ38がLレベル信号を出力すると、放電用スイッチ素子Q6は遮断状態になり、定電流源I1によりコンデンサC9に電荷が再び蓄積され、比較器CMP6の入力端子(+)の電圧が上昇していく。 Thereafter, the SR-type flip-flop 38 the current flowing through the switching element Q1 has reached the turn-off threshold voltage and outputs a L level signal, the discharging switch element Q6 becomes a cutoff state, the charge on capacitor C9 again by the constant current source I1 accumulating the voltage of the input terminal of the comparator CMP6 (+) rises. そして、入力端子(+)の電圧が基準電圧V6を超えると、比較器CMP6はHレベル信号(第1のオントリガ信号)を出力する。 Then, the voltage of the input terminal (+) exceeds the reference voltage V6, the comparator CMP6 outputs a H level signal (a first Ontoriga signal).

上記動作を繰り返すことで、タイマー部31は、深調光信号出力部12から深調光信号を受信している間、所定のターンオン周期Tonごとに第1のオントリガ信号を出力する。 By repeating the above operation, the timer 31 outputs during the first Ontoriga signal every predetermined turn-on period Ton is receiving depth dimming signal from the depth dimming signal output unit 12. なお、タイマー部31は、スイッチ素子Q1が導通状態の間、放電用スイッチ素子Q6も導通状態となるため、時間のカウントは行っていない。 Incidentally, the timer unit 31, while the switch element Q1 is in a conductive state, since the discharging switch element Q6 becomes conductive, the count of the time was not performed. しかし、スイッチ素子Q1のオン幅は深調光時において最小オン幅(一定値)になっているため、第1のオントリガ信号は一定の時間間隔Ton(コンデンサC9の充電時間と最小オン幅の和)で出力されることになる。 However, the sum of the minimum for the on has a width (a constant value), the first Ontoriga signal charge time and a minimum ON width of a predetermined time interval Ton (capacitor C9 during the ON width and the depth dimming switching device Q1 It will be output).

なお、ターンオン周期Tonの長さは、タイマー部31の定電流源I1の出力電流、コンデンサC9の静電容量や基準電圧V6の値を適宜選択することで、所望の長さに調整可能である。 The length of the turn-on period Ton, by selecting the output current of the constant current source I1 of the timer unit 31, the value of the capacitance and the reference voltage V6 of the capacitor C9 appropriate, can be adjusted to the desired length .

また、ターンオン周期Tonは、固定周波数制御におけるスイッチ素子Q1のスイッチング周波数が可聴領域の上限周波数よりも高くなるように設定することが好ましく、例えば50μSec以下(20kHz以上)とすることが好ましい。 Further, the turn-on period Ton is preferably the switching frequency of the switching element Q1 is set to be higher than the upper limit frequency of the audible range at a fixed frequency control, for example 50μSec below (20 kHz or higher) is preferably set to.

また、図3に示すように、タイマー部31にリスタートタイマーの機能を持たせるために、タイマー部31に定電流源I2を設けてもよい。 Further, as shown in FIG. 3, in order to provide a function of the restart timer timer unit 31, a constant current source I2 may be provided in the timer unit 31. この定電流源I2の出力端子は、コンデンサC9の一端に接続されている。 The output terminal of the constant current source I2 is connected to one end of the capacitor C9. これにより、断線や入力急変等によりインダクタ電流のゼロクロスが正常に検出されない場合でも、所定のリスタート周期(例えば100μSec)でスイッチ素子Q1を導通状態に制御することで、力率改善回路4の出力がゼロになることを防止することが可能となる。 Accordingly, even when the zero crossing of the inductor current by disconnection or input sudden change is not detected properly, by controlling the switching element Q1 in a conductive state at a predetermined restart frequency (e.g. 100 .mu.sec), the power factor improving circuit 4 outputs There it is possible to prevent the zero.

次に、タイマー部31と異なる構成のタイマー部31Aを有するPFC制御部13Aについて、図4を参照して説明する。 Next, the PFC control unit 13A having a timer section 31A of the timer unit 31 and the different configurations will be described with reference to FIG. PFC制御部13Aのタイマー部31Aは、深調光時において、ターンオン周期ごとに第1のオントリガ信号を出力する。 Timer unit 31A of the PFC control unit 13A during deep dimming, and outputs a first Ontoriga signal every turn cycle.

タイマー部31Aは、図4に示すように、定電流源I1と、比較器CMP6と、コンデンサC9と、放電用スイッチ素子Q6とを有する。 The timer unit 31A, as shown in FIG. 4, includes a constant current source I1, a comparator CMP6, a capacitor C9, and a discharging switch element Q6.

比較器CMP6は、第1の入力端子(+)と、所定の基準電圧V6に接続された第2の入力端子(−)と、第1の入力端子の電圧が第2の入力端子の電圧よりも大きい場合に第1のオントリガ信号を出力する出力端子とを有する。 Comparator CMP6 includes a first input terminal (+), a second input terminal connected to a predetermined reference voltage V6 (-) and, the voltage of the first input terminal voltage of the second input terminal and an output terminal for outputting a first Ontoriga signal if also large.

コンデンサC9は、一端が定電流源I1の出力端子および比較器CMP6の第1の入力端子に接続され、他端が接地されている。 Capacitor C9 has one end connected to a first input terminal of the output terminal and the comparator CMP6 of the constant current source I1, and the other end is grounded.

放電用スイッチ素子Q6は、一端がコンデンサC9の一端に接続され、他端が接地され、ゲート端子がSR型フリップフロップ38の出力端子Qに接続されている。 Discharging switch element Q6 has one end connected to one end of the capacitor C9, the other end is grounded, the gate terminal is connected to the output terminal Q of the SR-type flip-flop 38. ゲート信号出力部32がオン信号を出力すると(即ち、SR型フリップフロップ38がHレベル信号を出力すると)、放電用スイッチ素子Q6は導通状態になる。 Gate signal output unit 32 and outputs an ON signal (i.e., the SR-type flip-flop 38 outputs the H level signal), discharging switch element Q6 is turned on.

上記タイマー部31Aを有するPFC制御部13Aにおいては、深調光信号出力部12から深調光信号を受信していない場合、信号ゲート部36は第2のオントリガ信号を通過させるため、インダクタ電流がゼロになるたびに、放電用スイッチ素子Q6が導通状態となり、コンデンサC9が放電される。 In PFC controller 13A with the timer section 31A, when receiving no deep dimming signal from the depth dimming signal output unit 12, since the signal gate unit 36 ​​for passing the second Ontoriga signal, the inductor current each time a zero, the discharge switch element Q6 becomes conductive, the capacitor C9 is discharged. コンデンサC9の一端の電圧が基準電圧V6より高くなる前にコンデンサC9は放電されるため、タイマー部31Aは第1のオントリガ信号を出力しない。 Since the capacitor C9 is discharged before the voltage at one end of the capacitor C9 becomes higher than the reference voltage V6, the timer unit 31A does not output the first Ontoriga signal.

