JP2013045754A

JP2013045754A - Power supply circuit for driving led illumination

Info

Publication number: JP2013045754A
Application number: JP2011185148A
Authority: JP
Inventors: Toshiyuki Oka; 俊幸岡
Original assignee: Sharp Corp
Current assignee: Sharp Corp
Priority date: 2011-08-26
Filing date: 2011-08-26
Publication date: 2013-03-04

Abstract

PROBLEM TO BE SOLVED: To provide a power supply circuit for driving an LED illumination having enhanced efficiency of a power factor improvement circuit.SOLUTION: A power supply circuit 115 comprises: a PFC circuit 103; and a rectifying and smoothing circuit 104 connected to the PFC circuit 103. The PFC circuit 103 includes a choke coil 13 and a transistor 19. The rectifying and smoothing circuit 104 includes a rectifier diode 14 and a thermistor 15. A control circuit 105 which operates the PFC circuit 103 in a current continuous mode is provided.

Description

本発明は、ＬＥＤ（Light Emitting Diode：発光ダイオード）を備えた照明装置に好適に用いられる電源回路に関するものであり、特に、電源回路に含まれるＰＦＣ（Power Factor Correction：力率改善）回路（以下、ＰＦＣ回路とも呼ぶ）を構成する技術に関する。 The present invention relates to a power supply circuit suitably used for a lighting device including an LED (Light Emitting Diode), and in particular, a PFC (Power Factor Correction) circuit (hereinafter referred to as a power factor correction) circuit included in the power supply circuit. , Also referred to as a PFC circuit).

従来、照明器具の光源として、熱電球や蛍光灯の代わりにＬＥＤを用いることが研究され、商品化もなされている。しかし、ＬＥＤを用いた照明器具では、様々な損失（ＬＥＤの発熱や電源回路の損失など）が発生するため、全体的な効率が低下する。そこで、効率を向上させるために、電源回路にＰＦＣ回路を設けて、電源回路の力率を改善する方法が提案されている。 Conventionally, the use of LEDs instead of heat bulbs and fluorescent lamps as a light source for lighting fixtures has been studied and commercialized. However, in a lighting fixture using LEDs, various losses (such as LED heat generation and power supply circuit loss) occur, and the overall efficiency is lowered. Therefore, in order to improve the efficiency, a method for improving the power factor of the power supply circuit by providing a PFC circuit in the power supply circuit has been proposed.

力率とは、皮相電力に対する実電力（実効電力）の比率である。日本国内では、約１００Ｖの交流電力が６０Ｈｚまたは５０Ｈｚの周波数で供給される。交流電力は、電気的負荷に有効に働く実電力と、電気的負荷でエネルギーが消費されずに交流サイクルで電源に戻される無効電力との両方において消費される。実電力と無効電力とのべクトル和が皮相電力である。そして、皮相電力に対する実電力の比が力率であり、０から１の間の数値となる。無効電力の存在によって、実電力は皮相電力よりも小さくなり、そのため電気的負荷の力率は１未満の数値となる。 The power factor is a ratio of actual power (effective power) to apparent power. In Japan, AC power of about 100 V is supplied at a frequency of 60 Hz or 50 Hz. AC power is consumed in both real power that works effectively for the electrical load and reactive power that is not consumed in the electrical load and returned to the power source in the AC cycle. The vector sum of real power and reactive power is the apparent power. The ratio of the actual power to the apparent power is the power factor, which is a numerical value between 0 and 1. Due to the presence of reactive power, the actual power is smaller than the apparent power, so that the power factor of the electrical load is a value less than one.

商用電源（交流電力）を使用したＬＥＤ照明用の電源回路としては、例えば、商用電源を全波整流し、整流および平滑して直流電圧に変換した後、該直流電圧をスイッチングレギュレータなどで一定の直流電圧に変換し出力するものがある。これにより、ＬＥＤを、一定の直流電圧（電流）で点灯することができる。このような電源回路において、ＰＦＣ回路は、全波整流を行う整流部（例えばブリッジダイオードにより構成）と、整流および平滑する整流平滑部（例えばショットキーバリアダイオードおよび電解コンデンサにより構成）との間に設けられる。また、ＰＦＣ回路を備えた電源回路には、ＰＦＣ回路を制御する制御回路が備えられる。 As a power supply circuit for LED lighting using a commercial power supply (AC power), for example, the commercial power supply is full-wave rectified, rectified and smoothed to be converted into a DC voltage, and then the DC voltage is fixed by a switching regulator or the like. Some of them convert to DC voltage and output. Thereby, the LED can be lit with a constant DC voltage (current). In such a power supply circuit, the PFC circuit is provided between a rectifying unit (for example, configured by a bridge diode) that performs full-wave rectification and a rectifying / smoothing unit (for example, configured by a Schottky barrier diode and an electrolytic capacitor) for rectifying and smoothing. Provided. The power supply circuit including the PFC circuit is provided with a control circuit that controls the PFC circuit.

ＰＦＣ回路は、整流部の出力電圧を昇圧し、このときに整流平滑部に流れ込む電流を調節することで、ＬＥＤ（電気的負荷）の入力電流の電流波形を、力率の高い波形である正弦波に近づける。この動作は、制御回路によって、所定の動作モードに従うように制御されている。動作モードとしては、ＣＲＭ（Current Resonant Mode：電流臨界モード）や、ＣＣＭ（Current Continuity Mode：電流連続モード）などがある。例えば、特許文献２には、ＣＲＭを適用した構成が記載されており、ＰＦＣ回路をＣＲＭで動作させることによって、ＣＲＭの利点を得つつ、力率を改善することが可能となっている。また、力率の改善により高調波電流の発生を抑制できるため、ノイズを低減することができる。 The PFC circuit boosts the output voltage of the rectifying unit and adjusts the current flowing into the rectifying / smoothing unit at this time, thereby converting the current waveform of the input current of the LED (electric load) into a sine having a high power factor. Move closer to the waves. This operation is controlled by a control circuit so as to follow a predetermined operation mode. The operation mode includes CRM (Current Resonant Mode), CCM (Current Continuity Mode), and the like. For example, Patent Document 2 describes a configuration to which CRM is applied, and by operating a PFC circuit with CRM, it is possible to improve the power factor while obtaining the advantages of CRM. Further, since the generation of harmonic current can be suppressed by improving the power factor, noise can be reduced.

ここで、近年、エコロジーを重視する考えが広まり、省エネルギーを意識した製品を各企業が目指している。このため、ＰＦＣ回路を備えた電源回路では、さらなる効率の改善およびノイズの低減を実現し、さらには低コスト化も実現することが必要となっている。 Here, in recent years, the idea of emphasizing ecology has spread, and each company is aiming for products that are conscious of energy conservation. For this reason, in a power supply circuit including a PFC circuit, it is necessary to realize further improvement in efficiency and reduction in noise, and also to realize cost reduction.

また、整流平滑部の整流用ダイオードに、従来用いられていたＳｉ（シリコン）からなるショットキーバリアダイオードに代えて、特許文献１に記載のように、ＳｉＣ（シリコンカーバイド）（炭化ケイ素ともいう）からなるショットキーバリアダイオードを用いることが適している。 In addition, instead of the conventionally used Schottky barrier diode made of Si (silicon) for the rectifying diode of the rectifying and smoothing unit, SiC (silicon carbide) (also referred to as silicon carbide) as described in Patent Document 1 It is suitable to use a Schottky barrier diode made of

特表２００３−５２２４１７号公報（２００３年７月２２日公開）Special table 2003-522417 gazette (released on July 22, 2003) 特表２０１０−５４１２５６号公報（２０１０年１２月２４日公開）Special Table 2010-541256 (published on December 24, 2010)

近年エコロジーを重視する考え、省エネルギーを意識した製品を各企業が目指しているため、ＬＥＤ照明駆動用の電源回路の課題としては効率の改善と、雑音の低減、低コスト化が課題となっている。このため本発明に使用する回路構成としては、ＰＦＣ回路には動作モードをＣＣＭ（Continuous Current Mode ：電流連続モード）で使用し、整流ダイオードにはＳｉＣダイオードを用い、突入電流防止用に小型パワーサーミスタを用いて実現している。 In recent years, each company has been focusing on ecology and aiming for energy-saving products. As a problem with power supply circuits for driving LED lighting, improvements in efficiency, noise reduction, and cost reduction have become issues. . For this reason, as a circuit configuration used in the present invention, an operation mode is used in a PFC circuit in a CCM (Continuous Current Mode), a SiC diode is used as a rectifier diode, and a small power thermistor for preventing an inrush current. It is realized using.

