JP5686218B1 - Lighting device and lighting apparatus - Google Patents

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Abstract

【課題】簡単な回路でかつ、力率改善制御および定電流制御を行うことができる点灯装置および照明器具を提供する。【解決手段】点灯装置100は、整流回路2と、変換回路であるコンバータ部3と、電流検出部である出力電流検出抵抗R3と、制御回路4とを備える。整流回路2は、交流電圧を直流電圧に変換する。コンバータ部3は、整流回路2の直流出力端子間に接続され、負荷出力端子間に出力平滑コンデンサC3を有し、出力平滑コンデンサC3と並列に接続されたLED5に直流電流を供給する。出力電流検出抵抗R3は、出力平滑コンデンサC3の充電電流を検出する。制御回路4は、出力電流検出抵抗R3により検出した信号と充電電流の電流値目標となる信号を示す目標信号との比較に基づいて、充電電流が電流値目標に近づくようにコンバータ部3をフィードバック制御する。【選択図】図1Provided are a lighting device and a luminaire capable of performing a power factor improvement control and a constant current control with a simple circuit. A lighting device includes a rectifier circuit, a converter unit that is a conversion circuit, an output current detection resistor R3 that is a current detection unit, and a control circuit. The rectifier circuit 2 converts an AC voltage into a DC voltage. The converter unit 3 is connected between the DC output terminals of the rectifier circuit 2, has an output smoothing capacitor C3 between the load output terminals, and supplies a DC current to the LED 5 connected in parallel with the output smoothing capacitor C3. The output current detection resistor R3 detects the charging current of the output smoothing capacitor C3. The control circuit 4 feeds back the converter unit 3 so that the charging current approaches the current value target based on the comparison between the signal detected by the output current detection resistor R3 and the target signal indicating the signal that is the current value target of the charging current. Control. [Selection] Figure 1

Description

本発明は、点灯装置および照明器具に関する。   The present invention relates to a lighting device and a lighting fixture.

従来、例えば発光ダイオード(LED)などの発光素子を点灯させるための点灯装置が知られている。この種の点灯装置は商用交流電源を整流、平滑して直流電圧を生成するAC−DC変換回路部と、得られた直流電圧からLEDに最適な電流を供給するDC−DCコンバータ部を備える。AC−DC変換回路部は例えばコンデンサインプット型整流回路、DC−DCコンバータ部は例えばバックコンバータが用いられる。   Conventionally, a lighting device for lighting a light emitting element such as a light emitting diode (LED) is known. This type of lighting device includes an AC-DC conversion circuit unit that rectifies and smoothes a commercial AC power supply to generate a DC voltage, and a DC-DC converter unit that supplies an optimal current to the LED from the obtained DC voltage. For example, a capacitor input type rectifier circuit is used as the AC-DC conversion circuit unit, and a buck converter is used as the DC-DC converter unit.

現在多くの照明器具においては高力率を要求されるため、コンデンサインプット型整流回路では力率が悪く、高力率の要求を満たすことができない。そこで例えば特開2010−40400号公報に開示されているように、昇圧チョッパ形の力率改善回路をAC−DCコンバータとして用いたものが現在広く採用されている。この場合、昇圧チョッパとバックコンバータの2つのコンバータが必要となる。また、例えば特開2011−62043号に公開されているように、フライバックコンバータを用いて1つのコンバータで力率改善とLED電流制御を行う方法も開発されている。   Many lighting fixtures are currently required to have a high power factor, so the capacitor input type rectifier circuit has a poor power factor and cannot meet the high power factor requirement. Therefore, as disclosed in, for example, Japanese Patent Application Laid-Open No. 2010-40400, one using a step-up chopper type power factor correction circuit as an AC-DC converter is currently widely used. In this case, two converters, a step-up chopper and a buck converter, are required. For example, as disclosed in Japanese Patent Application Laid-Open No. 2011-62043, a method of performing power factor improvement and LED current control with a single converter using a flyback converter has been developed.

しかしながら、力率改善回路とバックコンバータを組み合わせる2コンバータ方式は部品点数が多くなることから回路基板の大型化、高コスト化を招く問題がある。また、1コンバータで力率改善回路とLED電流制御を行うフライバックコンバータは、部品点数が少なく、回路基板を小型化できるメリットがある。しかしながら、トランスを介して電力変化を行うため、トランスの損失が大きく、点灯装置全体として、電力変換効率が悪化するという問題がある。   However, the two-converter system that combines a power factor correction circuit and a buck converter has a problem of increasing the size and cost of the circuit board because the number of parts increases. Further, a flyback converter that performs power factor correction circuit and LED current control with one converter has a merit that the number of components is small and the circuit board can be downsized. However, since the power is changed via the transformer, there is a problem that the loss of the transformer is large and the power conversion efficiency is deteriorated as the whole lighting device.

一方、特開2011−82204号公報には、SEPIC(Single Ended Primary Inductance Converter)回路を用いた点灯回路が開示されている。SEPIC回路はコンバータが1つで済む簡単な回路であるとともに、電力変換にトランスを用いなくても良いので電力変換効率が高いという利点がある。   On the other hand, Japanese Patent Application Laid-Open No. 2011-82204 discloses a lighting circuit using a SEPIC (Single Ended Primary Inductor Converter) circuit. A SEPIC circuit is a simple circuit that requires only one converter and has an advantage of high power conversion efficiency because a transformer is not required for power conversion.

特開2010−40400号公報JP 2010-40400 A 特開2011−62043号公報JP 2011-62043 A 特開2011−82204号公報JP 2011-82204 A

しかしながら、1コンバータで力率改善制御と定電流制御を両立する場合、実用上は力率改善制御を優先させた動作となるため、LED電流制御において、不具合が発生する。具体的には、力率改善のため、定電流フィードバック制御の応答時間を交流電源周期の1/2倍以上となるように設定しなければならないため、定電流フィードバック制御の遅れによるLEDの閃光および過電流によるLEDの破壊を招くおそれがある。本願発明者は、鋭意研究を行うことで、1コンバータで力率改善制御および定電流制御を両立するのに好適な回路構成及び制御内容を備えた点灯装置を発明した。   However, when both power factor improvement control and constant current control are achieved with a single converter, the power factor improvement control is practically operated with priority, and thus a problem occurs in LED current control. Specifically, in order to improve the power factor, the response time of the constant current feedback control must be set to be ½ times or more of the AC power supply cycle. There is a risk of LED destruction due to overcurrent. The inventor of the present application has invented a lighting device having a circuit configuration and control contents suitable for achieving both power factor improvement control and constant current control with one converter through intensive research.

本発明は、上述のような課題を解決するためになされたもので、簡単な回路でかつ、力率改善制御および定電流制御を行うことができる点灯装置および照明器具を提供することを目的とする。   The present invention has been made to solve the above-described problems, and an object thereof is to provide a lighting device and a lighting fixture that can perform power factor correction control and constant current control with a simple circuit. To do.

本発明にかかる点灯装置は、交流電圧を直流電圧に変換する整流回路と、前記整流回路の直流出力端子間に接続され、負荷出力端子間に出力平滑コンデンサを有し、前記出力平滑コンデンサと並列に接続された光源に直流電流を供給する変換回路と、前記出力平滑コンデンサの充電電流を検出する電流検出部と、前記電流検出部により検出した信号と前記充電電流の電流値目標となる信号を示す目標信号との比較に基づいて、前記充電電流が前記電流値目標に近づくように前記変換回路をフィードバック制御する制御回路と、を備え、前記制御回路は、制御電源回路から前記制御回路の駆動用電力の供給を受けて動作し、前記光源に直流電流が供給される間、前記制御電源回路は、少なくとも前記交流電圧のゼロクロス付近において、前記出力平滑コンデンサから電力の供給を受けて、前記制御回路の駆動用電力を生成し、前記整流回路の直流出力から前記制御電源回路へと至る電力経路と、前記出力平滑コンデンサから前記制御電源回路へと至る電力経路と、のうち何れかの経路を選択して前記制御電源回路に電力供給を行う選択回路を有する。本発明にかかる照明器具は、発光素子を備える光源と、前記光源を点灯させる上記本発明にかかる点灯装置と、を備える。A lighting device according to the present invention includes a rectifier circuit that converts an AC voltage into a DC voltage, a DC output terminal of the rectifier circuit, an output smoothing capacitor between load output terminals, and in parallel with the output smoothing capacitor. A conversion circuit that supplies a direct current to a light source connected to the output, a current detection unit that detects a charging current of the output smoothing capacitor, a signal detected by the current detection unit, and a signal that is a target of a current value of the charging current A control circuit that feedback-controls the conversion circuit so that the charging current approaches the current value target based on a comparison with a target signal that is indicated, and the control circuit drives the control circuit from a control power supply circuit The control power supply circuit operates at least in the vicinity of the zero cross of the AC voltage while the DC power is supplied to the light source. The power supply from the smoothing capacitor is generated to generate driving power for the control circuit, the power path from the DC output of the rectifier circuit to the control power supply circuit, and from the output smoothing capacitor to the control power supply circuit And a selection circuit for selecting one of the power paths and supplying power to the control power supply circuit. The lighting fixture concerning this invention is provided with the light source provided with a light emitting element, and the lighting device concerning the said this invention which lights the said light source.

本発明によれば、簡単な回路でかつ低コストな1コンバータ方式の点灯装置において、最適な定電流フィードバック制御回路を適用することで力率改善制御および定電流制御を両立することができる。   According to the present invention, power factor correction control and constant current control can both be achieved by applying an optimum constant current feedback control circuit in a simple circuit and low cost one-converter type lighting device.

本発明の実施の形態1にかかる点灯装置の回路構成図である。It is a circuit block diagram of the lighting device concerning Embodiment 1 of this invention. 本発明の実施の形態1にかかる点灯装置の動作を示す波形図である。It is a wave form diagram which shows operation | movement of the lighting device concerning Embodiment 1 of this invention. 本発明の実施の形態1にかかる点灯装置の力率改善動作を示す波形図である。It is a wave form diagram which shows the power factor improvement operation | movement of the lighting device concerning Embodiment 1 of this invention. 本発明の実施の形態1にかかる位相補償回路の回路構成図である。It is a circuit block diagram of the phase compensation circuit concerning Embodiment 1 of this invention. 実施の形態に対する比較例にかかる点灯装置の回路構成図である。It is a circuit block diagram of the lighting device concerning the comparative example with respect to embodiment. 本発明の実施の形態1の変形例にかかる点灯装置の回路構成図である。It is a circuit block diagram of the lighting device concerning the modification of Embodiment 1 of this invention. 本発明の実施の形態2にかかる点灯装置の回路構成図である。It is a circuit block diagram of the lighting device concerning Embodiment 2 of this invention. 本発明の実施の形態2にかかる点灯装置の動作を示す波形図である。It is a wave form diagram which shows operation | movement of the lighting device concerning Embodiment 2 of this invention. 本発明の実施の形態2の変形例にかかる点灯装置の回路構成図である。It is a circuit block diagram of the lighting device concerning the modification of Embodiment 2 of this invention. 本発明の実施の形態2の変形例にかかる点灯装置の回路構成図である。It is a circuit block diagram of the lighting device concerning the modification of Embodiment 2 of this invention. 本発明の実施の形態2の変形例にかかる点灯装置の回路構成図である。It is a circuit block diagram of the lighting device concerning the modification of Embodiment 2 of this invention. 本発明の実施の形態3にかかる照明器具の断面図である。It is sectional drawing of the lighting fixture concerning Embodiment 3 of this invention.

実施の形態1.
図1は、本発明の実施の形態1にかかる点灯装置100の回路構成図である。点灯装置100は、交流電源1から電力の供給を受けて光源5を点灯させる。点灯装置100は、整流回路2、コンバータ部3、制御回路4を有する。整流回路2は交流電源1から入力した交流電圧を全波整流して直流電圧に変換する。この直流電圧は、コンバータ部3動作中は平滑されず、交流電源1の2倍の周波数を含むリプル電圧となる。
Embodiment 1 FIG.
FIG. 1 is a circuit configuration diagram of a lighting device 100 according to the first embodiment of the present invention. The lighting device 100 is supplied with electric power from the AC power source 1 and lights the light source 5. The lighting device 100 includes a rectifier circuit 2, a converter unit 3, and a control circuit 4. The rectifier circuit 2 performs full-wave rectification on the AC voltage input from the AC power supply 1 and converts it to a DC voltage. This DC voltage is not smoothed during the operation of the converter unit 3 and becomes a ripple voltage including twice the frequency of the AC power supply 1.

本実施の形態1においては、光源としてLED(Light Emitting Diode)を用いる。   In the first embodiment, an LED (Light Emitting Diode) is used as a light source.