一方、深調光信号出力部12から深調光信号を受信している場合、即ち、深調光時には、信号ゲート部36は第2のオントリガ信号を通過させないため、コンデンサC9はインダクタ電流のゼロクロスのタイミングで放電されない。 On the other hand, if receiving the depth dimming signal from the depth dimming signal output unit 12, i.e., at the time of deep dimming, since the signal gate unit 36 ​​does not pass the second Ontoriga signal, capacitor C9 is the inductor current zero crossing not be discharged at the timing. よって、タイマー部31Aはターンオン周期ごとに第1のオントリガ信号を出力する。 Therefore, the timer unit 31A outputs a first Ontoriga signal every turn cycle.

上記の照明用電源制御回路10は、ゼロクロス検出部34と、スイッチ電流判定部33と、ゲート信号出力部32とを有するPFC制御部13を備えることにより、調光度が所定の切り替え閾値以上の場合、電流臨界制御を行う。 Lighting power control circuit 10 described above, a zero-cross detector 34, a switch current determination unit 33, by providing a PFC control unit 13 and a gate signal output unit 32, tone when intensity is above a predetermined switching threshold , it performs current critical control. 電流臨界制御において、PFC制御部13は、インダクタ電流がゼロに低下するとスイッチ素子Q1を導通状態に制御してインダクタ電流を増加させ、スイッチ素子Q1を流れる電流に基づく電圧がターンオフ閾値電圧に達するとスイッチ素子Q1を遮断状態に制御してインダクタ電流を減少させる。 In the current critical control, PFC control unit 13, the inductor current drops to zero to increase the inductor current by controlling the switching element Q1 in a conducting state, the voltage based on the current through the switch element Q1 has reached the turn-off threshold voltage It controls the switch element Q1 to cut-off state decreases the inductor current.

また、上記の照明用電源制御回路10は、タイマー部31,31Aと、スイッチ電流判定部33と、信号ゲート部36と、ゲート信号出力部32とを有するPFC制御部13,13Aを備えることにより、調光度が所定の切り替え閾値未満の場合(深調光時)には、固定周波数制御を行う。 The illumination power supply control circuit 10 described above, a timer unit 31 and 31A, the switch current determination unit 33, a signal gate unit 36, by providing a PFC control unit 13,13A and a gate signal output unit 32 , dimming degree is in the case of less than the predetermined switching threshold (when deep dimming), performs a fixed frequency control. この固定周波数制御において、PFC制御部13は、所定のターンオン周期Tonごとにスイッチ素子Q1を強制的に導通状態に制御する。 In this fixed frequency control, PFC control unit 13 controls the forced conductive state the switching element Q1 at every predetermined turn-on period Ton.

このターンオン周期Tonは、入力交流電圧の一周期あたりのスイッチ素子Q1のターンオン回数が電流臨界モードにおけるターンオン回数よりも少なくなるように設定される。 The turn-on period Ton is turned the number of switch elements Q1 per cycle of the input AC voltage is set to be less than the turn-on times in the current critical mode. 換言すれば、ターンオン周期Tonは、インダクタ電流がゼロの状態のオフ期間が発生するように設定される。 In other words, the turn-on period Ton, the inductor current off period of the zero state is set to occur.

また、照明用電源制御回路10は過電圧検出部35を備えることにより、過電圧保護機能が実装されている。 The illumination power source control circuit 10 by providing the overvoltage detector 35, the overvoltage protection function is implemented. 即ち、力率改善回路4の出力電圧が異常閾値電圧を超えた場合には、照明用電源制御回路10はスイッチ素子Q1を強制的に遮断状態に制御することで、力率改善回路4の出力電圧を低下させる。 That is, when the output voltage of the power factor improving circuit 4 exceeds the abnormal threshold voltage, lighting power supply control circuit 10 to control the force the blocking state the switching element Q1, the power factor improving circuit 4 outputs lowering the voltage.

次に、図5を参照して、上記構成を有する照明用電源制御回路10を備える照明器具1のPFC動作波形について説明する。 Next, with reference to FIG. 5, the PFC operation waveforms of a luminaire 1 comprising a lighting power source control circuit 10 having the above structure.

図5の上段には、交流電源2の入力交流電圧の波形(一周期分)を示している。 In the upper part of FIG. 5 shows the waveform of the input AC voltage of the AC power source 2 (one cycle). 図5の中段には、力率改善回路4が定格電圧を出力している時、即ち、深調光時ではない時のPFC動作波形(インダクタ電流ILと入力電流Iinの波形)を示している。 In the middle of FIG. 5, when the power factor improving circuit 4 is outputting the rated voltage, that is, the PFC operation waveform (waveform of the inductor current IL and the input current Iin) of the time is not a time of deep dimming . インダクタ電流ILは、電流臨界制御された波形となっている。 The inductor current IL has a current critical control waveform. 入力電流Iinは、力率改善回路4により入力交流電圧とほぼ相似な波形となっている。 Input current Iin has a substantially similar waveform to the input AC voltage by the power factor improving circuit 4.

図5の下段には、深調光時のPFC動作波形(インダクタ電流ILと入力電流Iinの波形)を示している。 In the lower part of FIG. 5 shows a deep dimming when PFC operation waveform (waveform of the inductor current IL and the input current Iin).

図5の下段に示すように、インダクタ電流ILは、ターンオン周期Tonごとに上昇し始める。 As shown in the lower part of FIG. 5, the inductor current IL begins to rise every turn period Ton. また、インダクタ電流ILは、ゼロまで低下した後、電流臨界制御のようにすぐに上昇するのではなく、ターンオン周期が経過するまでゼロのままである。 The inductor current IL, was reduced to zero, rather than immediately rise as the critical conduction control, it remains zero until the turn-on period has elapsed. 即ち、インダクタ電流ILの波形に、インダクタ電流がゼロの状態のオフ期間が発生している。 That is, the waveform of the inductor current IL, the inductor current off period of the zero state is occurring. また、オフ期間が発生することで、入力電流Iinは、図5の下段に示すように、定格時に比べると低い値となる。 Further, since the OFF period occurs, input current Iin, as shown in the lower part of FIG. 5, a low value compared to the rated.

このように、本実施形態に係る照明用電源制御回路10は、深調光時においては、所定のターンオン周期Tonが経過してからスイッチ素子Q1を導通状態に制御し、インダクタ電流ILがゼロのオフ期間が発生するようにする。 Thus, the lighting power source control circuit 10 according to this embodiment, at the time of deep dimming, from a predetermined turn-on period Ton has elapsed controls the switch element Q1 conductive, the inductor current IL is zero off period so as to generate. これにより、力率改善回路4の出力電圧の上昇を抑制することができる。 Thus, it is possible to suppress the increase of the output voltage of the power factor improving circuit 4. その結果、過電圧保護機能が作動することを防止し、力率の低下を防止することができる。 As a result, it prevents the overvoltage protection function is activated, it is possible to prevent a reduction in the power factor.