従来のＣＲＭ（Critical Current Mode：臨界モード）ＰＦＣ回路において、整流用ショットキーバリアダイオードにＳｉダイオードを使用した場合には、チョークコイル、および、ＭＯＳＦＥＴに流れるピーク電流が大きくなって、ＭＯＳＦＥＴのＯＮ時の損失が大きくなり、かつ、突入電流防止用パワーサーミスタに流れる電流のピーク値も大きくなる。このため、大型のパワーサーミスタが必要となり、回路実装面積も大きくなるという問題があった。 When a Si diode is used as a rectifying Schottky barrier diode in a conventional CRM (Critical Current Mode) PFC circuit, the peak current flowing through the choke coil and the MOSFET increases, and the MOSFET is turned on. And the peak value of the current flowing through the inrush current preventing power thermistor also increases. For this reason, a large power thermistor is required, and there is a problem that the circuit mounting area is increased.

本発明は、ＰＦＣ回路に設けられたチョークコイルおよびＭＯＳＦＥＴに流れるピーク電流を低減して効率を高め、突入電流防止用パワーサーミスタを小型化して、高効率化小型化したＬＥＤ照明駆動用電源回路を実現する事を目的とする。 The present invention reduces the peak current that flows through the choke coil and MOSFET provided in the PFC circuit, increases the efficiency, downsizes the inrush current prevention power thermistor, and increases the efficiency and downsizing of the LED illumination driving power supply circuit. The purpose is to realize.

本発明に係るＬＥＤ照明駆動用電源回路は、ブリッジダイオードに接続された力率改善回路と、前記力率改善回路に接続された整流平滑回路とを備え、前記力率改善回路は、一端が前記ブリッジダイオードに接続され、他端が前記整流平滑回路に接続されたチョークコイルと、前記チョークコイルの前記整流平滑回路側にドレインが接続されたトランジスタとを含み、前記整流平滑回路は、前記チョークコイルに接続された整流用ショットキーバリアダイオードを含み、前記ショットキーバリアダイオードに接続された突入電流防止用パワーサーミスタと、前記力率改善回路を電流連続モードで動作させる制御回路とを設けたことを特徴とする。 An LED illumination driving power supply circuit according to the present invention includes a power factor correction circuit connected to a bridge diode, and a rectifying / smoothing circuit connected to the power factor correction circuit, and the power factor improvement circuit has one end at the one end. A choke coil connected to a bridge diode and having the other end connected to the rectifying / smoothing circuit; and a transistor having a drain connected to the rectifying / smoothing circuit side of the choke coil, the rectifying / smoothing circuit including the choke coil A rectifying Schottky barrier diode connected to the Schottky barrier diode, a rush current preventing power thermistor connected to the Schottky barrier diode, and a control circuit for operating the power factor correction circuit in a current continuous mode. Features.

この特徴により、チョークコイルに流れる電流が連続である電流連続モードで力率改善回路を動作させるので、チョークコイルの電流はトランジスタがオフの期間もゼロにならず連続して流れている。このため、チョークコイルおよびＭＯＳＦＥＴに流れるピーク電流の値が低減されるので、チョークコイルの銅損が少なく、力率改善回路の効率を高めることができる。また、突入電流防止用パワーサーミスタを小型化することができる。その結果、高効率化小型化したＬＥＤ照明駆動用電源回路を実現することができる。 Due to this feature, the power factor correction circuit is operated in the continuous current mode in which the current flowing through the choke coil is continuous. Therefore, the current in the choke coil flows continuously without being zero even when the transistor is off. For this reason, since the value of the peak current flowing through the choke coil and the MOSFET is reduced, the copper loss of the choke coil is small, and the efficiency of the power factor correction circuit can be increased. In addition, the inrush current preventing power thermistor can be reduced in size. As a result, a highly efficient and miniaturized power supply circuit for driving LED lighting can be realized.

本発明に係るＬＥＤ照明駆動用電源回路では、前記制御回路は、前記整流平滑回路からの出力信号に基づく信号と基準電圧信号との差分信号を出力する第１増幅器と、前記第１増幅器から出力された差分信号と前記ブリッジダイオードからの出力信号に基づく基準正弦波信号とを乗算した信号を供給する乗算器とを含むことが好ましい。 In the LED illumination driving power supply circuit according to the present invention, the control circuit outputs a differential signal between a signal based on an output signal from the rectifying and smoothing circuit and a reference voltage signal, and an output from the first amplifier. And a multiplier for supplying a signal obtained by multiplying the difference signal thus obtained and a reference sine wave signal based on the output signal from the bridge diode.

上記構成により、電流連続モードで力率改善回路を動作させる制御回路を簡単に構成することができる。 With the above configuration, a control circuit that operates the power factor correction circuit in the current continuous mode can be easily configured.

本発明に係るＬＥＤ照明駆動用電源回路では、前記制御回路は、前記乗算器から供給された信号と前記トランジスタのソース電流に基づく信号とを比較した信号を出力する第２増幅器と、前記第２増幅器から出力された信号と発振器から出力された三角波と比較してパルス信号を出力するＰＷＭコンパレータとを含むことが好ましい。 In the LED illumination driving power supply circuit according to the present invention, the control circuit outputs a second amplifier that outputs a signal obtained by comparing a signal supplied from the multiplier with a signal based on a source current of the transistor, and the second amplifier. It is preferable to include a PWM comparator that outputs a pulse signal in comparison with the signal output from the amplifier and the triangular wave output from the oscillator.

本発明に係るＬＥＤ照明駆動用電源回路では、前記整流平滑回路に接続された絶縁方式のＤＣ−ＤＣコンバータをさらに備えることが好ましい。 The LED illumination driving power supply circuit according to the present invention preferably further includes an insulation type DC-DC converter connected to the rectifying and smoothing circuit.

上記構成により、ＤＣ−ＤＣコンバータが絶縁方式で構成されるので、１次側回路と２次側回路とを分離することができる。 With the above configuration, since the DC-DC converter is configured by an insulation method, the primary side circuit and the secondary side circuit can be separated.

本発明に係るＬＥＤ照明駆動用電源回路は、前記力率改善回路を電流連続モードで動作させる制御回路を設けたので、高効率化小型化したＬＥＤ照明駆動用電源回路を実現することができる。 Since the LED illumination drive power supply circuit according to the present invention is provided with the control circuit for operating the power factor correction circuit in the continuous current mode, it is possible to realize a highly efficient and compact LED illumination drive power supply circuit.

実施の形態に係る電源回路の構成を示す回路図である。It is a circuit diagram which shows the structure of the power supply circuit which concerns on embodiment. 比較例に係る電源回路の構成を示す回路図である。It is a circuit diagram which shows the structure of the power supply circuit which concerns on a comparative example. 実施の形態に係るＬＥＤ照明システムの構成を示すブロック図である。It is a block diagram which shows the structure of the LED illumination system which concerns on embodiment. 上記ＬＥＤ照明システムのＬＥＤ照明回路に設けられたＤＣ−ＤＣコンバータの構成を説明するための図である。It is a figure for demonstrating the structure of the DC-DC converter provided in the LED lighting circuit of the said LED lighting system. 実施の形態に係る電源回路に設けられたＰＦＣ制御部の構成を説明するための図である。It is a figure for demonstrating the structure of the PFC control part provided in the power supply circuit which concerns on embodiment. 上記電源回路の動作を説明するための波形図である。It is a wave form diagram for demonstrating operation | movement of the said power supply circuit. 従来例に係る電源回路に設けられたＰＦＣ制御部の構成を説明するための図である。It is a figure for demonstrating the structure of the PFC control part provided in the power supply circuit which concerns on a prior art example. 上記電源回路の動作を説明するための波形図である。It is a wave form diagram for demonstrating operation | movement of the said power supply circuit. 上記電源回路に設けられた力率改善回路のチョークコイルへの電流波形を説明するための図である。It is a figure for demonstrating the current waveform to the choke coil of the power factor improvement circuit provided in the said power supply circuit.

本発明の一実施形態について図面に基づいて説明すれば、以下の通りである。 An embodiment of the present invention will be described below with reference to the drawings.

