JP6648502B2 - Lighting device and lighting equipment - Google Patents

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Description

本発明は、点灯装置および照明器具に関する。   The present invention relates to a lighting device and a lighting fixture.

従来、例えば下記の特許文献1に記載されているように、LEDを点灯制御する点灯装置において、力率改善型の昇圧チョッパ回路と降圧チョッパ回路を組み合わせた回路方式が見出されている。特許文献1によれば、LEDを点灯制御する制御回路の動作電源として、降圧チョッパ回路が動作することで制御電源を得る方式も見出されている。   Conventionally, for example, as described in Patent Document 1 below, in a lighting device that controls lighting of an LED, a circuit method combining a power factor improving type boost chopper circuit and a step-down chopper circuit has been found. According to Patent Literature 1, a method of obtaining a control power supply by operating a step-down chopper circuit has been found as an operation power supply of a control circuit for controlling lighting of an LED.

なお、例えば下記の特許文献2に記載されているように、照明器具の特徴である商用電源投入時に発生するコンデンサの充電電流、所謂突入電流を抑制する技術も見出されている。   In addition, as described in, for example, Patent Document 2 below, a technique has been found that suppresses a charging current of a capacitor, which is a characteristic of a lighting fixture, which is generated when a commercial power supply is turned on, that is, a so-called inrush current.

特開2014−155300号公報JP 2014-155300 A 特許第3551451号公報Japanese Patent No. 3551451

上記特許文献1にかかる点灯装置ではLED点灯用制御回路の動作電源を得るために降圧チョッパ回路の動作が前提となるので、制御回路の動作が降圧チョッパ回路の出力に影響を受けるという欠点があった。   In the lighting device according to Patent Document 1, the operation of the step-down chopper circuit is premised in order to obtain the operation power supply of the LED lighting control circuit. Therefore, the operation of the control circuit is affected by the output of the step-down chopper circuit. Was.

本発明は、上述のような課題を解決するためになされたもので、出力側コンバータ回路の制御回路に対する制御電源を確保することのできる点灯装置を提供することを目的とする。   The present invention has been made to solve the above-described problem, and has as its object to provide a lighting device capable of securing a control power supply for a control circuit of an output-side converter circuit.

また、本願発明者は、降圧チョッパ回路(バックコンバータ回路)をいわゆる電流不連続モードで使用した場合に、一定条件下ではバックコンバータ回路のスイッチング素子に負電位が生じてしまうという不具合を見出した。   Further, the inventor of the present application has found that when a step-down chopper circuit (buck converter circuit) is used in a so-called discontinuous current mode, a negative potential is generated in a switching element of the buck converter circuit under a certain condition.

本発明の他の目的は、電流不連続モード使用時にバックコンバータ回路のスイッチング素子に負電位が生じることを抑制することのできる点灯装置および照明器具を提供することである。   Another object of the present invention is to provide a lighting device and a lighting apparatus that can suppress generation of a negative potential in a switching element of a buck converter circuit when a discontinuous current mode is used.

また、本願発明者は、フライバック回路およびバックコンバータ回路の利点を検討し、実用的な観点から要求される種々の使用を満たすための電圧仕様等を考察した。その結果、省資源で且つ使用者にとって有益な、実用上において優れた点灯装置および照明器具を見出すに至った。   In addition, the inventor of the present application examined the advantages of the flyback circuit and the buck converter circuit, and considered voltage specifications and the like for satisfying various uses required from a practical viewpoint. As a result, a lighting device and a lighting device which are resource-saving and beneficial to the user and which are excellent in practical use have been found.

本発明の更に他の目的は、点灯装置の小型化および高機能化を同時に実現することができる実用的な点灯装置および照明器具を提供することである。   Still another object of the present invention is to provide a practical lighting device and a lighting fixture that can simultaneously realize downsizing and high functionality of the lighting device.

本発明の更に他の目的は、小型の点灯装置および照明器具を提供することである。   Still another object of the present invention is to provide a small lighting device and a lighting fixture.

第1の発明にかかる点灯装置は、交流電圧を整流して直流電圧を出力する整流回路と、一次巻線および二次巻線を備え前記一次巻線の一端に前記直流電圧が印加されるフライバックトランスと、前記一次巻線を流れる電流を制御する第1スイッチング素子と、前記交流電圧の高調波を抑制する力率改善動作を行うように前記第1スイッチング素子を制御する第1制御回路と、を備え、前記二次巻線から前記直流電圧を変換して平滑した電圧である平滑電圧を出力するフライバック回路と、第2スイッチング素子および前記第2スイッチング素子を制御する第2制御回路を備え、前記第2スイッチング素子を用いて前記平滑電圧を降圧することで得た出力電圧により光源モジュールを点灯させる出力側コンバータ回路と、を備え、前記一次巻線の補助巻線から取得した電圧を前記第1制御回路に第一制御電源として供給し、前記二次巻線の中点から取り出した電圧を前記第2制御回路に第二制御電源として供給する。 A lighting device according to a first aspect of the present invention includes a rectifier circuit that rectifies an AC voltage and outputs a DC voltage, a fly having a primary winding and a secondary winding, and the DC voltage being applied to one end of the primary winding. A back transformer, a first switching element that controls a current flowing through the primary winding, and a first control circuit that controls the first switching element so as to perform a power factor improvement operation that suppresses harmonics of the AC voltage. A flyback circuit that converts the DC voltage from the secondary winding and outputs a smoothed voltage that is a smoothed voltage; and a second switching element and a second control circuit that controls the second switching element. provided, and an output-side converter circuit for lighting the light source module by the output voltage obtained by stepping down the smoothed voltage by using the second switching element, said primary winding The voltage obtained from the auxiliary winding supplies a first control power to the first control circuit, for supplying a second control power source voltage taken out from the midpoint of the secondary winding to the second control circuit.

の発明にかかる点灯装置は、交流電圧を整流する整流回路と、一次巻線および二次巻線を備え前記一次巻線の一端に前記整流回路の出力した直流電圧が印加されるフライバックトランスと、前記一次巻線の他端に接続し前記一次巻線を流れる電流を制御する第1スイッチング素子と、前記交流電圧の高調波を抑制する力率改善動作を行うように前記第1スイッチング素子を制御する第1制御回路と、を含み、昇圧動作と降圧動作のうち降圧動作のみを行うことで前記直流電圧を前記交流電圧のピーク電圧より低く降圧して平滑した電圧である平滑電圧を出力するフライバック回路と、半導体発光素子を含む光源モジュールが接続され、第2スイッチング素子および前記第2スイッチング素子を制御する第2制御回路を備え、前記第2スイッチング素子を電流不連続モードで駆動することで前記平滑電圧を降圧した出力電圧を出力し、前記出力電圧で前記光源モジュールを点灯させるバックコンバータ回路と、を備え、前記一次巻線の補助巻線から取得した電圧を前記第1制御回路に第一制御電源として供給し、前記二次巻線の中点から取り出した電圧を前記第2制御回路に第二制御電源として供給し、前記出力電圧を前記平滑電圧の1/2倍以下の範囲内で設定する。 A lighting device according to a second aspect of the present invention includes a rectifier circuit for rectifying an AC voltage, and a flyback including a primary winding and a secondary winding, wherein the DC voltage output from the rectifier circuit is applied to one end of the primary winding. A transformer, a first switching element connected to the other end of the primary winding for controlling a current flowing through the primary winding, and the first switching element for performing a power factor improvement operation for suppressing harmonics of the AC voltage. A first control circuit for controlling the element, and performing only the step-down operation of the step-up operation and the step-down operation to reduce the DC voltage to a voltage lower than the peak voltage of the AC voltage to smooth the smoothed voltage. A flyback circuit for outputting the light, a light source module including a semiconductor light emitting element connected thereto, a second switching element and a second control circuit for controlling the second switching element, wherein the second switch is provided. Outputs an output voltage obtained by stepping down the smoothed voltage by driving the quenching device a current discontinuous mode, and a buck converter circuit for lighting the light source module in the output voltage, the auxiliary winding of the primary winding Is supplied to the first control circuit as a first control power supply, a voltage extracted from a middle point of the secondary winding is supplied to the second control circuit as a second control power supply, and the output voltage is It is set within a range of 1/2 or less of the smoothing voltage.