コンバータ部3は、フィルタコンデンサC1、第1インダクタL1、スイッチング素子SW1(例えばMOSFET)、カップリングコンデンサC2、第2インダクタL2、ダイオードD1、出力平滑コンデンサC3を備えている。コンバータ部3は、これらの回路素子によって構成されたSEPIC(すなわち、Single Ended Primary Inductance Converter)回路を備えている。コンバータ部3の出力には、光源であるLED5が接続される。   The converter unit 3 includes a filter capacitor C1, a first inductor L1, a switching element SW1 (for example, a MOSFET), a coupling capacitor C2, a second inductor L2, a diode D1, and an output smoothing capacitor C3. The converter unit 3 includes a SEPIC (that is, Single Ended Primary Inductor Converter) circuit constituted by these circuit elements. An LED 5 that is a light source is connected to the output of the converter unit 3.

具体的には、第1インダクタL1は、1次巻き線L1aと、この1次巻き線L1aに磁気的に結合した2次巻き線L1bとを備えている。第1インダクタL1の1次巻き線L1aの一端は、フィルタコンデンサC1の一端に接続されている。フィルタコンデンサC1の他端は基準電位GNDに接続されている。   Specifically, the first inductor L1 includes a primary winding L1a and a secondary winding L1b that is magnetically coupled to the primary winding L1a. One end of the primary winding L1a of the first inductor L1 is connected to one end of the filter capacitor C1. The other end of the filter capacitor C1 is connected to the reference potential GND.

スイッチング素子SW1は、ドレイン端子、ソース端子、およびこれらの端子間をスイッチングするゲート端子を備えている。スイッチング素子SW1は、ドレイン端子が第1インダクタL1の1次巻き線L1aの他端に接続し、第1インダクタL1を介してフィルタコンデンサC1と並列接続している。   The switching element SW1 includes a drain terminal, a source terminal, and a gate terminal that switches between these terminals. The switching element SW1 has a drain terminal connected to the other end of the primary winding L1a of the first inductor L1, and is connected in parallel to the filter capacitor C1 via the first inductor L1.

カップリングコンデンサC2の一端は、スイッチング素子SW1のドレイン端子に接続されている。第2インダクタL2の一端は、カップリングコンデンサC2の他端に接続されている。第2インダクタL2の他端は基準電位GNDに接続されている。第2インダクタL2は、カップリングコンデンサC2を介してスイッチング素子SW1と並列接続されている。なお、第1インダクタL1と第2インダクタL2はそれぞれ個別のコア(磁心)に巻き線を巻きつけても良いし、一つのコアに第1インダクタL1と第2インダクタL2の両方を巻きつけて、コアを共有化しても良い。   One end of the coupling capacitor C2 is connected to the drain terminal of the switching element SW1. One end of the second inductor L2 is connected to the other end of the coupling capacitor C2. The other end of the second inductor L2 is connected to the reference potential GND. The second inductor L2 is connected in parallel with the switching element SW1 via the coupling capacitor C2. The first inductor L1 and the second inductor L2 may be wound around individual cores (magnetic cores), or both the first inductor L1 and the second inductor L2 may be wound around one core, The core may be shared.

ダイオードD1のアノードが、第2インダクタL2の一端とカップリングコンデンサC2の他端の間に接続している。出力平滑コンデンサC3の一端は、ダイオードD1のカソードに接続している。出力平滑コンデンサC3の他端は出力電流検出抵抗R3の一端に接続されている。出力電流検出抵抗R3の他端は基準電位GNDに接続されている。出力平滑コンデンサC3には並列にLED5が接続される。   The anode of the diode D1 is connected between one end of the second inductor L2 and the other end of the coupling capacitor C2. One end of the output smoothing capacitor C3 is connected to the cathode of the diode D1. The other end of the output smoothing capacitor C3 is connected to one end of the output current detection resistor R3. The other end of the output current detection resistor R3 is connected to the reference potential GND. An LED 5 is connected in parallel to the output smoothing capacitor C3.

コンバータ部3は、制御回路4の制御を受けて動作する。コンバータ部3は、整流回路2が全波整流した直流電圧をLED5の点灯に適した電流および電圧に変換する。コンバータ部3は、制御回路4の制御により入力電流波形を正弦波状で且つ交流入力電圧と同位相となるように動作し、力率改善を行う。   The converter unit 3 operates under the control of the control circuit 4. The converter unit 3 converts the DC voltage that has been full-wave rectified by the rectifier circuit 2 into a current and voltage suitable for lighting the LED 5. The converter unit 3 operates so that the input current waveform is sinusoidal and in phase with the AC input voltage under the control of the control circuit 4 to improve the power factor.

制御回路4は、オペアンプ6、コンデンサ7、抵抗8からなる誤差増幅器9、第1比較器10、フリップフロップ回路11、信号発生器12、第2比較器13、駆動回路14を備えている。制御回路4は、LED5に流れる電流が所定の電流値になるようにしつつ点灯装置100の交流入力電流波形が交流入力電圧とほぼ同位相で且つ正弦波となるように、スイッチング素子SW1を駆動する。   The control circuit 4 includes an error amplifier 9 including an operational amplifier 6, a capacitor 7, and a resistor 8, a first comparator 10, a flip-flop circuit 11, a signal generator 12, a second comparator 13, and a drive circuit 14. The control circuit 4 drives the switching element SW1 so that the AC input current waveform of the lighting device 100 is substantially in phase with the AC input voltage and is a sine wave while the current flowing through the LED 5 has a predetermined current value. .

本実施の形態では、出力電流検出抵抗R3は、LED5に流れる電流を検出するためのものであるが、LED5の電流を直接検出する位置には接続されず、出力平滑コンデンサC3への充電電流を検出可能な位置に接続されている。LED5に流れる電流すなわち出力平滑コンデンサC3の放電電流平均値と、出力平滑コンデンサC3への充電電流平均値は等しくなるため、出力平滑コンデンサC3の放電電流がわかれば、LEDに流れる電流を求めることができる。   In the present embodiment, the output current detection resistor R3 is for detecting the current flowing through the LED 5, but is not connected to the position where the current of the LED 5 is directly detected, and the charging current to the output smoothing capacitor C3 is supplied. Connected to a detectable position. Since the current flowing through the LED 5, that is, the average value of the discharge current of the output smoothing capacitor C3 is equal to the average value of the charging current to the output smoothing capacitor C3, if the discharge current of the output smoothing capacitor C3 is known, the current flowing through the LED can be obtained. it can.

誤差増幅器9は、出力電流検出抵抗R3に発生する電圧信号をコンデンサ7及び抵抗8で平均化しつつ、第1基準電圧E1と比較し、両者の差に応じた信号を出力する。出力電流検出抵抗R3に発生する電圧が第1基準電圧E1より高ければ、誤差増幅器9の出力電圧は低下していき、出力電流検出抵抗R3に発生する電圧が第1基準電圧E1より低ければ、誤差増幅器9の出力電圧は上昇していく。また、コンデンサ7及び抵抗8はフィードバック制御の応答時間を決定する位相補償回路を構成している。コンデンサ7の容量が大きく、抵抗8の抵抗値が大きいほどフィードバック制御の応答時間が長くなり、コンデンサ7の容量が小さく、抵抗8の抵抗値が小さいほどフィードバック制御の応答時間が短くなる。   The error amplifier 9 compares the voltage signal generated in the output current detection resistor R3 with the capacitor 7 and the resistor 8 and compares it with the first reference voltage E1, and outputs a signal corresponding to the difference between the two. If the voltage generated in the output current detection resistor R3 is higher than the first reference voltage E1, the output voltage of the error amplifier 9 decreases. If the voltage generated in the output current detection resistor R3 is lower than the first reference voltage E1, The output voltage of the error amplifier 9 increases. The capacitor 7 and the resistor 8 constitute a phase compensation circuit that determines the response time of feedback control. The larger the capacitance of the capacitor 7 and the larger the resistance value of the resistor 8, the longer the response time of feedback control. The smaller the capacitance of the capacitor 7 and the smaller the resistance value of the resistor 8, the shorter the response time of feedback control.

第1比較器10の入力には第2基準電圧E2が入力され、他方の入力には、2次巻き線L1bが接続される。2次巻き線L1bは、1次巻き線L1aと磁気的に結合している。第2基準電圧E2の電圧よりも2次巻き線L1bに発生する電圧の方が高い場合には、第1比較器10はハイ信号(例えば5V)を出力する。また、第2基準電圧E2の電圧よりも2次巻き線L1bに発生する電圧の方が低い場合には、第1比較器10はロー信号(例えば0V)を出力する。   The second reference voltage E2 is input to the input of the first comparator 10, and the secondary winding L1b is connected to the other input. Secondary winding L1b is magnetically coupled to primary winding L1a. When the voltage generated in the secondary winding L1b is higher than the voltage of the second reference voltage E2, the first comparator 10 outputs a high signal (for example, 5V). When the voltage generated in the secondary winding L1b is lower than the voltage of the second reference voltage E2, the first comparator 10 outputs a low signal (for example, 0V).

フリップフロップ回路11は、リセット入力端子R、セット入力端子S、および出力端子Qを備える。信号発生器12は鋸歯状の三角波を出力する端子と、第1比較器の出力端子の信号に応じてフリップフロップ回路11のセット入力端子Sにセット信号を出力する端子を備える。   The flip-flop circuit 11 includes a reset input terminal R, a set input terminal S, and an output terminal Q. The signal generator 12 has a terminal for outputting a sawtooth triangular wave and a terminal for outputting a set signal to the set input terminal S of the flip-flop circuit 11 in accordance with the signal of the output terminal of the first comparator.

第2比較器13は信号発生器12から出力される三角波と誤差増幅器9から出力される信号を比較し、比較結果に応じてフリップフロップ回路のリセット入力端子にリセット信号を出力する。駆動回路14は、フリップフロップ回路11の出力端子Qの信号に基づいて、スイッチング素子SW1の駆動に適した信号に変換、出力し、スイッチング素子SW1を駆動する。   The second comparator 13 compares the triangular wave output from the signal generator 12 with the signal output from the error amplifier 9, and outputs a reset signal to the reset input terminal of the flip-flop circuit according to the comparison result. The drive circuit 14 converts and outputs a signal suitable for driving the switching element SW1 based on the signal of the output terminal Q of the flip-flop circuit 11, and drives the switching element SW1.

制御回路4の構成は一例であり、本構成に限定されるものではない。本構成のようにデジタル回路とアナログ回路の組み合わせでも良いし、あるいはA/Dコンバータとマイクロコンピュータ等の組み合わせてソフトウェア制御しても良い。また、制御回路4を駆動するための制御電源回路が必要であるが、ここでは図示しない。制御電源回路は、例えば第1インダクタL1または第2インダクタL2に制御電源供給用の補助巻き線を設ければ、そこから制御電源を得ることができる。又は別途スイッチング電源を設けそこから供給しても良い。   The configuration of the control circuit 4 is an example and is not limited to this configuration. A combination of a digital circuit and an analog circuit may be used as in this configuration, or software control may be performed using a combination of an A / D converter and a microcomputer. Further, a control power supply circuit for driving the control circuit 4 is necessary, but is not shown here. For example, if the control power supply circuit is provided with an auxiliary winding for supplying control power to the first inductor L1 or the second inductor L2, the control power supply can be obtained therefrom. Alternatively, a separate switching power supply may be provided and supplied from there.

次に、実施の形態1にかかる点灯装置100の動作を説明する。   Next, operation | movement of the lighting device 100 concerning Embodiment 1 is demonstrated.

点灯装置100に交流電源1が印加されると、整流回路2は交流電圧を全波整流し、直流電圧を生成する。フィルタコンデンサC1は、スイッチングリプルを除去する目的で設けられたものであり、ここでは全波整流波形の電源周波数成分を平滑するためのものではない。したがってコンバータ部3動作中は、電源周波数の2倍周波数で正弦波状に脈動する全波整流波形がコンバータ部3に印加される。   When the AC power supply 1 is applied to the lighting device 100, the rectifier circuit 2 performs full-wave rectification on the AC voltage to generate a DC voltage. The filter capacitor C1 is provided for the purpose of removing the switching ripple, and is not for smoothing the power supply frequency component of the full-wave rectified waveform here. Therefore, during the operation of the converter unit 3, a full-wave rectified waveform pulsating in a sine wave shape at a frequency twice the power supply frequency is applied to the converter unit 3.