本実施の形態では、ＬＥＤを駆動するために直流電圧（電流）を供給する電源回路であって、特に商用電源（交流電源）を利用したＰＦＣ機能付きの電源回路について説明する。まず、電源回路を含む全体のＬＥＤ照明システムについて説明し、その後、電源回路について詳細に説明する。 In the present embodiment, a power supply circuit that supplies a DC voltage (current) for driving an LED, particularly a power supply circuit with a PFC function using a commercial power supply (AC power supply) will be described. First, the entire LED lighting system including the power supply circuit will be described, and then the power supply circuit will be described in detail.

（ＬＥＤ照明システムの構成）
図３は、ＬＥＤ照明システム１００の一構成例を示すブロック図である。図３に示すようにＬＥＤ照明システム１００は、電気的負荷としてのＬＥＤ群１１０と、ＬＥＤ群１１０に電力を供給するＬＥＤ照明回路１２０と、ＬＥＤ照明回路１２０に制御信号を送信することができる外部機器１３０とを備えている。ＬＥＤ群１１０およびＬＥＤ照明回路１２０は、照明装置を構成している。 (Configuration of LED lighting system)
FIG. 3 is a block diagram illustrating a configuration example of the LED lighting system 100. As shown in FIG. 3, the LED lighting system 100 includes an LED group 110 as an electrical load, an LED lighting circuit 120 that supplies power to the LED group 110, and an external device that can transmit a control signal to the LED lighting circuit 120. Device 130. The LED group 110 and the LED illumination circuit 120 constitute an illumination device.

ＬＥＤ群１１０は、多数のＬＥＤを含んでおり、全体的またはグループ毎に、直列接続、並列接続、または直並列接続されている。ＬＥＤ群１１０は、ＰＤＭ調光方式およびＤＣ調光方式に対応可能に構成されている。また、各ＬＥＤは、高演色性の白色光（昼白色〜電球色）を発することができるように構成されている。 The LED group 110 includes a large number of LEDs, and is connected in series, in parallel, or in series-parallel, as a whole or in groups. The LED group 110 is configured to be compatible with the PDM dimming method and the DC dimming method. Each LED is configured to emit white light with high color rendering properties (day white to light bulb color).

ＬＥＤ照明回路１２０は、電源回路１１５、ＤＣ／ＤＣコンバータ１０６、ＬＥＤドライバ１０７ａ・１０７ｂ、調光切替回路１０８、およびマイコン１０９を備えている。 The LED illumination circuit 120 includes a power supply circuit 115, a DC / DC converter 106, LED drivers 107a and 107b, a dimming switching circuit 108, and a microcomputer 109.

電源回路１１５は、ＰＦＣ機能付きの電源回路である。電源回路１１５は、商用電源（例えば、ＡＣ１００Ｖ）からノイズ（高調波電流）を低減するためのラインフィルタ１０１と、ラインフィルタ１０１を通過した交流電圧を整流する整流回路１０２と、整流回路１０２で整流された電圧を整流および平滑する整流平滑回路１０４と、整流回路１０２の出力電圧を昇圧し、このときに整流平滑回路１０４に流れ込む電流を調節することで力率を改善するＰＦＣ回路１０３（力率改善回路）と、ＰＦＣ回路１０３を制御するＰＦＣ制御部１０５（制御回路）とにより構成されている。ＰＦＣ制御部１０５としては、定電流回路ＩＣ（例えば、ＳＴマイクロ製のＬ６５６２Ａ）が用いられる。この構成により、電源回路１１５は、商用電源から、高い力率で低ノイズの直流電圧（電流）を形成し、出力することができる。電源回路１１５の出力電圧（電流）は、ＤＣ／ＤＣコンバータ１０６、ＬＥＤドライバ１０７ａ、および調光切替回路１０８に供給される。 The power supply circuit 115 is a power supply circuit with a PFC function. The power supply circuit 115 includes a line filter 101 for reducing noise (harmonic current) from a commercial power supply (for example, AC 100 V), a rectifier circuit 102 for rectifying an AC voltage that has passed through the line filter 101, and rectification by the rectifier circuit 102. A rectifying / smoothing circuit 104 that rectifies and smoothes the generated voltage, and a PFC circuit 103 that improves the power factor by adjusting the current flowing into the rectifying / smoothing circuit 104 at this time by boosting the output voltage of the rectifying circuit 102 (power factor Improvement circuit) and a PFC control unit 105 (control circuit) for controlling the PFC circuit 103. As the PFC control unit 105, a constant current circuit IC (for example, L6562A manufactured by STMicro) is used. With this configuration, the power supply circuit 115 can generate and output a DC voltage (current) with a high power factor and low noise from a commercial power supply. The output voltage (current) of the power supply circuit 115 is supplied to the DC / DC converter 106, the LED driver 107a, and the dimming switching circuit 108.

ＬＥＤドライバ１０７ａ・１０７ｂは、ＬＥＤ群１１０を駆動する。ここでは、ＬＥＤドライバ１０７ａに電圧を印加すると、ＬＥＤドライバ１０７ａによりＬＥＤ群１１０を昼白色で発光させることができ、ＬＥＤドライバ１０７ｂに電圧を印加すると、ＬＥＤドライバ１０７ｂによりＬＥＤ群１１０を電球色で発光させることができる。但し、発光色やドライバの数などは、これに限定されるものではない。 The LED drivers 107a and 107b drive the LED group 110. Here, when a voltage is applied to the LED driver 107a, the LED driver 110a can cause the LED group 110 to emit light in neutral white. When a voltage is applied to the LED driver 107b, the LED driver 107b causes the LED group 110 to emit light in a light bulb color. Can be made. However, the emission color and the number of drivers are not limited to this.

また、ＬＥＤドライバ１０７ａ・１０７ｂは、調光切替回路１０８で設定された調光方式に従って、ＬＥＤ群１１０を駆動する。調光切替回路１０８は、マイコン１０９の制御に応じて、ＰＤＭ調光方式とＤＣ調光方式とを切り替える。例えば、ＬＥＤ群１１０に大電流が流れる領域は、ＤＣ調光方式を使用し、小電流（例えば、定格電流に対して３０％）が流れる領域は、可聴周波数上限である２０ｋＨｚ以上の周波数帯によるＰＤＭ調光方式を使用することが好ましい。 The LED drivers 107a and 107b drive the LED group 110 according to the dimming method set by the dimming switching circuit 108. The dimming switching circuit 108 switches between the PDM dimming method and the DC dimming method in accordance with the control of the microcomputer 109. For example, a region where a large current flows through the LED group 110 uses a DC dimming method, and a region where a small current (for example, 30% of the rated current) flows depends on a frequency band of 20 kHz or more which is the upper limit of the audible frequency. It is preferable to use the PDM dimming method.

マイコン１０９は、ＬＥＤ群１１０の駆動に関する制御（調光方式、調色、停止など）を行う。マイコン１０９は、ＤＣ／ＤＣコンバータ１０６から出力される制御電圧に応じて、上記制御を行う。ＤＣ／ＤＣコンバータ１０６は、電源回路１１５の出力電圧から、マイコン１０９への制御電圧を生成している。 The microcomputer 109 performs control (light control method, color adjustment, stop, etc.) related to driving of the LED group 110. The microcomputer 109 performs the above control according to the control voltage output from the DC / DC converter 106. The DC / DC converter 106 generates a control voltage to the microcomputer 109 from the output voltage of the power supply circuit 115.

また、マイコン１０９は、外部機器１３０からの制御信号（例えば、赤外線信号）に応じて、上記制御を行うこともできる。外部機器１３０としては、リモコン１１１およびホトセンサ１１２が設けられている。これにより、例えば、ユーザは、リモコン１１１への入力操作により、ＬＥＤ群１１０の発光色を変えることができる。また、例えば、ホトセンサ１１２により検出した周囲環境の明るさに応じて、ＬＥＤ群１１０の輝度を変えることができる。 The microcomputer 109 can also perform the above control in accordance with a control signal (for example, an infrared signal) from the external device 130. As the external device 130, a remote controller 111 and a photo sensor 112 are provided. Thereby, for example, the user can change the emission color of the LED group 110 by an input operation to the remote controller 111. Further, for example, the brightness of the LED group 110 can be changed according to the brightness of the surrounding environment detected by the photosensor 112.

さらに、マイコン１０９は、ＤＣ／ＤＣコンバータ１０６からの制御電圧を、ＬＥＤ群１１０の常夜灯への電流駆動電圧として用いている。 Further, the microcomputer 109 uses the control voltage from the DC / DC converter 106 as a current drive voltage to the night lamps of the LED group 110.

