JP6070753B2 - Lighting device and lighting apparatus - Google Patents

Lighting device and lighting apparatus Download PDF

Info

Publication number
JP6070753B2
JP6070753B2 JP2015080307A JP2015080307A JP6070753B2 JP 6070753 B2 JP6070753 B2 JP 6070753B2 JP 2015080307 A JP2015080307 A JP 2015080307A JP 2015080307 A JP2015080307 A JP 2015080307A JP 6070753 B2 JP6070753 B2 JP 6070753B2
Authority
JP
Japan
Prior art keywords
time
light source
switching element
voltage
power supply
Prior art date
Legal status (The legal status is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the status listed.)
Active
Application number
JP2015080307A
Other languages
Japanese (ja)
Other versions
JP2016201243A (en
Inventor
雄一郎 伊藤
雄一郎 伊藤
信一 芝原
信一 芝原
Current Assignee (The listed assignees may be inaccurate. Google has not performed a legal analysis and makes no representation or warranty as to the accuracy of the list.)
Mitsubishi Electric Corp
Mitsubishi Electric Lighting Corp
Original Assignee
Mitsubishi Electric Corp
Mitsubishi Electric Lighting Corp
Priority date (The priority date is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the date listed.)
Filing date
Publication date
Application filed by Mitsubishi Electric Corp, Mitsubishi Electric Lighting Corp filed Critical Mitsubishi Electric Corp
Priority to JP2015080307A priority Critical patent/JP6070753B2/en
Publication of JP2016201243A publication Critical patent/JP2016201243A/en
Application granted granted Critical
Publication of JP6070753B2 publication Critical patent/JP6070753B2/en
Active legal-status Critical Current
Anticipated expiration legal-status Critical

Links

Images

Classifications

    • YGENERAL TAGGING OF NEW TECHNOLOGICAL DEVELOPMENTS; GENERAL TAGGING OF CROSS-SECTIONAL TECHNOLOGIES SPANNING OVER SEVERAL SECTIONS OF THE IPC; TECHNICAL SUBJECTS COVERED BY FORMER USPC CROSS-REFERENCE ART COLLECTIONS [XRACs] AND DIGESTS
    • Y02TECHNOLOGIES OR APPLICATIONS FOR MITIGATION OR ADAPTATION AGAINST CLIMATE CHANGE
    • Y02BCLIMATE CHANGE MITIGATION TECHNOLOGIES RELATED TO BUILDINGS, e.g. HOUSING, HOUSE APPLIANCES OR RELATED END-USER APPLICATIONS
    • Y02B20/00Energy efficient lighting technologies, e.g. halogen lamps or gas discharge lamps
    • Y02B20/40Control techniques providing energy savings, e.g. smart controller or presence detection

Landscapes

  • Led Devices (AREA)
  • Electroluminescent Light Sources (AREA)
  • Circuit Arrangement For Electric Light Sources In General (AREA)

Description

本発明は、点灯装置及び照明装置に関する。   The present invention relates to a lighting device and a lighting device.

従来、例えば発光ダイオード(LED)などの発光素子を点灯させるための各種点灯装置が知られている。この種の点灯装置は商用交流電源を整流、平滑して直流電圧を生成するAC−DC変換回路部と、直流電圧からLEDに最適な電流を供給するDC−DCコンバータ部を備える。多くの照明器具においては高力率を要求される。そのため、文献1に示すように昇圧チョッパ形の力率改善回路をAC−DC変換回路として用い、DC−DCコンバータに降圧チョッパ回路を用いた2コンバータ方式が広く採用されている。   Conventionally, various lighting devices for lighting a light emitting element such as a light emitting diode (LED) are known. This type of lighting device includes an AC-DC conversion circuit unit that rectifies and smoothes a commercial AC power supply to generate a DC voltage, and a DC-DC converter unit that supplies an optimal current to the LED from the DC voltage. Many lighting fixtures require a high power factor. Therefore, as shown in Document 1, a two-converter system using a step-up chopper type power factor correction circuit as an AC-DC conversion circuit and a step-down chopper circuit as a DC-DC converter is widely adopted.

この場合、昇圧チョッパ回路と降圧チョッパ回路の2つのコンバータが必要となるので、部品点数の増加、回路基板の大型化、及び高コスト化を招く問題がある。そこで、例えば特許文献2、3に開示されているように、フライバックコンバータまたは、SEPIC(Single Ended Primary Inductor Converter)を用いて1つのコンバータで力率改善制御と光源電流制御を両立することで部品点数を削減し、回路基板を小型化する方法が開発されている。   In this case, since two converters, a step-up chopper circuit and a step-down chopper circuit, are required, there are problems that increase the number of parts, increase the size of the circuit board, and increase the cost. Therefore, for example, as disclosed in Patent Documents 2 and 3, a component can be achieved by achieving both power factor improvement control and light source current control with one converter using a flyback converter or a SEPIC (Single Ended Primary Inverter Converter). A method of reducing the number of points and reducing the size of the circuit board has been developed.

特開2010−40400号公報JP 2010-40400 A 特開2011−62043号公報JP 2011-62043 A 特開2011−82204号公報JP 2011-82204 A

2コンバータ方式は、昇圧チョッパ回路により交流電圧を平滑された直流電圧に一旦変換して、降圧チョッパ回路の入力とする。一方、フライバックコンバータあるいはSEPICなどの1つのコンバータを使用するワンコンバータ方式は、力率改善のため、整流回路によって得られた全波整流電圧を平滑化せず、商用周波数の2倍の成分にて脈動する電圧をコンバータの入力電圧として使用する。このため、2コンバータ方式と比較して、ワンコンバータ方式では光源に流れる電流にも商用周波数の2倍の成分の脈動が発生しやすくなる。このような光源電流の脈動はちらつきの原因となり、このちらつきは人間の目に感じない場合でも例えばカメラ映像のフリッカ発生の原因となることもある。   In the two-converter system, an AC voltage is temporarily converted into a smoothed DC voltage by a step-up chopper circuit and used as an input to the step-down chopper circuit. On the other hand, the one-converter method using one converter such as a flyback converter or a SEPIC does not smooth the full-wave rectified voltage obtained by the rectifier circuit to improve the power factor, but converts it to a component twice the commercial frequency. The pulsating voltage is used as the converter input voltage. For this reason, compared with the two-converter method, the one-converter method tends to generate a pulsation of a component twice the commercial frequency in the current flowing through the light source. Such pulsation of the light source current causes flickering, and this flickering may cause flickering of a camera image even when it is not perceived by human eyes.

光源電流の脈動は、出力に大容量の平滑用コンデンサを使用することで抑制できる。しかしながら、出力に大容量のコンデンサを使用した場合、電源を投入してから光源が点灯するまでに時間がかかる。すなわち出力に大容量のコンデンサを使用した場合、コンデンサの充電時間が長くなり、コンデンサの充電電圧が光源点灯開始電圧に達するまでに時間がかかるという問題があった。   The pulsation of the light source current can be suppressed by using a large-capacity smoothing capacitor at the output. However, when a large-capacity capacitor is used for output, it takes time until the light source is turned on after the power is turned on. That is, when a large-capacity capacitor is used for the output, there is a problem that it takes a long time for the capacitor charging voltage to reach the light source lighting start voltage because the capacitor charging time becomes long.

本発明は、上述のような課題を解決するためになされたもので、大容量のコンデンサを用いても電源投入後、短期間で光源を点灯でき、且つ、ちらつきの原因となる光源電流の脈動を抑制することができる点灯装置および照明器具を提供することを目的とする。   The present invention has been made to solve the above-described problems. Even when a large-capacity capacitor is used, the light source can be turned on in a short period of time after the power is turned on, and the pulsation of the light source current causes flickering. An object of the present invention is to provide a lighting device and a lighting fixture capable of suppressing the above.

本発明にかかる点灯装置は、交流電源を整流する整流回路と、前記整流回路に接続され、スイッチング素子とインダクタでエネルギの充放電を行い、光源に直流電流を供給する直流電源回路と、前記直流電源回路のスイッチング動作を制御する制御部と、を備え、前記直流電源回路は、前記光源に接続すべき出力端と、前記出力端に並列に備えられ前記直流電流を平滑する第1コンデンサと、第2コンデンサと、前記第2コンデンサと直列接続された電流制限抵抗と、前記電流制限抵抗と並列接続されたスイッチ回路と、を含み、前記第2コンデンサ及び前記電流制限抵抗からなる直列回路が前記第1コンデンサと並列接続されたコンデンサ並列回路と、を備え、前記制御部は、前記直流電源回路がスイッチング動作を開始してから前記光源が点灯するまでの期間は前記スイッチ回路を遮断とし、前記光源が点灯した時点以後に、前記スイッチ回路の遮断から導通への切替を行う。本発明にかかる照明器具は、上記点灯装置と、前記点灯装置が点灯させるLEDまたは有機EL素子と、を備える。   A lighting device according to the present invention includes a rectifier circuit that rectifies an AC power supply, a DC power supply circuit that is connected to the rectifier circuit, charges and discharges energy with a switching element and an inductor, and supplies a DC current to a light source, and the DC A control unit that controls a switching operation of the power supply circuit, wherein the DC power supply circuit includes an output terminal to be connected to the light source, a first capacitor that is provided in parallel with the output terminal and smoothes the DC current, A second circuit, a current limiting resistor connected in series with the second capacitor, and a switch circuit connected in parallel with the current limiting resistor, the series circuit including the second capacitor and the current limiting resistor being A capacitor parallel circuit connected in parallel with the first capacitor, and the control unit is configured to switch the light source after the DC power supply circuit starts a switching operation. Period until it lit and shut off the switch circuit, the time after which the light source is turned on, and switches to conduction from the cutoff of the switching circuit. The lighting fixture concerning this invention is equipped with the said lighting device and LED or organic EL element which the said lighting device lights.

本発明によれば、光源と並列に接続された複数のコンデンサにおいて、電源を投入してから少なくとも光源が点灯するまでは、光源電流の平滑化に寄与するコンデンサの数を少なくし、光源が点灯後は光源電流の平滑化に寄与するコンデンサの数を増やすので、電源投入後、短期間で光源を点灯でき、且つ、ちらつきの原因となる光源電流の脈動を抑制することができる。   According to the present invention, in a plurality of capacitors connected in parallel with the light source, the number of capacitors contributing to smoothing of the light source current is reduced and the light source is turned on until at least the light source is turned on after the power is turned on. Thereafter, the number of capacitors contributing to smoothing of the light source current is increased, so that the light source can be turned on in a short period of time after the power is turned on, and the pulsation of the light source current that causes flickering can be suppressed.

本発明の実施の形態1にかかる点灯装置の回路構成図である。It is a circuit block diagram of the lighting device concerning Embodiment 1 of this invention. 本発明の実施の形態1にかかる点灯装置のスイッチ回路の例である。It is an example of the switch circuit of the lighting device concerning Embodiment 1 of this invention. 実施の形態に対する比較例にかかる動作を示す波形図である。It is a wave form diagram which shows the operation | movement concerning the comparative example with respect to embodiment. 本発明の実施の形態1にかかる点灯装置の動作を示す波形図である。It is a wave form diagram which shows operation | movement of the lighting device concerning Embodiment 1 of this invention. 本発明の実施の形態1にかかる点灯装置の出力コンデンサの接続例である。It is a connection example of the output capacitor of the lighting device according to the first embodiment of the present invention. 本発明の実施の形態2にかかる点灯装置の回路構成図である。It is a circuit block diagram of the lighting device concerning Embodiment 2 of this invention. 本発明の実施の形態2にかかる点灯装置の動作を示す波形図である。It is a wave form diagram which shows operation | movement of the lighting device concerning Embodiment 2 of this invention. 本発明の実施の形態2にかかる点灯装置の制御部の詳細を示す図である。It is a figure which shows the detail of the control part of the lighting device concerning Embodiment 2 of this invention. 本発明の実施の形態2にかかる点灯装置の制御動作を示す波形図である。It is a wave form diagram which shows control operation of the lighting device concerning Embodiment 2 of this invention. 本発明の実施の形態2にかかる点灯装置の制御動作例を示す波形図である。It is a wave form diagram which shows the example of control operation of the lighting device concerning Embodiment 2 of this invention. 本発明の実施の形態2にかかる点灯装置の制御動作例を示す波形図である。It is a wave form diagram which shows the example of control operation of the lighting device concerning Embodiment 2 of this invention. 本発明の実施の形態2にかかる点灯装置の制御動作例を示す波形図である。It is a wave form diagram which shows the example of control operation of the lighting device concerning Embodiment 2 of this invention. 本発明の実施の形態3にかかる点灯装置の回路構成図である。It is a circuit block diagram of the lighting device concerning Embodiment 3 of this invention. 本発明の実施の形態3にかかる点灯装置の制御動作を示す波形図である。It is a wave form diagram which shows control operation of the lighting device concerning Embodiment 3 of this invention. 本発明の実施の形態4における照明器具の断面図である。It is sectional drawing of the lighting fixture in Embodiment 4 of this invention.

本発明の実施の形態に係る点灯装置及び照明器具について、図面を参照して説明する。同じ又は対応する構成要素には同じ符号を付し、説明の繰り返しを省略する場合がある。   A lighting device and a lighting fixture according to an embodiment of the present invention will be described with reference to the drawings. The same or corresponding components are denoted by the same reference numerals, and repeated description may be omitted.

実施の形態1.
図1は、本発明の実施の形態1にかかる点灯装置100の回路構成図である。点灯装置100は、交流電源1から電力の供給を受けて光源50を点灯させるものである。点灯装置100は、整流回路2、コンバータ部3、制御部4を有する。整流回路2は交流電源を整流する。具体的には交流電源1から入力した交流電圧を全波整流する。この全波整流電圧は、コンバータ部3の動作中は平滑されず、交流電源1の2倍の周波数を含む脈動電圧となる。
Embodiment 1 FIG.
FIG. 1 is a circuit configuration diagram of a lighting device 100 according to the first embodiment of the present invention. The lighting device 100 receives power supplied from the AC power source 1 and turns on the light source 50. The lighting device 100 includes a rectifier circuit 2, a converter unit 3, and a control unit 4. The rectifier circuit 2 rectifies the AC power supply. Specifically, the AC voltage input from the AC power supply 1 is full-wave rectified. This full-wave rectified voltage is not smoothed during the operation of the converter unit 3 and becomes a pulsating voltage including twice the frequency of the AC power supply 1.

本実施の形態1においては、光源50としてLED(Light Emitting Diode)を用いる。   In the first embodiment, an LED (Light Emitting Diode) is used as the light source 50.