定常状態におけるコンバータ部3の動作を説明する。スイッチング素子SW1がオンすると交流電源1は第1インダクタL1を介して短絡されるので、第1インダクタL1、スイッチング素子SW1の順で電流が電源入力側より供給され、第1インダクタL1にエネルギが蓄えられる。このとき、第1インダクタL1の電流は増加していく。   The operation of the converter unit 3 in the steady state will be described. When the switching element SW1 is turned on, the AC power supply 1 is short-circuited via the first inductor L1, so that current is supplied from the power input side in the order of the first inductor L1 and the switching element SW1, and energy is stored in the first inductor L1. It is done. At this time, the current of the first inductor L1 increases.

また、同時にカップリングコンデンサC2に蓄えられた電圧が第2インダクタL2に印加される。このため、カップリングコンデンサC2、スイッチング素子SW1、第2インダクタL2の順に電流が流れ、カップリングコンデンサC2のエネルギが第2インダクタL2に蓄えられる。このとき、第2インダクタL2の電流は増加していく。   At the same time, the voltage stored in the coupling capacitor C2 is applied to the second inductor L2. For this reason, a current flows in the order of the coupling capacitor C2, the switching element SW1, and the second inductor L2, and the energy of the coupling capacitor C2 is stored in the second inductor L2. At this time, the current of the second inductor L2 increases.

次にスイッチング素子SW1をオフすると、第1インダクタL1に蓄えられたエネルギが放出され、第1インダクタL1、カップリングコンデンサC2、ダイオードD1、出力平滑コンデンサC3の順に電流が流れる。これにより、カップリングコンデンサC2と出力平滑コンデンサC3を充電することができる。   Next, when the switching element SW1 is turned off, the energy stored in the first inductor L1 is released, and a current flows in the order of the first inductor L1, the coupling capacitor C2, the diode D1, and the output smoothing capacitor C3. Thereby, the coupling capacitor C2 and the output smoothing capacitor C3 can be charged.

また、同時に第2インダクタL2に蓄えられたエネルギが放出され、第2インダクタL2、ダイオードD1、出力平滑コンデンサC3の順に電流が流れる。これにより、出力平滑コンデンサC3を充電することができる。このように負荷側にエネルギを伝達して、最終的に出力平滑コンデンサC3からLED5に平滑された直流電流が供給され、LED5が発光する。   At the same time, the energy stored in the second inductor L2 is released, and a current flows in the order of the second inductor L2, the diode D1, and the output smoothing capacitor C3. Thereby, the output smoothing capacitor C3 can be charged. In this way, energy is transmitted to the load side, and finally a smoothed direct current is supplied from the output smoothing capacitor C3 to the LED 5, and the LED 5 emits light.

SEPIC回路は入力電圧すなわち、ここでは整流回路2の直流側電圧よりも高い電圧を出力する昇圧動作と、入力電圧よりも低い電圧を出力する降圧動作の何れの動作も可能であるが、本発明においてはこれを限定するものではない。   The SEPIC circuit can perform any operation of an input voltage, that is, a step-up operation that outputs a voltage higher than the DC side voltage of the rectifier circuit 2 and a step-down operation that outputs a voltage lower than the input voltage. However, this is not a limitation.

次に、図2の波形図を用いて、制御回路4の動作を説明する。図2は、本発明の実施の形態1にかかる点灯装置100の動作を示す波形図である。   Next, the operation of the control circuit 4 will be described with reference to the waveform diagram of FIG. FIG. 2 is a waveform diagram showing an operation of the lighting device 100 according to the first embodiment of the present invention.

(期間t0〜t1)
ここでは、コンバータ部3の動作が定常状態で、制御回路4によりスイッチング素子SW1がオンした状態から説明する。スイッチング素子SW1がオンしたとき、スイッチング素子SW1には第1インダクタL1の1次巻き線L1aに流れる電流と第2インダクタL2に流れる電流の合計電流が流れる。
(Period t0 to t1)
Here, the operation of the converter unit 3 is in a steady state and the switching element SW1 is turned on by the control circuit 4 will be described. When the switching element SW1 is turned on, a total current of the current flowing through the primary winding L1a of the first inductor L1 and the current flowing through the second inductor L2 flows through the switching element SW1.

第1インダクタL1に流れる電流と第2インダクタL2に流れる電流はともに増加していくため、スイッチング素子SW1に流れる電流も増加していく。このとき、第1インダクタL1の1次巻き線L1aには図1の矢印の方向に電圧VL1aが印加され、第1インダクタL1の2次巻き線には矢印の方向に電圧VL1bが発生し、第1比較器10の入力側は負電圧となる。したがって、第1比較器10の第2基準電圧E2よりも電圧が低くなるため、第1比較器10の出力はロー信号が出力される状態となる。   Since the current flowing through the first inductor L1 and the current flowing through the second inductor L2 both increase, the current flowing through the switching element SW1 also increases. At this time, the voltage VL1a is applied to the primary winding L1a of the first inductor L1 in the direction of the arrow in FIG. 1, and the voltage VL1b is generated in the direction of the arrow to the secondary winding of the first inductor L1. The input side of one comparator 10 is a negative voltage. Accordingly, since the voltage is lower than the second reference voltage E2 of the first comparator 10, the output of the first comparator 10 is in a state where a low signal is output.

第2比較器13は信号発生器12から出力される三角波と誤差増幅器9の出力信号と比較する。ここでは信号発生器12(三角波)より誤差増幅器9の出力電圧の方が高い電圧となっており、第2比較器13の出力からはロー信号が出力される。   The second comparator 13 compares the triangular wave output from the signal generator 12 with the output signal of the error amplifier 9. Here, the output voltage of the error amplifier 9 is higher than that of the signal generator 12 (triangular wave), and a low signal is output from the output of the second comparator 13.

(時刻t1)
信号発生器12の三角波の電圧が上昇し、誤差増幅器9の出力電圧よりも高くなると、第2比較器13はハイ信号を出力する。したがってフリップフロップ回路11のリセット入力端子Rにハイ信号が入力される。するとフリップフロップ回路11はこれを受けて出力(Q)にロー信号を出力する。これによりスイッチング素子SW1のゲートにOFF信号が入力され、スイッチング素子はオフ状態となり、スイッチング素子SW1の電流が遮断される。
(Time t1)
When the triangular wave voltage of the signal generator 12 rises and becomes higher than the output voltage of the error amplifier 9, the second comparator 13 outputs a high signal. Therefore, a high signal is input to the reset input terminal R of the flip-flop circuit 11. Then, the flip-flop circuit 11 receives this and outputs a low signal to the output (Q). Thus, an OFF signal is input to the gate of the switching element SW1, the switching element is turned off, and the current of the switching element SW1 is cut off.

(期間t1〜t2)
スイッチング素子SW1がオフすると、第1インダクタL1に蓄えられたエネルギは、カップリングコンデンサC2及びダイオードD1を介して、出力平滑コンデンサC3に放出される。同時に、第2インダクタL2に蓄えられたエネルギも、ダイオードD1を介して出力平滑コンデンサC3に放出される。
(Period t1-t2)
When the switching element SW1 is turned off, the energy stored in the first inductor L1 is released to the output smoothing capacitor C3 via the coupling capacitor C2 and the diode D1. At the same time, the energy stored in the second inductor L2 is also released to the output smoothing capacitor C3 via the diode D1.

このとき、第1インダクタL1の1次巻き線L1aに発生する電圧は、スイッチング素子オン時とは逆向きの電圧となる。すなわち図1中の矢印とは、逆方向の電圧である。これにより第1インダクタL1の2次巻き線に発生する電圧も、図1中の矢印とは逆方向の電圧となる。   At this time, the voltage generated in the primary winding L1a of the first inductor L1 is a voltage opposite to that when the switching element is on. That is, the arrow in FIG. 1 is a reverse voltage. Thereby, the voltage generated in the secondary winding of the first inductor L1 also becomes a voltage in the direction opposite to the arrow in FIG.

すなわち第1比較器10の非反転入力端子には正電圧が入力される。このとき、第1比較器10の第2基準電圧E2よりも第1インダクタL1の2次巻き線L1bの発生電圧の方が高くなるので、第1比較器10の出力からはハイ信号が出力され、信号発生器12に入力される。   That is, a positive voltage is input to the non-inverting input terminal of the first comparator 10. At this time, since the generated voltage of the secondary winding L1b of the first inductor L1 is higher than the second reference voltage E2 of the first comparator 10, a high signal is output from the output of the first comparator 10. , Input to the signal generator 12.

(期間t2〜t3)
第1インダクタL1及び第2インダクタL2がエネルギを放出するため、ダイオードD1を介して負荷側に流れる電流は減少していき、ダイオードD1の電流がゼロになる。すると第1インダクタL1の2次巻き線L1bの電圧VL1bは急速に低下する。
(Period t2-t3)
Since the first inductor L1 and the second inductor L2 release energy, the current flowing to the load side via the diode D1 decreases, and the current of the diode D1 becomes zero. Then, the voltage VL1b of the secondary winding L1b of the first inductor L1 rapidly decreases.

(時刻t3)
第1比較器10に接続された第2基準電圧E2よりも第1インダクタL1の2次巻き線L1bの発生電圧VL1bの方が低くなると、第1比較器10は信号発生器12にロー信号を出力する。信号発生器12はこれを受けて、フリップフロップ回路11のセット入力端子Sにハイ信号を出力する。これによりフリップフロップ回路11の出力端子Qからハイ信号を出力する。駆動回路14はこれを受けてスイッチング素子SW1のゲートにオン信号を入力し、スイッチング素子SW1を導通状態とする。そして、次のスイッチングサイクルに移る。
(Time t3)
When the generated voltage VL1b of the secondary winding L1b of the first inductor L1 becomes lower than the second reference voltage E2 connected to the first comparator 10, the first comparator 10 outputs a low signal to the signal generator 12. Output. In response to this, the signal generator 12 outputs a high signal to the set input terminal S of the flip-flop circuit 11. As a result, a high signal is output from the output terminal Q of the flip-flop circuit 11. In response to this, the drive circuit 14 inputs an ON signal to the gate of the switching element SW1 to make the switching element SW1 conductive. Then, the next switching cycle is started.

ここで、力率改善動作及び定電流制御について説明する。図3は、本発明の実施の形態1にかかる点灯装置100の力率改善動作を示す波形図である。   Here, the power factor improving operation and the constant current control will be described. FIG. 3 is a waveform diagram showing the power factor correction operation of the lighting device 100 according to the first embodiment of the present invention.

スイッチング素子SW1をオンすると、第1インダクタL1の1次巻き線L1aに流れる電流はほぼ直線的に上昇していく。また、その電流値ILは
IL=Et/L1a
で表される。ここでEは全波整流電圧の瞬時値、L1aは第1インダクタL1の1次巻き線L1aのインダクタンス、tはスイッチング素子SW1がオンしてからの経過時間を表す。これより第1インダクタL1の1次巻き線L1aに流れる電流は全波整流電圧に比例、インダクタンスL1に反比例することがわかる。
When the switching element SW1 is turned on, the current flowing through the primary winding L1a of the first inductor L1 rises almost linearly. The current value IL is IL = Et / L1a
It is represented by Here, E represents the instantaneous value of the full-wave rectified voltage, L1a represents the inductance of the primary winding L1a of the first inductor L1, and t represents the elapsed time since the switching element SW1 was turned on. This shows that the current flowing through the primary winding L1a of the first inductor L1 is proportional to the full-wave rectified voltage and inversely proportional to the inductance L1.

ここで、仮にスイッチング素子のオン時間t(ON)を固定として、全波整流波形なので交流電源半周期分動作させると、インダクタンスL1aは固定であるため、図3に示すように第1インダクタL1の電流ピーク値は電源電圧に比例した波形となる。第1インダクタL1に流れる電流からフィルタコンデンサC1によりスイッチングリプルを取り除き、平均化することで、交流電源1から流れ込む入力電流を正弦波状に近づけるとともに交流電源電圧とほぼ同位相にすることができ、力率改善及び高調波低減することができる。なお、図1では示していないが、必要に応じて整流回路2の交流入力側にフィルタ回路をさらに追加してもよい。   Here, assuming that the on-time t (ON) of the switching element is fixed and it is a full-wave rectified waveform, when the AC power supply is operated for a half cycle, the inductance L1a is fixed. Therefore, as shown in FIG. The current peak value has a waveform proportional to the power supply voltage. By removing the switching ripple from the current flowing through the first inductor L1 by the filter capacitor C1 and averaging it, the input current flowing from the AC power supply 1 can be made close to a sine wave shape and can be substantially in phase with the AC power supply voltage. The rate can be improved and the harmonics can be reduced. Although not shown in FIG. 1, a filter circuit may be further added to the AC input side of the rectifier circuit 2 as necessary.