上記の構成を有するＬＥＤ照明システム１００、特に照明装置では、ＰＦＣ回路１０３を備えた電源回路１１５を備えることによって、高い力率を得ることが可能となり、全体的な効率を向上させることが可能となる。また、高調波電流の発生を抑制できるため、ノイズを低減することが可能となる。 In the LED lighting system 100 having the above-described configuration, in particular, the lighting device, by including the power supply circuit 115 including the PFC circuit 103, a high power factor can be obtained, and overall efficiency can be improved. Become. Further, since generation of harmonic current can be suppressed, noise can be reduced.

（電源回路の概要）
次に、電源回路１１５の構成について具体的に説明する。なお、以下では、まず比較例として、電源回路１１５を従来のように構成する場合（図２の電源回路９１５）を説明した後、本実施例の電源回路（図１の電源回路１１５）の構成について説明する。 (Outline of power supply circuit)
Next, the configuration of the power supply circuit 115 will be specifically described. In the following description, as a comparative example, a case where the power supply circuit 115 is configured as in the past (power supply circuit 915 in FIG. 2) will be described first, and then the configuration of the power supply circuit in this embodiment (power supply circuit 115 in FIG. 1). Will be described.

（電源回路の比較例）
図２は、比較例としての電源回路９１５の一構成例を示す図である。図２に示すように、電源回路９１５は、ブリッジダイオード１１、フィルムコンデンサ１２、チョークコイル１３、整流用ダイオード９１４、サーミスタ１５、平滑用コンデンサ１７、ＳＬＯＷタイプのヒューズ９８４、電圧検出回路１８、トランジスタ１９、電流検出用抵抗Ｒ１、Ｒ２、Ｒ３、および、ＰＦＣ制御部９０５を備えている。 (Comparison example of power supply circuit)
FIG. 2 is a diagram illustrating a configuration example of a power supply circuit 915 as a comparative example. As shown in FIG. 2, the power supply circuit 915 includes a bridge diode 11, a film capacitor 12, a choke coil 13, a rectifying diode 914, a thermistor 15, a smoothing capacitor 17, a SLOW type fuse 984, a voltage detection circuit 18, and a transistor 19. Current detection resistors R1, R2, and R3, and a PFC control unit 905.

なお、ブリッジダイオード１１は、整流回路１０２を構成している。フィルムコンデンサ１２、チョークコイル１３、トランジスタ１９、および電流検出用抵抗Ｒ１、Ｒ２、Ｒ３は、ＰＦＣ回路１０３を構成している。整流用ダイオード９１４および平滑用コンデンサ１７は、整流平滑回路９９３を構成している。また、図３では、ラインフィルタ１０１を省略して図示している。 Note that the bridge diode 11 constitutes a rectifier circuit 102. The film capacitor 12, choke coil 13, transistor 19, and current detection resistors R 1, R 2, and R 3 constitute a PFC circuit 103. The rectifying diode 914 and the smoothing capacitor 17 constitute a rectifying and smoothing circuit 993. In FIG. 3, the line filter 101 is omitted.

ブリッジダイオード１１の２つの入力端子は、ラインフィルタ１０１の２つの出力端子にそれぞれ接続されている。ブリッジダイオード１１の第１出力端子（高電位側の端子）は、チョークコイル１３の主巻線、整流用ダイオード９１４、サーミスタ１５、およびヒューズ９８４をこの順番に介して、電源回路９１５の出力端子ＯＵＴに接続されている。フィルムコンデンサ１２の一方の端子は、ブリッジダイオード１１の第１出力端子に接続されている。平滑用コンデンサ１７の一方の端子は、サーミスタ１５とヒューズ９８４とを接続する経路に接続されている。ブリッジダイオード１１の第２出力端子（低電位側の端子）、フィルムコンデンサ１２の他方の端子、平滑用コンデンサ１７の他方の端子、およびチョークコイル１３の補助巻線の一方の端子は、共通してグランドに接続されている。チョークコイル１３の補助巻線の他方の端子は、ＰＦＣ制御部９０５に接続されている。 Two input terminals of the bridge diode 11 are respectively connected to two output terminals of the line filter 101. The first output terminal (high potential side terminal) of the bridge diode 11 is connected to the output terminal OUT of the power supply circuit 915 via the main winding of the choke coil 13, the rectifying diode 914, the thermistor 15, and the fuse 984 in this order. It is connected to the. One terminal of the film capacitor 12 is connected to the first output terminal of the bridge diode 11. One terminal of the smoothing capacitor 17 is connected to a path connecting the thermistor 15 and the fuse 984. The second output terminal (low potential side terminal) of the bridge diode 11, the other terminal of the film capacitor 12, the other terminal of the smoothing capacitor 17, and one terminal of the auxiliary winding of the choke coil 13 are common. Connected to ground. The other terminal of the auxiliary winding of the choke coil 13 is connected to the PFC control unit 905.

フィルムコンデンサ１２は、トランジスタ１９のスイッチングに伴うリップル電流を除去する。チョークコイル１３は、昇圧用のチョークコイルである。整流用ダイオード９１４は、Ｓｉ（シリコン）からなるダイオードにより構成されている。サーミスタ１５は、電源回路９１５に商用電源を接続した瞬間に突入電流が流れることを防止する。平滑用コンデンサ１７は、電解コンデンサにより構成されている。ヒューズ９８４は、電源回路９１５の出力端子に過電流が発生したときに、この過電流から回路内部を保護するための保護回路を構成している。 The film capacitor 12 removes a ripple current accompanying switching of the transistor 19. The choke coil 13 is a boost choke coil. The rectifying diode 914 is configured by a diode made of Si (silicon). The thermistor 15 prevents an inrush current from flowing at the moment when a commercial power supply is connected to the power supply circuit 915. The smoothing capacitor 17 is composed of an electrolytic capacitor. The fuse 984 constitutes a protection circuit for protecting the inside of the circuit from this overcurrent when an overcurrent occurs at the output terminal of the power supply circuit 915.

トランジスタ１９は、Ｎチャネル型のＭＯＳＦＥＴであり、ドレイン端子が整流用ダイオード９１４のアノード端子に接続され、ゲート端子がＰＦＣ制御部９０５に接続され、ソース端子が電流検出用抵抗Ｒ３を介してグランドに接続されている。トランジスタ１９は、ＰＦＣ制御部９０５により、オン／オフが切り替えられる。また、電流検出用抵抗Ｒ３に発生する電圧を検出することによって、トランジスタ１９に流れる電流、ひいてはチョークコイル１３の主巻線に流れる電流を検出することができる。これにより、例えば、電流検出用抵抗Ｒ３の検出結果をＰＦＣ制御部９０５に供給して、ＰＦＣ制御部９０５がて所定値を超えたことを判定したときにトランジスタ１９をオフにすることによって、トランジスタ１９を過電流から保護することが可能となる。 The transistor 19 is an N-channel MOSFET, the drain terminal is connected to the anode terminal of the rectifying diode 914, the gate terminal is connected to the PFC control unit 905, and the source terminal is connected to the ground via the current detection resistor R3. It is connected. The transistor 19 is switched on / off by the PFC control unit 905. Further, by detecting the voltage generated in the current detection resistor R3, it is possible to detect the current flowing through the transistor 19 and thus the current flowing through the main winding of the choke coil 13. Thereby, for example, the detection result of the current detection resistor R3 is supplied to the PFC control unit 905, and when the PFC control unit 905 determines that the predetermined value is exceeded, the transistor 19 is turned off, whereby the transistor 19 can be protected from overcurrent.

電圧検出回路１８は、入力端子が平滑用コンデンサ１７の一方の端子とヒューズ９８４とを接続する経路に接続され、出力端子がＰＦＣ制御部９０５に接続されている。電圧検出回路１８は、PFC回路の出力電圧を安定させると同時に、出力電圧が、短絡により異常に低下したり、過電圧になった場合を検出すると、ＰＦＣ制御部９０５に通知して、トランジスタ１９をオフにさせる。 The voltage detection circuit 18 has an input terminal connected to a path connecting one terminal of the smoothing capacitor 17 and the fuse 984, and an output terminal connected to the PFC control unit 905. When the voltage detection circuit 18 stabilizes the output voltage of the PFC circuit and at the same time detects a case where the output voltage is abnormally lowered due to a short circuit or an overvoltage, the voltage detection circuit 18 notifies the PFC control unit 905 and the transistor 19 Turn off.