整流回路2にはコンバータ部3が接続されている。コンバータ部3は、フィルタコンデンサC1、インダクタL1、例えばMOSFETで構成されるスイッチング素子SW1、カップリングコンデンサC2、インダクタL2、ダイオードD1、出力平滑コンデンサC3a、C3bを備えている。コンバータ部3は、これらの回路素子によって構成されたSEPIC(Single Ended Primary Inductor Converter)回路である。コンバータ部3の出力は、点灯装置100の出力端102を介して、光源50と接続する。出力平滑コンデンサC3aは、点灯装置100の出力端102に対して並列に接続しており、光源50とも並列接続する。コンバータ部3は、さらに、出力平滑コンデンサC3bに直列接続する電流制限抵抗R2と、電流制限抵抗R2と並列に設けられたスイッチング素子SW2とを備えている。電流制限抵抗R2およびスイッチング素子SW2からなる並列回路が、出力平滑コンデンサC3bに対して直列接続され、これら3つの回路要素で直並列回路が構成されている。この直並列回路は、出力平滑コンデンサC3aと並列接続するとともに、光源50とも並列接続している。   A converter unit 3 is connected to the rectifier circuit 2. The converter unit 3 includes a filter capacitor C1 and an inductor L1, for example, a switching element SW1 formed of a MOSFET, a coupling capacitor C2, an inductor L2, a diode D1, and output smoothing capacitors C3a and C3b. The converter unit 3 is a SEPIC (Single Ended Primary Inductor Converter) circuit constituted by these circuit elements. The output of the converter unit 3 is connected to the light source 50 via the output terminal 102 of the lighting device 100. The output smoothing capacitor C3a is connected in parallel to the output terminal 102 of the lighting device 100, and is also connected in parallel with the light source 50. The converter unit 3 further includes a current limiting resistor R2 connected in series to the output smoothing capacitor C3b, and a switching element SW2 provided in parallel with the current limiting resistor R2. A parallel circuit composed of the current limiting resistor R2 and the switching element SW2 is connected in series to the output smoothing capacitor C3b, and a series-parallel circuit is configured by these three circuit elements. This series-parallel circuit is connected in parallel with the output smoothing capacitor C3a and also in parallel with the light source 50.

インダクタL1は、1次巻き線L1aと、この1次巻き線L1aに磁気的に結合した2次巻き線L1bとを備えている。インダクタL1とインダクタL2はそれぞれ個別のコア(磁心)に巻き線を巻きつけても良いし、一つのコアにインダクタL1とインダクタL2の両方を巻きつけて、コアを共有化しても良い。   The inductor L1 includes a primary winding L1a and a secondary winding L1b that is magnetically coupled to the primary winding L1a. The inductor L1 and the inductor L2 may be wound around individual cores (magnetic cores), or both the inductor L1 and the inductor L2 may be wound around one core to share the core.

また、出力平滑コンデンサC3aとGNDライン間には光源電流検出抵抗R1を備える。ここでは出力平滑コンデンサC3a及びC3bの合計充電電流を検出する位置に光源電流検出抵抗R1を備えたが、出力平滑コンデンサC3a及びC3bの合計放電電流を検出する位置、すなわち光源50と直列に光源電流検出抵抗R1を設けても構わない。出力平滑コンデンサC3a及びC3bの合計充電電流と合計放電電流の平均電流値は等しいので、何れの電流からでも光源に流れる電流値を検出可能である。   A light source current detection resistor R1 is provided between the output smoothing capacitor C3a and the GND line. Here, the light source current detection resistor R1 is provided at a position where the total charging current of the output smoothing capacitors C3a and C3b is detected. However, the position where the total discharge current of the output smoothing capacitors C3a and C3b is detected, that is, the light source current in series with the light source 50 is provided. A detection resistor R1 may be provided. Since the average current value of the total charging current and the total discharging current of the output smoothing capacitors C3a and C3b is equal, the current value flowing through the light source can be detected from any current.

コンバータ部3は、制御部4の制御を受けて動作する。コンバータ部3は、整流回路2が全波整流した電圧を光源50の点灯に適した直流電流および直流電圧に変換する。制御部4は、電圧比較部5、ゼロ電流検出部6、駆動部7、出力コンデンサ制御部8を備えている。制御部4は、光源50に流れる電流の平均値が目標の電流値になるようにスイッチング素子SW1を駆動制御する。   Converter unit 3 operates under the control of control unit 4. The converter unit 3 converts the voltage that has been full-wave rectified by the rectifier circuit 2 into a DC current and a DC voltage suitable for lighting the light source 50. The control unit 4 includes a voltage comparison unit 5, a zero current detection unit 6, a drive unit 7, and an output capacitor control unit 8. The control unit 4 drives and controls the switching element SW1 so that the average value of the current flowing through the light source 50 becomes a target current value.

電圧比較部5は、光源電流検出抵抗R1に発生する信号を平均化し、目標光源電流に相当する目標信号E1と比較し、両信号の差に応じた信号を出力する。駆動部7は、電圧比較部5の信号を受けてスイッチング素子SW1のオン時間を決定する。   The voltage comparison unit 5 averages the signal generated in the light source current detection resistor R1, compares it with the target signal E1 corresponding to the target light source current, and outputs a signal corresponding to the difference between the two signals. The drive unit 7 receives the signal from the voltage comparison unit 5 and determines the ON time of the switching element SW1.

ゼロ電流検出部6は、インダクタL1の2次巻き線L1bからの信号を受けて、スイッチング素子SW1がオフした後、ダイオードD1を介して負荷側に流れるインダクタL1及びインダクタL2の合計電流がゼロになることを検出する。ゼロ電流検出部6が2次巻き線L1bからの信号により負荷側に流れる電流がゼロになったことを検出すると、駆動部7はスイッチング素子SW1をオンする。なお、2次巻線L1bの代わりにインダクタL2に2次巻線を設けてゼロ電流を検出しても良い。   The zero current detection unit 6 receives a signal from the secondary winding L1b of the inductor L1, and after the switching element SW1 is turned off, the total current of the inductor L1 and the inductor L2 flowing to the load side via the diode D1 becomes zero. Detect that When the zero current detection unit 6 detects that the current flowing to the load side becomes zero by a signal from the secondary winding L1b, the drive unit 7 turns on the switching element SW1. Note that a zero current may be detected by providing a secondary winding in the inductor L2 instead of the secondary winding L1b.

出力コンデンサ制御部8は、スイッチング素子SW2のオンオフ制御、つまりスイッチング素子SW2の導通と遮断とを切替える制御を行う。スイッチング素子SW2がオン(つまり導通)となると、電流制限抵抗R2の両端はスイッチング素子SW2で短絡される。スイッチング素子SW2は等価的に逆並列に接続された寄生ダイオードを有するMOSFETを用いている。スイッチング素子SW2として、寄生ダイオードを有しないトランジスタあるいはIGBTを用いる場合は、図2に示すように、スイッチング素子SW2と逆並列にダイオードD2を接続するものとし、電流制限抵抗R2を介さないで出力平滑コンデンサC3bが放電可能となるようにする。   The output capacitor control unit 8 performs on / off control of the switching element SW2, that is, control for switching between conduction and interruption of the switching element SW2. When the switching element SW2 is turned on (that is, conductive), both ends of the current limiting resistor R2 are short-circuited by the switching element SW2. The switching element SW2 is equivalent to a MOSFET having a parasitic diode connected in antiparallel. When a transistor or IGBT having no parasitic diode is used as the switching element SW2, as shown in FIG. 2, the diode D2 is connected in antiparallel with the switching element SW2, and output smoothing is not performed through the current limiting resistor R2. Capacitor C3b is allowed to discharge.

次に、実施の形態1にかかる点灯装置100の動作を説明する。   Next, operation | movement of the lighting device 100 concerning Embodiment 1 is demonstrated.

点灯装置100に交流電源1が印加されると、整流回路2は入力された交流電圧を全波整流し、整流された電圧がフィルタコンデンサC1の両端に印加される。フィルタコンデンサC1は、スイッチングリプルを除去する目的で設けられたものであり、ここでは交流電源1の周波数成分を平滑するためのものではない。したがってコンバータ部3動作中は、電源周波数の2倍周波数で脈動する全波整流電圧がコンバータ部3に印加される。   When the AC power source 1 is applied to the lighting device 100, the rectifier circuit 2 performs full-wave rectification on the input AC voltage, and the rectified voltage is applied to both ends of the filter capacitor C1. The filter capacitor C1 is provided for the purpose of removing the switching ripple, and is not for smoothing the frequency component of the AC power supply 1 here. Therefore, during operation of the converter unit 3, a full-wave rectified voltage that pulsates at twice the power supply frequency is applied to the converter unit 3.

定常動作状態におけるコンバータ部3の動作を説明する。スイッチング素子SW1が駆動部7によりオンしている状態とする。スイッチング素子SW1がオンすると交流電源1はインダクタL1を介して短絡されるので、インダクタL1とスイッチング素子SW1の経路で電流が供給され、インダクタL1にエネルギが蓄えられる。このとき、インダクタL1の電流は増加していく。   The operation of the converter unit 3 in the steady operation state will be described. The switching element SW1 is turned on by the drive unit 7. When the switching element SW1 is turned on, the AC power supply 1 is short-circuited via the inductor L1, so that a current is supplied through the path between the inductor L1 and the switching element SW1, and energy is stored in the inductor L1. At this time, the current of the inductor L1 increases.

また、同時にカップリングコンデンサC2の電圧がインダクタL2に印加される。このため、カップリングコンデンサC2、スイッチング素子SW1、インダクタL2の経路で電流が流れ、カップリングコンデンサC2のエネルギがインダクタL2に蓄えられる。このとき、インダクタL2の電流は増加していく。   At the same time, the voltage of the coupling capacitor C2 is applied to the inductor L2. For this reason, a current flows through the path of the coupling capacitor C2, the switching element SW1, and the inductor L2, and the energy of the coupling capacitor C2 is stored in the inductor L2. At this time, the current of the inductor L2 increases.

駆動部7により設定されたスイッチング素子SW1のオン時間が経過すると、スイッチング素子SW1はオフする。スイッチング素子SW1がオフするとインダクタL1に蓄えられたエネルギが放出され、インダクタL1、カップリングコンデンサC2、ダイオードD1、出力平滑コンデンサC3aまたはC3bの経路で電流が流れる。これにより、カップリングコンデンサC2と出力平滑コンデンサC3a、C3bを充電することができる。   When the ON time of the switching element SW1 set by the drive unit 7 has elapsed, the switching element SW1 is turned off. When the switching element SW1 is turned off, the energy stored in the inductor L1 is released, and a current flows through the path of the inductor L1, the coupling capacitor C2, the diode D1, and the output smoothing capacitor C3a or C3b. As a result, the coupling capacitor C2 and the output smoothing capacitors C3a and C3b can be charged.

また、同時にインダクタL2に蓄えられたエネルギが放出され、インダクタL2、ダイオードD1、出力平滑コンデンサC3aまたはC3bの経路で電流が流れる。これにより、出力平滑コンデンサC3a、C3bを充電する。このように負荷側にエネルギを伝達して、最終的に出力平滑コンデンサC3a、C3bから光源50に直流電流が供給され、光源50が発光する。スイッチング素子SW1はこの動作を高速に繰り返す。例えばスイッチング素子SW1の駆動周波数は数十kHz〜数百kHzとなる。   At the same time, the energy stored in the inductor L2 is released, and a current flows through the path of the inductor L2, the diode D1, and the output smoothing capacitor C3a or C3b. Thereby, the output smoothing capacitors C3a and C3b are charged. In this way, energy is transmitted to the load side, and finally, direct current is supplied from the output smoothing capacitors C3a and C3b to the light source 50, and the light source 50 emits light. The switching element SW1 repeats this operation at high speed. For example, the driving frequency of the switching element SW1 is several tens kHz to several hundreds kHz.

光源50に流れる電流は、光源電流検出抵抗R1で電圧信号として検出され、検出された電圧信号は電圧比較部5に入力され、平均化される。目標信号E1よりも光源電流検出抵抗R1で発生する平均電圧の方が高ければ電圧比較部5はスイッチング素子SW1のオン時間が短くなる方向へ出力信号を調整する。駆動部7はこれを受けてスイッチング素子SW1のオン時間を減少させる方向に動作し、光源50の電流を減少させる。目標信号E1よりも光源電流検出抵抗R1で発生する平均電圧の方が低ければ電圧比較部5はスイッチング素子SW1のオン時間が長くなる方向へ出力信号を調整する。駆動部7はこれを受けてスイッチング素子SW1のオン時間を増加させる方向に動作し、光源50の電流を増加させる。このように光源50の平均電流値が目標電流値となるように定電流フィードバック制御される。   The current flowing through the light source 50 is detected as a voltage signal by the light source current detection resistor R1, and the detected voltage signal is input to the voltage comparison unit 5 and averaged. If the average voltage generated by the light source current detection resistor R1 is higher than the target signal E1, the voltage comparison unit 5 adjusts the output signal in a direction that shortens the ON time of the switching element SW1. In response to this, the driving unit 7 operates in a direction to decrease the on-time of the switching element SW1, and decreases the current of the light source 50. If the average voltage generated by the light source current detection resistor R1 is lower than the target signal E1, the voltage comparison unit 5 adjusts the output signal in a direction in which the ON time of the switching element SW1 becomes longer. In response to this, the driving unit 7 operates in a direction to increase the on-time of the switching element SW1, and increases the current of the light source 50. Thus, constant current feedback control is performed so that the average current value of the light source 50 becomes the target current value.

次に光源電流が交流電源1の2倍の周波数成分で脈動することについて述べる。   Next, it will be described that the light source current pulsates with a frequency component twice that of the AC power source 1.

スイッチング素子SW1をオンすると、インダクタL1の電流IL1は、全波整流電圧の瞬時値Eに比例し、インダクタL1のインダクタンスL1に反比例する。すなわち、インダクタL1の電流IL1はE/L1の傾きでオン時間に比例してほぼ直線的に上昇していく。   When the switching element SW1 is turned on, the current IL1 of the inductor L1 is proportional to the instantaneous value E of the full-wave rectified voltage and inversely proportional to the inductance L1 of the inductor L1. That is, the current IL1 of the inductor L1 rises substantially linearly in proportion to the on-time with a slope of E / L1.

仮にスイッチング素子SW1のオン時間t(ON)を固定として、(全波整流波形なので)交流電源1の半周期分動作させた場合のインダクタL1電流波形及び交流電源1の電圧波形を図3に示す。インダクタンスL1は一定値であるため、各スイッチング周期におけるインダクタL1の電流のピーク値は電源電圧に比例する。そのため、図に示すように、包絡線が正弦波状の波形となる。   FIG. 3 shows a current waveform of the inductor L1 and a voltage waveform of the AC power supply 1 when the on-time t (ON) of the switching element SW1 is fixed and the AC power supply 1 is operated for a half cycle (since it is a full-wave rectified waveform). . Since the inductance L1 is a constant value, the peak value of the current of the inductor L1 in each switching period is proportional to the power supply voltage. Therefore, as shown in the figure, the envelope has a sinusoidal waveform.