なお、上記説明では、ターンオン周期は固定であったが、調光度に応じて変化するようにしてもよい。 In the above description, the turn-on period but was fixed, it may be changed in accordance with the dimming degree. より具体的には、ターンオン周期Tonは、調光度が低くなるにつれて連続的に長くなるようにしてもよい。 More specifically, the turn-on period Ton may be set to be continuously increased as the dimming degree is lower. 例えば、比較器CMP2に代えてエラーアンプにより深調光信号出力部12を構成し、深調光信号出力部12が調光電圧と基準電圧V2との差に応じた電圧を出力するように構成する。 For example, configured to configure a deep dimming signal output unit 12 by the error amplifier in place of the comparator CMP2, and outputs a voltage corresponding to the difference between the deep dimming signal output unit 12 is a dimming voltage and the reference voltage V2 to. これにより、タイマー部31のスイッチ素子Q5を流れる電流は調光電圧に応じて変化し、コンデンサC9への電荷の蓄積速度が変化する。 Thus, the current flowing through the switching element Q5 of the timer unit 31 changes in accordance with the dimming voltage, rate of accumulation of electric charge to the capacitor C9 will change. その他、ターンオン周期Tonは、調光度が低くなるにつれて段階的に長くなるようにしてもよい。 Other, turn period Ton may be set to be stepwise increased as the dimming degree is lower.

以上説明したように、第1の実施形態では、調光度が切り替え閾値未満の場合(深調光時)には、入力交流電圧の一周期あたりのスイッチ素子Q1のターンオン回数が電流臨界モードにおけるターンオン回数よりも少なくなるように、スイッチ素子Q1を所定のターンオン周期Tonで強制的に導通状態に制御する固定周波数制御を行う。 As described above, in the first embodiment, tone when intensity is less than the switching threshold (during deep dimming) is turned on in the turn-on times the current critical mode switching device Q1 per cycle of the input AC voltage to be less than the number of times, it performs fixed frequency control for controlling forcibly conducting state switching element Q1 at a predetermined turn-on period Ton.

これにより、インダクタ電流ILにオフ期間が生じ、力率改善回路4の出力電圧の上昇が抑制され、過電圧保護機能によってスイッチ素子Q1が強制的に遮断状態に制御されることを回避することができる。 This causes an off period to the inductor current IL, increase of the output voltage of the power factor improving circuit 4 is suppressed, it is possible to avoid that the switch element Q1 by the overvoltage protection function is controlled to forcibly cutoff state .

したがって、本実施形態によれば、深調光時において、スイッチ素子Q1のスイッチング動作が停止/再開することを回避することができ、入力電流Iinの高調波成分が発生ないし増加することを防止できる。 Therefore, according to this embodiment, at the time of deep dimming, switching operation of the switching element Q1 can avoid to stop / restart, the harmonic component of the input current Iin can be prevented from occurring to increase . よって、第1の実施形態によれば、深調光時における力率の低下を防止することができる。 Therefore, according to the first embodiment, it is possible to prevent a reduction in the power factor at the time of deep dimming.

(第2の実施形態) (Second Embodiment)
次に、本発明の第2の実施形態について図6を参照して説明する。 It will now be described with reference to FIG. 6, a second embodiment of the present invention. 第2の実施形態と第1の実施形態との間の相違点の一つは、照明用電源制御回路10のPFC制御部に、力率改善回路4の出力電圧を監視する出力電圧監視部が設けられていることである。 One difference between the second embodiment and the first embodiment, the PFC control unit of the lighting power supply control circuit 10, the output voltage monitoring unit that monitors the output voltage of the power factor improving circuit 4 is it is that is provided.

第2の実施形態に係るPFC制御部13Bは、図6に示すように、タイマー部31Bと、ゲート信号出力部32と、スイッチ電流判定部33と、ゼロクロス検出部34と、過電圧検出部35と、信号ゲート部36と、出力電圧監視部41と、信号ゲート部42とを有する。 PFC controller 13B according to the second embodiment, as shown in FIG. 6, a timer unit 31B, and the gate signal output unit 32, a switch current determination unit 33, a zero-cross detector 34, an overvoltage detecting section 35 has a signal gate unit 36, and the output voltage monitoring unit 41, a signal gate unit 42.

なお、スイッチ電流判定部33、ゼロクロス検出部34および過電圧検出部35については、第1の実施形態と同様であるため、詳しい説明を省略する。 Since switch current determination unit 33, the zero-cross detector 34 and the overvoltage detector 35 is the same as the first embodiment, thereby omitting a detailed explanation.

PFC制御部13Bのタイマー部31Bは、信号ゲート部42から深調光信号を受信している間、ターンオン周期ごとに第1のオントリガ信号を出力する。 Timer unit 31B of the PFC control unit 13B is, while receiving the depth dimming signal from the signal gate unit 42 outputs the first Ontoriga signal every turn cycle. タイマー部31Bの具体的な構成は、図3を用いて説明したタイマー部31と同様である。 Specific configuration of the timer unit 31B is similar to the timer unit 31 described with reference to FIG.

出力電圧監視部41は、力率改善回路4が出力する直流電圧が所定の警戒閾値電圧よりも高い場合に、出力電圧上昇信号を出力するように構成されている。 The output voltage monitoring unit 41, when a DC voltage power factor improving circuit 4 outputs is higher than a predetermined warning threshold voltage, and is configured to output an output voltage rise signal.

ここで、警戒閾値電圧とは、力率改善回路4の定格出力電圧と、過電圧保護機能が作動する出力電圧(異常閾値電圧)との間の電圧である。 Here, the alert threshold voltage, and the rated output voltage of the power factor improving circuit 4, a voltage between the output voltage overvoltage protection function is activated (abnormal threshold voltage). 即ち、警戒閾値電圧は、力率改善回路4の定格出力電圧よりも高く、かつ異常閾値電圧よりも低い電圧である。 In other words, alert threshold voltage is higher than the rated output voltage of the power factor improving circuit 4, and a voltage lower than the abnormality threshold voltage. 例えば、警戒閾値電圧は、定格出力電圧の105%〜110%の電圧に設定される。 For example, alert threshold voltage is set to 105% to 110% of the voltage of the rated output voltage.