ＰＦＣ制御部９０５は、ＣＲＭ（臨界モード）で、ＰＦＣ回路１０３を制御する。つまりは、ＰＦＣ制御部９０５は、変動のＰＷＭ周波数（自励発振の周波数）で、トランジスタ１９のスイッチングを制御する。 The PFC control unit 905 controls the PFC circuit 103 in CRM (critical mode). That is, the PFC control unit 905 controls the switching of the transistor 19 with the fluctuating PWM frequency (frequency of self-excited oscillation).

上記の構成を有する電源回路９１５では、ラインフィルタ１０１を通過した交流電圧は、ブリッジダイオード１１により整流された後、チョークコイル１３により昇圧され、整流用ダイオード９１４および平滑用コンデンサ１７により整流および平滑化されて、直流電圧として出力される。 In the power supply circuit 915 having the above configuration, the AC voltage that has passed through the line filter 101 is rectified by the bridge diode 11, boosted by the choke coil 13, and rectified and smoothed by the rectifying diode 914 and the smoothing capacitor 17. And output as a DC voltage.

一方、チョークコイル１３で昇圧している間、ＰＦＣ制御部９０５は、ＣＲＭ（臨界モード）で、トランジスタ１９を高周波数でスイッチング制御している。これにより、整流用ダイオード９１４、ひいては平滑用コンデンサ１７に流れ込む電流が調節されているので、電源回路９１５の力率が改善されている。 On the other hand, while the voltage is boosted by the choke coil 13, the PFC control unit 905 performs switching control of the transistor 19 at a high frequency in CRM (critical mode). As a result, the current flowing into the rectifying diode 914 and thus the smoothing capacitor 17 is adjusted, so that the power factor of the power supply circuit 915 is improved.

しかしながら、ＣＲＭモードで動作するＰＦＣ回路において、整流用ショットキーバリアダイオード９１４にＳｉダイオードを使用した場合には、チョークコイル１３、および、トランジスタ（ＭＯＳＦＥＴ）１９に流れるピーク電流が大きくなって、ＭＯＳＦＥＴのＯＮ時の損失が大きくなり、かつ、突入電流防止用パワーサーミスタ１５に流れる電流のピーク値も大きくなる。このため、大型のパワーサーミスタが必要となり、回路実装面積も大きくなるという問題があった。 However, in the PFC circuit operating in the CRM mode, when a Si diode is used as the rectifying Schottky barrier diode 914, the peak current flowing through the choke coil 13 and the transistor (MOSFET) 19 becomes large, and the MOSFET The loss at the time of ON increases, and the peak value of the current flowing through the inrush current preventing power thermistor 15 also increases. For this reason, a large power thermistor is required, and there is a problem that the circuit mounting area is increased.

（電源回路の実施例）
図１は、本実施例の電源回路１１５の一構成例を示す図である。図１に示すように、電源回路１１５は、ブリッジダイオード１１、フィルムコンデンサ１２、チョークコイル１３、整流用ダイオード１４、サーミスタ１５、即断ヒューズ１６、平滑用コンデンサ１７、電圧検出回路１８、トランジスタ１９、電流検出用抵抗Ｒ１、Ｒ２、Ｒ３、および、ＰＦＣ制御部１０５を備えている。 (Example of power supply circuit)
FIG. 1 is a diagram illustrating a configuration example of the power supply circuit 115 of the present embodiment. As shown in FIG. 1, the power supply circuit 115 includes a bridge diode 11, a film capacitor 12, a choke coil 13, a rectifying diode 14, a thermistor 15, an instant blow fuse 16, a smoothing capacitor 17, a voltage detection circuit 18, a transistor 19, and a current. Detection resistors R1, R2, and R3, and a PFC control unit 105 are provided.

つまりは、電源回路１１５は、比較例としての電源回路９１５と比較して、整流用ダイオード９１４に代えてＳｉＣ整流用ダイオード１４を備えるとともに、ＳＬＯＷタイプのヒューズ９８４を除いて、新たに即断ヒューズ１６を備えた構成を有している。なお、説明の便宜上、前述した比較例の図面に示した部材と同一の機能を有する部材については、同一の符号を付し、その説明を適宜省略する。 In other words, the power supply circuit 115 includes a SiC rectifying diode 14 instead of the rectifying diode 914 as compared with the power supply circuit 915 as a comparative example, and a new quick disconnect fuse 16 except for the SLOW type fuse 984. It has the composition provided with. For convenience of explanation, members having the same functions as those shown in the drawings of the comparative example described above are given the same reference numerals, and explanation thereof is omitted as appropriate.

ブリッジダイオード１１の２つの入力端子は、ラインフィルタ１０１の２つの出力端子にそれぞれ接続されている。なお、図１では、ラインフィルタ１０１を省略して図示している。ブリッジダイオード１１の第１出力端子（高電位側の端子）は、チョークコイル１３の主巻線、整流用ダイオード１４、サーミスタ１５、および即断ヒューズ１６をこの順番に介して、電源回路１１５の出力端子に接続されている。フィルムコンデンサ１２の一方の端子は、ブリッジダイオード１１の第１出力端子に接続されている。平滑用コンデンサ１７の一方の端子は、即断ヒューズ１６と出力端子とを接続する経路に接続されている。ブリッジダイオード１１の第２出力端子（低電位側の端子）、フィルムコンデンサ１２の他方の端子、平滑用コンデンサ１７の他方の端子、およびチョークコイル１３の補助巻線の一方の端子は、共通してグランドに接続されている。チョークコイル１３の補助巻線の他方の端子は、ＰＦＣ制御部１０５に接続されている。 Two input terminals of the bridge diode 11 are respectively connected to two output terminals of the line filter 101. In FIG. 1, the line filter 101 is omitted. The first output terminal (high potential side terminal) of the bridge diode 11 is the output terminal of the power supply circuit 115 through the main winding of the choke coil 13, the rectifying diode 14, the thermistor 15, and the immediate-break fuse 16 in this order. It is connected to the. One terminal of the film capacitor 12 is connected to the first output terminal of the bridge diode 11. One terminal of the smoothing capacitor 17 is connected to a path connecting the immediate-cut fuse 16 and the output terminal. The second output terminal (low potential side terminal) of the bridge diode 11, the other terminal of the film capacitor 12, the other terminal of the smoothing capacitor 17, and one terminal of the auxiliary winding of the choke coil 13 are common. Connected to ground. The other terminal of the auxiliary winding of the choke coil 13 is connected to the PFC control unit 105.

整流用ダイオード１４は、ＳｉＣ（シリコンカーバイド）からなるショットバリアキーダイオードにより構成されている。即断ヒューズ１６は、電源回路１１５の出力端子ＯＵＴが短絡したときに整流用ダイオード１４に発生する過大電力から、整流用ダイオード１４を保護するための保護回路を構成している。即断ヒューズ１６の定格電流値は、例えば、出力電力１００Ｗの場合は１．５Ａ〜２．０Ａであることが望ましい。この値により、整流用ダイオード１４の安全性を確保することができる。この値以上の定格電流では、オープン破壊に至らない可能性がある。 The rectifying diode 14 is a shot barrier key diode made of SiC (silicon carbide). The immediate blow fuse 16 constitutes a protection circuit for protecting the rectifying diode 14 from excessive power generated in the rectifying diode 14 when the output terminal OUT of the power supply circuit 115 is short-circuited. For example, in the case of an output power of 100 W, the rated current value of the immediate-break fuse 16 is desirably 1.5 A to 2.0 A. With this value, the safety of the rectifying diode 14 can be ensured. At rated currents above this value, open breakdown may not occur.

トランジスタ１９は、ドレイン端子が整流用ダイオード１４のアノード端子に接続され、ゲート端子がＰＦＣ制御部１０５に接続され、ソース端子が電流検出用抵抗Ｒ３を介してグランドに接続されている。電圧検出回路１８は、入力端子が平滑用コンデンサ１７の一方の端子と出力端子ＯＵＴとを接続する経路に接続され、出力端子がＰＦＣ制御部１０５に接続されている。 The transistor 19 has a drain terminal connected to the anode terminal of the rectifying diode 14, a gate terminal connected to the PFC control unit 105, and a source terminal connected to the ground via the current detection resistor R3. The voltage detection circuit 18 has an input terminal connected to a path connecting one terminal of the smoothing capacitor 17 and the output terminal OUT, and an output terminal connected to the PFC control unit 105.