インダクタに蓄えられるエネルギは電流値の2乗に比例するため、交流電源1の電圧がゼロクロス付近では出力側へのエネルギ投入量が小さく、交流電源1のピーク電圧付近では出力側へのエネルギ投入量が大きくなる。したがって、交流電源1の電圧がゼロクロス付近では光源50の電流が減少し、交流電源1の電圧がピーク付近では光源50の電流が増加するため、交流電源1の2倍周波数で脈動する電流となり、ちらつきの原因となるおそれがある。   Since the energy stored in the inductor is proportional to the square of the current value, the amount of energy input to the output side is small when the voltage of the AC power source 1 is near the zero cross, and the amount of energy input to the output side is near the peak voltage of the AC power source 1. Becomes larger. Therefore, the current of the light source 50 decreases when the voltage of the AC power source 1 is near zero cross, and the current of the light source 50 increases when the voltage of the AC power source 1 is near the peak, so that the current pulsates at twice the frequency of the AC power source 1. May cause flicker.

また、制御部4は光源50に目標電流を供給するために、定電流フィードバック制御を実施しているが、定電流フィードバックにより光源電流の脈動を抑制しようとすると、交流電源1の半周期内にスイッチング素子SW1のオン時間が定電流フィードバック制御のために大きく変動してしまうことになり、インダクタL1の電流ピーク値の包絡線が図3のような正弦波状とならず、大きく歪むことから力率が低下し入力電流の高調波電流が増加する可能性がある。   Further, the control unit 4 performs constant current feedback control in order to supply the target current to the light source 50. However, if it is attempted to suppress the pulsation of the light source current by constant current feedback, the control unit 4 is within a half cycle of the AC power source 1. The on-time of the switching element SW1 varies greatly due to the constant current feedback control, and the envelope of the current peak value of the inductor L1 does not have the sine wave shape as shown in FIG. May decrease and the harmonic current of the input current may increase.

そこで一般的には定電流フィードバック制御の応答時間については、定電流フィードバック制御のループゲインを交流電源1の1周期の1/2周期以上で1倍(0dB)以下となるように設定する。言い換えると、交流電源1の周波数の2倍以下の周波数で1倍(0dB)以下となるように応答時間を設定する。例えば、電源周波数が50Hzの場合、その半周期(半波)にあたる100Hz以下、すなわち周期10ms以上で定電流フィードバック制御のループゲインを1倍(0dB)以下とすることにより、定電流フィードバック制御を電源周期の1/2より短い周期で応答しないように設定する。これにより電源周期の1/2周期以内においては、スイッチング素子SW1のオン時間の変動が抑制され、インダクタL1の電流ピーク値の包絡線が正弦波状の波形となる。すなわち図3で示したように、スイッチング素子のオン時間は、交流電源1の1周期の1/2周期期間でほぼ固定となる。したがって、光源電流の、交流電源1の周波数の2倍の脈動については、定電流フィードバック制御では平滑化できない。   Therefore, in general, the response time of the constant current feedback control is set so that the loop gain of the constant current feedback control is greater than or equal to 1/2 of one cycle of the AC power supply 1 and less than or equal to 1 (0 dB). In other words, the response time is set so that it is 1 (0 dB) or less at a frequency 2 times or less of the frequency of the AC power supply 1. For example, when the power supply frequency is 50 Hz, the constant current feedback control is controlled by setting the loop gain of the constant current feedback control to 1 (0 dB) or less in a half cycle (half wave) of 100 Hz or less, that is, a cycle of 10 ms or more. It sets so that it may not respond with a period shorter than 1/2 of a period. As a result, the fluctuation of the ON time of the switching element SW1 is suppressed within a half cycle of the power supply cycle, and the envelope of the current peak value of the inductor L1 becomes a sinusoidal waveform. That is, as shown in FIG. 3, the ON time of the switching element is substantially fixed in a half cycle period of one cycle of the AC power supply 1. Therefore, the pulsation of the light source current twice the frequency of the AC power supply 1 cannot be smoothed by the constant current feedback control.

そこで、実施の形態1においては、光源電流の脈動を抑制するために、出力側に複数の出力平滑コンデンサC3a、C3bを搭載することにより、出力コンデンサの合成容量を増加させている。そして、出力平滑コンデンサC3bと直列に電流制限抵抗R2と、抵抗R2と並列に接続されたスイッチング素子SW2を接続しており、この動作について図4を用いて説明する。   Therefore, in the first embodiment, in order to suppress the pulsation of the light source current, a plurality of output smoothing capacitors C3a and C3b are mounted on the output side to increase the combined capacity of the output capacitors. Then, a current limiting resistor R2 and a switching element SW2 connected in parallel with the resistor R2 are connected in series with the output smoothing capacitor C3b, and this operation will be described with reference to FIG.

図4のt0時点において、交流電源1を投入したとする。このとき、出力平滑コンデンサC3a及びC3bに蓄積された電荷はゼロとして、電圧はゼロであるものとする。交流電源1を投入すると、コンバータ部3が動作を開始するため、出力平滑コンデンサC3a及びC3bに電流が流れ、充電が開始される。これに伴い、出力平滑コンデンサC3a及びC3bの両端電圧は上昇する。図4のt0からt1の期間はスイッチング素子SW2がオフ状態であるため、出力平滑コンデンサC3bは電流制限抵抗R2を介して充電される。従って電流制限抵抗R2により充電電流が制限されるため、出力平滑コンデンサC3aと比較して電圧は時間的にゆっくり上昇していく。また、この期間においては、電圧上昇の早い出力平滑コンデンサC3aの電圧が光源50の点灯開始電圧に達していないため、光源50は消灯状態である。   Assume that the AC power supply 1 is turned on at time t0 in FIG. At this time, it is assumed that the charges accumulated in the output smoothing capacitors C3a and C3b are zero and the voltage is zero. When the AC power source 1 is turned on, the converter unit 3 starts to operate, so that a current flows through the output smoothing capacitors C3a and C3b, and charging is started. Accordingly, the voltage across the output smoothing capacitors C3a and C3b increases. Since the switching element SW2 is in the OFF state during the period from t0 to t1 in FIG. 4, the output smoothing capacitor C3b is charged via the current limiting resistor R2. Accordingly, since the charging current is limited by the current limiting resistor R2, the voltage gradually increases with time as compared with the output smoothing capacitor C3a. Further, during this period, since the voltage of the output smoothing capacitor C3a whose voltage rises quickly does not reach the lighting start voltage of the light source 50, the light source 50 is turned off.

次に図4のt1時点となると、出力平滑コンデンサC3aの電圧が光源50の点灯開始電圧に達し、光源電流が流れ始める。このとき、出力平滑コンデンサC3bの電圧は、電流制限抵抗R2を介して充電されるため、光源50の点灯開始電圧には達していない。したがって出力平滑コンデンサC3bから光源50に電流は供給されない。図4のt0からt1の期間においては、出力平滑コンデンサC3bの電圧の方が出力平滑コンデンサC3aの電圧より低いため、出力平滑コンデンサC3bは光源電流の脈動低減には寄与せず、出力平滑コンデンサC3aのみが光源電流の平滑化に寄与している状態である。なお、図4の光源電流波形は本来、交流電源1の2倍周波数の脈動が重畳する波形となるが、図4では脈動の描画を省略している。   Next, at time t1 in FIG. 4, the voltage of the output smoothing capacitor C3a reaches the lighting start voltage of the light source 50, and the light source current starts to flow. At this time, since the voltage of the output smoothing capacitor C3b is charged through the current limiting resistor R2, it does not reach the lighting start voltage of the light source 50. Therefore, no current is supplied from the output smoothing capacitor C3b to the light source 50. In the period from t0 to t1 in FIG. 4, since the voltage of the output smoothing capacitor C3b is lower than the voltage of the output smoothing capacitor C3a, the output smoothing capacitor C3b does not contribute to reducing the pulsation of the light source current, and the output smoothing capacitor C3a Only contributes to the smoothing of the light source current. Note that the light source current waveform in FIG. 4 is originally a waveform in which pulsations at twice the frequency of the AC power supply 1 are superimposed, but in FIG. 4, pulsation drawing is omitted.

次に図4のt2時点となると、出力平滑コンデンサC3bの電圧が出力平滑コンデンサC3aとほぼ同一電圧となる。すると出力コンデンサ制御部8からスイッチング素子SW2をオンする信号が出力される。これによりスイッチング素子SW2がオンし、電流制限抵抗R2がスイッチング素子SW2により短絡され、これ以降は出力平滑コンデンサC3bは電流制限抵抗R2を介さずに充電が可能となる。これにより、出力平滑コンデンサC3aとC3bは等価回路的に抵抗を介さず並列接続されたことになり、光源電流は出力平滑コンデンサC3aとC3bの合成容量で平滑されることとなり、t1〜t2期間の光源電流と比較して交流電源1の2倍周波数の脈動成分が低減される。   Next, at time t2 in FIG. 4, the voltage of the output smoothing capacitor C3b becomes almost the same voltage as the output smoothing capacitor C3a. Then, the output capacitor control unit 8 outputs a signal for turning on the switching element SW2. As a result, the switching element SW2 is turned on and the current limiting resistor R2 is short-circuited by the switching element SW2, and thereafter, the output smoothing capacitor C3b can be charged without going through the current limiting resistor R2. As a result, the output smoothing capacitors C3a and C3b are connected in parallel without equivalent resistance in the equivalent circuit, and the light source current is smoothed by the combined capacity of the output smoothing capacitors C3a and C3b. Compared with the light source current, the pulsating component of the double frequency of the AC power source 1 is reduced.

次に、スイッチング素子SW2によるスイッチ切替制御の効果について述べる。交流電源1投入時はスイッチング素子SW2はオフ状態であるため、出力平滑コンデンサC3bについては、電流制限抵抗R2を介して充電することになるため、充電電流が制限され、電圧上昇に時間が掛かる。すなわち、出力平滑コンデンサC3bへの充電電流は電流制限抵抗R2の制限により十分小さいため、コンバータ部3のインダクタL1及びインダクタL2のエネルギ放電電流の大部分は出力平滑コンデンサC3aの充電に寄与する。これにより、出力平滑コンデンサC3aの電圧上昇時間が早くなり、交流電源1を投入してから光源50が点灯するまでの時間を高速化することができる。   Next, the effect of switch switching control by the switching element SW2 will be described. Since the switching element SW2 is in an off state when the AC power supply 1 is turned on, the output smoothing capacitor C3b is charged via the current limiting resistor R2, so that the charging current is limited and the voltage rise takes time. That is, since the charging current to the output smoothing capacitor C3b is sufficiently small due to the limitation of the current limiting resistor R2, most of the energy discharge currents of the inductor L1 and the inductor L2 of the converter unit 3 contribute to the charging of the output smoothing capacitor C3a. Thereby, the voltage rise time of the output smoothing capacitor C3a is accelerated, and the time from when the AC power source 1 is turned on until the light source 50 is turned on can be increased.

ただし、この状態では出力平滑コンデンサC3bは光源電流の平滑化に寄与しないため、光源電流の脈動が大きい状態となる。そこで、実施の形態1では、出力平滑コンデンサC3bの電圧が時間経過により出力平滑コンデンサC3aとほぼ同等電圧に達した場合には、スイッチング素子SW2をオンして抵抗R2を短絡する。これにより、光源電流は出力平滑コンデンサC3aとC3bの合成容量で平滑化され、脈動の小さい電流で光源50を点灯でき、ちらつきを抑制することができる。なお、実施の形態1では、出力平滑コンデンサC3bの電圧が出力平滑コンデンサC3aとほぼ同等電圧に上昇してからスイッチング素子SW2をオンしているが、本発明はこれに限られるものではない。光源50が点灯した後、出力平滑コンデンサC3bの電圧が出力平滑コンデンサC3aの電圧に到達する前にスイッチング素子SW2をオンしてもよい。このような場合も、電源1を投入してから光源50が点灯するまでの時間を高速化することができ、光源電流の平滑化も可能である。スイッチング素子SW2を切替える制御のバリエーションについては後述する。   However, since the output smoothing capacitor C3b does not contribute to the smoothing of the light source current in this state, the pulsation of the light source current is large. Therefore, in the first embodiment, when the voltage of the output smoothing capacitor C3b reaches almost the same voltage as that of the output smoothing capacitor C3a over time, the switching element SW2 is turned on to short-circuit the resistor R2. As a result, the light source current is smoothed by the combined capacity of the output smoothing capacitors C3a and C3b, and the light source 50 can be turned on with a small pulsation current, and flickering can be suppressed. In the first embodiment, the switching element SW2 is turned on after the voltage of the output smoothing capacitor C3b rises to substantially the same voltage as the output smoothing capacitor C3a. However, the present invention is not limited to this. After the light source 50 is turned on, the switching element SW2 may be turned on before the voltage of the output smoothing capacitor C3b reaches the voltage of the output smoothing capacitor C3a. Also in such a case, the time from when the power source 1 is turned on until the light source 50 is turned on can be increased, and the light source current can be smoothed. Variations of control for switching the switching element SW2 will be described later.

ただし、2つのコンデンサの電圧がほぼバランスされた状態でスイッチング素子SW2をオンしたほうが、スイッチング素子SW2オン時に2つの出力平滑コンデンサC3aとC3bの電圧不均衡に起因するコンデンサ間の充放電電流を抑制することができる。仮に、出力平滑コンデンサC3bの電圧が出力平滑コンデンサC3aの電圧より低い状態でスイッチング素子SW2をオンし、並列状態となると、出力平滑コンデンサC3aから出力平滑コンデンサC3bに急峻な充電電流が流れ込み、瞬間的に出力平滑コンデンサC3aの電圧が低下し、光源50の電流が不安定となり、ちらつきが発生する可能性がある。実施の形態1では、このような現象を抑制することができる好ましい形態として、光源50が点灯後も2つのコンデンサの電圧がバランスされた状態となるまで待機し、その後スイッチング素子SW2をオンとしている。   However, when the switching element SW2 is turned on while the voltages of the two capacitors are almost balanced, the charging / discharging current between the capacitors due to the voltage imbalance between the two output smoothing capacitors C3a and C3b is suppressed when the switching element SW2 is turned on. can do. If the switching element SW2 is turned on in a state where the voltage of the output smoothing capacitor C3b is lower than the voltage of the output smoothing capacitor C3a, and a parallel state is established, a steep charging current flows from the output smoothing capacitor C3a to the output smoothing capacitor C3b. Further, the voltage of the output smoothing capacitor C3a decreases, the current of the light source 50 becomes unstable, and flickering may occur. In the first embodiment, as a preferred form capable of suppressing such a phenomenon, the light source 50 waits until the voltage of the two capacitors is balanced even after the light source 50 is turned on, and then the switching element SW2 is turned on. .