の発明にかかる照明器具は、上記第1または2の発明にかかる点灯装置を備える。 Luminaire according to the third invention includes a lighting device according to the inventions of the first or second.

第1の発明によれば、出力側コンバータ回路の状態に関わらず、入力側コンバータ回路の動作により出力側コンバータ回路の制御回路に制御電源を確保することができる。   According to the first aspect, a control power supply can be secured in the control circuit of the output-side converter circuit by the operation of the input-side converter circuit, regardless of the state of the output-side converter circuit.

の発明によれば、フライバック回路およびバックコンバータ回路の利点を生かしつつ実用上の観点から電気的仕様を改善したので、点灯装置の小型化および高機能化を同時に実現することができる実用的な点灯装置を提供することができる。 According to the second aspect, the electrical specifications are improved from a practical point of view while taking advantage of the flyback circuit and the buck converter circuit, so that the lighting device can be simultaneously miniaturized and highly functionalized. It is possible to provide an efficient lighting device.

の発明によれば、上記第1または2の発明にかかる点灯装置が持つ利点を照明器具に搭載することができる。
According to the third invention, it is possible to mount the benefits of consuming lighting device to inventions of the first or 2 luminaire.

本発明の実施の形態にかかる点灯装置および照明器具を示す回路図である。It is a circuit diagram showing a lighting device and a lighting fixture according to an embodiment of the present invention. 本発明の実施の形態にかかる点灯装置の動作を示すタイミングチャート図である。It is a timing chart which shows operation of the lighting device concerning an embodiment of the invention.

図1は、本発明の実施の形態にかかる点灯装置10および照明器具1を示す回路図である。点灯装置10はいわゆる2コンバータ方式の変換回路であり、2つのコンバータ回路のうち「入力側コンバータ回路」に相当するフライバック回路12と、2つのコンバータ回路のうち「出力側コンバータ回路」に相当するバックコンバータ回路14とを備えている。点灯装置10には、これらのコンバータ回路とともに、ラインフィルタL1、整流回路DB、コンデンサC1、C4、C5、および抵抗R2、R3が設けられている。実施の形態にかかる照明器具1は、点灯装置10と、この点灯装置10によって点灯されるLED光源部である光源モジュール20と、を備える。   FIG. 1 is a circuit diagram showing a lighting device 10 and a lighting fixture 1 according to an embodiment of the present invention. The lighting device 10 is a so-called two-converter type conversion circuit, and corresponds to a flyback circuit 12 corresponding to an “input-side converter circuit” of the two converter circuits, and corresponds to an “output-side converter circuit” of the two converter circuits. And a buck converter circuit 14. The lighting device 10 includes a line filter L1, a rectifier circuit DB, capacitors C1, C4, C5, and resistors R2, R3, along with these converter circuits. The lighting fixture 1 according to the embodiment includes a lighting device 10 and a light source module 20 that is an LED light source unit that is lighted by the lighting device 10.

整流回路DBは、商用電源ACから入力された入力電圧を脈流の直流電圧(以下、整流電圧ともいう)に変換する。この整流回路DBの出力端子にコンデンサC1が並列接続される。コンデンサC1は、整流回路DBの出力端子間にフライバック回路12がスイッチング動作するときの電源となり高周波リプルを抑制する。また、同じく高周波リプルを抑制するために、商用電源ACと整流回路DB間にラインフィルタL1が接続されている。   The rectifier circuit DB converts the input voltage input from the commercial power supply AC into a pulsating DC voltage (hereinafter, also referred to as a rectified voltage). The capacitor C1 is connected in parallel to the output terminal of the rectifier circuit DB. The capacitor C1 serves as a power source when the flyback circuit 12 performs a switching operation between the output terminals of the rectifier circuit DB, and suppresses high-frequency ripple. Also, a line filter L1 is connected between the commercial power supply AC and the rectifier circuit DB to suppress high-frequency ripples.

フライバック回路12は、フライバックトランスT(以下、単に「トランスT」とも称す)と、第1スイッチング素子であるMOSFETQ1と、制御IC13と、ダイオードD1、D4と、抵抗R1と、コンデンサC2、C3と、を備えている。トランスTの一次巻線T1とMOSFETQ1の直列回路が、コンデンサC1に対して並列に接続される。MOSFETQ1のゲートにはフライバック回路12を制御、駆動する制御IC13のVg端子が接続される。制御IC13のVg端子からは、MOSFETQ1をオン/オフする駆動信号が出力される。抵抗R1は制御IC13のVcc端子に接続される。抵抗R1は、制御IC13が起動動作するための電圧を整流回路DBの出力から作り出すための抵抗である。   The flyback circuit 12 includes a flyback transformer T (hereinafter, also simply referred to as "transformer T"), a MOSFET Q1, which is a first switching element, a control IC 13, diodes D1, D4, a resistor R1, capacitors C2, C3. And A series circuit of the primary winding T1 of the transformer T and the MOSFET Q1 is connected in parallel to the capacitor C1. A Vg terminal of a control IC 13 for controlling and driving the flyback circuit 12 is connected to a gate of the MOSFET Q1. A drive signal for turning on / off the MOSFET Q1 is output from the Vg terminal of the control IC 13. The resistor R1 is connected to the Vcc terminal of the control IC 13. The resistor R1 is a resistor for generating a voltage for starting the control IC 13 from the output of the rectifier circuit DB.

制御IC13は、Vcc端子、Vg端子のほかに、フライバック回路12のフィードバック制御に用いるFB(フィードバック)電圧を検出するための端子として、VFB端子を備えている。   The control IC 13 has a VFB terminal as a terminal for detecting an FB (feedback) voltage used for feedback control of the flyback circuit 12 in addition to the Vcc terminal and the Vg terminal.

コンデンサC2の一端は制御IC13のVcc端子と抵抗R1との接続点に接続されており、コンデンサC2の他端はグランドに接続されている。コンデンサC2は、抵抗R1を介して、整流回路DBの出力電圧から電荷を蓄える。コンデンサC2は電圧の安定化に用いられる。Vcc端子は制御IC13の制御電源端子であり、商用電源ACが入力されると、抵抗R1を介して制御電源が制御IC13のVcc端子に印加される。これにより制御IC13が起動し、動作を開始する。   One end of the capacitor C2 is connected to a connection point between the Vcc terminal of the control IC 13 and the resistor R1, and the other end of the capacitor C2 is connected to ground. The capacitor C2 stores charge from the output voltage of the rectifier circuit DB via the resistor R1. The capacitor C2 is used for stabilizing the voltage. The Vcc terminal is a control power terminal of the control IC 13, and when the commercial power AC is input, the control power is applied to the Vcc terminal of the control IC 13 via the resistor R1. As a result, the control IC 13 is activated and starts operating.