ＰＦＣ制御部１０５は、ＣＣＭ（電流連続モード）で、ＰＦＣ回路１０３を制御する。つまりは、ＰＦＣ制御部１０５は、固定のＰＷＭ周波数（発振器による固定された周波数）で、トランジスタ１９のスイッチングを制御する。 The PFC control unit 105 controls the PFC circuit 103 in CCM (continuous current mode). That is, the PFC control unit 105 controls the switching of the transistor 19 at a fixed PWM frequency (a fixed frequency by the oscillator).

上記の構成を有する電源回路１１５では、ラインフィルタ１０１を通過した交流電圧は、ブリッジダイオード１１により整流された後、チョークコイル１３により昇圧され、整流用ダイオード１４および平滑用コンデンサ１７により整流および平滑化されて、直流電圧として出力される。 In the power supply circuit 115 having the above configuration, the AC voltage that has passed through the line filter 101 is rectified by the bridge diode 11, then boosted by the choke coil 13, and rectified and smoothed by the rectifying diode 14 and the smoothing capacitor 17. And output as a DC voltage.

一方、チョークコイル１３で昇圧している間、ＰＦＣ制御部１０５は、ＣＣＭ（電流連続モード）で、トランジスタ１９を高周波数でスイッチング制御している。これにより、整流用ダイオード１４、ひいては平滑用コンデンサ１７に流れ込む電流が調節されているので、電源回路１１５の力率が改善されている。 On the other hand, while boosting with the choke coil 13, the PFC control unit 105 performs switching control of the transistor 19 at a high frequency in CCM (continuous current mode). As a result, the current flowing into the rectifying diode 14 and thus the smoothing capacitor 17 is adjusted, so that the power factor of the power supply circuit 115 is improved.

また、電源回路１１５においては、前述の電源回路９１５と比較して、Ｓｉタイプの整流用ダイオード９１４をＳｉＣタイプの整流用ダイオード１４に置き換えるとともに、ＰＦＣ回路１０３の動作モードをＣＲＭからＣＣＭに変更しているので、整流用ダイオード１４のピーク電流値を低減して熱損失を削減することが可能となり、また、逆回復時間（ｔｒｒ）の低減によりスイッチング損失の削減が可能となる。よって、電源回路１１５では、高い効率を実現することができる。 Further, in the power supply circuit 115, the Si type rectifying diode 914 is replaced with the SiC type rectifying diode 14 and the operation mode of the PFC circuit 103 is changed from CRM to CCM as compared with the power supply circuit 915 described above. Therefore, the peak current value of the rectifying diode 14 can be reduced to reduce heat loss, and the switching loss can be reduced by reducing the reverse recovery time (trr). Therefore, the power supply circuit 115 can achieve high efficiency.

さらに、電源回路１１５においては、スイッチングのスパイク成分に起因する、ＡＭラジオ帯域のノイズについても低減が可能となる。これにより、より簡易なフィルタ構成とすることができる分、フィルタ部品のコストダウンが可能となる。 Further, in the power supply circuit 115, it is possible to reduce AM radio band noise caused by switching spike components. As a result, the cost of the filter parts can be reduced as much as a simpler filter configuration can be achieved.

そして、電源回路１１５の構成においては、整流用ダイオード１４およびサーミスタ１５の後段であって、平滑用コンデンサ１７の前段に、即断ヒューズ１６が設けられている。よって、アブノーマル試験において、出力端子ＯＵＴの短絡を行った時、出力端子ＯＵＴの短絡により整流用ダイオード１４に発生した最初の過電流により、即座に即断ヒューズ１６がオープン破壊するので、整流用ダイオード１４が破損することを回避することが可能となる。したがって、整流用ダイオード１４が破壊に至る前に、即断ヒューズ１６を安全に破壊することが可能となり、ユーザショックを与える破壊モードになることを回避し、高い安全性を確保することが可能となっている。 In the configuration of the power supply circuit 115, an immediate blow fuse 16 is provided after the rectifying diode 14 and the thermistor 15 and before the smoothing capacitor 17. Therefore, in the abnormal test, when the output terminal OUT is short-circuited, the first overcurrent generated in the rectifying diode 14 due to the short-circuiting of the output terminal OUT causes the immediate disconnection fuse 16 to be immediately broken open, so that the rectifying diode 14 Can be prevented from being damaged. Therefore, it is possible to safely break the immediate fuse 16 before the rectifying diode 14 breaks, and it is possible to avoid a break mode that gives a user shock and to ensure high safety. ing.

なお、即断ヒューズ１６は、上記のようにサーミスタ１５と平滑用コンデンサ１７との間に接続することが重要である。即断ヒューズ１６を、比較例の電源回路９１５においてＳＬＯＷタイプのヒューズ９８４を設置した位置、つまりは平滑用コンデンサ１７の後段に接続した場合は、整流用ダイオード１４の出力端を短絡した場合にオープン破壊することができない。このため、ＳＬＯＷタイプのヒューズ９８４を使用した時と同様に、整流用ダイオード１４は破壊してしまう。 It is important that the quick-cut fuse 16 be connected between the thermistor 15 and the smoothing capacitor 17 as described above. When the immediate fuse 16 is connected to the position where the SLOW type fuse 984 is installed in the power supply circuit 915 of the comparative example, that is, after the smoothing capacitor 17, the open breakdown is caused when the output terminal of the rectifying diode 14 is short-circuited. Can not do it. For this reason, the rectifying diode 14 is destroyed in the same manner as when the SLOW type fuse 984 is used.

（ＤＣ−ＤＣコンバータの構成）
図４は、ＬＥＤ照明回路１２０に設けられたＤＣ−ＤＣコンバータ１０６の構成を説明するための図である。ＤＣ−ＤＣコンバータ１０６は、絶縁方式のタイプであり、メイン回路２０とトランス２１とを有している。トランス２１は、絶縁されて、１次側回路と２次側回路とに分離されている。 (Configuration of DC-DC converter)
FIG. 4 is a diagram for explaining the configuration of the DC-DC converter 106 provided in the LED illumination circuit 120. The DC-DC converter 106 is an insulation type and includes a main circuit 20 and a transformer 21. The transformer 21 is insulated and separated into a primary side circuit and a secondary side circuit.

（ＰＦＣ制御部の構成）
図５は、電源回路１１５に設けられたＰＦＣ制御部１０５の構成を説明するための図である。図６は、電源回路１１５の動作を説明するための波形図であり、入力電圧波形Ｗ１、インダクタ電流波形Ｗ２、入力電流平均値波形Ｗ３、及びドレイン電圧Ｗ４を示している。 (Configuration of PFC controller)
FIG. 5 is a diagram for explaining the configuration of the PFC control unit 105 provided in the power supply circuit 115. FIG. 6 is a waveform diagram for explaining the operation of the power supply circuit 115, and shows an input voltage waveform W1, an inductor current waveform W2, an input current average value waveform W3, and a drain voltage W4.

ＰＦＣのＣＣＭ（電流連続モード）回路方式の例について、図５、図６を用いて説明する。これは、昇圧式のチョッパー回路であり、入力電流を、入力電圧と同じ正弦波にするものである。ＣＣＭ（電流連続モード）というのは、チョークコイル１３に流れる電流が連続であることに由来している。 An example of a PFC CCM (current continuous mode) circuit system will be described with reference to FIGS. This is a step-up chopper circuit that makes the input current the same sine wave as the input voltage. CCM (continuous current mode) is derived from the fact that the current flowing through the choke coil 13 is continuous.

ＰＦＣ制御部１０５は、増幅器２３を有している。増幅器２３は、整流平滑回路１０４からの出力電圧を抵抗Ｒ６及び抵抗Ｒ７により分圧した信号と基準電圧信号Ｖｒｅｆとを比較しその差分信号を乗算器２４に供給する。乗算器２４は、ブリッジダイオード１１の出力を抵抗Ｒ４、Ｒ５により分圧した基準正弦波信号と、増幅器２３から供給された差分信号とを乗算した信号を基準電圧として増幅器２５に出力する。増幅器２５は、トランジスタ１９のソース電流を電流検出のための抵抗Ｒ３で検出した信号と、上記基準電圧とを比較してその出力をＰＷＭコンパレータ２６に供給する。ＰＷＭコンパレータ２６は、増幅器２５からの出力を発振機２７の三角波と比較して出力するパルス信号のＯＮ幅を決定する。 The PFC control unit 105 has an amplifier 23. The amplifier 23 compares the signal obtained by dividing the output voltage from the rectifying / smoothing circuit 104 with the resistors R6 and R7 with the reference voltage signal Vref, and supplies the difference signal to the multiplier 24. The multiplier 24 outputs a signal obtained by multiplying the reference sine wave signal obtained by dividing the output of the bridge diode 11 by the resistors R4 and R5 and the difference signal supplied from the amplifier 23 to the amplifier 25 as a reference voltage. The amplifier 25 compares the reference voltage with a signal obtained by detecting the source current of the transistor 19 with the resistor R3 for current detection, and supplies the output to the PWM comparator 26. The PWM comparator 26 compares the output from the amplifier 25 with the triangular wave of the oscillator 27 and determines the ON width of the pulse signal to be output.