以上説明したように、実施の形態1にかかる制御部4によれば、コンバータ部3がスイッチング素子SW1のスイッチング動作を開始してから、光源50が点灯するまでの期間は、スイッチング素子SW2をオフ(遮断)とすることで、電流制限抵抗R2を介して出力平滑コンデンサC3bを充電することができる。また、光源50が点灯した後は、スイッチング素子SW2をオン(導通)とすることで、スイッチング素子SW2を介して出力平滑コンデンサC3bを充電することができる。これにより、交流電源1の投入時は、光源の点灯開始までの時間を優先するように出力コンデンサの容量を等価的に小さな状態として素早く起動(つまり光源点灯)できる。また、光源点灯後の通常点灯状態では出力コンデンサの容量が等価的に大きい状態とするので、交流電源1の2倍周波数の脈流を抑制することができる。   As described above, according to the control unit 4 according to the first embodiment, the switching element SW2 is turned off during the period from when the converter unit 3 starts the switching operation of the switching element SW1 to when the light source 50 is turned on. By setting (cut off), the output smoothing capacitor C3b can be charged via the current limiting resistor R2. In addition, after the light source 50 is turned on, the output smoothing capacitor C3b can be charged via the switching element SW2 by turning on the switching element SW2. Thereby, when the AC power supply 1 is turned on, the output capacitor can be quickly activated (that is, the light source is turned on) with the output capacitor having an equivalently small capacity so as to give priority to the time until the light source starts to turn on. Further, since the capacitance of the output capacitor is equivalently large in the normal lighting state after the light source is turned on, the double frequency pulsating flow of the AC power source 1 can be suppressed.

ここで、スイッチング素子SW2を切替える制御のバリエーションについて説明する。光源が点灯した時点以後にスイッチング素子SW2をオフ(遮断)からオン(導通)に切替える条件は、出力平滑コンデンサC3bの電圧が出力平滑コンデンサC3aの電圧に達したか否かを基準としてもよく、具体例として、下記に述べる(1)電圧条件と、(2)時間条件とのいずれかを設定してもよい。   Here, a variation of the control for switching the switching element SW2 will be described. The condition for switching the switching element SW2 from OFF (blocking) to ON (conduction) after the light source is turned on may be based on whether or not the voltage of the output smoothing capacitor C3b has reached the voltage of the output smoothing capacitor C3a. As a specific example, either (1) voltage condition or (2) time condition described below may be set.

(1)まず、回路内の電圧を検知してスイッチング素子SW2を切替える条件(つまり電圧条件)の設定方法について説明する。出力平滑コンデンサC3bの電圧が出力平滑コンデンサC3aの電圧に達したか否かの判断については、点灯装置100内に図示しない電圧検出手段を設けて、この電圧検出手段を出力コンデンサ制御部8に接続してもよい。この電圧検出手段により出力平滑コンデンサC3aの電圧と出力平滑コンデンサC3bの電圧を直接比較しても良い。あるいは、スイッチング素子SW2をオフとした状態で出力平滑コンデンサC3aの充電電圧の飽和値(図4のV3a)が回路設計上予め定まっており、電流制限抵抗R2によって出力平滑コンデンサC3bが必ず出力平滑コンデンサC3aよりも遅く充電されるという条件下においては、出力平滑コンデンサC3bの電圧のみを検知するものであってもよい。この場合には、出力平滑コンデンサC3aの充電電圧飽和値V3aと同じ値に予め定めた所定判定値と、出力平滑コンデンサC3bの電圧とを比較することで、出力平滑コンデンサC3aと出力平滑コンデンサC3bの電圧比較を間接的に行っても良い。比較を行う際には、電圧検出手段で検出した出力平滑コンデンサC3aの電圧(あるいは予め定めた所定判定値)と出力平滑コンデンサC3bの電圧との差がゼロとなった場合にスイッチング素子SW2をオンとしても良く、ゼロではなくともその差が予め定めた所定範囲内に収まったら、出力平滑コンデンサC3a、C3bの電圧が実質的に同一、言い換えれば略同一となったものとみなして、スイッチング素子SW2をオンとしてもよい。さらに、他の変形例として、出力平滑コンデンサC3aの電圧には達してはいなくとも、出力平滑コンデンサC3bの電圧がある程度高い電圧となった場合にスイッチング素子SW2をオンするものであってもよい。例えば、上記の所定範囲の下限を、充電電圧飽和値V3aよりも低く定めた予め定めた下限閾値に設定してもよく、出力平滑コンデンサC3bの電圧がこの下限閾値に達したらスイッチング素子SW2をオンするという条件を設定してもよい。この下限閾値は、所望の値に設定してもよく、例えば出力平滑コンデンサC3aの充電電圧飽和値V3aに予め定めた係数をかけた所定割合(例えば出力平滑コンデンサC3aの充電電圧飽和値V3aの95%、90%、85%、・・・60%等)であってもよい。   (1) First, a method for setting a condition (that is, a voltage condition) for switching the switching element SW2 by detecting a voltage in the circuit will be described. For determining whether or not the voltage of the output smoothing capacitor C3b has reached the voltage of the output smoothing capacitor C3a, a voltage detection unit (not shown) is provided in the lighting device 100, and this voltage detection unit is connected to the output capacitor control unit 8. May be. The voltage detection means may directly compare the voltage of the output smoothing capacitor C3a and the voltage of the output smoothing capacitor C3b. Alternatively, the saturation value (V3a in FIG. 4) of the charging voltage of the output smoothing capacitor C3a is determined in advance in the circuit design with the switching element SW2 turned off, and the output smoothing capacitor C3b is always set by the current limiting resistor R2. Under the condition that the battery is charged later than C3a, only the voltage of the output smoothing capacitor C3b may be detected. In this case, the predetermined smoothing value set to the same value as the charging voltage saturation value V3a of the output smoothing capacitor C3a is compared with the voltage of the output smoothing capacitor C3b, so that the output smoothing capacitor C3a and the output smoothing capacitor C3b are compared. The voltage comparison may be performed indirectly. When performing the comparison, the switching element SW2 is turned on when the difference between the voltage of the output smoothing capacitor C3a (or a predetermined predetermined determination value) detected by the voltage detecting means and the voltage of the output smoothing capacitor C3b becomes zero. If the difference is within a predetermined range even if it is not zero, it is assumed that the voltages of the output smoothing capacitors C3a and C3b are substantially the same, in other words, substantially the same, and the switching element SW2 May be turned on. Furthermore, as another modification, the switching element SW2 may be turned on when the voltage of the output smoothing capacitor C3b becomes a high voltage to some extent, even though the voltage of the output smoothing capacitor C3a has not been reached. For example, the lower limit of the predetermined range may be set to a predetermined lower threshold that is set lower than the charging voltage saturation value V3a. When the voltage of the output smoothing capacitor C3b reaches this lower threshold, the switching element SW2 is turned on. You may set the conditions to do. This lower limit threshold value may be set to a desired value, for example, a predetermined ratio obtained by multiplying the charging voltage saturation value V3a of the output smoothing capacitor C3a by a predetermined coefficient (for example, 95 of the charging voltage saturation value V3a of the output smoothing capacitor C3a). %, 90%, 85%,... 60%, etc.).

(2)つぎに、特定の回路動作等を起算点として経過時間を計測し、この経過時間に基づいてスイッチング素子SW2を切替える条件(つまり時間条件)の設定方法について説明する。理論計算あるいは実験等により、予め定めた起算点から、出力平滑コンデンサC3aの電圧と出力平滑コンデンサC3bの電圧がほぼ一致する時点までの時間長を予め求めておく。上記起算点からの経過時間が予め求めた時間長に達したときに、スイッチング素子SW2をオンするように制御部4が出力コンデンサ制御部8に対して信号を発するようにしてもよい。この場合には、制御部4は時間を計測するタイマ機能を有するものであってもよい。起算点の定め方について説明すると、コンバータ部3がスイッチング素子SW1のスイッチング動作を開始した時点t0以後、かつ出力平滑コンデンサC3aの電圧と出力平滑コンデンサC3bの電圧とが一致する時点より前の期間内に、任意の起算点を予め設定してもよい。起算点は、図4における時点t0であってもよく、この場合にはスイッチング素子SW1のスイッチング動作開始から制御部4のタイマが時間を計測してもよい。予め理論計算等で算出した、t0から出力平滑コンデンサC3aの電圧と出力平滑コンデンサC3bの電圧とが一致する予測時点までの時間長を、制御部4のメモリ(図示せず)に記憶しておいてもよい。これ以外の変形例の一つとして、起算点は光源点灯時点t1であってもよい。その場合には、光源50と直列に光源電流検出抵抗R1を設けたうえで光源電流検出抵抗R1に発生する信号を検出するなどして光源電流を検知してもよく、時点t1から出力平滑コンデンサC3aの電圧と出力平滑コンデンサC3bの電圧とが一致する予測タイミングまでの時間長を制御部4のメモリに記憶しておいてもよい。また、光源点灯時点t1の検出は、必ずしもコンバータ部3の電気的パラメータに限られず、光源50の点灯を検知する光センサ等を備える場合にはその光センサの検知信号に基づいてもよい。また、他の変形例として、起算点は、出力平滑コンデンサC3aの電圧値が予め定められた一定値に達した時点としてもよく、この場合の起算点はt0とt1の間に設けられる。   (2) Next, a method for setting a condition (that is, a time condition) for measuring the elapsed time from a specific circuit operation or the like and switching the switching element SW2 based on the elapsed time will be described. A time length from a predetermined starting point to a time point when the voltage of the output smoothing capacitor C3a and the voltage of the output smoothing capacitor C3b substantially match is obtained in advance by theoretical calculation or experiment. When the elapsed time from the starting point reaches the time length obtained in advance, the control unit 4 may send a signal to the output capacitor control unit 8 so as to turn on the switching element SW2. In this case, the control unit 4 may have a timer function for measuring time. The method of determining the starting point will be described. After the time point t0 when the converter unit 3 starts the switching operation of the switching element SW1, and before the time point when the voltage of the output smoothing capacitor C3a and the voltage of the output smoothing capacitor C3b coincide with each other. In addition, an arbitrary starting point may be set in advance. The starting point may be the time point t0 in FIG. 4, and in this case, the timer of the control unit 4 may measure the time from the start of the switching operation of the switching element SW1. The time length from t0 to the predicted time when the voltage of the output smoothing capacitor C3a and the voltage of the output smoothing capacitor C3b coincide with each other is calculated in advance by theoretical calculation or the like and stored in a memory (not shown) of the control unit 4. May be. As one of other modifications, the starting point may be the light source lighting time point t1. In that case, the light source current may be detected by providing a light source current detection resistor R1 in series with the light source 50 and then detecting a signal generated in the light source current detection resistor R1, and the output smoothing capacitor from time t1. You may memorize | store in the memory of the control part 4 the time length to the prediction timing when the voltage of C3a and the voltage of the output smoothing capacitor C3b correspond. In addition, the detection of the light source lighting time t1 is not necessarily limited to the electrical parameters of the converter unit 3 and may be based on a detection signal of the optical sensor in the case where an optical sensor that detects the lighting of the light source 50 is provided. As another modification, the starting point may be a point in time when the voltage value of the output smoothing capacitor C3a reaches a predetermined constant value. In this case, the starting point is provided between t0 and t1.

以上のようにスイッチング素子SW2をオンとする条件を例示したが、本発明は必ずしも上述の電圧条件、時間条件を設けるものに限定されない。電源投入時にはスイッチング素子SW2をオフとしその後所望のタイミングでスイッチング素子SW2をオンとすることで、交流電源1の投入時に出力コンデンサの容量を等価的に小さくし光源点灯後の通常点灯状態では出力コンデンサの容量が等価的に大きくできるという効果が得られる。   As described above, the conditions for turning on the switching element SW2 are exemplified, but the present invention is not necessarily limited to the above-described voltage conditions and time conditions. When the power is turned on, the switching element SW2 is turned off and then the switching element SW2 is turned on at a desired timing, so that the capacity of the output capacitor is equivalently reduced when the AC power supply 1 is turned on. It is possible to obtain an effect that the capacitance of the can be increased equivalently.

また、本実施の形態では、出力平滑コンデンサを2個用いた例について示したが、これに限定するものではなく、光源が点灯開始するまでの時間に応じて、あるいは光源電流の脈動に応じて、出力平滑コンデンサを更に増やしても良い。例えば図5に示すように、出力平滑コンデンサC3bと並列に出力平滑コンデンサC3cを追加しても良い。出力平滑コンデンサC3cの高電位側端子は出力平滑コンデンサC3bの高電位側端子と接続しており、出力平滑コンデンサC3cの低電位側端子は出力平滑コンデンサC3bの低電位側端子と電流制限抵抗R2との接続点に接続している。この場合、出力平滑コンデンサC3bとC3cに対して、スイッチング素子SW2及び電流制限抵抗R2は共用化できるため、部品点数の増加を抑制できる。   In the present embodiment, an example in which two output smoothing capacitors are used has been described. However, the present invention is not limited to this, and according to the time until the light source starts to light or according to the pulsation of the light source current. The output smoothing capacitor may be further increased. For example, as shown in FIG. 5, an output smoothing capacitor C3c may be added in parallel with the output smoothing capacitor C3b. The high potential side terminal of the output smoothing capacitor C3c is connected to the high potential side terminal of the output smoothing capacitor C3b. The low potential side terminal of the output smoothing capacitor C3c is connected to the low potential side terminal of the output smoothing capacitor C3b and the current limiting resistor R2. It is connected to the connection point. In this case, since the switching element SW2 and the current limiting resistor R2 can be shared with respect to the output smoothing capacitors C3b and C3c, an increase in the number of components can be suppressed.

また、本実施の形態ではSEPIC方式の点灯装置を例として説明したが、他の方式でも良く、例えばバックブーストコンバータ方式およびフライバックコンバータ方式にも適用でき、同様の効果を得ることができる。   Further, in this embodiment, the SEPIC system lighting device has been described as an example. However, other systems may be used, and for example, the present invention can be applied to a buck-boost converter system and a flyback converter system, and similar effects can be obtained.