このように、スイッチング素子SW1のオン時間t(ON)を電源半周期間、固定すれば力率改善及び高調波低減することができる。一方で必要な明るさを得るためにはLED5に供給する電流を常に監視し、目標電流値が流れるようにスイッチング素子SW1のオン時間を調整する、定電流フィードバック制御が必要である。すなわち目標電流値に対して実際にLED5に流れている電流値が小さければ、スイッチング素子SW1のオン時間を長くしてLED電流を増加させる。また、目標電流値に対して実際にLED5に流れている電流値が大きければ、スイッチング素子SW1のオン時間を短くしてLED電流を減少させる。LED5の順方向電圧は一般的に定電圧に近い特性を示すので、LED5を所定の明るさで安定的に点灯させるためにはこのように出力電流が所望の電流値となるように定電流フィードバック制御にてスイッチング素子SW1を制御する必要がある。   Thus, if the on-time t (ON) of the switching element SW1 is fixed for a half period of the power source, the power factor can be improved and the harmonics can be reduced. On the other hand, in order to obtain the necessary brightness, constant current feedback control is required in which the current supplied to the LED 5 is constantly monitored and the on-time of the switching element SW1 is adjusted so that the target current value flows. That is, if the current value actually flowing to the LED 5 is smaller than the target current value, the on-time of the switching element SW1 is lengthened to increase the LED current. If the current value actually flowing to the LED 5 is larger than the target current value, the on-time of the switching element SW1 is shortened to decrease the LED current. Since the forward voltage of the LED 5 generally exhibits a characteristic close to a constant voltage, in order to stably light the LED 5 at a predetermined brightness, constant current feedback is performed so that the output current becomes a desired current value in this way. It is necessary to control the switching element SW1 by control.

しかしながら上述の通り、交流電源半周期内にスイッチング素子SW1のオン時間が定電流フィードバック制御のため大きく変動してしまうと、第1インダクタL1の1次巻き線L1aに流れる電流のピーク値が正弦波状にならず、力率が低下し、入力電流の高調波電流が増加する恐れがある。   However, as described above, when the on-time of the switching element SW1 fluctuates greatly due to the constant current feedback control within the half cycle of the AC power supply, the peak value of the current flowing through the primary winding L1a of the first inductor L1 is sinusoidal. Otherwise, the power factor may decrease and the harmonic current of the input current may increase.

そこで、定電流フィードバック制御の応答時間については、フィードバック制御のループゲインを交流電源1の1周期の1/2周期以上で1倍(0dB)以下となるように設定する。言い換えると、交流電源1の周波数の2倍以下の周波数で1倍(0dB)以下となるように設定する。例えば電源周波数が50Hzの場合、その半周期(半波)にあたる100Hz以下、すなわち周期10ms以上で定電流フィードバック制御のループゲインを1倍(0dB)以下とすることにより定電流フィードバック制御を電源周期の1/2より短い周期で応答しないように設定する。これにより電源周期の1/2周期以内においては、スイッチング素子のオン時間の変動が抑制され、第1インダクタL1の1次巻き線L1aの電流ピーク値は電源電圧に比例した波形となる。ループゲインはコンデンサ7、抵抗8で構成される位相補償回路の定数で設定することができる。なお、位相補償回路は本構成に限定されるものではなく、例えば図4に示すようにコンデンサ7と並列に抵抗16およびコンデンサ15を追加したものであっても良い。図4に示す変形例では、コンデンサ15および抵抗16の直列回路の一端がコンデンサ7の一端とオペアンプ6の出力端子の接続点に接続し、この直列回路の他端がコンデンサ7の他端と抵抗8の接続点に接続している。   Therefore, the response time of the constant current feedback control is set so that the loop gain of the feedback control is equal to or more than ½ period of one period of the AC power supply 1 and equal to or less than 1 (0 dB). In other words, the frequency is set to be 1 (0 dB) or less at a frequency 2 times or less of the frequency of the AC power supply 1. For example, when the power supply frequency is 50 Hz, the constant current feedback control is set to the power supply cycle by setting the loop gain of the constant current feedback control to 1 (0 dB) or less at 100 Hz or less corresponding to the half cycle (half wave), that is, the cycle of 10 ms or more. It sets so that it may not respond with a period shorter than 1/2. As a result, the fluctuation of the ON time of the switching element is suppressed within a half cycle of the power supply cycle, and the current peak value of the primary winding L1a of the first inductor L1 has a waveform proportional to the power supply voltage. The loop gain can be set by a constant of a phase compensation circuit including a capacitor 7 and a resistor 8. The phase compensation circuit is not limited to this configuration. For example, a resistor 16 and a capacitor 15 may be added in parallel with the capacitor 7 as shown in FIG. In the modification shown in FIG. 4, one end of the series circuit of the capacitor 15 and the resistor 16 is connected to a connection point between one end of the capacitor 7 and the output terminal of the operational amplifier 6, and the other end of the series circuit is connected to the other end of the capacitor 7 and the resistor. It is connected to 8 connection points.

次に定電流フィードバック制御の動作について説明する。誤差増幅器9は、第1基準電圧E1よりも出力電流検出抵抗R3で発生する電圧の方が高ければオペアンプ6の出力は時間経過とともに減少し、第1基準電圧E1よりも出力電流検出抵抗R3で発生する電圧の方が低ければオペアンプ6の出力電圧は時間経過とともに増加するように動作し、積分回路の働きをする。   Next, the operation of constant current feedback control will be described. In the error amplifier 9, if the voltage generated by the output current detection resistor R3 is higher than the first reference voltage E1, the output of the operational amplifier 6 decreases with time, and the output current detection resistor R3 is lower than the first reference voltage E1. If the generated voltage is lower, the output voltage of the operational amplifier 6 operates so as to increase with the passage of time and functions as an integration circuit.

そしてオペアンプ6の出力電圧が減少するとスイッチング素子SW1のオン時間は減少し、LED電流が減少する方向の制御となり、オペアンプ6の出力電圧が増加するとスイッチング素子SW1のオン時間は増加し、LED電流が増加する方向の制御となる。   When the output voltage of the operational amplifier 6 decreases, the on-time of the switching element SW1 decreases and the LED current decreases. When the output voltage of the operational amplifier 6 increases, the on-time of the switching element SW1 increases, and the LED current decreases. It becomes control of the direction to increase.

例えば、出力電流検出抵抗R3で検出した信号が、誤差増幅器9の第1基準電圧E1の電圧よりも小さいと仮定する。このとき、積分回路を構成する誤差増幅器9の出力信号の電圧は時間経過と共に上昇していく。よって第2比較器13の反転入力端子に入力される電圧が上昇していく。第2比較器13の非反転入力端子には信号発生器12より出力される三角波の信号が入力され、三角波の信号レベルが反転入力端子の信号レベルすなわち誤差増幅器の出力信号レベルを超えると第2比較器13よりハイ信号が出力され、フリップフロップ回路のリセット入力端子Rに入力される。リセット入力端子Rにハイ信号が入力されるとフリップフロップ回路11の出力端子Qはロー信号となり、スイッチング素子はオフする。   For example, it is assumed that the signal detected by the output current detection resistor R3 is smaller than the voltage of the first reference voltage E1 of the error amplifier 9. At this time, the voltage of the output signal of the error amplifier 9 constituting the integration circuit increases with time. Therefore, the voltage input to the inverting input terminal of the second comparator 13 increases. The non-inverted input terminal of the second comparator 13 receives a triangular wave signal output from the signal generator 12, and the second signal is output when the triangular wave signal level exceeds the signal level of the inverted input terminal, that is, the output signal level of the error amplifier. A high signal is output from the comparator 13 and input to the reset input terminal R of the flip-flop circuit. When a high signal is input to the reset input terminal R, the output terminal Q of the flip-flop circuit 11 becomes a low signal, and the switching element is turned off.

ところで、本実施の形態において、LEDに流れる電流を検出する出力電流検出抵抗R3は、LED5とは直列接続されず、出力平滑コンデンサC3への充電電流を検出する位置に接続されている。   By the way, in this Embodiment, output current detection resistance R3 which detects the electric current which flows into LED is not connected in series with LED5, but is connected to the position which detects the charging current to the output smoothing capacitor C3.

さらに、力率改善、電源高調波電流削減のため、定電流フィードバック制御のループゲインを例えば電源周波数(50Hz)の2倍にあたる100Hz以下で利得を持たせるようにしている。一般的なスイッチング電源では数kHz〜数十kHzまでループゲインを確保するため、それと比較して非常に制御の応答が遅いといえる。   Furthermore, in order to improve the power factor and reduce the power supply harmonic current, the loop gain of the constant current feedback control is given a gain of 100 Hz or less, which is twice the power supply frequency (50 Hz), for example. In general switching power supplies, a loop gain is ensured from several kHz to several tens of kHz, so that it can be said that the control response is very slow compared to that.

図5は、実施の形態の比較例にかかる点灯装置110の回路図である。ここで、電源投入時で出力コンデンサに電荷が溜まっていない状態の場合の動作を考える。比較として図5に示す点灯装置110では、出力電流検出抵抗R3を接続する位置が、図1とは異なっている。具体的には、出力電流検出抵抗R3の一端がLED5のカソードと接続し、出力電流検出抵抗R3の他端が出力平滑コンデンサC3の他端に接続されている。このように図5ではLED5と直列に出力電流検出抵抗R3が接続されている。図5と図1の間で同一構成のものについては同一符号を付与している。交流電源1を投入するとスイッチング素子SW1が駆動を開始し、出力平滑コンデンサC3に電荷が充電される。このとき、出力平滑コンデンサC3の充電電圧はLED5が点灯を開始する順方向電圧よりも低いため、LED5に電流は流れず、消灯状態である。したがって出力コンデンサ充電中は出力電流検出抵抗R3には電流が流れないため電圧が発生せず、制御回路4はLED5に供給する電流を増加させる方向、すなわちスイッチング素子SW1のオン時間を増加させるように制御を行う。これにより出力平滑コンデンサC3への充電電流は増加するが、出力平滑コンデンサC3の電圧がLED5の順方向電圧に達するまではLED5に電流が流れないため、制御回路4はさらにスイッチング素子SW1のオン時間を増加させるように動作する。次に出力平滑コンデンサC3の充電電圧がLED5の順方向電圧に達するとLED5に電流が供給され、LED5が点灯を開始する。本実施の形態では、力率改善及び電源高調波電流低減のため、入力コンデンサC1とカップリングコンデンサC2の容量は出力平滑コンデンサC3より小さく、例えばフィルムコンデンサが使用され、出力平滑コンデンサC3の容量は、LED電流を直流化し、電源周期によるリップルを抑制するため大容量のコンデンサ、例えば電解コンデンサが使用される。このため、出力平滑コンデンサC3への充電は時間を要するので、その間に制御回路4はフィードバック制御によりスイッチング素子SW1のオン時間を大きく増加させてしまう。このためLED5の点灯開始直後はLED5に非常に大きな電流が流れ、且つ定電流フィードバック制御の応答速度が遅いため、出力電流検出抵抗R3がLED5に流れる電流を検出してもすぐに応答することができず、少なくとも電源周期の1/2期間はオーバーシュートし、目標電流を大幅に超えた電流が流れてしまう。これは、LED点灯開始時に不快な閃光を発するだけでなく、LED5の定格電流を超えることによるLED素子の破壊を引き起こす原因となる。   FIG. 5 is a circuit diagram of the lighting device 110 according to the comparative example of the embodiment. Here, consider an operation in a state where no electric charge is accumulated in the output capacitor when the power is turned on. As a comparison, in the lighting device 110 shown in FIG. 5, the position where the output current detection resistor R3 is connected is different from that in FIG. Specifically, one end of the output current detection resistor R3 is connected to the cathode of the LED 5, and the other end of the output current detection resistor R3 is connected to the other end of the output smoothing capacitor C3. Thus, in FIG. 5, the output current detection resistor R3 is connected in series with the LED5. Components having the same configuration between FIG. 5 and FIG. When the AC power supply 1 is turned on, the switching element SW1 starts to be driven, and the output smoothing capacitor C3 is charged. At this time, since the charging voltage of the output smoothing capacitor C3 is lower than the forward voltage at which the LED 5 starts to turn on, no current flows through the LED 5, and the LED 5 is in the light-off state. Therefore, no voltage flows because no current flows through the output current detection resistor R3 during charging of the output capacitor, and the control circuit 4 increases the current supplied to the LED 5, that is, increases the ON time of the switching element SW1. Take control. As a result, the charging current to the output smoothing capacitor C3 increases. However, since the current does not flow through the LED 5 until the voltage of the output smoothing capacitor C3 reaches the forward voltage of the LED 5, the control circuit 4 further turns on the switching element SW1. Works to increase. Next, when the charging voltage of the output smoothing capacitor C3 reaches the forward voltage of the LED 5, a current is supplied to the LED 5, and the LED 5 starts to light. In the present embodiment, in order to improve the power factor and reduce the power supply harmonic current, the capacities of the input capacitor C1 and the coupling capacitor C2 are smaller than the output smoothing capacitor C3. For example, a film capacitor is used, and the capacity of the output smoothing capacitor C3 is A large-capacity capacitor, for example, an electrolytic capacitor, is used for converting the LED current into a direct current and suppressing ripples due to the power supply cycle. For this reason, since charging the output smoothing capacitor C3 takes time, the control circuit 4 greatly increases the on-time of the switching element SW1 by feedback control during that time. For this reason, a very large current flows through the LED 5 immediately after the start of lighting of the LED 5 and the response speed of the constant current feedback control is slow. Therefore, even if the output current detection resistor R3 detects the current flowing through the LED 5, it can respond immediately. However, at least a half period of the power cycle overshoots, and a current significantly exceeding the target current flows. This not only emits an unpleasant flash at the start of LED lighting, but also causes destruction of the LED element by exceeding the rated current of the LED 5.