図6に示すように、出力電圧監視部41は、例えば比較器CMP7で構成される。 As shown in FIG. 6, the output voltage monitoring unit 41, for example, a comparator CMP7. 比較器CMP7は、一方の入力端子(−)がVFB端子に接続され、他方の入力端子(+)が警戒閾値電圧に対応する基準電圧V7に接続されている。 Comparator CMP7 has one input terminal (-) connected to the VFB terminal, the other input terminal (+) is connected to a reference voltage V7 corresponding to alert threshold voltage. 比較器CMP7は、入力端子(−)の電圧が入力端子(+)の電圧よりも高い場合に、出力電圧上昇信号としてLレベル信号を出力する。 Comparator CMP7 includes an input terminal (-) voltage is higher than the voltage of the input terminal (+), and outputs the L level signal as an output voltage rise signal.

信号ゲート部42は、出力電圧上昇信号を受信している場合は深調光信号を通過させ、出力電圧上昇信号を受信していない場合は深調光信号を通過させない。 Signal gate unit 42, when receiving the output voltage rise signal is passed through a depth dimming signal, if it has not received the output voltage rise signal does not pass deep dimming signal. 図6に示すように、信号ゲート部42は、例えば、論理和ゲートOR1で構成される。 As shown in FIG. 6, the signal gate unit 42, for example, a logic OR gate OR1. 論理和ゲートOR1の一方の入力端子は深調光信号出力部12の出力端子に接続され、他方の入力端子は比較器CMP7の出力端子に接続されている。 One input terminal of the OR gate OR1 is connected to the output terminal of the deep dimming signal output unit 12, the other input terminal is connected to the output terminal of the comparator CMP7. また、論理和ゲートOR1の出力端子は、タイマー部31Bのスイッチ素子Q5のゲート端子と、信号ゲート部36の論理積ゲートAND1の入力端子とに接続されている。 The output terminal of the OR gate OR1 is the gate terminal of the switching element Q5 of the timer section 31B, and is connected to the input terminal of the AND gate AND1 signal gate section 36.

信号ゲート部36は、信号ゲート部42から深調光信号を受信していない場合は第2のオントリガ信号を通過させ、信号ゲート部42から深調光信号を受信している場合は第2のオントリガ信号を通過させない。 Signal gate unit 36, when receiving no deep dimming signal from the signal gate unit 42 passes the second Ontoriga signal, if receiving the depth dimming signal from the signal gate unit 42 of the second It does not pass Ontoriga signal. この信号ゲート部36は、例えば、論理積ゲートAND1から構成される。 The signal gate unit 36, for example, an AND gate AND1. 図6に示すように、論理積ゲートAND1の一方の入力端子は、ゼロクロス検出部34の出力端子に接続され、他方の入力端子は、信号ゲート部42の出力端子に接続される。 As shown in FIG. 6, one input terminal of the AND gate AND1 is connected to the output terminal of the zero-cross detector 34, the other input terminal is connected to an output terminal of the signal gate unit 42.

ゲート信号出力部32は、タイマー部31Bから第1のオントリガ信号を受信した場合または信号ゲート部36から第2のオントリガ信号を受信した場合には、スイッチ素子Q1を導通状態にするオン信号を出力する。 Gate signal output unit 32, when the case from the timer unit 31B receives the first Ontoriga signal or the signal gate unit 36 ​​receives the second Ontoriga signal, outputs an ON signal to the switching element Q1 in a conductive state to. また、ゲート信号出力部32は、スイッチ電流判定部33から第1のオフトリガ信号を受信した場合または過電圧検出部35から第2のオフトリガ信号を受信した場合には、スイッチ素子Q1を遮断状態にするオフ信号を出力する。 Further, the gate signal output unit 32, when the case or overvoltage detector 35 from switching current determination unit 33 has received the first off trigger signal has been received second off trigger signal to the switching element Q1 in a cutoff state and it outputs an oFF signal.

上記構成のPFC制御部13Bにおいては、深調光信号を受信している場合であっても、力率改善回路4の出力する直流電圧が警戒閾値電圧未満の場合、比較器CMP7はHレベル信号を出力するため、信号ゲート部42は深調光信号をブロックする。 In PFC controller 13B of the above structure, even when receiving the depth dimming signal, when the DC voltage output of the power factor improving circuit 4 is less than the warning threshold voltage, the comparator CMP7 is H level signal for outputting a signal gate unit 42 blocks the deep dimming signal. このため、タイマー部31Bのスイッチ素子Q5は導通状態にならず、また、信号ゲート部36は第2のオントリガ信号を通過させる。 Hence, the switching element Q5 of the timer section 31B is not conductive, also, the signal gate unit 36 ​​passes the second Ontoriga signal. よって、PFC制御部13Bは、調光度が切り替え閾値以上の場合と同様に、電流臨界制御を行う。 Therefore, PFC control unit 13B, as in the case of more than the threshold switching dimming, performs current critical control.

一方、深調光信号を受信しており、かつ力率改善回路4が出力する直流電圧が所定の警戒閾値電圧以上である場合、比較器CMP7はLレベル信号を出力するため、信号ゲート部42は深調光信号を通過させる。 On the other hand, has received a deep dimming signal, and when the DC voltage power factor improving circuit 4 outputs is predetermined warning threshold voltage or more, the comparator CMP7 is to output a L-level signal, the signal gate unit 42 It passes the deep dimming signal. このため、タイマー部31Bのスイッチ素子Q5は導通状態になり、タイマー動作を開始する。 Hence, the switching element Q5 of the timer section 31B becomes conductive, starts the timer operation. また、信号ゲート部36は第2のオントリガ信号をブロックする。 Further, the signal gate unit 36 ​​blocks the second Ontoriga signal. よって、PFC制御部13Bは、前述の固定周波数制御を行う。 Therefore, PFC controller 13B performs a fixed frequency control described above.

このように、第2の実施形態に係るPFC制御部13Bは、深調光信号を受信しており、かつ力率改善回路4が出力する直流電圧が所定の警戒閾値電圧以上である場合には、固定周波数制御を行い、それ以外の場合には電流臨界制御を行うように構成されている。 Thus, PFC controller 13B according to the second embodiment, when has received the deep dimming signal, and the power factor improving circuit 4 outputs a DC voltage is predetermined warning threshold voltage or higher It performs fixed frequency control is configured to perform a current critical control otherwise.

第2の実施形態によれば、第1の実施形態と同様に、深調光時においてスイッチ素子Q1のスイッチング動作が停止/再開することに伴う力率の低下を防止することができる。 According to the second embodiment, it is possible to similarly to the first embodiment, the switching operation of the switching element Q1 during deep dimming to prevent a reduction in power factor due to be stopped / restarted.

また、第2の実施形態では、調光度が低下して力率改善回路4の出力電圧が上昇した場合であっても、過電圧保護機能が作動しない程度の出力上昇であれば、そのまま電流臨界制御を行う。 In the second embodiment, even when the output voltage of the power factor improving circuit 4 is increased dimming degree decreases, if the output increases to the extent that the overvoltage protection function does not work, it current critical control I do. そして、出力電圧がさらに上昇して警戒閾値電圧に達した場合に、固定周波数制御に移行する。 When the output voltage is further reached rises and alert threshold voltage, the process proceeds to a fixed frequency control.