トランスTは、一次巻線T1と、一次巻線T1に対して巻き数比に応じた電圧が発生する二次巻線T2と、補助巻線T3とを備える。二次巻線T2は、フライバック回路12のメイン出力である。二次巻線T2はダイオードD1のアノードと接続されており、二次巻線T2に発生する高周波電圧はダイオードD1により整流され且つコンデンサC4により平滑することで、平滑電圧Vdcが生成される。コンデンサC4は、この平滑電圧Vdcにより充電される。   The transformer T includes a primary winding T1, a secondary winding T2 that generates a voltage corresponding to a turn ratio with respect to the primary winding T1, and an auxiliary winding T3. The secondary winding T2 is a main output of the flyback circuit 12. The secondary winding T2 is connected to the anode of the diode D1, and the high-frequency voltage generated in the secondary winding T2 is rectified by the diode D1 and smoothed by the capacitor C4 to generate a smoothed voltage Vdc. The capacitor C4 is charged by the smoothed voltage Vdc.

コンデンサC4の両端間には、抵抗R2、R3を直列接続した分圧回路が設けられている。抵抗R2、R3からなる分圧回路は、平滑電圧Vdcの電圧値を検出する検出回路である。抵抗R2、R3で抵抗分圧された電圧は、制御IC13のVFB端子に印加される。VFB端子にはコンデンサC3が接続されており、これにより検出電圧の安定化が図られている。   A voltage dividing circuit in which resistors R2 and R3 are connected in series is provided between both ends of the capacitor C4. The voltage dividing circuit including the resistors R2 and R3 is a detecting circuit that detects the voltage value of the smoothed voltage Vdc. The voltage divided by the resistors R2 and R3 is applied to the VFB terminal of the control IC 13. A capacitor C3 is connected to the VFB terminal, thereby stabilizing the detection voltage.

トランスTの補助巻線T3の一端には、ダイオードD4のアノードが接続されている。ダイオードD4を介して、補助巻線T3と制御IC13のVcc端子とが接続されている。   One end of the auxiliary winding T3 of the transformer T is connected to the anode of the diode D4. The auxiliary winding T3 and the Vcc terminal of the control IC 13 are connected via the diode D4.

制御IC13の動作について説明する。まず商用電源ACが入力され、制御IC13が起動する。制御IC13は、Vg端子を介してMOSFETQ1のゲートに駆動信号を出力する。これにより、MOSFETQ1はスイッチングを開始する。MOSFETQ1がオンするとトランスTの一次巻線T1に電流が流れてエネルギーが蓄えられる。MOSFETQ1がオフすると、トランスTの二次巻線T2からダイオードD1により整流されて電流が流れる。   The operation of the control IC 13 will be described. First, the commercial power supply AC is input, and the control IC 13 is activated. The control IC 13 outputs a drive signal to the gate of the MOSFET Q1 via the Vg terminal. Thereby, the MOSFET Q1 starts switching. When the MOSFET Q1 is turned on, a current flows through the primary winding T1 of the transformer T to store energy. When the MOSFET Q1 is turned off, the current is rectified by the diode D1 from the secondary winding T2 of the transformer T and a current flows.

このスイッチング動作が繰り返されることで、コンデンサC4に電荷が蓄えられる。その一方で、抵抗R2、R3で抵抗分圧された電圧値がVFB端子に入力されることにより、コンデンサ4の両端電圧が制御IC13で検出される。制御IC13は、VFB端子に印加される電圧が予め設定された目標電圧に一致するように定電圧制御を行うものである。制御IC13は、コンデンサC4に印加される電圧が一定になるように、VFB端子に入力された電圧に基づいてMOSFETQ1のスイッチングをフィードバック制御する。   By repeating this switching operation, charges are stored in the capacitor C4. On the other hand, when the voltage value divided by the resistors R2 and R3 is input to the VFB terminal, the voltage across the capacitor 4 is detected by the control IC 13. The control IC 13 performs constant voltage control so that the voltage applied to the VFB terminal matches a preset target voltage. The control IC 13 performs feedback control of the switching of the MOSFET Q1 based on the voltage input to the VFB terminal so that the voltage applied to the capacitor C4 becomes constant.

トランスTの補助巻線T3には、コンデンサC4の平滑電圧Vdcに比例した電圧が発生する。補助巻線T3に発生する電圧は、二次巻線T2と補助巻線T3の巻き数比によって決まる。この補助巻線T3に発生した電圧は、ダイオードD4により整流されてコンデンサC2に供給され、制御IC13の動作電源となる。従って、起動時には制御IC13は抵抗R1によって電圧印加されて動作を開始するものの、フライバック回路12が安定動作になると制御IC13は補助巻線T3から供給される電圧で動作するようになる。   A voltage proportional to the smoothed voltage Vdc of the capacitor C4 is generated in the auxiliary winding T3 of the transformer T. The voltage generated in the auxiliary winding T3 is determined by the turn ratio between the secondary winding T2 and the auxiliary winding T3. The voltage generated in the auxiliary winding T3 is rectified by the diode D4 and supplied to the capacitor C2, and serves as an operation power supply of the control IC 13. Therefore, at the time of start-up, the control IC 13 is applied with a voltage by the resistor R1 and starts operation, but when the flyback circuit 12 operates stably, the control IC 13 operates with the voltage supplied from the auxiliary winding T3.

また、制御IC13は、商用電源ACが出力する交流電圧の1周期期間内においてはオン時間が一定となるようにスイッチング動作する。この動作により、LED点灯装置の電源高調波を抑制し、高力率を得ることができる。   Further, the control IC 13 performs a switching operation so that the ON time is constant within one cycle period of the AC voltage output from the commercial power supply AC. By this operation, power supply harmonics of the LED lighting device can be suppressed, and a high power factor can be obtained.

バックコンバータ回路14は、第2スイッチング素子であるMOSFETQ2と、インダクタL2と、ダイオードD2と、コンデンサC6と、マイコンCPU15と、ドライブ回路16と、降圧回路17と、抵抗R4と、を備えている。バックコンバータ回路14は、フライバック回路12によってコンデンサC4に充電された平滑電圧Vdcを、光源モジュール20に印加すべき予め定められた所定のLED電圧に変換する。MOSFETQ2およびダイオードD2の直列回路が、コンデンサC4に並列接続される。インダクタL2、コンデンサC6および抵抗R4がこの順に接続した直列回路がダイオードD2に並列に接続される。光源モジュール20は、コンデンサC6に並列に接続される。   The buck converter circuit 14 includes a MOSFET Q2 as a second switching element, an inductor L2, a diode D2, a capacitor C6, a microcomputer CPU 15, a drive circuit 16, a step-down circuit 17, and a resistor R4. The buck converter circuit 14 converts the smoothed voltage Vdc charged in the capacitor C4 by the flyback circuit 12 into a predetermined LED voltage to be applied to the light source module 20. A series circuit of MOSFET Q2 and diode D2 is connected in parallel to capacitor C4. A series circuit in which the inductor L2, the capacitor C6, and the resistor R4 are connected in this order is connected in parallel to the diode D2. The light source module 20 is connected in parallel to the capacitor C6.