そこで、本実施の形態においては、出力平滑コンデンサC3への充電電流を検出する位置に出力電流検出抵抗R3を設けている。電源を投入すると、スイッチング素子SW1が駆動を開始し、出力平滑コンデンサC3に電荷が充電される。このとき、出力平滑コンデンサC3の電圧はLED5が点灯を開始する順方向電圧よりも低いため、LED5に電流は流れず、消灯状態である。そして、LED5が消灯状態であっても出力平滑コンデンサC3への充電電流は出力電流検出抵抗R3によって検出され、制御回路4により目標の電流値に定電流制御され、安定的に充電電流が供給される。   Therefore, in the present embodiment, the output current detection resistor R3 is provided at a position where the charging current to the output smoothing capacitor C3 is detected. When the power is turned on, the switching element SW1 starts driving, and the output smoothing capacitor C3 is charged. At this time, since the voltage of the output smoothing capacitor C3 is lower than the forward voltage at which the LED 5 starts to turn on, no current flows through the LED 5, and the LED 5 is in the unlit state. Even when the LED 5 is turned off, the charging current to the output smoothing capacitor C3 is detected by the output current detection resistor R3, is controlled to a constant current value by the control circuit 4 and is supplied with a stable charging current. The

次に出力平滑コンデンサC3の充電電圧がLED5の順方向電圧に達するとLED5に電流が供給され、LED5が点灯を開始する。LED5の点灯開始前から出力コンデンサの充電電流を定電流フィードバック制御しているので、LED点灯開始直後にLED電流がオーバーシュートすることはない。LED5に供給される電流平均値と出力平滑コンデンサC3への充電電流平均値は等しいので、LED点灯開始後も引き続き出力平滑コンデンサC3の充電電流を定電流制御することでLED5を安定して点灯させることができる。   Next, when the charging voltage of the output smoothing capacitor C3 reaches the forward voltage of the LED 5, a current is supplied to the LED 5, and the LED 5 starts to light. Since the charging current of the output capacitor is controlled by constant current feedback before the lighting of the LED 5 starts, the LED current does not overshoot immediately after the LED lighting starts. Since the average value of the current supplied to the LED 5 and the average value of the charging current to the output smoothing capacitor C3 are equal, the LED 5 is stably lit by continuously controlling the charging current of the output smoothing capacitor C3 even after the LED lighting is started. be able to.

このように、LED点灯前から出力平滑コンデンサC3の充電電流を制御するので、力率改善制御及び高調波電流抑制のため、定電流フィードバック制御の応答速度を電源周期の1/2周期以上に設定しても、LED点灯後のLED電流オーバーシュートを抑制することができる。これによりLED点灯直後の不快な閃光、LEDの定格電流を超えることによるLED素子の破壊を防止することができる。   As described above, since the charging current of the output smoothing capacitor C3 is controlled before the LED is turned on, the response speed of the constant current feedback control is set to 1/2 or more of the power cycle for power factor improvement control and harmonic current suppression. Even so, the LED current overshoot after the LED is turned on can be suppressed. As a result, unpleasant flashing immediately after the LED is turned on, and destruction of the LED element due to exceeding the rated current of the LED can be prevented.

以上説明したように、実施の形態1にかかる点灯装置100は、SEPIC回路において、インダクタL1の電流ピーク値を正弦波状として、且つLED5に供給する電流が所望の電流値となるようにスイッチング素子SW1を制御する。これにより、力率改善制御と定電流制御を1つのコンバータで実現でき、部品点数を削減できる。また、点灯装置100によれば電力変換のためにトランスを使用しないので、トランスによる電力変換ロスも削減することができる。これにより回路の小型化、低コスト化が実現でき、且つ高力率、高効率を達成する点灯装置を提供することができる。さらに、定電流制御には、コンデンサの充電電流を検出することで実施するため、LED点灯直後の不快な閃光、LED5の定格電流を超えることによるLED素子の破壊を防止することができる。   As described above, in the lighting device 100 according to the first embodiment, in the SEPIC circuit, the switching element SW1 is set so that the current peak value of the inductor L1 is sinusoidal and the current supplied to the LED 5 becomes a desired current value. To control. Thereby, power factor improvement control and constant current control can be realized by one converter, and the number of parts can be reduced. Moreover, according to the lighting device 100, since a transformer is not used for power conversion, a power conversion loss due to the transformer can also be reduced. Accordingly, it is possible to provide a lighting device that can realize a reduction in circuit size and cost, and that achieves a high power factor and high efficiency. Furthermore, since the constant current control is performed by detecting the charging current of the capacitor, it is possible to prevent unpleasant flashing immediately after the LED is turned on, and destruction of the LED element due to exceeding the rated current of the LED 5.

なお、本実施の形態ではSEPIC方式の電源について説明したが、SEPIC方式以外にも、1コンバータで力率改善(高調波電流低減)と定電流制御を行う方式であれば、他の方式でも良い。例えば図6に示すフライバック方式の点灯装置120に本発明を適用してもよい。   In this embodiment, the power supply of the SEPIC method has been described, but other methods may be used as long as the power factor improvement (harmonic current reduction) and constant current control are performed by one converter in addition to the SEPIC method. . For example, the present invention may be applied to the flyback lighting device 120 shown in FIG.

図6に示す点灯装置120は、フィルタコンデンサC11と、トランスT1と、スイッチング素子SW2と、ダイオードD11と、出力平滑コンデンサC4と、出力電流検出抵抗R4と、を備えている。フィルタコンデンサC11は、図1の点灯装置100におけるフィルタコンデンサC1と同様に整流回路2の2つの直流出力端子に並列接続されている。トランスT1は、1次巻き線と、この1次巻き線と磁気的に結合した2次巻き線とを備えている。トランスT1の1次巻き線は、一端がフィルタコンデンサC11の一端に接続されている。スイッチング素子SW2は、第1端子、第2端子、および第1、2端子間をスイッチングする制御端子を備えており、第1端子がトランスT1の1次巻き線の他端に接続し、第2端子がフィルタコンデンサC11の他端に接続している。図6に示す本実施の形態においては、スイッチング素子SW2がMOSFETであり、第1端子がドレインであり、第2端子がソースであり、制御端子がゲートである。ダイオードD11は、アノードがトランスT1の2次巻き線の一端に接続している。出力平滑コンデンサC4は、ダイオードD11のカソードに接続され、ダイオードD11を介してトランスT1の2次巻き線と並列に接続するとともに、LED5と並列に接続している。出力電流検出抵抗R4は、トランスT1の2次巻き線と出力平滑コンデンサC4とを接続する経路内に直列に設けられた抵抗素子である。   The lighting device 120 illustrated in FIG. 6 includes a filter capacitor C11, a transformer T1, a switching element SW2, a diode D11, an output smoothing capacitor C4, and an output current detection resistor R4. The filter capacitor C11 is connected in parallel to the two DC output terminals of the rectifier circuit 2 in the same manner as the filter capacitor C1 in the lighting device 100 of FIG. The transformer T1 includes a primary winding and a secondary winding that is magnetically coupled to the primary winding. One end of the primary winding of the transformer T1 is connected to one end of the filter capacitor C11. The switching element SW2 includes a first terminal, a second terminal, and a control terminal that switches between the first and second terminals. The first terminal is connected to the other end of the primary winding of the transformer T1, and the second terminal The terminal is connected to the other end of the filter capacitor C11. In the present embodiment shown in FIG. 6, the switching element SW2 is a MOSFET, the first terminal is a drain, the second terminal is a source, and the control terminal is a gate. The anode of the diode D11 is connected to one end of the secondary winding of the transformer T1. The output smoothing capacitor C4 is connected to the cathode of the diode D11, is connected in parallel with the secondary winding of the transformer T1 via the diode D11, and is connected in parallel with the LED 5. The output current detection resistor R4 is a resistance element provided in series in a path connecting the secondary winding of the transformer T1 and the output smoothing capacitor C4.

図6に示すフライバック方式の点灯装置120においても、出力平滑コンデンサC4の充電電流が流れる位置に出力電流検出抵抗R4を配置し、定電流制御を実施することで、同様の効果を得ることができ、LED点灯直後の不快な閃光、LEDの定格電流を超えることによるLED素子の破壊を防止することができる。図6においては主回路構成のみ示し制御回路20については説明を省略するが、スイッチング素子SW2を制御回路20が駆動制御し、その際、出力平滑コンデンサC4への充電電流を検出する位置に出力電流検出抵抗R4を配置し、制御回路20は定電流フィードバック制御の応答速度を電源周期の1/2周期以上に設定することで力率改善及び高調波低減を実施する。   Also in the flyback lighting device 120 shown in FIG. 6, the same effect can be obtained by arranging the output current detection resistor R4 at the position where the charging current of the output smoothing capacitor C4 flows and performing constant current control. It is possible to prevent an unpleasant flash immediately after the LED is turned on and destruction of the LED element due to exceeding the rated current of the LED. Although only the main circuit configuration is shown in FIG. 6 and description of the control circuit 20 is omitted, the control circuit 20 drives and controls the switching element SW2, and the output current is detected at the position where the charging current to the output smoothing capacitor C4 is detected. The detection resistor R4 is arranged, and the control circuit 20 performs power factor improvement and harmonic reduction by setting the response speed of the constant current feedback control to a half cycle or more of the power cycle.

また、本実施の形態においては力率改善制御及び高調波電流削減を目的として、定電流フィードバック制御の応答速度を電源周波数の2倍以下(電源周期の1/2周期以上)に設定し、出力電流検出抵抗を出力平滑コンデンサの充電電流を検出する位置に配置したが、本発明はこれに限られない。力率改善及び高調波電流削減を必要としない用途においても出力電流検出抵抗R3、R4を出力平滑コンデンサC3、C4の充電電流を検出する位置に配置してもよく、そのような配置はLED点灯開始直後の閃光を防止する上で効果がある。   In this embodiment, for the purpose of power factor improvement control and harmonic current reduction, the response speed of constant current feedback control is set to be twice or less the power supply frequency (1/2 or more of the power supply period) and output. Although the current detection resistor is arranged at a position for detecting the charging current of the output smoothing capacitor, the present invention is not limited to this. Even in applications that do not require power factor improvement and harmonic current reduction, the output current detection resistors R3 and R4 may be arranged at a position where the charging current of the output smoothing capacitors C3 and C4 is detected. It is effective in preventing the flash immediately after the start.

すなわち、力率改善及び高調波電流低減を必要としない用途においては、定電流フィードバック制御の応答速度を例えば数kHz〜数十kHzに設定すれば高速にLED電流を制御することが可能である。したがって出力平滑コンデンサの電圧がLED5の順方向電圧に達し、点灯開始直後にLED電流がオーバーシュートしても、高速に目標値電流値まで低下させることができるため、LED5が破壊に至るような大電流が流れることを防止することができる。しかしながら、短時間目標電流値を僅かにオーバーしただけでも人の目はそれを感知することができるため、閃光として認識してしまうという問題がある。このような場合においても本実施の形態によれば、出力電流検出抵抗R3、R4を出力平滑コンデンサC3、C4の充電電流を検出する位置に配置したので、LED5が点灯を開始する前から定電流フィードバックが可能となり、閃光を抑制できる。   That is, in applications that do not require power factor improvement and harmonic current reduction, the LED current can be controlled at high speed by setting the constant current feedback control response speed to, for example, several kHz to several tens of kHz. Therefore, even if the voltage of the output smoothing capacitor reaches the forward voltage of the LED 5 and the LED current overshoots immediately after the start of lighting, it can be rapidly reduced to the target value current value. It is possible to prevent a current from flowing. However, even if the target current value is slightly exceeded for a short period of time, the human eye can detect it, so that there is a problem that it is recognized as a flash. Even in such a case, according to the present embodiment, since the output current detection resistors R3 and R4 are arranged at positions where the charging currents of the output smoothing capacitors C3 and C4 are detected, the constant current is supplied before the LED 5 starts to light. Feedback is possible, and flash can be suppressed.