これにより、第2の実施形態によれば、電流臨界制御から固定周波数制御への移行を精度良く行い、より広い調光度範囲で電流臨界制御による高い力率を維持することができる。 Thus, according to the second embodiment, performed accurately shift to the fixed frequency control from the current critical control, it is possible to maintain a high power factor by the current critical control a wider dimming range.

次に、第2の実施形態の変形例について、図7を参照して説明する。 Next, a modified example of the second embodiment will be described with reference to FIG. 本変形例に係るPFC制御部13Cでは、タイマー部31Cの構成が異なる。 The PFC control unit 13C according to the present modification, the configuration of the timer unit 31C is different. 図7に示すように、PFC制御部13Cのタイマー部31Cは、図4で説明したタイマー部31Aと同様の構成を有する。 As shown in FIG. 7, the timer unit 31C of the PFC control unit 13C has the same configuration as the timer section 31A described in FIG. 本変形例の場合、信号ゲート部42の出力端子は信号ゲート部36の論理積ゲートAND1の入力端子にのみ接続され、タイマー部31Cには接続されない。 For this modification, the output terminal of the signal gate unit 42 is connected only to an input terminal of the AND gate AND1 signal gate unit 36, the timer unit 31C is not connected. タイマー部31Cは、深調光信号の受信の有無にかかわらず、ターンオン周期ごとに第1のオントリガ信号を出力する。 Timer unit 31C, with or without the reception of the deep dimming signal, and outputs the first Ontoriga signal every turn cycle.

本変形例に係るPFC制御部13Cにおいては、深調光信号出力部12から深調光信号を受信していない場合、あるいは、深調光信号を受信していても出力電圧上昇信号を受信していない場合、信号ゲート部36は第2のオントリガ信号を通過させる。 In PFC controller 13C according to this modification, if not received deep dimming signal from the depth dimming signal output unit 12, or, even if receiving a deep dimming signal receives the output voltage rise signal If not, the signal gate unit 36 ​​passes the second Ontoriga signal. このため、インダクタ電流がゼロになるたびに放電用スイッチ素子Q6が導通状態となってコンデンサC9が放電される。 Thus, capacitor C9 is discharged discharging switch element Q6 each time the inductor current becomes zero becomes conductive. コンデンサC9の充電時間はインダクタ電流のゼロクロスの間隔よりも長く設定されるため、タイマー部31Cは第1のオントリガ信号を出力しない。 To be set longer than the interval of the zero crossing of the charging time inductor current of the capacitor C9, the timer unit 31C does not output the first Ontoriga signal.

一方、深調光信号出力部12から深調光信号を受信しており、かつ出力電圧監視部41から出力電圧上昇信号を受信している場合には、信号ゲート部36は第2のオントリガ信号を通過させない。 On the other hand, when receiving the output voltage rise signal is received deep dimming signal from the depth dimming signal output unit 12, and the output voltage monitoring unit 41, the signal gate unit 36 ​​second Ontoriga signal the does not pass. よって、タイマー部31Cは、ターンオン周期ごとに第1のオントリガ信号を出力する。 Therefore, the timer unit 31C outputs the first Ontoriga signal every turn cycle. 本変形例によっても、電流臨界制御から固定周波数制御への移行を精度良く行い、より広い調光度範囲で電流臨界制御による高い力率を維持することができるという効果を得ることができる。 This modification also performed accurately shift to the fixed frequency control from the current critical control, it is possible to obtain an effect that it is possible to maintain a high power factor by the current critical control a wider dimming range.

上記の記載に基づいて、当業者であれば、本発明の追加の効果や種々の変形を想到できるかもしれないが、本発明の態様は、上述した個々の実施形態に限定されるものではない。 Based on the above description, those skilled in the art may be able to envision additional effects and variations of the present invention, aspects of the present invention is not limited to the particular embodiments described above . 異なる実施形態にわたる構成要素を適宜組み合わせてもよい。 Components from different embodiments may be combined as appropriate. 特許請求の範囲に規定された内容及びその均等物から導き出される本発明の概念的な思想と趣旨を逸脱しない範囲で種々の追加、変更及び部分的削除が可能である。 Various additional made without departing from the conceptual ideas and spirit of the present invention derived from the patent range defined contents and their equivalents claims, but may be modified and partially removed.

1 照明器具2 交流電源3 整流回路4 力率改善回路5 DC−DCコンバータ6 発光モジュール6a,6b 発光素子ライン7 発光素子8 調光器9 調光度信号受信部10 照明用電源制御回路11 調光度信号入力部12 深調光信号出力部13,13A,13B,13C PFC制御部14 調光出力部15 発振器16 オペアンプ17 比較器18 制御部19 スイッチ制御部20 ソフトスタート部21 停止部22 起動電源部23 誤動作防止部31,31A,31B,31C タイマー部32 ゲート信号出力部33 スイッチ電流判定部34 ゼロクロス検出部35 過電圧検出部36 信号ゲート部37 ワンショット回路38 SR型フリップフロップ39 ゲートドライバ40 マルチプライヤ(乗算器) 1 luminaires 2 AC power supply 3 rectifier circuit 4 power factor correction circuit 5 DC-DC converter 6 emitting module 6a, 6b emitting element line 7 light-emitting element 8 dimmer 9 dimming signal receiving unit 10 for illumination power source control circuit 11 dimming the signal input unit 12 deep dimming signal output unit 13,13A, 13B, 13C PFC control unit 14 dimming output unit 15 oscillator 16 operational amplifier 17 comparator 18 control unit 19 switch controller 20 soft start unit 21 stops 22 starts the power supply unit 23 malfunction prevention unit 31 and 31A, 31B, 31C timer unit 32 a gate signal output unit 33 switches the current judging section 34 zero-cross detector 35 over-voltage detector 36 signal gate section 37 shot circuit 38 SR-type flip-flop 39 the gate driver 40 multiplier (multiplier)
41 出力電圧監視部42 信号ゲート部AND1 論理積ゲートC1,C2,C3,C4,C5,C6,C7,C8,C9 コンデンサCMP1,CMP2,CMP3,CMP4,CMP5,CMP6,CMP7 比較器D1,D2,D3,D4,D5,D6,D7,D8 ダイオードEA1 エラーアンプI1,I2 電流源L1 インダクタL2 モニタ用巻線L3 一次巻線L4 二次巻線N1 NOTゲートOR1 論理和ゲートPC1 フォトカプラP1 発光ダイオードP2 フォトトランジスタQ1,Q2,Q3,Q4,Q5,Q6 スイッチ素子R1,R2,R3,R4,R5,R6,R7,R8,R9,R10,R11 抵抗Ra,Rb,Rc,Rd,Re,Rf 抵抗T トランスV1,V2,V3,V4,V5,V6,V7 基準電圧 41 the output voltage monitoring unit 42 the signal gate section AND1 AND gate C1, C2, C3, C4, C5, C6, C7, C8, C9 capacitor CMP1, CMP2, CMP3, CMP4, CMP5, CMP6, CMP7 comparator D1, D2, D3, D4, D5, D6, D7, D8 diode EA1 error amplifier I1, I2 current source L1 inductor L2 monitor winding L3 primary winding L4 secondary winding N1 NOT gate OR1 OR gates PC1 photocoupler P1 emitting diode P2 phototransistors Q1, Q2, Q3, Q4, Q5, Q6 switch element R1, R2, R3, R4, R5, R6, R7, R8, R9, R10, R11 resistors Ra, Rb, Rc, Rd, Re, Rf resistance T transformer V1, V2, V3, V4, V5, V6, V7 reference voltage