MOSFETQ2のソースにはダイオードD2のカソードが接続され、ダイオードD2のアノードは回路グランドに接続される。ダイオードD2は、MOSFETQ2がオンしたときにインダクタL2に蓄えられたエネルギーを、MOSFETQ2がオフのときに還流させる。コンデンサC6はMOSFETQ2がスイッチングした高周波電圧を平滑する。コンデンサC6から光源モジュール20に電力が供給される。   The source of MOSFET Q2 is connected to the cathode of diode D2, and the anode of diode D2 is connected to circuit ground. The diode D2 circulates the energy stored in the inductor L2 when the MOSFET Q2 is turned on when the MOSFET Q2 is off. Capacitor C6 smoothes the high-frequency voltage switched by MOSFET Q2. Power is supplied to the light source module 20 from the capacitor C6.

MOSFETQ2のゲートにはドライブ回路16が接続されている。ドライブ回路16からのオン/オフ信号がMOSFETQ2のゲートに出力されることにより、MOSFETQ2がオン/オフされる。ドライブ回路16は、マイコンCPU15と接続している。マイコンCPU15は、抵抗R4を介してLED電流に応じた電圧を検出している。抵抗R4にはインダクタL2と等しい電流が流れ、さらに、インダクタL2の平均電流はLED電流に等しい。マイコンCPU15は抵抗R4にて電圧変換された検出電圧を検出して、この検出電圧を目標値に一致させるようにドライブ回路16に動作指令を行うことでMOSFETQ2のスイッチング動作を調整する。これにより、光源モジュール20に流れるLED電流を一定に制御する定電流制御を行うことができる。   The drive circuit 16 is connected to the gate of the MOSFET Q2. When the on / off signal from the drive circuit 16 is output to the gate of the MOSFET Q2, the MOSFET Q2 is turned on / off. The drive circuit 16 is connected to the microcomputer CPU15. The microcomputer CPU 15 detects a voltage corresponding to the LED current via the resistor R4. A current equal to the inductor L2 flows through the resistor R4, and the average current of the inductor L2 is equal to the LED current. The microcomputer CPU 15 detects the voltage converted by the resistor R4, and issues an operation command to the drive circuit 16 so that the detected voltage matches the target value, thereby adjusting the switching operation of the MOSFET Q2. Thereby, constant current control for controlling the LED current flowing through the light source module 20 to be constant can be performed.

トランスTの二次巻線T2の中点からダイオードD3を介して、コンデンサC5に電荷が蓄えられる。二次巻線T2の中点からダイオードD3で電圧が整流された後、この整流後の電圧でコンデンサC5が安定に充電されることで、電圧Vcc2が生成される。電圧Vcc2は、ドライブ回路16に制御電源として供給される。また、電圧Vcc2が降圧回路17で降圧された後、この降圧後の電圧がマイコンCPU15に制御電源として供給される。電圧Vcc2は二次巻線T2の中点から供給されるので、電圧Vcc2の大きさは平滑電圧Vdcと二次巻線T2における中点の巻き数比とから決まる。   Charge is stored in the capacitor C5 from the middle point of the secondary winding T2 of the transformer T via the diode D3. After the voltage is rectified by the diode D3 from the middle point of the secondary winding T2, the capacitor C5 is stably charged with the rectified voltage, thereby generating the voltage Vcc2. The voltage Vcc2 is supplied to the drive circuit 16 as a control power. Further, after the voltage Vcc2 is stepped down by the step-down circuit 17, the stepped down voltage is supplied to the microcomputer CPU 15 as control power. Since the voltage Vcc2 is supplied from the middle point of the secondary winding T2, the magnitude of the voltage Vcc2 is determined by the smoothed voltage Vdc and the ratio of the number of turns at the middle point in the secondary winding T2.

実施の形態ではマイコンCPU15が調光器22と接続しており、マイコンCPU15は調光制御も行うことができる。具体的には、マイコンCPU15は、調光器22から調光信号を受け取って、この調光信号に応じた調光率を実現するためのスイッチング制御の動作目標値をマイコンCPU15の内部メモリから読み出す。マイコンCPU15は、読み出した動作目標値に基づいてドライブ回路16に動作指令を送る。これにより、調光率に応じた電流が光源モジュール20に流れることで、光源モジュール20を所望の明るさに制御することができる。   In the embodiment, the microcomputer CPU 15 is connected to the dimmer 22, and the microcomputer CPU 15 can also perform dimming control. Specifically, the microcomputer CPU 15 receives a dimming signal from the dimmer 22, and reads an operation target value of switching control for realizing a dimming rate according to the dimming signal from an internal memory of the microcomputer CPU 15. . The microcomputer CPU 15 sends an operation command to the drive circuit 16 based on the read operation target value. As a result, a current corresponding to the dimming rate flows through the light source module 20, so that the light source module 20 can be controlled to a desired brightness.

(消灯モード適用時の利点)
ここで、LED光源の点灯制御を行うドライブ回路16及びマイコンCPU15を動作させる制御電源である電圧Vcc2について考えてみる。電圧Vcc2はフライバック回路12から制御電源を得ている。この制御電源電圧はバックコンバータ回路14が動作しなくとも得られるので、例えば、外部機器の操作によって、光源モジュール20を消灯すべき消灯モード指令がマイコンCPU15に与えられたときに、バックコンバータ回路14が停止された状態でもフライバック回路12が自己動作することで制御電源を得ることができる。このため、フライバック回路12の動作が継続されて、二次巻線T2の中点からダイオードD3で電圧を整流し、コンデンサC5が充電される。このコンデンサC5に充電される電圧が制御電源としてドライブ回路16に供給されるとともに、降圧回路17を経由してマイコンCPU15にも制御電源として供給される。このようにマイコンCPU15がフライバック回路12から確実に制御電源を得ることができるので、外部機器からの消灯モード指令があったときにバックコンバータ回路14を動作させることが求められない。つまり、例えば光源モジュール20は点灯させないもののマイコンCPU15の電源を得る程度にバックコンバータ回路14を低出力駆動させるなどの、特別な制御が不要となる。実施の形態ではバックコンバータ回路14を完全に停止すればよいので光源モジュール20を確実に消灯させることができ、消灯モードにおける制御内容も簡単になる。
(Advantages of applying the unlit mode)
Here, consider the drive circuit 16 for controlling the lighting of the LED light source and the voltage Vcc2 which is a control power supply for operating the microcomputer CPU15. The voltage Vcc2 is obtained from the flyback circuit 12 as a control power supply. This control power supply voltage can be obtained even when the buck converter circuit 14 does not operate. For example, when a light-off mode command to turn off the light source module 20 is given to the microcomputer CPU 15 by an operation of an external device, the buck converter circuit 14 , The flyback circuit 12 operates by itself to obtain a control power supply. Therefore, the operation of the flyback circuit 12 is continued, the voltage is rectified by the diode D3 from the middle point of the secondary winding T2, and the capacitor C5 is charged. The voltage charged in the capacitor C5 is supplied to the drive circuit 16 as control power, and is also supplied to the microcomputer CPU 15 via the step-down circuit 17 as control power. As described above, since the microcomputer CPU 15 can reliably obtain the control power from the flyback circuit 12, there is no need to operate the buck converter circuit 14 when there is a light-off mode command from an external device. In other words, special control such as driving the buck converter circuit 14 at a low output enough to obtain the power of the microcomputer CPU 15 without turning on the light source module 20 becomes unnecessary. In the embodiment, since the buck converter circuit 14 only needs to be completely stopped, the light source module 20 can be surely turned off, and the control content in the light-off mode is simplified.