また、本実施の形態においては、光源にLED5を用いた場合について説明したが、これに限定されるものではない。光源の発光素子として、例えば有機EL(Electro Luminescence)素子を用いてもよい。   Moreover, although the case where LED5 was used for the light source was demonstrated in this Embodiment, it is not limited to this. For example, an organic EL (Electro Luminescence) element may be used as the light emitting element of the light source.

なお、本実施の形態で示したスイッチング素子SW1は半導体スイッチで構成されるものとする。半導体スイッチには、例えばMOSFET、パワートランジスタ(バイポーラトランジスタ)、またはIGBT(絶縁ゲート型バイポーラトランジスタ)を用いても良い。あるいは窒化ガリウムおよび炭化ケイ素(SiC)等のワイドバンドギャップ半導体で形成したスイッチング素子であってもよく、特にSiCで形成したMOSFETであってもよい。   Note that the switching element SW1 shown in the present embodiment is configured by a semiconductor switch. As the semiconductor switch, for example, a MOSFET, a power transistor (bipolar transistor), or an IGBT (insulated gate bipolar transistor) may be used. Alternatively, a switching element formed of a wide band gap semiconductor such as gallium nitride and silicon carbide (SiC) may be used, and in particular, a MOSFET formed of SiC may be used.

実施の形態2.
図7は、本発明の実施の形態2にかかる点灯装置130の回路構成図である。実施の形態1と同様の構成部分は、同一の符号を付して説明を省略する。実施の形態2と実施の形態1の違いは、ダイオードD2、D3からなる選択回路132と、制御回路4を駆動するための制御電源回路30とを設けたことである。なお、実施の形態1で示した制御回路4の内部回路は、図7では省略している。しかしながら、制御回路4の内部構成および下記の接続関係については実施の形態1と同様であるものとする。
Embodiment 2. FIG.
FIG. 7 is a circuit configuration diagram of the lighting device 130 according to the second embodiment of the present invention. Components similar to those in the first embodiment are denoted by the same reference numerals and description thereof is omitted. The difference between the second embodiment and the first embodiment is that a selection circuit 132 including diodes D2 and D3 and a control power supply circuit 30 for driving the control circuit 4 are provided. Note that the internal circuit of the control circuit 4 shown in the first embodiment is omitted in FIG. However, the internal configuration of the control circuit 4 and the following connection relationship are the same as those in the first embodiment.

制御電源回路30は制御回路4動作用に制御電源を供給するもので、例えば15Vの電圧を生成し、制御回路4を構成するオペアンプ、比較器、あるいはマイコン等に電力を供給すためのものである。   The control power supply circuit 30 supplies a control power supply for the operation of the control circuit 4, for example, generates a voltage of 15 V and supplies power to an operational amplifier, a comparator, or a microcomputer constituting the control circuit 4. is there.

制御電源回路30は例えば降圧コンバータ回路を構成している。図7に示すように、制御電源回路30は、スイッチング素子SW3と、スイッチング素子SW3の制御端子に駆動信号を与える駆動回路32と、ダイオードD31と、チョークコイルL31と、出力平滑コンデンサC5とを備えている。スイッチング素子SW3の第1端子は、後述する選択回路132の出力(すなわちダイオードOR回路におけるカソード)と接続している。スイッチング素子SW3の第2端子は、ダイオードD31のカソードに接続している。ダイオードD31のアノードは、基準電位GNDに接続している。チョークコイルL31の一端は、スイッチング素子SW3の第2端子とダイオードD31のカソードとの接続点に接続している。出力平滑コンデンサC5の一端はチョークコイルL31の他端に接続し、出力平滑コンデンサC5の他端は、ダイオードD31のアノードと接続している。なおスイッチング素子SW3は実施の形態2ではMOSFETであり、第1端子がドレインであり、第2端子がソースであり、制御端子はゲートである。このような回路構成において、出力平滑コンデンサC5の一端が正側端子となり、その正極端子から制御回路4に制御電源が供給される。   The control power supply circuit 30 constitutes a step-down converter circuit, for example. As shown in FIG. 7, the control power supply circuit 30 includes a switching element SW3, a drive circuit 32 that applies a drive signal to the control terminal of the switching element SW3, a diode D31, a choke coil L31, and an output smoothing capacitor C5. ing. The first terminal of the switching element SW3 is connected to the output of the selection circuit 132 (that is, the cathode in the diode OR circuit) described later. The second terminal of the switching element SW3 is connected to the cathode of the diode D31. The anode of the diode D31 is connected to the reference potential GND. One end of the choke coil L31 is connected to a connection point between the second terminal of the switching element SW3 and the cathode of the diode D31. One end of the output smoothing capacitor C5 is connected to the other end of the choke coil L31, and the other end of the output smoothing capacitor C5 is connected to the anode of the diode D31. In the second embodiment, the switching element SW3 is a MOSFET, the first terminal is a drain, the second terminal is a source, and the control terminal is a gate. In such a circuit configuration, one end of the output smoothing capacitor C5 serves as a positive terminal, and control power is supplied to the control circuit 4 from the positive terminal.

点灯装置130は、選択回路132を備えている。選択回路132は、整流回路2の直流出力から制御電源回路30へと至る電力経路と、出力平滑コンデンサC3から制御電源回路30へと至る電力経路と、のうち何れかの経路を選択して制御電源回路30に電力供給を行う。選択回路132は、ダイオードD2とダイオードD3のカソード共通接続からなる、いわゆるダイオードOR回路から構成されている。整流回路2の正極側出力端子がダイオードD2を介して制御電源回路30の入力側と接続され、制御電源回路30に全波整流された電圧が印加される。さらに、出力平滑コンデンサC3の正側端子がダイオードD3を介して制御電源回路30の入力側と接続している。制御電源回路30の出力側には制御回路4が接続され、制御用の電源を供給する。   The lighting device 130 includes a selection circuit 132. The selection circuit 132 selects and controls one of a power path from the DC output of the rectifier circuit 2 to the control power circuit 30 and a power path from the output smoothing capacitor C3 to the control power circuit 30. Power is supplied to the power supply circuit 30. The selection circuit 132 is constituted by a so-called diode OR circuit composed of a cathode common connection of the diode D2 and the diode D3. The positive output terminal of the rectifier circuit 2 is connected to the input side of the control power supply circuit 30 via the diode D <b> 2, and the full-wave rectified voltage is applied to the control power supply circuit 30. Furthermore, the positive side terminal of the output smoothing capacitor C3 is connected to the input side of the control power supply circuit 30 via the diode D3. The control circuit 4 is connected to the output side of the control power supply circuit 30 to supply control power.

ダイオードD2とダイオードD3は、整流回路2の直流側の電圧か出力平滑コンデンサC3の電圧の何れか電圧の高い方が導通する、ダイオードOR回路を構成する。すなわち整流回路2の直流側の電圧が出力平滑コンデンサC3電圧よりも高ければダイオードD2が導通し、出力平滑コンデンサC3の電圧が整流回路2の直流側の電圧よりも高ければダイオードD3が導通する。   The diode D2 and the diode D3 constitute a diode OR circuit in which the higher one of the voltage on the DC side of the rectifier circuit 2 and the voltage of the output smoothing capacitor C3 is conducted. That is, when the voltage on the DC side of the rectifier circuit 2 is higher than the output smoothing capacitor C3 voltage, the diode D2 is turned on. When the voltage of the output smoothing capacitor C3 is higher than the voltage on the DC side of the rectifier circuit 2, the diode D3 is turned on.

次に具体的な動作について説明する。交流電源1を投入すると整流回路2は交流電圧を全波整流し、直流電圧を生成する。このとき、LED5は消灯しており、出力平滑コンデンサC3は充電されていない。したがって整流回路2の直流側の電圧の方が高くなり、ダイオードD2が導通して制御電源回路30に印加される。   Next, a specific operation will be described. When the AC power supply 1 is turned on, the rectifier circuit 2 full-wave rectifies the AC voltage to generate a DC voltage. At this time, the LED 5 is turned off, and the output smoothing capacitor C3 is not charged. Therefore, the voltage on the DC side of the rectifier circuit 2 becomes higher, and the diode D2 becomes conductive and is applied to the control power supply circuit 30.

制御電源回路30はダイオードD2から電圧が印加されると、スイッチング素子SW3が動作を開始し、印加された電圧から所望の電圧、例えば15Vを生成する。制御電源回路30の出力から所望の電圧が出力されると、制御回路4はこれを受けて起動し、コンバータ部3の駆動および制御を行う。制御回路4の動作については実施の形態1と同様であり、説明を省略する。コンバータ部3が駆動を開始すると、出力平滑コンデンサC3が充電され、LED5が点灯する。LED点灯後は、交流電源の位相角に応じて、整流回路2の直流側か出力平滑コンデンサC3の何れかから電力が供給され、制御電源回路30は制御用電源を生成する。   When a voltage is applied from the diode D2, the control power supply circuit 30 starts the operation of the switching element SW3, and generates a desired voltage, for example, 15V from the applied voltage. When a desired voltage is output from the output of the control power supply circuit 30, the control circuit 4 is activated in response to this, and drives and controls the converter unit 3. The operation of the control circuit 4 is the same as in the first embodiment, and a description thereof is omitted. When the converter unit 3 starts driving, the output smoothing capacitor C3 is charged and the LED 5 is lit. After the LED is turned on, power is supplied from either the DC side of the rectifier circuit 2 or the output smoothing capacitor C3 according to the phase angle of the AC power supply, and the control power supply circuit 30 generates a control power supply.

コンバータ部3が動作していない状態では出力平滑コンデンサC3から電力を供給することができないので、制御電源回路30への電力供給は整流回路2の直流側からダイオードD2を介してのみ行われる。制御回路4の消費電力はLED5の消費電力と比較して微小であるため、全波整流電圧はフィルタコンデンサC1で平滑化され、ほぼ一定電圧となる。   Since power cannot be supplied from the output smoothing capacitor C3 when the converter unit 3 is not operating, power is supplied to the control power supply circuit 30 only from the DC side of the rectifier circuit 2 via the diode D2. Since the power consumption of the control circuit 4 is very small compared to the power consumption of the LED 5, the full-wave rectified voltage is smoothed by the filter capacitor C1 and becomes a substantially constant voltage.

これに対して、コンバータ部3が動作し、LED点灯中は消費電力が大きいため、非平滑の全波整流電圧波形となる。このため交流電源電圧の位相角に応じて電圧値が異なる。したがって図8に示すように、交流電源1の位相角により整流回路2の全波整流電圧が出力平滑コンデンサC3の電圧より低くなると、ダイオードD3が導通して出力平滑コンデンサC3から電力を供給し、制御電源を生成する。また、交流電源1の位相角により全波整流電圧が出力平滑コンデンサC3電圧より高くなるとダイオードD2が導通して交流電源1より電力を供給し、制御電源を生成する。ここで、図8のダイオードD2、ダイオードD3は制御電源回路30が制御回路4に制御電源を供給する場合の、導通するダイオードを示したもので、ONと表記されたダイオードが導通することを示している。   On the other hand, since the converter unit 3 operates and the power consumption is large while the LED is lit, a non-smooth full-wave rectified voltage waveform is obtained. For this reason, a voltage value changes according to the phase angle of AC power supply voltage. Therefore, as shown in FIG. 8, when the full-wave rectified voltage of the rectifier circuit 2 becomes lower than the voltage of the output smoothing capacitor C3 due to the phase angle of the AC power supply 1, the diode D3 is turned on to supply power from the output smoothing capacitor C3. Generate control power. When the full-wave rectified voltage becomes higher than the output smoothing capacitor C3 voltage due to the phase angle of the AC power supply 1, the diode D2 is turned on to supply power from the AC power supply 1 to generate a control power supply. Here, the diode D2 and the diode D3 in FIG. 8 indicate a conductive diode when the control power supply circuit 30 supplies the control power to the control circuit 4, and indicate that the diode indicated as ON is conductive. ing.