Claims (15)

  1. 交流電源が出力する入力交流電圧を整流平滑して入力整流電圧を出力する整流回路と、インダクタおよび前記インダクタに流れるインダクタ電流を制御するスイッチ素子を有し、前記スイッチ素子のスイッチング動作により前記入力整流電圧を直流電圧に変換する力率改善回路と、電流注入型の発光素子を有する発光モジュールに前記直流電圧に基づく直流電流を出力するDC−DCコンバータと、を備える照明用電源に適用される照明用電源制御回路であって、 Includes a rectifier circuit for outputting the input rectified voltage input AC voltage AC power supply to output rectifier smoothing to the switch element for controlling the inductor current flowing through the inductor and the inductor, the input rectified by the switching operation of the switching element a power factor correction circuit for converting the voltage into a DC voltage, lighting applied a DC-DC converter that outputs a DC current based on the DC voltage to a light-emitting module having a light emitting element of the current injection type, the lighting power source comprising a a use power supply control circuit,
    調光器により設定される前記発光モジュールの調光度が所定の切り替え閾値以上の場合には、前記インダクタ電流がゼロになったときに前記スイッチ素子を導通状態に制御する電流臨界制御を行い、 To perform the current critical control for controlling said switching element to a conducting state when the inductor current becomes zero when the dimming degree of the light emitting module which is set by the dimmer is greater than or equal to the predetermined switching threshold,
    前記調光度が前記切り替え閾値未満の場合には、前記入力交流電圧の一周期あたりの前記スイッチ素子のターンオン回数が電流臨界モードにおけるターンオン回数よりも少なくなるように、前記スイッチ素子を所定のターンオン周期で強制的に導通状態に制御する固定周波数制御を行う、 When the dimming degree is lower than the switching threshold, the so turn the number of switch elements is less than the turn-on times in the current critical mode, turn period the switching element a predetermined per cycle of the input AC voltage in performing fixed frequency control for controlling the forced conductive state,
    ことを特徴とする照明用電源制御回路。 Lighting power control circuit, characterized in that.
  2. 前記調光度が前記切り替え閾値未満であり、かつ前記直流電圧が過電圧保護機能の作動する電圧未満である場合には、前記固定周波数制御に代えて前記電流臨界制御を行うことを特徴とする請求項1に記載の照明用電源制御回路。 Claim wherein the dimming is less than the switching threshold, and wherein when the DC voltage is less than the voltage to operate the overvoltage protection function, which is characterized in that the current critical control instead of the fixed frequency control lighting power control circuit according to 1.
  3. 前記ターンオン周期は、前記固定周波数制御における前記スイッチ素子のスイッチング周波数が可聴領域の上限周波数よりも高くなるように設定されていることを特徴とする請求項1または2に記載の照明用電源制御回路。 The turn-on period, the lighting power supply control circuit according to claim 1 or 2, characterized in that the switching frequency of the switching element in the fixed frequency control is set to be higher than the upper limit frequency of the audible range .
  4. 前記ターンオン周期は、前記調光度が低くなるにつれて連続的に長くなることを特徴とする請求項1〜3のいずれかに記載の照明用電源制御回路。 The turn-on period, the lighting power supply control circuit according to claim 1, wherein the dimming degree is characterized by comprising continuously increases as lower.
  5. 前記DC−DCコンバータが前記発光モジュールの調光度に応じた直流電流を前記発光モジュールに出力するように、前記DC−DCコンバータを制御することを特徴とする請求項1〜4のいずれかに記載の照明用電源制御回路。 A DC current the DC-DC converter in accordance with the dimming degree of the light emitting module so as to output to the light emitting module, according to claim 1, wherein the controller controls the DC-DC converter lighting power control circuit.
  6. 前記発光素子は、発光ダイオード、レーザダイオード、有機EL素子、その他半導体発光素子であることを特徴とする請求項1〜5のいずれかに記載の照明用電源制御回路。 The light emitting device, a light emitting diode, a laser diode, an organic EL device, the lighting power supply control circuit according to claim 1, characterized in that the other semiconductor light-emitting device.
  7. 前記調光器の前記調光度に基づく調光電圧が前記切り替え閾値に対応する調光基準電圧未満の場合に、深調光信号を出力する深調光信号出力部と、 When dimming voltage based on the dimming degree of the dimmer is less than the switching dimming reference voltage corresponding to the threshold, the depth dimming signal output unit for outputting a deep dimming signal,
    前記深調光信号を受信している場合には前記固定周波数制御を行い、前記深調光信号を受信していない場合には前記電流臨界制御を行うPFC制御部と、 A PFC controller for performing the current critical control if if you receive the depth dimming signal performs the fixed frequency control, which has not received the depth dimming signal,
    を備えることを特徴とする請求項1に記載の照明用電源制御回路。 Lighting power control circuit according to claim 1, characterized in that it comprises a.
  8. 前記PFC制御部は、 The PFC control unit,
    前記深調光信号を受信している間、前記ターンオン周期ごとに第1のオントリガ信号を出力するタイマー部と、 While receiving the depth dimming signal, and a timer unit for outputting a first Ontoriga signal for each of the turn-on period,
    前記インダクタ電流がゼロになったことを検出すると、第2のオントリガ信号を出力するゼロクロス検出部と、 When detecting that the inductor current reaches zero, the zero-cross detection unit that outputs a second Ontoriga signal,
    前記深調光信号を受信していない場合は前記第2のオントリガ信号を通過させ、前記深調光信号を受信している場合は前記第2のオントリガ信号を通過させない信号ゲート部と、 If not received the depth dimming signal is passed through the second Ontoriga signal, a signal gate unit, not if you receive the depth dimming signal is passed through the second Ontoriga signal,
    前記スイッチ素子を流れる電流に基づく電圧が前記入力整流電圧と前記直流電圧との積に基づくターンオフ閾値電圧を超えた場合に、第1のオフトリガ信号を出力するスイッチ電流判定部と、 When the voltage based on the current through the switching element exceeds the turn-off threshold voltage based on the product of the input rectified voltage and the DC voltage, and the switch current determination unit that outputs a first off trigger signal,
    前記直流電圧が前記力率改善回路の定格出力電圧よりも高い異常閾値電圧を超えた場合に、第2のオフトリガ信号を出力する過電圧検出部と、 When the DC voltage exceeds the abnormal threshold voltage higher than the rated output voltage of the power factor correction circuit, an overvoltage detecting unit which outputs a second off trigger signal,