また、消灯モード解除時にも下記の利点がある。光源モジュール20を消灯させる消灯モード指令信号が与えられているときには、マイコンCPU15がMOSFETQ2のスイッチングを停止する。MOSFETQ2がオフとなりバックコンバータ回路14が停止している期間も、制御IC13は、平滑電圧Vdcが定電圧制御されるようにMOSFETQ1のスイッチング制御を継続している。ただし、ここでいうMOSFETQ1の「スイッチング制御の継続」には、必ずしもMOSFETQ1のオンオフ動作を継続する制御のみならず、バックコンバータ回路14の停止によりコンデンサC4が蓄えた電圧が実質的に消費されないことでコンデンサC4の充電が不要となっている間はMOSFETQ1のスイッチングを一時的に停止するなどの制御を含んでもよい。消灯モードが解除された後、起動状態にあるマイコンCPU15が直ちにMOSFETQ2のスイッチングを再開してバックコンバータ回路14を駆動させることで、光源モジュール20を速やかに再点灯させることができる。   There are also the following advantages when the light-off mode is canceled. When the light-off mode command signal for turning off the light source module 20 is given, the microcomputer CPU15 stops the switching of the MOSFET Q2. Also during the period when the MOSFET Q2 is turned off and the buck converter circuit 14 is stopped, the control IC 13 continues the switching control of the MOSFET Q1 so that the smoothed voltage Vdc is controlled at a constant voltage. However, the “continuation of switching control” of the MOSFET Q1 here means not only the control for continuing the ON / OFF operation of the MOSFET Q1 but also the fact that the voltage stored in the capacitor C4 is not substantially consumed due to the stop of the buck converter circuit 14. Control such as temporarily stopping the switching of the MOSFET Q1 while the charging of the capacitor C4 becomes unnecessary may be included. After the extinguishing mode is released, the microcomputer CPU 15 in the activated state immediately restarts switching of the MOSFET Q2 to drive the buck converter circuit 14, so that the light source module 20 can be quickly turned on again.

(突入電流に関する利点)
フライバック回路12は、トランスTにより平滑電圧Vdcを生成するので、商用電源AC入力時に発生する突入電流を抑制する必要がない。この点についてフライバック回路12の優位性を下記に説明する。商用電源AC入力時に流れる電流ループは次の2つがある。
(1)抵抗R1→コンデンサC2
(2)コンデンサC1
まず、(2)の電流ループついて電流を考える。前述したようにフライバック回路12は高力率に制御するものであるから、コンデンサC1はフライバック回路12が高周波(例えば40kHz〜200kHz)で動作するための電源となる程度の静電容量(例えば0.1μF〜1μF)が必要である。また、コンデンサC1は、整流回路DBから出力される電圧を平滑するほどに大きな静電容量までは必要ない。よって、コンデンサC1を充電する電流は、突入電流と定義されるほどの電流になることはない。次に(1)の電流ループについて考える。抵抗R1で抑制された電流が発生するが、抵抗R1は起動抵抗であるため比較的大きい抵抗値(例えば100kΩ)を有しており、この大きな抵抗値を有する抵抗R1を介してコンデンサC2に電荷が充電される。これも(2)の電流ループと同じく、突入電流と定義されるほどの電流が流れることはない。
(Advantages related to inrush current)
Since the flyback circuit 12 generates the smoothed voltage Vdc by the transformer T, it is not necessary to suppress the rush current generated when the commercial power supply AC is input. The advantage of the flyback circuit 12 in this regard will be described below. There are the following two current loops flowing when the commercial power supply AC is input.
(1) Resistance R1 → capacitor C2
(2) Capacitor C1
First, the current is considered for the current loop of (2). As described above, the flyback circuit 12 controls the power factor to a high power factor. Therefore, the capacitor C1 has a capacitance (for example, an electrostatic capacity such as a power source for the flyback circuit 12 to operate at high frequency (for example, 40 kHz to 200 kHz)) 0.1 μF to 1 μF) is required. Further, the capacitor C1 does not need to have a capacitance large enough to smooth the voltage output from the rectifier circuit DB. Therefore, the current for charging the capacitor C1 does not become as large as the inrush current. Next, the current loop of (1) will be considered. Although the current suppressed by the resistor R1 is generated, the resistor R1 has a relatively large resistance value (for example, 100 kΩ) because it is a starting resistor, and the electric charge is stored in the capacitor C2 via the resistor R1 having the large resistance value. Is charged. Also in this case, as in the current loop of (2), no current flows as much as defined as an inrush current.

(降圧動作専用による小型化の利点)
フライバック回路12には、MOSFETQ1やダイオードD1の部品が大型化しない最適な出力電圧がある。トランスTの一次巻線T1と二次巻線T2の巻き数比は、一般的に一次巻線T1に印加される電圧と二次巻線T2から出力する電圧の比となるように設計するのがよいとされる。一次巻線T1には、前述したように商用電源ACを整流した電圧が印加される。また、照明器具の一般的な要求仕様として、商用電源ACのワイド対応、即ち、AC100V〜242Vに対応できることが求められる。このことから、フライバック回路12は、整流回路DBが出力する広範囲(ワイド)な電圧を、一定の平滑電圧Vdcに変換する必要がある。例えばAC100Vのピーク電圧である141V以下に平滑電圧Vdcを降圧するフライバック回路12であれば上記したように部品の大型化をすることはない。逆に、平滑電圧Vdcを200Vにしようとすると、AC200V〜242Vのときは、フライバック回路12が降圧で動作することができるが、AC100Vのときには昇圧で動作することになる。これでは、MOSFETQ1にはターンオフ時に発生する所謂フライバック電圧によって高電圧が印加されるため、部品を大型化することが必要であると考えられる。このような観点から、部品の大型化を防ぐために、MOSFETQ1およびダイオードD1としてフライバック回路12の降圧動作のみに必要と認められる程度の耐圧性能を有する部品を選定して、フライバック回路12を降圧専用に設計することもできる。
(Advantage of downsizing due to step-down operation only)
The flyback circuit 12 has an optimum output voltage that does not increase the size of components such as the MOSFET Q1 and the diode D1. The winding ratio of the primary winding T1 and the secondary winding T2 of the transformer T is generally designed to be the ratio of the voltage applied to the primary winding T1 to the voltage output from the secondary winding T2. Is considered good. A voltage obtained by rectifying the commercial power supply AC as described above is applied to the primary winding T1. As a general required specification of a lighting fixture, it is required that the commercial power supply AC can support a wide range, that is, it can support AC100V to 242V. For this reason, the flyback circuit 12 needs to convert a wide range (wide) voltage output from the rectifier circuit DB into a constant smoothed voltage Vdc. For example, if the flyback circuit 12 reduces the smoothed voltage Vdc to 141 V or less, which is the peak voltage of AC 100 V, the size of the components is not increased as described above. Conversely, if the smoothing voltage Vdc is set to 200 V, the flyback circuit 12 can operate in a step-down manner when the voltage is 200 V to 242 V AC, but operates in a step-up manner when the smooth voltage Vdc is 100 V AC. In this case, since a high voltage is applied to the MOSFET Q1 by a so-called flyback voltage generated at the time of turn-off, it is considered necessary to increase the size of components. From such a viewpoint, in order to prevent the components from increasing in size, a component having a withstand voltage performance that is deemed necessary only for the step-down operation of the flyback circuit 12 is selected as the MOSFET Q1 and the diode D1, and the flyback circuit 12 is stepped down. It can be designed for exclusive use.