すなわち、増幅器２５の出力が発振機２７の三角波に到達するとトランジスタ１９のための駆動信号はＬＯＷとなり、トランジスタ１９はＯＦＦとなる。発振機２７の三角波信号が増幅器２５の出力信号を下回った時点でＰＷＭコンパレータ２６はＨｉｇｈとなりトランジスタ１９は再びＯＮとなりこの動作を繰り返す。インダクタ（チョークコイル１３）を流れる電流は、トランジスタ１９がＯＦＦの期間もゼロにならず、連続して流れている。このため、ピーク電流の値が小さいのでチョークコイル１３の銅損が少なく、さらに図１のサーミスタ１５に流れる実効電流が少なくなるため、サーミスタ１５は小型のパワーサーミスタを選択することができ、コスト、実装スペースで有利になる。 That is, when the output of the amplifier 25 reaches the triangular wave of the oscillator 27, the drive signal for the transistor 19 becomes LOW, and the transistor 19 is turned OFF. When the triangular wave signal of the oscillator 27 falls below the output signal of the amplifier 25, the PWM comparator 26 becomes high and the transistor 19 is turned on again, and this operation is repeated. The current flowing through the inductor (choke coil 13) does not become zero even when the transistor 19 is OFF and flows continuously. For this reason, since the value of the peak current is small, the copper loss of the choke coil 13 is small, and the effective current flowing through the thermistor 15 of FIG. 1 is small. Therefore, the thermistor 15 can select a small power thermistor, and the cost, This is advantageous in terms of mounting space.

図７は、従来例に係る電源回路に設けられたＰＦＣ制御部９０５の構成を説明するための図である。図８は、上記電源回路の動作を説明するための波形図であり、入力電圧波形Ｗ５、インダクタ電流波形Ｗ６、入力電流平均値波形Ｗ７、及びドレイン電圧Ｗ８を示している。 FIG. 7 is a diagram for explaining the configuration of the PFC control unit 905 provided in the power supply circuit according to the conventional example. FIG. 8 is a waveform diagram for explaining the operation of the power supply circuit, and shows an input voltage waveform W5, an inductor current waveform W6, an input current average value waveform W7, and a drain voltage W8.

従来例に係るＣＲＭ（臨界モード）回路方式の例について図７、図８を用いて説明する。これとは、異なる方式で実現させている場合もあるが、動作自体は同じで、区分されるものではない。これも昇圧チョッパー回路で、図８に示す通り、トランジスタ１９がＯＦＦの間に、チョークコイル１３を流れるインダクタ電流波形Ｗ６がゼロＡになった瞬間に、チョークコイル１３の補助巻線からゼロ検出回路８２、遅延回路８６を経て、パルス発生器８３に信号が入り、パルス発生機８３はＯＮ信号を出し、トランジスタ１９がＯＮになる。パルス発生器８３は、トランジスタ１９のオンの間、一定の信号をドライバ２８を介してトランジスタ１９に出力し、整流平滑回路１０４からのＰＦＣ出力を抵抗Ｒ６、Ｒ７で分圧した信号を増幅器２３の一方の基準電圧信号Ｖｒｅｆと比較し、その差分信号が、トランジスタ１９のＯＦＦ期間を決定することにより電圧制御を行っている。これとは、異なる方式でＣＲＭを実現させている場合もあるが、動作自体は同じであり、区分されるものではない。図８に示す通りトランジスタ１９はチョークコイル１３に流れる電流がゼロになってからＯＮするため、周波数が変動し、かつチョークコイル１３に流れる電流のピークは大きく、チョークコイル１３の銅損が大きい上に、図２に示すサーミスタ１５に流れる実効電流は大きいため、サーミスタ１５は大型になり、コスト、実装スペースで不利である。これに対して、本実施の形態では、図６に示すように、トランジスタ１９はチョークコイル１３に流れる電流がゼロになる前にＯＮするため、周波数が安定し、かつチョークコイル１３に流れる電流のピークは小さく、チョークコイル１３の銅損が小さくなる。また、図１に示すサーミスタ１５に流れる実効電流は小さくなるため、サーミスタ１５は小型にすることができ、コスト、実装スペースで有利になる。 An example of a conventional CRM (critical mode) circuit system will be described with reference to FIGS. This may be realized by a different method, but the operation itself is the same and is not divided. This is also a step-up chopper circuit, and as shown in FIG. 8, the zero detection circuit starts from the auxiliary winding of the choke coil 13 at the moment when the inductor current waveform W6 flowing through the choke coil 13 becomes zero A while the transistor 19 is OFF. 82, the signal enters the pulse generator 83 through the delay circuit 86, the pulse generator 83 outputs an ON signal, and the transistor 19 is turned on. The pulse generator 83 outputs a constant signal to the transistor 19 via the driver 28 while the transistor 19 is on, and a signal obtained by dividing the PFC output from the rectifying and smoothing circuit 104 by the resistors R6 and R7. Compared with one reference voltage signal Vref, the difference signal determines the OFF period of the transistor 19 to perform voltage control. In some cases, CRM may be realized by a different method, but the operation itself is the same and is not divided. As shown in FIG. 8, since the transistor 19 is turned on after the current flowing through the choke coil 13 becomes zero, the frequency fluctuates, the peak of the current flowing through the choke coil 13 is large, and the copper loss of the choke coil 13 is large. In addition, since the effective current flowing through the thermistor 15 shown in FIG. 2 is large, the thermistor 15 becomes large, which is disadvantageous in terms of cost and mounting space. In contrast, in the present embodiment, as shown in FIG. 6, the transistor 19 is turned on before the current flowing through the choke coil 13 becomes zero, so that the frequency is stable and the current flowing through the choke coil 13 is reduced. The peak is small and the copper loss of the choke coil 13 is small. In addition, since the effective current flowing through the thermistor 15 shown in FIG. 1 is reduced, the thermistor 15 can be reduced in size, which is advantageous in terms of cost and mounting space.

図９は、ＰＦＣ回路１０３のチョークコイル１３への電流波形を説明するための図である。電流不連続モードにおける電流波形Ｗ１１と、電流臨界モード（ＣＲＭ）における電流波形Ｗ９と、電流連続モード（ＣＣＭ）における電流波形Ｗ１０と、平均電流波形Ｗ１２とが示されている。チョークコイル１３に流れる電流を比較しているが、同じ平均電流をとった場合の電流臨界モード（ＣＲＭ）のピーク電流ΔＩ_ＣＲＭは、電流連続モード（ＣＣＭ）のピーク電流ΔＩ_ＣＣＭに比較して大きいことが分かる。したがって、実効値が少ないＣＣＭ方式では、図１に示すＣＣＭ方式におけるパワーサーミスタ１５は、図２に示すＣＲＭ方式におけるパワーサーミスタ１５よりも小型化できることが分かる。 FIG. 9 is a diagram for explaining a current waveform to the choke coil 13 of the PFC circuit 103. A current waveform W11 in the current discontinuous mode, a current waveform W9 in the current critical mode (CRM), a current waveform W10 in the current continuous mode (CCM), and an average current waveform W12 are shown. Although the current flowing through the choke coil 13 is compared, the peak current ΔI _{CRM in} the current critical mode (CRM) when the same average current is taken is larger than the peak current ΔI _CCM in the continuous current mode (CCM). I understand that. Therefore, in the CCM system having a small effective value, the power thermistor 15 in the CCM system shown in FIG. 1 can be made smaller than the power thermistor 15 in the CRM system shown in FIG.

（サーミスタの小型化）
ここで出力Ｐｏ＝100ＷのＲＦＣ回路について、入力Vin(rms)min＝ＡＣ85Ｖ、出力Ｖｏ＝385Ｖ、10Ωのパワーサーミスタを使用するとすれば、ＣＣＭ方式にした場合とＣＲＭ方式にした場合とを比較してみる。 (Thermistor miniaturization)
Here, for an RFC circuit with an output Po = 100W, if an input Vin (rms) min = AC85V, output Vo = 385V, and a 10Ω power thermistor are used, the CCM method and the CRM method are compared. Try.