ここで仮に、ダイオードD3を接続せず、ダイオードD2のみ接続して制御回路4の動作用電力を生成する場合について述べる。この場合、出力平滑コンデンサC3に電荷が充電された状態でも、出力平滑コンデンサC3からは電力は供給されない。   Here, suppose that the diode D3 is not connected and only the diode D2 is connected to generate power for operation of the control circuit 4. In this case, power is not supplied from the output smoothing capacitor C3 even when the output smoothing capacitor C3 is charged.

制御電源回路30に降圧コンバータを使用する場合、例えば、制御電源回路30の出力電圧を15Vとすると、原理的に整流回路2の直流側の電圧、すなわち全波整流電圧波形が15V未満の区間においては、制御電源回路30は15Vを生成することができない。また、使用する降圧コンバータの制御ICによっては15Vを超える入力電圧が必要な場合もある(例えば50V以上が必要)。また、降圧コンバータ以外の回路方式を用いても商用交流電源のゼロクロス付近においては入力電圧がほぼゼロボルトまで低下するため、制御電源回路が動作できない期間が発生する。   When a step-down converter is used for the control power supply circuit 30, for example, assuming that the output voltage of the control power supply circuit 30 is 15V, in principle, the voltage on the DC side of the rectifier circuit 2, that is, in a section where the full-wave rectified voltage waveform is less than 15V. The control power supply circuit 30 cannot generate 15V. Further, depending on the control IC of the step-down converter used, an input voltage exceeding 15V may be required (for example, 50V or more is required). Further, even if a circuit system other than the step-down converter is used, the input voltage decreases to almost zero volts in the vicinity of the zero cross of the commercial AC power supply, so that a period during which the control power supply circuit cannot operate occurs.

したがって、交流電源1の位相角により全波整流電圧が制御電源回路30の動作電圧以下となると、制御電源回路30は動作を停止し、制御電源を生成できなくなる。この場合、制御電源回路30に設けられた出力平滑コンデンサC5から制御回路に電力を供給することとなる。そして再び、全波整流電圧が制御電源回路30の動作電圧以上になると制御電源回路30が動作を開始し、制御電源を生成する。   Therefore, when the full-wave rectified voltage becomes equal to or lower than the operating voltage of the control power supply circuit 30 due to the phase angle of the AC power supply 1, the control power supply circuit 30 stops operating and cannot generate the control power supply. In this case, power is supplied to the control circuit from the output smoothing capacitor C5 provided in the control power supply circuit 30. Again, when the full-wave rectified voltage becomes equal to or higher than the operating voltage of the control power supply circuit 30, the control power supply circuit 30 starts operating and generates a control power supply.

制御電源生成時の点灯装置130の入力電流波形は、インダクタL1に流れる電流にダイオードD2へ流入する電流を重畳した波形となる。すなわち、交流電源1の全波整流電圧が、制御電源回路30の動作可能電圧以上のときのみインダクタL1に流れる電流にダイオードD2への流入電流を重畳する波形となる。すなわちダイオードD2への流入電流は図8で示したダイオードD2のON期間のみ電流が流れるため、商用周波数1周期に対して電流が流れる期間、すなわち導通角が小さい状態となる。導通角が小さくなると、短い期間で必要な電力を得るため、その分、流入電流のピーク値が大きくなり、力率低下、高調波電流の増加を引き起こす。   The input current waveform of the lighting device 130 at the time of generating the control power supply is a waveform in which the current flowing into the inductor L1 is superimposed on the current flowing into the diode D2. That is, a waveform in which the inflow current to the diode D2 is superimposed on the current flowing through the inductor L1 only when the full-wave rectified voltage of the AC power supply 1 is equal to or higher than the operable voltage of the control power supply circuit 30. That is, since the current flowing into the diode D2 flows only during the ON period of the diode D2 shown in FIG. 8, the current flows for one cycle of the commercial frequency, that is, the conduction angle is small. When the conduction angle is reduced, the necessary power is obtained in a short period of time, so that the peak value of the inflow current is increased correspondingly, causing a reduction in power factor and an increase in harmonic current.

さらに、制御電源回路30の停止中、すなわち図8で示したダイオードD2のOFF期間は出力平滑コンデンサC5からのみ制御回路4に電力が供給されるため、出力平滑コンデンサC5の充電電圧が低下する。全波整流電圧が再び上昇し、制御電源回路30が動作した際に、この電圧低下を補うため、ダイオードD2への流入電流が大きくなるという現象が発生する。このことからダイオードD2からの電流重畳分が無視できなくなり、力率低下、高調波電流の増加を引き起こす原因となる。さらには出力平滑コンデンサC5も大容量のものが必要となり、基板大型化、高コスト化につながる。   Further, since the power is supplied to the control circuit 4 only from the output smoothing capacitor C5 while the control power supply circuit 30 is stopped, that is, during the OFF period of the diode D2 shown in FIG. 8, the charging voltage of the output smoothing capacitor C5 decreases. When the full-wave rectified voltage rises again and the control power supply circuit 30 operates, a phenomenon occurs in which the current flowing into the diode D2 increases to compensate for this voltage drop. For this reason, the amount of current superimposed from the diode D2 cannot be ignored, which causes a decrease in power factor and an increase in harmonic current. Further, the output smoothing capacitor C5 needs to have a large capacity, which leads to an increase in substrate size and cost.

この力率低下及び高調波電流の増加は、特に調光機能を設けた点灯装置において、LEDの光出力(明るさ)を低下させたときにさらに顕著となる恐れがある。これは、制御回路4の消費電力は調光時の方が増加し、且つLED5の消費電力は減少してインダクタL1に流れる電流は減少するためである。すなわちインダクタL1に流れる電流に対して相対的にダイオードD2への流入電流の割合が増加し、力率悪化と高調波電流の増加を引き起こす。調光時の方が制御回路4の消費電力が増加する理由は、動作原理上、調光時の軽負荷になるほどスイッチング素子SW1の駆動周波数が上昇する特性があるためで、例えばスイッチング素子にMOSFETを使用した場合、駆動回路14のMOSFETゲート入力容量への充放電回数が増加し、MOSFETの駆動電力が増加する。   This decrease in power factor and increase in harmonic currents may become more prominent when the light output (brightness) of the LED is lowered, particularly in a lighting device provided with a dimming function. This is because the power consumption of the control circuit 4 increases during dimming, the power consumption of the LED 5 decreases, and the current flowing through the inductor L1 decreases. In other words, the ratio of the current flowing into the diode D2 is relatively increased with respect to the current flowing through the inductor L1, causing a power factor deterioration and an increase in harmonic current. The reason why the power consumption of the control circuit 4 increases during dimming is that, due to the operation principle, the drive frequency of the switching element SW1 increases as the light load during dimming increases. Is used, the number of times of charging / discharging the MOSFET gate input capacitance of the driving circuit 14 increases, and the driving power of the MOSFET increases.

そこで実施の形態2では、実施の形態1に加え、さらに力率改善及び高調波電流を低減することを目的として、ダイオードD2とダイオードD3により整流回路2の直流側と出力平滑コンデンサC3の両方から制御電源回路30に電力を供給できる構成としている。この場合、出力平滑コンデンサC3の電圧が整流回路2の直流電圧より高い場合、出力平滑コンデンサC3から電力が供給されるため、整流回路2の直流電圧が出力平滑コンデンサC3の電圧より高い期間において、ダイオードD2に流入する電流値が小さくて済み、力率悪化、高調波電流の増加を抑制することができる。また、制御電源回路30は交流電源1の位相角に係らず常に動作可能なので、制御電源回路30の出力平滑コンデンサC5も小形のものが使用できる。   Therefore, in the second embodiment, in addition to the first embodiment, for the purpose of further improving the power factor and reducing the harmonic current, the diode D2 and the diode D3 are used from both the DC side of the rectifier circuit 2 and the output smoothing capacitor C3. The control power supply circuit 30 can be supplied with electric power. In this case, since the power is supplied from the output smoothing capacitor C3 when the voltage of the output smoothing capacitor C3 is higher than the DC voltage of the rectifying circuit 2, the DC voltage of the rectifying circuit 2 is higher than the voltage of the output smoothing capacitor C3. The current value flowing into the diode D2 can be small, and power factor deterioration and increase in harmonic current can be suppressed. Since the control power supply circuit 30 can always operate regardless of the phase angle of the AC power supply 1, a small output smoothing capacitor C5 of the control power supply circuit 30 can be used.

以上のように、力率改善制御と定電流制御を行う1コンバータ方式の点灯装置130において、整流回路2の直流側と出力平滑コンデンサC3の両方から電力供給可能な経路を設け、整流回路2の直流側の電圧が出力平滑コンデンサC3より低い場合、出力平滑コンデンサC3から制御電源生成用の電力を制御電源回路30へと供給できるようにしたので、整流回路2の直流側から制御電源回路30へ流入する電流を小さくすることができ、力率低下と高調波電流の増加を抑制することができる。   As described above, in the one-converter type lighting device 130 that performs power factor improvement control and constant current control, a path through which power can be supplied from both the DC side of the rectifier circuit 2 and the output smoothing capacitor C3 is provided. When the voltage on the DC side is lower than the output smoothing capacitor C3, the power for generating the control power supply can be supplied from the output smoothing capacitor C3 to the control power supply circuit 30. The inflowing current can be reduced, and the power factor reduction and the increase of the harmonic current can be suppressed.

さらに、点灯装置130では、SEPIC回路を採用することで力率改善制御と定電流制御を1つコンバータで実現でき、部品点数を削減できる。また、電力変換のためにトランスを使用しないので、トランスによる電力変換ロスも削減することができる。これにより回路の小型化、低コスト化が実現でき、且つ高力率、高効率を達成する点灯装置を提供することができる。   Furthermore, in the lighting device 130, by adopting a SEPIC circuit, power factor improvement control and constant current control can be realized by one converter, and the number of parts can be reduced. In addition, since a transformer is not used for power conversion, power conversion loss due to the transformer can be reduced. Accordingly, it is possible to provide a lighting device that can realize a reduction in circuit size and cost, and that achieves a high power factor and high efficiency.

なお、実施の形態2ではSEPIC方式の電源について説明したが、実施の形態2以外にも、例えば図9に示す1コンバータで力率改善制御と定電流制御を両立するフライバック方式の点灯装置140において、制御電源回路30および選択回路132が設けられてもよい。整流回路2の直流側と出力平滑コンデンサC4からそれぞれダイオードOR接続によりLED点灯後は、交流電源1の位相角に応じて、整流回路2の直流側か出力平滑コンデンサC4の何れかから電力が供給され、制御電源回路30は制御用電源を生成するようにしても良い。これにより同様の効果を得ることができる。   Although the SEPIC system power supply has been described in the second embodiment, in addition to the second embodiment, for example, a flyback lighting device 140 that achieves both power factor improvement control and constant current control with one converter shown in FIG. The control power supply circuit 30 and the selection circuit 132 may be provided. After the LED is lit by the diode OR connection from the DC side of the rectifier circuit 2 and the output smoothing capacitor C4, power is supplied from either the DC side of the rectifier circuit 2 or the output smoothing capacitor C4 according to the phase angle of the AC power supply 1. The control power supply circuit 30 may generate a control power supply. Thereby, the same effect can be acquired.

なお、実施の形態2においては、図7における出力電流検出抵抗R3及び図9における出力電流検出抵抗R4は、実施の形態1と同様に出力平滑コンデンサC3、C4の充電電流を検出する位置に設けられている。これにより、実施の形態1、2の両方の効果が得られるという利点がある。しかしながら、実施の形態2にかかる点灯装置130,140において、次に述べるように変形を行ってもよい。図10および図11は、実施の形態2の変形例にかかる点灯装置150、160をそれぞれ示す。点灯装置150、160は、出力電流検出抵抗R3、R4の接続位置を除いては、点灯装置130、140それぞれと同様の回路構成を備える。点灯装置150、160では、LED5に流れる電流を検出する位置に(つまりLED5と直列に)、出力電流検出抵抗R3、R4が設けられている。この場合、図10および図11にそれぞれ示すように、出力電流検出抵抗R3、R4それぞれの一端がLED5のカソードと接続し、出力電流検出抵抗R3、R4それぞれの他端が出力平滑コンデンサC3、C4それぞれの他端に接続されている。この場合においても、点灯装置150、160は、選択回路132および制御電源回路30を備えているので、上記実施の形態2において説明した効果を同様に得ることができる。   In the second embodiment, the output current detection resistor R3 in FIG. 7 and the output current detection resistor R4 in FIG. 9 are provided at positions for detecting the charging currents of the output smoothing capacitors C3 and C4 as in the first embodiment. It has been. Thereby, there exists an advantage that the effect of both Embodiment 1 and 2 is acquired. However, the lighting devices 130 and 140 according to the second embodiment may be modified as described below. FIGS. 10 and 11 show lighting devices 150 and 160 according to modifications of the second embodiment, respectively. The lighting devices 150 and 160 have the same circuit configuration as each of the lighting devices 130 and 140 except for the connection position of the output current detection resistors R3 and R4. In the lighting devices 150 and 160, output current detection resistors R3 and R4 are provided at positions where the current flowing through the LED 5 is detected (that is, in series with the LED 5). In this case, as shown in FIGS. 10 and 11, one end of each of the output current detection resistors R3, R4 is connected to the cathode of the LED 5, and the other end of each of the output current detection resistors R3, R4 is the output smoothing capacitor C3, C4. It is connected to each other end. Also in this case, since the lighting devices 150 and 160 include the selection circuit 132 and the control power supply circuit 30, the effects described in the second embodiment can be obtained similarly.