フライバック回路12を降圧動作に限定的に用いることで、構成部品の大型化を抑制するために、下記のような設計を行うこともできる。   By using the flyback circuit 12 exclusively for the step-down operation, the following design can be performed in order to suppress an increase in the size of components.

フライバック回路12に昇圧動作をさせないために、昇圧動作が必要となる交流電圧が入力されたときには動かないように回路動作が制限されていてもよい。例えば、入力交流電圧(コンデンサC1の電圧)のピーク値を検知する端子を制御IC13に設けて、入力交流電圧よりも必ずフライバック回路12の出力電圧目標値を小さくするようにフライバック回路12が設計されてもよい。あるいは、フライバック回路12の出力電圧目標値よりも入力電圧(コンデンサC1の電圧)ピーク値が低いときには、フライバック回路12を作動させないように(MOSFETQ1のオンを禁止するように)制御ICが組まれていてもよい。つまり、制御IC13は、交流電圧のピーク電圧が予め定めた電圧値以下であるときにはフライバック回路12を作動させないように構成されていてもよい。あるいは、制御IC13は、交流電圧のピーク電圧よりも平滑電圧Vdcの目標値を小さく設定するように構成されていてもよい。あるいは、制御IC13は、平滑電圧Vdcの目標値よりも交流電圧のピーク電圧が低いときにはフライバック回路12を作動させないように構成されていてもよい。あるいは、制御IC13は、平滑電圧Vdcの目標値よりも交流電圧のピーク電圧が低いときにはMOSFETQ1をオフに維持するように構成されていてもよい。制御IC13は、交流電圧の大きさにかかわらず平滑電圧Vdcを141V以下とするようにMOSFETQ1を制御するように構成されていてもよい。   In order to prevent the flyback circuit 12 from performing a boosting operation, the circuit operation may be limited so that the flyback circuit 12 does not operate when an AC voltage that requires the boosting operation is input. For example, a terminal for detecting the peak value of the input AC voltage (the voltage of the capacitor C1) is provided in the control IC 13, and the flyback circuit 12 is configured so that the output voltage target value of the flyback circuit 12 is always smaller than the input AC voltage. May be designed. Alternatively, when the peak value of the input voltage (the voltage of the capacitor C1) is lower than the output voltage target value of the flyback circuit 12, the control IC is configured not to operate the flyback circuit 12 (to prevent the MOSFET Q1 from being turned on). It may be rare. That is, the control IC 13 may be configured not to operate the flyback circuit 12 when the peak voltage of the AC voltage is equal to or less than the predetermined voltage value. Alternatively, the control IC 13 may be configured to set the target value of the smoothed voltage Vdc smaller than the peak voltage of the AC voltage. Alternatively, the control IC 13 may be configured not to operate the flyback circuit 12 when the peak voltage of the AC voltage is lower than the target value of the smoothed voltage Vdc. Alternatively, control IC 13 may be configured to maintain MOSFET Q1 off when the peak voltage of the AC voltage is lower than the target value of smoothed voltage Vdc. The control IC 13 may be configured to control the MOSFET Q1 so that the smoothed voltage Vdc is set to 141 V or less regardless of the magnitude of the AC voltage.

回路設計の観点から、例えばダイオードD1およびMOSFETQ1を選定するに当たって、ダイオードD1の耐電圧およびMOSFETQ1の耐電圧が前記ピーク電圧を予め定めた平滑電圧の目標値に降圧するために必要な最小耐電圧値となるようにしてもよい。これにより、フライバック回路12を降圧動作に耐えうる最小限度の耐電圧に設計することで、小型の部品でフライバック回路12を構築することができる。予め定めた平滑電圧の目標値は、141Vであってもよい。これにより、点灯装置10が商用電源AC100V〜242Vのいわゆるワイド対応である場合においても、AC200V〜242Vのときにはフライバック回路12が降圧動作するとともに、AC100Vのときにも昇圧動作とはならない。   From the viewpoint of circuit design, for example, in selecting the diode D1 and the MOSFET Q1, the withstand voltage of the diode D1 and the withstand voltage of the MOSFET Q1 are the minimum withstand voltage values required to reduce the peak voltage to a predetermined smoothed voltage target value. You may make it become. Thus, by designing the flyback circuit 12 to have a minimum withstand voltage that can withstand the step-down operation, the flyback circuit 12 can be constructed with small components. The predetermined target value of the smoothing voltage may be 141V. As a result, even when the lighting device 10 is compatible with the so-called wide range of the commercial power supply of AC100V to 242V, the flyback circuit 12 performs the step-down operation at the time of AC200V to 242V, and does not perform the step-up operation at the time of AC100V.

(減衰振動対策による利点)
図2は、本発明の実施の形態にかかる点灯装置10の動作を示すタイミングチャート図である。「出力側コンバータ回路」に相当するバックコンバータ回路14について説明する。前述したようにバックコンバータ回路14はフライバック回路12が出力する平滑電圧Vdcにより、LED光源である光源モジュール20が点灯する電圧を生成する。このとき、LED光源が点灯する出力電圧Voは、平滑電圧Vdcより低くなければならない。さらに出力電圧Voは、バックコンバータ回路14を一般的な電流不連続モードで使用するとき、平滑電圧Vdcの1/2以下に設定されることが望ましい。以下に、図2を用いてその理由を具体的に説明する。
(Advantages of damping vibration countermeasures)
FIG. 2 is a timing chart illustrating an operation of the lighting device 10 according to the embodiment of the present invention. The buck converter circuit 14 corresponding to the “output side converter circuit” will be described. As described above, the buck converter circuit 14 generates a voltage at which the light source module 20 as the LED light source is turned on based on the smoothed voltage Vdc output from the flyback circuit 12. At this time, the output voltage Vo at which the LED light source is turned on must be lower than the smoothed voltage Vdc. Further, when the buck converter circuit 14 is used in a general discontinuous current mode, the output voltage Vo is preferably set to be equal to or less than の of the smoothed voltage Vdc. Hereinafter, the reason will be specifically described with reference to FIG.

図2には、バックコンバータ回路14のスイッチング素子であるMOSFETQ2のスイッチング動作が示されている。MOSFETQ2がオンすると、コンデンサC4の平滑電圧VdcからMOSFETQ2のドレイン−ソースを介して電流が流れ、この電流はインダクタL2で限流される(図2のton期間)。MOSFETQ2がオフすると、平滑電圧Vdcからの電流は流れないが、インダクタL2に蓄えられたエネルギーはダイオードD2から還流する(図2のtoff期間)。インダクタL2に蓄えられたエネルギーがなくなると、寄生容量とインダクタL2のインダクタンスによって共振現象が発生し、MOSFETQ2のソースとインダクタL2の接続点の電位が振動する。この結果、MOSFETQ2のソース−ドレイン間電圧に減衰振動が起こる(図2のtd期間)。   FIG. 2 shows a switching operation of the MOSFET Q2 which is a switching element of the buck converter circuit 14. When the MOSFET Q2 is turned on, a current flows from the smoothed voltage Vdc of the capacitor C4 via the drain-source of the MOSFET Q2, and this current is limited by the inductor L2 (ton period in FIG. 2). When the MOSFET Q2 is turned off, no current flows from the smoothed voltage Vdc, but the energy stored in the inductor L2 is returned from the diode D2 (toff period in FIG. 2). When the energy stored in the inductor L2 is exhausted, a resonance phenomenon occurs due to the parasitic capacitance and the inductance of the inductor L2, and the potential at the connection point between the source of the MOSFET Q2 and the inductor L2 oscillates. As a result, a damped oscillation occurs in the source-drain voltage of the MOSFET Q2 (td period in FIG. 2).