また、本実施の形態においては、光源50がLEDを用いた場合について説明したが、これに限定されるものではない。光源の発光素子として、例えば有機EL(Electro Luminescence)素子を用いてもよい。   Moreover, although the case where the light source 50 used LED was demonstrated in this Embodiment, it is not limited to this. For example, an organic EL (Electro Luminescence) element may be used as the light emitting element of the light source.

実施の形態2.
図6は、本発明の実施の形態2にかかる点灯装置110の回路構成図である。実施の形態1と同様の構成部分は、同一の符号を付して説明を省略する。実施の形態2に係る点灯装置110は、電源電圧検出抵抗R3、電源電圧検出部9、を備え、駆動部7は、商用周波数の2倍の周波数成分で振動するリップル成分を抑制し、光源電流が平滑化されるようにスイッチング素子SW1を駆動する点で、実施の形態1の点灯装置100とは異なる。
Embodiment 2. FIG.
FIG. 6 is a circuit configuration diagram of the lighting device 110 according to the second embodiment of the present invention. Components similar to those in the first embodiment are denoted by the same reference numerals and description thereof is omitted. The lighting device 110 according to the second embodiment includes a power supply voltage detection resistor R3 and a power supply voltage detection unit 9, and the drive unit 7 suppresses a ripple component that vibrates at a frequency component twice the commercial frequency, and a light source current. Is different from the lighting device 100 of the first embodiment in that the switching element SW1 is driven so as to be smoothed.

制御部4は、光源50に流れる電流の平均値が目標の電流値になるように制御しつつ、商用周波数の2倍の周波数成分で振動するリップル成分を抑制し、光源電流が平滑化されるようにスイッチング素子SW1を駆動する。   The control unit 4 controls the average value of the current flowing through the light source 50 to a target current value, suppresses a ripple component that vibrates at a frequency component twice the commercial frequency, and smoothes the light source current. Thus, the switching element SW1 is driven.

電源電圧検出部9は電源電圧検出抵抗R3に発生する電圧信号から交流電源1の位相を検出し、駆動部7は電圧比較部5と電源電圧検出部9の出力信号を受けてスイッチング素子SW1のオン時間を決定する。   The power supply voltage detection unit 9 detects the phase of the AC power supply 1 from the voltage signal generated in the power supply voltage detection resistor R3, and the drive unit 7 receives the output signals of the voltage comparison unit 5 and the power supply voltage detection unit 9 to detect the switching element SW1. Determine the on-time.

次に、実施の形態2にかかる点灯装置110の動作を説明する。   Next, the operation of the lighting device 110 according to the second embodiment will be described.

まず、出力コンデンサ制御部8がスイッチング素子SW2をオフしている状態で、光源50が点灯している場合の動作について述べる。スイッチング素子SW2がオフしている状態では、光源電流の平滑に寄与する出力コンデンサはC3aのみであるから、光源電流の脈動が大きい状態となる。   First, an operation in the case where the light source 50 is turned on while the output capacitor control unit 8 is turning off the switching element SW2 will be described. In a state where the switching element SW2 is off, the output capacitor contributing to smoothing of the light source current is only C3a, so that the pulsation of the light source current is large.

そこで、実施の形態2では、光源電流の脈動を抑制するために、交流電源1の電圧位相に応じて、スイッチング素子SW1のオン時間が予め設定されたパターンに従って変化するように、スイッチング素子SW1を駆動する。図7に交流電源1の電圧位相とスイッチング素子SW1のオン時間の関係例を示す。これより、交流電源1の位相が電圧ピーク付近でスイッチング素子SW1のオン時間を減少させ、交流電源1の位相がゼロクロス付近でオン時間を増加させる。すなわち、整流回路2の出力側の全波整流電圧が低くなるほどスイッチング素子SW1のオン時間を増加させ、出力側へのエネルギ供給量を増加させ、光源電流の低下を抑制するとともに、全波整流電圧が高くなるほどスイッチング素子SW1のオン時間を減少させ、出力側へのエネルギ供給量を絞る。このようなスイッチング素子SW1のオン時間増減制御を、以下、「リップル抑制制御」とも称す。   Therefore, in the second embodiment, in order to suppress the pulsation of the light source current, the switching element SW1 is changed so that the on-time of the switching element SW1 changes according to a preset pattern according to the voltage phase of the AC power supply 1. To drive. FIG. 7 shows an example of the relationship between the voltage phase of the AC power supply 1 and the ON time of the switching element SW1. Thus, the ON time of the switching element SW1 is decreased when the phase of the AC power supply 1 is near the voltage peak, and the ON time is increased when the phase of the AC power supply 1 is near the zero cross. That is, as the full-wave rectified voltage on the output side of the rectifier circuit 2 is lowered, the on-time of the switching element SW1 is increased, the amount of energy supplied to the output side is increased, and the decrease in the light source current is suppressed. As the value increases, the ON time of the switching element SW1 is reduced, and the amount of energy supplied to the output side is reduced. Such on-time increase / decrease control of the switching element SW1 is hereinafter also referred to as “ripple suppression control”.

図8にリップル抑制制御を実現する制御部4の詳細ブロック図の一例を示す。電圧比較部5はオペアンプ5aと、コンデンサ5b、抵抗5cからなる位相補償回路からなる誤差増幅器を構成している。目標信号E1に対して、オペアンプ5aの反転入力端子側に入力される光源電流検出抵抗R1で検出された信号の方が大きければオペアンプ5aの出力信号は減少していき、光源電流検出抵抗R1で検出された信号の方が小さければオペアンプ5aの出力信号は上昇していく。   FIG. 8 shows an example of a detailed block diagram of the control unit 4 that realizes ripple suppression control. The voltage comparison unit 5 constitutes an error amplifier including a phase compensation circuit including an operational amplifier 5a, a capacitor 5b, and a resistor 5c. If the signal detected by the light source current detection resistor R1 input to the inverting input terminal side of the operational amplifier 5a is larger than the target signal E1, the output signal of the operational amplifier 5a decreases, and the light source current detection resistor R1 If the detected signal is smaller, the output signal of the operational amplifier 5a increases.

駆動部7は乗算器7a、コンパレータ7b、フリップフロップ回路7c、オシレータ7d、ドライブ回路7eからなる。乗算器7aは電圧比較部5の出力信号と、電源電圧検出部9の出力信号を乗算する。電源電圧検出部9は電源電圧検出抵抗R3に発生した電圧信号から電源電圧の位相を求め、位相に応じて、乗算器7aに入力する波形を生成する。例えば電圧信号1−|0.5*sinθ|を生成するものとする。ここでθは交流電源1の電圧位相で、図9に示すように電源電圧に同期した波形となる。ここでは交流電源1の位相角が90度、270度のとき、電源電圧検出部9の信号電圧は最も低くなり、交流電源1の位相角が0度、180度、360度のとき電源電圧検出部9の信号電圧が最も高くなる。   The drive unit 7 includes a multiplier 7a, a comparator 7b, a flip-flop circuit 7c, an oscillator 7d, and a drive circuit 7e. The multiplier 7 a multiplies the output signal of the voltage comparison unit 5 and the output signal of the power supply voltage detection unit 9. The power supply voltage detection unit 9 obtains the phase of the power supply voltage from the voltage signal generated in the power supply voltage detection resistor R3, and generates a waveform to be input to the multiplier 7a according to the phase. For example, the voltage signal 1− | 0.5 * sin θ | is generated. Here, θ is the voltage phase of the AC power supply 1, and has a waveform synchronized with the power supply voltage as shown in FIG. Here, when the phase angle of the AC power supply 1 is 90 degrees and 270 degrees, the signal voltage of the power supply voltage detector 9 is the lowest, and when the phase angle of the AC power supply 1 is 0 degrees, 180 degrees, and 360 degrees, the power supply voltage is detected. The signal voltage of the unit 9 is the highest.

乗算器7aの出力はコンパレータ7bの反転入力端子に入力され、コンパレータ7bの非反転入力端子に接続されたオシレータ7dの出力信号と比較される。オシレータ7dは鋸歯状の三角波信号を出力するものとする。オシレータ7dは、コンパレータ6a、基準電圧6bからなるゼロ電流検出部6の信号により信号波形がリセット、即ち0Vとなり、再び上昇するものとする。また、ゼロ電流検出部6の信号はフリップフロップ回路7cのセット端子Sに入力されている。フリップフロップ回路7cのリセット端子Rにはコンパレータ7bの出力が接続されている。フリップフロップ回路7cの出力端子Qの出力信号はドライブ回路7eに接続され、ドライブ回路7eにてスイッチング素子SW1を駆動する信号に変換され、スイッチング素子SW1はこの信号により駆動する。なお、制御部4はマイクロコンピュータ等を用いてソフトウェア制御により実現しても良い。ソフトウェア制御により実現する際には、演算処理部と、この演算処理部で実行すべき演算プログラムおよびこの演算プログラムに使用すべきパラメータを記憶したメモリと、必要に応じて電圧値等をデジタル値に変換するA/D変換回路などが含まれても良い。   The output of the multiplier 7a is input to the inverting input terminal of the comparator 7b and compared with the output signal of the oscillator 7d connected to the non-inverting input terminal of the comparator 7b. The oscillator 7d outputs a sawtooth triangular wave signal. In the oscillator 7d, the signal waveform is reset by the signal of the zero current detection unit 6 including the comparator 6a and the reference voltage 6b, that is, becomes 0V, and rises again. The signal of the zero current detection unit 6 is input to the set terminal S of the flip-flop circuit 7c. The output of the comparator 7b is connected to the reset terminal R of the flip-flop circuit 7c. The output signal of the output terminal Q of the flip-flop circuit 7c is connected to the drive circuit 7e and converted into a signal for driving the switching element SW1 by the drive circuit 7e, and the switching element SW1 is driven by this signal. The control unit 4 may be realized by software control using a microcomputer or the like. When implemented by software control, the arithmetic processing unit, the arithmetic program to be executed by the arithmetic processing unit, the memory storing the parameters to be used for the arithmetic program, and the voltage value etc. as digital values if necessary An A / D conversion circuit for conversion may be included.

次に駆動部7の詳細動作について説明する。まず、スイッチング素子SW1がオンしている状態とし、インダクタL1、L2の電流は時間経過と共に上昇しているものとする。オシレータ7dの出力信号は時間経過とともに上昇し、乗算器7aの出力信号の電圧レベルを超えるとコンパレータ7bはHIGH信号(例えば5V)を出力する。これによりフリップフロップ回路7cのリセット端子RにHIGH信号が入力され、フリップフロップ回路7cの出力端子QはLOW信号(例えば0V)を出力する。ドライブ回路7eはこれを受けてスイッチング素子SW1をオフする。   Next, the detailed operation of the drive unit 7 will be described. First, it is assumed that the switching element SW1 is turned on, and the currents of the inductors L1 and L2 increase with time. The output signal of the oscillator 7d rises with time, and when the voltage level of the output signal of the multiplier 7a is exceeded, the comparator 7b outputs a HIGH signal (for example, 5V). As a result, the HIGH signal is input to the reset terminal R of the flip-flop circuit 7c, and the output terminal Q of the flip-flop circuit 7c outputs a LOW signal (for example, 0 V). In response to this, the drive circuit 7e turns off the switching element SW1.

スイッチング素子SW1がオフすると、インダクタL1、L2に蓄えられたエネルギが出力側に放出される。インダクタL1の2次巻線L1bには出力電圧すなわち光源50に印加される電圧に比例した電圧が発生し、コンパレータ6aの反転入力端子に入力される。このとき、基準電圧6bより高い電圧となっており、コンパレータ6aの出力からはLOW信号が出力されている。   When the switching element SW1 is turned off, the energy stored in the inductors L1 and L2 is released to the output side. A voltage proportional to the output voltage, that is, the voltage applied to the light source 50 is generated in the secondary winding L1b of the inductor L1, and is input to the inverting input terminal of the comparator 6a. At this time, the voltage is higher than the reference voltage 6b, and a LOW signal is output from the output of the comparator 6a.

インダクタL1、L2がエネルギ放出を終えると出力側への放電電流、即ちダイオードD1の電流がゼロとなり、インダクタL1の2次巻線L1bの電圧は急激に低下する。そして2次巻線電圧L1bの電圧が基準電圧6bを下回るとオペアンプ6aの出力はHIGH信号を出力する。すると、オシレータ7dの出力信号はリセットされ、0Vとなり、同時にフリップフロップ回路7cのセット端子SにHIGH信号が入力されることによりフリップフロップ回路7cの出力端子QはHIGH信号を出力する。ドライブ回路7eはこれを受けてスイッチング素子SW1をオンする。これにより再びインダクタL1、L2の電流が流れ始めると共に、ゼロリセットされたオシレータ7dの出力は上昇を開始する。   When the inductors L1 and L2 finish releasing the energy, the discharge current to the output side, that is, the current of the diode D1, becomes zero, and the voltage of the secondary winding L1b of the inductor L1 rapidly decreases. When the voltage of the secondary winding voltage L1b falls below the reference voltage 6b, the output of the operational amplifier 6a outputs a HIGH signal. Then, the output signal of the oscillator 7d is reset to 0V, and at the same time, the HIGH signal is input to the set terminal S of the flip-flop circuit 7c, so that the output terminal Q of the flip-flop circuit 7c outputs the HIGH signal. In response to this, the drive circuit 7e turns on the switching element SW1. As a result, the currents of the inductors L1 and L2 begin to flow again, and the output of the oscillator 7d that has been reset to zero starts to rise.

ここでは、インダクタL1、L2エネルギ放出により、ダイオードD1の電流がゼロとなってから次のスイッチングサイクルが開始するため、ダイオードD1のリカバリー特性に伴う損失を低減できる。また、ダイオードD1の電流がゼロに到達後、直ちに次のスイッチングサイクルが開始されるため、インダクタL1とスイッチング素子SW1の寄生容量による振動電圧が発生する期間がなく、コンバータ部3からのノイズの発生が小さいというメリットがある。   Here, since the next switching cycle starts after the current of the diode D1 becomes zero due to the energy emission of the inductors L1 and L2, loss due to the recovery characteristic of the diode D1 can be reduced. Further, since the next switching cycle is started immediately after the current of the diode D1 reaches zero, there is no period in which an oscillating voltage due to the parasitic capacitance of the inductor L1 and the switching element SW1 is generated, and noise is generated from the converter unit 3. There is an advantage that is small.