ここで述べた点灯装置150、160を包括する点灯装置は、例えば「交流電圧を直流電圧に変換する整流回路と、前記整流回路の直流出力端子間に接続され、負荷出力端子間に出力平滑コンデンサを有し、前記出力平滑コンデンサと並列に接続された光源に直流電流を供給する変換回路と、前記光源に流れる電流を検出する電流検出部と、前記電流検出部により検出した電流が前記光源の目標電流値に近づくように前記変換回路をフィードバック制御する制御回路と、前記制御回路に駆動用電力を供給する制御電源回路と、を備え、前記制御電源回路は、前記光源に直流電流が供給される間、少なくとも前記交流電圧のゼロクロス付近において、前記出力平滑コンデンサから電力の供給を受けて、前記制御回路の駆動用電力を生成する点灯装置」として提供されてもよい。   The lighting device including the lighting devices 150 and 160 described here is, for example, “a rectifier circuit that converts an AC voltage into a DC voltage and a DC output terminal of the rectifier circuit, and an output smoothing capacitor between the load output terminals. A conversion circuit for supplying a direct current to a light source connected in parallel with the output smoothing capacitor, a current detection unit for detecting a current flowing through the light source, and a current detected by the current detection unit A control circuit that feedback-controls the conversion circuit so as to approach a target current value; and a control power supply circuit that supplies driving power to the control circuit, wherein the control power supply circuit is supplied with a direct current to the light source. During this period, at least in the vicinity of the zero cross of the AC voltage, power is supplied from the output smoothing capacitor to generate driving power for the control circuit. It may be provided as a location ".

実施の形態3
図12は、本発明の実施の形態3にかかる照明器具200の断面図である。照明器具200は、照明器具本体40、コネクタ41、光源基板42、および点灯装置43を有する。照明器具本体40は、点灯装置43などを取り付けるための筺体である。コネクタ41は、商用電源などの交流電源から電力の供給を受けるための接続部である。光源基板42はLEDなどの電気的光源を実装した基板である。
Embodiment 3
FIG. 12 is a cross-sectional view of the lighting fixture 200 according to the third embodiment of the present invention. The lighting fixture 200 includes a lighting fixture body 40, a connector 41, a light source substrate 42, and a lighting device 43. The luminaire main body 40 is a housing for attaching the lighting device 43 and the like. The connector 41 is a connection part for receiving power supply from an AC power source such as a commercial power source. The light source substrate 42 is a substrate on which an electrical light source such as an LED is mounted.

点灯装置43はコネクタ41および配線44を介して交流電源からの電力を入力する。点灯装置43は入力した電力を光源基板42に供給する電力に変換する。点灯装置43は配線45を介して光源基板42に接続している。点灯装置43は、変換した電力を光源基板42に供給する。光源基板42の光源は、点灯装置43から供給された電力により点灯する。   The lighting device 43 inputs power from an AC power source via the connector 41 and the wiring 44. The lighting device 43 converts the input power into power supplied to the light source substrate 42. The lighting device 43 is connected to the light source substrate 42 via the wiring 45. The lighting device 43 supplies the converted power to the light source substrate 42. The light source of the light source substrate 42 is turned on by the power supplied from the lighting device 43.

点灯装置43の回路構成は、上述した実施の形態1にかかる点灯装置100と同じであるものとする。これにより、実施の形態1にかかる点灯装置100の利点を備えた点灯装置43および照明器具200が提供される。   The circuit configuration of the lighting device 43 is the same as that of the lighting device 100 according to the first embodiment described above. Thereby, the lighting device 43 and the lighting fixture 200 provided with the advantage of the lighting device 100 concerning Embodiment 1 are provided.

なお、点灯装置43の回路構成を、実施の形態1または実施の形態2にかかるそれぞれの点灯装置120、130、140、150、及び160からなる群から選択した1つの点灯装置と同じものとしてもよい。   The circuit configuration of the lighting device 43 may be the same as that of one lighting device selected from the group consisting of the respective lighting devices 120, 130, 140, 150, and 160 according to the first or second embodiment. Good.

実施の形態3にかかる照明器具200によれば、実施の形態1〜2で述べた点灯装置のいずれか1つを組み込むことで、照明器具の小型化、高効率低、コスト化、高効率化が実現でき、且つ点灯開始直後の不快な閃光、光源の定格電流を超えることによる光源の破壊を防止することができる。   According to the lighting apparatus 200 according to the third embodiment, by incorporating any one of the lighting devices described in the first and second embodiments, the lighting apparatus can be reduced in size, high efficiency, low cost, and high efficiency. In addition, it is possible to prevent an unpleasant flash immediately after the lighting starts and destruction of the light source due to exceeding the rated current of the light source.

2 整流回路、3 コンバータ部、4 制御回路、5 LED 9 誤差増幅器、10 第1比較器、11 フリップフロップ回路、12 信号発生器、13 第2比較器、14 駆動回路、20 制御回路、30 制御電源回路、40 照明器具本体、41 コネクタ、42 光源基板、43 点灯装置、44、45 配線、100、110、120、130、140、150、160 点灯装置、132 選択回路、200 照明器具、 L1 第1インダクタ、L2 第2インダクタ、L31 チョークコイル、C1 入力コンデンサ、C2 カップリングコンデンサ、C3、C4、C5 出力平滑コンデンサ、D1、D2、D3、D31 ダイオード、SW1、SW2、SW3 スイッチング素子、R3、R4 出力電流検出抵抗、T1 トランス、E1 第1基準電圧、E2 第2基準電圧   2 rectifier circuit, 3 converter unit, 4 control circuit, 5 LED 9 error amplifier, 10 first comparator, 11 flip-flop circuit, 12 signal generator, 13 second comparator, 14 drive circuit, 20 control circuit, 30 control Power supply circuit, 40 lighting fixture body, 41 connector, 42 light source board, 43 lighting device, 44, 45 wiring, 100, 110, 120, 130, 140, 150, 160 lighting device, 132 selection circuit, 200 lighting fixture, L1 1st 1 inductor, L2 2nd inductor, L31 choke coil, C1 input capacitor, C2 coupling capacitor, C3, C4, C5 output smoothing capacitor, D1, D2, D3, D31 diode, SW1, SW2, SW3 switching element, R3, R4 Output current detection resistor, T1 transformer, E1 1 reference voltages, E2 second reference voltage

Claims (5)

交流電圧を直流電圧に変換する整流回路と、
前記整流回路の直流出力端子間に接続され、負荷出力端子間に出力平滑コンデンサを有し、前記出力平滑コンデンサと並列に接続された光源に直流電流を供給する変換回路と、
前記出力平滑コンデンサの充電電流を検出する電流検出部と、
前記電流検出部により検出した信号と前記充電電流の電流値目標となる信号を示す目標信号との比較に基づいて、前記充電電流が前記電流値目標に近づくように前記変換回路をフィードバック制御する制御回路と、
を備え
前記制御回路は、制御電源回路から前記制御回路の駆動用電力の供給を受けて動作し、
前記光源に直流電流が供給される間、前記制御電源回路は、少なくとも前記交流電圧のゼロクロス付近において、前記出力平滑コンデンサから電力の供給を受けて、前記制御回路の駆動用電力を生成し、
前記整流回路の直流出力から前記制御電源回路へと至る電力経路と、前記出力平滑コンデンサから前記制御電源回路へと至る電力経路と、のうち何れかの経路を選択して前記制御電源回路に電力供給を行う選択回路を有する点灯装置
A rectifier circuit that converts alternating voltage to direct voltage;
A conversion circuit connected between the DC output terminals of the rectifier circuit, having an output smoothing capacitor between the load output terminals, and supplying a direct current to a light source connected in parallel with the output smoothing capacitor;
A current detector for detecting a charging current of the output smoothing capacitor;
Control that feedback-controls the conversion circuit so that the charging current approaches the current value target based on a comparison between a signal detected by the current detection unit and a target signal indicating a signal that is a target current value of the charging current Circuit,
Equipped with a,
The control circuit operates by receiving power for driving the control circuit from a control power supply circuit,
While a direct current is supplied to the light source, the control power supply circuit receives power from the output smoothing capacitor at least in the vicinity of a zero cross of the alternating voltage to generate driving power for the control circuit,
Either a power path from the DC output of the rectifier circuit to the control power supply circuit or a power path from the output smoothing capacitor to the control power supply circuit is selected to supply power to the control power supply circuit. A lighting device having a selection circuit for supplying .
記選択回路は、第3ダイオードと第4ダイオードのカソード共通接続からなるダイオードOR回路から構成され、前記第3ダイオードのアノードが前記整流回路の直流出力に接続され、前記第3ダイオードのカソードが前記制御電源回路の入力に接続され、前記第4ダイオードのアノードが前記出力平滑コンデンサに接続され、前記第4ダイオードのカソードが前記制御電源回路の入力に接続される請求項に記載の点灯装置。 Before Symbol selection circuit is a diode OR circuit comprising a cathode common connection of the third diode and the fourth diode, the anode of the third diode is connected to the DC output of the rectifier circuit, the cathode of the third diode 2. The lighting device according to claim 1 , wherein the lighting device is connected to an input of the control power supply circuit, an anode of the fourth diode is connected to the output smoothing capacitor, and a cathode of the fourth diode is connected to an input of the control power supply circuit. . 前記変換回路が、SEPIC回路である請求項1または2に記載の点灯装置。  The lighting device according to claim 1, wherein the conversion circuit is a SEPIC circuit. 前記変換回路が、フライバックコンバータ回路である請求項1または2に記載の点灯装置。  The lighting device according to claim 1, wherein the conversion circuit is a flyback converter circuit. 光素子を備える光源と、
前記光源を点灯させる点灯装置と、
を備え、
前記点灯装置は、
交流電圧を直流電圧に変換する整流回路と、
前記整流回路の直流出力端子間に接続され、負荷出力端子間に出力平滑コンデンサを有し、前記出力平滑コンデンサと並列に接続された光源に直流電流を供給する変換回路と、
前記出力平滑コンデンサの充電電流を検出する電流検出部と、
前記電流検出部により検出した信号と前記充電電流の電流値目標となる信号を示す目標信号との比較に基づいて、前記充電電流が前記電流値目標に近づくように前記変換回路をフィードバック制御する制御回路と、
を備え
前記制御回路は、制御電源回路から前記制御回路の駆動用電力の供給を受けて動作し、
前記光源に直流電流が供給される間、前記制御電源回路は、少なくとも前記交流電圧のゼロクロス付近において、前記出力平滑コンデンサから電力の供給を受けて、前記制御回路の駆動用電力を生成し、
前記整流回路の直流出力から前記制御電源回路へと至る電力経路と、前記出力平滑コンデンサから前記制御電源回路へと至る電力経路と、のうち何れかの経路を選択して前記制御電源回路に電力供給を行う選択回路を有する照明器具。
A light source comprising a light emission element,
A lighting device for lighting the light source;
With
The lighting device is
A rectifier circuit that converts alternating voltage to direct voltage;
A conversion circuit connected between the DC output terminals of the rectifier circuit, having an output smoothing capacitor between the load output terminals, and supplying a direct current to a light source connected in parallel with the output smoothing capacitor;
A current detector for detecting a charging current of the output smoothing capacitor;
Control that feedback-controls the conversion circuit so that the charging current approaches the current value target based on a comparison between a signal detected by the current detection unit and a target signal indicating a signal that is a target current value of the charging current Circuit,
Equipped with a,
The control circuit operates by receiving power for driving the control circuit from a control power supply circuit,
While a direct current is supplied to the light source, the control power supply circuit receives power from the output smoothing capacitor at least in the vicinity of a zero cross of the alternating voltage to generate driving power for the control circuit,
Either a power path from the DC output of the rectifier circuit to the control power supply circuit or a power path from the output smoothing capacitor to the control power supply circuit is selected to supply power to the control power supply circuit. A luminaire having a selection circuit for supplying .
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