ここで、MOSFETQ2のソース−ドレイン間電圧について着目する。まず、toff期間は、ダイオードD2に還流電流が流れているため、MOSFETQ2のソース電位は、回路グランドに対して、ダイオードD2の順方向電圧約0.6V低い。よって、実際には、MOSFETQ2のソース−ドレイン間には[Vdc−(−0.6V)]の電圧が印加されている。ただし、平滑電圧Vdcに対して0.6Vは十分小さいため無視することができる。よって、toff期間には、実質的に、MOSFETQ2のソース−ドレイン間に平滑電圧Vdcが印加されているものとみなせる。   Here, attention is paid to the voltage between the source and the drain of the MOSFET Q2. First, during the toff period, since the return current flows through the diode D2, the source potential of the MOSFET Q2 is lower than the circuit ground by about 0.6 V in the forward voltage of the diode D2. Therefore, actually, a voltage of [Vdc-(-0.6 V)] is applied between the source and the drain of the MOSFET Q2. However, 0.6 V is sufficiently small with respect to the smoothed voltage Vdc and can be ignored. Therefore, it can be considered that the smoothed voltage Vdc is substantially applied between the source and the drain of the MOSFET Q2 during the toff period.

インダクタL2のエネルギーが無くなったtd期間から減衰振動が起こる。この減衰振動の周期は、MOSFETQ2の寄生容量とインダクタL2のインダクタンスによって決まる共振周波数に等しい。また、振動の大きさVp−pは、バックコンバータ回路14の出力電圧Voの2倍である。振動の大きさVp−pは、td期間の減衰振動における最大の振動幅であり、図2では初回の振動の幅である。減衰振動は、インダクタL2の直流抵抗によって最終的には消滅する。減衰振動が消滅することで、MOSFETQ2のソース−ドレイン電圧は、「平滑電圧Vdcから出力電圧Voを減じた電圧V‘」に収束する。各電圧をまとめると次のようになる。
Vp−p=2×Vo
V‘=Vdc−Vo
A damped oscillation occurs from the time period td when the energy of the inductor L2 is lost. The cycle of this damped oscillation is equal to the resonance frequency determined by the parasitic capacitance of MOSFET Q2 and the inductance of inductor L2. The magnitude of the vibration Vp-p is twice the output voltage Vo of the buck converter circuit 14. The magnitude Vp-p of the vibration is the maximum vibration width in the damped vibration during the td period, and is the width of the first vibration in FIG. The damped oscillation eventually disappears due to the DC resistance of the inductor L2. The disappearance of the damped oscillation causes the source-drain voltage of the MOSFET Q2 to converge to “the voltage V ′ obtained by subtracting the output voltage Vo from the smoothed voltage Vdc”. Each voltage is summarized as follows.
Vp−p = 2 × Vo
V ′ = Vdc−Vo

図2に示す「Vdc/2」は、平滑電圧Vdcの1/2倍の値を明示したものである。出力電圧Voが平滑電圧Vdcの1/2倍よりも大きいと、振動の大きさVp−pが平滑電圧Vdcよりも大きくなり、MOSFETQ2のソース−ドレイン間電圧は負電位が印加される。即ち、負電位が印加されるということは、ソース−ドレイン間にある寄生ダイオードを介して、電流が逆流してしまい、実用上好ましくない。   “Vdc / 2” shown in FIG. 2 clearly indicates a value that is 倍 times the smoothed voltage Vdc. When the output voltage Vo is larger than half the smoothed voltage Vdc, the magnitude of the vibration Vp-p becomes larger than the smoothed voltage Vdc, and a negative potential is applied to the source-drain voltage of the MOSFET Q2. That is, the application of the negative potential causes a current to flow backward through the parasitic diode between the source and the drain, which is not preferable in practical use.

この点、実施の形態においては、出力電圧Voが平滑電圧Vdcの1/2倍以下に設定されている。従って、td期間に生ずる減衰振動の大きさVp−pが平滑電圧Vdcよりも大きくなることを避けることができる。これによりソース−ドレイン間電圧は負電位(正常とは逆の逆電位)が印加されるのを抑制することができる。なお、バックコンバータ回路14のマイコンCPU15は、調光信号で指定された調光率に基づいて光源モジュール20に流れる電流を調整する。このような調光機種において、調光率が全光(100%)であるときの出力電圧Voが、平滑電圧Vdcの大きさの1/2倍以下に設定されることが好ましい。これにより調光機種においても実用上の不具合を避けつつ全光点灯を実現することができる。   In this regard, in the embodiment, the output voltage Vo is set to be equal to or less than 倍 of the smoothed voltage Vdc. Therefore, it is possible to prevent the magnitude of the damped oscillation Vp-p generated during the period td from becoming larger than the smoothed voltage Vdc. This makes it possible to suppress the application of a negative potential (reverse potential opposite to normal) to the source-drain voltage. The microcomputer CPU 15 of the buck converter circuit 14 adjusts the current flowing through the light source module 20 based on the dimming rate specified by the dimming signal. In such a dimming model, it is preferable that the output voltage Vo when the dimming rate is all light (100%) is set to be equal to or less than half the magnitude of the smoothing voltage Vdc. This makes it possible to realize all-light lighting even in a dimming model while avoiding practical problems.

上記実施の形態に示す回路構成にすることで、照明器具の一般要求である高調波抑制機能および突入電流抑制をフライバック回路12によって実現し、調光制御や消灯制御の光源制御をバックコンバータ回路14によって実現することができる。「突入電流に関する利点」で説明したように、突入電流抑制のために特別な回路を設けなくともよく、省部品な回路構成で上記一般要求仕様を満たすことができる。また、「消灯モード適用時の利点」で説明したように、特別な回路を設けなくとも消灯モード機能をより高性能なものとすることができる。さらに、本願発明者は、上記回路構成で各回路が制御する電圧に検討を加えた結果、「降圧動作専用による小型化の利点」で説明したフライバック回路12の大型化を抑制する電圧仕様および「減衰振動対策による利点」で説明した光源モジュール20に適した電圧仕様をそれぞれ見出すことで、回路全体の大型化を抑制しつつ安定動作を行うことができる。このことから点灯装置10の小型化、照明器具1の小型化、およびそれらの高機能化を同時に実現することができるため、省資源で且つ使用者に有益な点灯装置10および照明器具1を提供することができる。   By employing the circuit configuration shown in the above embodiment, the flyback circuit 12 realizes the harmonic suppression function and the rush current suppression, which are general requirements of the lighting equipment, and performs the light source control of the dimming control and the extinguishing control by the buck converter circuit. 14 can be realized. As described in "Advantages Regarding Inrush Current", it is not necessary to provide a special circuit for suppressing inrush current, and the above general requirement specification can be satisfied with a circuit configuration with reduced parts. In addition, as described in “Advantages when the light-off mode is applied”, the light-off mode function can have higher performance without providing a special circuit. Further, the inventor of the present application has examined the voltages controlled by the respective circuits in the above-described circuit configuration. By finding each of the voltage specifications suitable for the light source module 20 described in “Advantages by Countermeasures for Damped Vibration”, a stable operation can be performed while suppressing an increase in the size of the entire circuit. Accordingly, the lighting device 10 and the lighting device 1 can be reduced in size, the lighting device 1 can be reduced in size, and their functions can be simultaneously improved. can do.