以上のように、スイッチング素子SW1のオン時間は、オシレータ7dと乗算器7aの信号の比較結果に基づいて決定する。ここで、光源電流の定電流フィードバック制御について説明すると、まず上述の通り、目標信号電圧E1と、オペアンプ5aの反転入力端子側に入力される光源電流検出抵抗R1からの検出信号の比較が行われる。目標信号E1よりも光源電流検出抵抗R1の検出信号の方が小さければオペアンプの出力電圧は時間経過と共に上昇し、スイッチング素子SW1のオン時間は増加する方向に変化する。また、目標信号E1よりも光源電流検出抵抗R1の検出信号の方が大きければオペアンプ5aの出力電圧は時間経過と共に下降し、スイッチング素子SW1のオン時間は減少する方向に変化する。   As described above, the ON time of the switching element SW1 is determined based on the comparison result of the signals of the oscillator 7d and the multiplier 7a. Here, the constant current feedback control of the light source current will be described. First, as described above, the target signal voltage E1 is compared with the detection signal from the light source current detection resistor R1 input to the inverting input terminal side of the operational amplifier 5a. . If the detection signal of the light source current detection resistor R1 is smaller than the target signal E1, the output voltage of the operational amplifier increases with time, and the ON time of the switching element SW1 changes in an increasing direction. If the detection signal of the light source current detection resistor R1 is larger than the target signal E1, the output voltage of the operational amplifier 5a decreases with time, and the ON time of the switching element SW1 changes in a decreasing direction.

しかしながら前述のとおり、定電流フィードバック制御の応答速度は少なくとも交流電源1の半周期の期間では応答しないように低速化しているため、交流電源1の半周期間ではオペアンプ5aの出力電圧はほぼ一定とみなすことができる。したがって、乗算器7aの出力信号は電源電圧検出部9の出力信号にほぼ比例した電圧信号となる。これにより、スイッチング素子SW1は、定電流フィードバック制御による影響を受けず、電源電圧検出部9の出力信号にほぼ比例したオン時間で駆動する。したがって交流電源の位相に応じて正確にスイッチング素子をコントロールすることができるため、光源電流のリプルを確実に抑制することができる。なお、定電流フィードバック制御の応答速度はコンデンサ5b、抵抗5cからなる位相補償回路の定数により設定することができる。   However, as described above, the response speed of the constant current feedback control is slowed down so that it does not respond at least during the half cycle of the AC power supply 1, so that the output voltage of the operational amplifier 5a is considered to be substantially constant during the half cycle of the AC power supply 1. be able to. Therefore, the output signal of the multiplier 7a is a voltage signal substantially proportional to the output signal of the power supply voltage detection unit 9. As a result, the switching element SW1 is not affected by the constant current feedback control, and is driven with an on-time substantially proportional to the output signal of the power supply voltage detector 9. Therefore, since the switching element can be accurately controlled according to the phase of the AC power supply, ripples in the light source current can be reliably suppressed. The response speed of the constant current feedback control can be set by a constant of a phase compensation circuit including the capacitor 5b and the resistor 5c.

定電流フィードバック制御により光源電流リプルを抑制する場合は、定電流フィードバック制御の応答を高速化する必要があるが、前述のとおり入力電流波形が大きく歪み力率を悪化させる可能性があるばかりか、応答を高速化することにより動作が不安定となり、最悪制御が発振し、光源のちらつきおよび点灯装置の故障を引き起こすおそれもある。本発明においては、定電流フィードバック制御の応答時間を交流電源の1周期の1/2倍以上に設定するため、安定した動作が可能となる。   When suppressing the light source current ripple by constant current feedback control, it is necessary to speed up the response of constant current feedback control, but as mentioned above, there is a possibility that the input current waveform is large and the distortion power factor is deteriorated. By speeding up the response, the operation becomes unstable, the worst control oscillates, and the light source may flicker and the lighting device may be broken. In the present invention, since the response time of the constant current feedback control is set to be 1/2 or more times one cycle of the AC power supply, stable operation is possible.

このように、整流回路2の出力電圧が高くなるほどスイッチング素子SW1のオン時間を減少させ、整流回路2の出力電圧が低くなるほどオン時間を増加させることにより、等価的に出力コンデンサの容量が小さくなるスイッチング素子SW2がオフ時でも光源電流の脈動を小さくすることができる。   Thus, the capacitance of the output capacitor is equivalently reduced by decreasing the on-time of the switching element SW1 as the output voltage of the rectifier circuit 2 increases, and increasing the on-time as the output voltage of the rectifier circuit 2 decreases. Even when the switching element SW2 is OFF, the pulsation of the light source current can be reduced.

なお、リップル抑制制御は、図3に示した制御に対して、スイッチング素子SW1のオン時間を入力電流高調波が増加する方向に変調する制御となる。リップル抑制制御を実施すると、リップル抑制制御を実施しない場合と比べて入力電流波形は歪む方向となる。出力平滑コンデンサC3bの電圧が出力平滑コンデンサC3aの電圧に到達後は、スイッチング素子SWを出力コンデンサ制御部8によりオンするので、出力コンデンサの容量が等価的に増加し、光源電流の脈動を低減できる。そこで、スイッチング素子SW2がオンした後はリップル抑制制御を停止するか、または電源電圧検出部9の出力信号の振幅を小さくしてもよい。すなわちリップル抑制制御の制御量を小さくすることで、通常点灯時の入力電流高調波の増加を抑制することができる。   Note that the ripple suppression control is control that modulates the on-time of the switching element SW1 in a direction in which the input current harmonics increase in comparison with the control shown in FIG. When the ripple suppression control is performed, the input current waveform is distorted as compared with the case where the ripple suppression control is not performed. After the voltage of the output smoothing capacitor C3b reaches the voltage of the output smoothing capacitor C3a, the switching element SW is turned on by the output capacitor control unit 8, so that the capacity of the output capacitor is equivalently increased and the pulsation of the light source current can be reduced. . Therefore, after the switching element SW2 is turned on, the ripple suppression control may be stopped, or the amplitude of the output signal of the power supply voltage detector 9 may be reduced. That is, by reducing the control amount of the ripple suppression control, it is possible to suppress an increase in input current harmonics during normal lighting.

図10に電源電圧検出部9の出力信号振幅の一例を示す。図10には、電源電圧検出部9の出力信号振幅として曲線a、bが例示されている。点灯装置110の動作について前述したように、スイッチング素子SW1のオン時間と電源電圧検出信号9の出力信号の値との間には比例的な関係がある。図10において振幅の大きい曲線aを電源電圧検出部9に出力させると、スイッチング素子SW1のオン時間の変動が大きくなる。曲線aのようにオン時間の変動が大きいと、光源電流の脈動抑制効果は大きくなるが、入力電流波形の歪みが大きくなる。これに対し、相対的に振幅が小さい曲線bを電源電圧検出部9に出力させると、スイッチング素子SW1のオン時間の変動も小さくなる。曲線bのようにオン時間の変動が小さいと、光源電流の脈動抑制効果は小さいが、入力電流波形の歪みを小さくできる。直線cはリップル抑制制御を実施しない場合の信号波形である。   FIG. 10 shows an example of the output signal amplitude of the power supply voltage detector 9. FIG. 10 illustrates curves a and b as output signal amplitudes of the power supply voltage detector 9. As described above with respect to the operation of the lighting device 110, there is a proportional relationship between the ON time of the switching element SW1 and the value of the output signal of the power supply voltage detection signal 9. In FIG. 10, when the curve a having a large amplitude is output to the power supply voltage detection unit 9, the ON time variation of the switching element SW1 increases. When the fluctuation of the on-time is large as shown by the curve a, the pulsation suppressing effect of the light source current is increased, but the distortion of the input current waveform is increased. On the other hand, if the power supply voltage detection unit 9 outputs the curve b having a relatively small amplitude, the variation in the ON time of the switching element SW1 is also reduced. When the variation in the on-time is small as in the curve b, the pulsation suppressing effect of the light source current is small, but the distortion of the input current waveform can be reduced. A straight line c is a signal waveform when the ripple suppression control is not performed.

スイッチング素子SW2がオフ(遮断)のときは曲線aに従ってスイッチング素子SW1を駆動することが好ましく、スイッチング素子SW2がオン(導通)のときは曲線bまたは直線cに従ってスイッチング素子SW1を駆動することが好ましい。すなわち交流電源の1/2周期において、スイッチング素子SW2がオフのときの「スイッチング素子SW1の最長オン時間を最短オン時間で除した値」を、スイッチング素子SW2がオンのときの「スイッチング素子SW1の最長オン時間を最短オン時間で除した値」よりも、大きく設定することが好ましい。便宜上、スイッチング素子SW1の最長オン時間をスイッチング素子SW1の最短オン時間で除した値(つまり「最長オン時間/最短オン時間」)を、「オン時間変動比」とも称す。因みに直線cを用いて制御した場合は、交流電源の1/2周期において、オン時間は一定となるので、オン時間変動比は最小の1となる。   When the switching element SW2 is off (cut off), the switching element SW1 is preferably driven according to the curve a, and when the switching element SW2 is on (conductive), the switching element SW1 is preferably driven according to the curve b or the straight line c. . That is, in a half cycle of the AC power supply, “a value obtained by dividing the longest on-time of the switching element SW1 by the shortest on-time” when the switching element SW2 is off is “the value of the switching element SW1 when the switching element SW2 is on”. It is preferable to set a value larger than a value obtained by dividing the longest on time by the shortest on time. For convenience, a value obtained by dividing the longest on time of the switching element SW1 by the shortest on time of the switching element SW1 (that is, “longest on time / shortest on time”) is also referred to as “on time variation ratio”. Incidentally, when the control is performed using the straight line c, the on-time variation ratio becomes 1 as the minimum because the on-time is constant in the half cycle of the AC power supply.

なお、本実施の形態においては、電源電圧検出部9の出力信号波形を、図10に示した曲線a、bのようにサイン波の山を下側に凸とした波形としたが、本発明はこれに限られない。整流回路2の出力電圧の瞬時値が高い部分において、スイッチング素子SW1のオン時間が短く、整流回路2の出力電圧の瞬時値が低い部分において、スイッチング素子のオン時間が長くなるように設定すれば良い。したがって図10に示すような曲線波形に限定するものではない。例えば図11に示すような三角波としてもよく、図12に示すような台形波形としてもよく、これらの波形でも光源電流の脈動を低減する効果がある。なお、図10で振幅を互いに異ならしめた曲線a、bを準備したのと同様に、図11の三角波においても、振幅(つまり図11縦軸における下端頂点の位置)を互いに異ならしめた複数個の三角波を切替可能となるように電源電圧検出部9を構成してもよい。これは図12でも同様であり、図12の台形波においても、振幅(つまり図12縦軸における、台形波の下底位置)を互いに異ならしめた複数個の台形波を切替え可能となるように電源電圧検出部9を構成してもよい。これらの複数個の三角波あるいは台形波は、スイッチング素子SW2のオンオフに応じて曲線a、bが選択的に使用されたのと同様に、選択的に使用される。つまり、スイッチング素子SW2がオフのときは、振幅がより大きな波形に従ってスイッチング素子SW1を駆動し、スイッチング素子SW2がオンのときは、振幅がより小さな波形または直線に従ってスイッチング素子SW1を駆動するように、複数個の三角波あるいは台形波を切替可能な電源電圧検出部9を設けてもよい。   In the present embodiment, the output signal waveform of the power supply voltage detection unit 9 is a waveform having a sine wave peak protruding downward as shown by the curves a and b shown in FIG. Is not limited to this. If the ON time of the switching element SW1 is short in the portion where the instantaneous value of the output voltage of the rectifier circuit 2 is high, and the ON time of the switching element is set long in the portion where the instantaneous value of the output voltage of the rectifier circuit 2 is low good. Therefore, the present invention is not limited to the curved waveform as shown in FIG. For example, a triangular wave as shown in FIG. 11 or a trapezoidal waveform as shown in FIG. 12 may be used, and these waveforms also have an effect of reducing the pulsation of the light source current. As with the curves a and b whose amplitudes are different from each other in FIG. 10, in the triangular wave of FIG. 11, a plurality of amplitudes (that is, positions of the bottom vertexes on the vertical axis of FIG. 11) are different from each other. The power supply voltage detector 9 may be configured so that the triangular wave can be switched. This is the same in FIG. 12, and also in the trapezoidal wave of FIG. 12, a plurality of trapezoidal waves having different amplitudes (that is, the bottom base position of the trapezoidal wave on the vertical axis in FIG. 12) can be switched. The power supply voltage detection unit 9 may be configured. The plurality of triangular waves or trapezoidal waves are selectively used in the same manner as the curves a and b are selectively used according to the on / off state of the switching element SW2. That is, when the switching element SW2 is off, the switching element SW1 is driven according to a waveform having a larger amplitude, and when the switching element SW2 is on, the switching element SW1 is driven according to a waveform having a smaller amplitude or a straight line. You may provide the power supply voltage detection part 9 which can switch a some triangular wave or trapezoid wave.

また、本実施の形態ではSEPIC方式の電源を例として説明したが、これ以外にも、1コンバータで力率改善(高調波電流低減)と定電流制御を行う方式であれば、他の方式でも良く、例えばバックブーストコンバータ方式およびフライバックコンバータ方式においても、同様の効果を得ることができる。   In this embodiment, the power supply of the SEPIC method is described as an example. However, other methods can be used as long as the power factor improvement (harmonic current reduction) and constant current control are performed by one converter. For example, the same effect can be obtained also in the buck-boost converter method and the flyback converter method.

また、本実施の形態においては、光源50がLEDを用いた場合について説明したが、これに限定されるものではない。光源の発光素子として、例えば有機EL(Electro Luminescence)素子を用いてもよい。   Moreover, although the case where the light source 50 used LED was demonstrated in this Embodiment, it is not limited to this. For example, an organic EL (Electro Luminescence) element may be used as the light emitting element of the light source.

実施の形態3.
図13は、本発明の実施の形態3にかかる点灯装置120の回路構成図である。実施の形態2と同様の構成等あるいは実施の形態2と類似する構成等は、同一の符号を付して適宜に説明を省略する。実施の形態3に係る点灯装置120は、光源50の明るさをコントロールするために点灯装置120の外部に設けられた調光コントローラ11からの調光信号を読み取る調光信号インターフェース10を備える点で、実施の形態2の点灯装置110とは異なる。
Embodiment 3 FIG.
FIG. 13 is a circuit configuration diagram of the lighting device 120 according to the third embodiment of the present invention. The same configurations as in the second embodiment or the similar configurations to the second embodiment are denoted by the same reference numerals, and description thereof will be omitted as appropriate. The lighting device 120 according to Embodiment 3 includes a dimming signal interface 10 that reads a dimming signal from the dimming controller 11 provided outside the lighting device 120 in order to control the brightness of the light source 50. This is different from the lighting device 110 of the second embodiment.