まず、ＣＣＭ方式で、効率η＝92％。力率ＰＦ＝0.99とすると、
最大交流ライン電流Iin(max)＝Po/(η＊(Vin(rms)min)＊ＰＦ
＝100/(0.92＊(85)＊0.99)＝1.29Ａ
交流電流ピーク値Iin(pk)max＝√2(Po/η)/Vin(rms)min
＝（1.414＊100/0.92）/85＝1.808Ａ
交流ライン入力電流Iin(avg)max＝2＊Iin(pk)max/π
＝2＊1.808/3.142＝1.151Ａ
Ｌリップル電流ΔＩＬ＝0.3＊Iin(pk)max
＝0.3＊1.808＝0.542Ａ
チョークコイルに流れる実効電流 IL(rms)＝Iin(avg)max＋ΔＩＬ/2/√3
＝1.151＋0.542/2/1.73＝1.308Ａ
一方ＣＲＭ方式の場合、効率η＝90％力率ＰＦ＝0.98とすると、
交流電流ピーク値Iin(pk)max＝√2(Po/η)/Vin(rms)min
＝(1.414*100/0.90)/85＝1.848Ａ
交流ライン入力電流Iin(avg)max＝2＊Iin(pk)max/π
＝2＊1.848/3.142＝1.177Ａ
チョークコイルに流れる実効電流はIL(rms)pk＝Iin(avg)max＊√3
＝1.177＊1.73＝2.035Ａ
ＣＣＭ方式に使用できるパワーサーミスタ NTPAA100LDN0 12φ
ＣＲＭ方式に使用できるパワーサーミスタ NTPAJ100DKB0 20φ
となりＣＣＭ方式にすることでサーミスタ１５を小型化することができた。 First, in the CCM method, the efficiency η = 92%. If power factor PF = 0.99,
Maximum AC line current Iin (max) = Po / (η * (Vin (rms) min) * PF
= 100 / (0.92 * (85) * 0.99) = 1.29A
AC current peak value Iin (pk) max = √2 (Po / η) / Vin (rms) min
= (1.414 * 100 / 0.92) /85=1.808A
AC line input current Iin (avg) max = 2 * Iin (pk) max / π
= 2 * 1.808 / 3.142 = 1.151A
L ripple current ΔIL = 0.3 * Iin (pk) max
= 0.3 * 1.808 = 0.542A
Effective current flowing through the choke coil IL (rms) = Iin (avg) max + ΔIL / 2 / √3
= 1.151 + 0.542 / 2 / 1.73 = 1.308A
On the other hand, in the case of the CRM method, if efficiency η = 90% and power factor PF = 0.98,
AC current peak value Iin (pk) max = √2 (Po / η) / Vin (rms) min
= (1.414 * 100 / 0.90) /85=1.848A
AC line input current Iin (avg) max = 2 * Iin (pk) max / π
= 2 * 1.848 / 3.142 = 1.177A
The effective current that flows in the choke coil is IL (rms) pk = Iin (avg) max * √3
= 1.177 * 1.73 = 2.035A
Power thermistor that can be used for CCM system NTPAA100LDN0 12φ
Power thermistor that can be used in the CRM system NTPAJ100DKB0 20φ
Therefore, the thermistor 15 can be reduced in size by adopting the CCM method.

また、本実施の形態に使用する即断ヒューズ１６については、ＡＣ入力時の突入電流にて、通常動作で破壊してしまう危険性がある。本実施の形態では、突入電流で破壊してしまわないように、かつアブノーマル試験時にオープン破壊できるように、サーミスタ１５を使用し、さらに定格電流値は適切となるように設定した。 Further, the immediate-break fuse 16 used in the present embodiment has a risk of being destroyed in a normal operation due to an inrush current at the time of AC input. In the present embodiment, the thermistor 15 is used and the rated current value is set to be appropriate so as not to be broken by an inrush current and to be able to open break during an abnormal test.

本発明は上述した各実施形態に限定されるものではなく、請求項に示した範囲で種々の変更が可能であり、異なる実施形態にそれぞれ開示された技術的手段を適宜組み合わせて得られる実施形態についても本発明の技術的範囲に含まれる。 The present invention is not limited to the above-described embodiments, and various modifications are possible within the scope shown in the claims, and embodiments obtained by appropriately combining technical means disclosed in different embodiments. Is also included in the technical scope of the present invention.

本発明は、ＬＥＤを備えた照明装置に好適に用いられる電源回路に利用することができ、特に、電源回路に含まれるＰＦＣ回路を構成する技術に利用することができる。 INDUSTRIAL APPLICABILITY The present invention can be used for a power supply circuit suitably used for a lighting device including an LED, and in particular, can be used for a technique for configuring a PFC circuit included in the power supply circuit.

１１ブリッジダイオード
１２フィルムコンデンサ
１３チョークコイル
１４整流用ダイオード（整流用ショットキーバリアダイオード）
１５サーミスタ（突入電流防止用パワーサーミスタ）
１６即断ヒューズ
１７平滑用コンデンサ
１９トランジスタ
２０メイン回路
２１トランス
２３増幅器
２４乗算器
２５増幅器
２６ＰＷＭコンパレータ
２７発振機
２８ドライバ
１００ＬＥＤ照明システム
１０１ラインフィルタ
１０２整流回路
１０３ＰＦＣ回路（力率改善回路）
１０４整流平滑回路
１０５ＰＦＣ制御部（制御回路）
１０６ＤＣ／ＤＣコンバータ
１０７ａ，１０７ｂＬＥＤドライバ
１１０ＬＥＤ群
１１５電源回路
１２０ＬＥＤ照明回路（ＬＥＤ照明駆動用電源回路）
１３０外部機器
Ｗ１、Ｗ５入力電圧波形
Ｗ２、Ｗ６インダクタ電流波形
Ｗ３、Ｗ７入力電流平均値波形
Ｗ４、Ｗ８ドレイン電圧波形
Ｗ９電流波形
Ｗ１０電流波形
Ｗ１１電流波形
Ｗ１２平均電流波形

11 Bridge Diode 12 Film Capacitor 13 Choke Coil 14 Rectifier Diode (Rectifier Schottky Barrier Diode)
15 Thermistor (Power thermistor for preventing inrush current)
DESCRIPTION OF SYMBOLS 16 Immediate fuse 17 Smoothing capacitor 19 Transistor 20 Main circuit 21 Transformer 23 Amplifier 24 Multiplier 25 Amplifier 26 PWM comparator 27 Oscillator 28 Driver 100 LED lighting system 101 Line filter 102 Rectifier circuit 103 PFC circuit (Power factor improvement circuit)
104 Rectifier smoothing circuit 105 PFC controller (control circuit)
106 DC / DC converters 107a and 107b LED driver 110 LED group 115 power supply circuit 120 LED illumination circuit (LED illumination drive power supply circuit)
130 External devices W1, W5 Input voltage waveform W2, W6 Inductor current waveform W3, W7 Input current average value waveform W4, W8 Drain voltage waveform W9 Current waveform W10 Current waveform W11 Current waveform W12 Average current waveform

Claims

A power factor correction circuit connected to the bridge diode;
A rectifying / smoothing circuit connected to the power factor correction circuit,
The power factor correction circuit includes a choke coil having one end connected to the bridge diode and the other end connected to the rectifying / smoothing circuit, and a transistor having a drain connected to the rectifying / smoothing circuit side of the choke coil. ,
The rectifying / smoothing circuit includes a rectifying Schottky barrier diode connected to the choke coil,
A power thermistor for preventing inrush current connected to the Schottky barrier diode;
And a control circuit for operating the power factor correction circuit in a continuous current mode.

The control circuit includes: a first amplifier that outputs a differential signal between a signal based on an output signal from the rectifying and smoothing circuit and a reference voltage signal; a differential signal output from the first amplifier; and an output signal from the bridge diode The LED illumination driving power supply circuit according to claim 1, further comprising a multiplier that supplies a signal obtained by multiplying a reference sine wave signal based on the signal.

The control circuit outputs a signal obtained by comparing a signal supplied from the multiplier and a signal based on a source current of the transistor, a signal output from the second amplifier, and an output from an oscillator The LED illumination driving power supply circuit according to claim 2, further comprising a PWM comparator that outputs a pulse signal in comparison with a triangular wave.

The LED illumination driving power supply circuit according to claim 1, further comprising an insulation type DC-DC converter connected to the rectifying and smoothing circuit.