なお、実施の形態では、二次巻線T2の中点からマイコンCPU15に電源を与えることについて消灯モード適用時の利点を説明している。しかしながら、この構成は消灯モードを備えない点灯装置においても利点があり、具体的にはバックコンバータ回路14の動作状況とは無関係にマイコンCPU15に早期且つ安定的に電源が供給されるという利点がある。   In the embodiment, the advantage of applying the power-off mode to supplying power to the microcomputer CPU 15 from the middle point of the secondary winding T2 has been described. However, this configuration also has an advantage in a lighting device having no light-off mode, and specifically, has an advantage that power is supplied to the microcomputer CPU 15 quickly and stably regardless of the operation state of the buck converter circuit 14. .

1 照明器具、10 点灯装置、12 フライバック回路、13 制御IC、14 バックコンバータ回路、15 マイコンCPU、16 ドライブ回路、17 降圧回路、20 光源モジュール、22 調光器、C1〜C6 コンデンサ、D1〜D4 ダイオード、DB 整流回路、L1 ラインフィルタ、L2 インダクタ、R1〜R4 抵抗、T トランス(フライバックトランス)、T1 一次巻線、T2 二次巻線、T3 補助巻線、Vdc 平滑電圧、Vo 出力電圧 Reference Signs List 1 lighting fixture, 10 lighting device, 12 flyback circuit, 13 control IC, 14 buck converter circuit, 15 microcomputer CPU, 16 drive circuit, 17 step-down circuit, 20 light source module, 22 dimmer, C1-C6 capacitor, D1- D4 diode, DB rectifier circuit, L1 line filter, L2 inductor, R1-R4 resistor, T transformer (flyback transformer), T1 primary winding, T2 secondary winding, T3 auxiliary winding, Vdc smoothing voltage, Vo output voltage

Claims (5)

交流電圧を整流して直流電圧を出力する整流回路と、
一次巻線および二次巻線を備え前記一次巻線の一端に前記直流電圧が印加されるフライバックトランスと、前記一次巻線を流れる電流を制御する第1スイッチング素子と、前記交流電圧の高調波を抑制する力率改善動作を行うように前記第1スイッチング素子を制御する第1制御回路と、を備え、前記二次巻線から前記直流電圧を変換して平滑した電圧である平滑電圧を出力するフライバック回路と、
第2スイッチング素子および前記第2スイッチング素子を制御する第2制御回路を備え、前記第2スイッチング素子を用いて前記平滑電圧を降圧することで得た出力電圧により光源モジュールを点灯させる出力側コンバータ回路と、
を備え、
前記一次巻線の補助巻線から取得した電圧を前記第1制御回路に第一制御電源として供給し、
前記二次巻線の中点から取り出した電圧を前記第2制御回路に第二制御電源として供給する点灯装置。
A rectifier circuit that rectifies the AC voltage and outputs a DC voltage;
A flyback transformer including a primary winding and a secondary winding, the DC voltage being applied to one end of the primary winding, a first switching element for controlling a current flowing through the primary winding, and a harmonic of the AC voltage. A first control circuit that controls the first switching element so as to perform a power factor improvement operation that suppresses a wave, and converts the DC voltage from the secondary winding to a smoothed voltage that is a smoothed voltage. A flyback circuit to output,
An output-side converter circuit comprising a second switching element and a second control circuit for controlling the second switching element, and illuminating the light source module with an output voltage obtained by stepping down the smoothed voltage using the second switching element. When,
With
A voltage obtained from the auxiliary winding of the primary winding is supplied to the first control circuit as a first control power,
A lighting device for supplying a voltage extracted from a middle point of the secondary winding to the second control circuit as a second control power supply.
前記光源モジュールを消灯させる消灯モード指令信号が与えられているときには、前記第1制御回路が前記第1スイッチング素子のスイッチングを継続し、前記第2制御回路が前記第2スイッチング素子のスイッチングを停止する請求項1に記載の点灯装置。   When a light-off mode command signal for turning off the light source module is given, the first control circuit continues to switch the first switching element, and the second control circuit stops the switching of the second switching element. The lighting device according to claim 1. 前記出力側コンバータ回路が、バックコンバータ回路である請求項1または2に記載の点灯装置。   The lighting device according to claim 1, wherein the output-side converter circuit is a buck converter circuit. 交流電圧を整流する整流回路と、
一次巻線および二次巻線を備え前記一次巻線の一端に前記整流回路の出力した直流電圧が印加されるフライバックトランスと、前記一次巻線の他端に接続し前記一次巻線を流れる電流を制御する第1スイッチング素子と、前記交流電圧の高調波を抑制する力率改善動作を行うように前記第1スイッチング素子を制御する第1制御回路と、を含み、昇圧動作と降圧動作のうち降圧動作のみを行うことで前記直流電圧を前記交流電圧のピーク電圧より低く降圧して平滑した電圧である平滑電圧を出力するフライバック回路と、
半導体発光素子を含む光源モジュールが接続され、第2スイッチング素子および前記第2スイッチング素子を制御する第2制御回路を備え、前記第2スイッチング素子を電流不連続モードで駆動することで前記平滑電圧を降圧した出力電圧を出力し、前記出力電圧で前記光源モジュールを点灯させるバックコンバータ回路と、
を備え、
前記一次巻線の補助巻線から取得した電圧を前記第1制御回路に第一制御電源として供給し、
前記二次巻線の中点から取り出した電圧を前記第2制御回路に第二制御電源として供給し、
前記出力電圧を前記平滑電圧の1/2倍以下の範囲内で設定する点灯装置。
A rectifier circuit for rectifying the AC voltage;
A flyback transformer including a primary winding and a secondary winding, and a DC voltage output from the rectifier circuit is applied to one end of the primary winding; and a flyback transformer connected to the other end of the primary winding and flowing through the primary winding. A first switching element that controls a current; and a first control circuit that controls the first switching element so as to perform a power factor improvement operation that suppresses harmonics of the AC voltage. A flyback circuit that outputs a smoothed voltage that is a voltage obtained by lowering the DC voltage to be lower than the peak voltage of the AC voltage by performing only the step-down operation, and
A light source module including a semiconductor light emitting element is connected, a second switching element and a second control circuit for controlling the second switching element are provided, and the smoothing voltage is reduced by driving the second switching element in a discontinuous current mode. A buck converter circuit that outputs a stepped-down output voltage and turns on the light source module with the output voltage;
With
A voltage obtained from the auxiliary winding of the primary winding is supplied to the first control circuit as a first control power,
A voltage taken out from the middle point of the secondary winding is supplied to the second control circuit as a second control power,
A lighting device for setting the output voltage within a range equal to or less than 1/2 of the smoothed voltage.
請求項1〜のいずれか1項に記載の点灯装置を備える照明器具。 Luminaire comprising a lighting device according to any one of claims 1-4.
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