調光信号インターフェース10は、調光信号を受けて、目標信号E1の信号電圧を目標電流に相当する信号となるように調整する。また、目標電流に応じて電源電圧検出部9の出力信号を制御する。   The dimming signal interface 10 receives the dimming signal and adjusts the signal voltage of the target signal E1 to be a signal corresponding to the target current. Further, the output signal of the power supply voltage detector 9 is controlled according to the target current.

次に、実施の形態3にかかる点灯装置120の動作を説明する。   Next, the operation of the lighting device 120 according to the third embodiment will be described.

実施の形態2と同様、点灯装置120は、制御部4の制御によりコンバータ部3を駆動し、光源50に目標信号E1で決まる目標電流が供給される。また、制御部4は、スイッチング素子SW1のオン時間が、交流電源1の電圧位相に応じて、予め設定されたパターンとなるようにリップル抑制制御を実施する。   As in the second embodiment, the lighting device 120 drives the converter unit 3 under the control of the control unit 4, and the target current determined by the target signal E1 is supplied to the light source 50. In addition, the control unit 4 performs the ripple suppression control so that the ON time of the switching element SW <b> 1 becomes a preset pattern according to the voltage phase of the AC power supply 1.

ここで、実施の形態3においては、調光コントローラ11から入力される調光信号、すなわち目標光源電流に応じて、リップル抑制制御のスイッチング素子オン時間のパターンを変更する。つまり、調光コントローラ11からの調光信号を受けた調光信号インターフェース10は、その調光信号に応じて、電源電圧検出部9に対して出力信号の振幅を指定する信号を送る。   Here, in the third embodiment, the switching element on-time pattern of the ripple suppression control is changed according to the dimming signal input from the dimming controller 11, that is, the target light source current. That is, the dimming signal interface 10 that has received the dimming signal from the dimming controller 11 sends a signal that specifies the amplitude of the output signal to the power supply voltage detector 9 in accordance with the dimming signal.

図14に調光率に応じた電源電圧検出部9の出力信号の出力例を示す。最も光出力の大きい全光状態では、光源50でのエネルギ消費が大きいため、光源電流の脈動も大きくなる。従って、実施の形態3では、全光状態を指定する調光信号を受けた調光信号インターフェース10は、電源電圧検出部9に図14の曲線aに示す波形を出力させるように信号を送り、電源電圧検出部9の出力信号の振幅を大きくする。曲線aによれば、電源電圧のゼロクロス付近のスイッチング素子のオン時間と、電源電圧ピーク付近のスイッチング素子のオン時間の変化の割合を大きくできる。   FIG. 14 shows an output example of the output signal of the power supply voltage detector 9 corresponding to the dimming rate. In the all-light state where the light output is the highest, the energy consumption at the light source 50 is large, so the pulsation of the light source current also increases. Therefore, in the third embodiment, the dimming signal interface 10 that has received the dimming signal designating the all-light state sends a signal to cause the power supply voltage detection unit 9 to output the waveform indicated by the curve a in FIG. The amplitude of the output signal of the power supply voltage detector 9 is increased. According to the curve a, it is possible to increase the rate of change between the on-time of the switching element near the zero cross of the power supply voltage and the on-time of the switching element near the power supply voltage peak.

光源電流が小さい場合、光源でのエネルギ消費が小さいため、光源電流の脈動は小さくなる。そこで、実施の形態3では、光源電流が比較的小さくされる場合、より具体的には例えば光源電流を全光状態未満の予め定めた第1所定電流値以下に絞る調光信号を受けた場合には、調光信号インターフェース10は、電源電圧検出部9に図14の曲線bに示す波形を出力させるように信号を送る。このようにして、調光により光源電流が小さくなると電源電圧検出部9の出力信号の振幅を小さくする。これにより、電源電圧のゼロクロス付近のスイッチング素子のオン時間と、電源電圧ピーク付近でスイッチング素子のオン時間との間の、変化の割合を小さくできる。   When the light source current is small, the energy consumption at the light source is small, so the pulsation of the light source current is small. Therefore, in the third embodiment, when the light source current is made relatively small, more specifically, for example, when a dimming signal for reducing the light source current to a predetermined first predetermined current value less than the total light state is received. In other words, the dimming signal interface 10 sends a signal so as to cause the power supply voltage detection unit 9 to output the waveform shown by the curve b in FIG. In this way, when the light source current is reduced by dimming, the amplitude of the output signal of the power supply voltage detector 9 is reduced. Thereby, the rate of change between the ON time of the switching element near the zero cross of the power supply voltage and the ON time of the switching element near the power supply voltage peak can be reduced.

実施の形態3では、さらに光源電流が小さくなる場合、より具体的には上記第1所定電流値未満に予め定めた微小な第2所定電流値以下に絞る調光信号を受けた場合には、調光信号インターフェース10は、電源電圧検出部9に図14の直線cに示す一定値を出力させるように信号を送り、電源電圧検出部9の出力信号を一定値の信号レベルとする。このとき、電源電圧のゼロクロス付近のスイッチング素子のオン時間と、電源電圧ピーク付近のスイッチング素子のオン時間はほぼ等しくなる。すなわちリップル抑制制御が実施されない。以上のように、実施の形態3にかかる調光信号インターフェース10は、現在の調光信号で指定される光源電流が大、中、小の三段階に区分された光源電流範囲のいずれかに属するかに応じて、曲線a、bおよび直線cのいずれの出力信号を発すべきか電源電圧検出部9に対して指示信号を出す。   In the third embodiment, when the light source current is further reduced, more specifically, when a dimming signal that is narrowed below the first predetermined current value smaller than the second predetermined current value is received, The dimming signal interface 10 sends a signal so as to cause the power supply voltage detection unit 9 to output a constant value indicated by a straight line c in FIG. 14, and sets the output signal of the power supply voltage detection unit 9 to a signal level of a constant value. At this time, the on-time of the switching element near the zero cross of the power supply voltage is substantially equal to the on-time of the switching element near the power supply voltage peak. That is, ripple suppression control is not performed. As described above, in the dimming signal interface 10 according to the third embodiment, the light source current specified by the current dimming signal belongs to one of the three light source current ranges divided into large, medium, and small. Accordingly, an instruction signal is issued to the power supply voltage detector 9 as to which of the output signals of the curves a and b and the straight line c should be generated.

上述した曲線a、bおよび直線cの切替えによれば、交流電源の1/2周期において、光源電流が大きい場合のスイッチング素子SW1の「最長オン時間を最短オン時間で除した値」を、光源電流が小さい場合のスイッチング素子SW1の「最長オン時間を最短オン時間で除した値」よりも大きく設定することができる。便宜上、スイッチング素子SW1の最長オン時間を最短オン時間で除した値のことを「オン時間変動比」とも称する。交流電源の1/2周期において、光源電流が大きい場合のオン時間変動比が、光源電流が小さい場合のオン時間変動比よりも大きく設定される。また、リップル抑制制御を実施しない場合(図14の直線c)、交流電源の1/2周期において、オン時間は一定となるので、スイッチング素子SW1の最長オン時間を最短オン時間で除した値(つまりオン時間変動比)は最小の1となる。なお、図3に示したように、交流電源1の1/2周期の期間はスイッチング素子のオン時間はなるべく一定であるほうが入力電流の高調波は低減する。   According to the switching of the curves a and b and the straight line c described above, the “value obtained by dividing the longest on time by the shortest on time” of the switching element SW1 when the light source current is large in the half cycle of the AC power supply It can be set larger than “a value obtained by dividing the longest on time by the shortest on time” of the switching element SW1 when the current is small. For convenience, a value obtained by dividing the longest on-time of the switching element SW1 by the shortest on-time is also referred to as “on-time variation ratio”. In a half cycle of the AC power supply, the on-time variation ratio when the light source current is large is set larger than the on-time variation ratio when the light source current is small. Further, when the ripple suppression control is not performed (straight line c in FIG. 14), the on-time is constant in the half cycle of the AC power supply, and therefore, the value obtained by dividing the longest on-time of the switching element SW1 by the shortest on-time ( In other words, the on-time fluctuation ratio is 1 as a minimum. As shown in FIG. 3, the harmonics of the input current are reduced when the on-time of the switching element is as constant as possible during the period of ½ cycle of the AC power supply 1.

以上のように、実施の形態3では、調光率すなわち光源電流に応じて、電源電圧検出部9の出力信号を可変とする。そして光源電流が大きい場合、電源電圧検出部9は光源電流の脈動抑制が優先となるように出力信号を設定し、光源電流が小さい場合、電源電圧検出部9は入力電流の高調波抑制が優先となるように出力信号を設定する。これにより、脈動によるちらつきが問題とならない調光領域における入力電流高調波の発生を抑制することができる。なお、実施の形態3で示す制御方法は、スイッチング素子SW2がオン状態あるいはオフ状態の何れの状態においても適用することが出来る。すなわち、スイッチング素子SW2がオフ状態のときにおける調光状態と、スイッチング素子SW2がオン状態における調光状態でそれぞれ光源電流の脈動状態が異なるため、独立したリップル抑制制御を実施できる。   As described above, in the third embodiment, the output signal of the power supply voltage detection unit 9 is variable according to the dimming rate, that is, the light source current. When the light source current is large, the power supply voltage detection unit 9 sets an output signal so that the suppression of the pulsation of the light source current has priority. When the light source current is small, the power supply voltage detection unit 9 prioritizes the suppression of harmonics of the input current. Set the output signal so that Thereby, generation | occurrence | production of the input current harmonic in the light control area | region where the flicker by a pulsation does not become a problem can be suppressed. The control method shown in the third embodiment can be applied when the switching element SW2 is in an on state or an off state. That is, since the pulsation state of the light source current is different between the dimming state when the switching element SW2 is in the off state and the dimming state when the switching element SW2 is in the on state, independent ripple suppression control can be performed.

なお、実施の形態3にかかる点灯装置120は、実施の形態1、2と同様に、「出力平滑コンデンサC3b、電流制限抵抗R2、スイッチング素子SW2、および出力コンデンサ制御部8」を備えている。しかしながら、点灯装置120から「出力平滑コンデンサC3b、電流制限抵抗R2、スイッチング素子SW2、および出力コンデンサ制御部8」を省略してもよい。その場合であっても、「調光コントローラ11から入力される調光信号、すなわち目標光源電流に応じて、リップル抑制制御のスイッチング素子オン時間のパターンを変更する」という実施の形態3の技術的特徴を備えた点灯装置が提供される。   Note that the lighting device 120 according to the third embodiment includes “the output smoothing capacitor C3b, the current limiting resistor R2, the switching element SW2, and the output capacitor control unit 8” as in the first and second embodiments. However, the “output smoothing capacitor C3b, the current limiting resistor R2, the switching element SW2, and the output capacitor control unit 8” may be omitted from the lighting device 120. Even in that case, the technical aspect of the third embodiment in which “the dimming signal input from the dimming controller 11, that is, the pattern of the switching element on time of the ripple suppression control is changed according to the target light source current”. A lighting device with features is provided.

なお、実施の形態3においては、電源電圧検出部9の出力信号波形を図14に示したようなサイン波の山を下側に凸とした波形としたが、本発明はこれに限られるものではない。整流回路2の出力電圧の瞬時値が高い部分においてスイッチング素子SW1のオン時間が短く、整流回路2の出力電圧の瞬時値が低い部分においてスイッチング素子SW1のオン時間が長くなるように、電源電圧検出部9の出力信号波形を設定すれば良い。したがって図14の波形に限定するものではなく、例えば図11に示すような三角波でもよく、図12に示すような台形波形でもよく、これらの波形でも光源電流の脈動を低減する効果がある。振幅が互いに異なる複数個の三角波あるいは台形波は、調光信号に応じて曲線a、bが選択的に使用されたのと同様に、電源電圧検出部9において切替えられる。つまり、光源電流を大きくするように調光信号が変更された場合には、大きな振幅を有する波形に従ってスイッチング素子SW1を駆動し、光源電流を小さくするように調光信号が変更された場合には、小さな振幅を有する波形または直線に従ってスイッチング素子SW1を駆動するように、電源電圧検出部9が複数個の三角波あるいは台形波を切替えてもよい。   In the third embodiment, the output signal waveform of the power supply voltage detection unit 9 is a waveform having a sine wave peak convex downward as shown in FIG. 14, but the present invention is not limited to this. is not. The power supply voltage detection so that the on-time of the switching element SW1 is short in the portion where the instantaneous value of the output voltage of the rectifier circuit 2 is high and the on-time of the switching element SW1 is long in the portion where the instantaneous value of the output voltage of the rectifier circuit 2 is low The output signal waveform of the unit 9 may be set. Therefore, the waveform is not limited to the waveform shown in FIG. 14, and may be, for example, a triangular wave as shown in FIG. 11 or a trapezoidal waveform as shown in FIG. 12. These waveforms also have an effect of reducing the pulsation of the light source current. A plurality of triangular waves or trapezoidal waves having different amplitudes are switched in the power supply voltage detection unit 9 in the same manner as the curves a and b are selectively used according to the dimming signal. That is, when the dimming signal is changed so as to increase the light source current, the switching element SW1 is driven according to a waveform having a large amplitude, and when the dimming signal is changed so as to reduce the light source current. The power supply voltage detector 9 may switch between a plurality of triangular waves or trapezoidal waves so that the switching element SW1 is driven according to a waveform or a straight line having a small amplitude.

また、実施の形態3ではSEPIC方式の電源を例として説明したが、これ以外にも、1コンバータで力率改善(高調波電流低減)と定電流制御を行う方式であれば、他の方式でも良く、例えばバックブーストコンバータ方式およびフライバックコンバータ方式においても、同様の効果を得ることができる。   Further, in the third embodiment, the power supply of the SEPIC method has been described as an example. However, other methods can be used as long as the power factor improvement (harmonic current reduction) and constant current control are performed by one converter. For example, the same effect can be obtained also in the buck-boost converter method and the flyback converter method.

また、実施の形態3においては、光源50がLEDを用いた場合について説明したが、これに限定されるものではない。光源の発光素子として、例えば有機EL(Electro Luminescence)素子を用いてもよい。   Moreover, in Embodiment 3, although the case where the light source 50 used LED was demonstrated, it is not limited to this. For example, an organic EL (Electro Luminescence) element may be used as the light emitting element of the light source.

実施の形態4
図15は、本発明の実施の形態3における照明器具200の断面図である。照明器具200は、照明器具本体40、コネクタ41、光源基板42、点灯装置43を備える。照明器具本体40は、点灯装置43などを取り付けるための筺体である。コネクタ41は、商用電源などの交流電源から電力の供給を受けるための接続部である。光源基板42は、LEDまたは有機EL素子などの発光素子を電気的光源として実装した基板である。
Embodiment 4
FIG. 15 is a cross-sectional view of lighting apparatus 200 according to Embodiment 3 of the present invention. The lighting fixture 200 includes a lighting fixture body 40, a connector 41, a light source substrate 42, and a lighting device 43. The luminaire main body 40 is a housing for attaching the lighting device 43 and the like. The connector 41 is a connection part for receiving power supply from an AC power source such as a commercial power source. The light source substrate 42 is a substrate on which a light emitting element such as an LED or an organic EL element is mounted as an electrical light source.