    前記タイマー部から前記第1のオントリガ信号を受信した場合または前記信号ゲート部から前記第2のオントリガ信号を受信した場合には、前記スイッチ素子を導通状態にするオン信号を出力し、前記スイッチ電流判定部から前記第1のオフトリガ信号を受信した場合または前記過電圧検出部から前記第2のオフトリガ信号を受信した場合には、前記スイッチ素子を遮断状態にするオフ信号を出力するゲート信号出力部と、 When receiving the second Ontoriga signal the first Ontoriga signals from when received or the signal gate section from the timer unit outputs the ON signals to the switching element to a conducting state, the switch current when the determination unit receives the second off trigger signal from said first case has received the off trigger signal or the overvoltage detection unit includes a gate signal output unit for outputting an oFF signal for the switching element to shut off state ,
    を有することを特徴とする請求項7に記載の照明用電源制御回路。 Lighting power control circuit according to claim 7, characterized in that it comprises a.
  9. 前記タイマー部は、 The timer unit,
    定電流源と、 A constant current source,
    第1の入力端子と、所定の基準電圧に接続された第2の入力端子と、前記第1の入力端子の電圧が前記第2の入力端子の電圧よりも大きい場合に前記第1のオントリガ信号を出力する出力端子とを有する比較器と、 The first input terminal and a second input terminal and said first Ontoriga signal when the voltage of said first input terminal is greater than the voltage of said second input terminal connected to a predetermined reference voltage a comparator having an output terminal for outputting,
    一端が前記定電流源の出力端子に接続され、他端が前記比較器の前記第1の入力端子に接続され、ゲート端子が前記深調光信号出力部の出力端子に接続され、前記ゲート端子が前記深調光信号を受信すると導通状態になる電流供給用スイッチ素子と、 One end connected to the output terminal of the constant current source, the other end is connected to the first input terminal of said comparator, a gate terminal connected to an output terminal of the deep dimming signal output unit, the gate terminal a current supply switching element but which becomes conductive upon receipt of the depth dimming signal,
    一端が前記電流供給用スイッチ素子の他端に接続され、他端が接地されたコンデンサと、 One end connected to the other end of the current supply switching element, and a capacitor whose other end is grounded,
    一端が前記コンデンサの一端に接続され、他端が接地され、前記ゲート信号出力部が前記オン信号を出力すると導通状態になる放電用スイッチ素子と、 One end connected to one end of the capacitor, the other end is grounded, and the discharging switch element the gate signal output unit is conducting and for outputting the ON signal,
    を有することを特徴とする請求項8に記載の照明用電源制御回路。 Lighting power control circuit according to claim 8, characterized in that it comprises a.
  10. 前記タイマー部は、 The timer unit,
    定電流源と、 A constant current source,
    第1の入力端子と、所定の基準電圧に接続された第2の入力端子と、前記第1の入力端子の電圧が前記第2の入力端子の電圧よりも大きい場合に前記第1のオントリガ信号を出力する出力端子とを有する比較器と、 The first input terminal and a second input terminal and said first Ontoriga signal when the voltage of said first input terminal is greater than the voltage of said second input terminal connected to a predetermined reference voltage a comparator having an output terminal for outputting,
    一端が前記定電流源の出力端子および前記比較器の前記第1の入力端子に接続され、他端が接地されたコンデンサと、 One end connected to the output terminal and the first input terminal of the comparator of the constant current source, a capacitor whose other end is grounded,
    一端が前記コンデンサの一端に接続され、他端が接地され、前記ゲート信号出力部が前記オン信号を出力すると導通状態になる放電用スイッチ素子と、 One end connected to one end of the capacitor, the other end is grounded, and the discharging switch element the gate signal output unit is conducting and for outputting the ON signal,
    を有することを特徴とする請求項8に記載の照明用電源制御回路。 Lighting power control circuit according to claim 8, characterized in that it comprises a.
  11. 前記調光器の前記調光度に基づく調光電圧が前記切り替え閾値に対応する調光基準電圧未満の場合に、深調光信号を出力する深調光信号出力部と、 When dimming voltage based on the dimming degree of the dimmer is less than the switching dimming reference voltage corresponding to the threshold, the depth dimming signal output unit for outputting a deep dimming signal,
    前記深調光信号を受信し、かつ前記直流電圧が前記力率改善回路の定格出力電圧と過電圧保護機能が作動する異常閾値電圧との間の警戒閾値電圧よりも高い場合には、前記固定周波数制御を行い、それ以外の場合には前記電流臨界制御を行うPFC制御部と、 Receiving the depth dimming signal, and wherein when the DC voltage is higher than the alarm threshold voltage between the rated output voltage and abnormal threshold voltage overvoltage protection function is activated in the power factor correction circuit, the fixed frequency and controls, and the PFC control unit for performing the current critical control in other cases,
    を備えることを特徴とする請求項1に記載の照明用電源制御回路。 Lighting power control circuit according to claim 1, characterized in that it comprises a.
  12. 前記PFC制御部は、 The PFC control unit,
    前記直流電圧が前記警戒閾値電圧よりも高い場合に、出力電圧上昇信号を出力する出力電圧監視部と、 When the DC voltage is higher than said warning threshold voltage, the output voltage monitoring unit that outputs the output voltage rise signal,
    前記出力電圧上昇信号を受信している場合は前記深調光信号を通過させ、前記出力電圧上昇信号を受信していない場合は前記深調光信号を通過させない第1の信号ゲート部と、 If receiving the output voltage rise signal is passed through the depth dimming signal, when having not received the output voltage rise signal is a first signal gate unit that does not pass through the depth dimming signal,
    前記第1の信号ゲート部から前記深調光信号を受信している間、前記ターンオン周期ごとに第1のオントリガ信号を出力するタイマー部と、 While receiving the depth dimming signal from said first signal gate unit, a timer unit for outputting a first Ontoriga signal for each of the turn-on period,
    前記インダクタ電流がゼロになったことを検出すると、第2のオントリガ信号を出力するゼロクロス検出部と、 When detecting that the inductor current reaches zero, the zero-cross detection unit that outputs a second Ontoriga signal,
    前記第1の信号ゲート部から前記深調光信号を受信していない場合は前記第2のオントリガ信号を通過させ、前記第1の信号ゲート部から前記深調光信号を受信している場合は前記第2のオントリガ信号を通過させない第2の信号ゲート部と、 If from the first signal gate section does not receive the deep dimming signal is passed through the second Ontoriga signal, if receiving the depth dimming signal from said first signal gate section a second signal gate unit that does not pass through the second Ontoriga signal,