点灯装置43には、コネクタ41、配線44を介して交流電源からの電力が入力される。点灯装置43は配線45を介して光源基板42に接続している。点灯装置43は、入力された電力を光源基板42に供給する電力へと変換し、変換した電力を光源基板42に供給する。光源基板42の光源は、点灯装置43からの供給電力により点灯する。   Electric power from an AC power source is input to the lighting device 43 via the connector 41 and the wiring 44. The lighting device 43 is connected to the light source substrate 42 via the wiring 45. The lighting device 43 converts the input power into power to be supplied to the light source board 42 and supplies the converted power to the light source board 42. The light source of the light source substrate 42 is turned on by power supplied from the lighting device 43.

点灯装置43の回路構成は、上述した実施の形態1にかかる点灯装置100と同じであるものとする。これにより、実施の形態1にかかる点灯装置100の利点を備えた点灯装置43および照明器具200が提供される。   The circuit configuration of the lighting device 43 is the same as that of the lighting device 100 according to the first embodiment described above. Thereby, the lighting device 43 and the lighting fixture 200 provided with the advantage of the lighting device 100 concerning Embodiment 1 are provided.

なお、点灯装置43の回路構成を、実施の形態2、3にかかる点灯装置110、120のいずれか一方と同じものとしてもよい。   The circuit configuration of the lighting device 43 may be the same as any one of the lighting devices 110 and 120 according to the second and third embodiments.

実施の形態4にかかる照明器具200によれば、実施の形態1〜3で述べた点灯装置100〜120のいずれか1つを組み込むことで、照明器具の小型化、低コスト化、高効率化が実現でき、交流電源を投入してから光源が点灯するまでの時間を高速化でき、且つ光源のちらつきを抑制することができる。   According to the lighting apparatus 200 according to the fourth embodiment, the lighting apparatus can be reduced in size, cost, and efficiency by incorporating any one of the lighting devices 100 to 120 described in the first to third embodiments. The time from when the AC power is turned on until the light source is turned on can be increased, and the flickering of the light source can be suppressed.

1 交流電源、2 整流回路、3 コンバータ部、4 制御部、5 電圧比較部、5a オペアンプ、5b コンデンサ、5c 抵抗、6 ゼロ電流検出部、6a コンパレータ、6a オペアンプ、6b 基準電圧、7 駆動部、7a 乗算器、7b コンパレータ、7c フリップフロップ回路、7d オシレータ、7e ドライブ回路、8 出力コンデンサ制御部、9 電源電圧検出部、10 調光信号インターフェース、11 調光コントローラ、40 照明器具本体、41 コネクタ、42 光源基板、43 点灯装置、44、45 配線、50 光源、100、110、120 点灯装置、102 出力端、200 照明器具、C3a、C3b、C3c 出力平滑コンデンサ、R1 光源電流検出抵抗、R2 電流制限抵抗、R3 電源電圧検出抵抗 1 AC power supply, 2 rectifier circuit, 3 converter unit, 4 control unit, 5 voltage comparison unit, 5a operational amplifier, 5b capacitor, 5c resistance, 6 zero current detection unit, 6a comparator, 6a operational amplifier, 6b reference voltage, 7 drive unit, 7a multiplier, 7b comparator, 7c flip-flop circuit, 7d oscillator, 7e drive circuit, 8 output capacitor controller, 9 power supply voltage detector, 10 dimming signal interface, 11 dimming controller, 40 lighting fixture body, 41 connector, 42 light source board, 43 lighting device, 44, 45 wiring, 50 light source, 100, 110, 120 lighting device, 102 output end, 200 lighting fixture, C3a, C3b, C3c output smoothing capacitor, R1 light source current detection resistor, R2 current limit Resistor, R3 Power supply voltage detection resistor

Claims (10)

交流電源を整流する整流回路と、
前記整流回路に接続され、スイッチング素子とインダクタでエネルギの充放電を行い、光源に直流電流を供給する直流電源回路と、
前記直流電源回路のスイッチング動作を制御する制御部と、
を備え、
前記直流電源回路は、
前記光源に接続すべき出力端と、
前記出力端に並列に備えられ前記直流電流を平滑する第1コンデンサと、
第2コンデンサと、前記第2コンデンサと直列接続された電流制限抵抗と、前記電流制限抵抗と並列接続されたスイッチ回路と、を含み、前記第2コンデンサ及び前記電流制限抵抗からなる直列回路が前記第1コンデンサと並列接続されたコンデンサ並列回路と、
を備え、
前記制御部は、前記直流電源回路がスイッチング動作を開始してから前記光源が点灯するまでの期間は前記スイッチ回路を遮断とし、前記光源が点灯した時点以後に、前記スイッチ回路の遮断から導通への切替を行う点灯装置。
A rectifier circuit for rectifying an AC power supply;
A DC power supply circuit connected to the rectifier circuit, charging and discharging energy with a switching element and an inductor, and supplying a DC current to the light source;
A control unit for controlling the switching operation of the DC power supply circuit;
With
The DC power supply circuit is
An output end to be connected to the light source;
A first capacitor provided in parallel with the output terminal for smoothing the direct current;
A second circuit, a current limiting resistor connected in series with the second capacitor, and a switch circuit connected in parallel with the current limiting resistor, the series circuit including the second capacitor and the current limiting resistor being A capacitor parallel circuit connected in parallel with the first capacitor;
With
The control unit shuts off the switch circuit during a period from when the DC power supply circuit starts a switching operation until the light source is turned on, and after the time when the light source is turned on, the switch circuit is turned off to turn on. Lighting device that switches between.
前記制御部は、前記光源が点灯した時点以後における前記第1コンデンサの電圧と前記第2コンデンサの電圧との差がゼロ又は予め定めた範囲内となったときに、前記スイッチ回路の前記切替を行う請求項1に記載の点灯装置。   The control unit performs the switching of the switch circuit when a difference between the voltage of the first capacitor and the voltage of the second capacitor after the time when the light source is turned on becomes zero or within a predetermined range. The lighting device according to claim 1 to be performed. 前記制御部は、時間を計測するタイマ機能を有し、
前記直流電源回路がスイッチング動作を開始した時点以後、かつ前記第1コンデンサの電圧と前記第2コンデンサの電圧とが一致する時点より前の期間内に、前記タイマ機能が計測を開始する起算点が予め設定されており、
前記制御部は、前記起算点から予め定めた時間が経過したときに、前記スイッチ回路の前記切替を行う請求項1に記載の点灯装置。
The control unit has a timer function for measuring time,
After the time when the DC power supply circuit starts the switching operation and within a period before the time when the voltage of the first capacitor and the voltage of the second capacitor coincide with each other, Preset,
The lighting device according to claim 1, wherein the control unit performs the switching of the switch circuit when a predetermined time has elapsed from the starting point.
前記第2コンデンサは、2個以上の並列接続されたコンデンサで構成される請求項1〜3のいずれか1項に記載の点灯装置。   The lighting device according to claim 1, wherein the second capacitor includes two or more capacitors connected in parallel. 前記制御部は、少なくとも前記直流電源回路がスイッチング動作を開始してから前記スイッチ回路の前記切替を行うまでの期間に、前記交流電源の1/2周期ごとに、前記整流回路の出力電圧の瞬時値が上昇すると前記スイッチング素子のオン時間を減少させ、前記整流回路の出力電圧の瞬時値が下降すると前記スイッチング素子のオン時間を増加させる請求項1〜4のいずれか1項に記載の点灯装置。   The control unit is configured to instantaneously output the output voltage of the rectifier circuit every ½ cycle of the AC power supply during a period from when the DC power supply circuit starts a switching operation to when the switching of the switch circuit is performed. The lighting device according to claim 1, wherein when the value increases, the on-time of the switching element is decreased, and when the instantaneous value of the output voltage of the rectifier circuit decreases, the on-time of the switching element is increased. . 前記交流電源の1/2周期内における、前記スイッチング素子の最長オン時間を前記スイッチング素子の最短オン時間で除した値を、オン時間変動比としたときに、
前記制御部は、前記スイッチ回路の前記切替を行う前の前記オン時間変動比を、前記スイッチ回路の前記切替を行った後の前記オン時間変動比よりも、大きく設定する請求項5に記載の点灯装置。
When a value obtained by dividing the longest on-time of the switching element by the shortest on-time of the switching element within a half cycle of the AC power supply is an on-time variation ratio,
The said control part sets the said ON time fluctuation ratio before performing the said switching of the said switch circuit larger than the said ON time fluctuation ratio after performing the said switching of the said switch circuit. Lighting device.
前記制御部は、
調光信号を受信し、
前記調光信号により指示される調光率に応じて前記光源に供給される電流が目標値となるように前記直流電源回路の動作を制御し、
前記交流電源の1/2周期ごとに、前記整流回路の出力電圧の瞬時値が上昇すると前記スイッチング素子のオン時間を減少させ、前記整流回路の出力電圧の瞬時値が下降すると前記スイッチング素子のオン時間を増加させるオン時間増減制御を有し、
前記オン時間増減制御において、前記スイッチング素子の最長オン時間を前記スイッチング素子の最短オン時間で除した値であるオン時間変動比が、前記光源に供給する電流が小さくなるほど減少するように、前記スイッチング素子のオン時間を調整する請求項1〜4のいずれか1項に記載の点灯装置。
The controller is
Receive the dimming signal,
Control the operation of the DC power supply circuit so that the current supplied to the light source becomes a target value according to the dimming rate indicated by the dimming signal,
When the instantaneous value of the output voltage of the rectifier circuit rises every half cycle of the AC power supply, the on-time of the switching element is decreased, and when the instantaneous value of the output voltage of the rectifier circuit falls, the switching element is turned on. Has on-time increase / decrease control to increase time,
In the on-time increase / decrease control, the switching is performed such that an on-time variation ratio, which is a value obtained by dividing the longest on-time of the switching element by the shortest on-time of the switching element, decreases as the current supplied to the light source decreases. The lighting device of any one of Claims 1-4 which adjusts the ON time of an element.
前記オン時間変動比の最小値は1である請求項6または7に記載の点灯装置。   The lighting device according to claim 6 or 7, wherein a minimum value of the on-time variation ratio is 1. 請求項1〜請求項8のいずれか1項に記載の点灯装置と、前記点灯装置が点灯させるLEDと、を備えた照明器具。   The lighting fixture provided with the lighting device of any one of Claims 1-8, and LED which the said lighting device lights. 請求項1〜請求項8のいずれか1項に記載の点灯装置と、前記点灯装置が点灯させる有機EL素子と、を備えた照明器具。   The lighting fixture provided with the lighting device of any one of Claims 1-8, and the organic EL element which the said lighting device lights.
JP2015080307A 2015-04-09 2015-04-09 Lighting device and lighting apparatus Active JP6070753B2 (en)

Priority Applications (1)

Application Number Priority Date Filing Date Title
JP2015080307A JP6070753B2 (en) 2015-04-09 2015-04-09 Lighting device and lighting apparatus

Applications Claiming Priority (1)

Application Number Priority Date Filing Date Title
JP2015080307A JP6070753B2 (en) 2015-04-09 2015-04-09 Lighting device and lighting apparatus

Publications (2)

Publication Number Publication Date
JP2016201243A JP2016201243A (en) 2016-12-01
JP6070753B2 true JP6070753B2 (en) 2017-02-01

Family

ID=57424389

Family Applications (1)

Application Number Title Priority Date Filing Date
JP2015080307A Active JP6070753B2 (en) 2015-04-09 2015-04-09 Lighting device and lighting apparatus

Country Status (1)

Country Link
JP (1) JP6070753B2 (en)

Family Cites Families (3)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
JP5975774B2 (en) * 2012-07-31 2016-08-23 日立アプライアンス株式会社 LED lighting device
JP6123132B2 (en) * 2012-12-28 2017-05-10 パナソニックIpマネジメント株式会社 Light emitting element lighting device and lighting apparatus
JP5686218B1 (en) * 2014-05-12 2015-03-18 三菱電機株式会社 Lighting device and lighting apparatus

Also Published As

Publication number Publication date
JP2016201243A (en) 2016-12-01

Similar Documents

Publication Publication Date Title
JP6288224B2 (en) Light source lighting device and lighting fixture
KR101468052B1 (en) Method and apparatus for controlling the equivalent resistance of a converter
US8581518B2 (en) Triac dimmer compatible switching mode power supply and method thereof
JP5761301B2 (en) Lighting device and lighting apparatus
JP2013118132A (en) Lighting device and luminaire having the same
US20160366741A1 (en) Dimming lighting circuit and luminaire
JP5686218B1 (en) Lighting device and lighting apparatus
JP2017070192A (en) Switching power supply device and LED lighting circuit
JP5300501B2 (en) Lighting device and lighting apparatus
JP5743041B1 (en) Lighting device and lighting apparatus
JP5691495B2 (en) LED driving power supply device and LED lighting device
JP6135635B2 (en) Lighting device and lighting apparatus
JP2020109775A (en) Lighting device and illumination tool
JP6070753B2 (en) Lighting device and lighting apparatus
JP5069573B2 (en) High pressure discharge lamp lighting device, lighting fixture
JP6725075B2 (en) Light source lighting device, lighting equipment
JP6300610B2 (en) LED power supply device and LED lighting device
JP6648502B2 (en) Lighting device and lighting equipment
WO2013172259A1 (en) Switching power supply circuit and led lighting device
JP2015035348A (en) Lighting device and integrated circuit
JP2019185891A (en) Lighting device, lighting apparatus
JP6825704B2 (en) Power converters, lighting fixtures, electrical equipment
JP6617544B2 (en) Lighting device and lighting apparatus
JP6293178B2 (en) Lighting device and lighting apparatus
JP2023069496A (en) Lighting device and light fixture

Legal Events

Date Code Title Description
TRDD Decision of grant or rejection written
A01 Written decision to grant a patent or to grant a registration (utility model)

Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A01

Effective date: 20161206

A61 First payment of annual fees (during grant procedure)

Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A61

Effective date: 20161219

R150 Certificate of patent or registration of utility model

Ref document number: 6070753

Country of ref document: JP

Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: R150

R250 Receipt of annual fees

Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: R250

R250 Receipt of annual fees

Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: R250

R250 Receipt of annual fees

Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: R250

R250 Receipt of annual fees

Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: R250

R250 Receipt of annual fees

Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: R250