    前記スイッチ素子を流れる電流に基づく電圧が前記入力整流電圧と前記直流電圧との積に基づくターンオフ閾値電圧を超えた場合に、第1のオフトリガ信号を出力するスイッチ電流判定部と、 When the voltage based on the current through the switching element exceeds the turn-off threshold voltage based on the product of the input rectified voltage and the DC voltage, and the switch current determination unit that outputs a first off trigger signal,
    前記直流電圧が前記異常閾値電圧を超えた場合に、第2のオフトリガ信号を出力する過電圧検出部と、 When the DC voltage exceeds the abnormal threshold voltage, and an overvoltage detecting unit which outputs a second off trigger signal,
    前記タイマー部から前記第1のオントリガ信号を受信した場合または前記第2の信号ゲート部から前記第2のオントリガ信号を受信した場合には、前記スイッチ素子を導通状態にするオン信号を出力し、前記スイッチ電流判定部から前記第1のオフトリガ信号を受信した場合または前記過電圧検出部から前記第2のオフトリガ信号を受信した場合には、前記スイッチ素子を遮断状態にするオフ信号を出力するゲート信号出力部と、 When receiving the second Ontoriga signal from said first case has been received Ontoriga signal or said second signal gate section from the timer unit outputs the ON signals to the switching element to a conducting state, when said from the switch current determination unit receiving the second off trigger signal from said first case has received the off trigger signal or said overvoltage detector, gate signal outputs an oFF signal for the switching element to shut off state and an output unit,
    を有することを特徴とする請求項11に記載の照明用電源制御回路。 Lighting power control circuit according to claim 11, characterized in that it comprises a.
  13. 請求項1〜12のいずれかに記載の照明用電源制御回路を所定の半導体基板上に形成したことを特徴とする半導体集積回路。 The semiconductor integrated circuit, characterized in that the formation of the illumination power supply control circuit according to a predetermined semiconductor substrate in any one of claims 1 to 12.
  14. 交流電源が出力する入力交流電圧を整流平滑して入力整流電圧を出力する整流回路と、 A rectifier circuit for outputting the input rectified voltage input AC voltage AC power supply to output rectifier smoothing to,
    インダクタおよび前記インダクタに流れるインダクタ電流を制御するスイッチ素子を有し、前記スイッチ素子のスイッチング動作により前記入力整流電圧を直流電圧に変換する力率改善回路と、 A switch element for controlling the inductor current flowing through the inductor and the inductor, and the power factor correction circuit for converting the input rectified voltage by a switching operation of the switching element in the DC voltage,
    電流注入型の発光素子を有する発光モジュールに前記直流電圧に基づく直流電流を出力するDC−DCコンバータと、 A DC-DC converter that outputs a DC current based on the DC voltage to a light-emitting module having a light emitting element of the current injection type,
    調光器により設定される前記発光モジュールの調光度が所定の切り替え閾値以上の場合には、前記インダクタ電流がゼロになったときに前記スイッチ素子を導通状態に制御する電流臨界制御を行い、前記調光度が前記切り替え閾値未満の場合には、前記入力交流電圧の一周期あたりの前記スイッチ素子のターンオン回数が電流臨界モードにおけるターンオン回数よりも少なくなるように、前記スイッチ素子を所定のターンオン周期で強制的に導通状態に制御する固定周波数制御を行う照明用電源制御回路と、 Regulating the set by the dimmer when dimming of the light emitting module is above the predetermined switching threshold, performs current critical control for controlling said switching element to a conducting state when the inductor current reaches zero, the when the dimming degree is less than the switching threshold, as turn number of the switching elements per one cycle of the input AC voltage is less than the turn-on times in the current critical mode, the switching element at a predetermined turn-on period an illumination power source control circuit for fixed frequency control for controlling the forced conductive state,
    を備えることを特徴とする照明用電源。 Lighting power source, characterized in that it comprises a.
  15. 電流注入型の発光素子を有する発光モジュールと、 A light emitting module having a light emitting element of the current injection type,
    交流電源が出力する入力交流電圧を整流平滑して入力整流電圧を出力する整流回路と、 A rectifier circuit for outputting the input rectified voltage input AC voltage AC power supply to output rectifier smoothing to,
    インダクタおよび前記インダクタに流れるインダクタ電流を制御するスイッチ素子を有し、前記スイッチ素子のスイッチング動作により前記入力整流電圧を直流電圧に変換する力率改善回路と、 A switch element for controlling the inductor current flowing through the inductor and the inductor, and the power factor correction circuit for converting the input rectified voltage by a switching operation of the switching element in the DC voltage,
    前記発光モジュールに前記直流電圧に基づく直流電流を出力するDC−DCコンバータと、 A DC-DC converter that outputs a DC current based on the DC voltage to the light emitting module,
    調光器により設定される前記発光モジュールの調光度が所定の切り替え閾値以上の場合には、前記インダクタ電流がゼロになったときに前記スイッチ素子を導通状態に制御する電流臨界制御を行い、前記調光度が前記切り替え閾値未満の場合には、前記入力交流電圧の一周期あたりの前記スイッチ素子のターンオン回数が電流臨界モードにおけるターンオン回数よりも少なくなるように、前記スイッチ素子を所定のターンオン周期で強制的に導通状態に制御する固定周波数制御を行う照明用電源制御回路と、 Regulating the set by the dimmer when dimming of the light emitting module is above the predetermined switching threshold, performs current critical control for controlling said switching element to a conducting state when the inductor current reaches zero, the when the dimming degree is less than the switching threshold, as turn number of the switching elements per one cycle of the input AC voltage is less than the turn-on times in the current critical mode, the switching element at a predetermined turn-on period an illumination power source control circuit for fixed frequency control for controlling the forced conductive state,
    を備えることを特徴とする照明器具。 An illumination fixture comprising: a.
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* Cited by examiner, † Cited by third party
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KR101030357B1 (en) * 2008-12-19 2011-04-20 삼성전기주식회사 Switching mode power supply for reducing standby power
JP5527130B2 (en) * 2010-09-17 2014-06-18 三菱電機株式会社 Lighting device and an illumination fixture comprising the lighting device
JP5760176B2 (en) * 2011-03-23 2015-08-05 パナソニックIpマネジメント株式会社 Solid-state light source lighting device and an illumination fixture and an illumination system using the same

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